圧電振動子駆動回路
【課題】帰還型の圧電振動子駆動回路において、同一駆動電圧で圧電振動子の振動が最大になるようにして、駆動に必要な昇圧電圧の値を下げ、電池駆動の携帯型装置に最適な圧電振動子駆動回路を提供する。
【解決手段】圧電振動子全体に流れる駆動電流が最大値となる周波数より高い周波数で駆動して圧電振動子がほぼ直列共振状態で駆動されるように移相を調整し、圧電振動子の振動が最大になるようにするとともに、出力駆動部に同調昇圧部をもうける。
【解決手段】圧電振動子全体に流れる駆動電流が最大値となる周波数より高い周波数で駆動して圧電振動子がほぼ直列共振状態で駆動されるように移相を調整し、圧電振動子の振動が最大になるようにするとともに、出力駆動部に同調昇圧部をもうける。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電振動子の機械的振動を利用する装置の、該圧電振動子の駆動回路に関するものである。本発明は種々の装置に利用可能であり、適用範囲を特に限定するものではないが、代表例として、以下液体を霧状にして噴霧する携帯型噴霧装置に利用した場合について説明する。
【背景技術】
【０００２】
圧電振動子を利用した噴霧装置は従来多くの用途に用いられて来たが、用途によっては携帯型が望まれる。携帯型噴霧装置では電池を電源とするため、当然に低消費電力が求められ、同時に簡便で使い勝手の良いものが期待される。
【０００３】
また携帯型の場合は、装置の姿勢など使用状態が頻繁に変化し、圧電振動子にかかる負荷の状態が常に変化することが予想されるので、変動する負荷に対して前記圧電振動子の振動を一定に保つための何らかの手段が必要である。
また量産時の振動子の共振周波数、負荷抵抗等の固体のバラツキの吸収をする手段が必要である。
【０００４】
さらに携帯型の場合は装置全体の小型化も大きな課題となる。低電力化による使用電池の小型化、使用する部品の小型化、部品点数の削減などを同時に図れることが望ましい。例えば圧電振動子の駆動に必要な高電圧を得るために昇圧手段が必要であるが、従来のＤＣ−ＤＣコンバータやトランスを使用する方法では大きな部品が必要となり、また昇圧部での電力損失も問題となる。従って出来るだけ低い昇圧電圧で圧電振動子を駆動し、また昇圧回路もできるだけ簡素化し、総合的に効率の良いシステムとすることが望ましい。
【０００５】
圧電振動子の駆動形態としては、大きく強制駆動式（他励式）と自励振動式に分けられる。強制駆動型は圧電振動子に外部信号を加えて強制的に振動させる方式であり、起動が早く使い勝手は良いが前記外部信号の周波数は圧電振動子の共振周波数と直接的な関係が無いため、駆動に要する電力が大きくなる傾向にあり携帯用に適しているとは言い難い。
【０００６】
自励振動式は圧電振動子を共振器とする発振回路を形成し、圧電振動子をその共振周波数で振動させる方式であり、損失が少なく消費電力を小さくできる利点があるが、圧電振動子の振動が十分に成長するまでに時間がかかり、使い勝手の点で問題がある。
【０００７】
そこで、基本的には自励発振器を有する強制駆動式であるが、その自励発振器の発振周波数が前記圧電振動子の共振周波数となるように帰還回路を設ける方式（以下、帰還式と言う）が提案されている。
【０００８】
特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４にはそれぞれ帰還式に関しての技術が開示されているが、これらの技術は文言上は駆動周波数を圧電振動子の共振周波数に追従させるとしているものの、実際には圧電振動子のＬＣ直列共振回路の共振周波数ではなく、制動容量も含めた圧電振動子全体として共振周波数を指しており、大まかに分類すると次の２つとなる。
１：圧電振動子全体に流れる電流が最大になるように駆動周波数を制御する。
２：圧電振動子全体に流れる電流と駆動電圧の位相が一致するように駆動周波数を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平１−２９３１７０号公報
【特許文献２】特開平５−２３６４６号公報
【特許文献３】特開平５−２１２３３１号公報
【特許文献４】特開平６−６３５０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図２は圧電振動子Ｓｘの等価回路Ｓｘ’を示している。図２において圧電振動子Ｓｘは等価回路Ｓｘ’に示すように、等価容量Ｃｘ、等価インダクタンスＬｘ、等価抵抗Ｒｘの直列回路に制動容量Ｃｏが並列に接続される構成の等価回路Ｓｘ’で表される。等価容量Ｃｘ、等価インダクタンスＬｘ、等価抵抗Ｒｘの直列回路はＬＣ直列共振回路を形成する。圧電振動子の振動が液の噴霧をする時はその振動に対して負荷がかかるが、その負荷は等価回路上はＳｘ’における等価抵抗Ｒｘの値が大きくなったように表される。
【００１１】
図５（ａ）、（ｂ）は図２に示した等価回路に駆動電圧Ｖｅを印加した時の周波数特性図である。前記ＬＣ直列共振回路に流れる電流をＩｘ（以下直列共振回路電流Ｉｘと言う）、制動容量Ｃｏに流れる電流をＩｙ（以下制動電流Ｉｙと言う）、圧電振動子全体に流れる電流をＩｚ（以下駆動電流Ｉｚと言う）で示し、また各電流の印加電圧に対する位相をそれぞれＰｘ、Ｐｙ、Ｐｚで示している。位相の単位は度でありグラフの右側のスケールで示してある。
【００１２】
図５（ａ）は前記等価抵抗が小さい場合、（ｂ）は負荷がかかって該Ｒｘが大きくなった場合を示している。（ａ）、（ｂ）とも印加する駆動電圧Ｖｅの振幅は同一であり、また電流スケール、位相スケールとも同一にしてある。
【００１３】
周波数ｆｘは直列共振周波数であり、等価容量Ｃｘと等価インダクタンスＬｘが直列共振状態となり、そのインピーダンスは０となるため、ここに流れる直列共振回路電流Ｉｘは完全に抵抗性となり、従ってその位相Ｐｘは駆動電圧Ｖｅの位相と一致し、また前記等価抵抗に最大の電力を供給する。従って同一駆動電圧Ｖｅで前記負荷に最大限の電力を供給するためには駆動周波数を直列共振周波数ｆｘとしなければならない。直列共振周波数ｆｘは負荷によって変わることはないが、温度には依存する。
【００１４】
図５（ａ）において、前記１に示した従来技術では、駆動電流Ｉｚが最大になるような駆動周波数ｆｚ１で圧電振動子を駆動することになる。また前記２に示した従来技術では、駆動電流Ｉｚの駆動電圧Ｖｅに対する位相Ｐｚが０になるような駆動周波数ｆｚ２で圧電振動子を駆動することになる。図５（ａ）で明らかなように、上記駆動周波数ｆｚ１、ｆｚ２はいずれも直列共振回路電流Ｉｘが最大となる直列共振周波数ｆｘからはずれていることがわかる。
【００１５】
また図５（ｂ）の状態では前記１に記載の従来技術では駆動周波数としてｆｚ１が求められるが、図５（ａ）と比較すれば明らかなように駆動周波数ｆｚ１と直列共振周波数ｆｘとの差は大きくなっている。また前記２に記載の従来技術では駆動電流Ｉｚの位相Ｐｚが０となる周波数が存在しないので制御不能となる。
【００１６】
上記の問題は圧電振動子に流れる駆動電流Ｉｚが直列共振回路電流Ｉｘと制動電流Ｉｙとの合成であることに起因する。制動電流Ｉｙは容量性であるため、駆動電圧Ｖｅに対して進み位相となり、従って駆動電流Ｉｚも駆動電圧Ｖｅに対して進み位相となる。また該駆動電流Ｉｚが最大になる周波数ｆｚ１は直列共振周波数ｆｘよりも低くなる。
【００１７】
また負荷変動があれば前記等価抵抗に流れる電流すなわち直列共振回路電流Ｉｘも変化し、実際の回路では駆動電圧Ｖｅの大きさが変化してしまう。そこで駆動電圧Ｖｅの大きさを一定にしたり、あるいは電流を一定にする制御が行われるが、定電流化については従来は駆動電流Ｉｚを定電流化していたため、直列共振回路電流Ｉｘはやはり負荷によって変動する結果となっていた。
【００１８】
本発明は上記問題を解決し、例えば噴霧装置において起動操作直後からすばやく噴霧を開始するとともに、低い昇圧電圧でも強力な安定した噴霧動作が可能な、特に携帯型のように電池駆動させる装置に最適な圧電振動子駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
図５（ａ）、（ｂ）において、直列共振回路電流Ｉｘを直接検出することは不可能で、外部から検出可能な電流は駆動電流Ｉｚのみである。駆動電流Ｉｚは直列共振回路電流Ｉｘと制動電流Ｉｙとの合成であるから、制動電流Ｉｙがわかれば直列共振回路電流Ｉｘは（Ｉｚ−Ｉｙ）として求められるはずである。
【００２０】
図３は圧電振動子の挙動をシミュレーションするために用いた回路を示す回路図であり実際の使用状況に合わせて圧電振動子全体を流れる駆動電流Ｉｚを検出するための検出器としての容量Ｃｃを付加している。圧電振動子の等価回路Ｓｘ’は点Ｌにおいて容量Ｃｃと直列接続される。
【００２１】
図３に於ける容量Ｃａ、Ｃｂは上記考察を検証するためのもので、点Ｋで接続された容量Ｃａと容量Ｃｂの直列回路が、前記圧電振動子の等価回路Ｓｘ’と容量Ｃｃとの直列回路に対し並列に接続される。容量Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｏの関係は（Ｃａ／Ｃｏ）＝（Ｃｂ／Ｃｃ）となるように設定されている。容量Ｃａ、Ｃｂを介して流れる電流Ｉｓは制動容量Ｃｏに流れる制動電流Ｉｙを模擬する。
【００２２】
図３に示す回路に正弦波を加えたシミュレーション結果を図５（ｃ）に示す。等価抵抗Ｒｘの値は図５（ｂ）の場合と同じ値にしてある。図５（ｃ）においてＶｋ、Ｖｌは図３に示す点Ｋ、Ｌの電圧を示し、Ｐｋ，ＰｌはそれぞれＶｋ、Ｖｌの、印加電圧に対する位相を示している。また「Ｖｌｋ」はＶｌからＶｋを位相を含めて引いた結果であり、ＰｌｋはＶｌｋの位相である。
【００２３】
図５（ｃ）を図５（ｂ）と比較すると、Ｖｌｋの形状はほぼＩｘの形状の相似である事がわかる。Ｖｌｋ波形の頂点は駆動周波数ｆｘでＩｘの頂点と一致する。ただし、駆動周波数ｆｘにおいてＩｘの位相Ｐｘが０度であるのに対し、Ｖｌｋの位相Ｐｌｋは−９０度である。これは容量を流れる電流が電圧に対して９０度進むため、電流位相を電圧位相で検出した場合、９０度遅れるためである。なお、Ｋ点の電圧Ｖｋは駆動電圧ＶｅをＣａ、Ｃｂで分圧しただけであるからその位相Ｐｋは０度である。
【００２４】
このようにして直列共振回路電流Ｉｘの波形を得ることができれば、移相回路を付加することにより直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧Ｖｅの位相を一致させる事が可能となり、同じ大きさの駆動電圧Ｖｅで等価抵抗Ｒｘに最大限の電力を供給することが実現できる。
【００２５】
すなわち駆動電流Ｉｚを位相も含めて検出する駆動電流位相検出回路と、模擬的に制動電流Ｉｙを検出する制動電流位相検出回路と、これらの検出回路の出力を演算して直列共振回路電流Ｉｘの波形を出力する直列共振回路電流演算回路とを設け、さらに位相を調整する移相回路を用いれば、駆動電圧Ｖｅの位相と直列共振回路電流Ｉｘの位相を一致させる制御が可能となる。
【００２６】
このように駆動電圧Ｖｅの位相と直列共振回路電流Ｉｘの位相を一致させる制御を行った場合、発振周波数は負荷の変動にかかわらず常に前記ｆｘは変化しない。すなわち図５（ａ）、（ｂ）を比較すれば明白なように、負荷が無い状態（ａ）でも負荷がある状態（ｂ）でも前記ｆｘは変わらない。すなわち負荷の変動によらず、常にｆｘなる周波数で圧電振動子を最大パワーで駆動し続ける事が可能になるのである。
【００２７】
そこで上記目的を達成するための本発明における圧電振動子駆動回路は、
