多重伝送装置および多重伝送方法
【課題】チップサイズを小さくすることができるディジタル処理を有する多重伝送装置および多重伝送方法を提供する。
【解決手段】データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置において、多重化処理部を、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う前段ＩＦＦＴ回路２０２と、複数の前段ＩＦＦＴ回路２０２の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う後段ＩＦＦＴ回路２０３とから構成し、多重分離処理部を、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２と、窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換回路２３３とから構成する。
【解決手段】データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置において、多重化処理部を、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う前段ＩＦＦＴ回路２０２と、複数の前段ＩＦＦＴ回路２０２の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う後段ＩＦＦＴ回路２０３とから構成し、多重分離処理部を、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２と、窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換回路２３３とから構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データを多重化する多重伝送装置および多重伝送方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
データを多重化して伝送する多重伝送装置においては、送信データをシンボルに変換して変調および多重化する処理や、受信した信号を復調して分離する処理等のディジタル処理をＩＣチップにして実装している。多重伝送する場合、送信側では信号点を周波数情報にして逆高速フーリエ変換した後に畳み込み積分を行って波形合成することにより時間軸情報とし、一方、受信側では、時間軸情報を高速フーリエ変換した後、畳み込み積分をして周波数情報を得るように構成されている（例えば、特許文献１〜６参照）。
【０００３】
【特許文献１】特許第３７４７４１５号公報
【０００４】
【特許文献２】特開平０５−２０７００１号公報
【特許文献３】特開平０５−２６０１００号公報
【特許文献４】特開平０５−２６０１０９号公報
【特許文献５】特開平０８−１１６３４７号公報
【特許文献６】特開平１０−２２４２７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の構成をＩＣチップ化すると、送信側では畳み込み積分におけるメモリ量が膨大になり、また、受信側の処理が複雑で処理量が大きくなることから、チップサイズが大きくなり、この多重伝送装置のコストが高くなるという課題があった。
【０００６】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、チップサイズを小さくすることができるディジタル処理を有する多重伝送装置および多重伝送方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するために、第１の本発明に係る多重伝送装置は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有するものであり、多重化処理部は、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１の変換手段（例えば、実施形態における前段ＩＦＦＴ回路２０２）と、複数の第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う第２の変換手段（例えば、実施形態における後段ＩＦＦＴ回路２０３）と、を有して構成される。
【０００８】
このような第１の本発明に係る多重伝送装置において、第１の変換手段は、データを変調するための信号点発生手段（例えば、実施形態における信号点発生用ＲＯＭ２１４）と、この信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートにわけて逆高速フーリエ変換し、この信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力する第１の逆高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態におけるフィルタ係数用ＲＯＭ２１５、リアルパート乗算回路２１６、１／２ナイキスト遅延回路２１７、イマジナリパート乗算回路２１８、および、畳み込み積分回路２１９）と、から構成される波形整形手段（例えば、実施形態における波形整形部２１０）を有することが好ましい。
【０００９】
また、第２の変換手段は、複数の第１の変換手段の出力から、送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換する第２の逆高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態における逆高速フーリエ変換回路２２５）と、第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力する補間手段（例えば、実施形態における波形合成回路２２７およびインターポーレーション部２２８）と、を有することが好ましい。
【００１０】
また、波形整形手段が、データを所定の時間だけ順次遅延させて出力するタップ遅延線と、このタップ遅延線から出力されたデータを選択し、信号点発生手段に入力するセレクタと、を有することが好ましい。
【００１１】
さらに、第１の変換手段が、複数の波形整形手段と、これらの複数の波形整形手段の出力の各々を周波数シフトする回転手段（例えば、実施形態における回転回路部２２３）と、回転された出力を合成する加算手段（例えば、実施形態における合成回路２２４）と、を有することが好ましい。
【００１２】
また、第２の本発明に係る多重伝送装置は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有するものであり、多重分離処理部が、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数および畳み込み積分手段（例えば、実施形態における窓関数および畳み込み演算回路２３２）と、窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態における高速フーリエ変換回路２３３）と、を有して構成される。
【００１３】
一方、第１の本発明に係る多重伝送方法は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、多重化処理部が第１の変換手段と第２の変換手段とを有し、第１の変換手段により、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１のステップと、第２の変換手段により、複数の第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後、補間して波形合成を行う第２のステップと、を有して構成される。
【００１４】
このような第１の本発明に係る多重伝送方法において、第１の変換手段が、信号発生手段と第１の逆高速フーリエ変換手段とを備える波形整形手段を有し、第１のステップが、信号点発生手段により、データを変調した信号点を発生するステップと、第１の逆高速フーリエ変換手段により、信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、この信号点に対する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力するステップと、を有することが好ましい。
【００１５】
また、第２の変換手段が、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とを有し、第２のステップが、第２の逆高速フーリエ変換手段により、複数の第１の変換手段の出力から、送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換するステップと、補間手段により、第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力するステップとを、を有することが好ましい。
【００１６】
また、波形整形手段が、タップ遅延線とセレクタとを有し、第１のステップが、タップ遅延線により、データを所定の時間だけ順次遅延させて出力し、セレクタによりこのタップ遅延線から出力されたデータを選択して、信号点発生手段に入力するステップを有することが好ましい。
【００１７】
さらに、第１の変換手段が、複数の波形整形手段と回転手段と加算手段とを有し、第１のステップが、回転手段により、複数の波形整形手段の出力の各々を周波数シフトするステップと、加算手段により、回転された出力を合成して出力するステップと、を有することが好ましい。
【００１８】
また、第２の本発明に係る多重伝送方法は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、多重分離処理部が、窓関数および畳み込み積分手段と高速フーリエ変換手段とを有し、窓関数および畳み込み積分手段により、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数して乗算して畳み込み積分するステップと、高速フーリエ変換手段により、窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得るステップと、を有して構成される。
【発明の効果】
【００１９】
第１の本発明に係る多重伝送装置を以上のように構成すると、多重化処理部を第１の変換手段と第２の変換手段とから構成することにより、この多重化処理部で必要とされるメモリ量を削減することができ、この多重化処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２０】
このとき、第１の変換手段を、信号点発生手段と第１の逆高速フーリエ変換とからなる波形整形手段で構成し、データから基本送信ベースバンド信号を出力するように構成することにより、第１の逆高速フーリエ変換の処理を簡単にすることができる。
【００２１】
また、第２の変換手段を、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とから構成することにより、この第２の変換手段で必要とされるメモリ量も削減することができる。
【００２２】
なお、波形整形手段にタップ遅延線とセレクタとを設け、データをタップ遅延線に入力し、セレクタで選択して信号点発生手段に入力するように構成することにより、第１の変換手段で必要なメモリ量は、タップ遅延線に用いられるメモリだけとなるため、この多重化処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２３】
また、第１の変換手段に複数の波形整形手段を設け、これらの出力を周波数シフトさせて合成して出力するように構成することにより、後段（第２の変換手段）の処理量を軽減させることができる。
【００２４】
また、第２の本発明に係る多重伝送装置を以上のように構成すると、多重分離処理部で実行される高速フーリエ変換処理を１回とすることができるので、多重分離処理部の処理量を低減し、この多重分離処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２５】
一方、第１および第２の本発明に係る多重伝送方法を以上のように構成しても、この方法の実装において、メモリ量および処理量を低減することができるので、チップサイズを小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照して説明する。まず、図１を用いて、本発明に係る多重伝送装置の構成について説明する。この多重伝送装置は、電力線搬送システムに適用した場合の送信側の多重化処理部と受信側の多重分離処理部との両方の構成を備えたモデム構成の場合を示し、ディジタル部１、アナログ部２、電源部３、送信ドライバ回路（ＤＶ）４、電力線に対して信号の送受信を行うトランス５、漏洩電界を抑圧するためのコモンモードチョーク（ＣＭＣ）６、１０ＢＡＳＥ−Ｔや１００ＢＡＳＥ−ＴＸ等のＬＡＮ（屋内ローカルエリアネットワーク）との接続部７、および、ＲＪコネクタ（ＲＪ４５）８から構成される。
【００２７】
ディジタル部１は、接続部７で送受信データの授受を行うとともに時分割制御等を行うＰＬＣメディアアクセス制御部（ＰＬＣ−ＭＡＣ）１１、送信データを多重化して送信する多重化処理部１２、および、受信した信号を分離して受信データとする多重分離処理部１３から構成される。ここで、多重化処理部１２は、スクランブラおよび和分回路（ＳＣＲ＆和分）１４、信号点発生手段としての信号点発生部１５、多重化する手段の要部を構成する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１６、変調部（ＭＯＤ）１７、および、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１８から構成され、多重分離処理部１３は、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１９、復調部（ＤＥＭ）２０、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２１、タイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）２２、信号点を判定する手段としての信号点判定部２３、および、差分およびデスクランブル回路２５から構成される。なお、このディジタル部１において、ＰＬＣメディアアクセス制御部１１は、コントローラ（ＣＰＵ）２６により制御される。また、このディジタル部１の各部の機能を、プロセッサの演算処理機能により実現することも可能である。
【００２８】
アナログ部２は、第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ１）３１、ハイパスフィルタおよびゲインスイッチ部（ＨＰＦ＆ＧＳＷ）３２、第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ２）３３、および、ディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４（電圧制御水晶発振器でも可能）から構成される。また、接続部７は、ＲＪコネクタ８を介して入出力される信号（ＬＡＮデータ）を処理するイーサネット（登録商標）処理部（Ｅｔｈｅｒ ＰＨＹ）２７およびフィルタリング処理、フラグメント処理、再送処理、暗号化処理、および、スイッチング処理等を行うＰＬＣスイッチ部（ＰＬＣ−ＳＷ）２８から構成される。
【００２９】
このような多重伝送装置において、１０ＢＡＳＥ−Ｔあるいは１００ＢＡＳＥ−ＴＸ側からＲＪコネクタ８を介して接続部７に入力されたＬＡＮデータは、イーサネット（登録商標）処理部２７を経由して、ＰＬＣスイッチ部２８に取り込まれる。このＰＬＣスイッチ部２８に取り込まれたデータは、フィルタリング／フレーミング／フラグメント／バッファリング／スイッチング等の機能を得て、ＰＬＣメディアアクセス制御部１１に渡される。このＰＬＣメディアアクセス制御部１１では、コントローラ２６からの指示の元に、時分割処理等を行い、コントローラ２６からの制御情報（親局と子局間の会話）の転送やユーザデータのタイムスロット管理を実施する。そして、このＰＬＣメディアアクセス制御部１１から出力された送信データは、スクランブラおよび和分回路１４に入力されて、データがランダム化され、送信スペクトルの安定化／漏洩電界の安定化が実現されるとともに、回線変動に耐えるべく位相和分が行われる。このランダム化および位相和分処理後、信号点発生手段としての信号点発生部１５により複数チャネルの送信信号点が生成される。この信号点発生部１５は、ＲＯＭ等により構成することができるものであり、また、ノッチの生成やスペクトル拡散、さらには、雑音キャンセルのためのゼロ点挿入等を行う構成とすることができる。
【００３０】
そして、複数チャネルの送信信号点である周波数軸上の情報は、逆高速フーリエ変換部１６により時間軸上の情報に変換され、変調部１７に入力されて波形整形された後、変調される。ここで、変調部１７は、信号点を時間軸上はナイキスト時間間隔で、かつ、周波数軸上はナイキスト周波数間隔で多重化するように構成されている。この変調部１７からの変調信号は、Ｄ／Ａ変換器１８に入力されてアナログ信号に変換された後、アナログ部２の第１のローパスフィルタ３１によりアナログ信号上の不要帯域が除去された後、送信ドライバ回路４により増幅され、トランス５とコモンモードチョーク６とを介して、電力線、例えばＡＣ１００Ｖの屋内配電線側又は屋内電灯線側に送信される。このように、本実施例に係る多重伝送装置における多重化処理は、時間軸上ではナイキスト時間間隔、周波数軸上では複数のキャリア周波数をナイキスト周波数間隔で配置し、時間軸直交／周波数軸直交により、多重化データ伝送を行うものである。
【００３１】
一方、受信側の多重分離処理は、送信側の多重化処理と逆の処理を行うものであり、コモンモードチョーク６とトランス５とを介して入力された受信信号は、ハイパスフィルタおよびゲインスイッチ部３２により不要な低域成分が除去された後、受信信号を所定レベルまで増幅され、第２のローパスフィルタ３３により高域の不要帯域成分が除去される。そして、ディジタル部１のＡ／Ｄ変換器１９によってディジタル信号に変換される。
【００３２】
このディジタル部１のＡ／Ｄ変換器１９によりディジタル信号に変換された受信信号は、復調部２０において復調され、ベースバンド信号とされた後、不要帯域が除去され、高速フーリエ変換部２１により時間軸情報が周波数軸情報に変換される。そして、信号点判定部２３により受信信号点が判定され、差分およびデスクランブル回路２５により、位相差分がとられた後、ランダム化されていた状態が元に戻され送信データが再生される。さらにＰＬＣメディアアクセス制御部１１を経由した後、接続部７を介して端末（図示を省略）へ転送される。
【００３３】
