利得測定回路、利得測定方法および通信装置
【課題】スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用することなく、受信器の利得を低コストで測定することができる利得測定回路、利得測定方法および通信装置の提供を図る。
【解決手段】受信信号ＲＸを受け取り、発振器３からのローカル信号ＬＯと混合して中間周波信号ＩＦを出力する周波数混合器１２と、前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号ＲＸとして出力する位相制御部１４と、を有し、前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器１２から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器１２の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する。
【解決手段】受信信号ＲＸを受け取り、発振器３からのローカル信号ＬＯと混合して中間周波信号ＩＦを出力する周波数混合器１２と、前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号ＲＸとして出力する位相制御部１４と、を有し、前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器１２から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器１２の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の技術は、利得測定回路、利得測定方法および通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、例えば、車載用レーダや広帯域無線ＬＡＮ（Local Area Network）といったミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の高周波信号を利用したシステムが提供されるようになって来ている。具体的に、車載用レーダは、例えば、７７ＧＨｚの高周波信号を利用している。
【０００３】
ところで、最近の半導体集積回路（ＩＣ）には、例えば、出荷時の試験に要するコストを低減するために、そのＩＣ自体で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self-Test）機能が設けられている。
【０００４】
しかしながら、上述したミリ波帯の高周波信号を利用したシステムに適用されるＩＣでは、例えば、受信器の利得を測定するためにスペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用しなければならず、試験に要するコストを低減することが困難であった。
【０００５】
従来、例えば、受信器の性能を検査し、或いは、高精度に復調処理を行うことができる、ミリ波帯の高周波信号を利用したシステムに適用される様々なＩＣが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−０７１９１４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２７８８９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述したように、ミリ波帯の受信器の利得を測定するには、スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用するため、例えば、製品出荷時の試験に要するコストが嵩んでいた。
【０００８】
ところで、受信器の利得の測定は、ＩＣの製品出荷時の試験だけでなく、そのＩＣが搭載された装置の電源投入時や使用時においても有用なものである。すなわち、例えば、受信器の利得を測定することで、その受信器の利得を一定に制御する自動利得制御（Automatic Gain Control）機能を搭載することも可能になる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
開示の技術の一実施形態によれば、周波数混合器と、位相制御部と、を有し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を低コストで算出する、ことを特徴とする受信器の利得測定回路が提供される。
【００１０】
前記周波数混合器は、受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する。前記位相制御部は、前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する。
【００１１】
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器（１２）から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器（１２）の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する。
【発明の効果】
【００１２】
開示の利得測定回路、利得測定方法および通信装置は、スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用することなく、受信器の利得を低コストで測定することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、通信装置の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、利得測定回路の一例を説明するための図である。
【図３】図３は、利得測定回路の他の例を説明するための図である。
【図４】図４は、第１実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【図５】図５は、図４に示す利得測定回路により得られたＩＦポートの直流成分から受信器の利得を計算する手法を説明するための図である。
【図６】図６は、第１実施例に係る利得測定回路による利得測定方法の処理ルーチンを示す図である。
【図７】図７は、図４に示す利得測定回路によるシミュレーション条件を説明するための図である。
【図８】図８は、図７に示すシミュレーション条件の利得測定回路により得られたシミュレーション結果を示す図である。
【図９】図９は、第２実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、第３実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
まず、利得測定回路、利得測定方法および通信装置の実施例を詳述する前に、通信装置および利得測定回路の例、並びに、その利得測定回路における問題点を、図１〜図３を参照して説明する。
【００１５】
図１は、通信装置の一例を示すブロック図であり、例えば、車載用レーダに使用される高周波送受信器を概略的に示すものである。図１において、参照符号１は受信器、２は送信器、そして、３は高周波発振器（発振器）を示す。
【００１６】
図１に示されるように、受信器１は、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１１および周波数混合器（ミキサ）１２を含む。受信器１において、例えば、アンテナを介して受信された受信信号ＲＸは、ＬＮＡ１１で増幅された後、ミキサ１２で復調される。
【００１７】
ミキサ１２には、受信信号ＲＸをＬＮＡ１１で増幅した高周波信号ＲＦと発振器３からのローカル信号（搬送波信号）ＬＯが入力され、これらの信号ＲＦおよびＬＯが混合されて中間周波信号（ＩＦ：Intermediate Frequency 信号）が出力信号として出力される。すなわち、ミキサ１２は、高周波信号ＲＦと搬送波信号ＬＯの差周波数をＩＦ信号として出力する。
【００１８】
送信器２は、ミキサ２１および高出力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）２２を含む。ミキサ２１には、入力信号および発振器３からの搬送波信号ＬＯが入力され、その入力信号が搬送波信号ＬＯで変調され、さらに、ＰＡ２２で増幅された後、例えば、アンテナから送信信号ＴＸとして送信される。
【００１９】
ここで、図１に示す通信装置の受信器１には、図４〜図１０を参照して後に詳述する本実施例に係る利得測定回路を適用することができる。なお、この通信装置は、車載用レーダに使用される高周波送受信器に限定されるものではなく、例えば、広帯域無線ＬＡＮを始めとする様々な通信装置であってもよい。
