半導体集積回路装置および電力変換装置
【課題】ＡＣ／ＤＣコンバータにおける軽負荷時の消費電力を低減し、電力変換効率を向上させる。
【解決手段】電源投入後、トランジスタＱ２がオンすると、入力電圧ＶＩＮはダイオードＤ１，Ｄ２により全波整流され、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によって分圧される。この電圧が基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低くなる（全波整流後の電圧レベルが５０Ｖ以下）とフリップフロップＦＦ２はセットされ、ワンショットパルス回路ＳＰ２からＬｏ信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフ、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１を充電する。コンデンサＣ１の電圧が上昇することによってトランジスタＱ１がオフすると充電が終了する。これにより、交流電源ＶＩＮを全波整流した入力電圧を用いて電源電圧ＶＣＣを生成することができる。
【解決手段】電源投入後、トランジスタＱ２がオンすると、入力電圧ＶＩＮはダイオードＤ１，Ｄ２により全波整流され、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によって分圧される。この電圧が基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低くなる（全波整流後の電圧レベルが５０Ｖ以下）とフリップフロップＦＦ２はセットされ、ワンショットパルス回路ＳＰ２からＬｏ信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフ、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１を充電する。コンデンサＣ１の電圧が上昇することによってトランジスタＱ１がオフすると充電が終了する。これにより、交流電源ＶＩＮを全波整流した入力電圧を用いて電源電圧ＶＣＣを生成することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率の向上化技術に関し、特に、二次側負荷の軽負荷時における電力変換の高効率化に有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
パーソナルコンピュータなどの電子機器における電源は、交流（ＡＣ）電源を直流（ＤＣ）電源に変換して供給するＡＣ／ＤＣコンバータが用いられている。
【０００３】
ＡＣ／ＤＣコンバータは、整流回路にて交流電源を全波整流し、コンデンサなどによって平滑した直流電源が供給されるトランスの１次巻き線をスイッチング素子などによってスイッチングし、該トランスの２次巻き線に伝達されたエネルギ（交流）をダイオードなどによって整流し、コンデンサなどによって平滑することによって直流電源として出力する。
【０００４】
また、スイッチング素子は、ＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいてスイッチング動作が制御される。一般に、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたＰＷＭ制御部は、トランスの２次巻き線から発生した電源を動作電圧として供給する構成となっている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記のようなＡＣ／ＤＣコンバータにおけるＰＷＭ制御回路の電源供給技術では、次のような問題点があることが本発明者により見い出された。
【０００６】
ＰＷＭ制御回路は、２次側の負荷（電圧）をモニタし、その負荷に応じてスイッチ素子に出力するＰＷＭ信号のデュティ（Duty）比や周波数を変化させるため、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次巻き線が供給する電力、具体的には２次巻き線電圧を平滑した電圧が２次側出力の負荷に応じて変化してしまうことになる。
【０００７】
また、近年、ＡＣ／ＤＣコンバータは、省エネルギの観点から軽負荷や待機時の電力削減による電力変換効率の高効率化の要求が高まっており、無駄な電力は低減する必要がある。
【０００８】
しかしながら、トランスの２次側出力の負荷が軽い（ほぼ零の場合）、待機時などの場合であって、ＰＷＭ制御回路に供給する電力を確保するためにスイッチング素子を駆動させなければならず、二次側出力に無駄な電力を消費してしまうという問題がある。
【０００９】
また、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次側出力は、負荷に応じて変動し、その電圧変動範囲は大きなものである。それによって、ＰＷＭ制御回路に供給する動作電源電圧範囲を超えてしまうと該ＰＷＭ制御回路の不具合が発生してしまう恐れがある。
【００１０】
よって、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次側出力の電圧変動があっても、ＰＷＭ制御回路に供給する動作電源電圧範囲を逸脱しないようにしなければならないが、トランスの２次巻き線を含めたＡＣ／ＤＣコンバータの設計は容易ではない。
【００１１】
本発明の目的は、ＡＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時における消費電力を低減し、電力変換効率を向上させることのできる技術を提供することにある。
【００１２】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１４】
一実施の形態によれば、半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられている。この半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有している。
【００１５】
電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間だけ、電源生成回路を動作させる。
【００１６】
また、他の実施の形態によれば、電力変換装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御部と、制御信号に基づいて、スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路とを有している。
【００１７】
電源生成回路は、交流の入力電源から直流の動作電源電圧を生成し、スイッチング制御部は、電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路を有している。電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間だけ、電源生成回路を動作させる。
【発明の効果】
【００１８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００１９】
（１）ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【００２０】
（２）電力変換効率を向上させることができる。
【００２１】
（３）スイッチングロスを低減し、消費電力を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の一例を示す説明図である。
【図２】図１の電力変換装置に設けられた電源生成回路に入力される全波整流後の入力電圧と制御ＩＣの制御端子から出力される制御信号との一例を示した説明図である。
【図３】図１の電力変換装置に設けられた電源制御回路における各部の信号のタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の形態２による電源制御回路の一例を示す説明図である。
【図５】図４の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施の形態３による電源制御回路の一例を示す説明図である。
【図７】図６の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の一例を示す説明図、図２は、図１の電力変換装置に設けられた電源生成回路に入力される全波整流後の入力電圧と制御ＩＣの制御端子から出力される制御信号との一例を示した説明図、図３は、図１の電力変換装置に設けられた電源制御回路における各部の信号のタイミングチャートである。
【００２５】
〈発明の概要〉
実施の形態の第１の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられた半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）からなる。
【００２６】
この半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する。
【００２７】
そして、電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間（ワンショットパルス回路ＳＰ２にて設定されたワンショットパルスの幅に相当する時間）だけ、電源生成回路を動作させる。
【００２８】
実施の形態の第２の概要は、電力変換装置（電力変換装置１）は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御部（制御ＩＣ６）と、制御信号に基づいて、スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）と有する電力変換装置（電力変換装置１）である。
【００２９】
また、電源生成回路は、交流の入力電源から直流の動作電源電圧（電源電圧ＶＣＣ）を生成し、スイッチング制御部は、電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路（電源制御回路６ｂ）を有している。
【００３０】
この電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間（ワンショットパルス回路ＳＰ２にて設定されたワンショットパルスの幅に相当する時間）だけ、電源生成回路を動作させる。
【００３１】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【００３２】
本実施の形態１において、電力変換装置１は、例えば、パーソナルコンピュータなどに電源電圧を供給する電源装置であり、フライバック方式のＡＣ／ＤＣコンバータからなる。電力変換装置１は、図１に示すように、全波整流回路２、コンデンサ３，４，１５、電源生成回路５、制御ＩＣ６、トランジスタ７、ダイオード８、抵抗９〜１１、シャントレギュレータ１２、フォトカプラ１３、およびトランス１４から構成されている。
【００３３】
全波整流回路２は、たとえば、４個のダイオードを用いたブリッジ回路によって構成されており、２つの入力部に商用電源などの交流電源ＶＩＮがそれぞれ接続されている。入力された交流電源ＡＣは、全波整流回路２によって全波整流される。
【００３４】