前述の位相差分処理は、信号点判定部２３における判定後に行う構成を示すが、信号点判定前に位相差分処理を実施する構成とすることも可能である。また、同期モデムでは、受信クロックを送信クロックに同期させる必要があるが、この同期信号は、送信側で複数の特定周波数によりタイミング用の基準信号を送信し、受信側では、この同期信号を抽出することで、送信との同期を確立している。この同期信号の抽出ポイントは、パスバンドでもベースバンドでも、または、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）後でも良いが、効率的な処理が行える場所から信号を抽出して同期化を行うことができる。図１においては、高速フーリエ変換部２１の出力信号から抽出可能としている。そして、タイミング同期部２２により、ディジタル制御水晶発振器３４を制御して、所望の同期を確立することができる。
【００３４】
電源部３は、各部に例えばＤＣ電圧５Ｖの動作電圧を供給する電源出力部４１と電源フィルタ４２とを含む構成を有している。この電源出力部４１は、ＤＣ５Ｖ等の直流電圧をＡＣ１００Ｖの交流電圧からスイッチング電源構成等により形成するものであるが、スイッチング電源構成とすると、スイッチング雑音が発生するため、電源フィルタ４２により、そのスイッチング雑音がコモンモードチョーク６側およびモデム側に漏洩しないように構成されている。また、電源部３は、回線側に対して不要な漏洩電界が発生しないように、この電源部３からのコモンモード電流を最小化する必要がある。さらに、この電源部３を回線に接続することで、対地間平衡度を悪化させないように、あるいは、低インピーダンス化により微小信号が消滅しないように、伝送帯域内のＬＣＬ（対地間平衡度）やノーマルモードインピーダンスを所望の値以上に設定することが必要である。
【００３５】
図２は、多重伝送装置の多重化処理部１２と多重分離処理部１３との主要部、すなわち、図１に示す多重伝送装置のディジタル部１の主要部の説明図であり、５１は図１における信号点発生部１５に対応する送信信号点発生回路、５２は図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応し、多重化する手段を構成する送信ＩＦＦＴ部、５３は図１における信号点判定部２３に対応する受信信号点判定回路、５４は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する受信ＦＦＴ部を示す。また、５５はリアルパート逆高速フーリエ変換部（Ｒｅａｌ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）、５６はイマジナリパート逆高速フーリエ変換部（Ｉｍａｇ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）、５７は時間軸窓関数乗算部、５８は時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）、５９は波形合成および畳み込み積分回路、６０は窓関数乗算および畳み込み積分回路、６１は高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、６２はリアルパートとイマジナリパートとの信号抽出合成回路を示す。
【００３６】
送信データを送信信号点発生回路５１に入力して、ベクトル信号としての送信信号点とし、その信号点のリアルパート（Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（Ｉｍａｇ）とに分け、リアルパートは、リアルパート逆高速フーリエ変換部５５に入力し、イマジナリパートは、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６に入力して、それぞれ逆高速フーリエ変換し、時間軸窓関数乗算部５７，５８に入力する。時間軸窓関数乗算部５７，５８は、時間軸上の信号に対して送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する手段を含む。なお、時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）５８の窓関数は、時間軸窓関数乗算部５７の窓関数よりも１／２ナイキスト時間長遅れており、この窓関数が乗算されたイマジナリパート側の信号は、リアルパート側の信号から１／２ナイキスト時間長分、時間シフトされることとなる。そして、波形合成および畳み込み積分回路５９においてリアルパートとイマジナリパートとを波形合成するとともに畳み込み積分を行い、図１における変調部１７に入力して変調され、Ｄ／Ａ変換器１８によりアナログ信号に変換されてアナログ部２に入力する。
【００３７】
また、受信ＦＦＴ部５４においては、復調された受信信号が入力され、窓関数乗算および畳み込み積分回路６０により、受信ナイキストフィルタの時間応答波形に対応した窓関数を乗算した後、フーリエ変換単位に畳み込み積分を行い、高速フーリエ変換部６１に入力し、この高速フーリエ変換部６１により周波数情報に変換し、リアルパートとイマジナリパートとはそれぞれ１／２ナイキスト時間長間隔となるように送信側でシフトしているから、信号抽出合成回路６２において単純合成し、受信信号点判定回路５３に入力する。
【００３８】
本発明の構成は、図１および図２に示すものであり、次に示す第１〜第６の課題を解決するものである。まず、第１の課題は、高効率データ伝送の実現であり、高効率データ伝送実現のためには、時間軸上／周波数軸上での無駄を省くことが鍵である。その実現例の一つとして、従来からあるＷａｖｅｌｅｔ−ＯＦＤＭ方式がある。このＷａｖｅｌｅｔ−ＯＦＤＭ方式は、時間軸直交／周波数軸直交を実現した方式であるが、時間軸で効率的なデータ伝送を実現する他の方式として、ナイキスト伝送方式がある。
【００３９】
ナイキスト伝送方式の伝達関数は、（０，１，０）であり、符号間干渉なしで最も高速にデータを伝送できる方式であるが、同時に時間軸上で等価的に時間軸直交を実現している伝送方式である。本発明は、このナイキスト伝送方式と、周波数軸で直交可能なＯＦＤＭ方式とを適用して、時間軸直交／周波数軸直交の多重伝送を実現するものである。そのため、送信側では、例えば、信号点のリアルパートとイマジナリパートとに分解し、最初にリアルパートを伝送し、次に、１／２ナイキスト時間長後、イマジナリパートを伝送することにより、隣接チャネルの符号間干渉なしで高効率データ伝送が可能となる。
【００４０】
また、第２の課題は特定帯域の漏洩低減である。これは、ナイキストフィルタを送受等分割することで実現することができる。また、より少ないタップ数で、より深い漏洩低減を実現するため、送信側ｃｏｓフィルタに独自の窓関数を乗算し、サイドローブを低減することにより実現可能である。
【００４１】
また、第３の課題は雑音抑圧である。送信側と同様に、受信側をｃｏｓフィルタとするとともに、送信側と同様に独自の窓関数を乗算する構成として、７０ｄＢを超える雑音抑圧を可能とすることができる。
【００４２】
また、第４の課題は雑音キャンセルである。これは、送信側で定期的にゼロ点を挿入し、データの信号点を、ゼロ点とゼロ点間に配置して伝送し、受信側では、送信側で送信されたゼロ点上の雑音成分を、補間予測して、信号点上に重畳された雑音をキャンセルすることにより実現可能である。
【００４３】
また、第５の課題は、マルチパス対応である。分岐回路等によるマルチパスによる遅延した信号成分が重畳することによるエラー発生について、これを低減するために、例えば、判定帰還等化器を用いることにより、受信側における安定したマルチパス除去が可能である。
【００４４】
また、第６の課題はタイミング同期である。タイミング同期としては、周波数同期と位相同期との２種類あり、周波数同期に関しては、複数のチャネルから得られた同期信号から周波数同期をかければ十分であり、また、位相同期に関しては、タイミングインターポレーションフィルタを設けて、時間位相をシフトさせることで、タイミング位相を合わせるか、又は、受信側の等化器を１タップの複素等化器ではなく、ダブルサンプリングの等化器を設けて、タイミング位相を合わせる構成を適用することができる。
【００４５】
図３は、伝送路（フィルタ）の時間応答を示すもので、入力信号をインパルスとして伝送路（フィルタ）に入力した場合、出力信号は、伝送路（フィルタ）特性に対応した帯域制限による時間応答波形となる。この伝送路（フィルタ）の入力側に連続してデータ（各種インパルス波形）を加えると、出力側では、これらの時間応答波形が重なって出力されることになる。
【００４６】
多重伝送装置からのデータはパルス信号であり、高周波成分まで含むため、このまま、帯域制限のある伝送路に送出すると、波形歪みにより符号間干渉が発生する。したがって、符号間干渉が発生しないようにフィルタで波形整形を行い、パルスを送出する。この代表的な符号間干渉なしのフィルタがナイキストフィルタであり、以下に示す周波数特性と時間応答波形を有する。
【００４７】
まず、周波数応答Ｈ（ｆ）は、ナイキスト時間間隔をＴ（ｓ）とし、ロールオフ率をβ（βは０〜１）とすると、
Ｈ（ｆ）＝１， ０≦ｆ≦（１−β）／２Ｔ
＝［１−ｓｉｎ［πＴ（ｆ−１／２Ｔ）／β］］／２，
（１−β）／２Ｔ≦ｆ≦（１＋β）／２Ｔ
＝０， （１＋β）／２Ｔ≦ｆ
と表される。一方、時間応答波形Ａ（ｔ）は、
Ａ（ｔ）＝ｓｉｎｃ（πｔ／Ｔ）［ｃｏｓ（πβｔ／Ｔ）／（Ｂ）］
但し、Ｂ＝（１−（２βｔ／Ｔ）2）
と表される。
【００４８】
図４は、ナイキスト伝送における波形の説明図であり、図示するように、時間軸の応答波形が等間隔にゼロ点を通過する波形であるならば、連続してインパルス伝送しても、互いの符号が干渉することなく高速でデータ伝送が可能である。これが、前述のナイキスト伝送である。すなわち、ナイキスト伝送路の時間応答は（０，１，０）となっており、等価的に時間軸で直交している系列となる。
【００４９】
図５は、ナイキスト伝送路の周波数特性を正規化して示し、ナイキストフィルタのフィルタ特性はｃｏｓ二乗特性を示すもので、一般にロールオフ率と呼ばれる要素があるが、同図においては、ロールオフ率が１００％の場合を示している。
【００５０】
図６は、直交周波数分割多重のイメージ図であり、各キャリア周波数はそれぞれ整数倍の関係にあり、互いに直交したキャリアになっている。このため、周波数軸上では、互いのスペクトルが重なっているが、このとき周波数軸上では互いに直交関係にあるため、受信側で高速フーリエ変換により周波数分解が可能である。また、送信側では、逆高速フーリエ変換により、周波数軸の情報を時間軸の情報に変換して送信する。
【００５１】
前述の図４に示す時間軸上で直交した波形の信号を、図６に示す周波数軸上で直交した波形の信号として多重化することにより、高効率の多重伝送が可能となる。この場合、時間軸上ではナイキスト時間間隔で多重化し、周波数軸上ではナイキスト周波数間隔で多重化することになる。
【００５２】
図７は、ナイキスト伝送路（ｃｏｓ二乗特性）を送受等分割したときの時間応答波形を示し、送信フィルタをｃｏｓフィルタ特性、受信フィルタもｃｏｓフィルタ特性とし、伝送路としてはｃｏｓ二乗特性とした場合を示す。このように、フィルタ特性を送受等分割する理由は、雑音耐力の最適化にある。
【００５３】
図８は、ｃｏｓフィルタの時間応答特性を示し、１／２ナイキスト時間間隔で（０，１，１，０）の応答特性となり、これを送受畳み込み処理により、図９に示すように、ｃｏｓ二乗フィルタの時間応答波形（１／２ナイキスト時間間隔で（０，１，２，１，０）、ナイキスト時間間隔で（０，１，０））を得ることができ、ナイキスト間隔で伝送すれば、符号間干渉なしに高速でデータ伝送が可能となる。
【００５４】
図１０は、隣接チャネル間の干渉の説明図であり、３チャネル多重時の周波数スペクトルを示す。同図に示すように、ＣＨ−１／ＣＨ０／ＣＨ＋１の３チャネルが周波数軸上で多重されているが、チャネルＣＨ０の周波数スペクトルが、チャネルＣＨ−１／ＣＨ＋１の周波数スペクトルとハッチングエリアで示すように重なっている。このエリアにより、双方で時間軸上／周波数軸上での干渉が起きる。
【００５５】
チャネルＣＨ０の周波数特性は、送信側はｃｏｓフィルタであるため、チャネルＣＨ０の周波数特性をＦ［０］（ｆ）とすると、ｆは−１〜１（Ｈｚ）において、
Ｆ［０］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２） …（１）
と表される。また、チャネルＣＨ＋１の周波数特性をＦ［＋１］（ｆ）とすると、ｆは０〜２（Ｈｚ）において、
Ｆ［＋１］（ｆ）＝ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（２）
と表される。したがって、図１０の右側ハッチングエリアの周波数スペクトルＦ［０＋１］（ｆ）は、ｆ＝０〜１（Ｈｚ）の範囲において、
Ｆ［０＋１］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２）＊ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（３）
＝１／２（ｓｉｎ（２＊ｆ＊π／２））
＝１／２（ｓｉｎ（ｆ＊π）） …（４）
となる。
【００５６】
同様に、チャネルＣＨ−１とチャネルＣＨ０との干渉エリアは、チャネルＣＨ−１の周波数特性をＦ［−１］（ｆ）とすると、ｆは−２〜０（Ｈｚ）において、
Ｆ［−１］（ｆ）＝−ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（５）
と表される。したがって、図１０の左側ハッチングエリアの周波数スペクトルＦ［０−１］（ｆ）は、ｆ＝−１〜０（Ｈｚ）の範囲において、
Ｆ［０−１］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２）＊（−ｓｉｎ（ｆ＊π／２））…（６）
＝−１／２（ｓｉｎ（２＊ｆ＊π／２））
＝−１／２（ｓｉｎ（ｆ＊π）） …（７）
となる。両者とも極性は異なっているが、パワースペクトル的には同一のｓｉｎフィルタとなる。送信側が１００％ｃｏｓフィルタ、受信側も１００％ｃｏｓフィルタで伝送しているため、送受のフィルタを畳み込むと、隣接チャネル間の周波数スペクトル（干渉スペクトル）は１００％ｓｉｎフィルタ特性となる。
【００５７】
図１１〜図１４は、隣接チャネル間の干渉の説明図であり、いずれも信号点のイマジナリ成分をリアル成分に対して１／２ナイキスト時間長遅延させた場合の波形を示している。まず、図１１は、チャネル０（ＣＨ０）で０度送信（リアル成分のみ送信）した場合でチャネル０で０度位相で受信した場合の波形である。実線の矢印がリアル成分のサンプリング点を示し、破線の矢印がイマジナリ成分のサンプリング点を示しているが、リアル側のみ（０，１，０）のサンプリング結果が得られ、イマジナリ側のサンプリング結果は（０，０，０）となるため、送信側で送信した波形を受信側で正確に再現していると言える。
【００５８】
図１２は、隣接チャネル間の干渉を現わした図である。チャネル−１（ＣＨ−１）で０度送信（リアル成分のみ送信）した場合にチャネル０で０度位相で受信した場合の波形（リアルとイマジナリ）を示したものである。リアル成分を実線の矢印の点でサンプリングを行えば、リアル側への干渉はない。また、イマジナリ成分を破線の矢印の点でサンプリングを行えば、イマジナリ側への干渉はない。但し、破線の矢印の点でリアル成分をサンプリングすれば、イマジナリ側に干渉が発生していることとなる。
【００５９】
図１３は、チャネル−１で９０度送信（イマジナリ成分のみ送信）をした場合であるが、今度は、リアル成分を実線の矢印の点でサンプリングを行えば干渉は無い。また、破線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば干渉は無いが、実線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば、リアル側の干渉成分となる。
【００６０】
図１４は、チャネル−１で４５度送信（リアルとイマジナリの両方の成分を送信）した場合であるが、実線の矢印の点でリアル成分をサンプリングすれば干渉は無い。また、破線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば干渉は無いが、イマジナリ成分を実線の矢印の点でサンプリングし、また、リアル成分を破線の矢印の点でサンプリングすれば、干渉がある。
【００６１】
以上示したように、イマジナリ成分をリアル成分に比して１／２ナイキスト時間長ずらした状態で波形伝送を行い、リアル成分はリアル点（実線の矢印の点）、イマジナリ成分はイマジナリ点（破線の矢印の点）でサンプリングを行えば、隣接間干渉なしに波形伝送が可能なことを示しており、時間軸直交および周波数軸直交が可能なことを示している。
【００６２】
図１５は、シングルキャリア対応の送信変調部を示すもので、７１は送信ローパスフィルタ（送信ＬＰＦ）、７２は送信変調部（送信ＭＯＤ）、７３は送信キャリア発生部（送信ＣＲＲ）、６９はゼロ挿入部、７０は加算部（Σ）、Ｔは遅延回路を示し、図１における変調部１７の構成に相当する部分を示す。なお、Ｘｍ＋ｎおよびＸｍ−ｎは、Ｘｍ＋０に対して、ｎＴ時間前およびｎＴ時間後の信号を示し、Ｃ−ｎ，・・・，Ｃ０，・・・，Ｃ＋ｎはタップ係数を示す。
【００６３】
ナイキスト速度で入力された信号は、通常、ナイキスト速度の整数倍に変換されて送信される。入力データ信号は、先ず、送信ローパスフィルタ７１のゼロ挿入部６９と、遅延回路や加算部７０を含むフィルタ部により、ナイキスト速度からサンプリング速度（ナイキスト速度の整数倍）に速度変換される。また、送信ローパスフィルタ７１により、データ信号を符号間干渉なしで高速データ伝送できるように波形整形される。そして、送信変調部７２により、送信キャリア発生部７３からのキャリア信号と乗算されて、所望の周波数帯域へ周波数シフトする。
【００６４】
これを一つのインパルスに着目して時間軸で観測すると、インパルスとフィルタ出力とキャリア信号と変調信号とは、図１６に示すものとなる。まず、入力されたインパルスをＸｋとすると、送信ローパスフィルタ７１の出力Ｆは、
Ｆ＝Ｘｋ＊Ｃ−ｎ・・・Ｘｋ＊Ｃ＋ｎ …（８）
となる。次に、この送信ローパスフィルタ７１の出力Ｆがキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθと乗算されるが、乗算後の変調信号をＳとすると、
Ｓ＝Ｆ＊Ｅ
＝Ｘｋ＊Ｃ−ｎ＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ））・・・Ｘｋ＊Ｃ＋ｎ＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））
…（９）
となる。これは、入力のインパルスＸｋにキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）を乗算した系列を算出しておき、その結果に窓関数として、ｃｏｓフィルタの時間応答波形を乗算すればよいことを示している。また、入力のインパルスは時系列で順次入力されるため、窓関数を乗算したフィルタ出力も順次出力されることとなる。フィルタ演算では時間軸上の畳み込み処理を行っているが、最終的に変調波形として出力された送信信号に関しては、時間軸で単純加算を実施してやればよい。また、隣接チャネルの干渉をなくすために、リアルパートとイマジナリパートとの信号を１／２ナイキスト時間長だけ、シフトして加算すれば良いことを示す。
