変調装置、通信機及び近距離レーダ
【課題】変調信号への影響を従来よりも少なくし、変調の状態の変化にかかわらずローカルリークを除去することができる発信装置を提供する。
【解決手段】第１、第２のデータを生成する信号発生器１３と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段１０と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器１と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器２と、前記第１の変調器１と前記第２の変調器２で発生した変調波を合成する合成器３とを備えている。
【解決手段】第１、第２のデータを生成する信号発生器１３と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段１０と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器１と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器２と、前記第１の変調器１と前記第２の変調器２で発生した変調波を合成する合成器３とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調装置、通信機及び近距離レーダに関し、より詳しくは、無線通信装置の送信機に使用される、データ信号を無線周波数信号に変換する変調装置と、変調器を備えた通信機及び近距離レーダに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の高周波信号を得る方法には、ダイレクトコンバージョン方式のようにデータ信号により直接に高周波信号を変調する方式と、ヘテロダイン方式のようにデータ信号により低周波で変調した後に周波数変調により必要な高周波信号を得る方式が考えられる。両者を比較すると、回路規模、コストなどの観点から直接変調方式の方が有利である。
【０００３】
図３１（ａ）は、無線通信装置の送信機に使用される変調装置の回路ブロック図である。
図３１（ａ）において、ローカル発信器１０１から出力される搬送波は、データ発生器１０２から出力されたデータに基づいて乗算器（ミキサ）１０３によって変調され、高周波アンプ１０４、高周波バンドパスフィルタ１０５を介してアンテナ１０６から送信される。
【０００４】
しかし、ミキサ１０３の出力ポートである高周波（ＲＦ）ポートとローカル発振器１０１からのローカル信号を入力するローカル（ＬＯ）ポートとの間のアイソレーションを完全に取ることは難しく、ローカル発振器１０１から出力されるローカル信号である搬送波ｆ0 が高周波ポートに漏れて高周波アンプ１０４、高周波バンドパスフィルタ１０５を伝わってアンテナ１０６から空中に放射されるという問題がある。図３１（ｂ）は、変調信号にローカルリーク信号が重畳した例を示す周波数スペクトル図であり、周波数ｆ０で記載されているベクトルがローカルリーク信号を示す。
【０００５】
ＲＦポートとＬＯポートの間のアイソレーションは数十ｄＢ程度、特にミリ波帯、準ミリ波帯ではたかだか３０ｄＢ程度であるため、ＲＦポートにはローカル信号があるレベルで定常的に出現する。
例えば、変調方式にパルス変調を採用する場合に、ローカルリーク信号によって、第１に、定常的に無変調キャリアが出現しているためパルスのオンオフ比が劣化し、第２に、非常に短いパルスによる広帯域変調時には変調信号に比べてローカルリーク信号の線スペクトル電力が大きいので規定のスペクトル条件を満足できない、といった問題が発生する。特に、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）通信や、UWB近距離レーダ（ＳＲＲ:Short Range Radar）といった用途ではローカルリークによる影響が深刻である。
また、変調方式に位相変調を採用する場合には、ローカルリーク信号により変調信号にスペクトル誤差が生じるので、復調時の障害となり、通信速度、通信品質の低下につながる。
【０００６】
ローカルリークの問題を解決する手段としては、図３２（ａ）に示すようなローカルリーク信号の周波数を減衰するバンドリジェクトフィルタ１０７の使用や、下記の特許文献１に記載のようにミキサの出力側でローカルリークを相殺する方式や、特許文献２に記載のようにミキサの平衡度を調整するためにＤＣバイアスを重畳する方法などが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−２０２８８号公報
【特許文献２】特開平５−１４４２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、図３２（ａ）に示したようなフィルタ方式では、図３２（ｂ）に示すようにローカルリーク信号に近い周波数の変調信号もバンドリジェクトフィルタ１０７の影響を受けるので、搬送波ｆ0 で非常に急峻なバンドリジェクトフィルタ１０７が必要になる。しかし、実現可能な遮断性能では変調信号が影響を受けることは避けられず、また、急峻な遮断特性を持つバンドリジェクトフィルタを実現するためには価格、サイズなどの面でデメリットが大きい。
【０００９】
また、特許文献１は図３３（ａ）に示すような回路構成を有し、ローカル発信器１０１とミキサ１０３の間に分配器１０８を介在させて、ローカル発信器１０１から出力された搬送波をミキサ１０３と位相・振幅調整器１０９に分配し、位相・振幅調整器１０９から出力された信号とミキサ１０３から出力された変調信号を合成器１１０により合成してアンテナ１０６に送る構成となっている。位相・振幅調整期１０９は、図３３（ｂ）に示すように、変調信号に重畳された搬送波をキャンセルする位相と振幅を有している。
【００１０】
しかし、図３３(ａ)に示す構成によれば、最適なキャンセル量が変調信号の有無、信号レベルなどによって変化するので、パルス変調のような高速に状態が変化する方式では追従できず、最適なキャンセル量を得られるのはオン時かオフ時のいずれかに限定される。例えば、リークレベルのモニタ・調整のしやすさなどの観点から、オフ時に最適になるように調整することが多い。
また、上記の特許文献２に記載のバイアスによる調整方法に関しても、キャンセル方式と同様に最適なキャンセル量を得ることができるのはオン時又はオフ時のいずれかに限定されてしまう。
【００１１】
本発明の目的は、変調信号への影響を従来よりも少なくし、変調の状態の変化にかかわらずローカルリークを除去することができる変調装置、通信機及び近距離レーダを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するための本発明の第１の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置である。
【００１３】
本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする。
【００１４】
本発明の第３の態様は、第１の態様において、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する前記ローカル発振手段は、一つの共振器により互いに逆相で発振する２つの発振器を有することを特徴とする。
【００１５】
本発明の第４の態様は、第１の態様において、前記ローカル発振手段は、２つの共振器が協調動作している１つの発振器から、互いに逆相となる前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する構造を有していることを特徴とする。
【００１６】
本発明の第５の態様は、第１乃至第４の態様のいずれかにおいて、前記ローカル発振手段は、１つの発振器から逆相分配器により前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生させる構造を有することを特徴とする。
【００１７】
本発明の第６の態様は、第１乃至第５の態様のいずれかにおいて、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有することを特徴とする。
【００１８】
本発明の第７の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と、該第１のローカル信号と同相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１のデータと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１、第２の変調器で発生した変調波を逆相で合成する逆相合成器とを有し、前記信号発生器は、１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置である。
【００１９】
本発明の第８の態様は、第７の態様において、前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第９の態様は、第７の態様において、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有する機能を持ったことを特徴とする。
【００２１】
本発明の第１０の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、特定の電圧を中心に互いに反転の関係にある第１出力信号、第２出力信号を出力する信号回路と、前記第２出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と、前記第１出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、前記振幅調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路とを有することを特徴とする変調装置である。
【００２２】
本発明の第１１の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、直流オフセット電圧を含む第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に前記第１出力信号を反転させた第２出力信号とを出力する信号回路と、前記第１出力信号の直流オフセット電圧を調整する第１の直流オフセット調整回路と、前記第２出力信号の直流オフセット電圧を調整する第２の直流オフセット調整回路と、前記第１の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、前記第２の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路とを有することを特徴とする変調装置である。
【００２３】
本発明の第１２の態様は、第１乃至第１１の態様のいずれかにおいて、前記信号発生器は、前記第１のデータ出力回路の振幅を調整する第３の振幅調整回路と、前記第２のデータ出力回路の振幅を調整する第４の振幅調整回路を有し、第１・第２データの振幅を等しく調整する構造を有していることを特徴とする。
【００２４】
本発明の第１３の態様は、第１２の態様において、前記第３の振幅調整回路及び第４の振幅調整回路を含む信号発生器により、各データの振幅を所定の値に変化させることで、多値変調も可能であることを特徴とする。
【００２５】
本発明の第１４の態様は、上記の第１乃至第１３の態様のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド通信機である。
【００２６】
本発明の第１５の態様は、上記の第１乃至第１３の態様のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするとするウルトラワイドバンド近距離レーダである。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、ローカル信号と逆相のローカル信号を、適切な２系統のデータとミキサにより変調し、それぞれの高周波送信信号を合成することで、ローカルリークは逆相合成により、高周波送信信号中のローカルリークが効率よく除去される。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、本発明の実施形態に係る変調装置を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器から出力されるデータの第１例の信号波形図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態に係る変調装置のローカル発振器から出力されるローカル信号の波形図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第１例を示す回路ブロック図である。
【図５】図５は、図４に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態に係る変調装置の他の例を示す回路ブロック図である。
【図７】図７は、図６に示す回路ブロックの概略的な動作原理を示す簡略化した周波数スペクトル図である。
【図８】図８は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカルリークキャンセル効果を示す特性図である。
【図９】図９は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第２例を示す回路ブロック図である。
【図１０】図１０は、図９に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第３例を示す回路ブロック図である。
【図１２】図１２は、図１１に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図１３】図１３（ａ）は、本発明の実施形態に係る変調装置を構成する合成器に入力される２つの信号波形とその出力波形を示すタイムドメイン図、図１３（ｂ）は、それらの波形の周波数ドメイン図である。
【図１４】図１４は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第４例を示す回路ブロック図である。
【図１５】図１５は、図１４に示した信号発生器により処理されるデータの波形図と、その信号発生器の出力信号を２つのミキサを介して合成された信号波形図である。