全波整流回路２の出力側の一方の端子には、コンデンサ３の一方の接続部、およびトランス１４の１次巻き線の一方の端部がそれぞれ接続されている。コンデンサ３の他方の接続部には、全波整流回路２の他方の接続部（基準電位ＶＳＳ）が接続されている。コンデンサ３は、例えば、電解コンデンサからなり、全波整流回路２によって全波整流された電圧信号を平滑化する。
【００３５】
トランス１４の１次巻き線の他方の端部には、トランジスタ７の一方の接続部が接続されており、該トランジスタ７の他方の接続部には、基準電位ＶＳが接続されている。このトランジスタ７は、例えば、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Field Effect Transistor）などからなる。トランジスタ７は、制御ＩＣ６の信号端子ＧＤから出力される駆動信号に基づいて、スイッチングを行い、トランス１４の１次巻き線を駆動する。
【００３６】
また、フォトカプラ１３を構成するフォトトランジスタの一方の接続部には、制御ＩＣ６のモニタ端子Ｍが接続されており、該フォトトランジスタの他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００３７】
コンデンサ１５の一方の接続部には、制御ＩＣ６の発振端子ＯＳＣが接続されており、該コンデンサ１５の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００３８】
トランス１４の２次巻き線の一方の端部には、ダイオード８のアノードが接続されている。また、ダイオード８のカソードは、電力変換装置１における出力部となり、この出力部から、パーソナルコンピュータなどの電子機器に供給する直流の電源電圧ＶＯＵＴ（例えば、５．０Ｖ程度）が出力される。
【００３９】
ダイオード８のカソードと基準電位ＧＮＤ（トランス１４の２次巻き線の他方の端部）との間には、電解コンデンサからなるコンデンサ４が接続されている。ダイオード８は、トランス１４の２次巻き線から発生したエネルギを整流し、コンデンサ４は、ダイオード８によって整流された電源電圧を平滑化するコンデンサである。
【００４０】
入力された交流電源ＶＩＮは、全波整流回路２によって全波整流された後、コンデンサ３によって平滑化される。トランジスタ７がスイッチングすることにより、トランス１４の２次側にエネルギが伝達され、ダイオード８によって整流された後、コンデンサ４によって平滑化され、電源電圧ＶＯＵＴとして出力される。
【００４１】
また、ダイオード８のカソードには、抵抗９の一方の接続部が接続されており、該抵抗９の他方の接続部には、シャントレギュレータ１２の入力端子が接続されている。このシャントレギュレータ１２の参照電圧端子には、抵抗１０と抵抗１１とによって分圧された電圧が入力されるように接続されている。
【００４２】
シャントレギュレータ１２のグランド端子には、フォトカプラ１３を構成するフォトダイオードのアノードが接続されており、該フォトダイオードのカソードは、基準電位ＧＮＤに接続されている。
【００４３】
シャントレギュレータ１２は、参照電圧端子に入力された電圧から出力電圧ＶＯＵＴの変動を検出し、その検出結果に応じて入力端子とグランド端子との間に接続（負荷に対して並列に接続）されたトランジスタをオン／オフさせる。
【００４４】
電源生成回路５は、制御ＩＣ６の動作電源となる電源電圧ＶＣＣ（例えば、１５．０Ｖ程度）を、該制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴから出力される制御信号に基づいて生成する。電源生成回路５は、ダイオードＤ１〜Ｄ３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＱ１、およびコンデンサＣ１から構成されている。
【００４５】
ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードには、交流電源ＶＩＮが入力されるようにそれぞれ接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードには、抵抗Ｒ１の一方の接続部、およびトランジスタＱ１の一方の接続部（ドレイン）がそれぞれ接続されている。
【００４６】
ダイオードＤ１，Ｄ２は、交流電源ＶＩＮを全波整流する。また、トランジスタＱ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）からなる。このトランジスタＱ１の他方の接続部（ソース）には、ダイオードＤ３のアノードが接続されている。
【００４７】
ダイオードＤ３のカソードには、例えば、電解コンデンサからなるコンデンサＣ１の一方の接続部が接続されている。コンデンサＣ１の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００４８】
抵抗Ｒ１の他方の接続部には、抵抗Ｒ２の一方の接続部、およびトランジスタＱ１のゲートがそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ２の他方の接続部には、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴが接続されている。また、ダイオードＤ３とコンデンサＣ１との接続部には、制御ＩＣ６の動作電圧である電源電圧ＶＣＣが入力される電源端子ＶＣが接続されている。
【００４９】
電源生成回路５は、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流された入力電圧が供給されるトランジスタＱ１を、ある条件（全波整流後の入力電圧が後述する基準電圧Ｖｔｈａｃより低い）においてオンさせることにより、コンデンサＣ１に電荷を充電し、制御ＩＣ６に供給する電源電圧を得る回路である。充電するための条件の検出、およびトランジスタＱ１の駆動は、制御端子ＣＯＮＴを介して行われる。
【００５０】
制御ＩＣ６は、例えば、半導体集積回路装置からなり、ＰＷＭ制御回路６ａと電源制御回路６ｂとからなる。ＰＷＭ制御回路６ａは、トランジスタ７を駆動する駆動信号を生成し、信号端子ＧＤから出力する。このＰＷＭ制御回路６ａが生成する駆動信号は、ＰＷＭ信号であり、モニタ端子Ｍを介して入力されるモニタ信号に基づいて、パルス信号の出力時間（パルス幅）を長くしたり、短くしたりしてトランジスタ７のオン時間を制御する。電源制御回路６ｂは、電源生成回路５の動作制御を行う制御信号を生成し、制御端子ＣＯＮＴから出力する。
【００５１】
ＰＷＭ制御回路６ａは、バイアス電流回路Ｂｉａｓ、オシレータＯＣ、フリップフロップＦＦ１、バッファＢ１、およびコンパレータＣＯＭＰ１から構成されている。
【００５２】
バイアス電流回路Ｂｉａｓは、電源端子ＶＣを介して入力された電源電圧ＶＣＣからバイアス電流を生成し、制御ＩＣ６の動作電源として各回路に供給する。コンパレータＣＯＭＰ１の負（−）側入力端子には、モニタ端子Ｍが接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ１の正（＋）側入力端子には、オシレータＯＣから出力されるパルス信号（三角波）が入力されるように接続されている。
【００５３】
コンパレータＣＯＭＰ１の出力部には、ＳＲフリップフロップからなるフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒが接続されており、該フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓには、オシレータＯＣから出力されるパルス信号（三角波）が入力されるように接続されている。
【００５４】
フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑには、バッファＢ１の入力部が接続されている。バッファＢ１の出力部には、信号端子ＧＤが接続されており、このバッファＢ１から出力される信号がトランジスタ７の駆動信号となる。
【００５５】
コンパレータＣＯＭＰ１は、モニタ端子Ｍを介して入力されるモニタ信号とオシレータＯＣから出力されるパルス信号との比較を行い、その比較結果を出力する。例えば、電源電圧ＶＯＵＴが１５Ｖ程度よりも高い場合、シャントレギュレータ１２は、電流を流すように制御を行う。その結果、フォトカプラ１３のフォトトランジスタがオンし、コンパレータＣＯＭＰ１からは、ＯＮパルス幅の狭いパルス信号が生成され、フリップフロップＦＦ１、およびバッファＢ１を介してパルス幅の狭いＰＷＭ信号が出力される。これにより、トランジスタ７のオン時間が短くなり、電源電圧ＶＯＵＴの電圧レベルが低下する。
【００５６】
また、電源制御回路６ｂは、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２、ワンショットパルス回路ＳＰ１，ＳＰ２、ならびにＳＲフリップフロップからなるフリップフロップＦＦ２から構成されている。
【００５７】
ツェナーダイオードＺＤのカソード、抵抗Ｒ３の一方の接続部、およびコンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子には、制御端子ＣＯＮＴがそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２の正（＋）側入力端子には、基準電圧Ｖｔｈａｃが入力されるように接続されている。
【００５８】
コンパレータＣＯＭＰ２の出力部には、フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓが接続されている。抵抗Ｒ３の他方の接続部には、トランジスタＱ２の一方の接続部が接続されている。トランジスタＱ２は、例えば、ＮチャネルＭＯＳからなる。
【００５９】
トランジスタＱ２、およびツェナーダイオードＺＤのアノードには、基準電位ＶＳＳがそれぞれ接続されている。また、トランジスタＱ２のゲートには、ワンショットパルス回路ＳＰ１の入力部、およびワンショットパルス回路ＳＰ２の出力部がそれぞれ接続されている。
【００６０】
ワンショットパルス回路ＳＰ１の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されており、該フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑには、ワンショットパルス回路ＳＰ２の入力部が接続されている。
【００６１】
ワンショットパルス回路ＳＰ１は、入力部に信号が入力された際に、Ｈｉレベルのワンショットパルスを生成し、出力部から出力する。ワンショットパルス回路ＳＰ２は、入力部に信号が入力された際に、Ｌｏレベルのワンショットパルスを生成し、出力部からそれぞれ出力する。
【００６２】
次に、本実施の形態における電力変換装置１の電源生成回路５、および電源制御回路６ｂの動作について説明する。
【００６３】
まず、電源生成回路５の動作について説明する。
【００６４】
交流電源ＶＩＮは、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流された入力電圧は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して制御端子ＣＯＮＴに入力されると共に、トランジスタＱ１に供給される。
【００６５】
制御端子ＣＯＮＴを介して入力された入力電圧は、電源制御回路６ｂにおいて基準電圧Ｖｔｈａｃと比較され、該入力電圧が基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低い場合、電源制御回路６ｂはトランジスタＱ１をオンさせる制御信号を制御端子ＣＯＮＴを介して出力する。