【００６５】
図１７は、送信ＩＦＦＴ部の要部を示し、図２における多重処理部の構成を示しており、この図２における符号と同一符号は同一部分を付している。スクランブル処理や和分処理を施した送信データを送信信号点発生回路５１に入力し、ベクトル信号としての送信信号点として、その信号点のリアルパート（Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（Ｉｍａｇ）とに分解し、リアルパートは、リアルパート逆高速フーリエ変換部５５に入力し、イマジナリパートは、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６に入力して、それぞれ逆高速フーリエ変換し、リアルパートには時間軸窓関数乗算部５７で窓関数が乗算され、イマジナリパートには、時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）５８でリアルパートより１／２ナイキスト時間長遅れた窓関数が乗算され、波形合成および畳み込み積分回路５９においてリアルパートとイマジナリパートとを波形合成するとともに畳み込み積分を行い、図１５に示す送信ローパスフィルタ７１を介して送信変調部７２に入力し、送信キャリア発生部７３からの送信キャリアを乗算する。
【００６６】
図１８は、前述の図１７におけるリアルパート逆高速フーリエ変換部（Ｒｅａｌ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）５５、および、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部（Ｉｍａｇ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）５６と、波形合成および畳み込み積分回路５９との間の時間軸窓関数乗算部５７，５８の説明図であり、前述のように、送信信号点発生回路５１からのベクトル信号点のリアルパートとイマジナリパートとが、それぞれリアルパート逆高速フーリエ変換部５５とイマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６とに入力されて、時間軸上の信号成分に変換し、送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算し、リアルパート側とイマジナリパート側とを１／２ナイキスト時間長分、時間シフトする。この状態をナイキスト時間長のＩＦＦＴの記号配列と、インパルス応答波形とにより示している。そして、波形合成および畳み込み積分回路５９により、リアルパート側とイマジナリパート側とのベクトル加算を行って合成した後、畳み込み積分を行った信号を出力する。また、連続して入力される送信データは、時間軸上においてそれぞれ１ナイキスト時間長分遅れているので、１ナイキスト時間長分ずれた形で前回の波形とベクトル加算され、加算出力が送信ベースバンド信号となる。このように、ベクトル信号のリアルパートとイマジナリパートに対して窓関数を乗算するときに、一方の窓関数を１／２ナイキスト時間長遅らせることにより、窓関数乗算後の波形の一方を１／２ナイキスト時間長ずらすことができるので、信号点のキャリア位相（リアルパートとイマジナリパート）自体にズレが生じない。
【００６７】
図１９は、図１における多重化処理部１２の中の変調処理手段を含む要部を示し、７４は信号点発生回路、７５は送信ＩＦＦＴ部、７６は送信ＬＰＦ部、７７は送信ＭＯＤ部、７８は送信ＣＲＲ部を示し、それぞれ図１における信号点発生部１５と逆高速フーリエ変換部１６と変調部１７とに対応した構成を示す。また、信号点発生回路７４は、図１７の送信信号点発生回路５１に対応し、送信ＩＦＦＴ部７５は、図１７の送信ＩＦＦＴ部５２に対応するものである。前述のように、信号点発生回路７４に入力された送信データは、リアルパートとイマジナリパートとに分離して、送信ＩＦＦＴ部７５によりベースバンドの時間波形に変換され、送信ＬＰＦ部７６により不要帯域を除去し、送信ＭＯＤ部７７において送信ＣＲＲ部７８からのキャリア周波数信号により変調して、Ｄ／Ａ変換器１８を経てアナログ部２（図１参照）に入力する送信信号とする。
【００６８】
図２０は、図１における多重分離処理部１３の中の復調処理手段を含む要部を示し、８４は受信ＤＥＭ部、８５は受信ＣＲＲ部、８６は受信ＬＰＦ部、８７は受信ＦＦＴ部、８８は信号点判定回路を示し、それぞれ図１における復調部２０と高速フーリエ変換部２１と信号点判定部２３とに対応する構成を示す。アナログ部２から出力されＡ／Ｄ変換器１９でディジタル信号に変換された受信信号（図１参照）が受信ＤＥＭ部８４に入力され、受信ＣＲＲ部８５からのキャリア信号により復調され、受信ＬＰＦ部８６により不要帯域が除去され、受信ＦＦＴ部８７によりフーリエ変換されて周波数領域の信号となり、信号点判定回路８８において信号点の判定が行われ、受信データとなり、差分およびデスクランブル回路２５（図１参照）に入力されて、送信側の和分処理の逆の差分処理とデスクランブル処理とが行われる。
【００６９】
受信復調のために、本来であれば、個々のキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）により復調され、波形整形用フィルタを経由して受信信号点を得るが、この計算は、受信信号系列（インパルス系列）をＲ（ｋ−ｍ），・・・，Ｒ（ｋ＋ｍ）とすると、まずは、キャリア信号Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ）），・・・，Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））が乗算され、
Ｒ（ｋ−ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ）），・・・，Ｒ（ｋ＋ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））
となり、さらに波形整形用フィルタの係数Ｃ＋ｎ，・・・，Ｃ−ｎが乗算され、次式に示すフィルタ出力Ｆを得る。
【００７０】
Ｆ＝Σ［Ｒ（ｋ−ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ））＊Ｃ＋ｎ＋・・・
＋Ｒ（ｋ＋ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））＊Ｃ−ｎ］ …（１０）
【００７１】
上記の式は、受信信号系列Ｒに波形整形用フィルタの時間応答波形Ｃによる窓関数を乗算した信号系列を、高速フーリエ変換により周波数軸上に分解し、これを時間軸上で加算（畳み込み積分となる）を実施すれば、受信の波形整形用フィルタ処理が極めて簡単に処理できることを示している。また、送信側では、１／２ナイキスト時間長シフトした形でイマジナリ成分を伝送しているため、受信側では、受信ＦＦＴ部８７において、２倍のナイキスト周波数間隔で出力計算を行えば、受信データを再生できることとなる。具体的には図１１〜図１４に示す波形として処理できる。
【００７２】
図２１および図２２は、受信ＦＦＴ部の説明図であり、図２における符号と同一符号は同一部分を示し、図２２における符号８９は、窓関数乗算および畳み込み積分回路／ＦＦＴとして示すように、図２１の信号抽出合成回路６２と高速フーリエ変換部６１と窓関数乗算および畳み込み積分回路６０（窓関数を乗算する手段）との作用説明用の機能ブロックである。受信信号は、窓関数乗算および畳み込み積分回路６０において、窓関数（受信ナイキストフィルタの時間応答波形）と乗算し、この窓関数との乗算結果をＦＦＴ単位で畳み込み積分し、高速フーリエ変換部６１においてＦＦＴ処理を行って個々の周波数情報を得る。リアルパートとイマジナリパートとは、それぞれ１／２ナイキスト時間長分シフトしているため、受信信号と窓関数との乗算は、ナイキスト周波数の２倍の間隔で行うこととなる（窓関数の時間軸を１／２ナイキスト時間長間隔でシフト）。この結果、ＦＦＴ後に、所望のリアルパート信号／イマジナリパート信号を得るために、これらを信号抽出合成回路６２において単純合成し、所望の受信信号点を得る。前述のように、多重分離処理部１３は、受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する手段と、この手段の出力信号に対してナイキスト時間間隔で高速フーリエ変換して加算する第１の手段と、窓関数を１／２ナイキスト時間長ずらして乗算し、高速フーリエ変換して加算する第２の手段と、それぞれの加算出力信号からリアルパートとイマジナリパートとを抽出して信号点判定を行う手段とを含むものである。
【００７３】
図２３は、チャネル数と周波数との関係の説明図であり、６チャネル分の周波数帯域において、チャネルＣＨ−０を中心として、ナイキスト周波数間隔で、チャネルＣＨ−２〜ＣＨ＋２の５チャネル分の多重化が可能であることを示す。したがって、この場合の伝送効率Ｅａは、
Ｅａ＝（５／６）＝８３．３［％］ …（１１）
となる。同様に、９９チャネル多重時には、
Ｅａ＝９９／１００＝９９．０［％］ …（１２）
となり、多重数を多くすることにより、高効率データ伝送が可能となる。
【００７４】
図２４は、特定帯域漏洩低減の説明図であり、多数のチャネル多重による周波数帯域内の特定帯域に対する干渉防止等の場合に、例えば、最低でも２チャネル分、キャリアを抜けば特定帯域にノッチ（漏洩低減）を行うことが可能となる。
【００７５】
図２５は、不要帯域抑圧の説明図であり、個々のチャネルの不要帯域は、受信側のナイキストフィルタによってカット（抑圧）することにより、不要帯域による雑音成分を抑圧することができる。この雑音抑圧量はフィルタの特性（フィルタ係数とタップ数）で決定されるが、システム側の要件に対応して最適化することができる。
【００７６】
図２６は、隣接チャンル間の干渉除去の説明図であり、例えば、トレーニング時の隣接間の干渉除去を行う場合に適用可能であり、偶数チャネルＣＨ＋０，ＣＨ−２，ＣＨ＋２には、例えば、（１，１，１，−１）の系列で送信し、奇数チャネルＣＨ＋１，ＣＨ−１には、（１，−１，１，１）の系列で送信すると、受信側では、（１，１，１，−１）の系列で送信したチャネルに関しては、（１，１，１，−１）で受信し、（１，−１，１，１）で送信したチャネルに関しては、（１，−１，１，１）で受信することになる。すなわち、隣接チャネルを直交した形で伝送できるため、受信側では隣接チャネル間の干渉なしに受信信号を復元することが可能となる。この手段を適用した場合、伝送速度が半分に低下することになるが、主に、データ伝送に先立って送受信するトレーニング信号等に適用することにより、タイミング信号、キャリア信号等の安定抽出を可能とすることができる。
【００７７】
図２７は、ローパスフィルタの等価回路を示し、前述の送信ローパスフィルタや受信ローパスフィルタに適用できるものであり、Ｔは遅延回路、Σは加算回路、Ｃ−ｎ，・・・，Ｃ０，・・・，Ｃ＋ｎはタップ係数を示す。
【００７８】
図２８は、図１における変調部１７の構成を示し、図２９は、図１における復調部２０の構成を示し、ｃｏｓθ，−ｓｉｎθは中心キャリアを示し、変調部１７においては、リアルパート（入力Ｒｅａｌ）とｃｏｓθの乗算結果と、イマジナリパート（入力Ｉｍａｇ）と−ｓｉｎθの乗算結果とを合成して変調出力信号とする。また、復調部２０においては、入力信号にそれぞれｃｏｓθと−ｓｉｎθとを乗算して、リアルパート（出力Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（出力Ｉｍａｇ）とを出力する。
【００７９】
送信側では、ＩＦＦＴ出力に送信ナイキストフィルタの時間応答波形をそのまま乗算して窓関数処理を実施している。また、受信側では、受信信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形をそのまま乗算し、その後ＦＦＴ処理を実施することで、受信側での窓関数処理を実施している。この場合の送受フィルタ特性の概略を図３０に示す。同図において、縦軸は振幅特性、横軸は周波数で、ナイキスト周波数間隔を示す。また、ＳＢＦＲＭはサブフレームを示し、この時間長は、ナイキスト時間長に一致させる。すなわち、２ＳＢＦＲＭは、フィルタの時間応答波形長をナイキストの２倍の時間長に設定したフィルタ特性を示している。また、８ＳＢＦＲＭは、８倍のナイキスト時間長を持ったフィルタ特性とする。このため、サブフレーム（ＳＢＦＲＭ）数が大となればフィルタ特性は良好となるが、タップ数増大に伴い処理が重くなる。同図から明らかなように、目標の７０ｄＢを達成するためには、８ＳＢＦＲＭの時間長の処理でも不足していることを示している。
【００８０】
一般にフィルタ係数に時間軸の窓関数処理を施せば、不要帯域外の成分の改善を行うことが可能である。一般的な窓関数としては、方形波／三角波／ハニング窓／ハミング窓／ブラックマン窓／フラットトップ窓等がある。この中で不要帯域外特性が優れているものとして、ハニング窓／ブラックマン窓／フラットトップ窓等がある。そこで、多重伝送をナイキスト伝送とするという目的と不要帯域外の成分をできるだけ低減／除去するという大きく２種類の目的がある。第１のデータ伝送を行う部分であるが、これは、１０２４値伝送した場合でも１ｓｔピーク成分が送受合成特性で４０ｄＢ以下程度となっていれば十分であるので、この観点から言えば、図３０に示す特性から２ＳＢＦＲＭの時間長のフィルタがあれば十分である。したがって、２ＳＢＦＲＭの時間長を超える時間部分に関して、例えば、ハニング窓の係数を乗算することで、不要帯域の低減／除去が効率的に行えると考える。なお、ハミング窓の特徴として、過渡域を急峻にできることがある。但し、欠点として、阻止域での減衰量は余り大きくできない。
【００８１】
このように時間軸の両端に乗算する窓関数としてハミング窓関数とハニング窓関数があるが、より、雑音抑圧度が高く、かつ、符号間干渉が発生しない窓関数として、本実施例においては以下に示すハニング窓関数を選定した（窓関数をＷ（ｎ）とする）。
【００８２】
Ｗ（ｎ）＝β−（１−β）ｃｏｓ（２πｎ／（Ｎ−１）） （０≦ｎ≦Ｎ−１）
＝０ （その他）
但し、０≦β≦１
特に、β＝０．５のときハニング窓
β＝０．５４のときハミング窓 という
【００８３】
図３１は、窓関数に関する説明であり、縦軸は正規化した振幅、横軸は時間で、０を中心としたナイキスト時間間隔を示し、窓関数の時間波形および窓関数乗算前後のフィルタ係数を示す。±１．５ナイキスト時間長の間は伝送路としての特性確保のため、窓関数は１．０の値を乗算している。窓関数が±１．５ナイキスト時間長を超える部分に関しては、不要帯域外成分の低減／除去のため、ハニング窓関数の特性を乗算し、不要帯域外の低減／除去を行う。本実施例に示すような電力線搬送システムにおいては、過渡域はナイキストの波形整形上重要であり、崩すことができない。また、阻止域に関しては、できるだけ急峻な特性が必要となる。そのため、時間応答波形の中央部分と、この中央部分の両側との領域に分けて、中央部分領域は方形窓関数とし、両側部分領域は、ハニング窓関数として処理の最適化を実現した。なお、これは一例を示すものであり、ハニング窓関数以外の窓関数を適用することも可能である。
【００８４】
図３２は、窓関数乗算の有無によるフィルタ特性の説明図であり、縦軸は振幅特性、横軸は周波数で、ナイキスト周波数間隔を示す。方形窓のみの場合は、細線の特性となり、また、図３１に示す独自窓の関数を適用することにより、太線の特性となる。したがって、ナイキスト周波数間隔２の近傍において、目標の７０ｄＢを達成している。そのため、送信側の特性帯域での漏洩低減、受信側での大振幅トーン雑音時での雑音抑圧が可能となる。
【００８５】
雑音抑圧は個々のチャネルから見た帯域外の不要成分に関しては、かなりの効果を発揮できる。しかしながら、同一帯域内に混入した大振幅トーン雑音に関しては無力である。この場合には、帯域内に混入した狭帯域の大振幅トーン雑音に関して、雑音キャンセル等を適用して、雑音キャンセルを行うことになる。
【００８６】
図３３は、雑音キャンセル手段を適用した要部の説明図であり、図１９および図２０と同一符号は同一名称部分を示し、９１は信号点発生部、９２は送信ゼロ点挿入回路、９３はＦＦＴ部、９４は受信雑音キャンセル回路を示す。送信側では、信号点発生回路７４を、信号点発生部９１と送信ゼロ点挿入回路９２とにより構成し、信号点発生部９１により送信信号点を発生した後、送信ゼロ点挿入回路９２において信号点間にゼロ点を挿入して、前述の手段により、送信ＩＦＦＴ部７５、送信ＬＰＦ部７６、および、送信ＭＯＤ部７７を介して送信信号とする。
【００８７】
また、受信側では、受信ＦＦＴ部８７をＦＦＴ部９３と受信雑音キャンセル回路９４とにより構成し、受信ＤＥＭ部８４、および、受信ＬＰＦ部８６を介して復調した受信信号を受信ＦＦＴ部８７に入力する。ＦＦＴ部９３によりフーリエ変換し、受信雑音キャンセル回路９４において、ゼロ点上の雑音成分を抽出し、ゼロ点間の信号点上の雑音成分を補間予測し、その信号点上の雑音成分を除去して、信号点判定回路８８に入力する。このゼロ点挿入により受信側で雑音キャンセル処理を行う基本的な手段は、特開２００２−１６４８０１号公報に詳細に説明されており、重複する説明は省略する。本発明においては、前述のように、時間軸および周波数軸で直交伝送する方式においては、ゼロ点の挿入がリアルパート側とイマジナリパート側とに交互に挿入されることとなる。また、受信側では同様に交互に信号点が現れ、かつ、交互にゼロ点が現れる点が相違し、受信キャンセル回路９４においては、このような点を考慮して、雑音の間引きと補間予測の処理を行うことになる。
【００８８】
図３４は、マルチパス対策を施した要部の説明図であり、図３３と同一符号は同一名称部分を示し、９５は判定帰還型自動等化器を示す。この判定帰還型自動等化器９５は、受信雑音キャンセル回路９４により信号点上の雑音成分を除去して入力し、信号点判定回路８８の判定情報を帰還して等化処理を行うものである。各種のデータ伝送路の中には、伝送路のマルチパスにより受信歪みが発生する場合がある。このマルチパスに対して、ＯＦＤＭ方式においてはガードタイムを設けることで、マルチパスによる対策を実施している。また、ＩＳＤＮにおいては、ナイキスト時間長がマルチパス時間長に対して短いため、判定帰還型等化器を用いることで対策を実施している。また、ＰＨＳにおいては、ナイキスト時間長がマルチパス時間長に対して十分長いので、特に対策は実施していない。
【００８９】
前述のように、本発明は、ナイキスト伝送を基本としており、時間軸直交／周波数軸直交であることから、ＯＦＤＭのようにガードタイムを設けることは高効率データ伝送を行う上で得策ではない。また、ナイキスト時間間隔をマルチパス時間間隔よりも大とした場合には、（例えば、メガヘルツ帯ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）におけるマルチパス時間長は最大でも２μｓ程度であるため、ナイキスト時間長を２倍の４μｓとした場合には）判定帰還型自動等化器を設けても、そのタップ係数は成長しない（成長できる値がない）。このため、マルチパス対策の一つの手段として、ナイキスト時間長をマルチパス時間長よりも十分に長く設定することが考えられる。多値化率を上げた場合、その他、かなりの精度が要求される場合には、図３４に示すように、判定帰還型自動等化器９５を設けることが好適である。