１．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記発振回路部の周波数を該直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期させる同期手段と、前記駆動電流位相検出部または前記制動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端にいたる信号経路のいずれかの部分に挿入された移相回路部を有し、該移相回路部は、前記発振回路部が前記直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期して発振している状態に於いて、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整することを特徴とする。
【００２８】
２．位相比較器およびＶＣＯを有するＰＬＬ回路部と、該ＰＬＬの出力に基づいて駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧位相検出部を有し、前記ＰＬＬ回路部の前記位相比較器の一方の入力を前記直列共振回路電流演算部の出力に基づく信号とし、他方の入力を前記駆動電圧位相検出部の出力に基づく信号とし、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるようにすることを特徴とする。
【００２９】
３．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部を有し、前記駆動電流位相検出部または前記直列共振回路電流演算部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように制御するとともに、前記直列共振回路電流演算部の出力振幅を検出する直列共振回路電流検出部を設け、該直列共振回路電流検出部の出力が一定になるように前記駆動パルス幅を制御することを特徴とする。
【００３０】
４．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部を有し、該駆動電流位相検出部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより該発振回路部の発振周波数を前記圧電振動子の振動周波数に同期させる圧電振動子駆動回路において、前記駆動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端に至る信号経路のいずれかの部分に移相回路部を設け、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整したことを特徴とする。
【００３１】
５．上記１、３または４において、前記発振回路部は一部に三角波または鋸歯状波を発生するように構成され、また前記駆動パルス作成部は２つの比較入力端に印加された信号の大小関係に応じて出力パルス幅を制御するＰＷＭコンパレータを有し、該ＰＷＭコンパレータの少なくとも一方の比較入力端には前記発振回路部に発生する三角波または鋸歯状波が印加され、他方の比較入力端には前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号に基づく信号が印加されていることを特徴とする。
【００３２】
６．上記５において前記ＰＷＭコンパレータの前記他方の入力端には誤差電圧増幅器を介して前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号が印加されていることを特徴とする。
【００３３】
７．上記１、２、３、５または６において、前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された容量Ｃｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が容量Ｃｃに接続された容量Ｃｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが容量Ｃｂと容量Ｃｃとの容量比Ｃｂ／Ｃｃとほぼ等しいことを特徴とする。
【００３４】
８．あるいは上記１、２、３、５または６において、前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された抵抗Ｒｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が抵抗Ｒｃに接続された抵抗Ｒｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｂの抵抗比Ｒｃ／Ｒｂとほぼ等しいことを特徴とする。
【００３５】
９．上記１から８において、前記出力駆動部は相補型トランジスタで構成されたインバータと、一方の端子が該インバータの出力端に接続されたインダクタと一方の端子が電源に接続された容量との直列回路で構成され、該インダクタと該容量の直列回路の共振周波数は、圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該インダクタと該容量の接続点を出力端とすることを特徴とする。
【００３６】
１０．上記１から８において、前記出力駆動部は、一方の端子が電源に接続され、他方の端子がＭＯＳトランジスタのドレイン又はバイポーラトランジスタのコレクタに接続された第１のインダクタと第１の容量の並列回路と、一方の端子が該ドレイン又は該コレクタに接続され、他方の端子が前記ＭＯＳトランジスタのソース又はバイポーラトランジスタのエミッタとともに接地された第２のインダクタと第２の容量の直列回路から構成され、前記第１のインダクタと前記第１の容量の並列回路および前記第２のインダクタと前記第２の容量の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該第２のインダクタと第２の容量との接続点を出力端としたことを特徴とする。
１１．上記１から１０において、圧電振動子を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３７】
以上のように本発明による圧電振動子駆動回路は、前記圧電振動子のＬＣ直列共振回路を流れる電流Ｉｘと前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差が０となるような周波数、すなわち該ＬＣ直列共振回路の共振周波数で圧電振動子を駆動することができるので、該ＬＣ直列共振回路のインピーダンスは最低となり、同一の駆動電圧で最大の振動能力を負荷に供給でき、駆動に必要な昇圧電圧を低く押さえることができる。
【００３８】
加えて出力駆動部に同調昇圧部を設けることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータやトランスなどの昇圧に必要な大型部品を排除することが可能となり、それらで消費されていた損失が削減されるから、全体として大幅な効率改善が実現できる。
【００３９】
前記圧電振動子の振動に係る、一定に維持すべき電圧または電流のレベル信号を誤差電圧増幅器を介して前記ＰＷＭコンパレータに入力することにより、圧電振動子の駆動条件を高精度に制御することが可能となる。また前記直列共振回路電流演算部の出力振幅が一定になるように制御すれば、前記直列共振回路電流、すなわち負荷に流れる電流を一定に保つことができるので、圧電振動子の振動を精度良く一定に制御することができる。
【００４０】
三角波または鋸歯状波を出力する発振回路部を用い、その三角波または鋸歯状波を前記ＰＷＭコンパレータの比較信号として利用すれば、圧電振動子の駆動条件を一定に保つための回路構成が大幅に簡素化できる。また回路の一部をＰＬＬに置き換えることも構成の簡素化に役立つ。
【００４１】
このように本願発明によれば、起動操作後ただちに噴霧動作が開始され、かつ低電力で効率よく安定した噴霧動作が行える小型の噴霧装置を供給することができ、その効果は特に電池駆動の携帯型において顕著である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】圧電振動子の等価回路を示す回路図である。
【図３】圧電振動子のシミュレーション回路を示す回路図である。
【図４】本発明に用いる移相回路の例を示す回路図である。
【図５】圧電振動子の周波数特性を示す特性図である。
【図６】第１の実施形態に於ける各部の波形を示す波形図である。
【図７】電流位相検出部に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図８】出力駆動部に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図９】駆動パルスの変調に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態を示す回路図である。図１において１００は主電源で、携帯型の場合は電池が用いられる。主電源の電圧をＶＣＣと表記する。
【００４４】
符号１１３は発振回路部であり、図示した構成において点Ａにはデューティ比５０％の矩形波が、また点Ｂには三角波が生成される。本願発明においては、発振回路部１１３の出力は点Ｂより取られる。
【００４５】
符号１０３はＰＷＭコンパレータであり、差動増幅器Ａ１０３の正入力端は発振回路部１１３の点Ｂに接続され、負入力端は後述する誤差電圧増幅器１０１の出力端である点Ｃに接続される。差動増幅器Ａ１０３の出力端には、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間にのみ低電位が出力され、該期間以外は高電位が出力される。この出力はインバータＧ１０２により反転されて次に述べる出力駆動部１０４の入力端である点Ｄに供給される。
【００４６】
符号１０４は出力駆動部であって、本実施形態においてはＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ１０１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１０２で構成されるインバータと、該インバータの出力端に接続される、インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路で構成される同調昇圧部１５１からなる。該インバータの入力端である点Ｄには前記ＰＷＭコンパレータの出力が供給され、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間にのみ、点Ｄに高電位の駆動パルスが印加されることになる。該期間を駆動パルス幅と言う。インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の接続点Ｅには、前記駆動パルス幅に応じた大きさの昇圧された正弦波の駆動電圧Ｖｅが生じ、圧電振動子１０７に供給される。
【００４７】
インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路の共振周波数は、圧電振動子１０７の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路は同調昇圧部１５１を形成する。
【００４８】
同調昇圧部１５１は、本願発明においては必須の構成ではないが、この同調昇圧部１５１は昇圧能力を大幅に高め、また、単に昇圧能力を高めるだけでなく、圧電振動子１０７に歪みの少ないきれいな正弦波電圧を印加し、余分な高調波成分を生じさせないで効率よく圧電振動子１０７を駆動でき、さらに電流波形の位相を正確に検出できるという利点もある。
【００４９】
