交流交流電力変換器の制御装置
【課題】専用の測定器や外部追加装置、複雑なシーケンス処理等を必要とせず、共振周波数や系統電気定数を容易に算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合には運転不許可やアラーム発生により電力変換器やトランスの損傷を未然に防止する。
【解決手段】交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、マトリクスコンバータ４０の少なくとも一相分の入力電流を検出する電流検出手段１０５と、検出した入力電流の高調波成分を抽出してその周波数を演算すると共に、演算した周波数からマトリクスコンバータ４０の入力系統の共振周波数または系統リアクタンス等の電気定数を演算する系統情報演算手段１０６とを備える。
【解決手段】交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、マトリクスコンバータ４０の少なくとも一相分の入力電流を検出する電流検出手段１０５と、検出した入力電流の高調波成分を抽出してその周波数を演算すると共に、演算した周波数からマトリクスコンバータ４０の入力系統の共振周波数または系統リアクタンス等の電気定数を演算する系統情報演算手段１０６とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、例えば、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、系統インピーダンスが存在する場合の入力系統の共振周波数や系統電気定数を演算して電力変換器の制御、保護動作に用いるようにした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。
【０００３】
このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、後述する特許文献１に記載されている。
図１１はこの従来技術の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いた制御装置である。
【０００４】
上記制御装置６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ＊及び瞬時無効電力指令ｑ＊とから、数式１により入力電流指令を演算する。
【０００５】
【数１】
【０００６】
なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。
整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０である電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。
【０００７】
ここで、図１１における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図１２は、図１１の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、ここでは、系統インピーダンス２０がトランスの漏れインダクタンス等のインダクタンス成分であるとして説明する。なお、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆはそれぞれ入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量を示す。
【０００８】
図１３は、図１２に基づいて伝達関数を導出し、安定解析を行った場合の特性方程式の根軌跡であり、上記系統インピーダンス２０によるリアクタンス（Ｘｓ＝ωＬｓ、ただし、ωは入力周波数）をマトリクスコンバータ４０の装置容量の０％〜３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
この図１３から、上記リアクタンス（系統リアクタンスという）が大きくなるにつれて、特性方程式の根が徐々に右側に移動し、その実部が正になっていくことが判る。特性方程式の根の実部が正になると、制御系は振動が減衰せず不安定になることが知られており、図１３によれば、系統リアクタンスが装置容量の１％以上では、実部が正になって不安定となる。
【０００９】
上記のように制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。
【００１０】
ここで、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。
図１４は、この従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ１，τ２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。
この従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。
【００１１】
一方、ＰＷＭサイクロコンバータの入力フィルタに起因する共振電流を抑制するために、入力フィルタのリアクトルにダンピング抵抗を並列接続して入力電流の高調波成分をダンピング抵抗により消費させる方法や、上記ダンピング抵抗を用いずに、入力フィルタにＰＷＭコンバータ（アクティブフィルタ）を接続して共振電流を抑制する補正電流を注入することにより、入力電流波形を改善するようにした方法が、特許文献２に開示されている。
【００１２】
しかしながら、非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題がある。図１５は、この従来技術による特性方程式の根軌跡であり、系統リアクタンスＸｓがマトリクスコンバータ４０の装置容量の１％までは安定であるが、１．５％以上では不安定になっている。従って、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。
【００１３】
また、特許文献２に記載された従来技術によれば、ダンピング抵抗による熱損失をなくすことは可能であるが、共振電流抑制用のＰＷＭコンバータやその制御回路が必要になり、装置全体が大形化してコスト高になるといった問題がある。
更に、特許文献１は、もっぱら入力フィルタによる共振電流に起因した入力電流の歪み低減を目的としており、電源と受電端との間の配線インピーダンスやトランスの漏れインダクタンス等により、一般的に系統インピーダンスが大きくなった場合の入力電流歪みの低減技術については開示されていない。
【００１４】
【特許文献１】特開２００５−７３２３３号公報（［００５２］〜［００６６］、図１等）
【特許文献２】特開２００３−２４４９６０号公報（［０００２］〜［０００７］、図１，図６等）
【非特許文献１】Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, “Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System”, IEEE, 2003, p.2059-2065
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上述した従来技術の問題点に鑑み、系統インピーダンスが大きくなった場合にも、新たに電力変換器等を付加することなく入力電流や出力電圧の歪みを抑制可能とする制御装置として、以下に述べるような改良案が考えられる。
図１６は、改良された制御装置を示すブロック図であり、入力電流制御手段６２Ａの構成を除いて図１１と実質的に同一である。
図１７は入力電流制御手段６２Ａの内部構成であり、図１６の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の直交二軸成分の入力電圧検出値ｖα，ｖβに基づいて入力電流指令を補正する機能を有する。
【００１６】
図１７における演算手段６２ａは、電圧検出値ｖα，ｖβから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖα，ｖβをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫｄを乗じて電流の補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、前記電流指令ｉα＊，ｉβ＊に上記補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂから出力される高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐである。
【００１７】
【数２】
【００１８】
【数３】
【００１９】
図１８は、図１７における伝達関数の特性方程式の根軌跡を示しており、図１３，図１５と同様にマトリクスコンバータ４０の装置容量の系統リアクタンスを０％から３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
図１８から明らかなように、根の全ての実部が負に配置されており、図１３，図１５と比べて制御系が安定化できている。
すなわち、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫｄを乗じて大きさを調節した補正成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをもとの電流指令ｉα＊，ｉβ＊に加えて最終的な入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を得ることにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となる。
【００２０】
図１９は、この改良案によるシミュレーション結果であり、上から受電端の相電圧ｖｉｎ（p.u.）、系統リアクタンスの電流ｉｓ（p.u.）、ローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖｕｖ（p.u.）を示している。シミュレーションでは、系統リアクタンスを１％とし、領域Ａでは、入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を数式１のみを用いて制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を用いた。
