受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライター
【課題】通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながら、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理する。
【解決手段】マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングすると、最短波長は１パルス分、最長波長はＤＣ成分となることから、帯域幅はマンチェスター符号の１／２であり、０ＭＨｚを中心に分布する。ＦＩＲフィルターのタップ数が同じでも、スペクトラムの中心分布付近で制御可能な周波数ポジションの密度が増し、周波数特性の逆特性をより忠実に表現することが可能となり、良好な適応等化を行なうことができる。
【解決手段】マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングすると、最短波長は１パルス分、最長波長はＤＣ成分となることから、帯域幅はマンチェスター符号の１／２であり、０ＭＨｚを中心に分布する。ＦＩＲフィルターのタップ数が同じでも、スペクトラムの中心分布付近で制御可能な周波数ポジションの密度が増し、周波数特性の逆特性をより忠実に表現することが可能となり、良好な適応等化を行なうことができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を受信処理する受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターに係り、特に、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながらマンチェスター符号化された無線信号を受信処理する受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターに関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触通信は、０〜数十ｃｍ程度の伝送距離でデータ伝送を行う無線技術であり、例えば非接触ＩＣカードとリーダーライターからなるＲＦＩＤシステムに適用される。その通信方向によって、リーダーライターからカードへの通信と、カードからリーダーライターへの通信の２種類に分けることができる。本明細書では、前者を「ダウンリンク」と呼び、後者を「アップリンク」と呼ぶことにする。どちらの通信方向においても、リーダーライターは常にキャリア周波数を発振し、カードはこのキャリア周波数から得られる電力を基に送信処理並びに受信処理を行なう。
【０００３】
非接触通信方法には、静電結合方式、電磁誘導方式、電波通信方式などが挙げられる。このうち電磁誘導方式は、リーダーライター側の１次コイルとカード側の２次コイル間のコイルの磁気的な結合（すなわち、２つのコイルのＬＣ共振回路としての動作）によってデータ通信が行なわれる。リーダーライターは、１次コイルで発生する磁界すなわちキャリアを振幅変調することによって、ダウンリンクのデータ送信を行ない、トランスポンダ側ではこれを検波する。一方、アップリンクには負荷変調が用いられ、カード内の送信情報に基づいて２次コイルの負荷抵抗が切り替えられる。リーダーライター側では、電磁結合している２次コイルの負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、このレベル変動をみることによって、カードからの送信情報を読み取ることができる。
【０００４】
例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ ＩＳ １８０９２（ＮＦＣ ＩＰ−１）は、２００３年１２月に国際標準となった、リーダーライターの仕様を規定した非接触通信規格である。同規格は、元々、非接触式ＩＣカードとして広く普及しているソニーの「ＦｅｌｉＣａ（フェリカ）」やＰｈｉｌｉｐｓ社の「Ｍｉｆａｒｅ」を継承している。このうち、フェリカ・フォーマットでは、マンチェスター（Ｍａｎｃｈｅｓｔｅｒ）符号が用いられ、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット構造を使用する。図１７には、フェリカ・フォーマットのパケット構造を示している。図示のパケットは、「プリアンブル」、「シンク」、「データ」の３つのパートで構成される。プリアンブルは、６バイト長の“０”の系列からなり、シンクは、２バイトの既知系列“０ｘＢ２４Ｄ”からなる。また、データは、パケット長を示す１バイトのＬＥＮと、（ＬＥＮ−１）バイト長のデータ本体（ペイロード）と、２バイトのＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ：巡回冗長検査）コードからなる。これら３つのパートはすべてマンチェスター符号化される。
【０００５】
ここで、マンチェスター符号は、例えば、２進値“０”を送るときはビット区間の中央でロー・レベルからハイ・レベルに変化させ（入力０を「０１」に）、一方、２進値“１”を送るときは逆にビット区間の中央でハイ・レベルからロー・レベルに変化させる（入力１を「１０」に）。言い換えれば、１つのビット区間を中央で前部セルと後部セルに分割し、前部セルがロー・レベルで且つ後部セルがハイ・レベルの場合は論理値「０」とし、前部セルがハイ・レベルで且つ後部セルがロー・レベルの場合は論理値「１」とする符号形式である。マンチェスター符号は、入力１ビットを２ビットに変換する（若しくは、２パルス（２Ｔ）で１ビットを伝送する）、と言うこともでき、２倍の帯域に広げることで、通信レートは半分になるが、伝送信号のＤＣ成分をなくしている。
【０００６】
プリアンブル部は６バイトの０がマンチェスター符号化される。そのため「０１」が４８回続く連続波形になる。また、シンク部は、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンからなる。データ部は送信情報とＬｅｎｇｔｈ情報（ＬＥＮ）、ＣＲＣがまとめられてマンチェスター符号化される。
【０００７】
パケットの受信側では、連続波形であるプリアンブル部を基にクロック（サンプリング・タイミング）の抽出が行なわれる。本明細書では、この動作を「タイミング同期」と呼ぶ。続いて、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンからなるシンク部を検出して、後続のデータ部の開始位置を推定する。本明細書では、この動作を「フレーム同期」と呼ぶ。そして、この開始位置を基にデータ部の復号が行なわれる。
【０００８】
マンチェスター符号をＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）符号に復号する受信回路については、幾つかの提案がなされている（例えば、特許文献１〜３を参照のこと）。
【０００９】
ところで、フェリカ・フォーマットでは、通信レートとして、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓなどが規定されている。通信レートが高くなると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなる。信号の周波数帯域が広くなると、伝送路や送信ＲＦアナログ回路や受信ＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増えてくる。一般に、これらの周波数特性は高い周波数になるほど減衰が大きくなる。また、高い周波数になるほど位相特性の乱れも大きくなる。このため、高い通信レートの信号ほど、受信波形の乱れが大きくなる。
【００１０】
高速通信などにおける受信信号の乱れを補償する１つの方法として、適応等化処理を挙げることができる（例えば、特許文献４〜６を参照のこと）。適応等化回路は、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルターと学習回路で構成される。図１８には、ＦＩＲフィルターの構成を模式的に示している。ＦＩＲフィルターは、複数個の遅延素子を直列接続したディレイ・ラインを備え、配列された遅延素子の個数分だけの時系列的な入力データを、それぞれ乗算器でフィルターの特性に応じたタップ係数で重み付けを行なった後、これらを累積加算して平均化処理することによって等化信号を得ることができる。送信側からは、受信側にとって既知の学習信号を送信する。学習信号には、通常、ランダム・パターンが用いられる。受信側の学習回路は、伝送路を通って乱れた学習信号を受信すると、ＦＩＲフィルターから出力される等化信号をその所望信号に近づけるようにフィルターのタップ係数を調整する。
【００１１】
適応等化を行なうには、ＦＩＲフィルターのタップ係数を学習するのに十分な長さのランダム・パターン系列の送信が必要となる。一方、パケット内のデータ部を先頭からデコードするためには、それよりも前の段階でＦＩＲフィルターの学習を完了させておく必要がある。
【００１２】
データ部が到来するよりも前にＦＩＲフィルターの学習を完了させるため、シンク部とデータ部の間に学習用に十分長いランダム・パターンを挿入する方法や、学習のための専用パケットを通常のパケットに先立って送信する方法などが考えられる。しかしながら、これらの方法を実現するには、ＮＦＣ ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマットとは異なるパケット・フォーマットを使用することになるため、互換性において問題を招来する可能性がある。また、既知信号である学習用のランダム・パターンを送信する時間のために、情報を送信するための時間が削減されるため、通信レートの低下にもつながってしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平１１−１４６０２２号公報
【特許文献２】特開平１１−２５１９１６号公報
【特許文献３】特開２００５−１６００４２号公報
【特許文献４】特開２００４−６４６８１号公報
【特許文献５】特開２００８−２２４２２号公報
【特許文献６】特開２００８−２７２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の目的は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することにある。
【００１５】
本発明のさらなる目的は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながら、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、
受信信号を傾き演算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化ステップと、
を有することを特徴とする受信方法である。
【００１７】
また、本願の請求項２に記載の発明は、マンチェスター符号化された学習ビット付きのパケットを受信する受信方法であって、
前記学習ビットの開始位置を検出する検出ステップと、
受信信号に対し、前記検出ステップにおいて前記学習ビットの検出を確定するまで前記学習ビットの先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された前記学習ビットの先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた前記学習ビットを用いて適応等化を行なう適応等化ステップと、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、
を有することを特徴とする受信方法である。
【００１８】
本願の請求項３によれば、請求項２に記載の受信方法における遅延時間付与ステップでは、受信した前記学習ビットを記憶するとともに、前記学習ビットを検出したタイミングを起点にして、所定の繰り返し回数だけ読み出し、適応等化ステップでは、受信した前記学習ビットを前記繰り返し回数だけ学習を行なうように構成されている。
【００１９】
また、本願の請求項４に記載の発明は、
受信信号を傾き演算する傾き演算部と、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング部と、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化部と、
を具備することを特徴とする受信装置である。
【００２０】
また、本願の請求項５に記載の発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを受信する非接触ＩＣカードであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とする非接触ＩＣカードである。
【００２１】
また、本願の請求項６に記載の発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを非接触ＩＣカードから受信するリーダーライターであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とするリーダーライターである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することができる。
【００２３】
また、本発明によれば、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながら、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することができる。
【００２４】
本願の請求項１乃至３、５、６に記載の発明によれば、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでありながら、より複雑な周波数特性を改善する適応等化が可能となり、電磁結合を利用した非接触通信システムに適用することで、高速な通信レートでのデータ通信を安定して行なうことができる。また、適応等化前に１／２サンプリングするため、適応等化部を構成する回路は１／２のスピードで動作すればよく、消費電力の低減にもつながる。
【００２５】
本願の請求項４に記載の発明によれば、適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまうが、所定の繰り返し回数分のタップ係数の学習を行なうことにより、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【００２６】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、非接触通信システムの構成例を示した図である。
【図２】図２は、図１に示した通信システムにおいてデータ送受信処理を実施する際の、リーダーライター１０が実行する処理手順を示したフローチャートである。
【図３】図３は、図１に示した通信システムにおいてデータ送受信処理を実施する際の、非接触ＩＣカード３０が実行する処理手順を示したフローチャートである。
【図４】図４は、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して適応等化を行なう受信回路の構成例を模式的に示した図である。
【図５】図５は、適応等化部４４の内部構成例を示した図である。