【００２０】
図２は、利得測定回路の一例を説明するための図である。ここで、図２（ａ）は、図１の受信器１に対して、ＲＸ信号源４，電力検出器（ＰＤ：Power Detector）１３およびスペクトラムアナライザ５を追加した利得測定回路の一例を示すものである。また、図２（ｂ）は、ミキサ１２からの出力信号（ＩＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものである。
【００２１】
ところで、受信器１の利得は、次の式（１）により表される。
受信器の利得＝信号ＩＦのレベル／信号ＲＸのレベル （１）
すなわち、受信器１の利得は、例えば、図２（ａ）において、ＬＮＡ１１の利得（増幅率）と、ミキサ１２の信号ＲＦに対する信号ＩＦの変換利得を測定することにより求めることができる。
【００２２】
ＬＮＡ１１の増幅率は、周波数変換がないため、入力される信号ＲＸのレベルに対して出力される信号ＲＦのレベルを包絡線検波器などで測定することにより、間単に求めることができる。しかしながら、ミキサ１２に関しては、周波数が変換されているため、簡単に測定することはできない。
【００２３】
ここで、図２（ａ）に示す利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（２）により表される。
【数１】
【００２４】
上記の式（２）において、『ＡDC-offset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(|ωLO−ωRF|t)』は、信号ＩＦの周波数成分を有する信号のレベルを示す。さらに、『ＡLOcos(ωLOt)＋ＡRFcos(ωRFt)』は、搬送波信号ＬＯの周波数成分を有する信号のレベルを示す。なお、式（２）には、上述した信号ＩＦおよびＬＯの高調波の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００２５】
すなわち、図２（ｂ）に示されるように、ミキサ１２からのＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ１１だけでなく、ＤＣ信号、搬送波信号ＬＯの周波数成分を有する信号Ｓ１２、並びに、信号ＲＦの周波数成分を有する信号Ｓ１３が含まれている。
【００２６】
ここで、ミキサ１２の変換利得は、次の式（３）により表される。
ミキサの変換利得＝信号ＩＦのレベル／信号ＲＦの電力
＝ＡIF／ＰRF （３）
【００２７】
このように、ＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ１１（ＡIF）だけでなく、ＤＣ信号や他の周波数成分を有する信号Ｓ１２，Ｓ１３等が含まれているため、例えば、包絡線検波器ではそれらを分離することができない。
【００２８】
なお、ＰRFは、例えば、図２（ａ）におけるＰＤ１３で測定したＰRXおよびＬＮＡ１１の増幅率から求めることができる。もちろん、ＰＤ１３をＬＮＡ１１の出力に設けて、直接ＰRXを測定してもよい。
【００２９】
このように、図２（ａ）に示す利得測定回路では、例えば、スペクトラムアナライザ５を使用して周波数成分を分離し、ＩＦ出力から図２（ｂ）における信号Ｓ１１（ＡIF）取り出す必要がある。また、発振器３からの搬送波信号ＬＯと受信信号ＲＸは周波数が異なるため、発振器３とは別に受信信号ＲＸ用のＲＸ信号源４が必要となり、受信器の利得測定に要するコストが嵩むことになる。
【００３０】
図３は、利得測定回路の他の例を説明するための図である。ここで、図３（ａ）は、利得測定回路の他の例を示し、図２の利得測定回路において、ＲＸ信号源４の代わりに、発振器３からの搬送波信号ＬＯの一部を受け取って振幅変調（Amplitude Modulation）するＡＭ変調器６を設けたものを示す。
【００３１】
さらに、図３（ｂ）は、ＬＮＡ１１からの出力信号（ＲＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものであり、また、図３（ｃ）は、ミキサ１２からの出力信号（ＩＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものである。
【００３２】
図３（ａ）に示す利得測定回路の他の例では、ＲＸ信号源４を不要にすることはできるが、ＡＭ変調器６により搬送波信号ＬＯの一部を取り出してＡＭ変調をかけ、その信号を受信器へ入力する。
【００３３】
すなわち、ＡＭ変調器６によりωmの各周波数で変調をかけることで、cos(ωLO＋ωm)tおよびcos(ωLO−ωm)tの信号を発生して搬送波信号ＬＯによるcos(ωLOt)を掛け合わせるため、ＩＦ出力としてcos(ωm)tが出力される。
【００３４】
ここで、図３（ａ）に示す利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（４）により表される。
【数２】
【００３５】
上記の式（４）において、『Ａoffset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(ωmt)』は、信号ＩＦの周波数成分を有する信号のレベルを示す。さらに、『ＡIF2cos(2ωmt)』は、搬送波信号ＬＯの漏れに起因した不要波のレベルを示す。なお、式（４）には、『Ａimagecos(ωLO−ωm)t』や『ＡLOcos(ωLOt)』、並びに、上述した各信号の高調波の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００３６】
すなわち、図３（ｂ）に示されるように、ＬＮＡ１１からのＲＦ出力には、ＡＭ変調器６によりＡＭ変調された信号Ｓ２２およびＳ２３だけでなく、搬送波信号ＬＯの漏れによる信号Ｓ２１が含まれる。
【００３７】
そのため、図３（ｃ）に示されるように、ミキサ１２からのＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ３１だけでなく、直流のオフセット電圧や信号ＬＯ，ＲＦの周波数成分の信号、並びに、それらの高調波の周波数成分（例えば、２倍波（cos(2ωmt)の信号が混在する。
【００３８】
その結果、ミキサ１２による変換利得を求めるには、スペクトラムアナライザ５を使用して周波数成分を分離しなければならず、受信器の利得測定に要するコストが嵩むことになる。
【００３９】
以下、利得測定回路、利得測定方法および通信装置の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図４は、第１実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【００４０】
図４において、参照符号３は発振器（ＬＯ信号源）、７は電圧測定器、１１は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１２は周波数混合器（ミキサ）、１３は電力検出器（ＰＤ）、１４は位相制御部（可変位相器）、そして、１５および１６は結合器（カプラ）を示す。
【００４１】
図４に示されるように、本第１実施例の利得測定回路は、ＬＯ信号源３からのローカル信号ＬＯの一部の信号を、カプラ１６を介して取り出し、その取り出した信号を、可変位相器１４へ入力する。
【００４２】
可変位相器１４は、入力された信号（ＬＯの一部）の位相を変化させてカプラ１５を介してＬＮＡ１１（受信器１）へ入力する。なお、カプラ１５を介してＬＮＡ１１へ入力する信号の可変位相器１４による位相制御は、後に詳述するように、理論的には１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相となるように制御すればよい。
【００４３】
ＬＮＡ１１の入力には、ＰＤ１３が設けられていて、ＬＮＡ１１へ入力する信号の電力を検出する。ミキサ１２のＩＦを出力するポートには電圧測定器７が設けられていて、ミキサ１２からのＩＦ出力における直流電圧を測定するようになっている。
【００４４】
なお、電圧測定器７は、直流電圧を測定する直流（ＤＣ）電圧測定回路の代わりに、例えば、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄコンバータ）とし、ＩＦ出力のアナログレベルをデジタルコードへ変換して出力することもできる。
【００４５】
また、電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路またはＡ／Ｄコンバータ）７は、例えば、受信器１が形成される半導体集積回路（ＩＣ：通信装置）に内蔵してもよいが、ＩＣの外部に設けることもできる。