この図１９から、領域Ａでは、マトリクスコンバータ４０の入力電流ｉｉｎが変動し、これに伴って系統リアクタンスに流れる電流ｉｓが変動していると共に、この電流ｉｓの変動によって受電端電圧ｖｉｎが変動している。瞬時値制御では、図１１，図１２に示したように受電端電圧ｖｉｎの変動に応じて入力電流ｉｉｎを演算し制御するため、入力電流ｉｉｎが更に変動することとなり、結果として正帰還ループに陥って制御が不安定になっている。
一方、図１９の領域Ｂでは、数式２の入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を用いて入力電流の変動成分を抑制することにより、正帰還ループのゲインを抑制することができ、電流ｉｓの歪みが小さく抑えられている。また、領域Ａでは受電端電圧ｖｉｎが変動するため、ＰＷＭ可能範囲外となって出力線間電圧Ｖｕｖに歪みが生じているが、領域Ｂではこの歪みもほとんど発生していない。
【００２１】
さて、上述した改良案による入力電流や出力電圧の安定化制御（振動抑制制御）は、系統インピーダンスに応じて、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数（時定数Ｔｄの逆数）を変化させなければ満足な効果は得られない。図１２に示したように、系統インピーダンス２０が主に配線やトランスによるインダクタンス成分であるとすると、系統インピーダンス２０を含むマトリクスコンバータの入力系統の共振周波数ｆｓは数式４によって表される。この数式４において、前述したごとく、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆは入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量である。
【００２２】
【数４】
【００２３】
仮に、系統インダクタンスが入力フィルタリアクトルのインダクタンスと等しい場合（Ｌｓ＝Ｌｆ）には、数式４より、共振周波数ｆｓは系統インピーダンス２０が存在しない場合に比べて１／√２になる。従って、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を固定した場合、系統インピーダンスの大きさによって入力電圧に含まれる高調波成分の振幅や位相が変化するため、安定化制御の特性を悪化させる恐れがある。
これを解決するためには、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を変化させればよいが、系統インピーダンス２０は装置の設置環境や配線の長さ、トランスの容量や特性など様々な要因で異なるため、個々の設置場所ごとに作業者が専用の測定器を用いて系統電気定数を測定し、測定された電気定数から共振周波数ｆｓを求める必要が生じる。この場合には、測定器の設置作業や測定作業に多くの時間とコストを要することになる。
【００２４】
また、図１６，図１７等に示した改良案では、制御装置によって限界が存在する。例えば、共振周波数が基本波周波数に接近すると、ハイパスフィルタ６２ｂの設計が困難となり、入力電圧に含まれる高調波成分を精度よく抽出することができなくなる。高調波成分を抽出できなくなると安定化制御の効果が満足されず、マトリクスコンバータ等を含む装置全体の故障や損傷を招く恐れがある。従って、制御限界を超える系統インピーダンスが存在する場合には、装置を安全に使用するため、使用者に警告を発して受電設備や配線環境の改善を促す必要がある。
【００２５】
そこで、これらの問題点を解決するために、発明者は、専用の測定器や外部追加装置、煩雑な測定作業を必要とせず、入力系統の共振周波数や系統電気定数を容易に算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合にはアラーム発生や運転不許可等の制御動作、保護動作を講じて電力変換器やトランス等の損傷を未然に防止するようにした交流交流電力変換器の制御装置を、特願２００５−３１４３０８として既に出願した。
【００２６】
図２０〜図２３は、上記先願発明の主要部を説明するためのものであり、以下、これらの図を参照しつつ先願発明について略述する。
図２０は先願発明の構成を示すブロック図である。三相交流電源１０には、インダクタンス成分からなる系統インピーダンス２０を有する電力系統を介して、マグネットコンタクタやブレーカ等の機械スイッチ１０１が接続されている。この機械スイッチ１０１の負荷側には、入力フィルタリアクトル３２及び入力フィルタコンデンサ３３を介してマトリクスコンバータ４０が接続され、その出力側には交流電動機等の負荷５０が接続されている。
【００２７】
また、１０４はマトリクスコンバータ制御手段であり、例えば図１６に示したように入力電流制御手段６２Ａ、整流器制御手段６３、インバータ制御手段６４、ＰＷＭパルスパルス合成手段６５等を備え、入力電圧をＰＷＭ制御して所定の大きさ及び周波数の出力電圧を負荷５０に供給するものである。
【００２８】
図２０の入力フィルタコンデンサ３３の両端の電圧を電圧センサや分圧抵抗により各相ごとに検出して静止座標上の直交二軸成分に変換する電圧検出手段１０２が接続されており、この電圧検出手段１０２から出力された二軸成分ｖα，ｖβは系統情報演算手段１０３に入力されている。
系統情報演算手段１０３は、上記二軸成分ｖα，ｖβに基づいて入力系統の共振周波数と系統インダクタンス等の系統電気定数とを演算すると共に、前記機械スイッチ１０１のオン／オフ信号を生成して出力する機能を備えている。
【００２９】
図２１は、前記系統情報演算手段１０３の内部構成図である。
二軸成分ｖα，ｖβが入力される電圧ベクトル演算手段１０３ａは、基本波周波数を直流成分にして共振周波数演算精度を向上させるために、数式５に従って入力電圧ベクトルＶｉを演算する。なお、入力電圧基本波位相を用いて座標変換を行っても良い。
【００３０】
【数５】
【００３１】
数式５により求めた入力電圧ベクトルＶｉを記憶手段１０３ｂに一定期間記憶させ、所定の検出サンプリング刻みＴＳを用いて数値演算手段としての高速フーリエ変換手段１０３ｃにより離散フーリエ変換し、入力電圧に含まれる高調波成分の周波数及び振幅を求める。ここで、離散フーリエ変換は、入力信号の周波数を測定するために一定期間サンプリングされたデータをフーリエ級数に展開して入力信号の振幅及び周波数を求める数値演算手法であり、その内容は周知であるため詳細な説明は省略する。
【００３２】
高速フーリエ変換手段１０３ｃにより得られた振幅及び周波数の情報に基づき、基本波周波数から系統インピーダンス２０を含まない状態での入力フィルタ（リアクトル３２及びコンデンサ３３）の共振周波数（数式４においてＬｓを省いた共振周波数）までの間で、振幅が最大となる周波数を共振周波数ｆＳとして抽出する。これは、系統インピーダンス２０に起因して、共振周波数ｆＳは入力フィルタ自身の共振周波数よりも低く移動するためであり、このように周波数の抽出範囲を限定することで、演算精度を向上させる目的である。
数式４をＬｓについて解くと、数式６となる。ただし、数式６において、ωｓ＝２πｆｓである。
【００３３】
【数６】
【００３４】
高速フーリエ変換手段１０３ｃにより抽出された共振周波数ｆｓすなわちωｓを数式６に代入すれば、系統インダクタンスＬｓを求めることができる。図２１の電気定数演算手段１０３ｄは、ωｓ＝２πｆｓ及び上記の数式６に基づいて系統インダクタンスＬｓを求める手段である。
なお、数式６におけるＣｆ，Ｌｆは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段１０３ｄでは数式６を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
【００３５】
図２２は、共振周波数演算のフローチャートを示している。まず、図２０の機械スイッチ１０１をオンし（ステップＳ１）、それから一定時間が経過するまで（Ｓ２ＮＯ）、入力電圧の検出、入力電圧ベクトルの演算、記憶手段１０３ｂへの保存を繰り返し行う（Ｓ６〜Ｓ８）る。
一定時間が経過した後に（Ｓ２ＹＥＳ）、高速フーリエ変換によって共振周波数を抽出し、前述した数式６を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する（Ｓ３〜Ｓ５）。
【００３６】
なお、入力電圧のサンプリングは、機械スイッチ１０１をオンした直後に開始する必要があるが、以下にその理由を説明する。
図２３は、系統インピーダンスが存在する場合の受電電圧と入力フィルタコンデンサ３３の両端電圧のシミュレーション波形を示しており、機械スイッチ１０１を測定開始時点（０．００秒）から０．０２秒後にオンした場合の波形である。この図２３によれば、系統インピーダンスの存在により、機械スイッチ１０１を０．０２秒でオンした直後に過渡的な共振が発生して入力フィルタコンデンサ３３の電圧が変動し、徐々に共振が減衰しているのがわかる。実際の系統インピーダンスは純粋なインダクタンス成分のみではなく、抵抗成分が存在するため、この抵抗成分によりダンピングがかかり、振動現象は徐々に減衰していく。
従って、定常状態で入力電圧をサンプリングするよりも、機械スイッチ１０１をオンした直後の過渡現象により振動が継続している状態で入力電圧をサンプリングするほうが、共振周波数ｆＳを精度よく抽出できることとなる。
【００３７】
図２１の構成の系統情報演算手段１０３により得られた系統の共振周波数ｆＳや系統インダクタンスＬＳは、図２０に示す如くマトリクスコンバータ制御手段１０４に送られている。
マトリクスコンバータ制御手段１０４は、例えば図１７に示した内部構成の入力電流制御手段６２Ａを備えており、この入力電流制御手段６２Ａは、入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段６２ａと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ６２ｂと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段６２ｃ及び加算手段６２ｄ，６２ｅを有している。