【図６】図６は、マンチェスター復号部４５の内部構成例を示した図である。
【図７】図７は、マンチェスター符号化された信号を復号する手順を説明するための図である。
【図８Ａ】図８Ａは、通信レート３．４Ｍｂｐｓのマンチェスター符号化された信号のスペクトラムを例示した図である（但し、通信レートは３．４Ｍｂｐｓとする）。
【図８Ｂ】図８Ｂは、通信レート３．４ＭｂｐｓのＮＲＺ符号化された信号のスペクトラムを例示した図である（但し、通信レートは３．４Ｍｂｐｓとする）。
【図９】図９は、タップ数５のＦＩＲフィルターの各タップがベースバンド帯域幅６．８ＭＨｚ内で表現可能な周波数ポジションを例示した図である。
【図１０】図１０は、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでより複雑な周波数特性を改善する適応等化を可能にした受信回路の構成例を示した図である。
【図１１】図１１は、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を、遅延バッファー１０３より以降の処理でＮＲＺ符号に復号する手順を説明するための図である。
【図１２】図１２は、タップ数５のＦＩＲフィルターの各タップが帯域幅３．４ＭＨｚ内で表現可能な周波数ポジションを例示した図である。
【図１３】図１３は、図４に示した受信回路において、遅延バッファー４３から出力されるマンチェスター符号化された信号を直接適応等化した場合の等化後信号点分布を示した図である。
【図１４】図１４は、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングしてから適応等化した場合の等化後信号点分布を示した図である。
【図１５】図１５は、１／２サンプリングすることに伴い学習に利用するシンク部のビット数減少の問題をさらに解消した受信回路の構成例を示した図である。
【図１６】図１６は、シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部９０３から後段回路へ出力されるデータ列を示した図である。
【図１７】図１７は、フェリカ・フォーマットのパケット構造を示した図である。
【図１８】図１８は、ＦＩＲフィルターの構成を模式的に示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００２９】
図１には、非接触通信システムの構成例を示している。図示のシステムは、リーダーライター１０と非接触ＩＣカード３０からなり、両者間では例えばフェリカ・フォーマット（前述）のパケットが所定の通信手順で交換されるものとする。
【００３０】
リーダーライター１０は、制御部１１と、送信回路１２と、受信回路１３と、アンテナ共振回路部１４で構成される。一方、非接触ＩＣカード３０は、制御部３１と、アンテナ共振回路部３２と、負荷切り替え変調回路部３３で構成される。図示の例では、制御部３４は、送信回路と受信回路、ロジック回路、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｍｅｍｏｒｙ）などの不揮発メモリーを含んだ構成とする。
【００３１】
制御部１１は、リーダーライター１０内の各部を制御し、データを送受信する処理を行なわせる。ダウンリンクのデータ送信時には、送信回路１２は、キャリア発振器（図示しない）を備え、送信データをマンチェスター符号化した後、キャリアを例えば振幅変調してデータを送信する。また、アップリンクのデータ受信時においても、送信回路１２からキャリアを送信し続ける。
【００３２】
リーダーライター１０側のアンテナ共振回路部１４は、コイルＬ10とコンデンサＣ10からなる並列共振回路で構成され、１次コイルとして作用する。その共振周波数は、送信回路１２で生成するキャリア周波数付近に設定される。
【００３３】
一方、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２は、コイルＬ30とコンデンサＣ30で構成され、２次コイルとして作用する。アンテナ共振回路部３２の共振周波数は、コンデンサＣ30のキャパシタンス及びコイルＬ30のインダクタンスにより所定の値に設定される。通常、アンテナ共振回路部３２をキャリア周波数周辺に設定することで、リーダーライター１０側のアンテナ共振回路部１４と電磁結合する。コイルＬ10とコイルＬ30は、結合係数Ｋ13で磁気的に結合しており、その値は両者の位置が近づくほど大きくなっていく。
【００３４】
アンテナ共振回路部３２には、負荷切り替え変調回路部３３が並列的に接続されている。負荷切り替え変調回路部３３は、直列接続される抵抗Ｒ31と、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるトランジスタ・スイッチＱ31で構成され、トランジスタ・スイッチＱ31をオン／オフ操作することによって、アンテナ共振回路部３２の負荷変調を行なう。
【００３５】
ダウンリンクのデータ受信時には、アンテナ共振回路部３２は、リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１４からの受信信号を制御部３４に供給する。制御部３４内では、受信信号を復調した後、マンチェスター復号処理して、元の送信データを再現する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００３６】
また、アップリンクのデータ送信時には、制御部３４は送信データをマンチェスター符号化する。リーダーライター１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ30には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、制御部３４から供給された１並びに０からなるマンチェスター符号化されたビット系列に応じてＭＯＳスイッチＱ31のオン／オフをスイッチングすることにより送信データに応じて磁界を負荷変調し、これによって、リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１２にデータ送信する。
【００３７】
リーダーライター１０側では、電磁結合している２次コイルＬ30の負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、受信回路１３は、このレベル変動をみることによって、非接触ＩＣカード３０からの送信データを読み取ることができ、マンチェスター復号処理して元の送信データを再現すると、制御部１１に渡す。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００３８】
続いて、図１に示した通信システムにおけるデータ送受信処理について、図２及び図３に示したフローチャートを参照しながら説明する。但し、図２のフローチャートはリーダーライター１０が実行する処理手順を示し、図３のフローチャートは非接触ＩＣカード３０の処理手順を示している。
【００３９】
リーダーライター１０の送信回路１２は、キャリア周波数を生成する（ステップＳ１）。
【００４０】
送信回路１２は、制御部１１より取得した送信データを、マンチェスター符号に符号化する（ステップＳ２）。
【００４１】
次いで、送信回路１２は、符号化データに基づいて、ステップＳ１で生成されたキャリアを振幅変調する（ステップＳ３）。
【００４２】
ステップＳ３で振幅変調された変調信号は、アンテナ共振回路部１４に供給される（ステップＳ４）。そして、アンテナ共振回路部１４は、供給された変調信号に応じた磁界を発生させる。
【００４３】
ステップＳ４で発生された磁界による磁気結合の結果、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２に起電力が誘起される（ステップＳ２１）。
【００４４】
非接触ＩＣカード３０は、ＩＣ用電源生成回路（図示しない）を備えており、ステップＳ２１で誘起された起電力を基に電源回路を形成し、各部に必要な電力を供給する（ステップＳ２２）。また非接触ＩＣカード３０は、ステップＳ２１で誘起された起電力からクロック成分を抽出する（ステップＳ２３）。
【００４５】
制御部３４内の受信回路は、ステップＳ２１で誘起された起電力の電圧振幅変化を基に、振幅変調されている変調信号を復調処理する（ステップＳ２４）。
【００４６】
ステップＳ２４で復調された信号はマンチェスター符号へ符号化されている。制御部３４内の受信回路は、この復調信号をマンチェスター復号する（ステップＳ２５）。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００４７】
制御部３４内のロジック回路（図示しない）は、あらかじめ設定された所定のプログラムに従って、復号されたデータをＥＥＰＲＯＭ（図示しない）などに不揮発的に記憶させたり、不揮発的に記憶されているデータを読み出したり、あるいは削除する。また、このロジック回路で、リーダーライター１０への送信データを作成する（ステップＳ２６）。
【００４８】
符号化／復号化回路３９は、ステップＳ２６で作成された送信用情報をマンチェスター符号に符号化し、負荷切り替え変調回路部３３に供給する（ステップＳ２７）。
【００４９】
リーダーライター１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ30には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、マンチェスター符号化されたデータのビット系列に従ってＭＯＳスイッチＱ31のオン／オフをスイッチングすることにより、アンテナ共振回路部３２のインピーダンスを変化させて、磁界を負荷変調する（ステップＳ２８）。これによって、マンチェスター符号化されたデータがリーダーライター１０のアンテナ共振回路部１２に送信される（ステップＳ２９）。
【００５０】
リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１４には無変調のキャリアが流れており、キャリアに、ステップＳ２９で発生したインピーダンス変化に応じた電圧振幅変化が誘起される。アンテナ共振回路部１４は、この変化を検出することで非接触ＩＣカード３０からの信号を受信する（ステップＳ５）。
【００５１】
受信回路１３は、ステップＳ５で誘起された電圧振幅変化を基に、負荷変調された信号を復調する（ステップＳ６）。復調された信号はマンチェスター符号へ符号化されているので、受信回路１３では復調信号をさらにマンチェスター復号して（ステップＳ７）、送信データを再現して、制御部１１に供給する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要である（同上）。
【００５２】
既に述べたように、フェリカではマンチェスター符号が用いられ、また、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット・フォーマット（図１７を参照のこと）を使用する。
【００５３】
また、リーダーライター１０と非接触ＩＣカード３０間の通信レートを、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓへと高速化すると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなり、伝送路や送信回路並びに受信回路内のＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増え、受信波形の乱れが大きくなっていく。すなわち、電磁結合を利用した非接触通信において高速な通信を実現しようとすると、周波数特性の劣化を補償するために、受信側での適応等化が必要となる。
【００５４】
そこで、本実施形態では、例えばリーダーライター１０又は非接触ＩＣカード３０の少なくとも一方の受信回路において、適応等化を採用して、受信信号の乱れを補償するようになっている。
【００５５】
また、適応等化を行なうには学習用に十分長い信号系列が必要であるが、このような信号系列を送信すると、ＮＦＣ ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマット（図１７）との互換性の問題や、オーバーヘッドの増加による通信レートの低下を招来する可能性がある。
【００５６】
そこで、本実施形態では、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、パケットのシンク部を学習ビットとして用いて適応等化を行なうようにしている。これにより、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を避けることができる。実際には、受信回路内に遅延バッファーを設けることで、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現するようにしている。
【００５７】
図４には、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して適応等化を行なう受信回路の構成例を模式的に示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部４１と、シンク検出部４２と、遅延バッファー４３と、適応等化部４４と、マンチェスター復号部４５で構成される。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【００５８】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部４１に入力される。プリアンブル検出部４１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【００５９】
次に、受信信号は、シンク検出部４２に入力される。シンク検出部４２は、受信信号とプリアンブル検出部４１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。シンク部の検出には、一般に、パターン・マッチングや相互相関などの方法が用いられる。いずれの検出方法も既知であるシンク部の特定パターンとの同一性を求めるものである。通常、ノイズ耐性を高めるために、シンク部のほぼ全体を使ってパターンの同一性の確認が行なわれる。シンク検出部４２は、受信信号からシンク部を検出すると、シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力する。
【００６０】
一方で、受信信号は、遅延バッファー４３にも入力される。遅延バッファー４３は、入力される受信信号に対して、シンク部の長さ以上の遅延を与える。より正確に言うと、シンク検出部４２がシンク部の検出を確定するまで、シンク部の先頭が出力されないような遅延を与える。例えば、シンク検出部４２がシンク部の前半のみを使ってフレーム同期をとることができるのであれば、遅延バッファー４３の遅延量はシンク部の半分程度とすることができる。あるいは、シンク検出部４２がシンク部全部を使ってフレーム同期するのであれば、遅延バッファー４３の遅延量はシンク部全体分が必要となる。
【００６１】
遅延バッファー４３で遅延がかけられた受信信号は、適応等化部４４に入力される。そして、後段のマンチェスター復号部４５は、適応等化部４４からの等化出力信号をマンチェスター復号して、元の２進値の情報ビットを再現する。
【００６２】