【図１６】図１６は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第５例を示す回路ブロック図である。
【図１７】図１７（ａ）、（ｂ）は、図１６に示す信号発生器における第１系統目のクロックと遅延線を通したクロックとを用いて波形成形されるデータ波形図である。
【図１８】図１８は、図１６に示す信号発生器における第２系統目のクロックと遅延線を通したクロックを用いて波形成形されるデータ波形図である。
【図１９】図１９は、図１６に示す信号発生器によって発生する第１のデータ信号の波形処理を示す波形図である。
【図２０】図２０は、図１６に示す信号発生器によって発生する第２のデータ信号の波形処理を示す波形図である。
【図２１】図２１は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第６例を示す回路ブロック図である。
【図２２】図２２は、本発明の実施形態に係る４値位相変調を示す回路ブロック図である。
【図２３】図２３は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調装置の第１例を示す回路ブロック図である。
【図２４】図２４は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調による送信信号の変化の概略を示す波形図である。
【図２５】図２５は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調装置のを示す回路ブロック図である。
【図２６】図２６は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカル発振器の第１例を示す回路ブロック図である。
【図２７】図２７は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカル発振器の第２例を示す回路ブロック図である。
【図２８】図２８は、図２７に示すローカル発振器における逆相分配器の具体例を示す回路図である。
【図２９】図２９は、本発明の実施形態に係る変調装置における２つのミキサから出力されるローカルリーク信号の位相ズレとレベル差の違いによるローカルリークキャンセル効果を示す図である。
【図３０】図３０は、本発明の実施形態に係る変調装置のさらに別の例を示す回路ブロック図である。
【図３１】図３１は、従来の第１の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【図３２】図３２は、従来の第２の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【図３３】図３３は、従来の第３の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る変調装置の回路ブロック図である。
【００３０】
図１に示す変調装置は、第１のローカル信号（搬送波）ｆ0を出力する第１ローカル信号出力部１１と第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号−ｆ0を出力する第２ローカル信号出力部１２とを有するローカル発振器１０と、第１のデータ信号Ｄ1を出力する第１のデータ出力部１４と第２のデータ信号Ｄ2を出力する第２のデータ出力部１５とを有する信号発生器１３と、第１ローカル信号出力部１１から出力される第１のローカル信号ｆ0と第１データ出力部１４から出力される第１のデータ信号Ｄ1を入力して第１のローカル信号ｆ0を第１のデータ信号Ｄ1により変調する第１ミキサ（変調器）１と、第２ローカル信号出力部１２から出力される第２のローカル信号−ｆ0と第２データ出力部１５から出力される第２のデータ信号Ｄ2を入力して第２のローカル信号−ｆ0を第２データ信号Ｄ2により変調する第２ミキサ（変調器）２と、第１ミキサ１と第２ミキサ２から出力される変調信号を合成するとともにそれらの変調信号波に含まれる第１、第２のローカル信号ｆ0、−ｆ0のリーク成分ｆ0’、−ｆ0’を互いに打ち消して減衰させつつ高周波送信信号Ｄ1・ｆ0とＤ2・−ｆ0を加算して出力する合成器３とを有している。また、合成器３から出力された変調信号はアンテナ４から放射される。
【００３１】
次に、本実施形態に係る変調装置の変調方式として２値位相変調、パルス変調、位相変調等を例に挙げて変調装置の動作を説明する。
【００３２】
位相変調
まず、位相変調（ＢＰＳＫ：Binary Phase Shift Keying)を行う変調装置について説明する。
図１において、信号発生器１３により生成される信号は、例えば第１のデータ出力部１４から出力される第１のデータ信号Ｄ1を期間Ｔ1 で波高値ＶHigh、期間Ｔ2 で波高値ＶLowとなるパルス信号とし、第２データ出力部１５から出力される第２のデータ信号Ｄ2を期間Ｔ1で波高値ＶLow、期間Ｔ2で波高値ＶHighとなるパルス信号とする。第１、第２のデータ信号Ｄ1，Ｄ2は直流オフセット電圧（コモン電圧：Ｖcom）を中心に等振幅（ＶHigh-Ｖcom＝Ｖcom-ＶLow）となり、それぞれ対称に動作する差動信号である。
【００３３】
ここで、信号発生器１３から第１ミキサ１に入力する第１のデータ信号Ｄ1を図２（ａ）に示すように期間Ｔ1 で波高値ＶHigh、期間Ｔ2で波高値ＶLowとし、また、図３（ａ）に示すようにローカル発振器１０の第１ローカル出力部１１から出力されるローカル信号をβcos ωl ｔ（β：振幅、ωl ：角周波数、ｔ：時間）とすると、第１ミキサ１においては第１のデータ信号Ｄ1によりローカル信号が変調されるので、期間Ｔ1、Ｔ2のそれぞれにおける第１ミキサ１からの出力信号Ｆm1(t)は次式（１）、（２）のようになる。
【００３４】
Ｆm1(T1)＝ＶHighβcos ωl ｔ （時間Ｔ1） （１）
Ｆm1(T2)＝ＶLowβcos ωl ｔ （時間Ｔ2） （２）
【００３５】
ここで、第１ローカル信号出力部１１から第１ミキサ１の出力側へのローカルリークは、第１ミキサ１のアイソレーション性能に応じた減衰を受け、位相ズレが生じるので、ローカル周波数についての第１ミキサ１による減衰量をγ、位相量をδとすると、第１ミキサ１の出力側へのローカルリークは次式（３）のようになって、式（１）、（２）に加えられる。
【００３６】
βγcos （ωl ｔ＋δ） （３）
【００３７】
一方、信号発生器１３から第２ミキサ２に入力する第２のデータ信号Ｄ2を図２（ｂ）に示すように期間Ｔ1で波高値ＶLow、期間Ｔ2で波高値ＶHighとし、また、図３（ｂ）に示すようにローカル発振器１０の第２ローカル信号出力部１２から出力されるローカル信号をβcos（ωlｔ＋π）（β：振幅、ωl：角周波数、ｔ：時間）とすると、第２ミキサ２においては第２のデータ信号Ｄ2によりローカル信号が変調されるので、期間Ｔ1、Ｔ2にそれぞれにおける第２ミキサ２からの出力信号Ｆm2(t)は次式（４）、（５）のようになる。
【００３８】
Ｆm2(T1) ＝ＶLowβcos （ωlｔ＋π）
＝−ＶLowβcos ωlｔ （時間Ｔ1） （４）
Ｆm2(T2) ＝ＶHighβcos （ωlｔ＋π）
＝−ＶHighβcos ωlｔ （時間Ｔ2） （５）
【００３９】
ここで、第２のローカル出力部１２から第２ミキサ２の出力側へのローカルリークは、第２ミキサ２のアイソレーション性能に応じた減衰を受け、位相ズレが生じるので、ローカル周波数についての第２ミキサ２による減衰量をγ、位相量をδとすると、ローカルリークは次式（６）のようになって、式（４）、（５）に加えられる。
【００４０】
βγcos （ωlｔ＋π＋δ）
＝−βγcos （ωlｔ＋δ） （６）
【００４１】
以上のような関係から、第１ミキサ１と第２ミキサ２の出力信号を合成器３により加算すると、式（１）〜（６）の関係から、合成器３の出力Ｆc(t) は次式（７）、（８）のようになる。
【００４２】
Ｆc(T1)＝（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ1） （７）
Ｆc(T2)＝−（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ2） （８）
【００４３】
通常、第１ミキサと第１のデータ信号Ｄ１のみで変調する場合には、データ信号の振幅は（ＶHigh−ＶLow）÷２となり、出力も（（ＶHigh−ＶLow）÷２）βcosωlｔとなる。本方式を用いた場合は合成器３から出力される信号は、振幅が２倍となる。一方で、第１、第２ローカル信号出力部１１，１２のそれぞれから合成器３の出力側に流れるローカルリークは互いに逆相関係となって合成されるために合成器３から出力されない。
【００４４】
以上により、アンテナ４から送信される高周波送信信号Ｆ(T)は、次式（９）、（１０）のように送信信号として有効な成分のみとなる。
【００４５】
Ｆ(T1)＝（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ1） （９）
Ｆ(T2)＝−（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ2） （１０）
【００４６】
図１に示す変調装置の信号発生器１３における第１のデータ信号Ｄ1 、第２のデータ信号Ｄ2 の生成方法としては、直流オフセット電圧を中心にして等振幅で対称に動作する差動信号を生成し、差動信号の各ポートの信号をシングルエンドとして取り出す方法を用いても良い。差動信号の規格には、ＲＳ−４２２、ＰＥＣＬ(PHP Extension Community Library)、ＬＶＤＳ（Low-Voltage Deferential Signaling）などがあるが、いずれに規格に準拠する信号でも良い。また、それらの規格以外の信号でも良い。
【００４７】
また、２値位相変調用データとして、例えば図４に示すように差動信号をＡＣ結合したものを用いても良い。
図４において、差動信号発生回路１６の出力側の第１、第２ポート１６ａ，１６ｂのそれぞれに直流オフセット電圧カット回路１７，１８を介して第１、第２のデータ出力部１４，１５に作動信号を出力する構成が採用される。
【００４８】
図５（ａ）に示すように、差動信号発生回路１６の第１ポート１６ａから出力される信号は直流オフセット電圧を含む第１出力信号であり、また、第２ポート１６ｂから出力される信号は直流オフセット電圧を中心に第１出力信号を反転した第２出力信号である。
そして、直流オフセット電圧カット回路１７，１８により直流オフセット電圧成分がカットされた第１出力信号、第２出力信号は図５（ｂ）に示すように互いに符号反転したバイポーラ信号波形になり、それぞれ第１、第２のデータ出力部１４，１５に出力される。
【００４９】
このようにＡＣ結合することによってデータ信号が電圧低下や、周波数特性の変化などの影響を受けるが、ミキサ１，２の動作点を最大ＶHighから（ＶHigh -ＶLow）÷２まで下げることが可能である。また、データ信号がミキサ１，２のＲＦポートにリークする分についてもキャンセルする効果も得られる。
【００５０】
次に、１つのローカル信号を用いることによりローカルリークをキャンセルする回路について説明する。
例えば、図６の回路ブロック図に示すように、ローカル発振器１０からの同相の２つのローカル信号を第１、第２ミキサ１，２にそれぞれ入力するとともに、信号発生器１３における第１、第２データ出力部１４，１５のそれぞれのデータ信号を第１、第２ミキサ１，２に入力して高周波送信信号を生成し、第１、第２ミキサ１，２のそれぞれの出力信号を逆相合成器８により逆位相にて合成することにより、高周波送信信号中に含まれるローカル信号の成分を減衰させつつ、高周波送信信号を倍増して出力してもよい。
【００５１】
そのような構成により得られる概略的な動作原理の周波数スペクトルを図７に示す。
図８において、逆相合成器８は逆相分配器の入出力を反転すればよい。ただし、逆相合成器８には周波数特性があり、ローカル周波数で逆相になるものを採用する。同様に、逆相合成器８の周波数特性から逆相合成されるとみなせるのは、ローカル周波数近傍に限られるため、同相合成される（逆相信号を逆相合成するので、結果的に同相合成）高周波送信信号については比較的狭帯域な信号に限定される。
【００５２】
位相変位変調（ＰＳＫ）について、ローカルリークキャンセル回路がある場合と無い場合を比較したところ、図８に示すような効果が得られた。図８（ａ）は、従来のローカルリークキャンセル回路が無い変調装置を用いた場合にローカル信号と同じ周波数１ＧＨｚにレベルの高いローカル（ＬＯ）リークが存在する。これに対し、図８（ｂ）は、本実施形態のローカルリークキャンセル回路を有する変調装置であり、ローカル信号と同じ周波数１ＧＨｚに低レベルのＬＯリークが存在し、ＬＯリークの低減効果があることがわかる。
【００５３】
パルス変調
次に、パルス変調を行う変調装置の一例を図９を参照して説明する。
図９において、特定の電圧を中心に反転した信号を送信する構造を有する差動信号発生回路１６の出力側の第１、第２ポート１６ａ，１６ｂの信号をシングルエンドとして取り出す場合に、例えば、第１ポート１６ａを第１のデータ出力部１４にそのまま出力するとともに第２ポート１６ｂの出力をレベル調整器２６によりｘ倍して第２のデータ出力部１５に出力する構成を採用する。
これにより、図１において第２ミキサ２から出力される信号Ｆm2(t)は次式（１１）、（１２）となる。
【００５４】
Ｆm2(T1)＝ｘVLow βcos (ωl ｔ＋π)＝−ｘVLow βcos ωl ｔ
（１１）
Ｆm2(T２)＝ｘVHighβcos (ωl ｔ＋π)＝−ｘVHighβcos ωl ｔ
（１２）
【００５５】
また、第１ミキサ１から出力される信号Ｆm1(t)は上記の式（１）、（２）となるので、時間T1 、T2における合成器３の出力は、次式（１３）、（１４）のようになる。
【００５６】
ＦC(T1) ＝（VHigh−ｘVLow ）βcos ωl ｔ （１３）
ＦC(T2) ＝（VLow −ｘVHigh）βcos ωl ｔ （１４）
【００５７】
期間T1 のみパルス出力されるように調整すると、ｘ＝VLow ／VHighの場合には合成器３の出力は次式（１５）、（１６）のようになり、パルス変調信号が得られる。
【００５８】
ＦC(T1) ＝（VHigh−((VLow)2／VHigh)）βcos ωl ｔ （１５）
ＦC(T2) ＝０ （１６）
【００５９】
ユニポーラ信号の通常の方式でパルス変調する場合、データの振幅は（VHigh−VLow）となるが、下式（１７）が成立するので、本実施形態による方式を用いることによりローカルリークをキャンセルする効果が得られるだけでなく、所望の信号については増幅効果が得られる。