そこで、図２０，図２１の系統情報演算手段１０３から送られた共振周波数ｆｓや系統電気定数に応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なえば、図１６，図１７等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことができる。
【００３８】
さて、上述した先願発明によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の高調波成分から共振周波数や系統電気定数を演算することが一応可能であるが、入力電圧に含まれる高調波成分は基本波成分の振幅に対して数％程度であるため、演算精度の点で問題がある。
また、前述した如く、検出精度を高めるために機械スイッチ１０１をオンした直後の過渡状態において入力電圧の高調波成分を抽出しているが、機械スイッチ１０１の動作遅れ等を考慮した上で機械スイッチ１０１の操作と記憶手段１０３ｂへの保存動作のタイミング調整を行わなくてはならない等、シーケンス処理に複雑な演算が必要になるおそれがあった。
【００３９】
そこで本発明の解決課題は、共振周波数等の演算精度を向上させ、複雑なシーケンス処理を要することなく容易に入力系統の共振周波数や系統電気定数を算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合にはアラーム発生や運転不許可等の制御動作、保護動作を講じて電力変換器やトランス等の損傷を未然に防止するようにした交流交流電力変換器の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、を備えたものである。
【００４１】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記系統情報演算手段は、入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算するものである。
【００４２】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有するものである。
【００４３】
請求項４に記載した発明は、請求項３において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする。
【００４４】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数または系統電気定数を前記電力変換器の制御に用いるものである。
【００４５】
請求項６に記載した発明は、請求項５において、
前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させるものである。
【００４６】
請求項７に記載した発明は、請求項６において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする。
【００４７】
請求項８に記載した発明は、請求項１〜７の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたものである。
【００４８】
請求項９に記載した発明は、請求項８において、
前記制動係数を前記電力変換器の制御に用いるものである。
【００４９】
請求項１０に記載した発明は、請求項９において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
【００５０】
請求項１１に記載した発明は、請求項１〜１０の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
【００５１】
請求項１２に記載した発明は、請求項１０または１１において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００５２】
本発明においては、電力変換器の入力電流から高調波成分の周波数を演算して系統インピーダンスを含む入力系統の共振周波数を求め、この共振周波数から系統インダクタンス等の系統電気定数や制動係数を演算する。
これにより、専用の測定器や外部装置の追加、煩雑な測定作業等を要することなく制御や保護動作に有用な系統情報を容易に得ることができると共に、系統インピーダンスが大きい場合には、運転待機やアラーム発生により故障や事故を未然に防止して安全に運転可能な制御装置を提供することが可能である。
また、入力電流を任意のタイミングから所定期間サンプリングして記憶し、共振周波数の演算に用いればよいため、機械スイッチの操作と記憶動作とのタイミング調整を行うための複雑なシーケンス処理も不要になり、演算負荷の軽減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図２０と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
なお、図１におけるマトリクスコンバータ制御手段１０４は、例えば、図１６に示した入力電流制御手段６２Ａ、整流器制御手段６３、インバータ制御手段６４、ＰＷＭパルス合成手段６５を備えており、図１の電圧検出手段１０２により検出される入力電圧に応じた入力電流指令と負荷５０に応じた出力電圧指令とから、それぞれ整流器制御手段６３及びインバータ制御手段６４を介してパルスを生成し、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段６５により合成してマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに与えるように構成されている。
【００５４】
また、上記入力電流制御手段６２Ａは、図１７に示したように入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段６２ａと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ６２ｂと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段６２ｃ及び加算手段６２ｄ，６２ｅを有している。
【００５５】
さて、図１において、入力フィルタリアクトル３２のマトリクスコンバータ４０側にはマトリクスコンバータ４０の一相分（例えばＲ相）の入力電流を検出する電流検出手段１０５が接続されており、この電流検出手段１０５により検出した入力電流ｉｒは系統情報演算手段１０６に入力されている。
【００５６】
図２は、系統情報演算手段１０６の構成を示している。
前記電流検出手段１０５により検出した一相分の入力電流ｉｒを入力基本波周期のｎ倍の期間にわたってサンプリングし、このデータｉαは記憶手段１０６ａに記憶される。ここで、サンプリングする期間を入力基本波周期のｎ倍の期間とするのは、検出された入力電流が交流量であるため、後述するフーリエ変換を行う場合の信号の繰り返し雑音ノイズを低減し、周波数成分を精度良く検出するためである。
このようにしてデータを記憶すれば、電流検出手段１０５を一相分のみで構成することができ、検出器に要するコストを抑制することができる。また、前述したｎの値は、大きいほどデータ量が豊富になるため精度向上に役立つ反面、必要な記憶容量が大きくなる。従って、ｎの値は、使用する記憶装置の容量やコストを考慮して決定すればよい。
【００５７】
次に、所定の検出サンプリング刻みＴＳを用いて高速フーリエ変換手段１０６ｂにより離散フーリエ変換を行い、入力信号の周波数及び振幅を演算する。離散フーリエ変換は、入力信号の周波数を測定するために一定期間サンプリングされたデータをフーリエ級数に変換し、入力信号の周波数及び振幅を求める数値演算手法として周知であるため、ここではその詳細な説明を省略する。
【００５８】
高速フーリエ変換手段１０６ｂにより得られた振幅及び周波数の情報に基づき、先願発明と同様に共振周波数ｆＳを抽出し、更に、前述した数式６によって系統インダクタンスＬｓを算出する。図２の電気定数演算手段１０６ｃは、ωｓ＝２πｆｓ及び数式６に基づいて系統インダクタンスＬｓを求める手段である。
なお、数式６におけるＣｆ，Ｌｆは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段１０６ｃでは数式６を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
【００５９】
図３は、共振周波数演算のフローチャートを示している。まず、任意のタイミングから基本周波数のｎ倍の期間が経過するまで入力電流をサンプリングして検出し、記憶手段１０６ａに記憶する（ステップＳ１ＮＯ，Ｓ５，Ｓ６）。基本周波数のｎ倍の期間が経過したら（Ｓ１ＹＥＳ）、高速フーリエ変換手段１０６ｂにより離散フーリエ変換を行って共振周波数を抽出し、前述した数式６を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する（Ｓ２〜Ｓ４）。
【００６０】
ここで、本実施形態では、図２２に示したように機械スイッチをオンした直後の過渡状態ではなく、任意のタイミングからサンプリングして記憶手段１０６ａに記憶させても高精度に共振周波数を検出することができる。その理由を以下に説明する。
【００６１】
図４は、マトリクスコンバータ４０の入力側の回路構成図である。ここで、機械スイッチ１０７は仮定的に挿入したものである。
本実施形態における共振周波数の演算は、マトリクスコンバータ４０の停止中に行うため、負荷５０には電流が流れず、電源１０から入力側フィルタリアクトル３２及び入力側フィルタコンデンサ３３を介して循環する電流が流れる。
この循環電流が流れる一相分の回路のインピーダンスは、数式７によって表される。この数式７において、ωは入力の角周波数であり、また、Ｌｆ’は循環電流が通過する２個のリアクトルの合成インダクタンスを示すものとする。
【００６２】
【数７】
【００６３】
図５は、角周波数ωを変化させた場合の数式７のインピーダンスＺを示している。