適応等化部４４は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部４２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を基に、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。
【００６３】
図５には、適応等化部４４の内部構成例を示している。図示の適応等化部５４は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成され、学習アルゴリズムにはＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：正規化最小２乗平均）を用いられるとする。以下、同図と式を参照しながら、適応等化処理について説明する。
【００６４】
図示のＦＩＲフィルターは、タップ数をＭとし、（Ｍ−１）個の遅延素子（Ｄ）５１−１、５１−２、…を直列接続したディレイ・ラインを備えている（但し、図５では、図面の簡素化のため、Ｍ＝５として描いている）。各遅延素子５１−１、５１−２、…は、それぞれサンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを持つ。
【００６５】
ここで、サンプリング時間をｎとし、時刻ｎにおける受信信号をｕ（ｎ）とすると、タップ数Ｍ分だけの時系列的な入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）が得られる。
【００６６】
また、タップ数分の乗算器５２−１、５２−２、…は、フィルターの特性に応じたタップ係数ｗ1（ｎ）、ｗ2（ｎ）、…、ｗM（ｎ）をそれぞれ持ち、上記Ｍ個の入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）をそれぞれ重み付け乗算する。
【００６７】
そして、累算器５３は、対応するタップ係数でそれぞれ重み付けした時系列入力データを加算して平均化処理して、時刻ｎでの等化出力信号ｒ（ｎ）を得る。以上の等化処理は、下式（１）のように表すことができる。
【００６８】
【数１】
【００６９】
続いて、タップ係数の学習について説明する。加算器５４には、等化出力信号ｒ（ｎ）とともにリファレンス信号ｄ（ｎ）が入力され、これらの差分をとって誤差信号ｅ（ｎ）を出力する。上記のリファレンス信号ｄ（ｎ）は、適応等化部４４があらかじめ持っている、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンに相当する。
【００７０】
学習回路５５は、時刻ｎにおける時系列的な入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）と、誤差信号ｅ（ｎ）を入力すると、ＮＬＭＳアルゴリズムを用いて、ＦＩＲフィルターからの等化出力信号ｒをリファレンス信号ｄに近づけるように、次時刻のＦＩＲフィルターのタップ係数ｗ1（ｎ＋１）、ｗ2（ｎ＋１）、…、ｗM（ｎ＋１）を決定して、各乗算器５２−１、５２−２、…に供給する。誤差信号ｅ（ｎ）、並びに、タップ係数の更新式は、下式（２）のように表される。
【００７１】
【数２】
【００７２】
上式（２）に示した更新式を繰り返し実行することで、ＦＩＲフィルターの各タップ係数ｗ1（ｎ）、ｗ2（ｎ）、…、ｗM（ｎ）は、誤差信号ｅ（ｎ）が小さくなるように収束する。
【００７３】
ここで、上式（２）中のαは、ステップ・サイズであり、０＜α＜２となっている。αが１に近いと、高速に収束するが、誤差のバラツキが大きくなる。また、αが０に近いと、収束は遅くなるが、誤差のバラツキは小さくなる。
【００７４】
学習回路５５は、シンク部の前半では、ステップ・サイズαを１に近い値とすることで、誤差のバラツキを許容しつつ高速な学習を行なう。続くシンク部後半では、ステップ・サイズαを０に近い値にして低速な学習を行なうことで、誤差のバラツキを小さくする。このようにして、学習回路５５では、全体的に高速な収束と収束誤差の小さな適応等化の学習を実現する。
【００７５】
なお、上記の説明では、適応等化部４４の学習アルゴリズムは、ＮＬＭＳとＦＩＲフィルターを組み合わせたものであり、ＮＬＭＳ−ＬＥ（Ｌｅｎｅａｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）と呼ばれる。但し、本発明の要旨は特定の学習アルゴリズムに限定されるものではなく、例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小２乗平均）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ：再帰的最小２乗法）など、他のアルゴリズムを使用することができる。
【００７６】
図６には、マンチェスター復号部４５の内部構成例を示している。
【００７７】
遅延素子６１は、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを持つ。加算器６２では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子６１及び加算器６２は、受信信号の傾きを演算して高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。
【００７８】
１／２サンプリング部６３は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出し、後続の２値判定部６４ではこの１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【００７９】
マンチェスター復号部４５でマンチェスター符号化された信号を復号する手順について、図７を参照しながら説明する。
【００８０】
例えばデータ「Ｂ２４Ｄ」は、ＮＲＺ符号で“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”というビット系列になる（図７の上から１段目）。
【００８１】
マンチェスター符号は、１つのビット区間を中央で前部セルと後部セルに分割し、入力１ビットが論理値「０」の場合は、前部セルがロー・レベルで且つ後部セルがハイ・レベル、すなわち「０１」の２ビットに変換する。また、入力１ビットが論理値「１」の場合は、前部セルがハイ・レベルで且つ後部セルがロー・レベル、すなわち「１０」の２ビットに変換する。したがって、上記のデータ「Ｂ２４Ｄ」のビット系列“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”からなるＮＲＺ符号をマンチェスター符号化すると、ビット系列（ＭＡＮ）“１００１１０１００１０１１００１０１１００１０１１０１００１１０”に変換される。なお、ビット系列（ＭＡＮ）に相当する受信波形は、量子化された値となるが、ここでは説明の簡素化のため、符号のみを取り扱うこととする（図７の上から２段目）。適応等化部４４は、受信波形から、伝送路で受けた信号の乱れを等化する。
【００８２】
適応等化部４４からマンチェスター復号部４５への入力ビット系列が“１ −１ −１ １ １ −１ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ １ −１ −１ １ １ −１”であったとすると、遅延素子６１は、このビット系列（ＭＡＮ）にマンチェスター符号の１クロック分に相当する遅延を与える（Ｄ）（図７の上から３段目）。そして、加算器６２は、これら入力ビット系列から、１クロック分だけ遅延したビット系列を減算する。この結果、加算器５２の出力ビット系列（Ｄ−ＭＡＮ）は、“−１ ２ ０ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ ０ −２ ０ −２ ０ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ０ １”となる（図７の上から４段目）。
【００８３】
１／２サンプリング部６３は、加算器６２の出力を、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出するので、その出力ビット系列は“２ −２ ２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ ２ −２ ２”となる（図７の上から５段目）。したがって、２値ビット系列１ ０ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ １ ０ １”（図７の上から６段目）、すなわちデータ「Ｂ２４Ｄ」が復号されていることが分かる。
【００８４】
このように、図４に示した受信回路構成によれば、遅延バッファー４３を設けることで、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現することができる。したがって、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を回避することができる。
【００８５】
ところが、シンク部はマンチェスター符号化されたビット数で高々３２ビットであり、学習回数として不十分であることが懸念される。
【００８６】
例えば、図５に示した適応等化部４４において、学習回路５５が、シンク部の前半では、ステップ・サイズαを１に近い値とすることで、誤差のバラツキを許容しつつ高速な学習を行ない、続くシンク部後半では、ステップ・サイズαを０に近い値にして低速な学習を行なうことで、誤差のバラツキを小さくすることによって、全体的に高速な収束と収束誤差の小さな適応等化の学習を実現する方法も考えられる。
【００８７】
データ部の先頭が到来するまでの良好な学習結果を得るためには、ＦＩＲフィルターのタップ数に制限がある（タップ数が増大すると、学習に要する時間が長くなる。また、タップ数に応じて回路規模が肥大化し、コスト増大を招来する）。
【００８８】
他方、ＦＩＲフィルターのタップ数が少ないと、きめ細かな周波数特性を表現することが困難となる。このため、受信信号が伝送路で受けた周波数特性の影響次第では、適応等化を行なっても、受信特性の十分な改善を得られない場合がある。
【００８９】
マンチェスター符号は、信号からＤＣ成分を除去するために帯域を２倍に広げる符号化方式であり、通信レートは半分になる（前述）。例えば、通信レートが３．４Ｍｂｐｓである場合、マンチェスター符号化されたチャネル・レートは６．８Ｍｂｐｓとなり、ベースバンド信号の帯域幅は６．８ＭＨｚとなる。また、マンチェスター符号化された信号の最短波長は１パルス分（１Ｔman）であり周波数で３．４ＭＨｚ、最長波長は２パルス分（２Ｔman）であり周波数で１．７ＭＨｚとなる。このことから、通信レート３．４Ｍｂｐｓのマンチェスター符号化された信号のスペクトラムは、図８Ａに示すように、１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域を中心に分布することが想定される。他方、同じく通信レート３．４ＭｂｐｓのＮＲＺ信号の最短波長は１パルス分（１ＴNRZ）であり周波数で１．７ＭＨｚ、最長波長はＤＣ成分であり周波数で０ＭＨｚとなることから、図８Ｂに示すように、帯域幅はマンチェスター符号の１／２となり、０ＭＨｚ乃至１．７を中心に分布することが想定される。
【００９０】
図４に示した受信回路の構成では、適応等化部４４は、（遅延バッファー４３から出力される）マンチェスター符号を適応等化することになる。マンチェスター符号化された信号のスペクトラムは、上述したように、１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域を中心に分布する。これに対し、適応等化部４４に用いられるＦＩＲフィルターのタップ数が５であるとき、図９中の○で示すように、ベースバンド帯域幅６．８ＭＨｚ内の５つの周波数ポジションを表現することが可能である。
【００９１】
ここで、図８Ａに示したスペクトラムと図９に示した周波数ポジションを重ね合わせてみると、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域（すなわち、１Ｔmanと２Ｔman）の間で制御可能な周波数ポジションが１つしかない。このため、伝送路の周波数特性が１Ｔmanと２Ｔmanの間で複雑になっている場合には、ＦＩＲフィルターはその周波数特性の逆特性を表現することが難しく、良好な適応等化をすることが困難である。
【００９２】
ＦＩＲフィルターのタップ数を増やせば、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域において、複雑な周波数特性の逆特性を表現し易くなり、良好な適応等化を行なうことが可能になる。しかしながら、タップ数が増大すると、学習に要する時間が長くなる。また、タップ数に応じて回路規模が肥大化し、コスト増大を招来する。
【００９３】
本発明者らは、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいては、通信レートの高速化に対応すべく、少ないタップ数のＦＩＲフィルターを用いて、より複雑な周波数特性を改善する適応等化が必要である、と思料する。
【００９４】
次いで、図１０には、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでより複雑な周波数特性を改善する適応等化を可能にした受信回路の構成例を示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部１０１と、シンク検出部１０２と、遅延バッファー１０３と、遅延素子１０４と、加算器１０５と、１／２サンプリング部１０６と、適応等化部１０７と、２値判定部１０８を備えている。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【００９５】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部１０１に入力される。プリアンブル検出部１０１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【００９６】
次に、受信信号は、シンク検出部１０２に入力される。シンク検出部４２は、受信信号とプリアンブル検出部１０１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。シンク部の検出には、一般に、パターン・マッチングや相互相関などの方法が用いられる。いずれの検出方法も既知であるシンク部の特定パターンとの同一性を求めるものである。通常、ノイズ耐性を高めるために、シンク部のほぼ全体を使ってパターンの同一性の確認が行なわれる。シンク検出部１０２は、受信信号からシンク部を検出すると、シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力する。
【００９７】
一方で、受信信号は、遅延バッファー１０３にも入力される。遅延バッファー１０３は、シンク検出部１０２がシンク部の検出を確定するまで、シンク部の先頭が出力されないような遅延を与える。
【００９８】
遅延素子１０４は、遅延バッファー１０３から出力される受信信号に対し、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを与える。加算器１０５では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子１０４及び加算器１０５は、受信信号の傾きを演算して高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。