【００９０】
多数のチャネルを周波数軸で多重した場合には、タイミング周波数は親局モデムの送信タイミングで決定されるため、一つで良いが、タイミング位相に関しては、個々の伝送路の群遅延特性に左右されてくるため、厳密には時間等化が必要となる。この時間等化はローパスフィルタ（ＬＰＦ）の係数を時間軸でシフトしてタイミング位相調整するか、あるいは、ナイキスト間隔よりも早い、例えば、ダブルサンプリング型自動等化器を使用して、タイミング位相に無関係に受信できるようにするかの何れかを適用できる。例えば、チャネル対応の時間等化器を設けて、群遅延特性を時間等化することができる。
【００９１】
図３５は、タイミング位相を調整する手段を適用した要部の説明図であり、図３４と同一符号は同一名称部分を示し、９６は時間等化回路、９７はＴＩＰ（タイミングインターポーレーション）位相調整部、９８はＴＩＭ（タイミング）抽出部を示す。この時間等化回路９６を、ＦＦＴ部９３と受信雑音キャンセル回路９４との間に設ける。ＦＦＴ部９３の出力のチャネル対応のタイミング位相を、ＴＩＭ抽出部９８により抽出し、この抽出結果が所定の位相となるように、ＴＩＰ位相調整部９７において位相調整を行う。このＴＩＰ位相調整部９７は、例えば、図２７と同様なトランスバーサル型フィルタにより構成することができる。また、このフィルタ係数を時間移動することにより、タイミング位相を調整する。それにより、伝送路の群遅延歪みに対する時間等化を行うことができる。この時間等化の詳細説明については、特開２００３−３２４３６０号公報に記述されているので、重複する説明は省略する。
【００９２】
図３６は、エラー訂正手段を適用した要部の説明図であり、図３３〜図３５と同一符号は同一名称部分を示し、９９は送信エラー訂正部、１００は信号点判定部、１０１は受信エラー訂正部を示す。送信側においては、送信エラー訂正部９９を設け、受信側においては、受信エラー訂正部１０１を設けた場合を示し、電力線搬送システムにおいては、振幅特性／群遅延特性／ロス特性／信号対雑音特性が周波数軸に沿って大きく変化するものであり、データ伝送品質は伝送路が確定すると、周波数と大きな相関を持つこととなる。このため、送信側で周波数に依存した冗長化を行ってデータを送信し、受信側では、送信側で付加された冗長度を利用し、かつ、個々の周波数（チャネル）に依存したデータ伝送品質検出手段（ＳＱＤ回路）を設けることにより、受信側での強力なエラー訂正が可能となる。この場合の送信エラー訂正部９９と受信エラー訂正部１０１とによるデータ伝送における動作は、例えば、特開２００３−１３４０９５号公報に記載されているから、重複する説明は省略する。
【００９３】
また、電力線搬送システムにおいては、多分岐接続に伴うマルチパス／伝送路ロス／群遅延歪み等がある。また、家電機器／既存無線局からの飛来電波に伴う雑音等がある。こられのデータ伝送に対する劣化要因は、接続される家電機器の接続状態、さらに、稼働状況により時々刻々変化するため、ある特定の周波数の伝送は保証されないことがある。このため、安定したデータ伝送を実現するには、複数の周波数にわたった情報伝送を行うことが解決策の一つとなる。この具体的な手段として、スペクトル拡散がある。電力線を伝送路とした伝送品質は、周波数に対して強い相関を持つため、周波数に依存しないようにスペクトル拡散を行うことが得策である。
【００９４】
また、インバータ等の家電機器から発生するスイッチング雑音は、多数の高調波群であることが多い。このため、スペクトル拡散を行う場合には、選定する周波数を規則的（例えば、整数倍の間隔）に配置するのではなく、不規則（ランダム）に配置することが望ましい。さらに、伝送路の歪みは広帯域にわたるため、局所的な配置にするのではなく、広範囲にわたった配置とすることが得策である。例えば、４９チャネル数があって、７倍のスペクトル拡散を行う場合、周波数７個単位で大まかに区切り、この７個の中をさらに７ＰＮで選択することで、周波数軸上でランダムかつほぼ広帯域にわたり等間隔を実現し、伝送品質の向上を図ることが得策である。
【００９５】
図３７は送信側の多重化処理部１２、図３８は受信側の多重分離処理部１３とのそれぞれ複数チャネルにスペクトル分散を行ってデータを送受信する要部の説明図であり、図３７においては、前述の信号点発生回路７４の信号点発生部９１からの例えば信号Ａを、チャネルＣＨ０，ＣＨ５，ＣＨ１０，ＣＨ１５，ＣＨ１６，ＣＨ２１，ＣＨ２６，ＣＨ３１に分散した状態で拡散変調して送信する。その場合に、変調点をＭＯＤ０〜ＭＯＤ３の４種類とすると、チャネル対応に変調点も相違させる。
【００９６】
図３８においては、受信復調したチャネルＣＨ０，ＣＨ５，ＣＨ１０，ＣＨ１５，ＣＨ１６，ＣＨ２１，ＣＨ２６，ＣＨ３１の信号Ａについて、それぞれ信号点判定回路８８の受信信号点判定＆ＳＱＤ（信号品質）部における判定結果に重み付けを行って、加算部（Σ）により加算し、信号点判定部１００において判定して受信データとする。この場合の信号品質（ＳＱＤ）は、周波数の異なるチャネルＣＨ０〜ＣＨ３１対応に、雑音等を含む伝送路条件が異なることによって相違し、信号品質（ＳＱＤ）が良好な程、大きい値の重み付けを行って加算することにより、伝送品質を飛躍的に向上させることが可能となる。この場合、多重化処理部１２は、周波数軸または時間軸の何れか一方または両方に送信する信号を拡散した状態で多重化し、多重分離処理部１３は、拡散されたチャネル対応に信号点判定を行って加算し、その加算結果に対して再度信号点判定を行う手段または拡散されたチャネル対応に信号点判定を行って、それぞれに伝送品質（信号品質ＳＱＤ）に対応した係数を重み付けとして乗算して加算しその加算結果に対して再度信号点判定を行う手段を有する構成とすることができる。
【００９７】
ところで、前述の図２に示す構成においては、送信信号点発生回路５１は、送信データに対応する信号点を、リアルパートとイマジナリパートとに分けて処理する場合を示すが、偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて処理することも可能である。図３９は、多重化処理部１２と多重分離処理部１３との主要部において、送信データに対応する信号点を偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて処理するように構成した場合を示しており、５１は図１における信号点発生部１５に対応する送信信号点発生回路、５２は図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応する送信ＩＦＦＴ部、５３は図１における信号点判定部２３に対応する受信信号点判定回路、５４は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する受信ＦＦＴ部を示す。また、１１１，１１２はＩＦＦＴ部、１１３は時間軸窓関数乗算部、１１４は時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）、１１５は波形合成および畳み込み積分回路、１１６は窓関数乗算および畳み込み積分回路、１１７，１１８はＦＦＴ部を示す。
【００９８】
送信側の多重化処理部において、送信信号点発生回路５１は、送信データに対応する信号点を偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて、送信ＩＦＦＴ部５２のＩＦＦＴ部１１１，１１２にそれぞれ入力し、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、時間軸窓関数乗算部１１３，１１４に入力して、偶数チャネルと奇数チャネルとの信号に対して、前述のように窓関数を乗算する。このとき、時間軸窓関数乗算部１１４の窓関数は時間軸窓関数乗算部１１３の窓関数に対して１／２ナイキスト時間長遅延されている。そして、波形合成および畳み込み積分回路１１５において偶数チャネルと奇数チャネルとの信号を合成して出力する。
【００９９】
受信側の多重分離処理部１３においては、偶数チャネルと奇数チャネルとの信号を、窓関数乗算および畳み込み積分回路１１６により、送信側の窓関数に対応する窓関数を乗算し、それぞれＦＦＴ部１１７，１１８により時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、受信信号点判定回路５３により、偶数チャネルと奇数チャネルとのそれぞれの信号点を判定して受信データとする。
【０１００】
偶数チャネルと奇数チャネルとの送信点データを窓関数により１／２ナイキスト時間長の時間シフトすることにより、図１１〜図１４について、リアルパートとイマジナリパートとに対する１／２ナイキスト時間長の時間シフトの場合と同様に、相互間の干渉がなくなって、多重伝送が可能となる。
【０１０１】
なお、以上において説明した多重伝送装置としては、多重化処理部１２と多重分離処理部１３の何れか一方のみを設けた構成とすることができるものであり、データ伝送における送信側の多重化処理部１２を主要部とした多重伝送装置または受信側の多重分離処理部１３を主要部とした多重伝送装置とすることができる。また、多重伝送方法においても、同様に、何れか一方のみを適用することができる。
【０１０２】
このような多重伝送装置を電力線搬送システムに適用する場合、一つの通信路（電力線）を複数の多重伝送装置の組で利用しなければならず、また、電力線を用いる場合には広いダイナミックレンジが要求されることから、多重方式として周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式ではなく時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式で実現することが得策である。ＴＤＭＡ方式とは、時間を分割して各局に割り当てる方式であり、割り当てられた時間（これを「タイムスロット」と呼ぶ）中はユーザ通信路の全帯域幅を使用できる。各局は、信号を断続的かつ周期的（この周期を「フレーム周期」という）に送信する。ＴＤＭＡ方式を用いる場合、親局に設定された多重伝送装置が未使用のタイムスロット（以下、「空きスロット」と呼ぶ）を見つけてその空きスロットに特定信号（ＩＤ信号）を送信し、子局に設定された多重伝送装置は、その子局が属する親局の特定信号を検出して、親局と通信を行うためのタイムスロットを特定する。また、このとき、子局は、親局からの特定信号を用いて親局のクロックと自局（子局）のクロックとの同期を行うように構成されている。
【０１０３】
それでは、タイムスロットの選定およびクロックの同期方法について説明する。まず、クロックの同期方法であるが、本実施例においては、図４０に示すように、第１の同期信号に同期する第１のＰＬＬ手段２００と、第２の同期信号に同期する第２のＰＬＬ手段３００とを有し、これらの２つの同期信号に同期する同期装置であって、第２のＰＬＬ手段３００は、第１のＰＬＬ手段２００の出力信号（第１の推定同期信号）をこの第２のＰＬＬ手段３００の同期量子化単位として同期を確立することで、異なる２つの同期信号に同期を確立するように構成されている。それでは、以降に具体的に説明する。
【０１０４】
伝送路に接続された親局と子局とがタイムスロットを選定するためには、双方で参照可能な基準となるクロックが必要であり、本実施例においては、電力線における電源周波数を用いて同期信号（上述の第２の同期信号に対応）を生成する。なお、我が国における電源周波数は、５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚが採用されているため、いずれの周波数においても対応可能なように、本実施例では電源周波数から２０Ｈｚの同期信号を取り出すように構成されている。
【０１０５】
図４１は、電源周波数から２０Ｈｚの同期信号を取り出すように構成された２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０を示しており、１２１はゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路、１２２は特定信号検出回路、１２３は２０Ｈｚ同期信号選定回路を示す。電力線（ＡＣ１００Ｖ）から取り出されたＰＬＣ信号は、ゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路１２１に入力される。ゼロクロス点検出回路は図４２に示すように、電源電圧が０Ｖとなるときに（すなわち、ゼロクロス点において）、パルス信号を出力するように構成されており、時間窓発生回路において、このパルス信号をカウントし、５０Ｈｚの場合は５パルス、６０Ｈｚの場合は６パルス毎に２０Ｈｚの時間窓を設定する。また、電力線から取り出されたＰＬＣ信号は、特定信号検出回路１２２に入力されて特定信号が検出される。ゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路１２１において設定された時間窓と、特定信号検出回路１２２による検出結果は２０Ｈｚ同期信号選定回路１２３に入力される。この２０Ｈｚ同期信号選定回路１２３は、設定された時間窓において特定信号が検出された場合は、この特定信号を元に２０Ｈｚの同期を確立して２０Ｈｚ同期信号を出力し、特定信号が検出されない場合は、他に親局が存在しないと判断して、２０Ｈｚの位相を独自に設定決定して２０Ｈｚ同期信号として出力する。なお、この２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０は、親局および子局のいずれにも設けられる。
【０１０６】
図４３は、親局側ＰＬＬ回路１３０を示しており、１３１は位相の進み遅れ判断回路、１３２は第１積分回路、１３３は第２積分回路、１３４は第２の分周回路を示す。この親局側ＰＬＬ回路１３０は、高精度クロック発振回路３９（図１におけるディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４に対応）から発振される発振周波数（例えば３２ＭＨｚ）を基準として、第１の分周回路４０によりナイキストクロック（例えば６２．５ｋＨｚ）を生成する。そして、このナイキストクロックを基本単位として、二次系のＰＬＬを構成し、２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０から入力された２０Ｈｚ同期信号との同期を確立し、推定２０Ｈｚ同期信号を出力する。ここで、電源周波数は±２Ｈｚ程度の変動があるため、ＰＬＬの周波数追従範囲は４８Ｈｚ〜６２Ｈｚ、すなわち、時間長としては４８．３ｍｓ〜５２．１ｍｓとなる。
【０１０７】
そのため、二次系ＰＬＬ回路は、位相の進み遅れ判断回路１３１で２０Ｈｚ同期信号と第２の分周回路１３４から出力される推定２０Ｈｚ同期信号とを比較して位相情報を検出し、この位相情報を第１積分回路１３２に入力し、この第１積分回路１３２において、位相情報から周波数情報を積分して出力する。そして、位相の進み遅れ判断回路１３１から出力された位相情報と第１積分回路１３２から出力された周波数情報積分結果とを足し合わせて第２積分回路１３３に入力する。この第２積分回路１３３において最終的な位相情報の積分を行いこの積分結果を用いて第２の分周回路１３４の分周比を制御する。なお、本実施例においては、ナイキストクロックは６２．５ｋＨｚ（１６μｓ）であるため、第２の分周回路１３４の分周比は、３０１８〜３２５７カウントの範囲となる。
【０１０８】
図４４は、親局側タイムスロット選定回路１４０を示しており、１４１は特定信号復調回路、１４２は特定信号検出回路、１４３はコントローラ（ＣＰＵ）、１４４は特定信号送信回路を示し、コントローラ１４３は図１のコントローラ２６に対応する。この親局側タイムスロット選定回路１４０におけるコントローラ１４３は、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１４２により特定信号を検出し、これを元に、特定信号復調回路１４１で受信データＲＤを再生する。そして、上述の親局側ＰＬＬ回路１３０から出力される推定２０Ｈｚ同期信号を基準に空きスロットを検出し、特定信号送信回路１４４によりこの親局のＩＤ信号を特定信号として電力線に送信する。
【０１０９】
一方、図４５は、子局側ＰＬＬ回路１５０を示し、図４６は、子局側タイムスロット選定回路１６０を示す。図４５において、１５１は特定信号ＴＩＭ（タイミング）位相抽出回路、１５２は特定信号検出回路、１５３は位相の進み遅れ判断回路、１５４は第１積分回路、１５５は第２積分回路、１５６は２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路を示し、この特定信号ＴＩＭ位相抽出回路１５１〜第２積分回路１５５は、図４０における第１のＰＬＬ手段２００に相当する。なお、この子局側ＰＬＬ回路１５０における２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６は、図４０における第２のＰＬＬ手段３００に相当し、また、図４３に示す親局側ＰＬＬ回路１３０と同一の構成を有しており、同一の符号を付して詳細説明は省略する。この２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６により、２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０から出力された２０Ｈｚ同期信号が、後述する推定６２．５ｋＨｚ同期信号を量子化単位として同期され、推定２０Ｈｚ同期信号（図４０における第２の推定同期信号に対応する）として出力される。また、図４６において、１６１は特定信号復調回路、１６２は特定信号検出回路、１６３はコントローラ（ＣＰＵ）を示し、コントローラ１６３は図１におけるコントローラ２６に相当する。
【０１１０】
子局において、子局側タイムスロット選定回路１６０のコントローラ１６３は、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１６２により特定信号を検出し、これを元に、特定信号復調回路１６１で受信データＲＤを再生する。そして、この受信データＲＤに含まれるＩＤ信号と、自局の親局として設定されてコントローラに入力されるＩＤ信号とを比較し、子局側ＰＬＬ回路１５０の２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６から出力される推定２０Ｈｚ同期信号を基準に親局が設定したタイムスロットを検出し、そのタイムスロットを特定信号タイムスロット選定信号として出力する。
【０１１１】