【００６６】
トランジスタＱ１がオンすることにより、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ１に電荷が充電される。ダイオードＤ３は、トランジスタＱ１がオフした際の逆流防止用のダイオードである。
【００６７】
図２は、全波整流後の入力電圧と制御端子ＣＯＮＴから出力されるトランジスタＱ１をオンさせる制御信号との信号タイミングの一例をそれぞれ示した説明図である。なお、図２においては、制御端子ＣＯＮＴから出力される制御波形は、模式的にトランジスタＱ１がオンの状態を示している。
【００６８】
トランジスタＱ１は、図示するように、制御端子ＣＯＮＴから出力される制御信号がＨｉレベルの際にオンとなり、コンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００６９】
コンデンサＣ１への充電期間（制御信号がＨｉレベルとなる期間）は、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが、基準電圧Ｖｔｈａｃ（たとえば、５０Ｖ程度に相当）よりも低い期間であり、電源電圧ＶＣＣが任意の電圧に達すると充電動作は停止する。
【００７０】
続いて、電源制御回路６ｂの動作について、図３のタイミングチャートを用いて説明する。
【００７１】
図３において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、およびフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号のタイミングをそれぞれ示している。
【００７２】
ここで、交流電源ＶＩＮの電源投入時には、コンデンサＣ１には、電荷が貯められていないために、電源電圧ＶＣＣが０Ｖとなるために制御ＩＣ６は動作しない。電源投入時においては、抵抗Ｒ１を介して、トランジスタＱ１のゲートに電荷がチャージされることにより、最初の充電が行われる。
【００７３】
そして、コンデンサＣ１が充電され、電源電圧ＶＣＣが任意の電圧レベルに達すると、制御ＩＣ６は動作可能となり、以下に説明する動作によって充電を繰り返すことになる。
【００７４】
制御ＩＣ６が動作をはじめると、電源制御回路６ｂのトランジスタＱ２はオン状態となっており、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流された入力電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によって分圧されている。
【００７５】
コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力されている電圧レベルが基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低くなると、フリップフロップＦＦ２はセットされ、該フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑに接続されたワンショットパルス回路ＳＰ２から、ある期間、Ｌｏレベルのワンショットパルス信号が出力されてトランジスタＱ２のゲートに印加される。
【００７６】
ここで、コンパレータＣＯＭＰ２は、基準電圧Ｖｔｈａｃと抵抗Ｒ１〜Ｒ３によって分圧される電圧とを比較することによって、全波整流後の入力電圧ＶＩＮの電圧レベルが、例えば５０Ｖ以下になったか否かを判定する。この場合、基準電圧Ｖｔｈａｃの電圧レベルは、例えば、０．５Ｖ程度である。
【００７７】
これにより、トランジスタＱ２はオフとなり、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１によって充電されてゲート電圧が上昇し、トランジスタＱ１がオンとなる。これによって、コンデンサＣ１への充電が行われる。
【００７８】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用であるツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護するとともに、コンデンサＣ１にかかる電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧にクランプする。
【００７９】
トランジスタＱ２がオフの期間は、ワンショットパルス回路ＳＰ２によって設定される時間となるが、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【００８０】
トランジスタＱ２のオフ期間が終了した際に、ワンショットパルス回路ＳＰ１からは、Ｈｉレベルのワンショットパルスが出力され、フリップフロップＦＦ２をリセットし、再びコンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子が基準電圧Ｖｔｈａｃの電圧レベルを下回るまで待機状態となる。
【００８１】
このように、２次側負荷に依存するトランスの２次巻き線を利用せずに、交流電源ＶＩＮを全波整流した入力電圧を用いて電源電圧ＶＣＣを生成することにより、トランスの２次側の負荷の影響の考慮を不要とすることができる。
【００８２】
それにより、本実施の形態１によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【００８３】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【００８４】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【００８５】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２による電源制御回路の一例を示す説明図、図５は、図４の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【００８６】
〈発明の概要〉
実施の形態の第３の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）である。
【００８７】
この電源制御回路は、整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、前記動作電源電圧の電圧レベルが第２のしきい値電圧（基準電圧ＶＲＥＦ１）よりも高くなると前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力する。
【００８８】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【００８９】
本実施の形態２においては、制御ＩＣ６に設けられた電源制御回路６ｂにおける他の例について説明する。
【００９０】
電源制御回路６ｂは、図４に示すように、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ３、ならびにフリップフロップＦＦ２から構成されている。
【００９１】
制御ＩＣ６は、ＰＷＭ制御回路６ａと電源制御回路６ｂとから構成されているが、図４では、電源制御回路６ｂのみを示しており、ＰＷＭ制御回路６ａについては、省略している。
【００９２】
この電源制御回路６ｂにおいて、前記実施の形態１の電源制御回路６ｂ（図１）と異なるところは、ワンショットパルス回路ＳＰ１，ＳＰ２が削除され、コンパレータＣＯＭＰ３が新たに設けられた点である。
【００９３】
この場合、コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子には、電源端子ＶＣを介して電源電圧ＶＣＣが入力されるように接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ１が入力されている。
【００９４】
また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されており、トランジスタＱ２のゲートには、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑが接続されている。この反転出力端子／Ｑは、出力端子Ｑから出力される信号の反転信号を出力する。その他の接続構成については、前記実施の形態１の図１と同様であるので、説明は省略する。
【００９５】
続いて、電源制御回路６ｂの動作について、図５のタイミングチャートを用いて説明する。
【００９６】
図５において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号、および電源電圧ＶＣＣの信号タイミングをそれぞれ示している。
【００９７】
まず、制御ＩＣ６に電源電圧ＶＣＣが充電されるまでの動作については、前記実施の形態１の動作と同様である。
【００９８】
そして、コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力される電圧が０．５Ｖ程度よりも低くなると、フリップフロップＦＦ２はセットされて、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／ＱからＬｏレベルの信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフする。
【００９９】
トランジスタＱ２がオフとなると、トランジスタＱ１のゲートには、抵抗Ｒ１を介して充電され、電圧レベルが上昇してトランジスタＱ１がオンとなり、これによって、コンデンサＣ１に充電が行われる。
【０１００】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用のツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護すると同時に、コンデンサＣ１に印加される電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧レベルまでクランプする。
【０１０１】
コンデンサＣ１の電圧レベルが上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子に入力される電源電圧ＶＣＣの電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ１（例えば、１８Ｖ程度）よりも高くなると、フリップフロップＦＦ２はリセットされ、トランジスタＱ１がオフとなって充電が完了となる。
【０１０２】
また、トランジスタＱ２がオフであっても、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【０１０３】
なお、図４に示した電源制御回路６ｂの構成の場合、交流電源ＶＩＮはサイン波形でなく、例えば、矩形波などであっても、コンデンサＣ１に電荷を充電することが可能である。
【０１０４】
それにより、本実施の形態２おいても、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【０１０５】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【０１０６】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【０１０７】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３による電源制御回路の一例を示す説明図、図７は、図６の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【０１０８】