【００９９】
１／２サンプリング部１０６は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。
【０１００】
適応等化部１０７は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部１０２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を起点にして、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。適応等化部１０７の内部構成は、例えば図５に示したものと同様でよいので、ここでは説明を省略する。
【０１０１】
そして、２値判定部１０８は、適応等化した後の１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【０１０２】
マンチェスター符号化された信号を、遅延バッファー１０３より以降の処理でＮＲＺ符号に復号する手順について、図１１を参照しながら説明する。
【０１０３】
遅延バッファー１０３の出力は、例えばデータ「Ｂ２４Ｄ」すなわちビット系列“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”からなるＮＲＺ符号（図１１の上から１段目）をマンチェスター符号化したものであり、ビット系列（ＭＡＮ）“１００１１０１００１０１１００１０１１００１０１１０１００１１０”に相当する受信波形である（図１１の上から２段目）。受信波形は量子化された値となるが、ここでは説明の簡素化のため、、符号のみを取り扱うこととする。
【０１０４】
遅延素子１０４は、このビット系列（ＭＡＮ）にマンチェスター符号の１クロック分に相当する遅延を与える（Ｄ）（図１１の上から３段目）。そして、加算器１０５は、これら入力ビット系列から、１クロック分だけ遅延したビット系列を減算する。この結果、加算器５２の出力ビット系列（Ｄ−ＭＡＮ）は、“−１ ２ ０ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ ０ −２ ０ −２ ０ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ０ ２”となる（図１１の上から４段目）。
【０１０５】
１／２サンプリング部１０６は、加算器１０５の出力を、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。したがって、その出力ビット系列は“２ −２ ２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ ２ −２ ２”となる（図１１の上から５段目）。
【０１０６】
適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６の出力波形から、伝送路で受けた信号の乱れを等化する。ここで、図４に示した受信回路と、適応等化について比較する。
【０１０７】
図４に示した受信回路の構成では、適応等化部４４は、（遅延バッファー４３から出力される）マンチェスター符号を適応等化することになる。この場合、ＦＩＲフィルターのタップ数を５とすると、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域の間で制御可能な周波数ポジションが１つしかないため、周波数特性の逆特性を表現することが難しく、良好な適応等化を行なえないことが懸念される（前述）。
【０１０８】
これに対し、図１０に示した受信回路の構成では、適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６の出力波形を等化することになる。１／２サンプリング部１０６の出力波形は、ＮＲＺ符号と同様、最短波長は１パルス分（１ＴNRZ）であり周波数で３．４ＭＨｚ、最長波長はＤＣ成分となることから、図８Ｂに示したように、帯域幅はマンチェスター符号の１／２であり、０ＭＨｚを中心に分布する。この場合、適応等化部１０７に用いられるＦＩＲフィルターのタップ数が同じく５個であるとしても、図１２中の○に示すように、帯域幅３．４ＭＨｚ内の５つの周波数ポジションを表現すればよく、スペクトラムの中心分布に相当する０ＭＨｚ乃至１．７ＭＨｚの帯域の間で制御可能な周波数ポジションが３つである。したがって、伝送路の周波数特性がスペクトラムの中心分布で複雑になっているとしても、ＦＩＲフィルターはその周波数特性の逆特性をより忠実に表現することが可能となり、良好な適応等化を行なうことができるようになる。
【０１０９】
適応等化部１０７が１／２サンプリング部１０６の出力波形をより正確に等化できるようになると、後段の２値判定部１０８の判定精度も向上し、２値ビット系列１ ０ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ １ ０ １”（図１１の上から６段目）、すなわちデータ「Ｂ２４Ｄ」を得ることができる。
【０１１０】
図１３には、図４に示した受信回路において、遅延バッファー４３から出力されるマンチェスター符号化された信号を直接適応等化した場合の等化後信号点分布を示している。また、図１４には、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングしてから適応等化した場合の等化後信号点分布を示している。図１３に示した結果では、２値判定する際の閾値付近に信号点が多く分布しているため、マンチェスター復号部４５内で２値判定する際に誤判定し易くＳＮＲが低くなる。これに対し、図１４に示した結果では、２値判定する際の閾値付近に配置される信号点が少なくなるので、適応等化後にエラーなく２値判定することができる。すなわち、受信信号を良好に等化することができている、と言える。
【０１１１】
このように、図１０に示した受信回路構成では、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングすることにより、帯域幅をマンチェスター符号の１／２に縮小することにより、少ないタップ数（若しくは、従来と同じタップ数でも）でもスペクトラムの中心分布付近における複雑な周波数特性の逆特性を好適に表現できるようになり、良好な適応等化を実現することができる。また、適応等化前に１／２サンプリングするため、適応等化部を構成する回路は１／２のスピードで動作すればよく、消費電力の低減にもつながる。その反面、適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまう。これは、タップ係数の収束性能に影響する。データ部の先頭までにタップ係数が適切な値に収束しないと、良好な等化結果は得られず、受信性能が劣化する。
【０１１２】
図１５には、１／２サンプリングすることに伴い学習に利用するシンク部のビット数減少の問題をさらに解消した受信回路の構成例を示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部１５１と、シンク検出部１５２と、ＲＡＭ制御部１５３と、ＲＡＭ１５９と、遅延素子１５４と、加算器１５５と、１／２サンプリング部１５６と、適応等化部１５７と、２値判定部１５８を備えている。遅延バッファー１０３がＲＡＭ制御部１５３及びＲＡＭ１５９に置き換わった点で、図１０に示した構成例とは相違する。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【０１１３】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部１５１に入力される。プリアンブル検出部１５１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【０１１４】
次に、受信信号は、シンク検出部１５２に入力される。シンク検出部１５２は、受信信号とプリアンブル検出部１５１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。
【０１１５】
ＲＡＭ制御部１５３は、シンク検出部１５２から入力された受信信号をＲＡＭ１５９へ書き込む。また、ＲＡＭ制御部１５３は、ＲＡＭ１５９から受信信号を読み出し、後段の回路へ出力する。
【０１１６】
ＲＡＭ制御部１５３はシンク検出部１５２が確定したシンク部の検出タイミングを起点にして、シンク部の先頭データが格納されるアドレスを記憶する。そして、シンク部の最終データが出力されると、読み出しアドレスを再度シンク部の先頭データの格納アドレスに設定し、シンク部の読み出しを行なう。事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出しを終えると、データ部の読み出しを行なう。図１６には、シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部９０３から後段回路へ出力されるデータ列を示している。
【０１１７】
遅延素子１５４は、遅延バッファー１５３から出力される受信信号に対し、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを与える。加算器１５５では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子１５４及び加算器１０５は、受信信号の高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。そして、１／２サンプリング部１５６は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。
【０１１８】
適応等化部１５７は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行ない、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。適応等化部１５７の内部構成は、例えば図５に示したものと同様でよいので、ここでは説明を省略する。図示の例では、適応等化部１５７は、シンク検出部１５２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を起点にして、事前に決められたシンク部繰り返し回数分（前述）のタップ係数の学習を行なうので、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【０１１９】
そして、２値判定部１０８は、適応等化した後の１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【０１２０】
マンチェスター符号化された信号をＮＲＺ符号に復号する手順は図１１に示した通りであり、ここでは説明を省略する。
【０１２１】
適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまう。これに対し、図１５に示した受信回路によれば、シンク部を記憶するとともに事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出し、繰り返し回数分のタップ係数の学習を行なうように構成されているので、１／２サンプリングに伴うシンク部のビット数半減にも拘らず、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１２２】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳細に説明してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１２３】
本明細書では、ＮＦＣ ＩＰ−１規格に従う非接触通信システムに本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。電気的負荷の変更方向の切り替えによる変調を利用して通信を行なう、さまざまな規格に準拠した通信システムに、同様に本発明を適用することができる。
【０１２４】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【符号の説明】
【０１２５】
１０…リーダーライター
１１…制御部
１２…送信回路
１３…受信回路
１４…アンテナ共振回路部
３０…非接触ＩＣカード
３１…制御部
３２…アンテナ共振回路部
３３…負荷切り替え変調回路部
３４…制御部
４１…プリアンブル検出部
４２…シンク検出部
４３…遅延バッファー
４４…適応等化部
４５…マンチェスター復号部
４１…プリアンブル検出部
４２…シンク検出部
４３…遅延バッファー
４４…適応等化部
４５…マンチェスター復号部
５１…遅延素子
５２…乗算器
５３…累積器
５４…加算器
５５…学習回路
６１…遅延素子
６２…加算器
６３…１／２サンプリング部
６４…２値判定部
１０１…プリアンブル検出部
１０２…シンク検出部
１０３…遅延バッファー
１０４…適応等化部
１０５…加算器
１０６…１／２サンプリング部
１０７…適応等化部
１０８…２値判定部
１５１…プリアンブル検出部
１５２…シンク検出部
１５３…ＲＡＭ制御部
１５４…適応等化部
１５５…加算器
１５６…１／２サンプリング部
１５７…適応等化部
１５８…２値判定部
１５９…ＲＡＭ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を受信処理する受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターに係り、特に、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながらマンチェスター符号化された無線信号を受信処理する受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターに関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触通信は、０〜数十ｃｍ程度の伝送距離でデータ伝送を行う無線技術であり、例えば非接触ＩＣカードとリーダーライターからなるＲＦＩＤシステムに適用される。その通信方向によって、リーダーライターからカードへの通信と、カードからリーダーライターへの通信の２種類に分けることができる。本明細書では、前者を「ダウンリンク」と呼び、後者を「アップリンク」と呼ぶことにする。どちらの通信方向においても、リーダーライターは常にキャリア周波数を発振し、カードはこのキャリア周波数から得られる電力を基に送信処理並びに受信処理を行なう。
【０００３】
非接触通信方法には、静電結合方式、電磁誘導方式、電波通信方式などが挙げられる。このうち電磁誘導方式は、リーダーライター側の１次コイルとカード側の２次コイル間のコイルの磁気的な結合（すなわち、２つのコイルのＬＣ共振回路としての動作）によってデータ通信が行なわれる。リーダーライターは、１次コイルで発生する磁界すなわちキャリアを振幅変調することによって、ダウンリンクのデータ送信を行ない、トランスポンダ側ではこれを検波する。一方、アップリンクには負荷変調が用いられ、カード内の送信情報に基づいて２次コイルの負荷抵抗が切り替えられる。リーダーライター側では、電磁結合している２次コイルの負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、このレベル変動をみることによって、カードからの送信情報を読み取ることができる。