【００４６】
ここで、図４に示す本第１実施例の利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（５）により表される。
【数３】
【００４７】
上記の式（５）において、『ＡDC-offset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(φ)』は、信号ＩＦの振幅（波の中心からの最大偏差）の電圧を示す。さらに、『(ＡLO＋ＡRF)cos(ωLOt)』は、信号ＬＯの周波数成分を有する信号のレベルを示す。なお、式（４）には、例えば、上述した信号ＬＯの周波数成分を有する信号の高調波等の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００４８】
ここで、『ＡDC-offset』および『ＡIFcos(φ)』（ＡIF）は、ＩＦ出力（ＶIF）の直流電圧成分であり、次の式（６）により表される。
ＩＦ出力の直流電圧成分＝ＡDC-offset＋ＡIFcos(φ) （６）
【００４９】
また、前述した式（３）のように、ミキサの変換利得は、ＡIF／ＰRFにより求めることができる。なお、図４に示す利得測定回路において、ＰRFは、ＬＮＡ１１の入力信号の電力を検出するＰＤ１３の検出結果、および、ＬＮＡ１１の増幅度から簡単に求められる。従って、信号ＩＦの振幅『ＡIF』を求めることにより、ミキサの変換利得、すなわち、受信器の利得を計算することができる。
【００５０】
図５は、図４に示す利得測定回路により得られたＩＦポートの直流成分から受信器の利得を計算する手法を説明するための図である。
【００５１】
上述した式（６）から明らかなように、信号ＩＦの振幅『ＡIF』を求めるには、『ＩＦ出力の直流電圧成分』から、ミキサの変換利得（受信器の利得）とは関係のない直流のオフセット電圧『ＡDC-offset』を除去する必要がある。
【００５２】
すなわち、可変位相器１４による位相φを連続的に変化させることで図５のような波形が得られ、この波形から直流のオフセット電圧『ＡDC-offset』の平均値、並びに、信号ＩＦの振幅『ＡIF』（２×ＡIF）を求めることができる。
【００５３】
具体的に、図５に示す波形において、最大振幅と最小振幅の差電圧が『２×ＡIF』になるため、（『ＩＦ出力の直流電圧成分』−『ＡDC-offset』）／２としてＡIFを求めることができる。なお、可変位相器１４による位相φの制御は、連続的に変化させる必要はなく、論理的には１８０°を除く異なる２つの位相に変化させるだけでもＡIFを求めることができる。
【００５４】
これは、前述した式（６）において、『ＩＦ出力の直流電圧成分』は電圧測定器７により測定されるため変数は『ＡIF』および『ＡDC-offset』の２つになり、既知の１８０°を除く異なる２つの位相（関数）φを与えることで２つの変数を決定できるからである。
【００５５】
そして、振幅『ＡIF』が求められると、ミキサ１２の変換利得、並びに、受信器１の利得を計算することができる。すなわち、前述した図２（ａ）における外部信号源（ＲＸ信号源）４、並びに、図２（ａ）および図３（ａ）におけるスペクトラムアナライザ５を使用することなく、受信器の利得を求めることが可能になる。
【００５６】
このように、例えば、スペクトラムアナライザ等を使用することなく、受信器が形成された半導体集積回路自体のＢＩＳＴ機能により受信器の利得を測定することができると、製品出荷時の試験に要するコストを低減することが可能になる。
【００５７】
さらに、受信器の利得測定を、その受信器を使用する装置の電源投入時や使用時に行うことにより、例えば、受信器の自動利得制御（ＡＧＣ）機能を搭載することも可能になる。
【００５８】
図６は、第１実施例に係る利得測定回路による利得測定方法の処理ルーチンを示す図であり、変換利得算出回路８と共に示すものである。
【００５９】
ここで、変換利得算出回路８には、前述した図５における電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路）またはＡ／Ｄコンバータ７、並びに、ＲＦ信号レベル検出回路８１が設けられている。なお、ＬＮＡ１１の入力は、受信信号ＲＸを受信するアンテナ９に接続されている。
【００６０】
変換利得算出回路８は、可変位相器１４における位相を連続的に、或いは、１８０°を除く異なる２つの位相に変化させ、さらに、ミキサ１２からのＩＦ出力における直流電圧を電圧測定器７により測定する。
【００６１】
ＲＦ信号レベル検出回路８１は、ＰＤ１３により検出された信号ＲＸの電力およびＬＮＡ１１の増幅度等から信号ＲＦのレベルＰRFを検出（計算）する。さらに、変換利得算出回路８では、図５を参照して説明したように、信号ＩＦの振幅『ＡIF』および信号ＲＦのレベルＰRFからミキサ１２の変換利得を求める。
【００６２】
以上において、変換利得算出回路８は、受信器１，或いは，送受信器が形成された半導体集積回路（ＩＣ）に内蔵させることができるが、別の回路として構成することも可能である。
【００６３】
図７は、図４に示す利得測定回路によるシミュレーション条件を説明するための図であり、図８は、図７に示すシミュレーション条件の利得測定回路により得られたシミュレーション結果を示す図である。
【００６４】
図７に示されるように、シミュレーションの条件として、ＬＯ信号源３は７７ＧＨｚで＋３ｄＢｍの高周波信号ＬＯを出力し、カプラ１５および１６はそれぞれ−２０ｄＢおよび−１０ｄＢの結合利得を有するものとした。なお、可変位相器１４による位相の変化量は０°〜１８０°で利得は０ｄＢとした。
【００６５】
そして、可変位相器１４とカプラ１５の間に、減衰量が０ｄＢ〜−４０ｄＢで位相の変化量が０°の可変減衰器１０を挿入してシミュレーションを行った。
【００６６】
具体的に、まず、可変減衰器１０の減衰量を−４０ｄＢとし、可変位相器１４による位相変化量を０°として、ＬＮＡ１１の出力における電力ＰRFをＰＤ１３で検出した。さらに、可変位相器１４により位相を順次変化させ、そのときのミキサ１２からのＩＦ出力の直流電圧レベルを電圧測定器７により測定した。
【００６７】
これにより、可変減衰器１０の減衰量が−４０ｄＢのときの振幅（２×ＡIF）、すなわち、ＰRFが、３−１０＋０−４０−２０＋２０＝−４７［ｄＢｍ］のときの『２×ＡIF』をプロットした。さらに、可変減衰器１０の減衰量を−４０ｄＢから０ｄＢへ順に変化させて同様の処理を行うことにより、図８に示されるようなシミュレーション結果が得られた。
【００６８】
図８から明らかなように、信号ＲＦのレベル（すなわち、受信信号ＲＸのレベル）に対応して、ミキサ１２から出力される信号ＩＦの振幅『２×ＡIF』（すなわち、信号ＩＦの直流成分）が増加することが確認できた。
【００６９】
図９は、第２実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。本第２実施例の利得測定回路では、低雑音増幅器はその増幅度が可変できるＬＮＡ１１０とされ、変換利得算出回路８の出力により、ミキサ１２の変換利得が低い場合にはＬＮＡ１１０の増幅度を上げ、逆に、変換利得が高い場合にはＬＮＡ１１０の増幅度を下げて変換利得を一定に制御する。
【００７０】
すなわち、受信器の利得が高い場合には、ＬＮＡ１１０の増幅度を下げると共に、受信器の利得が高い場合には、ＬＮＡ１１０の増幅度を下げることにより、受信器の利得を一定に制御するＡＧＣ機能を実現するものである。
【００７１】
ここで、変換利得算出回路８は、受信器または送受信器が形成された半導体集積回路に内蔵させることにより、受信器の利得を一定に制御するＡＧＣ機能を有する半導体集積回路として提供することが可能になる。
【００７２】
これにより、受信器または送受信器が形成された半導体集積回路の歩留りを向上させることができ、さらに、半導体集積回路の付加価値を向上させることができる。
【００７３】
図１０は、第３実施例に係る利得測定回路を示すブロック図であり、発振器（ＬＯ信号源）が周波数可変のＬＯ信号源３０とされている。すなわち、本第３実施例の利得測定回路では、周波数可変のＬＯ信号源３０によりＬＯ信号の周波数を可変にすることで、異なる周波数に対する利得を測定することができる。
【００７４】
これは、例えば、ＬＮＡ１１やミキサ１２は、一般的に、入力する信号（ＲＸ，ＲＦ，ＬＯ）の周波数によって利得が異なる特性を有しており、例えば、設計した周波数で最も利得が高くなるようにしている。
【００７５】
そのため、本第３実施例の利得測定回路のように、信号ＬＯの周波数を変化させて受信器の利得を求め、その利得の値を利用することにより、各回路の設定を調整し、或いは、設定値を変更するといった様々な変更および制御を可能にすることができる。