数式７から明らかなように、ＬＣ共振回路では入力周波数に応じてインピーダンスＺが変化し、図５に示すように共振周波数ωｓでインピーダンスＺが最小になる特性となる。入力電流は入力電圧をインピーダンスにより除した値であるから、共振周波数ωｓ近傍の振幅は顕著に表れる。そして、振幅が大きいほど情報量は多くなるので、共振周波数ωｓの演算精度を高くすることができるものである。
【００６４】
なお、図６は、図４において機械スイッチ１０７をオンした場合の波形図であり、図６の上から入力電圧、入力フィルタコンデンサ電圧、入力電流を示している。
この図６によれば、フィルタコンデンサ電圧に含まれる共振周波数成分は、入力電圧の基本波に対して微小であるが、入力電流に含まれる共振周波数成分は図５に示したインピーダンスＺの特性により顕著に表れている。従って、本実施形態のように入力電流を検出することにより、機械スイッチ１０７をオンした直後の過渡状態における入力電圧を検出しなくても、高精度に共振周波数を演算することができる。このため、機械スイッチ１０７のオン操作と記憶手段１０６ａへの記憶動作とのタイミング調整も不要になり、シーケンス処理の容易化が可能になる。
【００６５】
系統情報演算手段１０６により共振周波数ｆｓ及び系統電気定数を演算した後は、先願発明と同様に図１７のハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なうことにより、図１６，図１７等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことが可能である。
ちなみに、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を決定する場合、共振周波数の減衰量や位相が最適になるように決定することが望ましい。例えば、共振周波数ｆｓが５００Ｈｚの場合には、カットオフ周波数を１／２の２５０Ｈｚ程度に設定すると良いことが確認されている。
【００６６】
次に、図７は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態が第１実施形態と異なる点は、制動係数演算手段１０８を有する点である。この制動係数演算手段１０８には系統情報演算手段１０６から共振周波数及び系統電気定数が入力されており、これらの情報に基づいて得た制動係数がマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。
【００６７】
マトリクスコンバータの入力フィルタには、共振を抑制するために抵抗を挿入してダンピングをかける場合がある。一例として、図７に示すように入力フィルタリアクトル３２と並列にダンピング抵抗３４をそれぞれ接続した場合について説明する。
【００６８】
図８は、系統インピーダンス２０を入力フィルタリアクトル３２（インダクタンスＬｆ）に対して大きくした場合の制動係数を示したものであり、横軸は系統インダクタンスＬＳのＬｆに対する比に相当する。ここで、制動係数とは、共振系のダンピングがどれくらいかかりやすいかを示す数値であり、制動係数の数値が大きいほどダンピングが強くかかって振動の減衰、つまり振動の抑制効果が大きくなる。図８によれば、系統インダクタンスが大きくなるにつれて制動係数が小さくなっており、系統インダクタンスと制動係数とは概ね反比例の関係にあるのがわかる。
このように制動係数は系統インダクタンスの大きさに左右されるので、系統情報演算手段１０６により得た系統インダクタンスに応じてダンピング抵抗３４を選択したり、場合によっては運転不許可等の保護手段を講じることができる。
【００６９】
すなわち、この実施形態では、第１実施形態と同様に、系統情報演算手段１０６により入力系統の共振周波数と系統インダクタンスＬＳを含む系統電気定数とを求めたら、図７の制動係数演算手段１０８では、図８の関数テーブルを用いて制動係数を演算し、マトリクスコンバータ制御手段１０４に出力する。系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数が得られれば、振動成分の増幅量や減衰時間等の推定が可能になるので、マトリクスコンバータ制御手段１０４では、この制動係数を予め設定された規定値（下限値）と比較し、制動係数が前記規定値以下になった場合には振動の抑制が困難と判断してマトリクスコンバータ４０の運転を不許可とする（運転待機状態とする）、外部にアラーム出力する等の保護動作を実行することができる。
これにより、マトリクスコンバータ４０やトランス等の故障や損傷を防ぐことができる。
【００７０】
なお、図７ではダンピング抵抗３４が入力フィルタリアクトル３２と並列に接続されているが、ダンピング抵抗３４の挿入方法は様々であるから、その挿入方法に応じて図８のような関数テーブルを複数用意しておき、系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数を求めればよい。
【００７１】
次いで、図９は本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態では、系統情報演算手段１０６により得た共振周波数及び系統電気定数が、運転監視手段１０９を介してマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。運転監視手段１０９には、共振周波数及び系統電気定数についてそれぞれ予め規定値が設定されており、共振周波数等をこの規定値と比較した結果に応じて外部にアラームを発生させるように構成されている。
【００７２】
図１０は、この実施形態における運転許可シーケンスを示している。例えば、系統情報演算手段１０６により得た共振周波数が規定値（下限値）以下、すなわち系統インダクタンスが大きい場合には（ステップＳ１１，Ｓ１２ＹＥＳ）、アラームを出力させ（Ｓ１３）、使用者に共振周波数及び系統インダクタンスが制御系の限界を超過していることを知らせて運転待機状態とする（Ｓ１４，Ｓ１５）。上記の規定値は制御装置の性能によるが、例えば基本周波数の５倍程度とする。
なお、共振周波数が規定値を超えている場合には、制御可能範囲内と判断してアラームを解除し、運転準備を行う（Ｓ１６，Ｓ１７）。
【００７３】
共振周波数が規定値以下である場合の対策方法としては、受電設備からマトリクスコンバータ４０までの配線長を短くしてインダクタンスを小さくしたり、あるいは受電設備に設置されるトランスとして漏れインダクタンスの小さいものを用いる等が考えられる。
なお、本実施形態における運転監視手段１０９の機能として、図７に示した制動係数演算手段１０８の機能を併有させても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１の主要部を示す構成図である。
【図３】第１実施形態における共振周波数演算のフローチャートである。
【図４】第１実施形態におけるマトリクスコンバータの入力側の回路構成図である。
【図５】角周波数ωを変化させた場合の数式７のインピーダンスＺを示す図である。
【図６】図４において機械スイッチをオンした場合の電圧、電流の波形図である。
【図７】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図８】系統インダクタンスと制動係数との関係を示す図である。
【図９】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第３実施形態における運転許可シーケンスを示すフローチャートである。
【図１１】特許文献１に係る発明の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１における主要部の構成図である。
【図１３】図１２の構成を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１４】非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。
【図１５】図１４の従来技術を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１６】改良案に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６における主要部の構成図である。
【図１８】改良案を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１９】改良案によるシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】先願発明の構成を示すブロック図である。
【図２１】図２０における主要部の構成図である。
【図２２】先願発明における共振周波数演算のフローチャートである。
【図２３】先願発明における受電電圧及び入力フィルタコンデンサの電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
【００７５】
１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３２：入力フィルタリアクトル
３３：入力フィルタコンデンサ
３４：入力フィルタダンピング抵抗
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
１０２：電圧検出手段
１０４：マトリクスコンバータ制御手段
１０５：電流検出手段
１０６：系統情報演算手段
１０６ａ：記憶手段
１０６ｂ：高速フーリエ変換手段
１０６ｃ：電気定数演算手段
１０７：機械スイッチ
１０８：制動係数演算手段
１０９：運転監視手段
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、例えば、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、系統インピーダンスが存在する場合の入力系統の共振周波数や系統電気定数を演算して電力変換器の制御、保護動作に用いるようにした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。
【０００３】
このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、後述する特許文献１に記載されている。
図１１はこの従来技術の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いた制御装置である。
【０００４】
上記制御装置６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ＊及び瞬時無効電力指令ｑ＊とから、数式１により入力電流指令を演算する。
【０００５】
【数１】
【０００６】
なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。
整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０である電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。
【０００７】
ここで、図１１における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図１２は、図１１の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、ここでは、系統インピーダンス２０がトランスの漏れインダクタンス等のインダクタンス成分であるとして説明する。なお、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆはそれぞれ入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量を示す。
【０００８】
図１３は、図１２に基づいて伝達関数を導出し、安定解析を行った場合の特性方程式の根軌跡であり、上記系統インピーダンス２０によるリアクタンス（Ｘｓ＝ωＬｓ、ただし、ωは入力周波数）をマトリクスコンバータ４０の装置容量の０％〜３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
この図１３から、上記リアクタンス（系統リアクタンスという）が大きくなるにつれて、特性方程式の根が徐々に右側に移動し、その実部が正になっていくことが判る。特性方程式の根の実部が正になると、制御系は振動が減衰せず不安定になることが知られており、図１３によれば、系統リアクタンスが装置容量の１％以上では、実部が正になって不安定となる。
【０００９】
上記のように制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。
【００１０】
ここで、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。
図１４は、この従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ１，τ２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。
この従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。
【００１１】
一方、ＰＷＭサイクロコンバータの入力フィルタに起因する共振電流を抑制するために、入力フィルタのリアクトルにダンピング抵抗を並列接続して入力電流の高調波成分をダンピング抵抗により消費させる方法や、上記ダンピング抵抗を用いずに、入力フィルタにＰＷＭコンバータ（アクティブフィルタ）を接続して共振電流を抑制する補正電流を注入することにより、入力電流波形を改善するようにした方法が、特許文献２に開示されている。
【００１２】
しかしながら、非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題がある。図１５は、この従来技術による特性方程式の根軌跡であり、系統リアクタンスＸｓがマトリクスコンバータ４０の装置容量の１％までは安定であるが、１．５％以上では不安定になっている。従って、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。
【００１３】
また、特許文献２に記載された従来技術によれば、ダンピング抵抗による熱損失をなくすことは可能であるが、共振電流抑制用のＰＷＭコンバータやその制御回路が必要になり、装置全体が大形化してコスト高になるといった問題がある。
更に、特許文献１は、もっぱら入力フィルタによる共振電流に起因した入力電流の歪み低減を目的としており、電源と受電端との間の配線インピーダンスやトランスの漏れインダクタンス等により、一般的に系統インピーダンスが大きくなった場合の入力電流歪みの低減技術については開示されていない。
【００１４】
【特許文献１】特開２００５−７３２３３号公報（［００５２］〜［００６６］、図１等）
【特許文献２】特開２００３−２４４９６０号公報（［０００２］〜［０００７］、図１，図６等）
【非特許文献１】Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, “Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System”, IEEE, 2003, p.2059-2065
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上述した従来技術の問題点に鑑み、系統インピーダンスが大きくなった場合にも、新たに電力変換器等を付加することなく入力電流や出力電圧の歪みを抑制可能とする制御装置として、以下に述べるような改良案が考えられる。
図１６は、改良された制御装置を示すブロック図であり、入力電流制御手段６２Ａの構成を除いて図１１と実質的に同一である。
図１７は入力電流制御手段６２Ａの内部構成であり、図１６の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の直交二軸成分の入力電圧検出値ｖα，ｖβに基づいて入力電流指令を補正する機能を有する。
【００１６】
図１７における演算手段６２ａは、電圧検出値ｖα，ｖβから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖα，ｖβをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫｄを乗じて電流の補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、前記電流指令ｉα＊，ｉβ＊に上記補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂから出力される高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐである。
【００１７】
【数２】
【００１８】
【数３】
【００１９】
図１８は、図１７における伝達関数の特性方程式の根軌跡を示しており、図１３，図１５と同様にマトリクスコンバータ４０の装置容量の系統リアクタンスを０％から３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
図１８から明らかなように、根の全ての実部が負に配置されており、図１３，図１５と比べて制御系が安定化できている。
すなわち、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫｄを乗じて大きさを調節した補正成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをもとの電流指令ｉα＊，ｉβ＊に加えて最終的な入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を得ることにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となる。
【００２０】
図１９は、この改良案によるシミュレーション結果であり、上から受電端の相電圧ｖｉｎ（p.u.）、系統リアクタンスの電流ｉｓ（p.u.）、ローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖｕｖ（p.u.）を示している。シミュレーションでは、系統リアクタンスを１％とし、領域Ａでは、入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を数式１のみを用いて制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を用いた。
この図１９から、領域Ａでは、マトリクスコンバータ４０の入力電流ｉｉｎが変動し、これに伴って系統リアクタンスに流れる電流ｉｓが変動していると共に、この電流ｉｓの変動によって受電端電圧ｖｉｎが変動している。瞬時値制御では、図１１，図１２に示したように受電端電圧ｖｉｎの変動に応じて入力電流ｉｉｎを演算し制御するため、入力電流ｉｉｎが更に変動することとなり、結果として正帰還ループに陥って制御が不安定になっている。
一方、図１９の領域Ｂでは、数式２の入力電流指令ｉα＊＊，ｉβ＊＊を用いて入力電流の変動成分を抑制することにより、正帰還ループのゲインを抑制することができ、電流ｉｓの歪みが小さく抑えられている。また、領域Ａでは受電端電圧ｖｉｎが変動するため、ＰＷＭ可能範囲外となって出力線間電圧Ｖｕｖに歪みが生じているが、領域Ｂではこの歪みもほとんど発生していない。
【００２１】
さて、上述した改良案による入力電流や出力電圧の安定化制御（振動抑制制御）は、系統インピーダンスに応じて、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数（時定数Ｔｄの逆数）を変化させなければ満足な効果は得られない。図１２に示したように、系統インピーダンス２０が主に配線やトランスによるインダクタンス成分であるとすると、系統インピーダンス２０を含むマトリクスコンバータの入力系統の共振周波数ｆｓは数式４によって表される。この数式４において、前述したごとく、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆは入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量である。