【００６０】
（VHigh−VLow ）＜（VHigh−((VLow)2／VHigh)） （１７）
【００６１】
高レベル値をVHigh、ｘVHigh、低レベル値をVLow、ｘVLowとした波形のパルス変調用データは、例えば図９に示すように差動信号発生回路を用いて作成される。図９において、差動信号発生回路１６の出力側の第１のポート１６ａは第１データ出力部１４に出力され、第２のポート１６ｂは振幅調整器２６を介して第２データ出力部１５に出力される。
【００６２】
差動信号発生回路１６から出力される信号は、図１０（ａ）に示すように直流オフセット電圧を含む高レベル値VHigh、低レベル値VLowの第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に第１の出力信号を反転した第２出力信号であり、第１出力信号は第１ポート１６ａに出力され、第２出力信号は第２ポート１６ｂに出力される。また、第２ポート１６ｂから出力される第２出力信号は、図１０（ｂ）に示すように、振幅調整器２６によってｘ倍されて高レベル値ｘVHigh、低レベル値ｘVLowに振幅調整され、直流オフセット電圧もｘ倍されて第２のデータ出力部１５に出力される。
【００６３】
また、パルス変調用データとして、例えば図１１に示すように差動信号の直流オフセット電圧を調整する構造を採用しても良い。
図１１において、差動信号発生回路１６の出力側の第１ポート１６ａと第１のデータ出力部１４の間、および第２ポート１６ｂと第２のデータ出力部１５の間のそれぞれには直流オフセット調整回路２４，２５介在されている。
これにより、図１２（ａ）に示すように、差動信号発生回路１６の第１ポート２１ａからは直流オフセット電圧を含む第１出力信号が出力され、第２ポート２１ｂからは直流オフセット電圧を中心に第１出力信号を反転させた第２出力信号が出力される。
【００６４】
直流オフセット調整回路２４，２５によって直流オフセット電圧が別々に調整された第１出力信号、第２出力信号は図１２（ｂ）に示すように互いに符号反転したユニポーラ信号波形になり、それぞれ第１、第２のデータ出力部１４，１５を介してミキサ１，２に出力される。
そのような直流オフセット電圧を調整することにより、データ信号が電圧低下や、周波数特性の変化などの影響を受けるが、パルス変調信号の振幅を（ＶHigh -ＶLow）×２まで高めることが可能である。
【００６５】
図１３には、図１に示した回路によりローカル信号をパルス変調したときの概略的な動作原理を示す。図１３（ａ）のタイムドメイン図に示すようにパルスがオン時のデータの振幅は合成器３により倍増し、オフ時のローカルリークは逆相の合成により抑制される。また、オン時にもデータの振幅にはローカルリークが含まれているがこれも互いの逆相の合成により抑制される。また、図１３（ｂ）に周波数ドメイン図を示すが、第１、第２ミキサ１，２の出力は、高周波送信信号が全て同相であり、ローカルリークｆ0 のみが逆相となるために、データ信号は無駄なく使用される。
【００６６】
パルス位相変調信号
次に、差動信号を２系統用意し、信号を組合せることによりパルス位相変調を行うことを説明する。
図１４は、パルス位相変調を行うための信号発生器１３の構成を示す回路ブロック図である。
【００６７】
図１４において、信号発生器１３は、第１差動信号発生回路３１と第２差動信号発生回路３２を有している。第１差動信号発生回路３１において、第１出力ポート３１ａから出力される信号Ｓ1と第２出力ポート３１ｂから出力される信号Ｎ1はコモン電圧を中心に信号Ｓ1を反転した関係にある。第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａから出力される信号Ｓ2と第２出力ポート３２ｂから出力される信号Ｎ2もコモン電圧を中心にＳ2を反転した関係にある。
【００６８】
また、第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａから出力される信号Ｓ1と第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａから出力される信号Ｓ2は、それぞれ送信信号の正相パルスと逆相パルスに対応しており、パルスを出力する期間だけVHighとVLowが入れ替わる。なお、それぞれの信号は図１５（ａ）の左と右に示すように同期が取れている。
【００６９】
第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａは第１合成器３３の第１入力端に接続され、第２出力ポート３１ｂは第１振幅調整器３５を介して第２合成器３４の第２入力端に接続されている。第１振幅調整器３５は、図１５（ｂ）の左側に示すように、第１差動信号発生回路３１の第２出力ポート３１ｂから出力される信号Ｎ1の振幅及び直流オフセット電圧成分をｘ倍した波形にする。
【００７０】
また、第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａは第２合成器３４の第１入力端に接続され、第２出力ポート３２ｂは第２振幅調整器３６を介して第１合成器３３の第２入力端に接続されている。第２振幅調整器３６は、図１５（ｂ）の右側に示すように、第２差動信号発生回路３２の第２出力ポート３２ｂから出力される信号Ｎ2の振幅及び直流オフセット電圧成分をｘ倍した波形にする。
【００７１】
第１合成器３３は、第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａと第２振幅調整器３６から出力された信号を合成して第１のデータ出力部１４に出力するように構成されている。また、第２合成器３４は、第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａと第１振幅調整器３５から出力された信号を合成して第２のデータ出力部１５に出力するように構成されている。即ち、第１、第２合成回路３３，３４は、第１、第２差動信号発生回路３１，３２の第２出力ポート３１ｂ、３２ｂのそれぞれから出力される信号Ｎ1、Ｎ2を第１、第２振幅調整器３５，３６を介してｘ倍した後に互いに入れ替えて信号Ｓ1、Ｓ2とは異なる合成器に入力するようになっている。
【００７２】
これにより、第１合成回路３３から出力される信号は図１５（ｃ）の左側のような波形となり、第２合成回路３４から出力される信号は図１５（ｃ）の右側のような波形となる。
なお、第１、第２振幅調整器３５，３６の倍率ｘは、所望の期間 のみパルス出力されるようにｘ＝VLow ／VHighに調整する。
【００７３】
第１合成回路３３から出力された信号は図１５（ｄ）の左側に示す波形となって第１のデータ出力部１４から図１に示す第１ミキサ１に出力され、また、第２合成回路３４から出力された信号は図１５（ｄ）の右側に示す波形となって第２のデータ出力部１５を介して第２ミキサ２に出力される。
【００７４】
図１に示す第１ローカル信号出力部１１から第１ミキサ１に入力するローカル信号をsinωｔとし、第２ローカル信号出力部１２から第２ミキサ２に入力するローカル信号をsin（ωｔ＋π）とする。
従って、第１ミキサ１と第２ミキサ２のそれぞれの出力側のローカルリークは合成器３において互いにキャンセルされる。また、合成器３により合成された変調信号は、図１５（ｅ）に示すように、信号Ｓ1とｘ倍された信号Ｎ2を合成した正相信号と、信号Ｓ2とｘ倍された信号Ｎ1を合成した逆相信号が休止時間を挟んでアンテナ４に伝送される。
【００７５】
短いパルスによるパルス変調
次に、クロックのパルス幅を調整してパルス幅を調整して短いパルスとした信号発生器１３について図１６を参照して説明する。
図１６において、クロック発振器４０は、第１分配器４１を介して第２、第３の分配器４２，４３に接続されている。
【００７６】
第２の分配器４２の第１出力端は、第１遅延線４４を介して第１比較器４６の基準信号端（ref）に接続され、また、第２出力端は第１スイッチ４５の「１」入力端に接続されている。第１スイッチ４５は、データ回路５０から第４の分配器５１を介して入力したデータ信号によって、「１」入力端のクロックを制御して第１比較器４６の信号端（signal）へ出力するように構成されている。なお、第１スイッチ４５の「０」入力端は接地電位となっている。
【００７７】
第１比較器４６は、例えば図１７（ａ）に示すように、第１遅延線４４により所望のパルス幅Δｔだけ遅延された遅延クロック信号と、第１スイッチ４５から出力されたデータのクロック信号を入力し、さらに、閾値と信号の関係から、図１７（ｂ）の実線で示すように、遅延クロック信号に比べてクロック信号のレベルの高い時間のみ高レベルとなる信号を第１ポート４６ａから出力する。また、第１比較器４６の第２ポート４６ｂからは、第１ポート４６ａからの出力信号と等振幅であって振幅中心で反転した反転信号を出力するように構成されている。
なお、データの切り替えで比較器４６，４９の閾値が固定になると、その出力も固定になる。
【００７８】
第３の分配器４３の第１出力端は、第２遅延線４７を介して第２比較器４９の基準信号端（ref）に接続され、また、その第２出力端は第２スイッチ４８の「０」入力端に接続されている。第２スイッチ４８は、データ回路５０から第４の分配器５１を介して入力したデータ信号によって、「０」入力端のクロックを制御して第２比較器４９の信号端（signal）へ出力するように構成されている。なお、第２スイッチ３８の「１」入力端は接地電位となっている。
【００７９】
第２比較器４９は、例えば図１８（ａ）に示すように、第２遅延線４７により所望のパルス幅Δｔだけ遅延された遅延クロック信号と、第２スイッチ４８から出力されてデータ回路５０からのデータ信号の「０」，「１」が逆転したクロック信号を入力し、さらに、閾値と信号の関係から、図１８（ｂ）の実線で示すように、遅延クロック信号に比べてクロック信号のレベルの高い時間のみ高レベルとなる信号を第１ポート４９ａから出力する。また、また、第２比較器４９の第２ポート４９ｂからは、第１ポート４９ａからの出力信号と等振幅であって振幅中心で反転した反転信号を出力するように構成されている。
【００８０】
第１比較器４６の第１出力ポート４６ａは第１合成器３３の第１入力端に接続され、第２比較器４９の第１出力ポート４９ａは第２振幅調整器３６を介して第１合成器３３の第２入力端に接続されており、第１合成器３３の出力は第１のデータ出力部１４に出力される。
また、第２比較器４９の第２出力ポート４９ｂは第２合成器３４の第１入力端に接続され、第１比較器４６の第２出力ポート４６ｂは第１振幅調整器３５を介して第２合成器３４の第２入力端に接続されており、第２合成器３４の出力は第２のデータ出力部１５に出力される。
第１、第２振幅調整器３５，３６、第１、第２合成器３３，３４の信号処理は、図１４、図１５（ａ）〜（ｃ）に基づいて行う信号処理と同様に、図１９、図２０に示す波形のようになる。
【００８１】
ところで、図２１に示すように、第１遅延線４４の出力端と第１比較器４６の基準端（Ref）の間に第１スイッチ４５を介在させるとともに、第２分配器４２の第１出力ポートを直に第１比較器４６の信号端（signal）に接続し、さらに、第２遅延線４７の出力端と第２比較器４９の基準端（Ref）の間に第２スイッチ４８を介在させるとともに、第３分配器４３の第１出力ポートを直に第２比較器４９の信号端（signal）に接続してもよい。この場合、第１遅延線４４の出力端は第１スイッチ４５の「１」入力端に接続され、第２遅延線４７の出力端は第２スイッチ４８の「０」入力端に接続される。なお、第１スイッチ４５の「０」入力端と第２スイッチ４８の「１」入力端には、出力を固定とするための閾値にするためクロック信号の波高値よりも大きな電圧＋Ｖが印加されている。
【００８２】
ＱＰＳＫ変調
次に、本変調装置で４値位相変調（ＱＰＳＫ：quadrature phase shift keying）する方式、例えば、図２２に例示するように、変調装置を２系統用いるＱＰＳＫについて説明する。
第１・第２の変調装置Ｑ，Ｉはそれぞれ、「位相変調」のところで説明したものと同じものでも良い。第１の変調装置Ｑの第１のローカル信号出力部１１からcos ωｔを出力させ、第１の変調装置Ｑの第２のローカル信号出力部１２からcos （ωｔ＋π）を出力させるとともに、第２の変調装置Ｉの第１のローカル信号出力部１１からsin ωｔを出力させ、第２の変調装置Ｉの第２のローカル信号出力部１２からsin （ωｔ＋π）を出力させる。なお、ローカル発振器１０を第１・第２の変調装置Ｑ，Ｉで共用することで、一つのローカル発振器１０からcos ωｔ、cos （ωｔ＋π）、sin ωｔ、sin （ωｔ＋π）を出力させても良い。
そして、第１、第２の変調装置Ｑ，Ｉの出力を合成器６０により合成してアンテナ４に出力することによりＱＰＳＫ変調が可能になる。また、「パルス位相変調」のところで説明した変調装置を用いることで、パルスＱＰＳＫ変調も可能である。なお、図２２中、符号６１は原発信器、６２は位相調整器を示している。
【００８３】
多値振幅位相変調
次に、本変調装置で多値振幅位相変調する方式について説明する。
図２３に示すように、信号発生器１３の第１のデータ出力部２７と第２のデータ出力部１５はそれぞれ第１の振幅調整器２７と第２の振幅調整器２８に接続され、同じ倍率で振幅調整される。第１の振幅調整器２７の第１の出力信号Ｄ1’と第２の振幅調整器２８の第２の出力信号Ｄ2’は、それぞれ第１ミキサ１と第２ミキサ２に接続される。第１のローカル信号ｆ0 と第１の出力信号Ｄ1’、第２のローカル信号−ｆ0 と第２の出力信号Ｄ2’により変調された変調信号は、合成器３で合成されアンテナ４から放射される。
【００８４】
図２４は、「パルス位相変調信号」のところで説明した変調装置について、振幅調整器２７，２８の有無による送信信号の変化の概略を示している。
図２４（ａ）は振幅調整器２７，２８が無い場合の送信信号波形であり、図２４（ｂ）は振幅調整器２７，２８により、例えば振幅が０．５倍された場合の送信信号波形を示す。これにより、信号発生器１３の出力信号の振幅を調整することで、送信信号の振幅を調整することができる。
【００８５】