【０００４】
例えば、ＩＳＯ／ＩＥＣ ＩＳ １８０９２（ＮＦＣ ＩＰ−１）は、２００３年１２月に国際標準となった、リーダーライターの仕様を規定した非接触通信規格である。同規格は、元々、非接触式ＩＣカードとして広く普及しているソニーの「ＦｅｌｉＣａ（フェリカ）」やＰｈｉｌｉｐｓ社の「Ｍｉｆａｒｅ」を継承している。このうち、フェリカ・フォーマットでは、マンチェスター（Ｍａｎｃｈｅｓｔｅｒ）符号が用いられ、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット構造を使用する。図１７には、フェリカ・フォーマットのパケット構造を示している。図示のパケットは、「プリアンブル」、「シンク」、「データ」の３つのパートで構成される。プリアンブルは、６バイト長の“０”の系列からなり、シンクは、２バイトの既知系列“０ｘＢ２４Ｄ”からなる。また、データは、パケット長を示す１バイトのＬＥＮと、（ＬＥＮ−１）バイト長のデータ本体（ペイロード）と、２バイトのＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ：巡回冗長検査）コードからなる。これら３つのパートはすべてマンチェスター符号化される。
【０００５】
ここで、マンチェスター符号は、例えば、２進値“０”を送るときはビット区間の中央でロー・レベルからハイ・レベルに変化させ（入力０を「０１」に）、一方、２進値“１”を送るときは逆にビット区間の中央でハイ・レベルからロー・レベルに変化させる（入力１を「１０」に）。言い換えれば、１つのビット区間を中央で前部セルと後部セルに分割し、前部セルがロー・レベルで且つ後部セルがハイ・レベルの場合は論理値「０」とし、前部セルがハイ・レベルで且つ後部セルがロー・レベルの場合は論理値「１」とする符号形式である。マンチェスター符号は、入力１ビットを２ビットに変換する（若しくは、２パルス（２Ｔ）で１ビットを伝送する）、と言うこともでき、２倍の帯域に広げることで、通信レートは半分になるが、伝送信号のＤＣ成分をなくしている。
【０００６】
プリアンブル部は６バイトの０がマンチェスター符号化される。そのため「０１」が４８回続く連続波形になる。また、シンク部は、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンからなる。データ部は送信情報とＬｅｎｇｔｈ情報（ＬＥＮ）、ＣＲＣがまとめられてマンチェスター符号化される。
【０００７】
パケットの受信側では、連続波形であるプリアンブル部を基にクロック（サンプリング・タイミング）の抽出が行なわれる。本明細書では、この動作を「タイミング同期」と呼ぶ。続いて、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンからなるシンク部を検出して、後続のデータ部の開始位置を推定する。本明細書では、この動作を「フレーム同期」と呼ぶ。そして、この開始位置を基にデータ部の復号が行なわれる。
【０００８】
マンチェスター符号をＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）符号に復号する受信回路については、幾つかの提案がなされている（例えば、特許文献１〜３を参照のこと）。
【０００９】
ところで、フェリカ・フォーマットでは、通信レートとして、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓなどが規定されている。通信レートが高くなると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなる。信号の周波数帯域が広くなると、伝送路や送信ＲＦアナログ回路や受信ＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増えてくる。一般に、これらの周波数特性は高い周波数になるほど減衰が大きくなる。また、高い周波数になるほど位相特性の乱れも大きくなる。このため、高い通信レートの信号ほど、受信波形の乱れが大きくなる。
【００１０】
高速通信などにおける受信信号の乱れを補償する１つの方法として、適応等化処理を挙げることができる（例えば、特許文献４〜６を参照のこと）。適応等化回路は、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルターと学習回路で構成される。図１８には、ＦＩＲフィルターの構成を模式的に示している。ＦＩＲフィルターは、複数個の遅延素子を直列接続したディレイ・ラインを備え、配列された遅延素子の個数分だけの時系列的な入力データを、それぞれ乗算器でフィルターの特性に応じたタップ係数で重み付けを行なった後、これらを累積加算して平均化処理することによって等化信号を得ることができる。送信側からは、受信側にとって既知の学習信号を送信する。学習信号には、通常、ランダム・パターンが用いられる。受信側の学習回路は、伝送路を通って乱れた学習信号を受信すると、ＦＩＲフィルターから出力される等化信号をその所望信号に近づけるようにフィルターのタップ係数を調整する。
【００１１】
適応等化を行なうには、ＦＩＲフィルターのタップ係数を学習するのに十分な長さのランダム・パターン系列の送信が必要となる。一方、パケット内のデータ部を先頭からデコードするためには、それよりも前の段階でＦＩＲフィルターの学習を完了させておく必要がある。
【００１２】
データ部が到来するよりも前にＦＩＲフィルターの学習を完了させるため、シンク部とデータ部の間に学習用に十分長いランダム・パターンを挿入する方法や、学習のための専用パケットを通常のパケットに先立って送信する方法などが考えられる。しかしながら、これらの方法を実現するには、ＮＦＣ ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマットとは異なるパケット・フォーマットを使用することになるため、互換性において問題を招来する可能性がある。また、既知信号である学習用のランダム・パターンを送信する時間のために、情報を送信するための時間が削減されるため、通信レートの低下にもつながってしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平１１−１４６０２２号公報
【特許文献２】特開平１１−２５１９１６号公報
【特許文献３】特開２００５−１６００４２号公報
【特許文献４】特開２００４−６４６８１号公報
【特許文献５】特開２００８−２２４２２号公報
【特許文献６】特開２００８−２７２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の目的は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することにある。
【００１５】
本発明のさらなる目的は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながら、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、
受信信号を傾き演算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化ステップと、
を有することを特徴とする受信方法である。
【００１７】
また、本願の請求項２に記載の発明は、マンチェスター符号化された学習ビット付きのパケットを受信する受信方法であって、
前記学習ビットの開始位置を検出する検出ステップと、
受信信号に対し、前記検出ステップにおいて前記学習ビットの検出を確定するまで前記学習ビットの先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された前記学習ビットの先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた前記学習ビットを用いて適応等化を行なう適応等化ステップと、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、
を有することを特徴とする受信方法である。
【００１８】
本願の請求項３によれば、請求項２に記載の受信方法における遅延時間付与ステップでは、受信した前記学習ビットを記憶するとともに、前記学習ビットを検出したタイミングを起点にして、所定の繰り返し回数だけ読み出し、適応等化ステップでは、受信した前記学習ビットを前記繰り返し回数だけ学習を行なうように構成されている。
【００１９】
また、本願の請求項４に記載の発明は、
受信信号を傾き演算する傾き演算部と、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング部と、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化部と、
を具備することを特徴とする受信装置である。
【００２０】
また、本願の請求項５に記載の発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを受信する非接触ＩＣカードであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とする非接触ＩＣカードである。
【００２１】
また、本願の請求項６に記載の発明は、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを非接触ＩＣカードから受信するリーダーライターであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とするリーダーライターである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することができる。
【００２３】
また、本発明によれば、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、通信レートの高速化に伴う受信波形の乱れを適応等化しながら、マンチェスター符号化された無線信号を好適に受信処理することができる、優れた受信方法及び受信装置、非接触ＩＣカード、並びにリーダーライターを提供することができる。
【００２４】
本願の請求項１乃至３、５、６に記載の発明によれば、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでありながら、より複雑な周波数特性を改善する適応等化が可能となり、電磁結合を利用した非接触通信システムに適用することで、高速な通信レートでのデータ通信を安定して行なうことができる。また、適応等化前に１／２サンプリングするため、適応等化部を構成する回路は１／２のスピードで動作すればよく、消費電力の低減にもつながる。
【００２５】
本願の請求項４に記載の発明によれば、適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまうが、所定の繰り返し回数分のタップ係数の学習を行なうことにより、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【００２６】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、非接触通信システムの構成例を示した図である。
【図２】図２は、図１に示した通信システムにおいてデータ送受信処理を実施する際の、リーダーライター１０が実行する処理手順を示したフローチャートである。
【図３】図３は、図１に示した通信システムにおいてデータ送受信処理を実施する際の、非接触ＩＣカード３０が実行する処理手順を示したフローチャートである。
【図４】図４は、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して適応等化を行なう受信回路の構成例を模式的に示した図である。
【図５】図５は、適応等化部４４の内部構成例を示した図である。
【図６】図６は、マンチェスター復号部４５の内部構成例を示した図である。
【図７】図７は、マンチェスター符号化された信号を復号する手順を説明するための図である。
【図８Ａ】図８Ａは、通信レート３．４Ｍｂｐｓのマンチェスター符号化された信号のスペクトラムを例示した図である（但し、通信レートは３．４Ｍｂｐｓとする）。
【図８Ｂ】図８Ｂは、通信レート３．４ＭｂｐｓのＮＲＺ符号化された信号のスペクトラムを例示した図である（但し、通信レートは３．４Ｍｂｐｓとする）。
【図９】図９は、タップ数５のＦＩＲフィルターの各タップがベースバンド帯域幅６．８ＭＨｚ内で表現可能な周波数ポジションを例示した図である。
【図１０】図１０は、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでより複雑な周波数特性を改善する適応等化を可能にした受信回路の構成例を示した図である。
【図１１】図１１は、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を、遅延バッファー１０３より以降の処理でＮＲＺ符号に復号する手順を説明するための図である。
【図１２】図１２は、タップ数５のＦＩＲフィルターの各タップが帯域幅３．４ＭＨｚ内で表現可能な周波数ポジションを例示した図である。
【図１３】図１３は、図４に示した受信回路において、遅延バッファー４３から出力されるマンチェスター符号化された信号を直接適応等化した場合の等化後信号点分布を示した図である。
【図１４】図１４は、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングしてから適応等化した場合の等化後信号点分布を示した図である。
【図１５】図１５は、１／２サンプリングすることに伴い学習に利用するシンク部のビット数減少の問題をさらに解消した受信回路の構成例を示した図である。
【図１６】図１６は、シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部９０３から後段回路へ出力されるデータ列を示した図である。
【図１７】図１７は、フェリカ・フォーマットのパケット構造を示した図である。
【図１８】図１８は、ＦＩＲフィルターの構成を模式的に示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００２９】
図１には、非接触通信システムの構成例を示している。図示のシステムは、リーダーライター１０と非接触ＩＣカード３０からなり、両者間では例えばフェリカ・フォーマット（前述）のパケットが所定の通信手順で交換されるものとする。
【００３０】
リーダーライター１０は、制御部１１と、送信回路１２と、受信回路１３と、アンテナ共振回路部１４で構成される。一方、非接触ＩＣカード３０は、制御部３１と、アンテナ共振回路部３２と、負荷切り替え変調回路部３３で構成される。図示の例では、制御部３４は、送信回路と受信回路、ロジック回路、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｍｅｍｏｒｙ）などの不揮発メモリーを含んだ構成とする。
【００３１】
制御部１１は、リーダーライター１０内の各部を制御し、データを送受信する処理を行なわせる。ダウンリンクのデータ送信時には、送信回路１２は、キャリア発振器（図示しない）を備え、送信データをマンチェスター符号化した後、キャリアを例えば振幅変調してデータを送信する。また、アップリンクのデータ受信時においても、送信回路１２からキャリアを送信し続ける。