【００２２】
【数４】
【００２３】
仮に、系統インダクタンスが入力フィルタリアクトルのインダクタンスと等しい場合（Ｌｓ＝Ｌｆ）には、数式４より、共振周波数ｆｓは系統インピーダンス２０が存在しない場合に比べて１／√２になる。従って、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を固定した場合、系統インピーダンスの大きさによって入力電圧に含まれる高調波成分の振幅や位相が変化するため、安定化制御の特性を悪化させる恐れがある。
これを解決するためには、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を変化させればよいが、系統インピーダンス２０は装置の設置環境や配線の長さ、トランスの容量や特性など様々な要因で異なるため、個々の設置場所ごとに作業者が専用の測定器を用いて系統電気定数を測定し、測定された電気定数から共振周波数ｆｓを求める必要が生じる。この場合には、測定器の設置作業や測定作業に多くの時間とコストを要することになる。
【００２４】
また、図１６，図１７等に示した改良案では、制御装置によって限界が存在する。例えば、共振周波数が基本波周波数に接近すると、ハイパスフィルタ６２ｂの設計が困難となり、入力電圧に含まれる高調波成分を精度よく抽出することができなくなる。高調波成分を抽出できなくなると安定化制御の効果が満足されず、マトリクスコンバータ等を含む装置全体の故障や損傷を招く恐れがある。従って、制御限界を超える系統インピーダンスが存在する場合には、装置を安全に使用するため、使用者に警告を発して受電設備や配線環境の改善を促す必要がある。
【００２５】
そこで、これらの問題点を解決するために、発明者は、専用の測定器や外部追加装置、煩雑な測定作業を必要とせず、入力系統の共振周波数や系統電気定数を容易に算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合にはアラーム発生や運転不許可等の制御動作、保護動作を講じて電力変換器やトランス等の損傷を未然に防止するようにした交流交流電力変換器の制御装置を、特願２００５−３１４３０８として既に出願した。
【００２６】
図２０〜図２３は、上記先願発明の主要部を説明するためのものであり、以下、これらの図を参照しつつ先願発明について略述する。
図２０は先願発明の構成を示すブロック図である。三相交流電源１０には、インダクタンス成分からなる系統インピーダンス２０を有する電力系統を介して、マグネットコンタクタやブレーカ等の機械スイッチ１０１が接続されている。この機械スイッチ１０１の負荷側には、入力フィルタリアクトル３２及び入力フィルタコンデンサ３３を介してマトリクスコンバータ４０が接続され、その出力側には交流電動機等の負荷５０が接続されている。
【００２７】
また、１０４はマトリクスコンバータ制御手段であり、例えば図１６に示したように入力電流制御手段６２Ａ、整流器制御手段６３、インバータ制御手段６４、ＰＷＭパルスパルス合成手段６５等を備え、入力電圧をＰＷＭ制御して所定の大きさ及び周波数の出力電圧を負荷５０に供給するものである。
【００２８】
図２０の入力フィルタコンデンサ３３の両端の電圧を電圧センサや分圧抵抗により各相ごとに検出して静止座標上の直交二軸成分に変換する電圧検出手段１０２が接続されており、この電圧検出手段１０２から出力された二軸成分ｖα，ｖβは系統情報演算手段１０３に入力されている。
系統情報演算手段１０３は、上記二軸成分ｖα，ｖβに基づいて入力系統の共振周波数と系統インダクタンス等の系統電気定数とを演算すると共に、前記機械スイッチ１０１のオン／オフ信号を生成して出力する機能を備えている。
【００２９】
図２１は、前記系統情報演算手段１０３の内部構成図である。
二軸成分ｖα，ｖβが入力される電圧ベクトル演算手段１０３ａは、基本波周波数を直流成分にして共振周波数演算精度を向上させるために、数式５に従って入力電圧ベクトルＶｉを演算する。なお、入力電圧基本波位相を用いて座標変換を行っても良い。
【００３０】
【数５】
【００３１】
数式５により求めた入力電圧ベクトルＶｉを記憶手段１０３ｂに一定期間記憶させ、所定の検出サンプリング刻みＴＳを用いて数値演算手段としての高速フーリエ変換手段１０３ｃにより離散フーリエ変換し、入力電圧に含まれる高調波成分の周波数及び振幅を求める。ここで、離散フーリエ変換は、入力信号の周波数を測定するために一定期間サンプリングされたデータをフーリエ級数に展開して入力信号の振幅及び周波数を求める数値演算手法であり、その内容は周知であるため詳細な説明は省略する。
【００３２】
高速フーリエ変換手段１０３ｃにより得られた振幅及び周波数の情報に基づき、基本波周波数から系統インピーダンス２０を含まない状態での入力フィルタ（リアクトル３２及びコンデンサ３３）の共振周波数（数式４においてＬｓを省いた共振周波数）までの間で、振幅が最大となる周波数を共振周波数ｆＳとして抽出する。これは、系統インピーダンス２０に起因して、共振周波数ｆＳは入力フィルタ自身の共振周波数よりも低く移動するためであり、このように周波数の抽出範囲を限定することで、演算精度を向上させる目的である。
数式４をＬｓについて解くと、数式６となる。ただし、数式６において、ωｓ＝２πｆｓである。
【００３３】
【数６】
【００３４】
高速フーリエ変換手段１０３ｃにより抽出された共振周波数ｆｓすなわちωｓを数式６に代入すれば、系統インダクタンスＬｓを求めることができる。図２１の電気定数演算手段１０３ｄは、ωｓ＝２πｆｓ及び上記の数式６に基づいて系統インダクタンスＬｓを求める手段である。
なお、数式６におけるＣｆ，Ｌｆは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段１０３ｄでは数式６を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
【００３５】
図２２は、共振周波数演算のフローチャートを示している。まず、図２０の機械スイッチ１０１をオンし（ステップＳ１）、それから一定時間が経過するまで（Ｓ２ＮＯ）、入力電圧の検出、入力電圧ベクトルの演算、記憶手段１０３ｂへの保存を繰り返し行う（Ｓ６〜Ｓ８）る。
一定時間が経過した後に（Ｓ２ＹＥＳ）、高速フーリエ変換によって共振周波数を抽出し、前述した数式６を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する（Ｓ３〜Ｓ５）。
【００３６】
なお、入力電圧のサンプリングは、機械スイッチ１０１をオンした直後に開始する必要があるが、以下にその理由を説明する。
図２３は、系統インピーダンスが存在する場合の受電電圧と入力フィルタコンデンサ３３の両端電圧のシミュレーション波形を示しており、機械スイッチ１０１を測定開始時点（０．００秒）から０．０２秒後にオンした場合の波形である。この図２３によれば、系統インピーダンスの存在により、機械スイッチ１０１を０．０２秒でオンした直後に過渡的な共振が発生して入力フィルタコンデンサ３３の電圧が変動し、徐々に共振が減衰しているのがわかる。実際の系統インピーダンスは純粋なインダクタンス成分のみではなく、抵抗成分が存在するため、この抵抗成分によりダンピングがかかり、振動現象は徐々に減衰していく。
従って、定常状態で入力電圧をサンプリングするよりも、機械スイッチ１０１をオンした直後の過渡現象により振動が継続している状態で入力電圧をサンプリングするほうが、共振周波数ｆＳを精度よく抽出できることとなる。
【００３７】
図２１の構成の系統情報演算手段１０３により得られた系統の共振周波数ｆＳや系統インダクタンスＬＳは、図２０に示す如くマトリクスコンバータ制御手段１０４に送られている。
マトリクスコンバータ制御手段１０４は、例えば図１７に示した内部構成の入力電流制御手段６２Ａを備えており、この入力電流制御手段６２Ａは、入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段６２ａと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ６２ｂと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段６２ｃ及び加算手段６２ｄ，６２ｅを有している。
そこで、図２０，図２１の系統情報演算手段１０３から送られた共振周波数ｆｓや系統電気定数に応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なえば、図１６，図１７等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことができる。
【００３８】
さて、上述した先願発明によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の高調波成分から共振周波数や系統電気定数を演算することが一応可能であるが、入力電圧に含まれる高調波成分は基本波成分の振幅に対して数％程度であるため、演算精度の点で問題がある。
また、前述した如く、検出精度を高めるために機械スイッチ１０１をオンした直後の過渡状態において入力電圧の高調波成分を抽出しているが、機械スイッチ１０１の動作遅れ等を考慮した上で機械スイッチ１０１の操作と記憶手段１０３ｂへの保存動作のタイミング調整を行わなくてはならない等、シーケンス処理に複雑な演算が必要になるおそれがあった。
【００３９】
そこで本発明の解決課題は、共振周波数等の演算精度を向上させ、複雑なシーケンス処理を要することなく容易に入力系統の共振周波数や系統電気定数を算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合にはアラーム発生や運転不許可等の制御動作、保護動作を講じて電力変換器やトランス等の損傷を未然に防止するようにした交流交流電力変換器の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、を備えたものである。