例えば、図２５に示すように、振幅調整器２７，２８を備えた信号発生器１３を含む変調装置により、送信信号を多値化することにより多値振幅位相変調、例えば１６ＱＡＭ変調を行うことができる。第１のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉと第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’のうち第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’の信号発生器１３には振幅調整器２７，２８が含まれている。振幅調整器２７，２８により第１のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉの信号発生器１３の出力と第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’の信号発生器１３の出力との振幅比が、１：３になるよう調整する。これにより、第１・第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉ、Ｑ’，Ｉ’の出力を合成器６０により合成してアンテナ４に出力することにより１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）変調が可能になる。また、信号発生器のデータの種類によってはパルス１６ＱＡＭ変調も可能である。
さらに、必要に応じて振幅・位相の値を変更した多値振幅位相変調器を構成しても良い。
【００８６】
ローカル信号発生器
次に、ローカル信号発生器１０において正相・逆相の関係にある第１、第２のローカル信号を生成する方式について説明する。
第１の方式として、互いに逆位相となる第１、第２のローカル信号を１つの共振器により互いに逆相で発信する２つの異なる原発振器より生成する構成を採用する。
第２の方式として、図２６に示すように２つの共振器が協調動作している１つの原発振器９から２系統取り出す構成を採用する。この場合、第２ローカル信号出力部１２では逆相処理が行われる。また、２系統取り出す方法としては、その他に、１つの共振器を共用した２系統のローカル信号を作る方法を採用しても良いし、無安定マルチバイブレータのような、２つの共振器を協調動作させているものから2出力を取り出す方式などでも良い。
【００８７】
第３の方式として、第１、第２の方式のように互いに逆位相となるローカル発振器を２つ使用するのではなく、図２７に示すように１つの原発振器９からの源信号を逆相分配器７を介して第１、第２ローカル信号出力部１１，１２に出力して、互いに逆相のローカル信号を出力する構成を採用する。
【００８８】
逆相分配器７には１８０度ハイブリッドなどが適しており、例えば、低周波帯信号では図２８（ａ）に示すようなトランス方式があり、また、高周波帯信号で平面回路とする場合には図２８（ｂ）に示すようなラットレース方式があり、また、立体回路（導波管回路）の場合はマジックＴ方式（図示せず）などが挙げられる。また、２分配回路と位相遅延回路を単純に組み合わせたもの（図示せず）でも良い。
【００８９】
ローカル周波数については可変にしてもよい。
例えば、正相・逆相のローカル信号を生成する方式のうちの第１、第２の方式において、それぞれのローカル信号について正相・逆相の関係を維持しつつ、ローカル発振器の周波数を可変動作させても良い。これにより、周波数多重通信のように通信ごとに周波数が変化する方式や、スペクトル拡散の周波数ホッピング方式などで本発明の変調装置を用いた場合に、各周波数においてローカルリークをキャンセルする効果と、高周波送信信号を増幅する効果が得られる。
【００９０】
また、正相・逆相のローカル信号を生成する第３の方式においても、ローカル発振器の周波数を可変動作させても良い。なお、ローカル発振器の周波数に対して可変周波数幅が小さい場合には、逆相相殺・同相合成の効果は十分得られるが、周波数可変幅を広く取る場合や、逆相相殺・同相合成の効果を最大限利用する場合には、逆相分配器を周波数変化と連動できる可変型にしておくか、位相・振幅調整器により、周波数変化と連動して、位相・振幅を調整してもよい。
【００９１】
次に、変調装置の構成部品にバラつきなどがある場合の調整機能について説明する。
第１、第２ミキサ１，２に同一の部品を使用した場合でも、部品のバラツキによってローカル発振器１０から第１、第２ミキサ１，２の出力端への通過特性（通過位相、アイソレーション）にはバラツキが発生する可能性がある。
【００９２】
また、ローカル発振器１０において第１、第２ローカル信号出力部１１，１２のそれぞれから出力されるローカル信号も特性バラツキによって、位相差、出力レベルに差が発生する可能性がある。位相・振幅のズレによるキャンセル効果劣化について図２９に示す。１８０度からの位相差が０度で、かつ出力レベルの差が０dＢのとき、ローカルリークのキャンセル効果は無限大（∞）で最もよい。テーブル内の数値は大きいほどキャンセル効果が大きい。位相差５度（１８０＋５度）、振幅差０．５ｄＢではキャンセル効果は１９．９ｄＢ程度に劣化し、高周波送信信号の同相合成効果３ｄＢを加えて、トータル２３ｄＢの効果となる。
【００９３】
そこで、キャンセル効果を高めたい場合は、部品のバラツキを吸収するために、図３０に示すように、第１ローカル信号出力部１１と第１ミキサ１の間に第１の位相・振幅調整機５を接続するとともに、第２ローカル信号出力部１２と第２ミキサ２の間に第２の位相・振幅調整機６を接続してもよい。
また、図６に示したような、同相の２つのローカル信号を出力するローカル発振器１０と第１ミキサ１、第２ミキサ２のそれぞれの間に位相・振幅調整器５，６を接続してもよい。
なお、追加する位置としては、ローカル発振器１０とミキサ１，２の間でも、ミキサ１，２と合成器３の間のどちらでも構わない。また、第１、第２の位相・振幅調整器５，６は、２つのミキサ１，２が介在するいずれか一方の経路への追加だけでも構わない。
【００９４】
但し、変調信号が広帯域信号となる場合には、広帯域に渡って均一な周波数特性を持つ位相・振幅調整器の実現が困難であるので、特定周波数の位相・振幅調整をローカル発振器１０とミキサ１，２の間に追加する方が望ましい。また、調整用にレベル検出器などを追加しても良い。なお、同様の理由から信号発生器１３とミキサ１，２の間に位相・振幅調整器を追加しても良い。この方法は、上記した正相・逆相のローカル信号を生成するいずれの方式にも適用可能である。
【００９５】
上記の変調装置は、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信や、ＵＷＢ近距離レーダ（ＳＲＲ）などに適用される。
以上述べたように本発明によれば、ローカル信号と逆相のローカル信号を、適切な２系統のデータとミキサにより変調し、それぞれの高周波送信信号を合成することで、ローカルリークは逆相合成により、高周波送信信号中のローカルリークが効率よく除去される。
また、副次的効果として、放射電力の規格に対してローカルリーク信号で制約されることがなくなり、放射電力の効率化にもつながる。あるいは、高周波送信信号は同相合成され増幅効果があるため、さらにローカルリーク対高周波送信信号比が改善される。
【００９６】
さらに他の副次的効果として、データ信号に逆相信号を用いる場合は、データ信号がミキサを通過するデータリークについても、逆相合成することによりミキサのアイソレーションも改善する効果が得られる。これによりデータ信号リークを除去するフィルタが不要となるので、データ信号周波数と高周波送信信号が重なるような周波数配置も設定することが可能となる。
【００９７】
また、本発明によれば、同一の部品（ミキサ）を、逆相の同じ信号・同じ波形（ローカル・データ）で使用するといった対称動作により生成した信号を逆相で合成するので、無調整でローカルリークのキャンセル効果が得られる。また必要に応じて部品バラツキを吸収するための位相・振幅を調整することで、さらにキャンセル効果を向上させることも可能である。さらに、同じ部品を対称動作させているため、温度・湿度等の動作環境、信号レベル、信号波形といった動作条件の変化による特性変動も少ない。
また、本発明によれば、本来ローカルリークと等しい無変調信号の原因となる直流オフセット電圧の影響をうけないため、信号発生器としてディジタル信号回路で広範囲に用いられている、高速差動信号を直接接続することも可能である。
【符号の説明】
【００９８】
１、２：ミキサ
３：合成器
４：アンテナ
５，６：位相・振幅調整器
７：逆相分配器
８：逆相合成器
９：原発振器
１０：ローカル発振器
１１：第１ローカル信号出力部
１２：第２ローカル信号出力部
１３：信号発生器
１４：第１のデータ出力部
１５：第２のデータ出力部
１６：作動信号回路
１７，１８；直流カット回路
２４，２５：直流オフセット回路
２６：レベル調整器
２７，２８：振幅調整器
３１，３２：作動信号回路
３３，３４：合成器
３５，３６：振幅調整回路
４０：クロック発振器
４１〜４３：分配器
４４，４７：遅延線
４５，４８：スイッチ
４６，４９：比較器
５０：データ回路
５１：分配器
６０，６０ａ，６０ｂ，６０ｃ：合成器
６１：原発振器
６２：位相調整器
Ｑ，Ｑ’，Ｉ，Ｉ’：変調装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調装置、通信機及び近距離レーダに関し、より詳しくは、無線通信装置の送信機に使用される、データ信号を無線周波数信号に変換する変調装置と、変調器を備えた通信機及び近距離レーダに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の高周波信号を得る方法には、ダイレクトコンバージョン方式のようにデータ信号により直接に高周波信号を変調する方式と、ヘテロダイン方式のようにデータ信号により低周波で変調した後に周波数変調により必要な高周波信号を得る方式が考えられる。両者を比較すると、回路規模、コストなどの観点から直接変調方式の方が有利である。
【０００３】
図３１（ａ）は、無線通信装置の送信機に使用される変調装置の回路ブロック図である。
図３１（ａ）において、ローカル発信器１０１から出力される搬送波は、データ発生器１０２から出力されたデータに基づいて乗算器（ミキサ）１０３によって変調され、高周波アンプ１０４、高周波バンドパスフィルタ１０５を介してアンテナ１０６から送信される。
【０００４】
しかし、ミキサ１０３の出力ポートである高周波（ＲＦ）ポートとローカル発振器１０１からのローカル信号を入力するローカル（ＬＯ）ポートとの間のアイソレーションを完全に取ることは難しく、ローカル発振器１０１から出力されるローカル信号である搬送波ｆ0 が高周波ポートに漏れて高周波アンプ１０４、高周波バンドパスフィルタ１０５を伝わってアンテナ１０６から空中に放射されるという問題がある。図３１（ｂ）は、変調信号にローカルリーク信号が重畳した例を示す周波数スペクトル図であり、周波数ｆ０で記載されているベクトルがローカルリーク信号を示す。
【０００５】
ＲＦポートとＬＯポートの間のアイソレーションは数十ｄＢ程度、特にミリ波帯、準ミリ波帯ではたかだか３０ｄＢ程度であるため、ＲＦポートにはローカル信号があるレベルで定常的に出現する。
例えば、変調方式にパルス変調を採用する場合に、ローカルリーク信号によって、第１に、定常的に無変調キャリアが出現しているためパルスのオンオフ比が劣化し、第２に、非常に短いパルスによる広帯域変調時には変調信号に比べてローカルリーク信号の線スペクトル電力が大きいので規定のスペクトル条件を満足できない、といった問題が発生する。特に、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）通信や、UWB近距離レーダ（ＳＲＲ:Short Range Radar）といった用途ではローカルリークによる影響が深刻である。
また、変調方式に位相変調を採用する場合には、ローカルリーク信号により変調信号にスペクトル誤差が生じるので、復調時の障害となり、通信速度、通信品質の低下につながる。
【０００６】
ローカルリークの問題を解決する手段としては、図３２（ａ）に示すようなローカルリーク信号の周波数を減衰するバンドリジェクトフィルタ１０７の使用や、下記の特許文献１に記載のようにミキサの出力側でローカルリークを相殺する方式や、特許文献２に記載のようにミキサの平衡度を調整するためにＤＣバイアスを重畳する方法などが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−２０２８８号公報
【特許文献２】特開平５−１４４２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、図３２（ａ）に示したようなフィルタ方式では、図３２（ｂ）に示すようにローカルリーク信号に近い周波数の変調信号もバンドリジェクトフィルタ１０７の影響を受けるので、搬送波ｆ0 で非常に急峻なバンドリジェクトフィルタ１０７が必要になる。しかし、実現可能な遮断性能では変調信号が影響を受けることは避けられず、また、急峻な遮断特性を持つバンドリジェクトフィルタを実現するためには価格、サイズなどの面でデメリットが大きい。
【０００９】
また、特許文献１は図３３（ａ）に示すような回路構成を有し、ローカル発信器１０１とミキサ１０３の間に分配器１０８を介在させて、ローカル発信器１０１から出力された搬送波をミキサ１０３と位相・振幅調整器１０９に分配し、位相・振幅調整器１０９から出力された信号とミキサ１０３から出力された変調信号を合成器１１０により合成してアンテナ１０６に送る構成となっている。位相・振幅調整期１０９は、図３３（ｂ）に示すように、変調信号に重畳された搬送波をキャンセルする位相と振幅を有している。
【００１０】
しかし、図３３(ａ)に示す構成によれば、最適なキャンセル量が変調信号の有無、信号レベルなどによって変化するので、パルス変調のような高速に状態が変化する方式では追従できず、最適なキャンセル量を得られるのはオン時かオフ時のいずれかに限定される。例えば、リークレベルのモニタ・調整のしやすさなどの観点から、オフ時に最適になるように調整することが多い。
また、上記の特許文献２に記載のバイアスによる調整方法に関しても、キャンセル方式と同様に最適なキャンセル量を得ることができるのはオン時又はオフ時のいずれかに限定されてしまう。
【００１１】
本発明の目的は、変調信号への影響を従来よりも少なくし、変調の状態の変化にかかわらずローカルリークを除去することができる変調装置、通信機及び近距離レーダを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するための本発明の第１の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置である。
【００１３】
本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする。
【００１４】