【００３２】
リーダーライター１０側のアンテナ共振回路部１４は、コイルＬ10とコンデンサＣ10からなる並列共振回路で構成され、１次コイルとして作用する。その共振周波数は、送信回路１２で生成するキャリア周波数付近に設定される。
【００３３】
一方、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２は、コイルＬ30とコンデンサＣ30で構成され、２次コイルとして作用する。アンテナ共振回路部３２の共振周波数は、コンデンサＣ30のキャパシタンス及びコイルＬ30のインダクタンスにより所定の値に設定される。通常、アンテナ共振回路部３２をキャリア周波数周辺に設定することで、リーダーライター１０側のアンテナ共振回路部１４と電磁結合する。コイルＬ10とコイルＬ30は、結合係数Ｋ13で磁気的に結合しており、その値は両者の位置が近づくほど大きくなっていく。
【００３４】
アンテナ共振回路部３２には、負荷切り替え変調回路部３３が並列的に接続されている。負荷切り替え変調回路部３３は、直列接続される抵抗Ｒ31と、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるトランジスタ・スイッチＱ31で構成され、トランジスタ・スイッチＱ31をオン／オフ操作することによって、アンテナ共振回路部３２の負荷変調を行なう。
【００３５】
ダウンリンクのデータ受信時には、アンテナ共振回路部３２は、リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１４からの受信信号を制御部３４に供給する。制御部３４内では、受信信号を復調した後、マンチェスター復号処理して、元の送信データを再現する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００３６】
また、アップリンクのデータ送信時には、制御部３４は送信データをマンチェスター符号化する。リーダーライター１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ30には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、制御部３４から供給された１並びに０からなるマンチェスター符号化されたビット系列に応じてＭＯＳスイッチＱ31のオン／オフをスイッチングすることにより送信データに応じて磁界を負荷変調し、これによって、リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１２にデータ送信する。
【００３７】
リーダーライター１０側では、電磁結合している２次コイルＬ30の負荷が変化すると、電磁結合の入力インピーダンスが変化するので、結果として、キャリア周波数の出力レベルが変化する。したがって、受信回路１３は、このレベル変動をみることによって、非接触ＩＣカード３０からの送信データを読み取ることができ、マンチェスター復号処理して元の送信データを再現すると、制御部１１に渡す。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００３８】
続いて、図１に示した通信システムにおけるデータ送受信処理について、図２及び図３に示したフローチャートを参照しながら説明する。但し、図２のフローチャートはリーダーライター１０が実行する処理手順を示し、図３のフローチャートは非接触ＩＣカード３０の処理手順を示している。
【００３９】
リーダーライター１０の送信回路１２は、キャリア周波数を生成する（ステップＳ１）。
【００４０】
送信回路１２は、制御部１１より取得した送信データを、マンチェスター符号に符号化する（ステップＳ２）。
【００４１】
次いで、送信回路１２は、符号化データに基づいて、ステップＳ１で生成されたキャリアを振幅変調する（ステップＳ３）。
【００４２】
ステップＳ３で振幅変調された変調信号は、アンテナ共振回路部１４に供給される（ステップＳ４）。そして、アンテナ共振回路部１４は、供給された変調信号に応じた磁界を発生させる。
【００４３】
ステップＳ４で発生された磁界による磁気結合の結果、非接触ＩＣカード３０側のアンテナ共振回路部３２に起電力が誘起される（ステップＳ２１）。
【００４４】
非接触ＩＣカード３０は、ＩＣ用電源生成回路（図示しない）を備えており、ステップＳ２１で誘起された起電力を基に電源回路を形成し、各部に必要な電力を供給する（ステップＳ２２）。また非接触ＩＣカード３０は、ステップＳ２１で誘起された起電力からクロック成分を抽出する（ステップＳ２３）。
【００４５】
制御部３４内の受信回路は、ステップＳ２１で誘起された起電力の電圧振幅変化を基に、振幅変調されている変調信号を復調処理する（ステップＳ２４）。
【００４６】
ステップＳ２４で復調された信号はマンチェスター符号へ符号化されている。制御部３４内の受信回路は、この復調信号をマンチェスター復号する（ステップＳ２５）。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要であるが、この点の詳細については後述に譲る。
【００４７】
制御部３４内のロジック回路（図示しない）は、あらかじめ設定された所定のプログラムに従って、復号されたデータをＥＥＰＲＯＭ（図示しない）などに不揮発的に記憶させたり、不揮発的に記憶されているデータを読み出したり、あるいは削除する。また、このロジック回路で、リーダーライター１０への送信データを作成する（ステップＳ２６）。
【００４８】
符号化／復号化回路３９は、ステップＳ２６で作成された送信用情報をマンチェスター符号に符号化し、負荷切り替え変調回路部３３に供給する（ステップＳ２７）。
【００４９】
リーダーライター１０側からはキャリアが送信し続けられており、アンテナ共振回路部１２のコイルＬ30には磁界が発生している。負荷切り替え変調回路部３３は、マンチェスター符号化されたデータのビット系列に従ってＭＯＳスイッチＱ31のオン／オフをスイッチングすることにより、アンテナ共振回路部３２のインピーダンスを変化させて、磁界を負荷変調する（ステップＳ２８）。これによって、マンチェスター符号化されたデータがリーダーライター１０のアンテナ共振回路部１２に送信される（ステップＳ２９）。
【００５０】
リーダーライター１０のアンテナ共振回路部１４には無変調のキャリアが流れており、キャリアに、ステップＳ２９で発生したインピーダンス変化に応じた電圧振幅変化が誘起される。アンテナ共振回路部１４は、この変化を検出することで非接触ＩＣカード３０からの信号を受信する（ステップＳ５）。
【００５１】
受信回路１３は、ステップＳ５で誘起された電圧振幅変化を基に、負荷変調された信号を復調する（ステップＳ６）。復調された信号はマンチェスター符号へ符号化されているので、受信回路１３では復調信号をさらにマンチェスター復号して（ステップＳ７）、送信データを再現して、制御部１１に供給する。なお、高速通信などにおける受信信号の乱れを補償するために、マンチェスター復号する前に適応等化処理が必要である（同上）。
【００５２】
既に述べたように、フェリカではマンチェスター符号が用いられ、また、ダウンリンクとアップリンクでは同一のパケット・フォーマット（図１７を参照のこと）を使用する。
【００５３】
また、リーダーライター１０と非接触ＩＣカード３０間の通信レートを、２１２ｋｂｐｓの倍数である、４２４ｋｂｐｓ、８４８ｋｂｐｓ、１．７Ｍｂｐｓ、３．４Ｍｂｐｓへと高速化すると、それに比例して送信信号の周波数帯域が広くなり、伝送路や送信回路並びに受信回路内のＲＦアナログ回路の周波数特性の影響が増え、受信波形の乱れが大きくなっていく。すなわち、電磁結合を利用した非接触通信において高速な通信を実現しようとすると、周波数特性の劣化を補償するために、受信側での適応等化が必要となる。
【００５４】
そこで、本実施形態では、例えばリーダーライター１０又は非接触ＩＣカード３０の少なくとも一方の受信回路において、適応等化を採用して、受信信号の乱れを補償するようになっている。
【００５５】
また、適応等化を行なうには学習用に十分長い信号系列が必要であるが、このような信号系列を送信すると、ＮＦＣ ＩＰ−１規格で規定されているフェリカ・フォーマット（図１７）との互換性の問題や、オーバーヘッドの増加による通信レートの低下を招来する可能性がある。
【００５６】
そこで、本実施形態では、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、パケットのシンク部を学習ビットとして用いて適応等化を行なうようにしている。これにより、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を避けることができる。実際には、受信回路内に遅延バッファーを設けることで、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現するようにしている。
【００５７】
図４には、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して適応等化を行なう受信回路の構成例を模式的に示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部４１と、シンク検出部４２と、遅延バッファー４３と、適応等化部４４と、マンチェスター復号部４５で構成される。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【００５８】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部４１に入力される。プリアンブル検出部４１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【００５９】
次に、受信信号は、シンク検出部４２に入力される。シンク検出部４２は、受信信号とプリアンブル検出部４１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。シンク部の検出には、一般に、パターン・マッチングや相互相関などの方法が用いられる。いずれの検出方法も既知であるシンク部の特定パターンとの同一性を求めるものである。通常、ノイズ耐性を高めるために、シンク部のほぼ全体を使ってパターンの同一性の確認が行なわれる。シンク検出部４２は、受信信号からシンク部を検出すると、シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力する。
【００６０】
一方で、受信信号は、遅延バッファー４３にも入力される。遅延バッファー４３は、入力される受信信号に対して、シンク部の長さ以上の遅延を与える。より正確に言うと、シンク検出部４２がシンク部の検出を確定するまで、シンク部の先頭が出力されないような遅延を与える。例えば、シンク検出部４２がシンク部の前半のみを使ってフレーム同期をとることができるのであれば、遅延バッファー４３の遅延量はシンク部の半分程度とすることができる。あるいは、シンク検出部４２がシンク部全部を使ってフレーム同期するのであれば、遅延バッファー４３の遅延量はシンク部全体分が必要となる。
【００６１】
遅延バッファー４３で遅延がかけられた受信信号は、適応等化部４４に入力される。そして、後段のマンチェスター復号部４５は、適応等化部４４からの等化出力信号をマンチェスター復号して、元の２進値の情報ビットを再現する。
【００６２】
適応等化部４４は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部４２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を基に、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。
【００６３】
図５には、適応等化部４４の内部構成例を示している。図示の適応等化部５４は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成され、学習アルゴリズムにはＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：正規化最小２乗平均）を用いられるとする。以下、同図と式を参照しながら、適応等化処理について説明する。
【００６４】
図示のＦＩＲフィルターは、タップ数をＭとし、（Ｍ−１）個の遅延素子（Ｄ）５１−１、５１−２、…を直列接続したディレイ・ラインを備えている（但し、図５では、図面の簡素化のため、Ｍ＝５として描いている）。各遅延素子５１−１、５１−２、…は、それぞれサンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを持つ。
【００６５】
ここで、サンプリング時間をｎとし、時刻ｎにおける受信信号をｕ（ｎ）とすると、タップ数Ｍ分だけの時系列的な入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）が得られる。
【００６６】
また、タップ数分の乗算器５２−１、５２−２、…は、フィルターの特性に応じたタップ係数ｗ1（ｎ）、ｗ2（ｎ）、…、ｗM（ｎ）をそれぞれ持ち、上記Ｍ個の入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）をそれぞれ重み付け乗算する。
【００６７】
そして、累算器５３は、対応するタップ係数でそれぞれ重み付けした時系列入力データを加算して平均化処理して、時刻ｎでの等化出力信号ｒ（ｎ）を得る。以上の等化処理は、下式（１）のように表すことができる。
【００６８】
【数１】
【００６９】
続いて、タップ係数の学習について説明する。加算器５４には、等化出力信号ｒ（ｎ）とともにリファレンス信号ｄ（ｎ）が入力され、これらの差分をとって誤差信号ｅ（ｎ）を出力する。上記のリファレンス信号ｄ（ｎ）は、適応等化部４４があらかじめ持っている、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したパターンに相当する。
【００７０】
学習回路５５は、時刻ｎにおける時系列的な入力データｕ（ｎ）、ｕ（ｎ−１）、…、ｕ（ｎ−Ｍ＋１）と、誤差信号ｅ（ｎ）を入力すると、ＮＬＭＳアルゴリズムを用いて、ＦＩＲフィルターからの等化出力信号ｒをリファレンス信号ｄに近づけるように、次時刻のＦＩＲフィルターのタップ係数ｗ1（ｎ＋１）、ｗ2（ｎ＋１）、…、ｗM（ｎ＋１）を決定して、各乗算器５２−１、５２−２、…に供給する。誤差信号ｅ（ｎ）、並びに、タップ係数の更新式は、下式（２）のように表される。
【００７１】
【数２】
【００７２】
上式（２）に示した更新式を繰り返し実行することで、ＦＩＲフィルターの各タップ係数ｗ1（ｎ）、ｗ2（ｎ）、…、ｗM（ｎ）は、誤差信号ｅ（ｎ）が小さくなるように収束する。
【００７３】
ここで、上式（２）中のαは、ステップ・サイズであり、０＜α＜２となっている。αが１に近いと、高速に収束するが、誤差のバラツキが大きくなる。また、αが０に近いと、収束は遅くなるが、誤差のバラツキは小さくなる。
【００７４】
学習回路５５は、シンク部の前半では、ステップ・サイズαを１に近い値とすることで、誤差のバラツキを許容しつつ高速な学習を行なう。続くシンク部後半では、ステップ・サイズαを０に近い値にして低速な学習を行なうことで、誤差のバラツキを小さくする。このようにして、学習回路５５では、全体的に高速な収束と収束誤差の小さな適応等化の学習を実現する。