符号１０５は制動電流位相検出部であり、点Ｅに発生した駆動電圧Ｖｅは点Ｋにおいて容量Ｃａと容量Ｃｂによって分圧され、制動電流位相信号として後述する直列共振回路電流演算部１０９に供給される。
【００５０】
符合１０６は駆動電流位相検出部である。容量Ｃｃの一方の端子は接地され他方の端子は点Ｌにおいて圧電振動子１０７に接続される。圧電振動子１０７の他方の端子には点Ｅから駆動電圧Ｖｅが印加される。点Ｌには圧電振動子１０７全体に流れる駆動電流位相信号が現れ、この信号が直列共振回路電流演算部１０９に供給される。
【００５１】
制動電流位相検出部１０５における前記容量Ｃａ、Ｃｂと駆動電流位相検出部１０６における容量Ｃｃ、および圧電振動子１０７の制動容量Ｃｏの関係はＣａ／Ｃｏ＝Ｃｂ／Ｃｃとなるように設定される。
【００５２】
符合１０９は直列共振回路電流演算部であり、制動電流位相検出部１０５からの制動電流位相信号は抵抗Ｒ１０６を介して差動増幅器Ａ１０１の負入力端に供給され、駆動電流位相検出部１０６からの駆動電流位相信号は抵抗Ｒ１０５を介して差動増幅器Ａ１０１の正入力端に供給される。差動増幅器Ａ１０１の該正入力端はさらに抵抗Ｒ１０３を介して後述する定電圧化電源部の点Ｆの電位にバイアスされ、前記負入力端は抵抗Ｒ１０４を介して差動増幅器Ａ１０１の出力端Ｇに接続される。
【００５３】
直列共振回路電流演算部１０９の出力には直列共振回路電流Ｉｘの９０度遅れた相似波形の信号が得られる。
【００５４】
符合１１０は移相回路部であり、直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相を調整する。移相回路の具体例を図４に示す。図４（ａ）は進み移相回路、図４（ｂ）は遅れ移相回路である。
【００５５】
移相回路部１１０は、次に述べる波形整形部での位相反転や、他の回路の構成部分における遅延および各構成部品の特性をふまえて、適宜進み位相、遅れ位相のいずれかが採用され、直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧Ｖｅの位相差がほぼ０となるように調整される。
【００５６】
符合１１１は波形整形部、符合１１２は微分回路部であり、波形整形部１１１は移相回路部１１０の出力波形を矩形波に整形し、微分回路部１１２を通して該矩形波の立ち上がりと立ち下がり信号が発振回路部１１３の点Ｂに供給される。発振回路部１１３は該立ち上がり又は立ち下がり信号でトリガーされて直列共振回路電流演算部１０９の出力周波数に同期する。従って微分回路部１１２は同期手段である。
【００５７】
符合１０１は誤差電圧増幅器であり、符合１０８は駆動電圧検出部である。誤差電圧増幅器１０１には一般的には差動増幅器が使用されるが、この実施形態ではシャントレギュレータＤ１０２を用いた場合を示している。シャントレギュレータＤ１０２のアノード端子は接地され、カソード端子は点Ｊに接続され、ＲＥＦ端子は点Ｎに接続され、点Ｎは駆動電圧検出部１０８の出力端に接続される。駆動電圧検出部１０８は圧電振動子１０７に印加される駆動電圧Ｖｅを整流し駆動電圧Ｖｅの大きさに比例した直流レベル信号を出力する。
【００５８】
シャントレギュレータＤ１０２はアノードを基準としたＲＥＦ端子の電位が一定の基準電位を超えるとカソ−ドとアノード間がシャント状態になる。従って圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅが上昇し、点Ｎの電位が一定の基準電位を超えると、点Ｊの電位は急速に低下し、従って点Ｊの電位を分圧した点Ｃの電位も低下する。
【００５９】
前述のように、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅの大きさは駆動パルス幅に依存し、該駆動パルス幅は、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間であるから、点Ｃの電位が低下すると駆動パルスが幅が減少し、結局駆動電圧Ｖｅの振幅は低下することになる。
【００６０】
逆に、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅが低下し、点Ｎの電位が一定の基準電位を下回ると、点Ｊの電位は急速に上昇し、従って点Ｃの電位が上昇するため、駆動パルスが幅が増加し、駆動電圧Ｖｅの振幅は増大する。そこで誤差電圧増幅器１０１および駆動電圧検出部各部１０８の各回路定数を適切に設定することにより圧電振動子に印加される駆動電圧Ｖｅの振幅を常に一定に保つようにすることができる。
【００６１】
符合１０２はＰＷＭ最大変調設定部である。上記のように誤差電圧増幅器１０１および駆動電圧検出部１０８の各回路定数を設定した結果、場合によっては点Ｃの電位が高くなりすぎてＰＷＭコンパレータ１０３から出力されるパルスの幅が許容範囲を超えてしまうことが考えられる。このような虞がある場合は点Ｃの電位上昇に制限を設けることが望ましい。図示した回路は点Ｃの電位がＶＤＤの（１／２）を超えないように制限している。
【００６２】
この実施例においては誤差電圧増幅器１０１、ＰＷＭ最大変調設定部１０２、ＰＷＭコンパレータ１０３が駆動パルス作成部１５０を形成する。
【００６３】
符合１１４は定電圧化電源部である。圧電振動子１０７を駆動するための駆動電圧Ｖｅは定電圧化電源部１１４にも供給され、ショットキーダイオードＤ１０３と容量１１２により整流され、さらツェナーダイオードＤ１０４により定電圧化される。この定電圧化電源部１１４の出力ＶＤＤは前記出力駆動部を除く、特に精密さが要求される回路部分に電源として供給される。またその出力ＶＤＤが抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２によって分圧され、これら２つの抵抗値が同一に設定してあるため、点Ｆには（１／２）＊ＶＤＤの電圧が生成され、図１の実施形態では直列共振回路電流演算部１０９とＰＷＭ最大変調設定部１０２にバイアス電位として供給されている。
【００６４】
この第１の実施の形態を用い、前記等価抵抗が大きい場合について回路シミュレーションした結果を図６に示す。同図中のアルファベット記号は、Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚを除いて図１に示した対応する各点の電位を示す。ただしＭは図３にしめす点Ｍの電位である。またＩｙは図３に示す圧電振動子の等価回路Ｓｘ’において、制動容量Ｃｏに流れる制動電流を、Ｉｘは同図においてＣｘ、Ｌｘ、Ｒｘの直列回路を流れる直列共振回路電流を、Ｉｚは容量Ｃｃを介して圧電振動子全体に流れる駆動電流を示している。
【００６５】
図６（ａ）は本願発明の図１に示す実施形態において、本願発明の技術思想に基づいて、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅ（Ｅ）と、直列共振回路電流Ｉｘの位相がほぼ０となるように、すなわち直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相が駆動電圧Ｖｅ（Ｅ）に対してほぼ９０度遅れるように移相回路部１１０の調整を行った場合の各波形を示している。
【００６６】
なお、この実施形態では制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６に容量Ｃａ、Ｃｂ，Ｃｃを用いたが、図７に示すように容量Ｃｂ、Ｃｃに代えてそれぞれ（Ｃａ／Ｃｏ）＝（Ｒｃ／Ｒｂ）となるような抵抗Ｒｂ、Ｒｃを用いることもできるが、この場合は直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相は基本的には直列共振回路電流Ｉｘと同相であるので、移相回路部１１０の調整もこれに対応させる必要がある。さらに挿入する抵抗Ｒｃを大きくすると直列共振回路電流Ｉｘのピーク電流を制限することになるため、容量Ｃｃを用いる構成とすることが望ましい。
【００６７】
また出力駆動回路部１０４の形態としては本実施形態で示したもののほか、図８（ａ）、（ｂ）に示すような形態が適用できる。図８（ａ）、（ｂ）においては容量Ｃ８０１とインダクタＬ８０２の並列回路および容量Ｃ８０３とインダクタＬ８０４の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子１０７の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定される。なお本実施形態および図８（ａ）、（ｂ）に示す出力駆動回路部１０４の構成において、使用トランジスタはすべてＭＯＳトランジスタとしたが、もちろんバイポーラトランジスタを用いても良い。すなわち、図８（ａ）、（ｂ）においてトランジスタＴ２０２をバイポーラトランジスタとしても良いし、また図１においてＴ１０１、Ｔ１０２で構成されるＭＯＳインバータは最終段をバイポーラトランジスタで構成する複合的な形態に変更することもできる。
【００６８】
また本実施形態では駆動電圧が一定になるように駆動パルス幅を制御したが、図９に示すように、直列共振回路電流演算部１０９の出力振幅を、必要に応じて増幅し、整流する直列共振回路電流検出部９０１に供給すれば、直列共振回路電流Ｉｘの大きさに比例した直流レベル信号が得られるから、この信号を駆動電圧検出部１０８の出力に代えて駆動パルス作成部１５０に供給すれば、直列共振回路電流Ｉｘの大きさを常に一定に保つように制御することができる。
【００６９】
この実施形態では移相回路部１１０を直列共振回路電流演算部１０９の直後に設けたが、最終的に直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧の位相差が０にできるところであればどこに設けても良い。
【００７０】
例えば駆動パルス作成部１５０と出力駆動部１０４の間に設けることもできる。また移相回路部１１０の構成は図４に示したものに限定するものではなく、例えば設置箇所によってはデジタル移相器を用いても良い。また発振回路部１１３は三角波ではなく鋸歯状波を生成するものであっても良い。
【００７１】
なお、前記負荷変動が小さい場合は駆動電流Ｉｚと直列共振回路電流Ｉｘの位相差Ｐｘｙの変動はかなり小さくなるので、直列共振回路電流演算部１０９を用いる事無く駆動電流Ｉｚのみを検出し、駆動電流Ｉｚと駆動電圧Ｖｅとの位相差を０ではなく、想定される前記Ｐｘｙだけずれた状態、すなわち駆動電流が最大値となる周波数より高い周波数で位相ロックがかかるように設定してもよい。この場合でも前記出力駆動部の構成や前記駆動パルス作成部１５０にかかる発明は有効である。
【００７２】
（第２の実施形態）
図１０は本発明の第２の実施形態を示す回路ブロック図である。この実施形態ではＰＬＬ回路部３１０を利用する。このＰＬＬ回路部３１０はＶＣＯ（電圧制御発振器）と位相比較器を内蔵し、２つの位相比較入力端ＩＮ−Ａ、ＩＮ−Ｂを有する。このＰＬＬ回路部３１０の機能を用いるとＩＮ−ＡとＩＮ−Ｂに入力された２つの信号の位相差が０となるように前記ＶＣＯの発振周波数と発振位相を制御することができる。
【００７３】
そこで圧電振動子１０７にかかる駆動電圧Ｖｅと、直列共振回路電流Ｉｘの波形を前記２つの位相比較入力端に入力する事ができれば、ＰＬＬの働きにより直列共振回路電流Ｉｘの位相と駆動電圧Ｖｅの位相が一致する事になる。そこで駆動電圧の波形を検出するために、本実施例では該駆動電圧を単純に容量分割する駆動電圧位相検出部３００を設けている。また制動電流位相検出部を流用することもできる。
【００７４】