〈発明の概要〉
実施の形態の第４の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）である。
【０１０９】
そして、電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、整流された入力電源の電圧レベルが第３のしきい値電圧（基準電圧ＶＲＥＦ３）よりも高くなると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、第１のしきい値電圧と第３のしきい値電圧とは、異なる電圧レベルである。
【０１１０】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【０１１１】
本実施の形態３においては、制御ＩＣ６に設けられた電源制御回路６ｂにおけるさらに他の例について説明する。
【０１１２】
電源制御回路６ｂは、図６に示すように、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ３、にフリップフロップＦＦ２、およびワンショットパルス回路ＳＰ１から構成されている。
【０１１３】
また、図６においても、制御ＩＣ６は、電源制御回路６ｂのみを示しており、ＰＷＭ制御回路６ａについては、省略している。
【０１１４】
この電源制御回路６ｂにおいて、前記実施の形態１の電源制御回路６ｂ（図１）と異なるところは、ワンショットパルス回路ＳＰ２が削除され、コンパレータＣＯＭＰ３が新たに設けられた点である。ワンショットパルス回路ＳＰ１は、入力部に信号が入力された際に、Ｈｉレベルのワンショットパルスを生成する。
【０１１５】
コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子には、電源端子ＶＣを介して電源電圧ＶＣＣが入力されるように接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ３（例えば、０．３Ｖ程度）が入力されている。
【０１１６】
また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力部には、ワンショットパルス回路ＳＰ１の入力部が接続されており、該ワンショットパルス回路ＳＰ１の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されている。
【０１１７】
さらに、トランジスタＱ２のゲートには、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑが接続されている。その他の接続構成については、前記実施の形態１の図１と同様であるので、説明は省略する。
【０１１８】
次に、図６の電源制御回路６ｂの動作について、図７のタイミングチャートを用いて説明する。
【０１１９】
図７において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、およびフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号の信号タイミングをそれぞれ示している。
【０１２０】
まず、制御ＩＣ６に電源電圧ＶＣＣが充電されるまでの動作については、前記実施の形態１の動作と同様である。
【０１２１】
続いて、コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力される信号の電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ３（例えば、０．５Ｖ程度）よりも低くなると、フリップフロップＦＦ２がセットされ、該フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／ＱからＬｏレベルの信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフする。
【０１２２】
トランジスタＱ２がオフとなると、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１を介して充電され、電圧レベルが上昇してトランジスタＱ１がオンとなり、コンデンサＣ１に充電が行われる。
【０１２３】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用のツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護すると同時に、コンデンサＣ１に印加される電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧レベルまでクランプする。
【０１２４】
そして、コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子に入力される信号の電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ３よりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３から出力された信号によってフリップフロップＦＦ２はリセットされ、充電が完了する。
【０１２５】
また、トランジスタＱ２がオフであっても、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【０１２６】
それにより、本実施の形態３おいても、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【０１２７】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【０１２８】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【０１２９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【０１３０】
前記実施の形態１〜３においては、フライバック型のＡＣ／ＤＣコンバータに適用した場合の例について説明したが、ＡＣ／ＤＣコンバータの方式はフライバック型以外であってもよく、例えば、フォーワード型、あるいは疑似共振フライバック型などであっても適用することができる。
【０１３１】
また、前記実施の形態１〜３では、ダイオードＤ１，Ｄ２（図１、図４、図６）によって入力電圧ＶＩＮを全波整流する構成としたが、これら２つのダイオードのうち、１つを削除して半波整流した入力電源をトランジスタＱ１（図１、図４、図６）などに供給する構成としてもよい。
【０１３２】
この場合、全波整流の入力電源を供給する場合と比べて、トランジスタＱ１の単位時間当たりのスイッチング回数を半分にすることができ、スイッチングロスをさらに低減することができる。
【０１３３】
この構成では、スイッチング回数が減ることによって、１回当たりのスイッチングにおける充電電流が大きくなり、リップル電流が大きくなるので、コンデンサＣ１（図１、図４、図６）の静電容量値を大きくする必要がある。
【０１３４】
よって、必要とする電子装置への供給電力や仕様などによって、効率やリップル電圧などを考慮し、最適となる構成（全波整流、または半波整流）を選択する。
【産業上の利用可能性】
【０１３５】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換効率の向上化技術に適している。
【符号の説明】
【０１３６】
１ 電力変換装置
２ 全波整流回路
３ コンデンサ
４ コンデンサ
５ 電源生成回路
６ 制御ＩＣ
６ａ ＰＷＭ制御回路
６ｂ 電源制御回路
７ トランジスタ
８ ダイオード
９ 抵抗
１０ 抵抗
１１ 抵抗
１２ シャントレギュレータ
１３ フォトカプラ
１４ トランス
１５ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ２ トランジスタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｂｉａｓ バイアス電流回路
ＯＣ オシレータ
Ｂ１ バッファ
ＣＯＭＰ１ コンパレータ
ＣＯＭＰ２ コンパレータ
ＣＯＭＰ３ コンパレータ
ＦＦ１ フリップフロップ
ＦＦ２ フリップフロップ
ＺＤ ツェナーダイオード
ＳＰ１ ワンショットパルス回路
ＳＰ２ ワンショットパルス回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率の向上化技術に関し、特に、二次側負荷の軽負荷時における電力変換の高効率化に有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
パーソナルコンピュータなどの電子機器における電源は、交流（ＡＣ）電源を直流（ＤＣ）電源に変換して供給するＡＣ／ＤＣコンバータが用いられている。
【０００３】
ＡＣ／ＤＣコンバータは、整流回路にて交流電源を全波整流し、コンデンサなどによって平滑した直流電源が供給されるトランスの１次巻き線をスイッチング素子などによってスイッチングし、該トランスの２次巻き線に伝達されたエネルギ（交流）をダイオードなどによって整流し、コンデンサなどによって平滑することによって直流電源として出力する。
【０００４】
また、スイッチング素子は、ＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいてスイッチング動作が制御される。一般に、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたＰＷＭ制御部は、トランスの２次巻き線から発生した電源を動作電圧として供給する構成となっている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記のようなＡＣ／ＤＣコンバータにおけるＰＷＭ制御回路の電源供給技術では、次のような問題点があることが本発明者により見い出された。
【０００６】
ＰＷＭ制御回路は、２次側の負荷（電圧）をモニタし、その負荷に応じてスイッチ素子に出力するＰＷＭ信号のデュティ（Duty）比や周波数を変化させるため、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次巻き線が供給する電力、具体的には２次巻き線電圧を平滑した電圧が２次側出力の負荷に応じて変化してしまうことになる。
【０００７】
また、近年、ＡＣ／ＤＣコンバータは、省エネルギの観点から軽負荷や待機時の電力削減による電力変換効率の高効率化の要求が高まっており、無駄な電力は低減する必要がある。
【０００８】
しかしながら、トランスの２次側出力の負荷が軽い（ほぼ零の場合）、待機時などの場合であって、ＰＷＭ制御回路に供給する電力を確保するためにスイッチング素子を駆動させなければならず、二次側出力に無駄な電力を消費してしまうという問題がある。
【０００９】
また、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次側出力は、負荷に応じて変動し、その電圧変動範囲は大きなものである。それによって、ＰＷＭ制御回路に供給する動作電源電圧範囲を超えてしまうと該ＰＷＭ制御回路の不具合が発生してしまう恐れがある。