【００７６】
なお、上述した通信装置は、車載用レーダに使用される高周波送受信器に限定されるものではなく、例えば、広帯域無線ＬＡＮを始めとする様々な通信装置において、ＢＩＳＴ機能により、例えば、製品出荷時の試験を低コストで短時間に行うことができる。
【００７７】
さらに、受信器の利得測定を、その受信器を使用する装置の電源投入時や使用時に行うことにより、例えば、受信器の自動利得制御（ＡＧＣ）機能を搭載することも可能になる。
【００７８】
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器と、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する位相制御部と、を有し、
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する、
ことを特徴とする受信器の利得測定回路。
【００７９】
（付記２）
前記位相制御部は、
前記ローカル信号の一部の信号を、１８０°を除く、少なくとも異なる２つの位相に変化させる可変位相器を含む，
ことを特徴とする付記１に記載の利得測定回路。
【００８０】
（付記３）
さらに、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して前記可変位相器に出力する第１結合器と、
前記可変位相器の出力信号の一部を前記受信信号として出力する第２結合器と、
を含むことを特徴とする付記２に記載の利得測定回路。
【００８１】
（付記４）
前記可変位相器は、前記ローカル信号の一部の信号の位相を連続的に変化させる、
ことを特徴とする付記２または付記３に記載の利得測定回路。
【００８２】
（付記５）
さらに、
前記受信信号を増幅して前記周波数混合器へ出力する低雑音増幅器を含む、
ことを特徴とする付記１乃至付記４のいずれか１項に記載の利得測定回路。
【００８３】
（付記６）
さらに、
前記受信信号、または、前記低雑音増幅器の出力信号の電力を検出する電力検出器を含む、
ことを特徴とする付記５に記載の利得測定回路。
【００８４】
（付記７）
さらに、
前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を測定する電圧測定器と、
前記電圧測定器の出力、前記電力検出器の出力、および、前記可変位相器により設定された位相から、前記周波数混合器の変換利得を算出する変換利得算出回路と、
を有することを特徴とする付記６に記載の利得測定回路。
【００８５】
（付記８）
前記電圧測定器は、直流電圧測定回路、または、アナログ／デジタル変換器である、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８６】
（付記９）
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記変換利得算出回路は、前記低雑音増幅器の増幅度を可変して前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８７】
（付記１０）
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発振器の発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８８】
（付記１１）
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器を有する受信器の利得測定方法であって、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出し、１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相を設定し、前記受信信号として出力し、
前記設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、
前記受信信号、または、前記受信信号を増幅する低雑音増幅器の出力信号の電力を測定し、
前記中間周波信号における直流電圧、前記設定された少なくとも異なる２つの位相、および、前記受信信号または前記低雑音増幅器の出力信号の電力により、前記周波数混合器の変換利得を算出し、前記受信器の利得を測定する、
ことを特徴とする受信器の利得測定方法。
【００８９】
（付記１２）
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記算出された変換利得に従って前記低雑音増幅器の増幅度を可変し、前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする利得測定方法。
【００９０】
（付記１３）
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする利得測定方法。
【００９１】
（付記１４）
付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の利得測定回路を含む受信器と、
送信信号を送信する送信器と、を有することを特徴する通信装置。
【００９２】
（付記１５）
前記通信装置は、１つの半導体集積回路である、
ことを特徴とする付記１４に記載の通信装置。
【符号の説明】
【００９３】
１ 受信器
２ 送信器
３、３０ 高周波発振器（発振器，ＬＯ源）
４ ＲＸ信号源
５ スペクトラムアナライザ
６ ＡＭ変調器
７ 電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路，Ａ／Ｄコンバータ）
８ 変換利得算出回路
９ アンテナ
１０ 可変減衰器
１１、１１０ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１２，２１ 周波数混合器（ミキサ）
１３ 電力検出器（ＰＤ）
１４ 位相制御部（可変位相器）
１５，１６ 結合器（カプラ）
２２ 高出力増幅器（ＰＡ）
８１ ＲＦ信号レベル検出回路
【技術分野】
【０００１】
開示の技術は、利得測定回路、利得測定方法および通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、例えば、車載用レーダや広帯域無線ＬＡＮ（Local Area Network）といったミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の高周波信号を利用したシステムが提供されるようになって来ている。具体的に、車載用レーダは、例えば、７７ＧＨｚの高周波信号を利用している。
【０００３】
ところで、最近の半導体集積回路（ＩＣ）には、例えば、出荷時の試験に要するコストを低減するために、そのＩＣ自体で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self-Test）機能が設けられている。
【０００４】
しかしながら、上述したミリ波帯の高周波信号を利用したシステムに適用されるＩＣでは、例えば、受信器の利得を測定するためにスペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用しなければならず、試験に要するコストを低減することが困難であった。
【０００５】
従来、例えば、受信器の性能を検査し、或いは、高精度に復調処理を行うことができる、ミリ波帯の高周波信号を利用したシステムに適用される様々なＩＣが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−０７１９１４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２７８８９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述したように、ミリ波帯の受信器の利得を測定するには、スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用するため、例えば、製品出荷時の試験に要するコストが嵩んでいた。
【０００８】
ところで、受信器の利得の測定は、ＩＣの製品出荷時の試験だけでなく、そのＩＣが搭載された装置の電源投入時や使用時においても有用なものである。すなわち、例えば、受信器の利得を測定することで、その受信器の利得を一定に制御する自動利得制御（Automatic Gain Control）機能を搭載することも可能になる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