また制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６は図１の場合と同様の構成を用いている。この場合直列共振回路電流演算部１０９の出力は前述のように実際の直列共振回路電流Ｉｘよりも９０度遅れているから、移相回路部１１０を用いて直列共振回路電流演算部１０９の出力を９０度進めて駆動電圧Ｖｅと位相比較する構成としている。このようにすれば、ＰＬＬ回路部３１０は駆動電圧Ｖｅと共振回路電流Ｉｘの位相が０となるようにＶＣＯの周波数と発振位相を制御する。
【００７５】
前記ＰＬＬの入力端に印加する信号はデジタル信号が要求されるため、移相回路部１１０の出力と駆動電圧位相検出部３００からの信号はそれぞれ波形整形部３３０において整形される。
【００７６】
この実施形態では第１の実施例で用いた発振回路部１１３が省略されているため、前記ＰＷＭコンパレータに印加する３角波電圧波形が得られない。従って発振回路１１３に変わるものとして本実施形態では前記ＰＬＬ回路部のＶＣＯ出力に同期して三角波を出力するＰＷＭ用三角波作成部３２０を設けている。無論鋸歯状波を生成するものであっても良い。
【００７７】
また、この実施形態でも移相回路部１１０を直列共振回路電流演算部１０９の直後に設け、移相回路部１１０の出力信号と前記駆動電圧位相検出部３００の出力信号とをＰＬＬ回路部３１０によって位相比較したが、移相回路部１１０は最終的に直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧の位相差が０にできるところであればどこに設けても良い。
【００７８】
例えば直列共振回路電流演算部１０９の出力信号を遅らせるかわりに、駆動電圧位相検出部３００の出力信号を進めてもよいし、あるいはまた駆動電圧位相検出部３００の出力信号と直列共振回路電流演算部１０９の出力信号とをそれぞれ波形整形した上で直接ＰＬＬ回路部３１０で位相比較しても良く、この場合はＶＣＯ出力の位相が前記第１の実施形態の場合に比べ、９０度遅れた位相となるので、ＰＬＬ回路部３１０の出力と前記出力駆動部１０４の入力端の間のいずれかの信号経路に移相回路部１１０を挿入し信号位相を９０度進めればよい。
【００７９】
この実施形態では制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６を図１の場合と同様の構成としたが、前記図７に示した構成とすることも出来る。この場合は前記直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相は前記直列共振回路電流Ｉｘと同相になるため、基本的には移相回路部１１０は不要であるが、前述のように挿入する抵抗Ｒｃは直列共振回路電流Ｉｘのピーク電流を制限することになるため、容量Ｃｃを用いる構成とすることが望ましい。
【００８０】
またこの実施形態では前述の直列共振回路電流Ｉｘを一定にする例を示している。直列共振回路電流演算部１０９の出力は直列共振回路電流検出部３４０において整流されて直流のレベル信号に変換される。該レベル信号は誤差電圧増幅器１０１を介して前記ＰＷＭコンパレータ１０３に送られる。この構成により直列共振回路電流Ｉｘが一定に保たれる。この場合、必要があれば直列共振回路電流演算部１０９の出力を増幅してから整流しても良い。もちろん前記第１の実施形態と同様に駆動電圧Ｖｅが一定になるような制御方法を採用することも出来る。
【００８１】
さらにこの実施形態においては制動電流位相検出部１０５の出力は駆動電圧Ｖｅと同相であるから、駆動電圧位相検出部３００を削除し、代わりに制動電流位相検出部１０５の出力を用いても良い。
【符号の説明】
【００８２】
１０１ 誤差電圧増幅器
１０２ ＰＷＭ最大変調設定部
１０３ ＰＷＭコンパレータ
１０４ 出力駆動部
１０５ 制動電流位相検出部
１０６ 駆動電流位相検出部
１０７ 圧電振動子
１０８ 駆動電圧検出部
１０９ 直列共振回路電流演算部
１１０ 移相回路部
１１２ 微分回路部（同期手段）
１１３ 発振回路部
１１４ 定電圧化電源部
３１０ ＰＬＬ回路部
３２０ ＰＷＭ用三角波作成部
９０１ 直列共振回路電流検出部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電振動子の機械的振動を利用する装置の、該圧電振動子の駆動回路に関するものである。本発明は種々の装置に利用可能であり、適用範囲を特に限定するものではないが、代表例として、以下液体を霧状にして噴霧する携帯型噴霧装置に利用した場合について説明する。
【背景技術】
【０００２】
圧電振動子を利用した噴霧装置は従来多くの用途に用いられて来たが、用途によっては携帯型が望まれる。携帯型噴霧装置では電池を電源とするため、当然に低消費電力が求められ、同時に簡便で使い勝手の良いものが期待される。
【０００３】
また携帯型の場合は、装置の姿勢など使用状態が頻繁に変化し、圧電振動子にかかる負荷の状態が常に変化することが予想されるので、変動する負荷に対して前記圧電振動子の振動を一定に保つための何らかの手段が必要である。
また量産時の振動子の共振周波数、負荷抵抗等の固体のバラツキの吸収をする手段が必要である。
【０００４】
さらに携帯型の場合は装置全体の小型化も大きな課題となる。低電力化による使用電池の小型化、使用する部品の小型化、部品点数の削減などを同時に図れることが望ましい。例えば圧電振動子の駆動に必要な高電圧を得るために昇圧手段が必要であるが、従来のＤＣ−ＤＣコンバータやトランスを使用する方法では大きな部品が必要となり、また昇圧部での電力損失も問題となる。従って出来るだけ低い昇圧電圧で圧電振動子を駆動し、また昇圧回路もできるだけ簡素化し、総合的に効率の良いシステムとすることが望ましい。
【０００５】
圧電振動子の駆動形態としては、大きく強制駆動式（他励式）と自励振動式に分けられる。強制駆動型は圧電振動子に外部信号を加えて強制的に振動させる方式であり、起動が早く使い勝手は良いが前記外部信号の周波数は圧電振動子の共振周波数と直接的な関係が無いため、駆動に要する電力が大きくなる傾向にあり携帯用に適しているとは言い難い。
【０００６】
自励振動式は圧電振動子を共振器とする発振回路を形成し、圧電振動子をその共振周波数で振動させる方式であり、損失が少なく消費電力を小さくできる利点があるが、圧電振動子の振動が十分に成長するまでに時間がかかり、使い勝手の点で問題がある。
【０００７】
そこで、基本的には自励発振器を有する強制駆動式であるが、その自励発振器の発振周波数が前記圧電振動子の共振周波数となるように帰還回路を設ける方式（以下、帰還式と言う）が提案されている。
【０００８】
特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４にはそれぞれ帰還式に関しての技術が開示されているが、これらの技術は文言上は駆動周波数を圧電振動子の共振周波数に追従させるとしているものの、実際には圧電振動子のＬＣ直列共振回路の共振周波数ではなく、制動容量も含めた圧電振動子全体として共振周波数を指しており、大まかに分類すると次の２つとなる。
１：圧電振動子全体に流れる電流が最大になるように駆動周波数を制御する。
２：圧電振動子全体に流れる電流と駆動電圧の位相が一致するように駆動周波数を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平１−２９３１７０号公報
【特許文献２】特開平５−２３６４６号公報
【特許文献３】特開平５−２１２３３１号公報
【特許文献４】特開平６−６３５０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図２は圧電振動子Ｓｘの等価回路Ｓｘ’を示している。図２において圧電振動子Ｓｘは等価回路Ｓｘ’に示すように、等価容量Ｃｘ、等価インダクタンスＬｘ、等価抵抗Ｒｘの直列回路に制動容量Ｃｏが並列に接続される構成の等価回路Ｓｘ’で表される。等価容量Ｃｘ、等価インダクタンスＬｘ、等価抵抗Ｒｘの直列回路はＬＣ直列共振回路を形成する。圧電振動子の振動が液の噴霧をする時はその振動に対して負荷がかかるが、その負荷は等価回路上はＳｘ’における等価抵抗Ｒｘの値が大きくなったように表される。
【００１１】
図５（ａ）、（ｂ）は図２に示した等価回路に駆動電圧Ｖｅを印加した時の周波数特性図である。前記ＬＣ直列共振回路に流れる電流をＩｘ（以下直列共振回路電流Ｉｘと言う）、制動容量Ｃｏに流れる電流をＩｙ（以下制動電流Ｉｙと言う）、圧電振動子全体に流れる電流をＩｚ（以下駆動電流Ｉｚと言う）で示し、また各電流の印加電圧に対する位相をそれぞれＰｘ、Ｐｙ、Ｐｚで示している。位相の単位は度でありグラフの右側のスケールで示してある。
【００１２】
図５（ａ）は前記等価抵抗が小さい場合、（ｂ）は負荷がかかって該Ｒｘが大きくなった場合を示している。（ａ）、（ｂ）とも印加する駆動電圧Ｖｅの振幅は同一であり、また電流スケール、位相スケールとも同一にしてある。
【００１３】
周波数ｆｘは直列共振周波数であり、等価容量Ｃｘと等価インダクタンスＬｘが直列共振状態となり、そのインピーダンスは０となるため、ここに流れる直列共振回路電流Ｉｘは完全に抵抗性となり、従ってその位相Ｐｘは駆動電圧Ｖｅの位相と一致し、また前記等価抵抗に最大の電力を供給する。従って同一駆動電圧Ｖｅで前記負荷に最大限の電力を供給するためには駆動周波数を直列共振周波数ｆｘとしなければならない。直列共振周波数ｆｘは負荷によって変わることはないが、温度には依存する。
【００１４】
図５（ａ）において、前記１に示した従来技術では、駆動電流Ｉｚが最大になるような駆動周波数ｆｚ１で圧電振動子を駆動することになる。また前記２に示した従来技術では、駆動電流Ｉｚの駆動電圧Ｖｅに対する位相Ｐｚが０になるような駆動周波数ｆｚ２で圧電振動子を駆動することになる。図５（ａ）で明らかなように、上記駆動周波数ｆｚ１、ｆｚ２はいずれも直列共振回路電流Ｉｘが最大となる直列共振周波数ｆｘからはずれていることがわかる。
【００１５】
また図５（ｂ）の状態では前記１に記載の従来技術では駆動周波数としてｆｚ１が求められるが、図５（ａ）と比較すれば明らかなように駆動周波数ｆｚ１と直列共振周波数ｆｘとの差は大きくなっている。また前記２に記載の従来技術では駆動電流Ｉｚの位相Ｐｚが０となる周波数が存在しないので制御不能となる。
【００１６】
上記の問題は圧電振動子に流れる駆動電流Ｉｚが直列共振回路電流Ｉｘと制動電流Ｉｙとの合成であることに起因する。制動電流Ｉｙは容量性であるため、駆動電圧Ｖｅに対して進み位相となり、従って駆動電流Ｉｚも駆動電圧Ｖｅに対して進み位相となる。また該駆動電流Ｉｚが最大になる周波数ｆｚ１は直列共振周波数ｆｘよりも低くなる。
【００１７】
また負荷変動があれば前記等価抵抗に流れる電流すなわち直列共振回路電流Ｉｘも変化し、実際の回路では駆動電圧Ｖｅの大きさが変化してしまう。そこで駆動電圧Ｖｅの大きさを一定にしたり、あるいは電流を一定にする制御が行われるが、定電流化については従来は駆動電流Ｉｚを定電流化していたため、直列共振回路電流Ｉｘはやはり負荷によって変動する結果となっていた。
【００１８】
本発明は上記問題を解決し、例えば噴霧装置において起動操作直後からすばやく噴霧を開始するとともに、低い昇圧電圧でも強力な安定した噴霧動作が可能な、特に携帯型のように電池駆動させる装置に最適な圧電振動子駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
図５（ａ）、（ｂ）において、直列共振回路電流Ｉｘを直接検出することは不可能で、外部から検出可能な電流は駆動電流Ｉｚのみである。駆動電流Ｉｚは直列共振回路電流Ｉｘと制動電流Ｉｙとの合成であるから、制動電流Ｉｙがわかれば直列共振回路電流Ｉｘは（Ｉｚ−Ｉｙ）として求められるはずである。
【００２０】