【００１０】
よって、トランスのＰＷＭ制御回路に電力を供給する２次側出力の電圧変動があっても、ＰＷＭ制御回路に供給する動作電源電圧範囲を逸脱しないようにしなければならないが、トランスの２次巻き線を含めたＡＣ／ＤＣコンバータの設計は容易ではない。
【００１１】
本発明の目的は、ＡＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時における消費電力を低減し、電力変換効率を向上させることのできる技術を提供することにある。
【００１２】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１４】
一実施の形態によれば、半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられている。この半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有している。
【００１５】
電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間だけ、電源生成回路を動作させる。
【００１６】
また、他の実施の形態によれば、電力変換装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御部と、制御信号に基づいて、スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路とを有している。
【００１７】
電源生成回路は、交流の入力電源から直流の動作電源電圧を生成し、スイッチング制御部は、電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路を有している。電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間だけ、電源生成回路を動作させる。
【発明の効果】
【００１８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００１９】
（１）ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【００２０】
（２）電力変換効率を向上させることができる。
【００２１】
（３）スイッチングロスを低減し、消費電力を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の一例を示す説明図である。
【図２】図１の電力変換装置に設けられた電源生成回路に入力される全波整流後の入力電圧と制御ＩＣの制御端子から出力される制御信号との一例を示した説明図である。
【図３】図１の電力変換装置に設けられた電源制御回路における各部の信号のタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の形態２による電源制御回路の一例を示す説明図である。
【図５】図４の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施の形態３による電源制御回路の一例を示す説明図である。
【図７】図６の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の一例を示す説明図、図２は、図１の電力変換装置に設けられた電源生成回路に入力される全波整流後の入力電圧と制御ＩＣの制御端子から出力される制御信号との一例を示した説明図、図３は、図１の電力変換装置に設けられた電源制御回路における各部の信号のタイミングチャートである。
【００２５】
〈発明の概要〉
実施の形態の第１の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられた半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）からなる。
【００２６】
この半導体集積回路装置は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する。
【００２７】
そして、電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間（ワンショットパルス回路ＳＰ２にて設定されたワンショットパルスの幅に相当する時間）だけ、電源生成回路を動作させる。
【００２８】
実施の形態の第２の概要は、電力変換装置（電力変換装置１）は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御部（制御ＩＣ６）と、制御信号に基づいて、スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）と有する電力変換装置（電力変換装置１）である。
【００２９】
また、電源生成回路は、交流の入力電源から直流の動作電源電圧（電源電圧ＶＣＣ）を生成し、スイッチング制御部は、電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路（電源制御回路６ｂ）を有している。
【００３０】
この電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、任意の期間が終了すると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなった際に任意の期間（ワンショットパルス回路ＳＰ２にて設定されたワンショットパルスの幅に相当する時間）だけ、電源生成回路を動作させる。
【００３１】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【００３２】
本実施の形態１において、電力変換装置１は、例えば、パーソナルコンピュータなどに電源電圧を供給する電源装置であり、フライバック方式のＡＣ／ＤＣコンバータからなる。電力変換装置１は、図１に示すように、全波整流回路２、コンデンサ３，４，１５、電源生成回路５、制御ＩＣ６、トランジスタ７、ダイオード８、抵抗９〜１１、シャントレギュレータ１２、フォトカプラ１３、およびトランス１４から構成されている。
【００３３】
全波整流回路２は、たとえば、４個のダイオードを用いたブリッジ回路によって構成されており、２つの入力部に商用電源などの交流電源ＶＩＮがそれぞれ接続されている。入力された交流電源ＡＣは、全波整流回路２によって全波整流される。
【００３４】
全波整流回路２の出力側の一方の端子には、コンデンサ３の一方の接続部、およびトランス１４の１次巻き線の一方の端部がそれぞれ接続されている。コンデンサ３の他方の接続部には、全波整流回路２の他方の接続部（基準電位ＶＳＳ）が接続されている。コンデンサ３は、例えば、電解コンデンサからなり、全波整流回路２によって全波整流された電圧信号を平滑化する。
【００３５】
トランス１４の１次巻き線の他方の端部には、トランジスタ７の一方の接続部が接続されており、該トランジスタ７の他方の接続部には、基準電位ＶＳが接続されている。このトランジスタ７は、例えば、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Field Effect Transistor）などからなる。トランジスタ７は、制御ＩＣ６の信号端子ＧＤから出力される駆動信号に基づいて、スイッチングを行い、トランス１４の１次巻き線を駆動する。
【００３６】
また、フォトカプラ１３を構成するフォトトランジスタの一方の接続部には、制御ＩＣ６のモニタ端子Ｍが接続されており、該フォトトランジスタの他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００３７】
コンデンサ１５の一方の接続部には、制御ＩＣ６の発振端子ＯＳＣが接続されており、該コンデンサ１５の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００３８】
トランス１４の２次巻き線の一方の端部には、ダイオード８のアノードが接続されている。また、ダイオード８のカソードは、電力変換装置１における出力部となり、この出力部から、パーソナルコンピュータなどの電子機器に供給する直流の電源電圧ＶＯＵＴ（例えば、５．０Ｖ程度）が出力される。
【００３９】
ダイオード８のカソードと基準電位ＧＮＤ（トランス１４の２次巻き線の他方の端部）との間には、電解コンデンサからなるコンデンサ４が接続されている。ダイオード８は、トランス１４の２次巻き線から発生したエネルギを整流し、コンデンサ４は、ダイオード８によって整流された電源電圧を平滑化するコンデンサである。
【００４０】
入力された交流電源ＶＩＮは、全波整流回路２によって全波整流された後、コンデンサ３によって平滑化される。トランジスタ７がスイッチングすることにより、トランス１４の２次側にエネルギが伝達され、ダイオード８によって整流された後、コンデンサ４によって平滑化され、電源電圧ＶＯＵＴとして出力される。
【００４１】
また、ダイオード８のカソードには、抵抗９の一方の接続部が接続されており、該抵抗９の他方の接続部には、シャントレギュレータ１２の入力端子が接続されている。このシャントレギュレータ１２の参照電圧端子には、抵抗１０と抵抗１１とによって分圧された電圧が入力されるように接続されている。
【００４２】
シャントレギュレータ１２のグランド端子には、フォトカプラ１３を構成するフォトダイオードのアノードが接続されており、該フォトダイオードのカソードは、基準電位ＧＮＤに接続されている。
【００４３】
シャントレギュレータ１２は、参照電圧端子に入力された電圧から出力電圧ＶＯＵＴの変動を検出し、その検出結果に応じて入力端子とグランド端子との間に接続（負荷に対して並列に接続）されたトランジスタをオン／オフさせる。
【００４４】
電源生成回路５は、制御ＩＣ６の動作電源となる電源電圧ＶＣＣ（例えば、１５．０Ｖ程度）を、該制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴから出力される制御信号に基づいて生成する。電源生成回路５は、ダイオードＤ１〜Ｄ３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＱ１、およびコンデンサＣ１から構成されている。
【００４５】
ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードには、交流電源ＶＩＮが入力されるようにそれぞれ接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードには、抵抗Ｒ１の一方の接続部、およびトランジスタＱ１の一方の接続部（ドレイン）がそれぞれ接続されている。
【００４６】
ダイオードＤ１，Ｄ２は、交流電源ＶＩＮを全波整流する。また、トランジスタＱ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）からなる。このトランジスタＱ１の他方の接続部（ソース）には、ダイオードＤ３のアノードが接続されている。
【００４７】
ダイオードＤ３のカソードには、例えば、電解コンデンサからなるコンデンサＣ１の一方の接続部が接続されている。コンデンサＣ１の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。
【００４８】