本発明の第３の態様は、第１の態様において、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する前記ローカル発振手段は、一つの共振器により互いに逆相で発振する２つの発振器を有することを特徴とする。
【００１５】
本発明の第４の態様は、第１の態様において、前記ローカル発振手段は、２つの共振器が協調動作している１つの発振器から、互いに逆相となる前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する構造を有していることを特徴とする。
【００１６】
本発明の第５の態様は、第１乃至第４の態様のいずれかにおいて、前記ローカル発振手段は、１つの発振器から逆相分配器により前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生させる構造を有することを特徴とする。
【００１７】
本発明の第６の態様は、第１乃至第５の態様のいずれかにおいて、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有することを特徴とする。
【００１８】
本発明の第７の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と、該第１のローカル信号と同相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１のデータと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１、第２の変調器で発生した変調波を逆相で合成する逆相合成器とを有し、前記信号発生器は、１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置である。
【００１９】
本発明の第８の態様は、第７の態様において、前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第９の態様は、第７の態様において、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有する機能を持ったことを特徴とする。
【００２１】
本発明の第１０の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、特定の電圧を中心に互いに反転の関係にある第１出力信号、第２出力信号を出力する信号回路と、前記第２出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と、前記第１出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、前記振幅調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路とを有することを特徴とする変調装置である。
【００２２】
本発明の第１１の態様は、第１、第２のデータを生成する信号発生器と、第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器とを備え、前記信号発生器は、直流オフセット電圧を含む第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に前記第１出力信号を反転させた第２出力信号とを出力する信号回路と、前記第１出力信号の直流オフセット電圧を調整する第１の直流オフセット調整回路と、前記第２出力信号の直流オフセット電圧を調整する第２の直流オフセット調整回路と、前記第１の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、前記第２の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路とを有することを特徴とする変調装置である。
【００２３】
本発明の第１２の態様は、第１乃至第１１の態様のいずれかにおいて、前記信号発生器は、前記第１のデータ出力回路の振幅を調整する第３の振幅調整回路と、前記第２のデータ出力回路の振幅を調整する第４の振幅調整回路を有し、第１・第２データの振幅を等しく調整する構造を有していることを特徴とする。
【００２４】
本発明の第１３の態様は、第１２の態様において、前記第３の振幅調整回路及び第４の振幅調整回路を含む信号発生器により、各データの振幅を所定の値に変化させることで、多値変調も可能であることを特徴とする。
【００２５】
本発明の第１４の態様は、上記の第１乃至第１３の態様のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド通信機である。
【００２６】
本発明の第１５の態様は、上記の第１乃至第１３の態様のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするとするウルトラワイドバンド近距離レーダである。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、ローカル信号と逆相のローカル信号を、適切な２系統のデータとミキサにより変調し、それぞれの高周波送信信号を合成することで、ローカルリークは逆相合成により、高周波送信信号中のローカルリークが効率よく除去される。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、本発明の実施形態に係る変調装置を示す回路ブロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器から出力されるデータの第１例の信号波形図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態に係る変調装置のローカル発振器から出力されるローカル信号の波形図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第１例を示す回路ブロック図である。
【図５】図５は、図４に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態に係る変調装置の他の例を示す回路ブロック図である。
【図７】図７は、図６に示す回路ブロックの概略的な動作原理を示す簡略化した周波数スペクトル図である。
【図８】図８は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカルリークキャンセル効果を示す特性図である。
【図９】図９は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第２例を示す回路ブロック図である。
【図１０】図１０は、図９に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施形態に係る変調装置の信号発生器の第３例を示す回路ブロック図である。
【図１２】図１２は、図１１に示した信号発生器により処理されるデータの波形図である。
【図１３】図１３（ａ）は、本発明の実施形態に係る変調装置を構成する合成器に入力される２つの信号波形とその出力波形を示すタイムドメイン図、図１３（ｂ）は、それらの波形の周波数ドメイン図である。
【図１４】図１４は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第４例を示す回路ブロック図である。
【図１５】図１５は、図１４に示した信号発生器により処理されるデータの波形図と、その信号発生器の出力信号を２つのミキサを介して合成された信号波形図である。
【図１６】図１６は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第５例を示す回路ブロック図である。
【図１７】図１７（ａ）、（ｂ）は、図１６に示す信号発生器における第１系統目のクロックと遅延線を通したクロックとを用いて波形成形されるデータ波形図である。
【図１８】図１８は、図１６に示す信号発生器における第２系統目のクロックと遅延線を通したクロックを用いて波形成形されるデータ波形図である。
【図１９】図１９は、図１６に示す信号発生器によって発生する第１のデータ信号の波形処理を示す波形図である。
【図２０】図２０は、図１６に示す信号発生器によって発生する第２のデータ信号の波形処理を示す波形図である。
【図２１】図２１は、本発明の実施形態に係る変調装置における信号発生器の第６例を示す回路ブロック図である。
【図２２】図２２は、本発明の実施形態に係る４値位相変調を示す回路ブロック図である。
【図２３】図２３は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調装置の第１例を示す回路ブロック図である。
【図２４】図２４は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調による送信信号の変化の概略を示す波形図である。
【図２５】図２５は、本発明の実施形態に係る多値振幅位相変調装置のを示す回路ブロック図である。
【図２６】図２６は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカル発振器の第１例を示す回路ブロック図である。
【図２７】図２７は、本発明の実施形態に係る変調装置におけるローカル発振器の第２例を示す回路ブロック図である。
【図２８】図２８は、図２７に示すローカル発振器における逆相分配器の具体例を示す回路図である。
【図２９】図２９は、本発明の実施形態に係る変調装置における２つのミキサから出力されるローカルリーク信号の位相ズレとレベル差の違いによるローカルリークキャンセル効果を示す図である。
【図３０】図３０は、本発明の実施形態に係る変調装置のさらに別の例を示す回路ブロック図である。
【図３１】図３１は、従来の第１の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【図３２】図３２は、従来の第２の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【図３３】図３３は、従来の第３の変調装置を示す回路ブロック図とその周波数タイムドメイン図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る変調装置の回路ブロック図である。
【００３０】
図１に示す変調装置は、第１のローカル信号（搬送波）ｆ0を出力する第１ローカル信号出力部１１と第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号−ｆ0を出力する第２ローカル信号出力部１２とを有するローカル発振器１０と、第１のデータ信号Ｄ1を出力する第１のデータ出力部１４と第２のデータ信号Ｄ2を出力する第２のデータ出力部１５とを有する信号発生器１３と、第１ローカル信号出力部１１から出力される第１のローカル信号ｆ0と第１データ出力部１４から出力される第１のデータ信号Ｄ1を入力して第１のローカル信号ｆ0を第１のデータ信号Ｄ1により変調する第１ミキサ（変調器）１と、第２ローカル信号出力部１２から出力される第２のローカル信号−ｆ0と第２データ出力部１５から出力される第２のデータ信号Ｄ2を入力して第２のローカル信号−ｆ0を第２データ信号Ｄ2により変調する第２ミキサ（変調器）２と、第１ミキサ１と第２ミキサ２から出力される変調信号を合成するとともにそれらの変調信号波に含まれる第１、第２のローカル信号ｆ0、−ｆ0のリーク成分ｆ0’、−ｆ0’を互いに打ち消して減衰させつつ高周波送信信号Ｄ1・ｆ0とＤ2・−ｆ0を加算して出力する合成器３とを有している。また、合成器３から出力された変調信号はアンテナ４から放射される。
【００３１】
次に、本実施形態に係る変調装置の変調方式として２値位相変調、パルス変調、位相変調等を例に挙げて変調装置の動作を説明する。
【００３２】
位相変調
まず、位相変調（ＢＰＳＫ：Binary Phase Shift Keying)を行う変調装置について説明する。
図１において、信号発生器１３により生成される信号は、例えば第１のデータ出力部１４から出力される第１のデータ信号Ｄ1を期間Ｔ1 で波高値ＶHigh、期間Ｔ2 で波高値ＶLowとなるパルス信号とし、第２データ出力部１５から出力される第２のデータ信号Ｄ2を期間Ｔ1で波高値ＶLow、期間Ｔ2で波高値ＶHighとなるパルス信号とする。第１、第２のデータ信号Ｄ1，Ｄ2は直流オフセット電圧（コモン電圧：Ｖcom）を中心に等振幅（ＶHigh-Ｖcom＝Ｖcom-ＶLow）となり、それぞれ対称に動作する差動信号である。
【００３３】
ここで、信号発生器１３から第１ミキサ１に入力する第１のデータ信号Ｄ1を図２（ａ）に示すように期間Ｔ1 で波高値ＶHigh、期間Ｔ2で波高値ＶLowとし、また、図３（ａ）に示すようにローカル発振器１０の第１ローカル出力部１１から出力されるローカル信号をβcos ωl ｔ（β：振幅、ωl ：角周波数、ｔ：時間）とすると、第１ミキサ１においては第１のデータ信号Ｄ1によりローカル信号が変調されるので、期間Ｔ1、Ｔ2のそれぞれにおける第１ミキサ１からの出力信号Ｆm1(t)は次式（１）、（２）のようになる。
【００３４】
Ｆm1(T1)＝ＶHighβcos ωl ｔ （時間Ｔ1） （１）
Ｆm1(T2)＝ＶLowβcos ωl ｔ （時間Ｔ2） （２）
【００３５】
ここで、第１ローカル信号出力部１１から第１ミキサ１の出力側へのローカルリークは、第１ミキサ１のアイソレーション性能に応じた減衰を受け、位相ズレが生じるので、ローカル周波数についての第１ミキサ１による減衰量をγ、位相量をδとすると、第１ミキサ１の出力側へのローカルリークは次式（３）のようになって、式（１）、（２）に加えられる。
【００３６】
βγcos （ωl ｔ＋δ） （３）
【００３７】
一方、信号発生器１３から第２ミキサ２に入力する第２のデータ信号Ｄ2を図２（ｂ）に示すように期間Ｔ1で波高値ＶLow、期間Ｔ2で波高値ＶHighとし、また、図３（ｂ）に示すようにローカル発振器１０の第２ローカル信号出力部１２から出力されるローカル信号をβcos（ωlｔ＋π）（β：振幅、ωl：角周波数、ｔ：時間）とすると、第２ミキサ２においては第２のデータ信号Ｄ2によりローカル信号が変調されるので、期間Ｔ1、Ｔ2にそれぞれにおける第２ミキサ２からの出力信号Ｆm2(t)は次式（４）、（５）のようになる。
【００３８】
Ｆm2(T1) ＝ＶLowβcos （ωlｔ＋π）
＝−ＶLowβcos ωlｔ （時間Ｔ1） （４）
Ｆm2(T2) ＝ＶHighβcos （ωlｔ＋π）