図３は圧電振動子の挙動をシミュレーションするために用いた回路を示す回路図であり実際の使用状況に合わせて圧電振動子全体を流れる駆動電流Ｉｚを検出するための検出器としての容量Ｃｃを付加している。圧電振動子の等価回路Ｓｘ’は点Ｌにおいて容量Ｃｃと直列接続される。
【００２１】
図３に於ける容量Ｃａ、Ｃｂは上記考察を検証するためのもので、点Ｋで接続された容量Ｃａと容量Ｃｂの直列回路が、前記圧電振動子の等価回路Ｓｘ’と容量Ｃｃとの直列回路に対し並列に接続される。容量Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｏの関係は（Ｃａ／Ｃｏ）＝（Ｃｂ／Ｃｃ）となるように設定されている。容量Ｃａ、Ｃｂを介して流れる電流Ｉｓは制動容量Ｃｏに流れる制動電流Ｉｙを模擬する。
【００２２】
図３に示す回路に正弦波を加えたシミュレーション結果を図５（ｃ）に示す。等価抵抗Ｒｘの値は図５（ｂ）の場合と同じ値にしてある。図５（ｃ）においてＶｋ、Ｖｌは図３に示す点Ｋ、Ｌの電圧を示し、Ｐｋ，ＰｌはそれぞれＶｋ、Ｖｌの、印加電圧に対する位相を示している。また「Ｖｌｋ」はＶｌからＶｋを位相を含めて引いた結果であり、ＰｌｋはＶｌｋの位相である。
【００２３】
図５（ｃ）を図５（ｂ）と比較すると、Ｖｌｋの形状はほぼＩｘの形状の相似である事がわかる。Ｖｌｋ波形の頂点は駆動周波数ｆｘでＩｘの頂点と一致する。ただし、駆動周波数ｆｘにおいてＩｘの位相Ｐｘが０度であるのに対し、Ｖｌｋの位相Ｐｌｋは−９０度である。これは容量を流れる電流が電圧に対して９０度進むため、電流位相を電圧位相で検出した場合、９０度遅れるためである。なお、Ｋ点の電圧Ｖｋは駆動電圧ＶｅをＣａ、Ｃｂで分圧しただけであるからその位相Ｐｋは０度である。
【００２４】
このようにして直列共振回路電流Ｉｘの波形を得ることができれば、移相回路を付加することにより直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧Ｖｅの位相を一致させる事が可能となり、同じ大きさの駆動電圧Ｖｅで等価抵抗Ｒｘに最大限の電力を供給することが実現できる。
【００２５】
すなわち駆動電流Ｉｚを位相も含めて検出する駆動電流位相検出回路と、模擬的に制動電流Ｉｙを検出する制動電流位相検出回路と、これらの検出回路の出力を演算して直列共振回路電流Ｉｘの波形を出力する直列共振回路電流演算回路とを設け、さらに位相を調整する移相回路を用いれば、駆動電圧Ｖｅの位相と直列共振回路電流Ｉｘの位相を一致させる制御が可能となる。
【００２６】
このように駆動電圧Ｖｅの位相と直列共振回路電流Ｉｘの位相を一致させる制御を行った場合、発振周波数は負荷の変動にかかわらず常に前記ｆｘは変化しない。すなわち図５（ａ）、（ｂ）を比較すれば明白なように、負荷が無い状態（ａ）でも負荷がある状態（ｂ）でも前記ｆｘは変わらない。すなわち負荷の変動によらず、常にｆｘなる周波数で圧電振動子を最大パワーで駆動し続ける事が可能になるのである。
【００２７】
そこで上記目的を達成するための本発明における圧電振動子駆動回路は、
１．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記発振回路部の周波数を該直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期させる同期手段と、前記駆動電流位相検出部または前記制動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端にいたる信号経路のいずれかの部分に挿入された移相回路部を有し、該移相回路部は、前記発振回路部が前記直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期して発振している状態に於いて、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整することを特徴とする。
【００２８】
２．位相比較器およびＶＣＯを有するＰＬＬ回路部と、該ＰＬＬの出力に基づいて駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧位相検出部を有し、前記ＰＬＬ回路部の前記位相比較器の一方の入力を前記直列共振回路電流演算部の出力に基づく信号とし、他方の入力を前記駆動電圧位相検出部の出力に基づく信号とし、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるようにすることを特徴とする。
【００２９】
３．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部を有し、前記駆動電流位相検出部または前記直列共振回路電流演算部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように制御するとともに、前記直列共振回路電流演算部の出力振幅を検出する直列共振回路電流検出部を設け、該直列共振回路電流検出部の出力が一定になるように前記駆動パルス幅を制御することを特徴とする。
【００３０】
４．発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部を有し、該駆動電流位相検出部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより該発振回路部の発振周波数を前記圧電振動子の振動周波数に同期させる圧電振動子駆動回路において、前記駆動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端に至る信号経路のいずれかの部分に移相回路部を設け、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整したことを特徴とする。
【００３１】
５．上記１、３または４において、前記発振回路部は一部に三角波または鋸歯状波を発生するように構成され、また前記駆動パルス作成部は２つの比較入力端に印加された信号の大小関係に応じて出力パルス幅を制御するＰＷＭコンパレータを有し、該ＰＷＭコンパレータの少なくとも一方の比較入力端には前記発振回路部に発生する三角波または鋸歯状波が印加され、他方の比較入力端には前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号に基づく信号が印加されていることを特徴とする。
【００３２】
６．上記５において前記ＰＷＭコンパレータの前記他方の入力端には誤差電圧増幅器を介して前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号が印加されていることを特徴とする。
【００３３】
７．上記１、２、３、５または６において、前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された容量Ｃｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が容量Ｃｃに接続された容量Ｃｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが容量Ｃｂと容量Ｃｃとの容量比Ｃｂ／Ｃｃとほぼ等しいことを特徴とする。
【００３４】
８．あるいは上記１、２、３、５または６において、前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された抵抗Ｒｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が抵抗Ｒｃに接続された抵抗Ｒｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｂの抵抗比Ｒｃ／Ｒｂとほぼ等しいことを特徴とする。
【００３５】
９．上記１から８において、前記出力駆動部は相補型トランジスタで構成されたインバータと、一方の端子が該インバータの出力端に接続されたインダクタと一方の端子が電源に接続された容量との直列回路で構成され、該インダクタと該容量の直列回路の共振周波数は、圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該インダクタと該容量の接続点を出力端とすることを特徴とする。
【００３６】
１０．上記１から８において、前記出力駆動部は、一方の端子が電源に接続され、他方の端子がＭＯＳトランジスタのドレイン又はバイポーラトランジスタのコレクタに接続された第１のインダクタと第１の容量の並列回路と、一方の端子が該ドレイン又は該コレクタに接続され、他方の端子が前記ＭＯＳトランジスタのソース又はバイポーラトランジスタのエミッタとともに接地された第２のインダクタと第２の容量の直列回路から構成され、前記第１のインダクタと前記第１の容量の並列回路および前記第２のインダクタと前記第２の容量の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該第２のインダクタと第２の容量との接続点を出力端としたことを特徴とする。
１１．上記１から１０において、圧電振動子を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３７】
以上のように本発明による圧電振動子駆動回路は、前記圧電振動子のＬＣ直列共振回路を流れる電流Ｉｘと前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差が０となるような周波数、すなわち該ＬＣ直列共振回路の共振周波数で圧電振動子を駆動することができるので、該ＬＣ直列共振回路のインピーダンスは最低となり、同一の駆動電圧で最大の振動能力を負荷に供給でき、駆動に必要な昇圧電圧を低く押さえることができる。
【００３８】
加えて出力駆動部に同調昇圧部を設けることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータやトランスなどの昇圧に必要な大型部品を排除することが可能となり、それらで消費されていた損失が削減されるから、全体として大幅な効率改善が実現できる。
【００３９】
前記圧電振動子の振動に係る、一定に維持すべき電圧または電流のレベル信号を誤差電圧増幅器を介して前記ＰＷＭコンパレータに入力することにより、圧電振動子の駆動条件を高精度に制御することが可能となる。また前記直列共振回路電流演算部の出力振幅が一定になるように制御すれば、前記直列共振回路電流、すなわち負荷に流れる電流を一定に保つことができるので、圧電振動子の振動を精度良く一定に制御することができる。
【００４０】
三角波または鋸歯状波を出力する発振回路部を用い、その三角波または鋸歯状波を前記ＰＷＭコンパレータの比較信号として利用すれば、圧電振動子の駆動条件を一定に保つための回路構成が大幅に簡素化できる。また回路の一部をＰＬＬに置き換えることも構成の簡素化に役立つ。
【００４１】
このように本願発明によれば、起動操作後ただちに噴霧動作が開始され、かつ低電力で効率よく安定した噴霧動作が行える小型の噴霧装置を供給することができ、その効果は特に電池駆動の携帯型において顕著である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】圧電振動子の等価回路を示す回路図である。
【図３】圧電振動子のシミュレーション回路を示す回路図である。
【図４】本発明に用いる移相回路の例を示す回路図である。
【図５】圧電振動子の周波数特性を示す特性図である。
【図６】第１の実施形態に於ける各部の波形を示す波形図である。