子局側ＰＬＬ回路１５０は、高精度クロック発振回路３９（図１におけるディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４に対応）から発振される発振周波数（例えば３２ＭＨｚ）を基準として、第１の分周回路４０によりナイキストクロック（例えば６２．５ｋＨｚであって、図４０における第１の同期信号に相当する）を生成する。また、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１５２により特定信号を検出するとともに、特定信号ＴＩＭ位相抽出回路１５１により特定信号のタイミング位相情報を抽出する。そして、位相の進み遅れ判断回路１５３は、子局側タイムスロット選定回路１６０から出力された特定信号タイムスロット選定信号で選定されたタイムスロットの特定信号タイミング位相情報と第１の分周回路４０から出力されるナイキストクロック（推定６２．５ｋＨｚ同期信号）とを比較し、位相誤差を出力する。この位相誤差を第１積分回路１５４および第２積分回路１５５で周波数情報と位相情報との積分をとり、その結果を用いて高精度クロック発振回路３９を制御することにより、選定した特定信号を元にこの子局のナイキストクロックを親局のナイキストクロックと同期させることができる（この信号が図４５の推定６２．５ｋＨｚ同期信号であり、図４０における第１の推定同期信号に相当する）。これにより、２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６から出力される推定２０Ｈｚ同期信号も親局と同期する。
【０１１２】
以上のように、子局のナイキストクロック（第１の推定同期信号）を親局のナイキストクロックにミクロ的同期を行い、同時に、推定２０Ｈｚの同期信号（第２の推定同期信号）を電源周波数に対して、ナイキストクロック（第１の推定同期信号）を１量子化単位としてマクロ的に同期させることにより、２つのクロックに対して同期を確立し、データ伝送の高速化を実現することができる。
【０１１３】
このような多重伝送装置の受信側では、ユーザデータの受信に先立ち、データ伝送路としてのタイミング位相、キャリア位相、および、キャリア振幅の各種引き込み動作を確立する必要がある。特に、電力線搬送システムに適用した場合は、回線特性は、周波数軸でかなりの変動を受けているため、これらの動作をチャネル単位で実施する必要がある。このため、本実施例においては、図４７に示すように、ユーザデータの送信に先立ち、トレーニング信号を全チャネル使用して送信するように構成し、受信側の各種セットアップ動作を確立している。なお、本実施例においてはトレーニング信号として１０ＰＮ信号を選択し、無信号部（ＮＴＥ）に２サブフレーム、トレーニング信号に１０サブフレーム、そして、このトレーニング信号の前後にガードフレームをそれぞれ４サブフレーム設けた２０サブフレーム（サブフレーム期間＝約３２０μＳ）で構成した場合を示している。
【０１１４】
ところで、このトレーニング信号は固定パターンで構成されており、かつ、上述のように時間軸で全チャネル同一時刻に送信するため、そのまま送信すると信号のピーク値が増大し、漏洩電界のピーク値が増大する等、所望の性能を得ることが困難となる。図４８は、このようなトレーニング信号が送信されても信号のピーク値が増大しないように構成した多重化処理部１２の要部を示し、１７１はスクランブラ回路（ＳＣＲ）、１７２はＧ／Ｎ変換および和分回路（Ｇ／Ｎ変換和分）、１７３は送信信号点発生回路、１７４はランダム位相回転回路、１７５はリアル−イマジナリ分離回路、１７６は逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）、１７７は窓関数乗算回路を示す。なお、スクランブラ回路１７１およびＧ／Ｎ変換および和分回路１７２は図１におけるスクランブラおよび和分回路１４に対応し、送信信号点発生回路１７３とランダム位相回転回路１７４とリアル−イマジナリ分離回路１７５とは図１における信号点発生部１５に対応し、逆高速フーリエ変換回路１７６と窓関数乗算回路１７７とは図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応する。
【０１１５】
スクランブラ回路１７１に入力された送信データはランダム化され、Ｇ／Ｎ変換および和分回路１７２により、エラー発生の均一化と位相不定に対する対策が施され、さらに、送信信号点発生回路１７３に入力されて個々の送信データからオリジナルの送信信号点が発生される。これらの送信信号点のそれぞれはランダム位相回転回路１７４によりランダム位相回転が乗算されてランダムな位相回転が行われ、周波数軸上の位相のランダム化が行われる。このランダム位相回転回路１７４により、周波数軸上のプリディストーション補償が行われるとともに、その後の時間分散で最終的なピーク値漏洩低減を図ることができる。そして、ランダム位相回転が行われた送信信号点は、リアル−イマジナリ分離回路１７５でリアルパートとイマジナリパートとにエネルギーが分離され、逆高速フーリエ変換回路１７６で時間軸上の信号成分に変換され、窓関数乗算回路１７７で窓関数の乗算および畳み込み積分が行われて所望の送信ベースバンド（ＢＢ）出力に変換される。
【０１１６】
図４９は、チャネル個々に５１１ＰＮのランダム位相回転を行い、ピーク値の漏洩低減を行った結果であり、ピーク値と平均値との比（ＰＡＲ）が約８ｄＢ改善されている。すなわち、ホワイトノイズのＰＡＲが約１５ｄＢであることを考慮すると、約７ｄＢのピーク値漏洩低減が可能となる。なお、上記にさらにπ／４シフト方式等を適用し、ピーク値漏洩低減を行うことも可能である。
【０１１７】
本実施例で示す多重伝送装置に適用される変調方式は、時間軸／周波数軸で直交多重伝送を実現したものであり、極めて伝送効率が高い。しかしながら、隣接チャネル間においては、互いに片軸干渉が発生するため、データ通信時には、これらの干渉軸を安定的に取り除くことが必要である。上述のように本実施例においては、スクランブラ回路１７１によりランダム化されているため、干渉軸の特定が困難である。このため、送信側で専用のトレーニング信号を送信し、受信側ではこれらを元に、タイミング位相同期、および、キャリア位相同期の確立を行い、干渉軸の安定抽出および除去を行うように構成されている。
【０１１８】
以上のように、隣接チャネル間の干渉があり、また、送信側でトレーニング信号そのものにランダム位相回転がかけられているという条件の元でのトレーニング信号の要件としては、第１に自キャリアのタイミング位相が正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第２に自キャリアのキャリア位相が正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第３に自キャリアの受信信号レベルが正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第４に上記３点をＳ／Ｎが−１０ｄＢの環境下でも安定して抽出可能であることが要求される。
【０１１９】
Ｓ／Ｎが−１０ｄＢの雑音環境下で雑音耐力のある情報抽出を行うためには、複数シンボルを用いた相関フィルタ検出が有力である。しかしながら、通常のＭ系列を用いた直交系列では、シンボル数ｎに依存した相関値１／ｎが残るため、干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上という条件を満足することができず、本実施例においては使用困難である。このため、４ＰＮ系列（１，−１，１，１）のように、相関をとると完全にゼロにできる完全直交系列を導入することが必要である。そして、Ｓ／Ｎが−１０ｄＢの環境下での雑音耐力を確保するためには、最低でも１０シンボルの信号長が必要であり、本実施例においては、１０ＰＮの系列の中で完全直交系列を創出する。なお、送信信号点を±１の２値に限定した場合、１０ＰＮのパターンには完全直交系列は存在しない。完全直交系列は積分相関の結果がゼロとなることが必要であり、そのため、結果としてゼロ点が少なくとも１個必要となるからである。
【０１２０】
以上より、本実施例においては、先頭の信号点をゼロに固定し、残りの９サブフレームのパターンを±１の２値信号点にした組み合わせの中から、相関出力のピーク値が所定の値より大きく、また、相関出力の幅が所定の値より小さい（サンプリングする際のサンプル数が小さい）組み合わせを選択する。さらに、隣接するチャネル（すなわち、偶数チャネルと奇数チャネル）においては時間位相を１８０°ずらすことで、隣接間の干渉をなくした。図５０に、偶数チャネルと奇数チャネルのトレーニング信号（最適トレーニングパターン）を示す。
【０１２１】
それでは、このようなトレーニング信号を用いた、本実施例におけるタイミング位相同期およびキャリア位相同期の方法について説明する。まず、タイミング位相同期について説明する。受信キャリアの位相は、電力線の状態により大きく変化し、受信側ではキャリア位相が不定となる。したがって、受信部においては、キャリア位相が不定の状態でも安定した通信が可能となるように、キャリア位相抽出とタイミング位相抽出を行う必要がある。図５１は、図１におけるタイミング同期部２２に対応するタイミング同期回路１８０の構成を示しており、１８１はゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路（ＧＳＷ＆ＡＧＣ１）、１８２は相関フィルタ回路（ＰＮＦ）、１８３はパワー値算出および非線形フィルタ回路（ＰＷＲ＆ＮＬＦ）、１８４は復調・ローパスフィルタ・位相調整回路（ＤＥＭ＆ＬＰＦ＆位相調整）、１８５は時間軸・周波数軸中央値フィルタ（ＦＤＭＦ＆ＴＤＭＦ）、１８６は第２の自動ゲイン調整回路（ＡＧＣ２）、１８７は二次ＰＬＬ回路を示す。
【０１２２】
高速フーリエ変換部２１により周波数軸情報に変換された受信信号は、回線の歪みを受け、周波数個々に異なったレベルになっているため、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１８１に入力され、ゲインスイッチで大振幅のトーン雑音を相対的に雑音抑圧し、第１の自動ゲイン調整回路で周波数のレベルが一定レベルに調整される。そして、相関フィルタ回路１８２により、トレーニング信号と相関のない信号が除去される。このとき、トレーニング信号は図５０に示すように偶数チャネルと奇数チャネルとで互いに直交するように設定されているため、隣接干渉のない信号が出力される。なお、大振幅のトーン雑音はこの相関フィルタ回路１８２によりさらに雑音抑圧される。又、この相関フィルタ回路１８２を通常のトランスバーサル型フィルタ（ＦＩＲ）で構成した場合を図５２に示す。
【０１２３】
相関フィルタ回路１８２から出力される信号はキャリア位相によって変化する信号である。そのため、パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３において、パワー値算出回路で信号のパワー値を算出してキャリア位相で変化しない位相情報に変換し、非線形フィルタ回路で隣接チャネル間干渉等の不要成分を除去する。ここで、非線形フィルタ回路は、パワー値算出回路から出力されるパワー値の最大値および最大値前後のサンプル値（サンプル数ｎ）を抽出し、他の全てをゼロとすることで不要雑音を除去するものである。このとき、非線形フィルタ回路のサンプル数ｎを小さくすればＳ／Ｎ改善量は増大するがタイミング位相情報が小さくなりジッタが増加するため、ジッタ量が小さくなるようにサンプル数ｎを必要最小限に選択する必要がある（本実施例においてはサンプル数ｎを７と設定している）。また、本実施例においては、パワー値算出回路で全チャンネルのパワー値を算出して加算後、統一的な非線形フィルタの判断を行い、この結果を共通に用いて非線形フィルタ回路を適用するように構成している。これにより、非線形フィルタの判断に伴う雑音を最小化して特性を良好なものとすることができる。
【０１２４】
パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３から出力される信号（タイミング信号）には、タイミングの周波数成分（ナイキストクロックを６２．５ｋＨｚとした場合、１０ＰＮのトレーニング信号に対しては６．２５ｋＨｚ）が含まれているため、この位相情報を抽出するために、復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４において、タイミング信号をトレーニング長（６．２５Ｈｚ）のキャリアで復調しローパスフィルタ処理を行う。これにより、直流成分であるタイミング位相が抽出される。
【０１２５】
このとき、送信側では、送信波形のＰＡＲの最小化を行うために、各送信信号点に対してランダム位相（固定値）を乗算している。そのため、復調された信号に対して送信側でのランダム位相回転と逆の回転が乗算される。また、送信信号の時間軸／周波数軸での直交多重を実現するために、イマジナリパートをリアルパートに対して１／２ナイキスト時間長シフトしている。このため、オリジナル信号点に位相角（イマジナリパートの成分であるｉｍａｇ値）が存在する場合、送信波形が最大１／２ナイキスト時間長分ずれるため、受信側でその分、タイミング位相がずれることとなる。このため、受信側では、送信のリアル成分とイマジナリ成分の両方の合成エネルギーが抽出される。具体的には、相関フィルタの０次成分と＋１次成分とのベクトル合成を行ってタイミング位相が求められる。
【０１２６】
図５３は、送信側での位相回転に伴う、受信側でのタイミング位相（ＴＩＭ位相）の回転状況をシミュレーションした結果である。この図５３からも明らかなように、送信信号点０度（リアル成分１００％）と９０度（イマジナリ成分１００％）のときが、最大で受信タイミング位相が±９．０度（幅で最大１８度＝１８０度／１０サブフレーム）シフトすることとなる。実際には、パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３を構成する非線形フィルタ回路（７サンプル抽出）に伴う切り出し誤差が発生するため、送信のランダム位相回転θに合わせて、受信側では、抽出したタイミング位相に補正量Θ（＝８．８２＊ｃｏｓ（２θ））を減算する必要がある。これらの処理により、推定誤差は最大±０．３０度（誤差０．３３％）となる。
【０１２７】
また、非線形フィルタ回路における受信波形の切り出しを実施しているが、送信側でのランダム位相回転により受信側でのタイミング位相において、若干ながら時間位相がシフトし、結果として、波形切り出しに伴う抽出波形のエネルギー減少が発生する。この結果タイミング振幅の変動減少が発生する。この切り出しに伴う振幅誤差は図５４に示すように、送信側のランダム位相回転角度に依存し、固定的に決まるため、受信側で補正が可能である。この図５４に示すように、補正カーブを乗算することで振幅値の補正が可能となる。具体的な補正値の算出式は、送信側のランダム位相回転量をθ（度）とすると、補正値ＡはＡ＝０．１０３＊ＰＯＷＥＲ（（ｓｉｎ（２θ）），２）となる。
【０１２８】
復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４により抽出されたタイミング位相は、時間軸・周波数軸中央値フィルタ１８５により、周波数軸上／時間軸上で非直線成分が除去された後、加算されて所望のタイミング信号となる。ここで、時間軸・周波数軸中央値フィルタ１８５は、周波数軸上の平均をとるフィルタ（ＦＤＭＦ）と時間軸上の平均をとるフィルタ（ＴＤＭＦ）とから構成される。そして、正確な位相情報を得るべく第２の自動ゲイン調整回路１８６によりレベルが正規化され、二次ＰＬＬ回路１８７によりフィルタリングされて所望のＰＬＬ特性を有するＰＬＬ出力が得られ、このＰＬＬ出力によりディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４が制御される。
【０１２９】
図５５は、以上の処理により抽出されたタイミング位相の結果を示すものである。復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４において、トレーニング長（６．２５Ｈｚ）のキャリアで復調しローパスフィルタ処理した後の出力波形（ＤＣＦ後の出力波形）は、タイミング位相として、幅で約１８度の変動成分が観測されている。一方これらを逆位相補正後（逆位相ランダム後）においては、１点の位相に正規化される。さらにこれらを周波数軸および時間軸で積分した結果（ＦＤＭＦ後）では、雑音成分がさらに抑圧され、正確なタイミング位相を抽出することができる。
【０１３０】
次に、キャリア位相同期について説明する。上述のタイミング位相抽出に関しては、電力線の遅延特性が高々３μｓ程度であること、並びに、時間変動も小さいため、過去の積分操作による安定抽出が可能である。しかしながら、キャリア位相に関しては、電力線の位相特性が時々刻々変化しているため、タイミング位相とは異なる瞬間リセット型の位相追従が必須である。しかも、雑音環境下での安定したキャリア位相抽出が必要である。図５６は、多重分離処理部１３の主要部を示し、１９１はゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路（ＧＳＷ＆ＡＧＣ１）、１９２は相関フィルタ回路（ＰＮＦ）、１９３はランダム位相逆回転回路、１９４は逆数演算回路、１９５は複素共役回路、１９６はリアル−イマジナリ（Ｒｅａｌ Ｉｍａｇ）合成回路、１９７は信号点判定回路、１９８は差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路（差分 Ｎ／Ｇ ＤＳＣＲ）を示す。なお、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１から信号点判定回路１９７までは、図１における信号点判定部２３に対応し、差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路１９８は、図１における差分およびデスクランブル回路２５に対応する。また、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１および相関フィルタ回路１９２は、前述のタイミング位相同期回路１８０におけるゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１８１および相関フィルタ回路１８２と共通化して実装することも可能である。
【０１３１】
高速フーリエ変換部２１により周波数軸情報に変換された受信信号は、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１に入力され、回線の歪みや周波数個々に異なったレベルが調整される。図４７を用いて説明したように、ユーザデータの送信に先立ち、トレーニング信号が全チャネル使用して送信される。そのため、トレーニング信号に対しては、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１の出力を相関フィルタ回路１９２に入力し、トレーニング信号と相関のない信号や隣接チャネルの干渉成分を除去する。そして、ランダム位相逆回転回路１９３により、送信側で位相回転されたデータを元に戻し、逆数演算回路１９４により受信キャリアの位相抽出と受信キャリアの振幅検出が行われる。
【０１３２】