＝−ＶHighβcos ωlｔ （時間Ｔ2） （５）
【００３９】
ここで、第２のローカル出力部１２から第２ミキサ２の出力側へのローカルリークは、第２ミキサ２のアイソレーション性能に応じた減衰を受け、位相ズレが生じるので、ローカル周波数についての第２ミキサ２による減衰量をγ、位相量をδとすると、ローカルリークは次式（６）のようになって、式（４）、（５）に加えられる。
【００４０】
βγcos （ωlｔ＋π＋δ）
＝−βγcos （ωlｔ＋δ） （６）
【００４１】
以上のような関係から、第１ミキサ１と第２ミキサ２の出力信号を合成器３により加算すると、式（１）〜（６）の関係から、合成器３の出力Ｆc(t) は次式（７）、（８）のようになる。
【００４２】
Ｆc(T1)＝（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ1） （７）
Ｆc(T2)＝−（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ2） （８）
【００４３】
通常、第１ミキサと第１のデータ信号Ｄ１のみで変調する場合には、データ信号の振幅は（ＶHigh−ＶLow）÷２となり、出力も（（ＶHigh−ＶLow）÷２）βcosωlｔとなる。本方式を用いた場合は合成器３から出力される信号は、振幅が２倍となる。一方で、第１、第２ローカル信号出力部１１，１２のそれぞれから合成器３の出力側に流れるローカルリークは互いに逆相関係となって合成されるために合成器３から出力されない。
【００４４】
以上により、アンテナ４から送信される高周波送信信号Ｆ(T)は、次式（９）、（１０）のように送信信号として有効な成分のみとなる。
【００４５】
Ｆ(T1)＝（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ1） （９）
Ｆ(T2)＝−（ＶHigh−ＶLow）βcos ωlｔ （時間Ｔ2） （１０）
【００４６】
図１に示す変調装置の信号発生器１３における第１のデータ信号Ｄ1 、第２のデータ信号Ｄ2 の生成方法としては、直流オフセット電圧を中心にして等振幅で対称に動作する差動信号を生成し、差動信号の各ポートの信号をシングルエンドとして取り出す方法を用いても良い。差動信号の規格には、ＲＳ−４２２、ＰＥＣＬ(PHP Extension Community Library)、ＬＶＤＳ（Low-Voltage Deferential Signaling）などがあるが、いずれに規格に準拠する信号でも良い。また、それらの規格以外の信号でも良い。
【００４７】
また、２値位相変調用データとして、例えば図４に示すように差動信号をＡＣ結合したものを用いても良い。
図４において、差動信号発生回路１６の出力側の第１、第２ポート１６ａ，１６ｂのそれぞれに直流オフセット電圧カット回路１７，１８を介して第１、第２のデータ出力部１４，１５に作動信号を出力する構成が採用される。
【００４８】
図５（ａ）に示すように、差動信号発生回路１６の第１ポート１６ａから出力される信号は直流オフセット電圧を含む第１出力信号であり、また、第２ポート１６ｂから出力される信号は直流オフセット電圧を中心に第１出力信号を反転した第２出力信号である。
そして、直流オフセット電圧カット回路１７，１８により直流オフセット電圧成分がカットされた第１出力信号、第２出力信号は図５（ｂ）に示すように互いに符号反転したバイポーラ信号波形になり、それぞれ第１、第２のデータ出力部１４，１５に出力される。
【００４９】
このようにＡＣ結合することによってデータ信号が電圧低下や、周波数特性の変化などの影響を受けるが、ミキサ１，２の動作点を最大ＶHighから（ＶHigh -ＶLow）÷２まで下げることが可能である。また、データ信号がミキサ１，２のＲＦポートにリークする分についてもキャンセルする効果も得られる。
【００５０】
次に、１つのローカル信号を用いることによりローカルリークをキャンセルする回路について説明する。
例えば、図６の回路ブロック図に示すように、ローカル発振器１０からの同相の２つのローカル信号を第１、第２ミキサ１，２にそれぞれ入力するとともに、信号発生器１３における第１、第２データ出力部１４，１５のそれぞれのデータ信号を第１、第２ミキサ１，２に入力して高周波送信信号を生成し、第１、第２ミキサ１，２のそれぞれの出力信号を逆相合成器８により逆位相にて合成することにより、高周波送信信号中に含まれるローカル信号の成分を減衰させつつ、高周波送信信号を倍増して出力してもよい。
【００５１】
そのような構成により得られる概略的な動作原理の周波数スペクトルを図７に示す。
図８において、逆相合成器８は逆相分配器の入出力を反転すればよい。ただし、逆相合成器８には周波数特性があり、ローカル周波数で逆相になるものを採用する。同様に、逆相合成器８の周波数特性から逆相合成されるとみなせるのは、ローカル周波数近傍に限られるため、同相合成される（逆相信号を逆相合成するので、結果的に同相合成）高周波送信信号については比較的狭帯域な信号に限定される。
【００５２】
位相変位変調（ＰＳＫ）について、ローカルリークキャンセル回路がある場合と無い場合を比較したところ、図８に示すような効果が得られた。図８（ａ）は、従来のローカルリークキャンセル回路が無い変調装置を用いた場合にローカル信号と同じ周波数１ＧＨｚにレベルの高いローカル（ＬＯ）リークが存在する。これに対し、図８（ｂ）は、本実施形態のローカルリークキャンセル回路を有する変調装置であり、ローカル信号と同じ周波数１ＧＨｚに低レベルのＬＯリークが存在し、ＬＯリークの低減効果があることがわかる。
【００５３】
パルス変調
次に、パルス変調を行う変調装置の一例を図９を参照して説明する。
図９において、特定の電圧を中心に反転した信号を送信する構造を有する差動信号発生回路１６の出力側の第１、第２ポート１６ａ，１６ｂの信号をシングルエンドとして取り出す場合に、例えば、第１ポート１６ａを第１のデータ出力部１４にそのまま出力するとともに第２ポート１６ｂの出力をレベル調整器２６によりｘ倍して第２のデータ出力部１５に出力する構成を採用する。
これにより、図１において第２ミキサ２から出力される信号Ｆm2(t)は次式（１１）、（１２）となる。
【００５４】
Ｆm2(T1)＝ｘVLow βcos (ωl ｔ＋π)＝−ｘVLow βcos ωl ｔ
（１１）
Ｆm2(T２)＝ｘVHighβcos (ωl ｔ＋π)＝−ｘVHighβcos ωl ｔ
（１２）
【００５５】
また、第１ミキサ１から出力される信号Ｆm1(t)は上記の式（１）、（２）となるので、時間T1 、T2における合成器３の出力は、次式（１３）、（１４）のようになる。
【００５６】
ＦC(T1) ＝（VHigh−ｘVLow ）βcos ωl ｔ （１３）
ＦC(T2) ＝（VLow −ｘVHigh）βcos ωl ｔ （１４）
【００５７】
期間T1 のみパルス出力されるように調整すると、ｘ＝VLow ／VHighの場合には合成器３の出力は次式（１５）、（１６）のようになり、パルス変調信号が得られる。
【００５８】
ＦC(T1) ＝（VHigh−((VLow)2／VHigh)）βcos ωl ｔ （１５）
ＦC(T2) ＝０ （１６）
【００５９】
ユニポーラ信号の通常の方式でパルス変調する場合、データの振幅は（VHigh−VLow）となるが、下式（１７）が成立するので、本実施形態による方式を用いることによりローカルリークをキャンセルする効果が得られるだけでなく、所望の信号については増幅効果が得られる。
【００６０】
（VHigh−VLow ）＜（VHigh−((VLow)2／VHigh)） （１７）
【００６１】
高レベル値をVHigh、ｘVHigh、低レベル値をVLow、ｘVLowとした波形のパルス変調用データは、例えば図９に示すように差動信号発生回路を用いて作成される。図９において、差動信号発生回路１６の出力側の第１のポート１６ａは第１データ出力部１４に出力され、第２のポート１６ｂは振幅調整器２６を介して第２データ出力部１５に出力される。
【００６２】
差動信号発生回路１６から出力される信号は、図１０（ａ）に示すように直流オフセット電圧を含む高レベル値VHigh、低レベル値VLowの第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に第１の出力信号を反転した第２出力信号であり、第１出力信号は第１ポート１６ａに出力され、第２出力信号は第２ポート１６ｂに出力される。また、第２ポート１６ｂから出力される第２出力信号は、図１０（ｂ）に示すように、振幅調整器２６によってｘ倍されて高レベル値ｘVHigh、低レベル値ｘVLowに振幅調整され、直流オフセット電圧もｘ倍されて第２のデータ出力部１５に出力される。
【００６３】
また、パルス変調用データとして、例えば図１１に示すように差動信号の直流オフセット電圧を調整する構造を採用しても良い。
図１１において、差動信号発生回路１６の出力側の第１ポート１６ａと第１のデータ出力部１４の間、および第２ポート１６ｂと第２のデータ出力部１５の間のそれぞれには直流オフセット調整回路２４，２５介在されている。
これにより、図１２（ａ）に示すように、差動信号発生回路１６の第１ポート２１ａからは直流オフセット電圧を含む第１出力信号が出力され、第２ポート２１ｂからは直流オフセット電圧を中心に第１出力信号を反転させた第２出力信号が出力される。
【００６４】
直流オフセット調整回路２４，２５によって直流オフセット電圧が別々に調整された第１出力信号、第２出力信号は図１２（ｂ）に示すように互いに符号反転したユニポーラ信号波形になり、それぞれ第１、第２のデータ出力部１４，１５を介してミキサ１，２に出力される。
そのような直流オフセット電圧を調整することにより、データ信号が電圧低下や、周波数特性の変化などの影響を受けるが、パルス変調信号の振幅を（ＶHigh -ＶLow）×２まで高めることが可能である。
【００６５】
図１３には、図１に示した回路によりローカル信号をパルス変調したときの概略的な動作原理を示す。図１３（ａ）のタイムドメイン図に示すようにパルスがオン時のデータの振幅は合成器３により倍増し、オフ時のローカルリークは逆相の合成により抑制される。また、オン時にもデータの振幅にはローカルリークが含まれているがこれも互いの逆相の合成により抑制される。また、図１３（ｂ）に周波数ドメイン図を示すが、第１、第２ミキサ１，２の出力は、高周波送信信号が全て同相であり、ローカルリークｆ0 のみが逆相となるために、データ信号は無駄なく使用される。
【００６６】
パルス位相変調信号
次に、差動信号を２系統用意し、信号を組合せることによりパルス位相変調を行うことを説明する。
図１４は、パルス位相変調を行うための信号発生器１３の構成を示す回路ブロック図である。
【００６７】
図１４において、信号発生器１３は、第１差動信号発生回路３１と第２差動信号発生回路３２を有している。第１差動信号発生回路３１において、第１出力ポート３１ａから出力される信号Ｓ1と第２出力ポート３１ｂから出力される信号Ｎ1はコモン電圧を中心に信号Ｓ1を反転した関係にある。第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａから出力される信号Ｓ2と第２出力ポート３２ｂから出力される信号Ｎ2もコモン電圧を中心にＳ2を反転した関係にある。
【００６８】
また、第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａから出力される信号Ｓ1と第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａから出力される信号Ｓ2は、それぞれ送信信号の正相パルスと逆相パルスに対応しており、パルスを出力する期間だけVHighとVLowが入れ替わる。なお、それぞれの信号は図１５（ａ）の左と右に示すように同期が取れている。
【００６９】
第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａは第１合成器３３の第１入力端に接続され、第２出力ポート３１ｂは第１振幅調整器３５を介して第２合成器３４の第２入力端に接続されている。第１振幅調整器３５は、図１５（ｂ）の左側に示すように、第１差動信号発生回路３１の第２出力ポート３１ｂから出力される信号Ｎ1の振幅及び直流オフセット電圧成分をｘ倍した波形にする。
【００７０】
また、第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａは第２合成器３４の第１入力端に接続され、第２出力ポート３２ｂは第２振幅調整器３６を介して第１合成器３３の第２入力端に接続されている。第２振幅調整器３６は、図１５（ｂ）の右側に示すように、第２差動信号発生回路３２の第２出力ポート３２ｂから出力される信号Ｎ2の振幅及び直流オフセット電圧成分をｘ倍した波形にする。
【００７１】
第１合成器３３は、第１差動信号発生回路３１の第１出力ポート３１ａと第２振幅調整器３６から出力された信号を合成して第１のデータ出力部１４に出力するように構成されている。また、第２合成器３４は、第２差動信号発生回路３２の第１出力ポート３２ａと第１振幅調整器３５から出力された信号を合成して第２のデータ出力部１５に出力するように構成されている。即ち、第１、第２合成回路３３，３４は、第１、第２差動信号発生回路３１，３２の第２出力ポート３１ｂ、３２ｂのそれぞれから出力される信号Ｎ1、Ｎ2を第１、第２振幅調整器３５，３６を介してｘ倍した後に互いに入れ替えて信号Ｓ1、Ｓ2とは異なる合成器に入力するようになっている。
【００７２】
これにより、第１合成回路３３から出力される信号は図１５（ｃ）の左側のような波形となり、第２合成回路３４から出力される信号は図１５（ｃ）の右側のような波形となる。
なお、第１、第２振幅調整器３５，３６の倍率ｘは、所望の期間 のみパルス出力されるようにｘ＝VLow ／VHighに調整する。
【００７３】
第１合成回路３３から出力された信号は図１５（ｄ）の左側に示す波形となって第１のデータ出力部１４から図１に示す第１ミキサ１に出力され、また、第２合成回路３４から出力された信号は図１５（ｄ）の右側に示す波形となって第２のデータ出力部１５を介して第２ミキサ２に出力される。
【００７４】
図１に示す第１ローカル信号出力部１１から第１ミキサ１に入力するローカル信号をsinωｔとし、第２ローカル信号出力部１２から第２ミキサ２に入力するローカル信号をsin（ωｔ＋π）とする。