【００４１】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記系統情報演算手段は、入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算するものである。
【００４２】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有するものである。
【００４３】
請求項４に記載した発明は、請求項３において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする。
【００４４】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数または系統電気定数を前記電力変換器の制御に用いるものである。
【００４５】
請求項６に記載した発明は、請求項５において、
前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させるものである。
【００４６】
請求項７に記載した発明は、請求項６において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする。
【００４７】
請求項８に記載した発明は、請求項１〜７の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたものである。
【００４８】
請求項９に記載した発明は、請求項８において、
前記制動係数を前記電力変換器の制御に用いるものである。
【００４９】
請求項１０に記載した発明は、請求項９において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
【００５０】
請求項１１に記載した発明は、請求項１〜１０の何れか１項において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。
【００５１】
請求項１２に記載した発明は、請求項１０または１１において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００５２】
本発明においては、電力変換器の入力電流から高調波成分の周波数を演算して系統インピーダンスを含む入力系統の共振周波数を求め、この共振周波数から系統インダクタンス等の系統電気定数や制動係数を演算する。
これにより、専用の測定器や外部装置の追加、煩雑な測定作業等を要することなく制御や保護動作に有用な系統情報を容易に得ることができると共に、系統インピーダンスが大きい場合には、運転待機やアラーム発生により故障や事故を未然に防止して安全に運転可能な制御装置を提供することが可能である。
また、入力電流を任意のタイミングから所定期間サンプリングして記憶し、共振周波数の演算に用いればよいため、機械スイッチの操作と記憶動作とのタイミング調整を行うための複雑なシーケンス処理も不要になり、演算負荷の軽減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図２０と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
なお、図１におけるマトリクスコンバータ制御手段１０４は、例えば、図１６に示した入力電流制御手段６２Ａ、整流器制御手段６３、インバータ制御手段６４、ＰＷＭパルス合成手段６５を備えており、図１の電圧検出手段１０２により検出される入力電圧に応じた入力電流指令と負荷５０に応じた出力電圧指令とから、それぞれ整流器制御手段６３及びインバータ制御手段６４を介してパルスを生成し、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段６５により合成してマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに与えるように構成されている。
【００５４】
また、上記入力電流制御手段６２Ａは、図１７に示したように入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段６２ａと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ６２ｂと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段６２ｃ及び加算手段６２ｄ，６２ｅを有している。
【００５５】
さて、図１において、入力フィルタリアクトル３２のマトリクスコンバータ４０側にはマトリクスコンバータ４０の一相分（例えばＲ相）の入力電流を検出する電流検出手段１０５が接続されており、この電流検出手段１０５により検出した入力電流ｉｒは系統情報演算手段１０６に入力されている。
【００５６】
図２は、系統情報演算手段１０６の構成を示している。
前記電流検出手段１０５により検出した一相分の入力電流ｉｒを入力基本波周期のｎ倍の期間にわたってサンプリングし、このデータｉαは記憶手段１０６ａに記憶される。ここで、サンプリングする期間を入力基本波周期のｎ倍の期間とするのは、検出された入力電流が交流量であるため、後述するフーリエ変換を行う場合の信号の繰り返し雑音ノイズを低減し、周波数成分を精度良く検出するためである。
このようにしてデータを記憶すれば、電流検出手段１０５を一相分のみで構成することができ、検出器に要するコストを抑制することができる。また、前述したｎの値は、大きいほどデータ量が豊富になるため精度向上に役立つ反面、必要な記憶容量が大きくなる。従って、ｎの値は、使用する記憶装置の容量やコストを考慮して決定すればよい。
【００５７】
次に、所定の検出サンプリング刻みＴＳを用いて高速フーリエ変換手段１０６ｂにより離散フーリエ変換を行い、入力信号の周波数及び振幅を演算する。離散フーリエ変換は、入力信号の周波数を測定するために一定期間サンプリングされたデータをフーリエ級数に変換し、入力信号の周波数及び振幅を求める数値演算手法として周知であるため、ここではその詳細な説明を省略する。
【００５８】
高速フーリエ変換手段１０６ｂにより得られた振幅及び周波数の情報に基づき、先願発明と同様に共振周波数ｆＳを抽出し、更に、前述した数式６によって系統インダクタンスＬｓを算出する。図２の電気定数演算手段１０６ｃは、ωｓ＝２πｆｓ及び数式６に基づいて系統インダクタンスＬｓを求める手段である。
なお、数式６におけるＣｆ，Ｌｆは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段１０６ｃでは数式６を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。
【００５９】
図３は、共振周波数演算のフローチャートを示している。まず、任意のタイミングから基本周波数のｎ倍の期間が経過するまで入力電流をサンプリングして検出し、記憶手段１０６ａに記憶する（ステップＳ１ＮＯ，Ｓ５，Ｓ６）。基本周波数のｎ倍の期間が経過したら（Ｓ１ＹＥＳ）、高速フーリエ変換手段１０６ｂにより離散フーリエ変換を行って共振周波数を抽出し、前述した数式６を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する（Ｓ２〜Ｓ４）。
【００６０】
ここで、本実施形態では、図２２に示したように機械スイッチをオンした直後の過渡状態ではなく、任意のタイミングからサンプリングして記憶手段１０６ａに記憶させても高精度に共振周波数を検出することができる。その理由を以下に説明する。
【００６１】
図４は、マトリクスコンバータ４０の入力側の回路構成図である。ここで、機械スイッチ１０７は仮定的に挿入したものである。
本実施形態における共振周波数の演算は、マトリクスコンバータ４０の停止中に行うため、負荷５０には電流が流れず、電源１０から入力側フィルタリアクトル３２及び入力側フィルタコンデンサ３３を介して循環する電流が流れる。
この循環電流が流れる一相分の回路のインピーダンスは、数式７によって表される。この数式７において、ωは入力の角周波数であり、また、Ｌｆ’は循環電流が通過する２個のリアクトルの合成インダクタンスを示すものとする。
【００６２】
【数７】
【００６３】
図５は、角周波数ωを変化させた場合の数式７のインピーダンスＺを示している。
数式７から明らかなように、ＬＣ共振回路では入力周波数に応じてインピーダンスＺが変化し、図５に示すように共振周波数ωｓでインピーダンスＺが最小になる特性となる。入力電流は入力電圧をインピーダンスにより除した値であるから、共振周波数ωｓ近傍の振幅は顕著に表れる。そして、振幅が大きいほど情報量は多くなるので、共振周波数ωｓの演算精度を高くすることができるものである。
【００６４】
なお、図６は、図４において機械スイッチ１０７をオンした場合の波形図であり、図６の上から入力電圧、入力フィルタコンデンサ電圧、入力電流を示している。
この図６によれば、フィルタコンデンサ電圧に含まれる共振周波数成分は、入力電圧の基本波に対して微小であるが、入力電流に含まれる共振周波数成分は図５に示したインピーダンスＺの特性により顕著に表れている。従って、本実施形態のように入力電流を検出することにより、機械スイッチ１０７をオンした直後の過渡状態における入力電圧を検出しなくても、高精度に共振周波数を演算することができる。このため、機械スイッチ１０７のオン操作と記憶手段１０６ａへの記憶動作とのタイミング調整も不要になり、シーケンス処理の容易化が可能になる。
【００６５】
系統情報演算手段１０６により共振周波数ｆｓ及び系統電気定数を演算した後は、先願発明と同様に図１７のハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なうことにより、図１６，図１７等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことが可能である。
ちなみに、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を決定する場合、共振周波数の減衰量や位相が最適になるように決定することが望ましい。例えば、共振周波数ｆｓが５００Ｈｚの場合には、カットオフ周波数を１／２の２５０Ｈｚ程度に設定すると良いことが確認されている。