開示の技術の一実施形態によれば、周波数混合器と、位相制御部と、を有し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を低コストで算出する、ことを特徴とする受信器の利得測定回路が提供される。
【００１０】
前記周波数混合器は、受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する。前記位相制御部は、前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する。
【００１１】
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器（１２）から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器（１２）の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する。
【発明の効果】
【００１２】
開示の利得測定回路、利得測定方法および通信装置は、スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用することなく、受信器の利得を低コストで測定することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、通信装置の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、利得測定回路の一例を説明するための図である。
【図３】図３は、利得測定回路の他の例を説明するための図である。
【図４】図４は、第１実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【図５】図５は、図４に示す利得測定回路により得られたＩＦポートの直流成分から受信器の利得を計算する手法を説明するための図である。
【図６】図６は、第１実施例に係る利得測定回路による利得測定方法の処理ルーチンを示す図である。
【図７】図７は、図４に示す利得測定回路によるシミュレーション条件を説明するための図である。
【図８】図８は、図７に示すシミュレーション条件の利得測定回路により得られたシミュレーション結果を示す図である。
【図９】図９は、第２実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、第３実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
まず、利得測定回路、利得測定方法および通信装置の実施例を詳述する前に、通信装置および利得測定回路の例、並びに、その利得測定回路における問題点を、図１〜図３を参照して説明する。
【００１５】
図１は、通信装置の一例を示すブロック図であり、例えば、車載用レーダに使用される高周波送受信器を概略的に示すものである。図１において、参照符号１は受信器、２は送信器、そして、３は高周波発振器（発振器）を示す。
【００１６】
図１に示されるように、受信器１は、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１１および周波数混合器（ミキサ）１２を含む。受信器１において、例えば、アンテナを介して受信された受信信号ＲＸは、ＬＮＡ１１で増幅された後、ミキサ１２で復調される。
【００１７】
ミキサ１２には、受信信号ＲＸをＬＮＡ１１で増幅した高周波信号ＲＦと発振器３からのローカル信号（搬送波信号）ＬＯが入力され、これらの信号ＲＦおよびＬＯが混合されて中間周波信号（ＩＦ：Intermediate Frequency 信号）が出力信号として出力される。すなわち、ミキサ１２は、高周波信号ＲＦと搬送波信号ＬＯの差周波数をＩＦ信号として出力する。
【００１８】
送信器２は、ミキサ２１および高出力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）２２を含む。ミキサ２１には、入力信号および発振器３からの搬送波信号ＬＯが入力され、その入力信号が搬送波信号ＬＯで変調され、さらに、ＰＡ２２で増幅された後、例えば、アンテナから送信信号ＴＸとして送信される。
【００１９】
ここで、図１に示す通信装置の受信器１には、図４〜図１０を参照して後に詳述する本実施例に係る利得測定回路を適用することができる。なお、この通信装置は、車載用レーダに使用される高周波送受信器に限定されるものではなく、例えば、広帯域無線ＬＡＮを始めとする様々な通信装置であってもよい。
【００２０】
図２は、利得測定回路の一例を説明するための図である。ここで、図２（ａ）は、図１の受信器１に対して、ＲＸ信号源４，電力検出器（ＰＤ：Power Detector）１３およびスペクトラムアナライザ５を追加した利得測定回路の一例を示すものである。また、図２（ｂ）は、ミキサ１２からの出力信号（ＩＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものである。
【００２１】
ところで、受信器１の利得は、次の式（１）により表される。
受信器の利得＝信号ＩＦのレベル／信号ＲＸのレベル （１）
すなわち、受信器１の利得は、例えば、図２（ａ）において、ＬＮＡ１１の利得（増幅率）と、ミキサ１２の信号ＲＦに対する信号ＩＦの変換利得を測定することにより求めることができる。
【００２２】
ＬＮＡ１１の増幅率は、周波数変換がないため、入力される信号ＲＸのレベルに対して出力される信号ＲＦのレベルを包絡線検波器などで測定することにより、間単に求めることができる。しかしながら、ミキサ１２に関しては、周波数が変換されているため、簡単に測定することはできない。
【００２３】
ここで、図２（ａ）に示す利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（２）により表される。
【数１】
【００２４】
上記の式（２）において、『ＡDC-offset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(|ωLO−ωRF|t)』は、信号ＩＦの周波数成分を有する信号のレベルを示す。さらに、『ＡLOcos(ωLOt)＋ＡRFcos(ωRFt)』は、搬送波信号ＬＯの周波数成分を有する信号のレベルを示す。なお、式（２）には、上述した信号ＩＦおよびＬＯの高調波の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００２５】
すなわち、図２（ｂ）に示されるように、ミキサ１２からのＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ１１だけでなく、ＤＣ信号、搬送波信号ＬＯの周波数成分を有する信号Ｓ１２、並びに、信号ＲＦの周波数成分を有する信号Ｓ１３が含まれている。
【００２６】
ここで、ミキサ１２の変換利得は、次の式（３）により表される。
ミキサの変換利得＝信号ＩＦのレベル／信号ＲＦの電力
＝ＡIF／ＰRF （３）
【００２７】
このように、ＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ１１（ＡIF）だけでなく、ＤＣ信号や他の周波数成分を有する信号Ｓ１２，Ｓ１３等が含まれているため、例えば、包絡線検波器ではそれらを分離することができない。
【００２８】
なお、ＰRFは、例えば、図２（ａ）におけるＰＤ１３で測定したＰRXおよびＬＮＡ１１の増幅率から求めることができる。もちろん、ＰＤ１３をＬＮＡ１１の出力に設けて、直接ＰRXを測定してもよい。
【００２９】
このように、図２（ａ）に示す利得測定回路では、例えば、スペクトラムアナライザ５を使用して周波数成分を分離し、ＩＦ出力から図２（ｂ）における信号Ｓ１１（ＡIF）取り出す必要がある。また、発振器３からの搬送波信号ＬＯと受信信号ＲＸは周波数が異なるため、発振器３とは別に受信信号ＲＸ用のＲＸ信号源４が必要となり、受信器の利得測定に要するコストが嵩むことになる。
【００３０】
図３は、利得測定回路の他の例を説明するための図である。ここで、図３（ａ）は、利得測定回路の他の例を示し、図２の利得測定回路において、ＲＸ信号源４の代わりに、発振器３からの搬送波信号ＬＯの一部を受け取って振幅変調（Amplitude Modulation）するＡＭ変調器６を設けたものを示す。
【００３１】
さらに、図３（ｂ）は、ＬＮＡ１１からの出力信号（ＲＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものであり、また、図３（ｃ）は、ミキサ１２からの出力信号（ＩＦ出力）に含まれる信号成分を説明するためのものである。
【００３２】