従って、第１ミキサ１と第２ミキサ２のそれぞれの出力側のローカルリークは合成器３において互いにキャンセルされる。また、合成器３により合成された変調信号は、図１５（ｅ）に示すように、信号Ｓ1とｘ倍された信号Ｎ2を合成した正相信号と、信号Ｓ2とｘ倍された信号Ｎ1を合成した逆相信号が休止時間を挟んでアンテナ４に伝送される。
【００７５】
短いパルスによるパルス変調
次に、クロックのパルス幅を調整してパルス幅を調整して短いパルスとした信号発生器１３について図１６を参照して説明する。
図１６において、クロック発振器４０は、第１分配器４１を介して第２、第３の分配器４２，４３に接続されている。
【００７６】
第２の分配器４２の第１出力端は、第１遅延線４４を介して第１比較器４６の基準信号端（ref）に接続され、また、第２出力端は第１スイッチ４５の「１」入力端に接続されている。第１スイッチ４５は、データ回路５０から第４の分配器５１を介して入力したデータ信号によって、「１」入力端のクロックを制御して第１比較器４６の信号端（signal）へ出力するように構成されている。なお、第１スイッチ４５の「０」入力端は接地電位となっている。
【００７７】
第１比較器４６は、例えば図１７（ａ）に示すように、第１遅延線４４により所望のパルス幅Δｔだけ遅延された遅延クロック信号と、第１スイッチ４５から出力されたデータのクロック信号を入力し、さらに、閾値と信号の関係から、図１７（ｂ）の実線で示すように、遅延クロック信号に比べてクロック信号のレベルの高い時間のみ高レベルとなる信号を第１ポート４６ａから出力する。また、第１比較器４６の第２ポート４６ｂからは、第１ポート４６ａからの出力信号と等振幅であって振幅中心で反転した反転信号を出力するように構成されている。
なお、データの切り替えで比較器４６，４９の閾値が固定になると、その出力も固定になる。
【００７８】
第３の分配器４３の第１出力端は、第２遅延線４７を介して第２比較器４９の基準信号端（ref）に接続され、また、その第２出力端は第２スイッチ４８の「０」入力端に接続されている。第２スイッチ４８は、データ回路５０から第４の分配器５１を介して入力したデータ信号によって、「０」入力端のクロックを制御して第２比較器４９の信号端（signal）へ出力するように構成されている。なお、第２スイッチ３８の「１」入力端は接地電位となっている。
【００７９】
第２比較器４９は、例えば図１８（ａ）に示すように、第２遅延線４７により所望のパルス幅Δｔだけ遅延された遅延クロック信号と、第２スイッチ４８から出力されてデータ回路５０からのデータ信号の「０」，「１」が逆転したクロック信号を入力し、さらに、閾値と信号の関係から、図１８（ｂ）の実線で示すように、遅延クロック信号に比べてクロック信号のレベルの高い時間のみ高レベルとなる信号を第１ポート４９ａから出力する。また、また、第２比較器４９の第２ポート４９ｂからは、第１ポート４９ａからの出力信号と等振幅であって振幅中心で反転した反転信号を出力するように構成されている。
【００８０】
第１比較器４６の第１出力ポート４６ａは第１合成器３３の第１入力端に接続され、第２比較器４９の第１出力ポート４９ａは第２振幅調整器３６を介して第１合成器３３の第２入力端に接続されており、第１合成器３３の出力は第１のデータ出力部１４に出力される。
また、第２比較器４９の第２出力ポート４９ｂは第２合成器３４の第１入力端に接続され、第１比較器４６の第２出力ポート４６ｂは第１振幅調整器３５を介して第２合成器３４の第２入力端に接続されており、第２合成器３４の出力は第２のデータ出力部１５に出力される。
第１、第２振幅調整器３５，３６、第１、第２合成器３３，３４の信号処理は、図１４、図１５（ａ）〜（ｃ）に基づいて行う信号処理と同様に、図１９、図２０に示す波形のようになる。
【００８１】
ところで、図２１に示すように、第１遅延線４４の出力端と第１比較器４６の基準端（Ref）の間に第１スイッチ４５を介在させるとともに、第２分配器４２の第１出力ポートを直に第１比較器４６の信号端（signal）に接続し、さらに、第２遅延線４７の出力端と第２比較器４９の基準端（Ref）の間に第２スイッチ４８を介在させるとともに、第３分配器４３の第１出力ポートを直に第２比較器４９の信号端（signal）に接続してもよい。この場合、第１遅延線４４の出力端は第１スイッチ４５の「１」入力端に接続され、第２遅延線４７の出力端は第２スイッチ４８の「０」入力端に接続される。なお、第１スイッチ４５の「０」入力端と第２スイッチ４８の「１」入力端には、出力を固定とするための閾値にするためクロック信号の波高値よりも大きな電圧＋Ｖが印加されている。
【００８２】
ＱＰＳＫ変調
次に、本変調装置で４値位相変調（ＱＰＳＫ：quadrature phase shift keying）する方式、例えば、図２２に例示するように、変調装置を２系統用いるＱＰＳＫについて説明する。
第１・第２の変調装置Ｑ，Ｉはそれぞれ、「位相変調」のところで説明したものと同じものでも良い。第１の変調装置Ｑの第１のローカル信号出力部１１からcos ωｔを出力させ、第１の変調装置Ｑの第２のローカル信号出力部１２からcos （ωｔ＋π）を出力させるとともに、第２の変調装置Ｉの第１のローカル信号出力部１１からsin ωｔを出力させ、第２の変調装置Ｉの第２のローカル信号出力部１２からsin （ωｔ＋π）を出力させる。なお、ローカル発振器１０を第１・第２の変調装置Ｑ，Ｉで共用することで、一つのローカル発振器１０からcos ωｔ、cos （ωｔ＋π）、sin ωｔ、sin （ωｔ＋π）を出力させても良い。
そして、第１、第２の変調装置Ｑ，Ｉの出力を合成器６０により合成してアンテナ４に出力することによりＱＰＳＫ変調が可能になる。また、「パルス位相変調」のところで説明した変調装置を用いることで、パルスＱＰＳＫ変調も可能である。なお、図２２中、符号６１は原発信器、６２は位相調整器を示している。
【００８３】
多値振幅位相変調
次に、本変調装置で多値振幅位相変調する方式について説明する。
図２３に示すように、信号発生器１３の第１のデータ出力部２７と第２のデータ出力部１５はそれぞれ第１の振幅調整器２７と第２の振幅調整器２８に接続され、同じ倍率で振幅調整される。第１の振幅調整器２７の第１の出力信号Ｄ1’と第２の振幅調整器２８の第２の出力信号Ｄ2’は、それぞれ第１ミキサ１と第２ミキサ２に接続される。第１のローカル信号ｆ0 と第１の出力信号Ｄ1’、第２のローカル信号−ｆ0 と第２の出力信号Ｄ2’により変調された変調信号は、合成器３で合成されアンテナ４から放射される。
【００８４】
図２４は、「パルス位相変調信号」のところで説明した変調装置について、振幅調整器２７，２８の有無による送信信号の変化の概略を示している。
図２４（ａ）は振幅調整器２７，２８が無い場合の送信信号波形であり、図２４（ｂ）は振幅調整器２７，２８により、例えば振幅が０．５倍された場合の送信信号波形を示す。これにより、信号発生器１３の出力信号の振幅を調整することで、送信信号の振幅を調整することができる。
【００８５】
例えば、図２５に示すように、振幅調整器２７，２８を備えた信号発生器１３を含む変調装置により、送信信号を多値化することにより多値振幅位相変調、例えば１６ＱＡＭ変調を行うことができる。第１のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉと第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’のうち第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’の信号発生器１３には振幅調整器２７，２８が含まれている。振幅調整器２７，２８により第１のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉの信号発生器１３の出力と第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ’，Ｉ’の信号発生器１３の出力との振幅比が、１：３になるよう調整する。これにより、第１・第２のＱＰＳＫ変調装置Ｑ，Ｉ、Ｑ’，Ｉ’の出力を合成器６０により合成してアンテナ４に出力することにより１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）変調が可能になる。また、信号発生器のデータの種類によってはパルス１６ＱＡＭ変調も可能である。
さらに、必要に応じて振幅・位相の値を変更した多値振幅位相変調器を構成しても良い。
【００８６】
ローカル信号発生器
次に、ローカル信号発生器１０において正相・逆相の関係にある第１、第２のローカル信号を生成する方式について説明する。
第１の方式として、互いに逆位相となる第１、第２のローカル信号を１つの共振器により互いに逆相で発信する２つの異なる原発振器より生成する構成を採用する。
第２の方式として、図２６に示すように２つの共振器が協調動作している１つの原発振器９から２系統取り出す構成を採用する。この場合、第２ローカル信号出力部１２では逆相処理が行われる。また、２系統取り出す方法としては、その他に、１つの共振器を共用した２系統のローカル信号を作る方法を採用しても良いし、無安定マルチバイブレータのような、２つの共振器を協調動作させているものから2出力を取り出す方式などでも良い。
【００８７】
第３の方式として、第１、第２の方式のように互いに逆位相となるローカル発振器を２つ使用するのではなく、図２７に示すように１つの原発振器９からの源信号を逆相分配器７を介して第１、第２ローカル信号出力部１１，１２に出力して、互いに逆相のローカル信号を出力する構成を採用する。
【００８８】
逆相分配器７には１８０度ハイブリッドなどが適しており、例えば、低周波帯信号では図２８（ａ）に示すようなトランス方式があり、また、高周波帯信号で平面回路とする場合には図２８（ｂ）に示すようなラットレース方式があり、また、立体回路（導波管回路）の場合はマジックＴ方式（図示せず）などが挙げられる。また、２分配回路と位相遅延回路を単純に組み合わせたもの（図示せず）でも良い。
【００８９】
ローカル周波数については可変にしてもよい。
例えば、正相・逆相のローカル信号を生成する方式のうちの第１、第２の方式において、それぞれのローカル信号について正相・逆相の関係を維持しつつ、ローカル発振器の周波数を可変動作させても良い。これにより、周波数多重通信のように通信ごとに周波数が変化する方式や、スペクトル拡散の周波数ホッピング方式などで本発明の変調装置を用いた場合に、各周波数においてローカルリークをキャンセルする効果と、高周波送信信号を増幅する効果が得られる。
【００９０】
また、正相・逆相のローカル信号を生成する第３の方式においても、ローカル発振器の周波数を可変動作させても良い。なお、ローカル発振器の周波数に対して可変周波数幅が小さい場合には、逆相相殺・同相合成の効果は十分得られるが、周波数可変幅を広く取る場合や、逆相相殺・同相合成の効果を最大限利用する場合には、逆相分配器を周波数変化と連動できる可変型にしておくか、位相・振幅調整器により、周波数変化と連動して、位相・振幅を調整してもよい。
【００９１】
次に、変調装置の構成部品にバラつきなどがある場合の調整機能について説明する。
第１、第２ミキサ１，２に同一の部品を使用した場合でも、部品のバラツキによってローカル発振器１０から第１、第２ミキサ１，２の出力端への通過特性（通過位相、アイソレーション）にはバラツキが発生する可能性がある。
【００９２】
また、ローカル発振器１０において第１、第２ローカル信号出力部１１，１２のそれぞれから出力されるローカル信号も特性バラツキによって、位相差、出力レベルに差が発生する可能性がある。位相・振幅のズレによるキャンセル効果劣化について図２９に示す。１８０度からの位相差が０度で、かつ出力レベルの差が０dＢのとき、ローカルリークのキャンセル効果は無限大（∞）で最もよい。テーブル内の数値は大きいほどキャンセル効果が大きい。位相差５度（１８０＋５度）、振幅差０．５ｄＢではキャンセル効果は１９．９ｄＢ程度に劣化し、高周波送信信号の同相合成効果３ｄＢを加えて、トータル２３ｄＢの効果となる。
【００９３】
そこで、キャンセル効果を高めたい場合は、部品のバラツキを吸収するために、図３０に示すように、第１ローカル信号出力部１１と第１ミキサ１の間に第１の位相・振幅調整機５を接続するとともに、第２ローカル信号出力部１２と第２ミキサ２の間に第２の位相・振幅調整機６を接続してもよい。
また、図６に示したような、同相の２つのローカル信号を出力するローカル発振器１０と第１ミキサ１、第２ミキサ２のそれぞれの間に位相・振幅調整器５，６を接続してもよい。
なお、追加する位置としては、ローカル発振器１０とミキサ１，２の間でも、ミキサ１，２と合成器３の間のどちらでも構わない。また、第１、第２の位相・振幅調整器５，６は、２つのミキサ１，２が介在するいずれか一方の経路への追加だけでも構わない。
【００９４】
但し、変調信号が広帯域信号となる場合には、広帯域に渡って均一な周波数特性を持つ位相・振幅調整器の実現が困難であるので、特定周波数の位相・振幅調整をローカル発振器１０とミキサ１，２の間に追加する方が望ましい。また、調整用にレベル検出器などを追加しても良い。なお、同様の理由から信号発生器１３とミキサ１，２の間に位相・振幅調整器を追加しても良い。この方法は、上記した正相・逆相のローカル信号を生成するいずれの方式にも適用可能である。
【００９５】
上記の変調装置は、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信や、ＵＷＢ近距離レーダ（ＳＲＲ）などに適用される。
以上述べたように本発明によれば、ローカル信号と逆相のローカル信号を、適切な２系統のデータとミキサにより変調し、それぞれの高周波送信信号を合成することで、ローカルリークは逆相合成により、高周波送信信号中のローカルリークが効率よく除去される。
また、副次的効果として、放射電力の規格に対してローカルリーク信号で制約されることがなくなり、放射電力の効率化にもつながる。あるいは、高周波送信信号は同相合成され増幅効果があるため、さらにローカルリーク対高周波送信信号比が改善される。
【００９６】
さらに他の副次的効果として、データ信号に逆相信号を用いる場合は、データ信号がミキサを通過するデータリークについても、逆相合成することによりミキサのアイソレーションも改善する効果が得られる。これによりデータ信号リークを除去するフィルタが不要となるので、データ信号周波数と高周波送信信号が重なるような周波数配置も設定することが可能となる。
【００９７】