【図７】電流位相検出部に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図８】出力駆動部に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図９】駆動パルスの変調に係る他の実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４３】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態を示す回路図である。図１において１００は主電源で、携帯型の場合は電池が用いられる。主電源の電圧をＶＣＣと表記する。
【００４４】
符号１１３は発振回路部であり、図示した構成において点Ａにはデューティ比５０％の矩形波が、また点Ｂには三角波が生成される。本願発明においては、発振回路部１１３の出力は点Ｂより取られる。
【００４５】
符号１０３はＰＷＭコンパレータであり、差動増幅器Ａ１０３の正入力端は発振回路部１１３の点Ｂに接続され、負入力端は後述する誤差電圧増幅器１０１の出力端である点Ｃに接続される。差動増幅器Ａ１０３の出力端には、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間にのみ低電位が出力され、該期間以外は高電位が出力される。この出力はインバータＧ１０２により反転されて次に述べる出力駆動部１０４の入力端である点Ｄに供給される。
【００４６】
符号１０４は出力駆動部であって、本実施形態においてはＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ１０１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１０２で構成されるインバータと、該インバータの出力端に接続される、インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路で構成される同調昇圧部１５１からなる。該インバータの入力端である点Ｄには前記ＰＷＭコンパレータの出力が供給され、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間にのみ、点Ｄに高電位の駆動パルスが印加されることになる。該期間を駆動パルス幅と言う。インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の接続点Ｅには、前記駆動パルス幅に応じた大きさの昇圧された正弦波の駆動電圧Ｖｅが生じ、圧電振動子１０７に供給される。
【００４７】
インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路の共振周波数は、圧電振動子１０７の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、インダクタＬ１０１と容量Ｃ１０５の直列回路は同調昇圧部１５１を形成する。
【００４８】
同調昇圧部１５１は、本願発明においては必須の構成ではないが、この同調昇圧部１５１は昇圧能力を大幅に高め、また、単に昇圧能力を高めるだけでなく、圧電振動子１０７に歪みの少ないきれいな正弦波電圧を印加し、余分な高調波成分を生じさせないで効率よく圧電振動子１０７を駆動でき、さらに電流波形の位相を正確に検出できるという利点もある。
【００４９】
符号１０５は制動電流位相検出部であり、点Ｅに発生した駆動電圧Ｖｅは点Ｋにおいて容量Ｃａと容量Ｃｂによって分圧され、制動電流位相信号として後述する直列共振回路電流演算部１０９に供給される。
【００５０】
符合１０６は駆動電流位相検出部である。容量Ｃｃの一方の端子は接地され他方の端子は点Ｌにおいて圧電振動子１０７に接続される。圧電振動子１０７の他方の端子には点Ｅから駆動電圧Ｖｅが印加される。点Ｌには圧電振動子１０７全体に流れる駆動電流位相信号が現れ、この信号が直列共振回路電流演算部１０９に供給される。
【００５１】
制動電流位相検出部１０５における前記容量Ｃａ、Ｃｂと駆動電流位相検出部１０６における容量Ｃｃ、および圧電振動子１０７の制動容量Ｃｏの関係はＣａ／Ｃｏ＝Ｃｂ／Ｃｃとなるように設定される。
【００５２】
符合１０９は直列共振回路電流演算部であり、制動電流位相検出部１０５からの制動電流位相信号は抵抗Ｒ１０６を介して差動増幅器Ａ１０１の負入力端に供給され、駆動電流位相検出部１０６からの駆動電流位相信号は抵抗Ｒ１０５を介して差動増幅器Ａ１０１の正入力端に供給される。差動増幅器Ａ１０１の該正入力端はさらに抵抗Ｒ１０３を介して後述する定電圧化電源部の点Ｆの電位にバイアスされ、前記負入力端は抵抗Ｒ１０４を介して差動増幅器Ａ１０１の出力端Ｇに接続される。
【００５３】
直列共振回路電流演算部１０９の出力には直列共振回路電流Ｉｘの９０度遅れた相似波形の信号が得られる。
【００５４】
符合１１０は移相回路部であり、直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相を調整する。移相回路の具体例を図４に示す。図４（ａ）は進み移相回路、図４（ｂ）は遅れ移相回路である。
【００５５】
移相回路部１１０は、次に述べる波形整形部での位相反転や、他の回路の構成部分における遅延および各構成部品の特性をふまえて、適宜進み位相、遅れ位相のいずれかが採用され、直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧Ｖｅの位相差がほぼ０となるように調整される。
【００５６】
符合１１１は波形整形部、符合１１２は微分回路部であり、波形整形部１１１は移相回路部１１０の出力波形を矩形波に整形し、微分回路部１１２を通して該矩形波の立ち上がりと立ち下がり信号が発振回路部１１３の点Ｂに供給される。発振回路部１１３は該立ち上がり又は立ち下がり信号でトリガーされて直列共振回路電流演算部１０９の出力周波数に同期する。従って微分回路部１１２は同期手段である。
【００５７】
符合１０１は誤差電圧増幅器であり、符合１０８は駆動電圧検出部である。誤差電圧増幅器１０１には一般的には差動増幅器が使用されるが、この実施形態ではシャントレギュレータＤ１０２を用いた場合を示している。シャントレギュレータＤ１０２のアノード端子は接地され、カソード端子は点Ｊに接続され、ＲＥＦ端子は点Ｎに接続され、点Ｎは駆動電圧検出部１０８の出力端に接続される。駆動電圧検出部１０８は圧電振動子１０７に印加される駆動電圧Ｖｅを整流し駆動電圧Ｖｅの大きさに比例した直流レベル信号を出力する。
【００５８】
シャントレギュレータＤ１０２はアノードを基準としたＲＥＦ端子の電位が一定の基準電位を超えるとカソ−ドとアノード間がシャント状態になる。従って圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅが上昇し、点Ｎの電位が一定の基準電位を超えると、点Ｊの電位は急速に低下し、従って点Ｊの電位を分圧した点Ｃの電位も低下する。
【００５９】
前述のように、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅの大きさは駆動パルス幅に依存し、該駆動パルス幅は、点Ｂの電位が点Ｃの電位を下回った期間であるから、点Ｃの電位が低下すると駆動パルスが幅が減少し、結局駆動電圧Ｖｅの振幅は低下することになる。
【００６０】
逆に、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅが低下し、点Ｎの電位が一定の基準電位を下回ると、点Ｊの電位は急速に上昇し、従って点Ｃの電位が上昇するため、駆動パルスが幅が増加し、駆動電圧Ｖｅの振幅は増大する。そこで誤差電圧増幅器１０１および駆動電圧検出部各部１０８の各回路定数を適切に設定することにより圧電振動子に印加される駆動電圧Ｖｅの振幅を常に一定に保つようにすることができる。
【００６１】
符合１０２はＰＷＭ最大変調設定部である。上記のように誤差電圧増幅器１０１および駆動電圧検出部１０８の各回路定数を設定した結果、場合によっては点Ｃの電位が高くなりすぎてＰＷＭコンパレータ１０３から出力されるパルスの幅が許容範囲を超えてしまうことが考えられる。このような虞がある場合は点Ｃの電位上昇に制限を設けることが望ましい。図示した回路は点Ｃの電位がＶＤＤの（１／２）を超えないように制限している。
【００６２】
この実施例においては誤差電圧増幅器１０１、ＰＷＭ最大変調設定部１０２、ＰＷＭコンパレータ１０３が駆動パルス作成部１５０を形成する。
【００６３】
符合１１４は定電圧化電源部である。圧電振動子１０７を駆動するための駆動電圧Ｖｅは定電圧化電源部１１４にも供給され、ショットキーダイオードＤ１０３と容量１１２により整流され、さらツェナーダイオードＤ１０４により定電圧化される。この定電圧化電源部１１４の出力ＶＤＤは前記出力駆動部を除く、特に精密さが要求される回路部分に電源として供給される。またその出力ＶＤＤが抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２によって分圧され、これら２つの抵抗値が同一に設定してあるため、点Ｆには（１／２）＊ＶＤＤの電圧が生成され、図１の実施形態では直列共振回路電流演算部１０９とＰＷＭ最大変調設定部１０２にバイアス電位として供給されている。
【００６４】
この第１の実施の形態を用い、前記等価抵抗が大きい場合について回路シミュレーションした結果を図６に示す。同図中のアルファベット記号は、Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚを除いて図１に示した対応する各点の電位を示す。ただしＭは図３にしめす点Ｍの電位である。またＩｙは図３に示す圧電振動子の等価回路Ｓｘ’において、制動容量Ｃｏに流れる制動電流を、Ｉｘは同図においてＣｘ、Ｌｘ、Ｒｘの直列回路を流れる直列共振回路電流を、Ｉｚは容量Ｃｃを介して圧電振動子全体に流れる駆動電流を示している。
【００６５】
図６（ａ）は本願発明の図１に示す実施形態において、本願発明の技術思想に基づいて、圧電振動子１０７の駆動電圧Ｖｅ（Ｅ）と、直列共振回路電流Ｉｘの位相がほぼ０となるように、すなわち直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相が駆動電圧Ｖｅ（Ｅ）に対してほぼ９０度遅れるように移相回路部１１０の調整を行った場合の各波形を示している。
【００６６】
なお、この実施形態では制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６に容量Ｃａ、Ｃｂ，Ｃｃを用いたが、図７に示すように容量Ｃｂ、Ｃｃに代えてそれぞれ（Ｃａ／Ｃｏ）＝（Ｒｃ／Ｒｂ）となるような抵抗Ｒｂ、Ｒｃを用いることもできるが、この場合は直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相は基本的には直列共振回路電流Ｉｘと同相であるので、移相回路部１１０の調整もこれに対応させる必要がある。さらに挿入する抵抗Ｒｃを大きくすると直列共振回路電流Ｉｘのピーク電流を制限することになるため、容量Ｃｃを用いる構成とすることが望ましい。
【００６７】
また出力駆動回路部１０４の形態としては本実施形態で示したもののほか、図８（ａ）、（ｂ）に示すような形態が適用できる。図８（ａ）、（ｂ）においては容量Ｃ８０１とインダクタＬ８０２の並列回路および容量Ｃ８０３とインダクタＬ８０４の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子１０７の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定される。なお本実施形態および図８（ａ）、（ｂ）に示す出力駆動回路部１０４の構成において、使用トランジスタはすべてＭＯＳトランジスタとしたが、もちろんバイポーラトランジスタを用いても良い。すなわち、図８（ａ）、（ｂ）においてトランジスタＴ２０２をバイポーラトランジスタとしても良いし、また図１においてＴ１０１、Ｔ１０２で構成されるＭＯＳインバータは最終段をバイポーラトランジスタで構成する複合的な形態に変更することもできる。