図３（ａ）に示す利得測定回路の他の例では、ＲＸ信号源４を不要にすることはできるが、ＡＭ変調器６により搬送波信号ＬＯの一部を取り出してＡＭ変調をかけ、その信号を受信器へ入力する。
【００３３】
すなわち、ＡＭ変調器６によりωmの各周波数で変調をかけることで、cos(ωLO＋ωm)tおよびcos(ωLO−ωm)tの信号を発生して搬送波信号ＬＯによるcos(ωLOt)を掛け合わせるため、ＩＦ出力としてcos(ωm)tが出力される。
【００３４】
ここで、図３（ａ）に示す利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（４）により表される。
【数２】
【００３５】
上記の式（４）において、『Ａoffset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(ωmt)』は、信号ＩＦの周波数成分を有する信号のレベルを示す。さらに、『ＡIF2cos(2ωmt)』は、搬送波信号ＬＯの漏れに起因した不要波のレベルを示す。なお、式（４）には、『Ａimagecos(ωLO−ωm)t』や『ＡLOcos(ωLOt)』、並びに、上述した各信号の高調波の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００３６】
すなわち、図３（ｂ）に示されるように、ＬＮＡ１１からのＲＦ出力には、ＡＭ変調器６によりＡＭ変調された信号Ｓ２２およびＳ２３だけでなく、搬送波信号ＬＯの漏れによる信号Ｓ２１が含まれる。
【００３７】
そのため、図３（ｃ）に示されるように、ミキサ１２からのＩＦ出力には、ＩＦ信号Ｓ３１だけでなく、直流のオフセット電圧や信号ＬＯ，ＲＦの周波数成分の信号、並びに、それらの高調波の周波数成分（例えば、２倍波（cos(2ωmt)の信号が混在する。
【００３８】
その結果、ミキサ１２による変換利得を求めるには、スペクトラムアナライザ５を使用して周波数成分を分離しなければならず、受信器の利得測定に要するコストが嵩むことになる。
【００３９】
以下、利得測定回路、利得測定方法および通信装置の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図４は、第１実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。
【００４０】
図４において、参照符号３は発振器（ＬＯ信号源）、７は電圧測定器、１１は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１２は周波数混合器（ミキサ）、１３は電力検出器（ＰＤ）、１４は位相制御部（可変位相器）、そして、１５および１６は結合器（カプラ）を示す。
【００４１】
図４に示されるように、本第１実施例の利得測定回路は、ＬＯ信号源３からのローカル信号ＬＯの一部の信号を、カプラ１６を介して取り出し、その取り出した信号を、可変位相器１４へ入力する。
【００４２】
可変位相器１４は、入力された信号（ＬＯの一部）の位相を変化させてカプラ１５を介してＬＮＡ１１（受信器１）へ入力する。なお、カプラ１５を介してＬＮＡ１１へ入力する信号の可変位相器１４による位相制御は、後に詳述するように、理論的には１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相となるように制御すればよい。
【００４３】
ＬＮＡ１１の入力には、ＰＤ１３が設けられていて、ＬＮＡ１１へ入力する信号の電力を検出する。ミキサ１２のＩＦを出力するポートには電圧測定器７が設けられていて、ミキサ１２からのＩＦ出力における直流電圧を測定するようになっている。
【００４４】
なお、電圧測定器７は、直流電圧を測定する直流（ＤＣ）電圧測定回路の代わりに、例えば、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄコンバータ）とし、ＩＦ出力のアナログレベルをデジタルコードへ変換して出力することもできる。
【００４５】
また、電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路またはＡ／Ｄコンバータ）７は、例えば、受信器１が形成される半導体集積回路（ＩＣ：通信装置）に内蔵してもよいが、ＩＣの外部に設けることもできる。
【００４６】
ここで、図４に示す本第１実施例の利得測定回路において、ミキサ１２からのＩＦ出力の電圧ＶIFは、次の式（５）により表される。
【数３】
【００４７】
上記の式（５）において、『ＡDC-offset』は、直流のオフセット電圧を示し、また、『ＡIFcos(φ)』は、信号ＩＦの振幅（波の中心からの最大偏差）の電圧を示す。さらに、『(ＡLO＋ＡRF)cos(ωLOt)』は、信号ＬＯの周波数成分を有する信号のレベルを示す。なお、式（４）には、例えば、上述した信号ＬＯの周波数成分を有する信号の高調波等の周波数成分を有する信号も含まれる。
【００４８】
ここで、『ＡDC-offset』および『ＡIFcos(φ)』（ＡIF）は、ＩＦ出力（ＶIF）の直流電圧成分であり、次の式（６）により表される。
ＩＦ出力の直流電圧成分＝ＡDC-offset＋ＡIFcos(φ) （６）
【００４９】
また、前述した式（３）のように、ミキサの変換利得は、ＡIF／ＰRFにより求めることができる。なお、図４に示す利得測定回路において、ＰRFは、ＬＮＡ１１の入力信号の電力を検出するＰＤ１３の検出結果、および、ＬＮＡ１１の増幅度から簡単に求められる。従って、信号ＩＦの振幅『ＡIF』を求めることにより、ミキサの変換利得、すなわち、受信器の利得を計算することができる。
【００５０】
図５は、図４に示す利得測定回路により得られたＩＦポートの直流成分から受信器の利得を計算する手法を説明するための図である。
【００５１】
上述した式（６）から明らかなように、信号ＩＦの振幅『ＡIF』を求めるには、『ＩＦ出力の直流電圧成分』から、ミキサの変換利得（受信器の利得）とは関係のない直流のオフセット電圧『ＡDC-offset』を除去する必要がある。
【００５２】
すなわち、可変位相器１４による位相φを連続的に変化させることで図５のような波形が得られ、この波形から直流のオフセット電圧『ＡDC-offset』の平均値、並びに、信号ＩＦの振幅『ＡIF』（２×ＡIF）を求めることができる。
【００５３】
具体的に、図５に示す波形において、最大振幅と最小振幅の差電圧が『２×ＡIF』になるため、（『ＩＦ出力の直流電圧成分』−『ＡDC-offset』）／２としてＡIFを求めることができる。なお、可変位相器１４による位相φの制御は、連続的に変化させる必要はなく、論理的には１８０°を除く異なる２つの位相に変化させるだけでもＡIFを求めることができる。
【００５４】
これは、前述した式（６）において、『ＩＦ出力の直流電圧成分』は電圧測定器７により測定されるため変数は『ＡIF』および『ＡDC-offset』の２つになり、既知の１８０°を除く異なる２つの位相（関数）φを与えることで２つの変数を決定できるからである。
【００５５】
そして、振幅『ＡIF』が求められると、ミキサ１２の変換利得、並びに、受信器１の利得を計算することができる。すなわち、前述した図２（ａ）における外部信号源（ＲＸ信号源）４、並びに、図２（ａ）および図３（ａ）におけるスペクトラムアナライザ５を使用することなく、受信器の利得を求めることが可能になる。
【００５６】
このように、例えば、スペクトラムアナライザ等を使用することなく、受信器が形成された半導体集積回路自体のＢＩＳＴ機能により受信器の利得を測定することができると、製品出荷時の試験に要するコストを低減することが可能になる。
【００５７】
さらに、受信器の利得測定を、その受信器を使用する装置の電源投入時や使用時に行うことにより、例えば、受信器の自動利得制御（ＡＧＣ）機能を搭載することも可能になる。
【００５８】
図６は、第１実施例に係る利得測定回路による利得測定方法の処理ルーチンを示す図であり、変換利得算出回路８と共に示すものである。
【００５９】
ここで、変換利得算出回路８には、前述した図５における電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路）またはＡ／Ｄコンバータ７、並びに、ＲＦ信号レベル検出回路８１が設けられている。なお、ＬＮＡ１１の入力は、受信信号ＲＸを受信するアンテナ９に接続されている。
【００６０】
変換利得算出回路８は、可変位相器１４における位相を連続的に、或いは、１８０°を除く異なる２つの位相に変化させ、さらに、ミキサ１２からのＩＦ出力における直流電圧を電圧測定器７により測定する。
【００６１】