受信キャリアの位相は、隣接チャネルからの干渉がない部分、すなわち、直交関係が保てる相関フィルタ出力の最大値中央部分を用いて抽出される。なお、図５７に示すように、送信側では、送信信号のＰＡＲ低減のため、イマジナリパートをリアルパートに比して１／２ナイキスト時間長遅延させて送信している。このため、受信側での相関出力はイマジナリパート側がリアルパート側に比して１／２ナイキスト時間長だけ遅延して出力される。一方、このときのキャリア位相であるが、相関出力の中央点のみ、および、１／２遅延点のみのいずれかの位相抽出では、受信タイミング位相情報回転に伴うキャリア位相の回転が発生するため、正確なキャリア位相を抽出することができない。しかしながら、中心点と１／２遅延点でのキャリア位相誤差は、図５８に示すように逆相となっているため、両方の情報をベクトル加算することで、相殺が可能で、安定したキャリア位相抽出が可能となる。そのため、逆数演算回路１９４は、送信側でのランダム位相回転に伴う受信キャリア位相の安定抽出を実現するために、相関フィルタ出力の最大値中央部分と１／２遅延点の合成ベクトル信号（０次相関と１次相関の和）とを用いて抽出するように構成されている。このような構成とすることにより、受信キャリア位相誤差をゼロとすることができる。
【０１３３】
受信キャリアの振幅も、隣接チャネルからの干渉がない部分、すなわち、直交関係が保てる相関フィルタ出力の最大値中央部分を用いて検出される。さらに、送信側でのランダム位相回転に伴う受信キャリア振幅の安定抽出を実現するため、相関フィルタ出力の最大値中央部分と１／２遅延点との合成ベクトル信号を用いて検出するように構成されている。この場合も受信キャリア振幅誤差をゼロとすることができる。なお、逆数演算回路１９４は、受信キャリア振幅の逆数を算出して出力するように構成されている。
【０１３４】
一方、ユーザデータに対しては、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１の出力を複素共役回路１９５に入力する。この複素共役回路１９５は、図５９に示すように、入力信号に対して、逆数演算回路１９４で求められた受信キャリアの位相と振幅の逆数値を乗算することにより、受信信号の振幅を正規化するとともに、回線上のキャリア位相を０度に正規化する。そして、リアル−イマジナリ合成回路１９６によりもとの送信信号点を再生する。なお、このとき、送信側で行われたランダム回転の逆回転が行われる。さらに、信号点判定回路１９７で元の信号点を再生し、差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路１９８によりオリジナルの送信データを復調することができる。このように、送信側で特殊なトレーニング信号を送信し、受信側では短時間の積分操作により、リセット型ＰＬＬを構成してキャリア位相同期を行うことにより、雑音耐力の向上とともにキャリア位相の安定化を実現することができる。
【０１３５】
以上のように、トレーニング信号を用いてタイミング位相同期およびキャリア位相同期を行うことにより、本実施例に係る多重伝送装置を、大振幅雑音環境下（Ｓ／Ｎ−７０ｄＢ）においても、安定した情報抽出を可能とすることができる。
【０１３６】
さて、このような多重伝送装置を実装するに当たっては、ディジタル部１をＩＣチップに実装することが行われる。そのため、多重伝送装置を安価に製造するためには、ディジタル部１の処理における演算量とメモリ量を削減することが重要である。例えば、図４８に示したディジタル部１を構成する多重化処理部１２を実装する場合において、最大８サブフレーム長で、３２ＭＨｚでサンプリングを行い、１ワードのビット長を１６ビットとすると、窓関数乗算回路１７７におけるメモリ量Ｍは、
Ｍ＝１６ビット＊５１２ポイント
＊８サブフレーム＊２（複素数）＊２ワード（リアル／イマジナリ）
＝３２．７６８キロバイト
となる。そのため、このままＩＣチップに実装すると巨大なメモリ領域が必要となり、安価なチップを実現することはできない。
【０１３７】
図６０は、ディジタル部１のチップサイズを削減するための多重化処理部１２の構成を示すものであり、２０１はスクランブラ・Ｇ／Ｎ・和分回路（ＳＣＲ Ｇ／Ｎ 和分）を示し、２０２は前段ＩＦＦＴ回路を示し、２０３は後段ＩＦＦＴ回路を示す。送信データは、スクランブラ・Ｇ／Ｎ・和分回路２０１に入力され、図４８に示した処理と同様に、ランダム化された後、グレイコードからナチュラルコード（Ｇ／Ｎ）に変換され、さらに位相和分されて、前段ＩＦＦＴ回路２０２に入力される。この前段ＩＦＦＴ回路２０２は、送信データ（ビット情報）を中心に、信号点発生、ランダム位相回転、リアル／イマジナリ分離、８ポイント逆高速フーリエ変換、窓関数演算、および、畳み込み積分を行うように構成されている。ここで、逆高速フーリエ変換のポイント数は、メモリ量の削減であるため、信号点に展開する以前のビット情報をメモリの中心として一括の演算処理を行う。但し、演算処理の高速化、効率向上のため、逆高速フーリエ変換処理は必要最小限の８ポイントとした。この前段ＩＦＦＴ回路２０２において８ポイント逆高速フーリエ変換処理された信号は窓関数処理され、時間軸上の畳み込み積分が行われた後、後段ＩＦＦＴ回路２０３に入力される。
【０１３８】
後段ＩＦＦＴ回路２０３は、前段ＩＦＦＴ回路２０２から出力された信号に対して、６４ポイント逆高速フーリエ変換処理を行い、さらに、その信号をインターポーレーション（補間）を目的とした波形整形処理（補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する窓関数処理および畳み込み積分処理）を行い、最終的な所望の３２ＭＨｚサンプリングの送信波形を得る。
【０１３９】
図６１に、前段ＩＦＦＴ回路２０２における逆高速フーリエ変換のポイント数を１，２，４，８，１６，３２，６４，１２８，２５６と変化させたときの、前段ＩＦＦＴ回路２０２と後段ＩＦＦＴ回路２０３における逆高速フーリエ変換処理の構成を示す。前段ＩＦＦＴ回路２０２はポイント数の増加に応じて、サンプリング周波数が６２．５ｋＨｚ〜１６ＭＨｚに変化するが、メモリ量は、上述のようにポイント数に拘わらず、３．８４キロバイト必要である。一方、後段ＩＦＦＴ回路２０３は、前段ＩＦＦＴ回路２０２のポイント数に応じて、５１２ポイント〜２ポイントまで変化し（いずれも前段と後段のポイント数を乗算すると５１２になる）、メモリ量は前段ＩＦＦＴ回路２０２のポイント数が多くなるほど少なくなる（サンプリング周波数の増大にともない時間長が短くなり、メモリ量が減るため）。
【０１４０】
本実施例においては、上述のように多重化処理部１２におけるフィルタ部を、基本の波形整形部（前段ＩＦＦＴ回路２０２）とインターポーレータ部（後段ＩＦＦＴ回路２０３）との２種類に分割して実現している。基本の波形整形部では、本質的に必要な波形整形処理を行うが、メモリ量の最小化を実現するため、サンプリング速度は必要最小限に低速で実現する必要がある。但し、前段のサンプリング速度は、スペクトルの折り返しが発生しないことと、後段の逆高速フーリエ変換処理後に十分なインターポーレーションが実現できることが必要となる。図６１において、インターポーレーションの可否とは、後段ＩＦＦＴ回路２０３でインターポーレーションを実現できるか否かを示しており、前段のポイント数が１段および２段のときは実現することができない。また、前段ＩＦＦＴ回路２０２における波形整形処理において、ポイント数が少ないと乗算処理が不要か軽い乗算処理で済むため、単純セレクタを使用して処理を簡単にすることができるが、図６１の単純セレクタの使用可否は、この単純セレクタが使用可能か否かを示している。
【０１４１】
本実施例においては、後段の処理においてインターポーレーションを実現でき、単純セレクタを使用できることから、前段を８ポイント（サンプリング周波数は５００ｋＨｚ）、後段を６４ポイント（サンプリング周波数は３２ＭＨｚ）の逆高速フーリエ変換処理で実現するように構成している。これにより、前段および後段を合わせたメモリ量は５．８８８キロバイトで実現することができる（上述の図４８の構成に比べて、メモリ量は約１８％程度にすることができる）。
【０１４２】
図６２は、前段ＩＦＦＴ回路２０２の構成を示しており、２１１はシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）、２１０は波形整形部を示し、さらに、この波形整形部２１０において、２１２は最大１０ビットを有した８サブフレームのタップ遅延線、２１３はセレクタ、２１４は信号点発生用ＲＯＭ、２１５はフィルタ係数用ＲＯＭ、２１６はリアルパート乗算回路、２１７は１／２ナイキスト遅延回路（Ｔ／２）、２１８はイマジナリパート乗算回路、２１９は畳み込み積分回路（Σ）、２２０はランダム位相回転回路、２２１はリアルパート加算回路（Σ）、２２２はイマジナリパート加算回路（Σ）を示す。なお、図６２においては、上述のようにトレーニング信号により送信データの位相と振幅は一致するため、和分回路は省略している。また、絶対位相で処理するため、Ｇ／Ｎ変換回路も省略している。
【０１４３】
シリアル／パラレル変換回路２１１でパラレルデータに変換された送信データは、タップ遅延線２１２に入力され、セレクタ２１３によりそれぞれ出力される１０ビット（１０ビット／Ｈｚ伝送の場合）の中から一つが選択されて信号点発生用ＲＯＭ２１４に入力され、対応する信号点（リアルパートｘとイマジナリパートｙ）が発生される。一方、フィルタ係数用ＲＯＭ２１５には、サンプリングカウンタの位相信号が入力されており、この位相信号に対応してフィルタ係数用ＲＯＭ２１５からフィルタ係数が出力される。このとき、この波形整形部２１０から出力される送信ベースバンド信号のリアルパートをＸとし、イマジナリパートをＹとし、畳み込み積分回路２１９後の信号点をｘ＋ｊｙとし、ランダム位相回転の回転量をｃｏｓ＋ｊｓｉｎとすると、
Ｘ＋ｊＹ＝（ｘ＋ｊｙ）（ｃｏｓ＋ｊｓｉｎ）
＝（ｘｃｏｓ−ｙｓｉｎ）＋ｊ（ｙｃｏｓ＋ｘｓｉｎ）
と表される。
【０１４４】
そのため、フィルタ係数用ＲＯＭ２１５から出力されたフィルタ係数は、そのままリアルパート乗算回路２１６で信号点のリアルパートｘとイマジナリパートｙとが乗算されて、畳み込み積分回路２１９で畳み込み積分が行われ、ランダム位相回転回路２２０でリアルパートにｃｏｓが乗算され、イマジナリパートに−ｓｉｎが乗算されて、それぞれがリアルパート加算回路２２１で加算されて基本送信ベースバンド信号のリアルパートＸとなり、一方、１／２ナイキスト遅延回路２１７で１／２ナイキスト時間長遅延されたフィルタ係数は、イマジナリパート乗算回路２１８で信号点のリアルパートｘとイマジナリパートｙとが乗算されて、畳み込み積分回路２１９で畳み込み積分が行われ、ランダム位相回転回路２２０でリアルパートにｓｉｎが乗算され、イマジナリパートにｃｏｓが乗算されて、それぞれがイマジナリパート加算回路２２２で加算されて基本送信ベースバンド信号のイマジナリパートＹとなる。
【０１４５】
このように、多重化処理部の波形整形部２１０を以上のように構成すると、タップ遅延線２１２からセレクタ２１３により取り出されたデータは、メモリを必要とせずに基本送信ベースバンド信号に変換処理される。そのため、前段ＩＦＦＴ回路２０２に必要とされるメモリ量Ｍ′は、タップ遅延線２１０で必要とされる最大１０ビット（１０ビット／Ｈｚ伝送の場合）の８サブフレームとなり、３８４チャネルで実現する場合は、
Ｍ′＝１０ビット＊８サブフレーム＊３８４チャネル
＝３．８４キロバイト
となるため、上述した従来のメモリ量Ｍの１／８とすることができる。
【０１４６】
なお、この図６２で示すように、信号点が１ビットの場合に、スクランブラ処理、Ｇ／Ｎ変換処理、和分処理、信号点発生処理、ＲＯＦ変調、および、Ｄ／Ａ変換処理をＲＯＭ内で実行する方法については、特開平０８−１１６３４７号公報に詳述されているため、ここでの説明は省略する。
【０１４７】
ところで、図６３に示すように、前段ＩＦＦＴ回路２０２で出力される基本送信ベースバンド信号に対して、後段ＩＦＦＴ回路２０３におけるインターポーレーション（ＬＰＦ）で許容される帯域は所定の帯域幅を有しているため、前段の処理でできる限り複数チャネルを多重化しておくと後段の処理量を低減することができる。そのため、図６４に示すように、複数の波形整形部２１０（図６４の場合はｋ個の波形整形部２１０）から出力される基本送信ベースバンド信号（Ｘ＋ｊＹ）のそれぞれに対して、回転回路部２２３で回転させて（Ｅｊθ１，Ｅｊθ２，・・・，Ｅｊθｋを乗算して）周波数シフトした後、合成回路（Σ）２２４で複数チャネルの信号を合成してから、後段ＩＦＦＴ回路２０３に入力するように構成することが好ましい。なお、図６３は３個の基本送信ベースバンド信号を出力するように構成した場合を示している。
【０１４８】
図６５は、図６０における多重化処理部１２のさらに詳細な構成を示すものであり、２０１はスクランブラ回路（ＳＣＲ）、２０２は前段ＩＦＦＴ回路、２０３は後段ＩＦＦＴ回路を示しており、前段ＩＦＦＴ回路２０２において、２１１はシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）、２１０′は波形整形部を示し、後段ＩＦＦＴ回路２０３において、２２５は逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、２２６は回転回路部、２２７は波形合成部（Σ）、２２８はインターポーレーション（ＩＰＬ）部を示す。なお、この図６３における波形整形部２１０′は、チャネル数分の波形整形部を有して構成され、チャネル毎に図６２に示す波形整形部２１０を有するか、若しくは、図６４に示すように複数のチャネルの波形を周波数シフトして合成したものを出力するように構成されている。なお、この場合のメモリ量は、上述の通り、１０ビット／Ｈｚ伝送の場合、最大８０ビット／チャネルとなる。
【０１４９】
この図６５において、送信データはスクランブラ回路２０１でランダム化された後、シリアル／パラレル変換回路２０２でパラレルデータに変換される。そして、波形整形部２１０′を構成する複数の波形整形部のそれぞれで基本送信ベースバンド信号に変換され、逆高速フーリエ変換部２２５に入力される。逆高速フーリエ変換部２２５は、複数の逆高速フーリエ変換回路（図６３の場合は、２２５ａ，２２５ｂの２個から構成される）を有しており、波形整形部２１０′から出力される基本送信ベースバンド信号のうち、複数のチャネル分まとめられてそれぞれの逆高速フーリエ変換回路２２５ａ，２２５ｂに入力される。逆高速フーリエ変換後の信号には、回転回路部２２６で隣接チャネル間分の周波数が乗算され、周波数シフトが行われた後、波形合成回路２２７で加算され、その後、インターポーレーション部２２８で、窓関数乗算および畳み込み積分が行われ、最終的に所望の送信ベースバンド信号を得ることができる。
【０１５０】
以上のように、多重化処理部１２において、第１段目の前段ＩＦＦＴ回路２０２を８ポイント逆高速フーリエ変換としてサンプリング周波数を５００ｋＨｚとし、第２段目の後段ＩＦＦＴ回路２０３を６４ポイント逆高速フーリエ変換としてサンプリング周波数を３２ＭＨｚとすることで、最終的なメモリ量を約５．５分の１にすることができる。なお、図６１に示すように、第１段目の逆高速フーリエ変換を１６ポイントとし、第２段目の逆高速フーリエ変換を３２ポイントとすることにより、メモリ量を６．７分の１にすることができるが、この場合、第１段目の逆高速フーリエ変換のポイント数を増大させることで、第１段目の演算量が増大してしまう。
【０１５１】
次に、ディジタル部１の多重分離処理部１３のチップサイズの削減方法について説明する。図６６は多重分離処理部の主要部を示すものであり、２３０は復調回路（ＤＥＭ）、２３１はデシメーション回路（ＤＣＭ）、２３２は窓関数乗算および畳み込み積分回路、２３３は高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）を示す。この図６６において、復調回路２３０およびデシメーション回路２３１は図１の復調およぶ非線形フィルタ部２０に対応し、窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２と高速フーリエ変換回路２３３は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する。
【０１５２】
アナログ部２から出力された受信信号は、復調回路２３０によりベースバンド信号に復調され、次に、デシメーション回路２３１により不要帯域が除去されるとともに、サンプリング周波数が必要最小限にされる。さらに、この受信信号に対して窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２において窓関数の係数を乗算し、高速フーリエ変換単位で畳み込み積分を実施した後、高速フーリエ変換回路２３３により周波数軸の信号に変換する。
【０１５３】
ここで、説明を簡単にするために、３ポイントの高速フーリエ変換を３サブフレーム実行する場合を例として、従来の回路および本実施例における回路の処理について、図６７および図６８を用いて説明する。図６７は、従来の多重分離処理部１３の処理を示しており、受信信号のそれぞれに対して受信窓関数が乗算される（ステップＳ１０）。そして、これらの乗算結果が高速フーリエ変換され、それぞれの受信信号に回転子が乗算された後、サブフレーム毎に加算される（ステップＳ２０）。そして、３サブフレームのフーリエ変換結果が加算され（ステップＳ３０）、Σ等価演算により最終的な高速フーリエ変換の結果を得ることができる（ステップＳ４０）。
【０１５４】
一方、図６６に示す、本実施例の方法によれば、図６８に示すように、受信信号のそれぞれに対して受信窓関数が乗算され（ステップＳ１）、その結果が畳み込み積分されて、サブフレーム毎の結果が出力される（ステップＳ２）。そして、この畳み込み積分の結果をフーリエ変換することにより最終的な高速フーリエ変換の結果を得ることができる（ステップＳ３）。すなわち、従来に比べて高速フーリエ変換処理は１回で済むため、処理量を大きく低減することができる。例えば、５１２ポイントの高速フーリエ変換を６サブフレームに対して実行する場合は、処理量を約１／１０に低減することができる。
【０１５５】
以上説明したように、多重化処理部１２においてはメモリ量を削減し、多重分離処理部１３においては処理量を削減することにより、ディジタル部１のチップサイズを削減することができ、この多重伝送装置のコストを安くすることができる。
【０１５６】
なお、以上の説明においては、本発明に係る多重伝送装置を、電力線搬送システムに適用した場合を示したが、本発明がこの実施例に限定されることはなく、あらゆる通信に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５７】
【図１】本発明に係る多重伝送装置の構成を示す説明図である。
【図２】上記多重伝送装置の要部説明図である。
【図３】伝送路の時間応答波形の説明図である。
【図４】ナイキスト伝送の波形説明図である。
【図５】ナイキスト伝送路の周波数特性説明図である。
【図６】直交周波数分割多重のイメージ説明図である。
【図７】送受信フィルタの時間応答波形説明図である。
【図８】ｃｏｓフィルタの時間応答波形説明図である。
【図９】ｃｏｓ二乗フィルタの時間応答波形説明図である。