【００６８】
また本実施形態では駆動電圧が一定になるように駆動パルス幅を制御したが、図９に示すように、直列共振回路電流演算部１０９の出力振幅を、必要に応じて増幅し、整流する直列共振回路電流検出部９０１に供給すれば、直列共振回路電流Ｉｘの大きさに比例した直流レベル信号が得られるから、この信号を駆動電圧検出部１０８の出力に代えて駆動パルス作成部１５０に供給すれば、直列共振回路電流Ｉｘの大きさを常に一定に保つように制御することができる。
【００６９】
この実施形態では移相回路部１１０を直列共振回路電流演算部１０９の直後に設けたが、最終的に直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧の位相差が０にできるところであればどこに設けても良い。
【００７０】
例えば駆動パルス作成部１５０と出力駆動部１０４の間に設けることもできる。また移相回路部１１０の構成は図４に示したものに限定するものではなく、例えば設置箇所によってはデジタル移相器を用いても良い。また発振回路部１１３は三角波ではなく鋸歯状波を生成するものであっても良い。
【００７１】
なお、前記負荷変動が小さい場合は駆動電流Ｉｚと直列共振回路電流Ｉｘの位相差Ｐｘｙの変動はかなり小さくなるので、直列共振回路電流演算部１０９を用いる事無く駆動電流Ｉｚのみを検出し、駆動電流Ｉｚと駆動電圧Ｖｅとの位相差を０ではなく、想定される前記Ｐｘｙだけずれた状態、すなわち駆動電流が最大値となる周波数より高い周波数で位相ロックがかかるように設定してもよい。この場合でも前記出力駆動部の構成や前記駆動パルス作成部１５０にかかる発明は有効である。
【００７２】
（第２の実施形態）
図１０は本発明の第２の実施形態を示す回路ブロック図である。この実施形態ではＰＬＬ回路部３１０を利用する。このＰＬＬ回路部３１０はＶＣＯ（電圧制御発振器）と位相比較器を内蔵し、２つの位相比較入力端ＩＮ−Ａ、ＩＮ−Ｂを有する。このＰＬＬ回路部３１０の機能を用いるとＩＮ−ＡとＩＮ−Ｂに入力された２つの信号の位相差が０となるように前記ＶＣＯの発振周波数と発振位相を制御することができる。
【００７３】
そこで圧電振動子１０７にかかる駆動電圧Ｖｅと、直列共振回路電流Ｉｘの波形を前記２つの位相比較入力端に入力する事ができれば、ＰＬＬの働きにより直列共振回路電流Ｉｘの位相と駆動電圧Ｖｅの位相が一致する事になる。そこで駆動電圧の波形を検出するために、本実施例では該駆動電圧を単純に容量分割する駆動電圧位相検出部３００を設けている。また制動電流位相検出部を流用することもできる。
【００７４】
また制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６は図１の場合と同様の構成を用いている。この場合直列共振回路電流演算部１０９の出力は前述のように実際の直列共振回路電流Ｉｘよりも９０度遅れているから、移相回路部１１０を用いて直列共振回路電流演算部１０９の出力を９０度進めて駆動電圧Ｖｅと位相比較する構成としている。このようにすれば、ＰＬＬ回路部３１０は駆動電圧Ｖｅと共振回路電流Ｉｘの位相が０となるようにＶＣＯの周波数と発振位相を制御する。
【００７５】
前記ＰＬＬの入力端に印加する信号はデジタル信号が要求されるため、移相回路部１１０の出力と駆動電圧位相検出部３００からの信号はそれぞれ波形整形部３３０において整形される。
【００７６】
この実施形態では第１の実施例で用いた発振回路部１１３が省略されているため、前記ＰＷＭコンパレータに印加する３角波電圧波形が得られない。従って発振回路１１３に変わるものとして本実施形態では前記ＰＬＬ回路部のＶＣＯ出力に同期して三角波を出力するＰＷＭ用三角波作成部３２０を設けている。無論鋸歯状波を生成するものであっても良い。
【００７７】
また、この実施形態でも移相回路部１１０を直列共振回路電流演算部１０９の直後に設け、移相回路部１１０の出力信号と前記駆動電圧位相検出部３００の出力信号とをＰＬＬ回路部３１０によって位相比較したが、移相回路部１１０は最終的に直列共振回路電流Ｉｘと駆動電圧の位相差が０にできるところであればどこに設けても良い。
【００７８】
例えば直列共振回路電流演算部１０９の出力信号を遅らせるかわりに、駆動電圧位相検出部３００の出力信号を進めてもよいし、あるいはまた駆動電圧位相検出部３００の出力信号と直列共振回路電流演算部１０９の出力信号とをそれぞれ波形整形した上で直接ＰＬＬ回路部３１０で位相比較しても良く、この場合はＶＣＯ出力の位相が前記第１の実施形態の場合に比べ、９０度遅れた位相となるので、ＰＬＬ回路部３１０の出力と前記出力駆動部１０４の入力端の間のいずれかの信号経路に移相回路部１１０を挿入し信号位相を９０度進めればよい。
【００７９】
この実施形態では制動電流位相検出部１０５と駆動電流位相検出部１０６を図１の場合と同様の構成としたが、前記図７に示した構成とすることも出来る。この場合は前記直列共振回路電流演算部１０９の出力信号の位相は前記直列共振回路電流Ｉｘと同相になるため、基本的には移相回路部１１０は不要であるが、前述のように挿入する抵抗Ｒｃは直列共振回路電流Ｉｘのピーク電流を制限することになるため、容量Ｃｃを用いる構成とすることが望ましい。
【００８０】
またこの実施形態では前述の直列共振回路電流Ｉｘを一定にする例を示している。直列共振回路電流演算部１０９の出力は直列共振回路電流検出部３４０において整流されて直流のレベル信号に変換される。該レベル信号は誤差電圧増幅器１０１を介して前記ＰＷＭコンパレータ１０３に送られる。この構成により直列共振回路電流Ｉｘが一定に保たれる。この場合、必要があれば直列共振回路電流演算部１０９の出力を増幅してから整流しても良い。もちろん前記第１の実施形態と同様に駆動電圧Ｖｅが一定になるような制御方法を採用することも出来る。
【００８１】
さらにこの実施形態においては制動電流位相検出部１０５の出力は駆動電圧Ｖｅと同相であるから、駆動電圧位相検出部３００を削除し、代わりに制動電流位相検出部１０５の出力を用いても良い。
【符号の説明】
【００８２】
１０１ 誤差電圧増幅器
１０２ ＰＷＭ最大変調設定部
１０３ ＰＷＭコンパレータ
１０４ 出力駆動部
１０５ 制動電流位相検出部
１０６ 駆動電流位相検出部
１０７ 圧電振動子
１０８ 駆動電圧検出部
１０９ 直列共振回路電流演算部
１１０ 移相回路部
１１２ 微分回路部（同期手段）
１１３ 発振回路部
１１４ 定電圧化電源部
３１０ ＰＬＬ回路部
３２０ ＰＷＭ用三角波作成部
９０１ 直列共振回路電流検出部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記発振回路部の周波数を該直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期させる同期手段と、前記駆動電流位相検出部または前記制動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端にいたる信号経路のいずれかの部分に挿入された移相回路部を有し、該移相回路部は、前記発振回路部が前記直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期して発振している状態に於いて、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整することを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項２】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、位相比較器およびＶＣＯを有するＰＬＬ回路部と、該ＰＬＬの出力に基づいて駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧位相検出部を有し、前記ＰＬＬ回路部の前記位相比較器の一方の入力を前記直列共振回路電流演算部の出力に基づく信号とし、他方の入力を前記駆動電圧位相検出部の出力に基づく信号とし、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるようにすることを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項３】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部を有し、前記駆動電流位相検出部または前記直列共振回路電流演算部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように制御するとともに、前記直列共振回路電流演算部の出力振幅を検出する直列共振回路電流検出部を設け、該直列共振回路電流検出部の出力が一定になるように前記駆動パルス幅を制御することを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項４】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部を有し、該駆動電流位相検出部の出力信号を前記発振回路部に帰還する事により該発振回路部の発振周波数を前記圧電振動子の振動周波数に同期させる圧電振動子駆動回路（この箇所の修正は誤り（不要）です。）において、前記駆動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端に至る信号経路のいずれかの部分に移相回路部を設け、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整したことを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項５】
前記発振回路部は一部に三角波または鋸歯状波を発生するように構成され、また前記駆動パルス作成部は２つの比較入力端に印加された信号の大小関係に応じて出力パルス幅を制御するＰＷＭコンパレータを有し、該ＰＷＭコンパレータの少なくとも一方の比較入力端には前記発振回路部に発生する三角波または鋸歯状波が印加され、他方の比較入力端には前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号に基づく信号が印加されている事を特徴とする請求項１、請求項３または請求項４に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項６】
前記ＰＷＭコンパレータの前記他方の入力端には誤差電圧増幅器を介して前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号が印加されていることを特徴とする請求項５に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項７】
前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された容量Ｃｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が容量Ｃｃに接続された容量Ｃｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが容量Ｃｂと容量Ｃｃとの容量比Ｃｂ／Ｃｃとほぼ等しいことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項５または請求項６に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項８】