ＲＦ信号レベル検出回路８１は、ＰＤ１３により検出された信号ＲＸの電力およびＬＮＡ１１の増幅度等から信号ＲＦのレベルＰRFを検出（計算）する。さらに、変換利得算出回路８では、図５を参照して説明したように、信号ＩＦの振幅『ＡIF』および信号ＲＦのレベルＰRFからミキサ１２の変換利得を求める。
【００６２】
以上において、変換利得算出回路８は、受信器１，或いは，送受信器が形成された半導体集積回路（ＩＣ）に内蔵させることができるが、別の回路として構成することも可能である。
【００６３】
図７は、図４に示す利得測定回路によるシミュレーション条件を説明するための図であり、図８は、図７に示すシミュレーション条件の利得測定回路により得られたシミュレーション結果を示す図である。
【００６４】
図７に示されるように、シミュレーションの条件として、ＬＯ信号源３は７７ＧＨｚで＋３ｄＢｍの高周波信号ＬＯを出力し、カプラ１５および１６はそれぞれ−２０ｄＢおよび−１０ｄＢの結合利得を有するものとした。なお、可変位相器１４による位相の変化量は０°〜１８０°で利得は０ｄＢとした。
【００６５】
そして、可変位相器１４とカプラ１５の間に、減衰量が０ｄＢ〜−４０ｄＢで位相の変化量が０°の可変減衰器１０を挿入してシミュレーションを行った。
【００６６】
具体的に、まず、可変減衰器１０の減衰量を−４０ｄＢとし、可変位相器１４による位相変化量を０°として、ＬＮＡ１１の出力における電力ＰRFをＰＤ１３で検出した。さらに、可変位相器１４により位相を順次変化させ、そのときのミキサ１２からのＩＦ出力の直流電圧レベルを電圧測定器７により測定した。
【００６７】
これにより、可変減衰器１０の減衰量が−４０ｄＢのときの振幅（２×ＡIF）、すなわち、ＰRFが、３−１０＋０−４０−２０＋２０＝−４７［ｄＢｍ］のときの『２×ＡIF』をプロットした。さらに、可変減衰器１０の減衰量を−４０ｄＢから０ｄＢへ順に変化させて同様の処理を行うことにより、図８に示されるようなシミュレーション結果が得られた。
【００６８】
図８から明らかなように、信号ＲＦのレベル（すなわち、受信信号ＲＸのレベル）に対応して、ミキサ１２から出力される信号ＩＦの振幅『２×ＡIF』（すなわち、信号ＩＦの直流成分）が増加することが確認できた。
【００６９】
図９は、第２実施例に係る利得測定回路を示すブロック図である。本第２実施例の利得測定回路では、低雑音増幅器はその増幅度が可変できるＬＮＡ１１０とされ、変換利得算出回路８の出力により、ミキサ１２の変換利得が低い場合にはＬＮＡ１１０の増幅度を上げ、逆に、変換利得が高い場合にはＬＮＡ１１０の増幅度を下げて変換利得を一定に制御する。
【００７０】
すなわち、受信器の利得が高い場合には、ＬＮＡ１１０の増幅度を下げると共に、受信器の利得が高い場合には、ＬＮＡ１１０の増幅度を下げることにより、受信器の利得を一定に制御するＡＧＣ機能を実現するものである。
【００７１】
ここで、変換利得算出回路８は、受信器または送受信器が形成された半導体集積回路に内蔵させることにより、受信器の利得を一定に制御するＡＧＣ機能を有する半導体集積回路として提供することが可能になる。
【００７２】
これにより、受信器または送受信器が形成された半導体集積回路の歩留りを向上させることができ、さらに、半導体集積回路の付加価値を向上させることができる。
【００７３】
図１０は、第３実施例に係る利得測定回路を示すブロック図であり、発振器（ＬＯ信号源）が周波数可変のＬＯ信号源３０とされている。すなわち、本第３実施例の利得測定回路では、周波数可変のＬＯ信号源３０によりＬＯ信号の周波数を可変にすることで、異なる周波数に対する利得を測定することができる。
【００７４】
これは、例えば、ＬＮＡ１１やミキサ１２は、一般的に、入力する信号（ＲＸ，ＲＦ，ＬＯ）の周波数によって利得が異なる特性を有しており、例えば、設計した周波数で最も利得が高くなるようにしている。
【００７５】
そのため、本第３実施例の利得測定回路のように、信号ＬＯの周波数を変化させて受信器の利得を求め、その利得の値を利用することにより、各回路の設定を調整し、或いは、設定値を変更するといった様々な変更および制御を可能にすることができる。
【００７６】
なお、上述した通信装置は、車載用レーダに使用される高周波送受信器に限定されるものではなく、例えば、広帯域無線ＬＡＮを始めとする様々な通信装置において、ＢＩＳＴ機能により、例えば、製品出荷時の試験を低コストで短時間に行うことができる。
【００７７】
さらに、受信器の利得測定を、その受信器を使用する装置の電源投入時や使用時に行うことにより、例えば、受信器の自動利得制御（ＡＧＣ）機能を搭載することも可能になる。
【００７８】
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器と、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する位相制御部と、を有し、
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する、
ことを特徴とする受信器の利得測定回路。
【００７９】
（付記２）
前記位相制御部は、
前記ローカル信号の一部の信号を、１８０°を除く、少なくとも異なる２つの位相に変化させる可変位相器を含む，
ことを特徴とする付記１に記載の利得測定回路。
【００８０】
（付記３）
さらに、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して前記可変位相器に出力する第１結合器と、
前記可変位相器の出力信号の一部を前記受信信号として出力する第２結合器と、
を含むことを特徴とする付記２に記載の利得測定回路。
【００８１】
（付記４）
前記可変位相器は、前記ローカル信号の一部の信号の位相を連続的に変化させる、
ことを特徴とする付記２または付記３に記載の利得測定回路。
【００８２】
（付記５）
さらに、
前記受信信号を増幅して前記周波数混合器へ出力する低雑音増幅器を含む、
ことを特徴とする付記１乃至付記４のいずれか１項に記載の利得測定回路。
【００８３】
（付記６）
さらに、
前記受信信号、または、前記低雑音増幅器の出力信号の電力を検出する電力検出器を含む、
ことを特徴とする付記５に記載の利得測定回路。
【００８４】
（付記７）
さらに、
前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を測定する電圧測定器と、
前記電圧測定器の出力、前記電力検出器の出力、および、前記可変位相器により設定された位相から、前記周波数混合器の変換利得を算出する変換利得算出回路と、
を有することを特徴とする付記６に記載の利得測定回路。
【００８５】
（付記８）
前記電圧測定器は、直流電圧測定回路、または、アナログ／デジタル変換器である、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８６】
（付記９）
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記変換利得算出回路は、前記低雑音増幅器の増幅度を可変して前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８７】
（付記１０）
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発振器の発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする付記７に記載の利得測定回路。
【００８８】
（付記１１）
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器を有する受信器の利得測定方法であって、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出し、１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相を設定し、前記受信信号として出力し、
前記設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、
前記受信信号、または、前記受信信号を増幅する低雑音増幅器の出力信号の電力を測定し、
前記中間周波信号における直流電圧、前記設定された少なくとも異なる２つの位相、および、前記受信信号または前記低雑音増幅器の出力信号の電力により、前記周波数混合器の変換利得を算出し、前記受信器の利得を測定する、
ことを特徴とする受信器の利得測定方法。
【００８９】
（付記１２）
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記算出された変換利得に従って前記低雑音増幅器の増幅度を可変し、前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする利得測定方法。