【００６６】
次に、図７は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態が第１実施形態と異なる点は、制動係数演算手段１０８を有する点である。この制動係数演算手段１０８には系統情報演算手段１０６から共振周波数及び系統電気定数が入力されており、これらの情報に基づいて得た制動係数がマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。
【００６７】
マトリクスコンバータの入力フィルタには、共振を抑制するために抵抗を挿入してダンピングをかける場合がある。一例として、図７に示すように入力フィルタリアクトル３２と並列にダンピング抵抗３４をそれぞれ接続した場合について説明する。
【００６８】
図８は、系統インピーダンス２０を入力フィルタリアクトル３２（インダクタンスＬｆ）に対して大きくした場合の制動係数を示したものであり、横軸は系統インダクタンスＬＳのＬｆに対する比に相当する。ここで、制動係数とは、共振系のダンピングがどれくらいかかりやすいかを示す数値であり、制動係数の数値が大きいほどダンピングが強くかかって振動の減衰、つまり振動の抑制効果が大きくなる。図８によれば、系統インダクタンスが大きくなるにつれて制動係数が小さくなっており、系統インダクタンスと制動係数とは概ね反比例の関係にあるのがわかる。
このように制動係数は系統インダクタンスの大きさに左右されるので、系統情報演算手段１０６により得た系統インダクタンスに応じてダンピング抵抗３４を選択したり、場合によっては運転不許可等の保護手段を講じることができる。
【００６９】
すなわち、この実施形態では、第１実施形態と同様に、系統情報演算手段１０６により入力系統の共振周波数と系統インダクタンスＬＳを含む系統電気定数とを求めたら、図７の制動係数演算手段１０８では、図８の関数テーブルを用いて制動係数を演算し、マトリクスコンバータ制御手段１０４に出力する。系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数が得られれば、振動成分の増幅量や減衰時間等の推定が可能になるので、マトリクスコンバータ制御手段１０４では、この制動係数を予め設定された規定値（下限値）と比較し、制動係数が前記規定値以下になった場合には振動の抑制が困難と判断してマトリクスコンバータ４０の運転を不許可とする（運転待機状態とする）、外部にアラーム出力する等の保護動作を実行することができる。
これにより、マトリクスコンバータ４０やトランス等の故障や損傷を防ぐことができる。
【００７０】
なお、図７ではダンピング抵抗３４が入力フィルタリアクトル３２と並列に接続されているが、ダンピング抵抗３４の挿入方法は様々であるから、その挿入方法に応じて図８のような関数テーブルを複数用意しておき、系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数を求めればよい。
【００７１】
次いで、図９は本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態では、系統情報演算手段１０６により得た共振周波数及び系統電気定数が、運転監視手段１０９を介してマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。運転監視手段１０９には、共振周波数及び系統電気定数についてそれぞれ予め規定値が設定されており、共振周波数等をこの規定値と比較した結果に応じて外部にアラームを発生させるように構成されている。
【００７２】
図１０は、この実施形態における運転許可シーケンスを示している。例えば、系統情報演算手段１０６により得た共振周波数が規定値（下限値）以下、すなわち系統インダクタンスが大きい場合には（ステップＳ１１，Ｓ１２ＹＥＳ）、アラームを出力させ（Ｓ１３）、使用者に共振周波数及び系統インダクタンスが制御系の限界を超過していることを知らせて運転待機状態とする（Ｓ１４，Ｓ１５）。上記の規定値は制御装置の性能によるが、例えば基本周波数の５倍程度とする。
なお、共振周波数が規定値を超えている場合には、制御可能範囲内と判断してアラームを解除し、運転準備を行う（Ｓ１６，Ｓ１７）。
【００７３】
共振周波数が規定値以下である場合の対策方法としては、受電設備からマトリクスコンバータ４０までの配線長を短くしてインダクタンスを小さくしたり、あるいは受電設備に設置されるトランスとして漏れインダクタンスの小さいものを用いる等が考えられる。
なお、本実施形態における運転監視手段１０９の機能として、図７に示した制動係数演算手段１０８の機能を併有させても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１の主要部を示す構成図である。
【図３】第１実施形態における共振周波数演算のフローチャートである。
【図４】第１実施形態におけるマトリクスコンバータの入力側の回路構成図である。
【図５】角周波数ωを変化させた場合の数式７のインピーダンスＺを示す図である。
【図６】図４において機械スイッチをオンした場合の電圧、電流の波形図である。
【図７】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図８】系統インダクタンスと制動係数との関係を示す図である。
【図９】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第３実施形態における運転許可シーケンスを示すフローチャートである。
【図１１】特許文献１に係る発明の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１における主要部の構成図である。
【図１３】図１２の構成を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１４】非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。
【図１５】図１４の従来技術を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１６】改良案に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６における主要部の構成図である。
【図１８】改良案を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。
【図１９】改良案によるシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】先願発明の構成を示すブロック図である。
【図２１】図２０における主要部の構成図である。
【図２２】先願発明における共振周波数演算のフローチャートである。
【図２３】先願発明における受電電圧及び入力フィルタコンデンサの電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
【００７５】
１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３２：入力フィルタリアクトル
３３：入力フィルタコンデンサ
３４：入力フィルタダンピング抵抗
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
１０２：電圧検出手段
１０４：マトリクスコンバータ制御手段
１０５：電流検出手段
１０６：系統情報演算手段
１０６ａ：記憶手段
１０６ｂ：高速フーリエ変換手段
１０６ｃ：電気定数演算手段
１０７：機械スイッチ
１０８：制動係数演算手段
１０９：運転監視手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数または系統電気定数を前記電力変換器の制御に用いることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数を前記電力変換器の制御に用いることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１０】
請求項９に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１】
交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の少なくとも一相の入力電流を検出する電流検出手段と、
この手段により検出した入力電流の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力電流のサンプリングを任意のタイミングから開始して所定期間のサンプリングデータを記憶する記憶手段と、記憶したデータから入力電流の振幅及び周波数を算出して前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数または系統電気定数を前記電力変換器の制御に用いることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数を前記電力変換器の制御に用いることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１０】
請求項９に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２００７−１２４８２７（Ｐ２００７−１２４８２７Ａ）
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３１４６６５（Ｐ２００５−３１４６６５）
【出願日】平成１７年１０月２８日（２００５．１０．２８）
【出願人】（５０３３６１９２７）富士電機機器制御株式会社 (402)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１０月２８日（２００５．１０．２８）
【出願人】（５０３３６１９２７）富士電機機器制御株式会社 (402)
【Ｆターム（参考）】
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