また、本発明によれば、同一の部品（ミキサ）を、逆相の同じ信号・同じ波形（ローカル・データ）で使用するといった対称動作により生成した信号を逆相で合成するので、無調整でローカルリークのキャンセル効果が得られる。また必要に応じて部品バラツキを吸収するための位相・振幅を調整することで、さらにキャンセル効果を向上させることも可能である。さらに、同じ部品を対称動作させているため、温度・湿度等の動作環境、信号レベル、信号波形といった動作条件の変化による特性変動も少ない。
また、本発明によれば、本来ローカルリークと等しい無変調信号の原因となる直流オフセット電圧の影響をうけないため、信号発生器としてディジタル信号回路で広範囲に用いられている、高速差動信号を直接接続することも可能である。
【符号の説明】
【００９８】
１、２：ミキサ
３：合成器
４：アンテナ
５，６：位相・振幅調整器
７：逆相分配器
８：逆相合成器
９：原発振器
１０：ローカル発振器
１１：第１ローカル信号出力部
１２：第２ローカル信号出力部
１３：信号発生器
１４：第１のデータ出力部
１５：第２のデータ出力部
１６：作動信号回路
１７，１８；直流カット回路
２４，２５：直流オフセット回路
２６：レベル調整器
２７，２８：振幅調整器
３１，３２：作動信号回路
３３，３４：合成器
３５，３６：振幅調整回路
４０：クロック発振器
４１〜４３：分配器
４４，４７：遅延線
４５，４８：スイッチ
４６，４９：比較器
５０：データ回路
５１：分配器
６０，６０ａ，６０ｂ，６０ｃ：合成器
６１：原発振器
６２：位相調整器
Ｑ，Ｑ’，Ｉ，Ｉ’：変調装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、
前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、
前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、
前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置。
【請求項２】
前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、
前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項３】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する前記ローカル発振手段は、一つの共振器により互いに逆相で発振する２つの発振器を有することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項４】
前記ローカル発振手段は、２つの共振器が協調動作している１つの発振器から、互いに逆相となる前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する構造を有していることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項５】
前記ローカル発振手段は、１つの発振器から逆相分配器により前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生させる構造を有することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項６】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１つに記載の変調装置。
【請求項７】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と、該第１のローカル信号と同相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１のデータと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１、第２の変調器で発生した変調波を逆相で合成する逆相合成器と
を有し、
前記信号発生器は、
１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、
前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、
前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、
前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置。
【請求項８】
前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、
前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする請求項７に記載の変調装置。
【請求項９】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有する機能を持ったことを特徴とする請求項７に記載の変調装置。
【請求項１０】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
特定の電圧を中心に互いに反転の関係にある第１出力信号、第２出力信号を出力する信号回路と、
前記第２出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と、
前記第１出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、
前記振幅調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路と、を有することを特徴とする変調装置。
【請求項１１】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
直流オフセット電圧を含む第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に前記第１出力信号を反転させた第２出力信号とを出力する信号回路と、
前記第１出力信号の直流オフセット電圧を調整する第１の直流オフセット調整回路と、
前記第２出力信号の直流オフセット電圧を調整する第２の直流オフセット調整回路と、
前記第１の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、
前記第２の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路と、を有することを特徴とする変調装置。
【請求項１２】
前記信号発生器は、
前記第１のデータ出力回路の振幅を調整する第３の振幅調整回路と、
前記第２のデータ出力回路の振幅を調整する第４の振幅調整回路を有し、第１・第２データの振幅を等しく調整する構造を有していることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１つに記載の変調装置。
【請求項１３】
前記第３の振幅調整回路及び第４の振幅調整回路を含む信号発生器により、各データの振幅を所定の値に変化させることで、多値変調も可能である請求項１２に記載の変調装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド通信機。
【請求項１５】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド近距離レーダ。
【請求項１】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、
前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、
前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、
前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置。
【請求項２】
前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、
前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項３】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する前記ローカル発振手段は、一つの共振器により互いに逆相で発振する２つの発振器を有することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項４】
前記ローカル発振手段は、２つの共振器が協調動作している１つの発振器から、互いに逆相となる前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生する構造を有していることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項５】
前記ローカル発振手段は、１つの発振器から逆相分配器により前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号を発生させる構造を有することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項６】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１つに記載の変調装置。
【請求項７】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と、該第１のローカル信号と同相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１のデータと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１、第２の変調器で発生した変調波を逆相で合成する逆相合成器と
を有し、
前記信号発生器は、
１つのクロック信号から分配器により第１のクロック信号と第２のクロック信号を発生させる分配器と、
前記第２のクロック信号の第１のクロック信号に対する遅延量を調整する遅延回路と、
前記第１のクロック信号と前記遅延回路の出力信号の振幅を比較する比較器を有し、
前記遅延量に相当し、前記クロック信号に比べて短い信号を生成する構造を有していることを特徴とする変調装置。
【請求項８】
前記信号発生器は、前記遅延回路と前記比較器の間に介在するスイッチを更に有し、
前記スイッチには前記クロック信号より大きな電圧が印加されていることを特徴とする請求項７に記載の変調装置。
【請求項９】
前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の位相・振幅を調整する位相・振幅調整手段を有する機能を持ったことを特徴とする請求項７に記載の変調装置。
【請求項１０】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
特定の電圧を中心に互いに反転の関係にある第１出力信号、第２出力信号を出力する信号回路と、
前記第２出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と、
前記第１出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、
前記振幅調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路と、を有することを特徴とする変調装置。
【請求項１１】
第１、第２のデータを生成する信号発生器と、
第１のローカル信号と該第１のローカル信号と逆相の関係にある第２のローカル信号を発生するローカル発振手段と、
前記第１データと前記第１のローカル信号から変調波を発生する第１の変調器と、
前記第２データと前記第２のローカル信号から変調波を発生する第２の変調器と、
前記第１の変調器と前記第２の変調器で発生した変調波を合成する合成器と
を備え、
前記信号発生器は、
直流オフセット電圧を含む第１出力信号と、直流オフセット電圧を中心に前記第１出力信号を反転させた第２出力信号とを出力する信号回路と、
前記第１出力信号の直流オフセット電圧を調整する第１の直流オフセット調整回路と、
前記第２出力信号の直流オフセット電圧を調整する第２の直流オフセット調整回路と、
前記第１の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第１のデータを出力する第１のデータ出力回路と、
前記第２の直流オフセット調整回路の出力信号に基づいて前記第２のデータを出力する第２のデータ出力回路と、を有することを特徴とする変調装置。
【請求項１２】
前記信号発生器は、
前記第１のデータ出力回路の振幅を調整する第３の振幅調整回路と、
前記第２のデータ出力回路の振幅を調整する第４の振幅調整回路を有し、第１・第２データの振幅を等しく調整する構造を有していることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１つに記載の変調装置。
【請求項１３】
前記第３の振幅調整回路及び第４の振幅調整回路を含む信号発生器により、各データの振幅を所定の値に変化させることで、多値変調も可能である請求項１２に記載の変調装置。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド通信機。
【請求項１５】
請求項１乃至１３のいずれかに記載の変調装置を用いることを特徴とするウルトラワイドバンド近距離レーダ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【公開番号】特開２０１１−６１８２４（Ｐ２０１１−６１８２４Ａ）
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２３３９０４（Ｐ２０１０−２３３９０４）
【出願日】平成２２年１０月１８日（２０１０．１０．１８）
【分割の表示】特願２００５−２０５９６５（Ｐ２００５−２０５９６５）の分割
【原出願日】平成１７年７月１４日（２００５．７．１４）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月１８日（２０１０．１０．１８）
【分割の表示】特願２００５−２０５９６５（Ｐ２００５−２０５９６５）の分割
【原出願日】平成１７年７月１４日（２００５．７．１４）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]