【図１０】隣接チャネル間の干渉説明図である。
【図１１】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ０において０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１２】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１３】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において９０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１４】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において４５度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１５】送信変調部の説明図である。
【図１６】送信変調部の波形説明図である。
【図１７】送信ＩＦＦＴ部の説明図である。
【図１８】送信ＩＦＦＴ部の機能説明図である。
【図１９】送信側の要部説明図である。
【図２０】受信側の要部説明図である。
【図２１】受信ＦＦＴ部の説明図である。
【図２２】受信ＦＦＴ部の機能説明図である。
【図２３】伝送効率の説明図である。
【図２４】特定帯域漏洩低減の説明図である。
【図２５】雑音抑圧の説明図である。
【図２６】隣接チャネル間干渉除去の説明図である。
【図２７】ローパスフィルタの説明図である。
【図２８】変調部の説明図である。
【図２９】復調部の説明図である。
【図３０】窓関数なしの場合のフィルタ特性説明図である。
【図３１】窓関数とフィルタ係数との説明図である。
【図３２】窓関数乗算の場合のフィルタ特性説明図である。
【図３３】雑音キャンセル手段を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３４】マルチパス対策を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３５】タイミング位相調整を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３６】エラー訂正を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３７】送信側の周波数拡散の説明図である。
【図３８】受信側の周波数拡散の説明図である。
【図３９】信号点を偶数チャネルと奇数チャネルに分割した場合の本発明に係る多重伝送装置の要部説明図である。
【図４０】同期手段の要部説明図である。
【図４１】２０Ｈｚ同期信号検出回路の説明図である。
【図４２】電源周波数と時間窓との関係を示す説明図である。
【図４３】親局側ＰＬＬ回路の説明図である。
【図４４】親局側タイムスロット選定回路の説明図である。
【図４５】子局側ＰＬＬ回路の説明図である。
【図４６】子局側タイムスロット選定回路の説明図である。
【図４７】トレーニング信号とユーザデータの関係を示す説明図である。
【図４８】ピーク漏洩低減を適用した送信側の要部説明図である。
【図４９】ピーク漏洩低減効果を示す説明図である。
【図５０】最適トレーニングパターン（１０ＰＮ）を示す説明図である。
【図５１】タイミング位相同期回路の説明図である。
【図５２】非線形フィルタ回路の説明図である。
【図５３】送信ランダム位相回転による受信タイミング位相の変化を示す説明図である。
【図５４】タイミング位相の振幅情報補正結果を示す説明図である。
【図５５】受信側タイミング位相抽出結果を示す説明図である。
【図５６】キャリア位相同期回路の説明図である。
【図５７】受信相関出力を示す説明図である。
【図５８】キャリア位相差特性を示す説明図である。
【図５９】複素共役回路の説明図である。
【図６０】チップサイズを削減した送信側の要部説明図である。
【図６１】前段および後段ＩＦＦＴ回路の構成を比較した説明図である。
【図６２】前段ＩＦＦＴ回路の要部説明図である。
【図６３】送信ベースバンド信号とインターポーレーションフィルタの関係を示す説明図である。
【図６４】波形整形部を複数用いた前段ＩＦＦＴ回路の要部説明図である。
【図６５】送信側の要部説明図である。
【図６６】チップサイズを削減した受信側の要部説明図である。
【図６７】従来の受信側の処理を示す説明図である。
【図６８】チップサイズを削減するために採用した、本発明に係る受信側の処理を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１５８】
２０２ 前段ＩＦＦＴ回路（第１の変換手段）
２０３ 後段ＩＦＦＴ回路（第２の変換手段）
２１０ 波形整形部（波形整形手段）
２１２ タップ遅延線
２１３ セレクタ
２１４ 信号点発生用ＲＯＭ（信号点発生手段）
２１５ フィルタ係数用ＲＯＭ（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１６ リアルパート乗算回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１７ １／２ナイキスト遅延回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１８ イマジナリパート乗算回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１９ 畳み込み積分回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２２３ 回転回路部（回転手段）
２２４ 合成回路（加算手段）
２２５ 逆高速フーリエ変換回路（第２の逆高速フーリエ変換手段）
２２７ 波形合成回路（補間手段）
２２８ インターポーレーション部（補間手段）
２３２ 窓関数乗算および畳み込み積分回路（窓関数および畳み込み積分手段）
２３３ 高速フーリエ変換回路（高速フーリエ変換手段）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データを多重化する多重伝送装置および多重伝送方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
データを多重化して伝送する多重伝送装置においては、送信データをシンボルに変換して変調および多重化する処理や、受信した信号を復調して分離する処理等のディジタル処理をＩＣチップにして実装している。多重伝送する場合、送信側では信号点を周波数情報にして逆高速フーリエ変換した後に畳み込み積分を行って波形合成することにより時間軸情報とし、一方、受信側では、時間軸情報を高速フーリエ変換した後、畳み込み積分をして周波数情報を得るように構成されている（例えば、特許文献１〜６参照）。
【０００３】
【特許文献１】特許第３７４７４１５号公報
【０００４】
【特許文献２】特開平０５−２０７００１号公報
【特許文献３】特開平０５−２６０１００号公報
【特許文献４】特開平０５−２６０１０９号公報
【特許文献５】特開平０８−１１６３４７号公報
【特許文献６】特開平１０−２２４２７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の構成をＩＣチップ化すると、送信側では畳み込み積分におけるメモリ量が膨大になり、また、受信側の処理が複雑で処理量が大きくなることから、チップサイズが大きくなり、この多重伝送装置のコストが高くなるという課題があった。
【０００６】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、チップサイズを小さくすることができるディジタル処理を有する多重伝送装置および多重伝送方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するために、第１の本発明に係る多重伝送装置は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有するものであり、多重化処理部は、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１の変換手段（例えば、実施形態における前段ＩＦＦＴ回路２０２）と、複数の第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う第２の変換手段（例えば、実施形態における後段ＩＦＦＴ回路２０３）と、を有して構成される。
【０００８】
このような第１の本発明に係る多重伝送装置において、第１の変換手段は、データを変調するための信号点発生手段（例えば、実施形態における信号点発生用ＲＯＭ２１４）と、この信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートにわけて逆高速フーリエ変換し、この信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力する第１の逆高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態におけるフィルタ係数用ＲＯＭ２１５、リアルパート乗算回路２１６、１／２ナイキスト遅延回路２１７、イマジナリパート乗算回路２１８、および、畳み込み積分回路２１９）と、から構成される波形整形手段（例えば、実施形態における波形整形部２１０）を有することが好ましい。
【０００９】
また、第２の変換手段は、複数の第１の変換手段の出力から、送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換する第２の逆高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態における逆高速フーリエ変換回路２２５）と、第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力する補間手段（例えば、実施形態における波形合成回路２２７およびインターポーレーション部２２８）と、を有することが好ましい。
【００１０】
また、波形整形手段が、データを所定の時間だけ順次遅延させて出力するタップ遅延線と、このタップ遅延線から出力されたデータを選択し、信号点発生手段に入力するセレクタと、を有することが好ましい。
【００１１】
さらに、第１の変換手段が、複数の波形整形手段と、これらの複数の波形整形手段の出力の各々を周波数シフトする回転手段（例えば、実施形態における回転回路部２２３）と、回転された出力を合成する加算手段（例えば、実施形態における合成回路２２４）と、を有することが好ましい。
【００１２】
また、第２の本発明に係る多重伝送装置は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有するものであり、多重分離処理部が、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数および畳み込み積分手段（例えば、実施形態における窓関数および畳み込み演算回路２３２）と、窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換手段（例えば、実施形態における高速フーリエ変換回路２３３）と、を有して構成される。
【００１３】
一方、第１の本発明に係る多重伝送方法は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、多重化処理部が第１の変換手段と第２の変換手段とを有し、第１の変換手段により、データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１のステップと、第２の変換手段により、複数の第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後、補間して波形合成を行う第２のステップと、を有して構成される。
【００１４】
このような第１の本発明に係る多重伝送方法において、第１の変換手段が、信号発生手段と第１の逆高速フーリエ変換手段とを備える波形整形手段を有し、第１のステップが、信号点発生手段により、データを変調した信号点を発生するステップと、第１の逆高速フーリエ変換手段により、信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、この信号点に対する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力するステップと、を有することが好ましい。
【００１５】
また、第２の変換手段が、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とを有し、第２のステップが、第２の逆高速フーリエ変換手段により、複数の第１の変換手段の出力から、送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換するステップと、補間手段により、第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力するステップとを、を有することが好ましい。
【００１６】
また、波形整形手段が、タップ遅延線とセレクタとを有し、第１のステップが、タップ遅延線により、データを所定の時間だけ順次遅延させて出力し、セレクタによりこのタップ遅延線から出力されたデータを選択して、信号点発生手段に入力するステップを有することが好ましい。
【００１７】
さらに、第１の変換手段が、複数の波形整形手段と回転手段と加算手段とを有し、第１のステップが、回転手段により、複数の波形整形手段の出力の各々を周波数シフトするステップと、加算手段により、回転された出力を合成して出力するステップと、を有することが好ましい。
【００１８】
また、第２の本発明に係る多重伝送方法は、データの多重化処理部、又は、データの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、多重分離処理部が、窓関数および畳み込み積分手段と高速フーリエ変換手段とを有し、窓関数および畳み込み積分手段により、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数して乗算して畳み込み積分するステップと、高速フーリエ変換手段により、窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得るステップと、を有して構成される。
【発明の効果】
【００１９】
第１の本発明に係る多重伝送装置を以上のように構成すると、多重化処理部を第１の変換手段と第２の変換手段とから構成することにより、この多重化処理部で必要とされるメモリ量を削減することができ、この多重化処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２０】
このとき、第１の変換手段を、信号点発生手段と第１の逆高速フーリエ変換とからなる波形整形手段で構成し、データから基本送信ベースバンド信号を出力するように構成することにより、第１の逆高速フーリエ変換の処理を簡単にすることができる。
【００２１】
また、第２の変換手段を、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とから構成することにより、この第２の変換手段で必要とされるメモリ量も削減することができる。
【００２２】
なお、波形整形手段にタップ遅延線とセレクタとを設け、データをタップ遅延線に入力し、セレクタで選択して信号点発生手段に入力するように構成することにより、第１の変換手段で必要なメモリ量は、タップ遅延線に用いられるメモリだけとなるため、この多重化処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２３】
また、第１の変換手段に複数の波形整形手段を設け、これらの出力を周波数シフトさせて合成して出力するように構成することにより、後段（第２の変換手段）の処理量を軽減させることができる。
【００２４】
また、第２の本発明に係る多重伝送装置を以上のように構成すると、多重分離処理部で実行される高速フーリエ変換処理を１回とすることができるので、多重分離処理部の処理量を低減し、この多重分離処理部が実装されるチップサイズを小さくすることができる。
【００２５】
一方、第１および第２の本発明に係る多重伝送方法を以上のように構成しても、この方法の実装において、メモリ量および処理量を低減することができるので、チップサイズを小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照して説明する。まず、図１を用いて、本発明に係る多重伝送装置の構成について説明する。この多重伝送装置は、電力線搬送システムに適用した場合の送信側の多重化処理部と受信側の多重分離処理部との両方の構成を備えたモデム構成の場合を示し、ディジタル部１、アナログ部２、電源部３、送信ドライバ回路（ＤＶ）４、電力線に対して信号の送受信を行うトランス５、漏洩電界を抑圧するためのコモンモードチョーク（ＣＭＣ）６、１０ＢＡＳＥ−Ｔや１００ＢＡＳＥ−ＴＸ等のＬＡＮ（屋内ローカルエリアネットワーク）との接続部７、および、ＲＪコネクタ（ＲＪ４５）８から構成される。
【００２７】
ディジタル部１は、接続部７で送受信データの授受を行うとともに時分割制御等を行うＰＬＣメディアアクセス制御部（ＰＬＣ−ＭＡＣ）１１、送信データを多重化して送信する多重化処理部１２、および、受信した信号を分離して受信データとする多重分離処理部１３から構成される。ここで、多重化処理部１２は、スクランブラおよび和分回路（ＳＣＲ＆和分）１４、信号点発生手段としての信号点発生部１５、多重化する手段の要部を構成する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１６、変調部（ＭＯＤ）１７、および、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１８から構成され、多重分離処理部１３は、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１９、復調部（ＤＥＭ）２０、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２１、タイミング同期部（ＴＩＭ抽出＆ＰＬＬ）２２、信号点を判定する手段としての信号点判定部２３、および、差分およびデスクランブル回路２５から構成される。なお、このディジタル部１において、ＰＬＣメディアアクセス制御部１１は、コントローラ（ＣＰＵ）２６により制御される。また、このディジタル部１の各部の機能を、プロセッサの演算処理機能により実現することも可能である。
【００２８】