前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された抵抗Ｒｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が抵抗Ｒｃに接続された抵抗Ｒｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｂの抵抗比Ｒｃ／Ｒｂとほぼ等しいことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項５または請求項６に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項９】
前記出力駆動部は相補型トランジスタで構成されたインバータと、一方の端子が該インバータの出力端に接続されたインダクタと一方の端子が電源に接続された容量との直列回路で構成され、該インダクタと該容量の直列回路の共振周波数は、圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該インダクタと該容量の接続点を出力端とすることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項１０】
前記出力駆動部は、一方の端子が電源に接続され、他方の端子がＭＯＳトランジスタのドレイン又はバイポーラトランジスタのコレクタに接続された第１のインダクタと第１の容量の並列回路と、一方の端子が該ドレイン又は該コレクタに接続され、他方の端子が前記ＭＯＳトランジスタのソース又はバイポーラトランジスタのエミッタとともに接地された第２のインダクタと第２の容量の直列回路から構成され、前記第１のインダクタと前記第１の容量の並列回路および前記第２のインダクタと前記第２の容量の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該第２のインダクタと第２の容量との接続点を出力端としたことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項１１】
圧電振動子を備えたことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項１】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記発振回路部の周波数を該直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期させる同期手段と、前記駆動電流位相検出部または前記制動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端にいたる信号経路のいずれかの部分に挿入された移相回路部を有し、該移相回路部は、前記発振回路部が前記直列共振回路電流演算部の出力周波数に同期して発振している状態に於いて、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整することを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項２】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、位相比較器およびＶＣＯを有するＰＬＬ回路部と、該ＰＬＬの出力に基づいて駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧位相検出部を有し、前記ＰＬＬ回路部の前記位相比較器の一方の入力を前記直列共振回路電流演算部の出力に基づく信号とし、他方の入力を前記駆動電圧位相検出部の出力に基づく信号とし、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と前記出力駆動部から前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるようにすることを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項３】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部と、前記圧電振動子の等価回路における制動容量Ｃｏに流れる電流を検出するための制動電流位相検出部と、前記駆動電流位相検出部の出力から前記制動電流位相検出部の出力を減算して、前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流波形を出力する直列共振回路電流演算部を有し、前記駆動電流位相検出部または前記直列共振回路電流演算部の出力信号を前記発振回路部に帰還することにより、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように制御するとともに、前記直列共振回路電流演算部の出力振幅を検出する直列共振回路電流検出部を設け、該直列共振回路電流検出部の出力が一定になるように前記駆動パルス幅を制御することを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項４】
圧電振動子を駆動するための圧電振動子駆動回路であって、発振周波数可変な自励発振型の発振回路部と、該発振回路部の発振に同期して駆動パルスを作成する駆動パルス作成部と、該駆動パルスに基づいて前記圧電振動子を駆動する出力駆動部と、該圧電振動子全体に流れる電流を検出する駆動電流位相検出部を有し、該駆動電流位相検出部の出力信号を前記発振回路部に帰還する事により該発振回路部の発振周波数を前記圧電振動子の振動周波数に同期させる圧電振動子駆動回路（この箇所の修正は誤り（不要）です。）において、前記駆動電流位相検出部の出力端から前記出力駆動部の入力端に至る信号経路のいずれかの部分に移相回路部を設け、前記圧電振動子全体に流れる電流または前記圧電振動子の等価回路におけるＬＣ直列共振回路に流れる電流と、前記圧電振動子に印加される駆動電圧の位相差がほぼ０となるように位相調整したことを特徴とする圧電振動子駆動回路。
【請求項５】
前記発振回路部は一部に三角波または鋸歯状波を発生するように構成され、また前記駆動パルス作成部は２つの比較入力端に印加された信号の大小関係に応じて出力パルス幅を制御するＰＷＭコンパレータを有し、該ＰＷＭコンパレータの少なくとも一方の比較入力端には前記発振回路部に発生する三角波または鋸歯状波が印加され、他方の比較入力端には前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号に基づく信号が印加されている事を特徴とする請求項１、請求項３または請求項４に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項６】
前記ＰＷＭコンパレータの前記他方の入力端には誤差電圧増幅器を介して前記圧電振動子の振動に係る一定に維持すべきレベル信号が印加されていることを特徴とする請求項５に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項７】
前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された容量Ｃｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が容量Ｃｃに接続された容量Ｃｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが容量Ｃｂと容量Ｃｃとの容量比Ｃｂ／Ｃｃとほぼ等しいことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項５または請求項６に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項８】
前記駆動電流位相検出部は前記圧電振動子に直列に接続された抵抗Ｒｃであり、前記制動電流位相検出部は、一端が前記圧電振動子に接続された容量Ｃａと一端が抵抗Ｒｃに接続された抵抗Ｒｂの直列回路であり、容量Ｃａと制動容量Ｃｏとの容量比Ｃａ／Ｃｏが抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｂの抵抗比Ｒｃ／Ｒｂとほぼ等しいことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項５または請求項６に記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項９】
前記出力駆動部は相補型トランジスタで構成されたインバータと、一方の端子が該インバータの出力端に接続されたインダクタと一方の端子が電源に接続された容量との直列回路で構成され、該インダクタと該容量の直列回路の共振周波数は、圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該インダクタと該容量の接続点を出力端とすることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項１０】
前記出力駆動部は、一方の端子が電源に接続され、他方の端子がＭＯＳトランジスタのドレイン又はバイポーラトランジスタのコレクタに接続された第１のインダクタと第１の容量の並列回路と、一方の端子が該ドレイン又は該コレクタに接続され、他方の端子が前記ＭＯＳトランジスタのソース又はバイポーラトランジスタのエミッタとともに接地された第２のインダクタと第２の容量の直列回路から構成され、前記第１のインダクタと前記第１の容量の並列回路および前記第２のインダクタと前記第２の容量の直列回路の共振周波数がともに圧電振動子の共振周波数ｆｘとほぼ等しくなるように設定され、該第２のインダクタと第２の容量との接続点を出力端としたことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【請求項１１】
圧電振動子を備えたことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の圧電振動子駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−１１０８６７（Ｐ２０１２−１１０８６７Ａ）
【公開日】平成２４年６月１４日（２０１２．６．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２６４０４２（Ｐ２０１０−２６４０４２）
【出願日】平成２２年１１月２６日（２０１０．１１．２６）
【出願人】（５０４４６７６５７）株式会社 和光電子 (2)
【出願人】（０００１３６３５４）株式会社フコク (97)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月１４日（２０１２．６．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月２６日（２０１０．１１．２６）
【出願人】（５０４４６７６５７）株式会社 和光電子 (2)
【出願人】（０００１３６３５４）株式会社フコク (97)
【Ｆターム（参考）】
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