【００７５】
なお、上記の説明では、適応等化部４４の学習アルゴリズムは、ＮＬＭＳとＦＩＲフィルターを組み合わせたものであり、ＮＬＭＳ−ＬＥ（Ｌｅｎｅａｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）と呼ばれる。但し、本発明の要旨は特定の学習アルゴリズムに限定されるものではなく、例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小２乗平均）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ：再帰的最小２乗法）など、他のアルゴリズムを使用することができる。
【００７６】
図６には、マンチェスター復号部４５の内部構成例を示している。
【００７７】
遅延素子６１は、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを持つ。加算器６２では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子６１及び加算器６２は、受信信号の傾きを演算して高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。
【００７８】
１／２サンプリング部６３は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出し、後続の２値判定部６４ではこの１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【００７９】
マンチェスター復号部４５でマンチェスター符号化された信号を復号する手順について、図７を参照しながら説明する。
【００８０】
例えばデータ「Ｂ２４Ｄ」は、ＮＲＺ符号で“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”というビット系列になる（図７の上から１段目）。
【００８１】
マンチェスター符号は、１つのビット区間を中央で前部セルと後部セルに分割し、入力１ビットが論理値「０」の場合は、前部セルがロー・レベルで且つ後部セルがハイ・レベル、すなわち「０１」の２ビットに変換する。また、入力１ビットが論理値「１」の場合は、前部セルがハイ・レベルで且つ後部セルがロー・レベル、すなわち「１０」の２ビットに変換する。したがって、上記のデータ「Ｂ２４Ｄ」のビット系列“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”からなるＮＲＺ符号をマンチェスター符号化すると、ビット系列（ＭＡＮ）“１００１１０１００１０１１００１０１１００１０１１０１００１１０”に変換される。なお、ビット系列（ＭＡＮ）に相当する受信波形は、量子化された値となるが、ここでは説明の簡素化のため、符号のみを取り扱うこととする（図７の上から２段目）。適応等化部４４は、受信波形から、伝送路で受けた信号の乱れを等化する。
【００８２】
適応等化部４４からマンチェスター復号部４５への入力ビット系列が“１ −１ −１ １ １ −１ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ −１ １ −１ １ １ −１ １ −１ −１ １ １ −１”であったとすると、遅延素子６１は、このビット系列（ＭＡＮ）にマンチェスター符号の１クロック分に相当する遅延を与える（Ｄ）（図７の上から３段目）。そして、加算器６２は、これら入力ビット系列から、１クロック分だけ遅延したビット系列を減算する。この結果、加算器５２の出力ビット系列（Ｄ−ＭＡＮ）は、“−１ ２ ０ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ ０ −２ ０ −２ ０ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ０ １”となる（図７の上から４段目）。
【００８３】
１／２サンプリング部６３は、加算器６２の出力を、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出するので、その出力ビット系列は“２ −２ ２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ ２ −２ ２”となる（図７の上から５段目）。したがって、２値ビット系列１ ０ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ １ ０ １”（図７の上から６段目）、すなわちデータ「Ｂ２４Ｄ」が復号されていることが分かる。
【００８４】
このように、図４に示した受信回路構成によれば、遅延バッファー４３を設けることで、フェリカ・フォーマットをそのまま使用して、シンク部を用いたフレーム同期と、同じシンク部を用いた適応等化の両方を実現することができる。したがって、互換性の問題やオーバーヘッドの増加を回避することができる。
【００８５】
ところが、シンク部はマンチェスター符号化されたビット数で高々３２ビットであり、学習回数として不十分であることが懸念される。
【００８６】
例えば、図５に示した適応等化部４４において、学習回路５５が、シンク部の前半では、ステップ・サイズαを１に近い値とすることで、誤差のバラツキを許容しつつ高速な学習を行ない、続くシンク部後半では、ステップ・サイズαを０に近い値にして低速な学習を行なうことで、誤差のバラツキを小さくすることによって、全体的に高速な収束と収束誤差の小さな適応等化の学習を実現する方法も考えられる。
【００８７】
データ部の先頭が到来するまでの良好な学習結果を得るためには、ＦＩＲフィルターのタップ数に制限がある（タップ数が増大すると、学習に要する時間が長くなる。また、タップ数に応じて回路規模が肥大化し、コスト増大を招来する）。
【００８８】
他方、ＦＩＲフィルターのタップ数が少ないと、きめ細かな周波数特性を表現することが困難となる。このため、受信信号が伝送路で受けた周波数特性の影響次第では、適応等化を行なっても、受信特性の十分な改善を得られない場合がある。
【００８９】
マンチェスター符号は、信号からＤＣ成分を除去するために帯域を２倍に広げる符号化方式であり、通信レートは半分になる（前述）。例えば、通信レートが３．４Ｍｂｐｓである場合、マンチェスター符号化されたチャネル・レートは６．８Ｍｂｐｓとなり、ベースバンド信号の帯域幅は６．８ＭＨｚとなる。また、マンチェスター符号化された信号の最短波長は１パルス分（１Ｔman）であり周波数で３．４ＭＨｚ、最長波長は２パルス分（２Ｔman）であり周波数で１．７ＭＨｚとなる。このことから、通信レート３．４Ｍｂｐｓのマンチェスター符号化された信号のスペクトラムは、図８Ａに示すように、１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域を中心に分布することが想定される。他方、同じく通信レート３．４ＭｂｐｓのＮＲＺ信号の最短波長は１パルス分（１ＴNRZ）であり周波数で１．７ＭＨｚ、最長波長はＤＣ成分であり周波数で０ＭＨｚとなることから、図８Ｂに示すように、帯域幅はマンチェスター符号の１／２となり、０ＭＨｚ乃至１．７を中心に分布することが想定される。
【００９０】
図４に示した受信回路の構成では、適応等化部４４は、（遅延バッファー４３から出力される）マンチェスター符号を適応等化することになる。マンチェスター符号化された信号のスペクトラムは、上述したように、１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域を中心に分布する。これに対し、適応等化部４４に用いられるＦＩＲフィルターのタップ数が５であるとき、図９中の○で示すように、ベースバンド帯域幅６．８ＭＨｚ内の５つの周波数ポジションを表現することが可能である。
【００９１】
ここで、図８Ａに示したスペクトラムと図９に示した周波数ポジションを重ね合わせてみると、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域（すなわち、１Ｔmanと２Ｔman）の間で制御可能な周波数ポジションが１つしかない。このため、伝送路の周波数特性が１Ｔmanと２Ｔmanの間で複雑になっている場合には、ＦＩＲフィルターはその周波数特性の逆特性を表現することが難しく、良好な適応等化をすることが困難である。
【００９２】
ＦＩＲフィルターのタップ数を増やせば、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域において、複雑な周波数特性の逆特性を表現し易くなり、良好な適応等化を行なうことが可能になる。しかしながら、タップ数が増大すると、学習に要する時間が長くなる。また、タップ数に応じて回路規模が肥大化し、コスト増大を招来する。
【００９３】
本発明者らは、電磁結合を利用した非接触通信システムにおいては、通信レートの高速化に対応すべく、少ないタップ数のＦＩＲフィルターを用いて、より複雑な周波数特性を改善する適応等化が必要である、と思料する。
【００９４】
次いで、図１０には、より少ないタップ数のＦＩＲフィルターでより複雑な周波数特性を改善する適応等化を可能にした受信回路の構成例を示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部１０１と、シンク検出部１０２と、遅延バッファー１０３と、遅延素子１０４と、加算器１０５と、１／２サンプリング部１０６と、適応等化部１０７と、２値判定部１０８を備えている。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【００９５】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部１０１に入力される。プリアンブル検出部１０１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【００９６】
次に、受信信号は、シンク検出部１０２に入力される。シンク検出部４２は、受信信号とプリアンブル検出部１０１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。シンク部の検出には、一般に、パターン・マッチングや相互相関などの方法が用いられる。いずれの検出方法も既知であるシンク部の特定パターンとの同一性を求めるものである。通常、ノイズ耐性を高めるために、シンク部のほぼ全体を使ってパターンの同一性の確認が行なわれる。シンク検出部１０２は、受信信号からシンク部を検出すると、シンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力する。
【００９７】
一方で、受信信号は、遅延バッファー１０３にも入力される。遅延バッファー１０３は、シンク検出部１０２がシンク部の検出を確定するまで、シンク部の先頭が出力されないような遅延を与える。
【００９８】
遅延素子１０４は、遅延バッファー１０３から出力される受信信号に対し、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを与える。加算器１０５では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子１０４及び加算器１０５は、受信信号の傾きを演算して高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。
【００９９】
１／２サンプリング部１０６は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。
【０１００】
適応等化部１０７は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、シンク検出部１０２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を起点にして、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行なう。そして、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。適応等化部１０７の内部構成は、例えば図５に示したものと同様でよいので、ここでは説明を省略する。
【０１０１】
そして、２値判定部１０８は、適応等化した後の１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【０１０２】
マンチェスター符号化された信号を、遅延バッファー１０３より以降の処理でＮＲＺ符号に復号する手順について、図１１を参照しながら説明する。
【０１０３】
遅延バッファー１０３の出力は、例えばデータ「Ｂ２４Ｄ」すなわちビット系列“１０１１ ００１０ ０１００ １１０１”からなるＮＲＺ符号（図１１の上から１段目）をマンチェスター符号化したものであり、ビット系列（ＭＡＮ）“１００１１０１００１０１１００１０１１００１０１１０１００１１０”に相当する受信波形である（図１１の上から２段目）。受信波形は量子化された値となるが、ここでは説明の簡素化のため、、符号のみを取り扱うこととする。
【０１０４】
遅延素子１０４は、このビット系列（ＭＡＮ）にマンチェスター符号の１クロック分に相当する遅延を与える（Ｄ）（図１１の上から３段目）。そして、加算器１０５は、これら入力ビット系列から、１クロック分だけ遅延したビット系列を減算する。この結果、加算器５２の出力ビット系列（Ｄ−ＭＡＮ）は、“−１ ２ ０ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ ０ −２ ０ −２ ０ ２ ０ −２ ２ −２ ０ ２ −２ ２ ０ −２ ０ ２”となる（図１１の上から４段目）。
【０１０５】
１／２サンプリング部１０６は、加算器１０５の出力を、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。したがって、その出力ビット系列は“２ −２ ２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ −２ −２ ２ ２ −２ ２”となる（図１１の上から５段目）。
【０１０６】
適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６の出力波形から、伝送路で受けた信号の乱れを等化する。ここで、図４に示した受信回路と、適応等化について比較する。
【０１０７】
図４に示した受信回路の構成では、適応等化部４４は、（遅延バッファー４３から出力される）マンチェスター符号を適応等化することになる。この場合、ＦＩＲフィルターのタップ数を５とすると、スペクトラムの中心分布に相当する１．７ＭＨｚ乃至３．４ＭＨｚの帯域の間で制御可能な周波数ポジションが１つしかないため、周波数特性の逆特性を表現することが難しく、良好な適応等化を行なえないことが懸念される（前述）。
【０１０８】