抵抗Ｒ１の他方の接続部には、抵抗Ｒ２の一方の接続部、およびトランジスタＱ１のゲートがそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ２の他方の接続部には、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴが接続されている。また、ダイオードＤ３とコンデンサＣ１との接続部には、制御ＩＣ６の動作電圧である電源電圧ＶＣＣが入力される電源端子ＶＣが接続されている。
【００４９】
電源生成回路５は、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流された入力電圧が供給されるトランジスタＱ１を、ある条件（全波整流後の入力電圧が後述する基準電圧Ｖｔｈａｃより低い）においてオンさせることにより、コンデンサＣ１に電荷を充電し、制御ＩＣ６に供給する電源電圧を得る回路である。充電するための条件の検出、およびトランジスタＱ１の駆動は、制御端子ＣＯＮＴを介して行われる。
【００５０】
制御ＩＣ６は、例えば、半導体集積回路装置からなり、ＰＷＭ制御回路６ａと電源制御回路６ｂとからなる。ＰＷＭ制御回路６ａは、トランジスタ７を駆動する駆動信号を生成し、信号端子ＧＤから出力する。このＰＷＭ制御回路６ａが生成する駆動信号は、ＰＷＭ信号であり、モニタ端子Ｍを介して入力されるモニタ信号に基づいて、パルス信号の出力時間（パルス幅）を長くしたり、短くしたりしてトランジスタ７のオン時間を制御する。電源制御回路６ｂは、電源生成回路５の動作制御を行う制御信号を生成し、制御端子ＣＯＮＴから出力する。
【００５１】
ＰＷＭ制御回路６ａは、バイアス電流回路Ｂｉａｓ、オシレータＯＣ、フリップフロップＦＦ１、バッファＢ１、およびコンパレータＣＯＭＰ１から構成されている。
【００５２】
バイアス電流回路Ｂｉａｓは、電源端子ＶＣを介して入力された電源電圧ＶＣＣからバイアス電流を生成し、制御ＩＣ６の動作電源として各回路に供給する。コンパレータＣＯＭＰ１の負（−）側入力端子には、モニタ端子Ｍが接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ１の正（＋）側入力端子には、オシレータＯＣから出力されるパルス信号（三角波）が入力されるように接続されている。
【００５３】
コンパレータＣＯＭＰ１の出力部には、ＳＲフリップフロップからなるフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒが接続されており、該フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓには、オシレータＯＣから出力されるパルス信号（三角波）が入力されるように接続されている。
【００５４】
フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑには、バッファＢ１の入力部が接続されている。バッファＢ１の出力部には、信号端子ＧＤが接続されており、このバッファＢ１から出力される信号がトランジスタ７の駆動信号となる。
【００５５】
コンパレータＣＯＭＰ１は、モニタ端子Ｍを介して入力されるモニタ信号とオシレータＯＣから出力されるパルス信号との比較を行い、その比較結果を出力する。例えば、電源電圧ＶＯＵＴが１５Ｖ程度よりも高い場合、シャントレギュレータ１２は、電流を流すように制御を行う。その結果、フォトカプラ１３のフォトトランジスタがオンし、コンパレータＣＯＭＰ１からは、ＯＮパルス幅の狭いパルス信号が生成され、フリップフロップＦＦ１、およびバッファＢ１を介してパルス幅の狭いＰＷＭ信号が出力される。これにより、トランジスタ７のオン時間が短くなり、電源電圧ＶＯＵＴの電圧レベルが低下する。
【００５６】
また、電源制御回路６ｂは、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２、ワンショットパルス回路ＳＰ１，ＳＰ２、ならびにＳＲフリップフロップからなるフリップフロップＦＦ２から構成されている。
【００５７】
ツェナーダイオードＺＤのカソード、抵抗Ｒ３の一方の接続部、およびコンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子には、制御端子ＣＯＮＴがそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２の正（＋）側入力端子には、基準電圧Ｖｔｈａｃが入力されるように接続されている。
【００５８】
コンパレータＣＯＭＰ２の出力部には、フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓが接続されている。抵抗Ｒ３の他方の接続部には、トランジスタＱ２の一方の接続部が接続されている。トランジスタＱ２は、例えば、ＮチャネルＭＯＳからなる。
【００５９】
トランジスタＱ２、およびツェナーダイオードＺＤのアノードには、基準電位ＶＳＳがそれぞれ接続されている。また、トランジスタＱ２のゲートには、ワンショットパルス回路ＳＰ１の入力部、およびワンショットパルス回路ＳＰ２の出力部がそれぞれ接続されている。
【００６０】
ワンショットパルス回路ＳＰ１の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されており、該フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑには、ワンショットパルス回路ＳＰ２の入力部が接続されている。
【００６１】
ワンショットパルス回路ＳＰ１は、入力部に信号が入力された際に、Ｈｉレベルのワンショットパルスを生成し、出力部から出力する。ワンショットパルス回路ＳＰ２は、入力部に信号が入力された際に、Ｌｏレベルのワンショットパルスを生成し、出力部からそれぞれ出力する。
【００６２】
次に、本実施の形態における電力変換装置１の電源生成回路５、および電源制御回路６ｂの動作について説明する。
【００６３】
まず、電源生成回路５の動作について説明する。
【００６４】
交流電源ＶＩＮは、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流された入力電圧は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して制御端子ＣＯＮＴに入力されると共に、トランジスタＱ１に供給される。
【００６５】
制御端子ＣＯＮＴを介して入力された入力電圧は、電源制御回路６ｂにおいて基準電圧Ｖｔｈａｃと比較され、該入力電圧が基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低い場合、電源制御回路６ｂはトランジスタＱ１をオンさせる制御信号を制御端子ＣＯＮＴを介して出力する。
【００６６】
トランジスタＱ１がオンすることにより、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ１に電荷が充電される。ダイオードＤ３は、トランジスタＱ１がオフした際の逆流防止用のダイオードである。
【００６７】
図２は、全波整流後の入力電圧と制御端子ＣＯＮＴから出力されるトランジスタＱ１をオンさせる制御信号との信号タイミングの一例をそれぞれ示した説明図である。なお、図２においては、制御端子ＣＯＮＴから出力される制御波形は、模式的にトランジスタＱ１がオンの状態を示している。
【００６８】
トランジスタＱ１は、図示するように、制御端子ＣＯＮＴから出力される制御信号がＨｉレベルの際にオンとなり、コンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００６９】
コンデンサＣ１への充電期間（制御信号がＨｉレベルとなる期間）は、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが、基準電圧Ｖｔｈａｃ（たとえば、５０Ｖ程度に相当）よりも低い期間であり、電源電圧ＶＣＣが任意の電圧に達すると充電動作は停止する。
【００７０】
続いて、電源制御回路６ｂの動作について、図３のタイミングチャートを用いて説明する。
【００７１】
図３において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、およびフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号のタイミングをそれぞれ示している。
【００７２】
ここで、交流電源ＶＩＮの電源投入時には、コンデンサＣ１には、電荷が貯められていないために、電源電圧ＶＣＣが０Ｖとなるために制御ＩＣ６は動作しない。電源投入時においては、抵抗Ｒ１を介して、トランジスタＱ１のゲートに電荷がチャージされることにより、最初の充電が行われる。
【００７３】
そして、コンデンサＣ１が充電され、電源電圧ＶＣＣが任意の電圧レベルに達すると、制御ＩＣ６は動作可能となり、以下に説明する動作によって充電を繰り返すことになる。
【００７４】
制御ＩＣ６が動作をはじめると、電源制御回路６ｂのトランジスタＱ２はオン状態となっており、ダイオードＤ１，Ｄ２によって全波整流された入力電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によって分圧されている。
【００７５】
コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力されている電圧レベルが基準電圧Ｖｔｈａｃよりも低くなると、フリップフロップＦＦ２はセットされ、該フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑに接続されたワンショットパルス回路ＳＰ２から、ある期間、Ｌｏレベルのワンショットパルス信号が出力されてトランジスタＱ２のゲートに印加される。
【００７６】
ここで、コンパレータＣＯＭＰ２は、基準電圧Ｖｔｈａｃと抵抗Ｒ１〜Ｒ３によって分圧される電圧とを比較することによって、全波整流後の入力電圧ＶＩＮの電圧レベルが、例えば５０Ｖ以下になったか否かを判定する。この場合、基準電圧Ｖｔｈａｃの電圧レベルは、例えば、０．５Ｖ程度である。
【００７７】
これにより、トランジスタＱ２はオフとなり、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１によって充電されてゲート電圧が上昇し、トランジスタＱ１がオンとなる。これによって、コンデンサＣ１への充電が行われる。
【００７８】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用であるツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護するとともに、コンデンサＣ１にかかる電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧にクランプする。
【００７９】
トランジスタＱ２がオフの期間は、ワンショットパルス回路ＳＰ２によって設定される時間となるが、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【００８０】
トランジスタＱ２のオフ期間が終了した際に、ワンショットパルス回路ＳＰ１からは、Ｈｉレベルのワンショットパルスが出力され、フリップフロップＦＦ２をリセットし、再びコンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子が基準電圧Ｖｔｈａｃの電圧レベルを下回るまで待機状態となる。
【００８１】