【００９０】
（付記１３）
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする利得測定方法。
【００９１】
（付記１４）
付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の利得測定回路を含む受信器と、
送信信号を送信する送信器と、を有することを特徴する通信装置。
【００９２】
（付記１５）
前記通信装置は、１つの半導体集積回路である、
ことを特徴とする付記１４に記載の通信装置。
【符号の説明】
【００９３】
１ 受信器
２ 送信器
３、３０ 高周波発振器（発振器，ＬＯ源）
４ ＲＸ信号源
５ スペクトラムアナライザ
６ ＡＭ変調器
７ 電圧測定器（ＤＣ電圧測定回路，Ａ／Ｄコンバータ）
８ 変換利得算出回路
９ アンテナ
１０ 可変減衰器
１１、１１０ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１２，２１ 周波数混合器（ミキサ）
１３ 電力検出器（ＰＤ）
１４ 位相制御部（可変位相器）
１５，１６ 結合器（カプラ）
２２ 高出力増幅器（ＰＡ）
８１ ＲＦ信号レベル検出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器と、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する位相制御部と、を有し、
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する、
ことを特徴とする受信器の利得測定回路。
【請求項２】
前記位相制御部は、
前記ローカル信号の一部の信号を、１８０°を除く、少なくとも異なる２つの位相に変化させる可変位相器を含む，
ことを特徴とする請求項１に記載の利得測定回路。
【請求項３】
さらに、
前記受信信号を増幅して前記周波数混合器へ出力する低雑音増幅器を含む、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の利得測定回路。
【請求項４】
さらに、
前記受信信号、または、前記低雑音増幅器の出力信号の電力を検出する電力検出器を含む、
ことを特徴とする請求項３に記載の利得測定回路。
【請求項５】
さらに、
前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を測定する電圧測定器と、
前記電圧測定器の出力、前記電力検出器の出力、および、前記可変位相器により設定された位相から、前記周波数混合器の変換利得を算出する変換利得算出回路と、
を有することを特徴とする請求項４に記載の利得測定回路。
【請求項６】
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記変換利得算出回路は、前記低雑音増幅器の増幅度を可変して前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする請求項５に記載の利得測定回路。
【請求項７】
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発振器の発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする請求項５に記載の利得測定回路。
【請求項８】
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器を有する受信器の利得測定方法であって、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出し、１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相を設定し、前記受信信号として出力し、
前記設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、
前記受信信号、または、前記受信信号を増幅する低雑音増幅器の出力信号の電力を測定し、
前記中間周波信号における直流電圧、前記設定された少なくとも異なる２つの位相、および、前記受信信号または前記低雑音増幅器の出力信号の電力により、前記周波数混合器の変換利得を算出し、前記受信器の利得を測定する、
ことを特徴とする受信器の利得測定方法。
【請求項９】
請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の利得測定回路を含む受信器と、
送信信号を送信する送信器と、を有することを特徴する通信装置。
【請求項１】
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器と、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、前記受信信号として出力する位相制御部と、を有し、
前記位相制御部により設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、前記周波数混合器の変換利得を求めて前記受信器の利得を算出する、
ことを特徴とする受信器の利得測定回路。
【請求項２】
前記位相制御部は、
前記ローカル信号の一部の信号を、１８０°を除く、少なくとも異なる２つの位相に変化させる可変位相器を含む，
ことを特徴とする請求項１に記載の利得測定回路。
【請求項３】
さらに、
前記受信信号を増幅して前記周波数混合器へ出力する低雑音増幅器を含む、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の利得測定回路。
【請求項４】
さらに、
前記受信信号、または、前記低雑音増幅器の出力信号の電力を検出する電力検出器を含む、
ことを特徴とする請求項３に記載の利得測定回路。
【請求項５】
さらに、
前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を測定する電圧測定器と、
前記電圧測定器の出力、前記電力検出器の出力、および、前記可変位相器により設定された位相から、前記周波数混合器の変換利得を算出する変換利得算出回路と、
を有することを特徴とする請求項４に記載の利得測定回路。
【請求項６】
前記低雑音増幅器は、増幅度が可変とされ、
前記変換利得算出回路は、前記低雑音増幅器の増幅度を可変して前記受信器の利得を一定に制御する、
ことを特徴とする請求項５に記載の利得測定回路。
【請求項７】
前記発振器は、発信周波数が可変とされ、
前記発振器の発信周波数を可変して、前記受信信号の周波数に対する前記受信器の利得の特性を求める、
ことを特徴とする請求項５に記載の利得測定回路。
【請求項８】
受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器を有する受信器の利得測定方法であって、
前記ローカル信号の一部の信号を取り出し、１８０°を除く少なくとも異なる２つの位相を設定し、前記受信信号として出力し、
前記設定された異なる位相に対して、前記周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、
前記受信信号、または、前記受信信号を増幅する低雑音増幅器の出力信号の電力を測定し、
前記中間周波信号における直流電圧、前記設定された少なくとも異なる２つの位相、および、前記受信信号または前記低雑音増幅器の出力信号の電力により、前記周波数混合器の変換利得を算出し、前記受信器の利得を測定する、
ことを特徴とする受信器の利得測定方法。
【請求項９】
請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の利得測定回路を含む受信器と、
送信信号を送信する送信器と、を有することを特徴する通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−９８６９３（Ｐ２０１３−９８６９３Ａ）
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２３８６３５（Ｐ２０１１−２３８６３５）
【出願日】平成２３年１０月３１日（２０１１．１０．３１）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月３１日（２０１１．１０．３１）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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