これに対し、図１０に示した受信回路の構成では、適応等化部１０７は、１／２サンプリング部１０６の出力波形を等化することになる。１／２サンプリング部１０６の出力波形は、ＮＲＺ符号と同様、最短波長は１パルス分（１ＴNRZ）であり周波数で３．４ＭＨｚ、最長波長はＤＣ成分となることから、図８Ｂに示したように、帯域幅はマンチェスター符号の１／２であり、０ＭＨｚを中心に分布する。この場合、適応等化部１０７に用いられるＦＩＲフィルターのタップ数が同じく５個であるとしても、図１２中の○に示すように、帯域幅３．４ＭＨｚ内の５つの周波数ポジションを表現すればよく、スペクトラムの中心分布に相当する０ＭＨｚ乃至１．７ＭＨｚの帯域の間で制御可能な周波数ポジションが３つである。したがって、伝送路の周波数特性がスペクトラムの中心分布で複雑になっているとしても、ＦＩＲフィルターはその周波数特性の逆特性をより忠実に表現することが可能となり、良好な適応等化を行なうことができるようになる。
【０１０９】
適応等化部１０７が１／２サンプリング部１０６の出力波形をより正確に等化できるようになると、後段の２値判定部１０８の判定精度も向上し、２値ビット系列１ ０ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ １ ０ １”（図１１の上から６段目）、すなわちデータ「Ｂ２４Ｄ」を得ることができる。
【０１１０】
図１３には、図４に示した受信回路において、遅延バッファー４３から出力されるマンチェスター符号化された信号を直接適応等化した場合の等化後信号点分布を示している。また、図１４には、図１０に示した受信回路において、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングしてから適応等化した場合の等化後信号点分布を示している。図１３に示した結果では、２値判定する際の閾値付近に信号点が多く分布しているため、マンチェスター復号部４５内で２値判定する際に誤判定し易くＳＮＲが低くなる。これに対し、図１４に示した結果では、２値判定する際の閾値付近に配置される信号点が少なくなるので、適応等化後にエラーなく２値判定することができる。すなわち、受信信号を良好に等化することができている、と言える。
【０１１１】
このように、図１０に示した受信回路構成では、マンチェスター符号化された信号を１／２サンプリングすることにより、帯域幅をマンチェスター符号の１／２に縮小することにより、少ないタップ数（若しくは、従来と同じタップ数でも）でもスペクトラムの中心分布付近における複雑な周波数特性の逆特性を好適に表現できるようになり、良好な適応等化を実現することができる。また、適応等化前に１／２サンプリングするため、適応等化部を構成する回路は１／２のスピードで動作すればよく、消費電力の低減にもつながる。その反面、適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまう。これは、タップ係数の収束性能に影響する。データ部の先頭までにタップ係数が適切な値に収束しないと、良好な等化結果は得られず、受信性能が劣化する。
【０１１２】
図１５には、１／２サンプリングすることに伴い学習に利用するシンク部のビット数減少の問題をさらに解消した受信回路の構成例を示している。図示の受信回路は、プリアンブル検出部１５１と、シンク検出部１５２と、ＲＡＭ制御部１５３と、ＲＡＭ１５９と、遅延素子１５４と、加算器１５５と、１／２サンプリング部１５６と、適応等化部１５７と、２値判定部１５８を備えている。遅延バッファー１０３がＲＡＭ制御部１５３及びＲＡＭ１５９に置き換わった点で、図１０に示した構成例とは相違する。以下、図１７に示したフェリカ・フォーマットからなるパケットを受信して、シンク部を学習ビットに用いて適応等化を行なう場合における、各部の動作について説明する。
【０１１３】
受信信号は、最初にプリアンブル検出部１５１に入力される。プリアンブル検出部１５１は、受信信号の中から連続波形であるプリアンブル部を検出すると、この連続波形を基にサンプリング・タイミングの抽出を行ない、タイミング同期をとる。
【０１１４】
次に、受信信号は、シンク検出部１５２に入力される。シンク検出部１５２は、受信信号とプリアンブル検出部１５１で抽出されたサンプリング・タイミングを基に、「０ｘＢ２４Ｄ」をマンチェスター符号化したビット系列からなるシンク部の検出を行ない、フレーム同期をとる。
【０１１５】
ＲＡＭ制御部１５３は、シンク検出部１５２から入力された受信信号をＲＡＭ１５９へ書き込む。また、ＲＡＭ制御部１５３は、ＲＡＭ１５９から受信信号を読み出し、後段の回路へ出力する。
【０１１６】
ＲＡＭ制御部１５３はシンク検出部１５２が確定したシンク部の検出タイミングを起点にして、シンク部の先頭データが格納されるアドレスを記憶する。そして、シンク部の最終データが出力されると、読み出しアドレスを再度シンク部の先頭データの格納アドレスに設定し、シンク部の読み出しを行なう。事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出しを終えると、データ部の読み出しを行なう。図１６には、シンク部繰り返し回数を２とした場合のＲＡＭ制御部９０３から後段回路へ出力されるデータ列を示している。
【０１１７】
遅延素子１５４は、遅延バッファー１５３から出力される受信信号に対し、サンプル周期（マンチェスター符号での１クロック分）に相当する遅延時間Ｄを与える。加算器１５５では、１クロック前の受信信号と現在の受信信号との差分をとる。遅延素子１５４及び加算器１０５は、受信信号の高周波成分を強調する微分フィルターとして作用する。そして、１／２サンプリング部１５６は、シンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する。
【０１１８】
適応等化部１５７は、ＦＩＲフィルターと学習回路で構成される学習型の等化回路であり、受信信号と内部に持つシンク・パターンとの比較を行ない、その差が小さくなるようにＦＩＲフィルターのタップ係数を調整する。適応等化部１５７の内部構成は、例えば図５に示したものと同様でよいので、ここでは説明を省略する。図示の例では、適応等化部１５７は、シンク検出部１５２が出力するシンク部の開始位置を示すタイミング信号を起点にして、事前に決められたシンク部繰り返し回数分（前述）のタップ係数の学習を行なうので、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【０１１９】
そして、２値判定部１０８は、適応等化した後の１／２サンプリング信号を２値判定することで、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する。
【０１２０】
マンチェスター符号化された信号をＮＲＺ符号に復号する手順は図１１に示した通りであり、ここでは説明を省略する。
【０１２１】
適応等化前に１／２サンプリングを行なうことに伴い、適応等化でタップ係数の学習に利用するシンク部のビット数も半減してしまう。これに対し、図１５に示した受信回路によれば、シンク部を記憶するとともに事前に決められたシンク部繰り返し回数の読み出し、繰り返し回数分のタップ係数の学習を行なうように構成されているので、１／２サンプリングに伴うシンク部のビット数半減にも拘らず、タップ係数の収束性能を維持することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１２２】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳細に説明してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１２３】
本明細書では、ＮＦＣ ＩＰ−１規格に従う非接触通信システムに本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。電気的負荷の変更方向の切り替えによる変調を利用して通信を行なう、さまざまな規格に準拠した通信システムに、同様に本発明を適用することができる。
【０１２４】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【符号の説明】
【０１２５】
１０…リーダーライター
１１…制御部
１２…送信回路
１３…受信回路
１４…アンテナ共振回路部
３０…非接触ＩＣカード
３１…制御部
３２…アンテナ共振回路部
３３…負荷切り替え変調回路部
３４…制御部
４１…プリアンブル検出部
４２…シンク検出部
４３…遅延バッファー
４４…適応等化部
４５…マンチェスター復号部
４１…プリアンブル検出部
４２…シンク検出部
４３…遅延バッファー
４４…適応等化部
４５…マンチェスター復号部
５１…遅延素子
５２…乗算器
５３…累積器
５４…加算器
５５…学習回路
６１…遅延素子
６２…加算器
６３…１／２サンプリング部
６４…２値判定部
１０１…プリアンブル検出部
１０２…シンク検出部
１０３…遅延バッファー
１０４…適応等化部
１０５…加算器
１０６…１／２サンプリング部
１０７…適応等化部
１０８…２値判定部
１５１…プリアンブル検出部
１５２…シンク検出部
１５３…ＲＡＭ制御部
１５４…適応等化部
１５５…加算器
１５６…１／２サンプリング部
１５７…適応等化部
１５８…２値判定部
１５９…ＲＡＭ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を傾き演算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項２】
マンチェスター符号化された学習ビット付きのパケットを受信する受信方法であって、
前記学習ビットの開始位置を検出する検出ステップと、
受信信号に対し、前記検出ステップにおいて前記学習ビットの検出を確定するまで前記学習ビットの先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された前記学習ビットの先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた前記学習ビットを用いて適応等化を行なう適応等化ステップと、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項３】
前記遅延時間付与ステップでは、受信した前記学習ビットを記憶するとともに、前記学習ビットを検出したタイミングを起点にして、所定の繰り返し回数だけ読み出し、
前記適応等化ステップでは、受信した前記学習ビットを前記繰り返し回数だけ学習を行なう、
ことを特徴とする請求項２に記載の受信方法。
【請求項４】
受信信号を傾き演算する傾き演算部と、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング部と、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化部と、
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項５】
電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを受信する非接触ＩＣカードであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とする非接触ＩＣカード。
【請求項６】
電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを非接触ＩＣカードから受信するリーダーライターであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とするリーダーライター。
【請求項１】
受信信号を傾き演算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項２】
マンチェスター符号化された学習ビット付きのパケットを受信する受信方法であって、
前記学習ビットの開始位置を検出する検出ステップと、
受信信号に対し、前記検出ステップにおいて前記学習ビットの検出を確定するまで前記学習ビットの先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与ステップと、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算ステップと、
前記の傾き演算された前記学習ビットの先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング・ステップと、
前記の１／２サンプリングされた前記学習ビットを用いて適応等化を行なう適応等化ステップと、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項３】
前記遅延時間付与ステップでは、受信した前記学習ビットを記憶するとともに、前記学習ビットを検出したタイミングを起点にして、所定の繰り返し回数だけ読み出し、
前記適応等化ステップでは、受信した前記学習ビットを前記繰り返し回数だけ学習を行なう、
ことを特徴とする請求項２に記載の受信方法。
【請求項４】
受信信号を傾き演算する傾き演算部と、
前記の傾き演算された受信信号を１／２サンプリングするサンプリング部と、
前記の１／２サンプリングされた後の受信信号を適応等化する適応等化部と、
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項５】
電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを受信する非接触ＩＣカードであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とする非接触ＩＣカード。
【請求項６】
電磁結合を利用した非接触通信システムにおいて、連続波形からなるプリアンブル部と特定パターンからなるシンク部とデータ部で構成されるマンチェスター符号化されたパケットを非接触ＩＣカードから受信するリーダーライターであって、
受信信号の中からプリアンブル部を検出して前記連続波形を基にサンプリング・タイミングを抽出するプリアンブル検出部と、
前記サンプリング・タイミングを基に受信信号の中からシンク部を検出してシンク部の開始位置を示すタイミング信号を出力するシンク検出部と、
受信信号に対し、前記シンク検出ステップにおいてシンク部の検出を確定するまでシンク部の先頭が出力されないように遅延を与える遅延時間付与部と、
前記の遅延時間が与えられた受信信号と、マンチェスター符号での１クロック分に相当する遅延時間がさらに与えられた受信信号との差分を計算する傾き演算部と、
前記の傾き演算されたシンク部の先頭から、マンチェスター符号のクロック２回に１回の間隔で抽出する１／２サンプリング部と、
前記タイミング信号を基に、１／２サンプリングされたシンク部を用いて適応等化を行なう適応等化部と、
適応等化された受信信号を２値判定して、マンチェスター符号をＮＲＺ符号に復号する２値判定部と、
を具備することを特徴とするリーダーライター。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１１−１０３６１０（Ｐ２０１１−１０３６１０Ａ）
【公開日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２５８４２２（Ｐ２００９−２５８４２２）
【出願日】平成２１年１１月１１日（２００９．１１．１１）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月１１日（２００９．１１．１１）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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