このように、２次側負荷に依存するトランスの２次巻き線を利用せずに、交流電源ＶＩＮを全波整流した入力電圧を用いて電源電圧ＶＣＣを生成することにより、トランスの２次側の負荷の影響の考慮を不要とすることができる。
【００８２】
それにより、本実施の形態１によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【００８３】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【００８４】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【００８５】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２による電源制御回路の一例を示す説明図、図５は、図４の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【００８６】
〈発明の概要〉
実施の形態の第３の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）である。
【００８７】
この電源制御回路は、整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、前記動作電源電圧の電圧レベルが第２のしきい値電圧（基準電圧ＶＲＥＦ１）よりも高くなると前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力する。
【００８８】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【００８９】
本実施の形態２においては、制御ＩＣ６に設けられた電源制御回路６ｂにおける他の例について説明する。
【００９０】
電源制御回路６ｂは、図４に示すように、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ３、ならびにフリップフロップＦＦ２から構成されている。
【００９１】
制御ＩＣ６は、ＰＷＭ制御回路６ａと電源制御回路６ｂとから構成されているが、図４では、電源制御回路６ｂのみを示しており、ＰＷＭ制御回路６ａについては、省略している。
【００９２】
この電源制御回路６ｂにおいて、前記実施の形態１の電源制御回路６ｂ（図１）と異なるところは、ワンショットパルス回路ＳＰ１，ＳＰ２が削除され、コンパレータＣＯＭＰ３が新たに設けられた点である。
【００９３】
この場合、コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子には、電源端子ＶＣを介して電源電圧ＶＣＣが入力されるように接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ１が入力されている。
【００９４】
また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されており、トランジスタＱ２のゲートには、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑが接続されている。この反転出力端子／Ｑは、出力端子Ｑから出力される信号の反転信号を出力する。その他の接続構成については、前記実施の形態１の図１と同様であるので、説明は省略する。
【００９５】
続いて、電源制御回路６ｂの動作について、図５のタイミングチャートを用いて説明する。
【００９６】
図５において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号、および電源電圧ＶＣＣの信号タイミングをそれぞれ示している。
【００９７】
まず、制御ＩＣ６に電源電圧ＶＣＣが充電されるまでの動作については、前記実施の形態１の動作と同様である。
【００９８】
そして、コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力される電圧が０．５Ｖ程度よりも低くなると、フリップフロップＦＦ２はセットされて、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／ＱからＬｏレベルの信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフする。
【００９９】
トランジスタＱ２がオフとなると、トランジスタＱ１のゲートには、抵抗Ｒ１を介して充電され、電圧レベルが上昇してトランジスタＱ１がオンとなり、これによって、コンデンサＣ１に充電が行われる。
【０１００】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用のツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護すると同時に、コンデンサＣ１に印加される電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧レベルまでクランプする。
【０１０１】
コンデンサＣ１の電圧レベルが上昇し、コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子に入力される電源電圧ＶＣＣの電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ１（例えば、１８Ｖ程度）よりも高くなると、フリップフロップＦＦ２はリセットされ、トランジスタＱ１がオフとなって充電が完了となる。
【０１０２】
また、トランジスタＱ２がオフであっても、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【０１０３】
なお、図４に示した電源制御回路６ｂの構成の場合、交流電源ＶＩＮはサイン波形でなく、例えば、矩形波などであっても、コンデンサＣ１に電荷を充電することが可能である。
【０１０４】
それにより、本実施の形態２おいても、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【０１０５】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【０１０６】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【０１０７】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３による電源制御回路の一例を示す説明図、図７は、図６の電源制御回路における各部信号のタイミングチャートである。
【０１０８】
〈発明の概要〉
実施の形態の第４の概要は、交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置（電力変換装置１）に設けられたスイッチング素子（トランジスタ７）の駆動制御を行うスイッチング制御回路（ＰＷＭ制御回路６ａ）と、交流の入力電源からスイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路（電源生成回路５）を制御する制御信号を生成する電源制御回路（電源制御回路６ｂ）とを有する半導体集積回路装置（制御ＩＣ６）である。
【０１０９】
そして、電源制御回路は、整流された入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧（基準電圧Ｖｔｈａｃ）よりも低くなると、電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、整流された入力電源の電圧レベルが第３のしきい値電圧（基準電圧ＶＲＥＦ３）よりも高くなると、電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、第１のしきい値電圧と第３のしきい値電圧とは、異なる電圧レベルである。
【０１１０】
以下、上記した概要に基づいて、実施の形態を詳細に説明する。
【０１１１】
本実施の形態３においては、制御ＩＣ６に設けられた電源制御回路６ｂにおけるさらに他の例について説明する。
【０１１２】
電源制御回路６ｂは、図６に示すように、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、コンパレータＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ３、にフリップフロップＦＦ２、およびワンショットパルス回路ＳＰ１から構成されている。
【０１１３】
また、図６においても、制御ＩＣ６は、電源制御回路６ｂのみを示しており、ＰＷＭ制御回路６ａについては、省略している。
【０１１４】
この電源制御回路６ｂにおいて、前記実施の形態１の電源制御回路６ｂ（図１）と異なるところは、ワンショットパルス回路ＳＰ２が削除され、コンパレータＣＯＭＰ３が新たに設けられた点である。ワンショットパルス回路ＳＰ１は、入力部に信号が入力された際に、Ｈｉレベルのワンショットパルスを生成する。
【０１１５】
コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子には、電源端子ＶＣを介して電源電圧ＶＣＣが入力されるように接続されており、該コンパレータＣＯＭＰ３の負（−）側入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦ３（例えば、０．３Ｖ程度）が入力されている。
【０１１６】
また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力部には、ワンショットパルス回路ＳＰ１の入力部が接続されており、該ワンショットパルス回路ＳＰ１の出力部には、フリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒが接続されている。
【０１１７】
さらに、トランジスタＱ２のゲートには、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑが接続されている。その他の接続構成については、前記実施の形態１の図１と同様であるので、説明は省略する。
【０１１８】
次に、図６の電源制御回路６ｂの動作について、図７のタイミングチャートを用いて説明する。
【０１１９】
図７において、上方から下方にかけては、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流後の入力電圧、制御ＩＣ６の制御端子ＣＯＮＴに入力される信号、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／Ｑから出力される信号、トランジスタＱ２のゲートに入力される信号、およびフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される信号の信号タイミングをそれぞれ示している。
【０１２０】
まず、制御ＩＣ６に電源電圧ＶＣＣが充電されるまでの動作については、前記実施の形態１の動作と同様である。
【０１２１】
続いて、コンパレータＣＯＭＰ２の負（−）側入力端子に入力される信号の電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ３（例えば、０．５Ｖ程度）よりも低くなると、フリップフロップＦＦ２がセットされ、該フリップフロップＦＦ２の反転出力端子／ＱからＬｏレベルの信号が出力される。これにより、トランジスタＱ２がオフする。
【０１２２】
トランジスタＱ２がオフとなると、トランジスタＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１を介して充電され、電圧レベルが上昇してトランジスタＱ１がオンとなり、コンデンサＣ１に充電が行われる。
【０１２３】
トランジスタＱ１のゲート電圧は、電圧クランプ用のツェナーダイオードＺＤによって、例えば、２０Ｖ程度にクランプされる。これにより、トランジスタＱ１のゲート−ソース間耐圧を保護すると同時に、コンデンサＣ１に印加される電圧を２０Ｖ程度からトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを引いた電圧レベルまでクランプする。
【０１２４】
そして、コンパレータＣＯＭＰ３の正（＋）側入力端子に入力される信号の電圧レベルが基準電圧ＶＲＥＦ３よりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３から出力された信号によってフリップフロップＦＦ２はリセットされ、充電が完了する。
【０１２５】
また、トランジスタＱ２がオフであっても、コンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートカットオフ電圧以下となるまで充電されると、トランジスタＱ１はオフとなり、充電が終了する。
【０１２６】
それにより、本実施の形態３おいても、ＡＣ／ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。
【０１２７】
さらに、交流電源ＶＩＮの電圧レベルが低い期間（例えば、５０Ｖ程度以下）のみで充電動作を行うので、電力変換効率を向上させることができる。
【０１２８】
また、トランス１４の２次側の負荷が略零Ｖとなった際に、トランジスタ７のスイッチング周期を長くしたり、停止させたりすることが可能となるので、スイッチングロスを低減し、電力変換効率を向上、および消費電力低減を実現することができる。
【０１２９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【０１３０】
前記実施の形態１〜３においては、フライバック型のＡＣ／ＤＣコンバータに適用した場合の例について説明したが、ＡＣ／ＤＣコンバータの方式はフライバック型以外であってもよく、例えば、フォーワード型、あるいは疑似共振フライバック型などであっても適用することができる。
【０１３１】
また、前記実施の形態１〜３では、ダイオードＤ１，Ｄ２（図１、図４、図６）によって入力電圧ＶＩＮを全波整流する構成としたが、これら２つのダイオードのうち、１つを削除して半波整流した入力電源をトランジスタＱ１（図１、図４、図６）などに供給する構成としてもよい。
【０１３２】
この場合、全波整流の入力電源を供給する場合と比べて、トランジスタＱ１の単位時間当たりのスイッチング回数を半分にすることができ、スイッチングロスをさらに低減することができる。
【０１３３】
この構成では、スイッチング回数が減ることによって、１回当たりのスイッチングにおける充電電流が大きくなり、リップル電流が大きくなるので、コンデンサＣ１（図１、図４、図６）の静電容量値を大きくする必要がある。
【０１３４】
よって、必要とする電子装置への供給電力や仕様などによって、効率やリップル電圧などを考慮し、最適となる構成（全波整流、または半波整流）を選択する。
【産業上の利用可能性】
【０１３５】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換効率の向上化技術に適している。
【符号の説明】
【０１３６】
１ 電力変換装置
２ 全波整流回路
３ コンデンサ
４ コンデンサ
５ 電源生成回路
６ 制御ＩＣ
６ａ ＰＷＭ制御回路
６ｂ 電源制御回路
７ トランジスタ
８ ダイオード
９ 抵抗
１０ 抵抗
１１ 抵抗
１２ シャントレギュレータ
１３ フォトカプラ
１４ トランス
１５ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ２ トランジスタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｂｉａｓ バイアス電流回路
ＯＣ オシレータ
Ｂ１ バッファ
ＣＯＭＰ１ コンパレータ
ＣＯＭＰ２ コンパレータ
ＣＯＭＰ３ コンパレータ
ＦＦ１ フリップフロップ
ＦＦ２ フリップフロップ
ＺＤ ツェナーダイオード
ＳＰ１ ワンショットパルス回路
ＳＰ２ ワンショットパルス回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、前記任意の期間が終了すると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、前記入力電源の電圧レベルが前記第１のしきい値電圧よりも低くなった際に前記任意の期間だけ、前記電源生成回路を動作させることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項２】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、前記動作電源電圧の電圧レベルが第２のしきい値電圧よりも高くなると前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項３】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、整流された前記入力電源の電圧レベルが第３のしきい値電圧よりも高くなると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、
前記第１のしきい値電圧と前記第３のしきい値電圧とは、異なる電圧レベルであることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項４】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御部と、
制御信号に基づいて、前記スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路とを有し、
前記電源生成回路は、交流の前記入力電源から直流の前記動作電源電圧を生成し、
前記スイッチング制御部は、
前記電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路を有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、前記任意の期間が終了すると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、前記入力電源の電圧レベルが前記第１のしきい値電圧よりも低くなった際に前記任意の期間だけ、前記電源生成回路を動作させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４記載の電力変換装置において、
前記電源生成回路は、
交流の前記入力電源を整流する整流回路と、
前記整流回路が整流した入力電源を充電し、前記スイッチング制御部の動作電源電圧として供給する静電容量素子と、
前記整流回路と前記静電容量素子との間に接続され、前記電源制御回路から出力された制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記静電容量素子への充電制御を行う充電スイッチング素子とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、前記任意の期間が終了すると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、前記入力電源の電圧レベルが前記第１のしきい値電圧よりも低くなった際に前記任意の期間だけ、前記電源生成回路を動作させることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項２】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、前記動作電源電圧の電圧レベルが第２のしきい値電圧よりも高くなると前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項３】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成する電源装置に設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御回路と、
交流の前記入力電源から前記スイッチング制御回路の動作電源電圧を生成する電源生成回路を制御する制御信号を生成する電源制御回路とを有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を出力し、整流された前記入力電源の電圧レベルが第３のしきい値電圧よりも高くなると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、
前記第１のしきい値電圧と前記第３のしきい値電圧とは、異なる電圧レベルであることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項４】
交流の入力電源から直流の出力電源を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータに設けられたスイッチング素子の駆動制御を行うスイッチング制御部と、
制御信号に基づいて、前記スイッチング制御部の動作電源電圧を生成する電源生成回路とを有し、
前記電源生成回路は、交流の前記入力電源から直流の前記動作電源電圧を生成し、
前記スイッチング制御部は、
前記電源生成回路の動作制御を行う電源制御回路を有し、
前記電源制御回路は、
整流された前記入力電源の電圧レベルが第１のしきい値電圧よりも低くなると、前記電源生成回路を動作させる制御信号を任意の期間だけ出力し、前記任意の期間が終了すると、前記電源生成回路を停止させる制御信号を出力し、前記入力電源の電圧レベルが前記第１のしきい値電圧よりも低くなった際に前記任意の期間だけ、前記電源生成回路を動作させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４記載の電力変換装置において、
前記電源生成回路は、
交流の前記入力電源を整流する整流回路と、
前記整流回路が整流した入力電源を充電し、前記スイッチング制御部の動作電源電圧として供給する静電容量素子と、
前記整流回路と前記静電容量素子との間に接続され、前記電源制御回路から出力された制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記静電容量素子への充電制御を行う充電スイッチング素子とを有することを特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−１１０７７６（Ｐ２０１３−１１０７７６Ａ）
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５１４２２（Ｐ２０１１−２５１４２２）
【出願日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
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