アナログ部２は、第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ１）３１、ハイパスフィルタおよびゲインスイッチ部（ＨＰＦ＆ＧＳＷ）３２、第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ２）３３、および、ディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４（電圧制御水晶発振器でも可能）から構成される。また、接続部７は、ＲＪコネクタ８を介して入出力される信号（ＬＡＮデータ）を処理するイーサネット（登録商標）処理部（Ｅｔｈｅｒ ＰＨＹ）２７およびフィルタリング処理、フラグメント処理、再送処理、暗号化処理、および、スイッチング処理等を行うＰＬＣスイッチ部（ＰＬＣ−ＳＷ）２８から構成される。
【００２９】
このような多重伝送装置において、１０ＢＡＳＥ−Ｔあるいは１００ＢＡＳＥ−ＴＸ側からＲＪコネクタ８を介して接続部７に入力されたＬＡＮデータは、イーサネット（登録商標）処理部２７を経由して、ＰＬＣスイッチ部２８に取り込まれる。このＰＬＣスイッチ部２８に取り込まれたデータは、フィルタリング／フレーミング／フラグメント／バッファリング／スイッチング等の機能を得て、ＰＬＣメディアアクセス制御部１１に渡される。このＰＬＣメディアアクセス制御部１１では、コントローラ２６からの指示の元に、時分割処理等を行い、コントローラ２６からの制御情報（親局と子局間の会話）の転送やユーザデータのタイムスロット管理を実施する。そして、このＰＬＣメディアアクセス制御部１１から出力された送信データは、スクランブラおよび和分回路１４に入力されて、データがランダム化され、送信スペクトルの安定化／漏洩電界の安定化が実現されるとともに、回線変動に耐えるべく位相和分が行われる。このランダム化および位相和分処理後、信号点発生手段としての信号点発生部１５により複数チャネルの送信信号点が生成される。この信号点発生部１５は、ＲＯＭ等により構成することができるものであり、また、ノッチの生成やスペクトル拡散、さらには、雑音キャンセルのためのゼロ点挿入等を行う構成とすることができる。
【００３０】
そして、複数チャネルの送信信号点である周波数軸上の情報は、逆高速フーリエ変換部１６により時間軸上の情報に変換され、変調部１７に入力されて波形整形された後、変調される。ここで、変調部１７は、信号点を時間軸上はナイキスト時間間隔で、かつ、周波数軸上はナイキスト周波数間隔で多重化するように構成されている。この変調部１７からの変調信号は、Ｄ／Ａ変換器１８に入力されてアナログ信号に変換された後、アナログ部２の第１のローパスフィルタ３１によりアナログ信号上の不要帯域が除去された後、送信ドライバ回路４により増幅され、トランス５とコモンモードチョーク６とを介して、電力線、例えばＡＣ１００Ｖの屋内配電線側又は屋内電灯線側に送信される。このように、本実施例に係る多重伝送装置における多重化処理は、時間軸上ではナイキスト時間間隔、周波数軸上では複数のキャリア周波数をナイキスト周波数間隔で配置し、時間軸直交／周波数軸直交により、多重化データ伝送を行うものである。
【００３１】
一方、受信側の多重分離処理は、送信側の多重化処理と逆の処理を行うものであり、コモンモードチョーク６とトランス５とを介して入力された受信信号は、ハイパスフィルタおよびゲインスイッチ部３２により不要な低域成分が除去された後、受信信号を所定レベルまで増幅され、第２のローパスフィルタ３３により高域の不要帯域成分が除去される。そして、ディジタル部１のＡ／Ｄ変換器１９によってディジタル信号に変換される。
【００３２】
このディジタル部１のＡ／Ｄ変換器１９によりディジタル信号に変換された受信信号は、復調部２０において復調され、ベースバンド信号とされた後、不要帯域が除去され、高速フーリエ変換部２１により時間軸情報が周波数軸情報に変換される。そして、信号点判定部２３により受信信号点が判定され、差分およびデスクランブル回路２５により、位相差分がとられた後、ランダム化されていた状態が元に戻され送信データが再生される。さらにＰＬＣメディアアクセス制御部１１を経由した後、接続部７を介して端末（図示を省略）へ転送される。
【００３３】
前述の位相差分処理は、信号点判定部２３における判定後に行う構成を示すが、信号点判定前に位相差分処理を実施する構成とすることも可能である。また、同期モデムでは、受信クロックを送信クロックに同期させる必要があるが、この同期信号は、送信側で複数の特定周波数によりタイミング用の基準信号を送信し、受信側では、この同期信号を抽出することで、送信との同期を確立している。この同期信号の抽出ポイントは、パスバンドでもベースバンドでも、または、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）後でも良いが、効率的な処理が行える場所から信号を抽出して同期化を行うことができる。図１においては、高速フーリエ変換部２１の出力信号から抽出可能としている。そして、タイミング同期部２２により、ディジタル制御水晶発振器３４を制御して、所望の同期を確立することができる。
【００３４】
電源部３は、各部に例えばＤＣ電圧５Ｖの動作電圧を供給する電源出力部４１と電源フィルタ４２とを含む構成を有している。この電源出力部４１は、ＤＣ５Ｖ等の直流電圧をＡＣ１００Ｖの交流電圧からスイッチング電源構成等により形成するものであるが、スイッチング電源構成とすると、スイッチング雑音が発生するため、電源フィルタ４２により、そのスイッチング雑音がコモンモードチョーク６側およびモデム側に漏洩しないように構成されている。また、電源部３は、回線側に対して不要な漏洩電界が発生しないように、この電源部３からのコモンモード電流を最小化する必要がある。さらに、この電源部３を回線に接続することで、対地間平衡度を悪化させないように、あるいは、低インピーダンス化により微小信号が消滅しないように、伝送帯域内のＬＣＬ（対地間平衡度）やノーマルモードインピーダンスを所望の値以上に設定することが必要である。
【００３５】
図２は、多重伝送装置の多重化処理部１２と多重分離処理部１３との主要部、すなわち、図１に示す多重伝送装置のディジタル部１の主要部の説明図であり、５１は図１における信号点発生部１５に対応する送信信号点発生回路、５２は図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応し、多重化する手段を構成する送信ＩＦＦＴ部、５３は図１における信号点判定部２３に対応する受信信号点判定回路、５４は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する受信ＦＦＴ部を示す。また、５５はリアルパート逆高速フーリエ変換部（Ｒｅａｌ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）、５６はイマジナリパート逆高速フーリエ変換部（Ｉｍａｇ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）、５７は時間軸窓関数乗算部、５８は時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）、５９は波形合成および畳み込み積分回路、６０は窓関数乗算および畳み込み積分回路、６１は高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、６２はリアルパートとイマジナリパートとの信号抽出合成回路を示す。
【００３６】
送信データを送信信号点発生回路５１に入力して、ベクトル信号としての送信信号点とし、その信号点のリアルパート（Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（Ｉｍａｇ）とに分け、リアルパートは、リアルパート逆高速フーリエ変換部５５に入力し、イマジナリパートは、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６に入力して、それぞれ逆高速フーリエ変換し、時間軸窓関数乗算部５７，５８に入力する。時間軸窓関数乗算部５７，５８は、時間軸上の信号に対して送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する手段を含む。なお、時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）５８の窓関数は、時間軸窓関数乗算部５７の窓関数よりも１／２ナイキスト時間長遅れており、この窓関数が乗算されたイマジナリパート側の信号は、リアルパート側の信号から１／２ナイキスト時間長分、時間シフトされることとなる。そして、波形合成および畳み込み積分回路５９においてリアルパートとイマジナリパートとを波形合成するとともに畳み込み積分を行い、図１における変調部１７に入力して変調され、Ｄ／Ａ変換器１８によりアナログ信号に変換されてアナログ部２に入力する。
【００３７】
また、受信ＦＦＴ部５４においては、復調された受信信号が入力され、窓関数乗算および畳み込み積分回路６０により、受信ナイキストフィルタの時間応答波形に対応した窓関数を乗算した後、フーリエ変換単位に畳み込み積分を行い、高速フーリエ変換部６１に入力し、この高速フーリエ変換部６１により周波数情報に変換し、リアルパートとイマジナリパートとはそれぞれ１／２ナイキスト時間長間隔となるように送信側でシフトしているから、信号抽出合成回路６２において単純合成し、受信信号点判定回路５３に入力する。
【００３８】
本発明の構成は、図１および図２に示すものであり、次に示す第１〜第６の課題を解決するものである。まず、第１の課題は、高効率データ伝送の実現であり、高効率データ伝送実現のためには、時間軸上／周波数軸上での無駄を省くことが鍵である。その実現例の一つとして、従来からあるＷａｖｅｌｅｔ−ＯＦＤＭ方式がある。このＷａｖｅｌｅｔ−ＯＦＤＭ方式は、時間軸直交／周波数軸直交を実現した方式であるが、時間軸で効率的なデータ伝送を実現する他の方式として、ナイキスト伝送方式がある。
【００３９】
ナイキスト伝送方式の伝達関数は、（０，１，０）であり、符号間干渉なしで最も高速にデータを伝送できる方式であるが、同時に時間軸上で等価的に時間軸直交を実現している伝送方式である。本発明は、このナイキスト伝送方式と、周波数軸で直交可能なＯＦＤＭ方式とを適用して、時間軸直交／周波数軸直交の多重伝送を実現するものである。そのため、送信側では、例えば、信号点のリアルパートとイマジナリパートとに分解し、最初にリアルパートを伝送し、次に、１／２ナイキスト時間長後、イマジナリパートを伝送することにより、隣接チャネルの符号間干渉なしで高効率データ伝送が可能となる。
【００４０】
また、第２の課題は特定帯域の漏洩低減である。これは、ナイキストフィルタを送受等分割することで実現することができる。また、より少ないタップ数で、より深い漏洩低減を実現するため、送信側ｃｏｓフィルタに独自の窓関数を乗算し、サイドローブを低減することにより実現可能である。
【００４１】
また、第３の課題は雑音抑圧である。送信側と同様に、受信側をｃｏｓフィルタとするとともに、送信側と同様に独自の窓関数を乗算する構成として、７０ｄＢを超える雑音抑圧を可能とすることができる。
【００４２】
また、第４の課題は雑音キャンセルである。これは、送信側で定期的にゼロ点を挿入し、データの信号点を、ゼロ点とゼロ点間に配置して伝送し、受信側では、送信側で送信されたゼロ点上の雑音成分を、補間予測して、信号点上に重畳された雑音をキャンセルすることにより実現可能である。
【００４３】
また、第５の課題は、マルチパス対応である。分岐回路等によるマルチパスによる遅延した信号成分が重畳することによるエラー発生について、これを低減するために、例えば、判定帰還等化器を用いることにより、受信側における安定したマルチパス除去が可能である。
【００４４】
また、第６の課題はタイミング同期である。タイミング同期としては、周波数同期と位相同期との２種類あり、周波数同期に関しては、複数のチャネルから得られた同期信号から周波数同期をかければ十分であり、また、位相同期に関しては、タイミングインターポレーションフィルタを設けて、時間位相をシフトさせることで、タイミング位相を合わせるか、又は、受信側の等化器を１タップの複素等化器ではなく、ダブルサンプリングの等化器を設けて、タイミング位相を合わせる構成を適用することができる。
【００４５】
図３は、伝送路（フィルタ）の時間応答を示すもので、入力信号をインパルスとして伝送路（フィルタ）に入力した場合、出力信号は、伝送路（フィルタ）特性に対応した帯域制限による時間応答波形となる。この伝送路（フィルタ）の入力側に連続してデータ（各種インパルス波形）を加えると、出力側では、これらの時間応答波形が重なって出力されることになる。
【００４６】
多重伝送装置からのデータはパルス信号であり、高周波成分まで含むため、このまま、帯域制限のある伝送路に送出すると、波形歪みにより符号間干渉が発生する。したがって、符号間干渉が発生しないようにフィルタで波形整形を行い、パルスを送出する。この代表的な符号間干渉なしのフィルタがナイキストフィルタであり、以下に示す周波数特性と時間応答波形を有する。
【００４７】
まず、周波数応答Ｈ（ｆ）は、ナイキスト時間間隔をＴ（ｓ）とし、ロールオフ率をβ（βは０〜１）とすると、
Ｈ（ｆ）＝１， ０≦ｆ≦（１−β）／２Ｔ
＝［１−ｓｉｎ［πＴ（ｆ−１／２Ｔ）／β］］／２，
（１−β）／２Ｔ≦ｆ≦（１＋β）／２Ｔ
＝０， （１＋β）／２Ｔ≦ｆ
と表される。一方、時間応答波形Ａ（ｔ）は、
Ａ（ｔ）＝ｓｉｎｃ（πｔ／Ｔ）［ｃｏｓ（πβｔ／Ｔ）／（Ｂ）］
但し、Ｂ＝（１−（２βｔ／Ｔ）2）
と表される。
【００４８】
図４は、ナイキスト伝送における波形の説明図であり、図示するように、時間軸の応答波形が等間隔にゼロ点を通過する波形であるならば、連続してインパルス伝送しても、互いの符号が干渉することなく高速でデータ伝送が可能である。これが、前述のナイキスト伝送である。すなわち、ナイキスト伝送路の時間応答は（０，１，０）となっており、等価的に時間軸で直交している系列となる。
【００４９】
図５は、ナイキスト伝送路の周波数特性を正規化して示し、ナイキストフィルタのフィルタ特性はｃｏｓ二乗特性を示すもので、一般にロールオフ率と呼ばれる要素があるが、同図においては、ロールオフ率が１００％の場合を示している。
【００５０】
図６は、直交周波数分割多重のイメージ図であり、各キャリア周波数はそれぞれ整数倍の関係にあり、互いに直交したキャリアになっている。このため、周波数軸上では、互いのスペクトルが重なっているが、このとき周波数軸上では互いに直交関係にあるため、受信側で高速フーリエ変換により周波数分解が可能である。また、送信側では、逆高速フーリエ変換により、周波数軸の情報を時間軸の情報に変換して送信する。
【００５１】
前述の図４に示す時間軸上で直交した波形の信号を、図６に示す周波数軸上で直交した波形の信号として多重化することにより、高効率の多重伝送が可能となる。この場合、時間軸上ではナイキスト時間間隔で多重化し、周波数軸上ではナイキスト周波数間隔で多重化することになる。
【００５２】
図７は、ナイキスト伝送路（ｃｏｓ二乗特性）を送受等分割したときの時間応答波形を示し、送信フィルタをｃｏｓフィルタ特性、受信フィルタもｃｏｓフィルタ特性とし、伝送路としてはｃｏｓ二乗特性とした場合を示す。このように、フィルタ特性を送受等分割する理由は、雑音耐力の最適化にある。
【００５３】
図８は、ｃｏｓフィルタの時間応答特性を示し、１／２ナイキスト時間間隔で（０，１，１，０）の応答特性となり、これを送受畳み込み処理により、図９に示すように、ｃｏｓ二乗フィルタの時間応答波形（１／２ナイキスト時間間隔で（０，１，２，１，０）、ナイキスト時間間隔で（０，１，０））を得ることができ、ナイキスト間隔で伝送すれば、符号間干渉なしに高速でデータ伝送が可能となる。
【００５４】
図１０は、隣接チャネル間の干渉の説明図であり、３チャネル多重時の周波数スペクトルを示す。同図に示すように、ＣＨ−１／ＣＨ０／ＣＨ＋１の３チャネルが周波数軸上で多重されているが、チャネルＣＨ０の周波数スペクトルが、チャネルＣＨ−１／ＣＨ＋１の周波数スペクトルとハッチングエリアで示すように重なっている。このエリアにより、双方で時間軸上／周波数軸上での干渉が起きる。
【００５５】
チャネルＣＨ０の周波数特性は、送信側はｃｏｓフィルタであるため、チャネルＣＨ０の周波数特性をＦ［０］（ｆ）とすると、ｆは−１〜１（Ｈｚ）において、
Ｆ［０］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２） …（１）
と表される。また、チャネルＣＨ＋１の周波数特性をＦ［＋１］（ｆ）とすると、ｆは０〜２（Ｈｚ）において、
Ｆ［＋１］（ｆ）＝ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（２）
と表される。したがって、図１０の右側ハッチングエリアの周波数スペクトルＦ［０＋１］（ｆ）は、ｆ＝０〜１（Ｈｚ）の範囲において、
Ｆ［０＋１］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２）＊ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（３）
＝１／２（ｓｉｎ（２＊ｆ＊π／２））
＝１／２（ｓｉｎ（ｆ＊π）） …（４）
となる。
【００５６】
同様に、チャネルＣＨ−１とチャネルＣＨ０との干渉エリアは、チャネルＣＨ−１の周波数特性をＦ［−１］（ｆ）とすると、ｆは−２〜０（Ｈｚ）において、
Ｆ［−１］（ｆ）＝−ｓｉｎ（ｆ＊π／２） …（５）
と表される。したがって、図１０の左側ハッチングエリアの周波数スペクトルＦ［０−１］（ｆ）は、ｆ＝−１〜０（Ｈｚ）の範囲において、
Ｆ［０−１］（ｆ）＝ｃｏｓ（ｆ＊π／２）＊（−ｓｉｎ（ｆ＊π／２））…（６）
＝−１／２（ｓｉｎ（２＊ｆ＊π／２））
＝−１／２（ｓｉｎ（ｆ＊π）） …（７）
となる。両者とも極性は異なっているが、パワースペクトル的には同一のｓｉｎフィルタとなる。送信側が１００％ｃｏｓフィルタ、受信側も１００％ｃｏｓフィルタで伝送しているため、送受のフィルタを畳み込むと、隣接チャネル間の周波数スペクトル（干渉スペクトル）は１００％ｓｉｎフィルタ特性となる。
【００５７】
図１１〜図１４は、隣接チャネル間の干渉の説明図であり、いずれも信号点のイマジナリ成分をリアル成分に対して１／２ナイキスト時間長遅延させた場合の波形を示している。まず、図１１は、チャネル０（ＣＨ０）で０度送信（リアル成分のみ送信）した場合でチャネル０で０度位相で受信した場合の波形である。実線の矢印がリアル成分のサンプリング点を示し、破線の矢印がイマジナリ成分のサンプリング点を示しているが、リアル側のみ（０，１，０）のサンプリング結果が得られ、イマジナリ側のサンプリング結果は（０，０，０）となるため、送信側で送信した波形を受信側で正確に再現していると言える。
【００５８】
図１２は、隣接チャネル間の干渉を現わした図である。チャネル−１（ＣＨ−１）で０度送信（リアル成分のみ送信）した場合にチャネル０で０度位相で受信した場合の波形（リアルとイマジナリ）を示したものである。リアル成分を実線の矢印の点でサンプリングを行えば、リアル側への干渉はない。また、イマジナリ成分を破線の矢印の点でサンプリングを行えば、イマジナリ側への干渉はない。但し、破線の矢印の点でリアル成分をサンプリングすれば、イマジナリ側に干渉が発生していることとなる。
【００５９】
図１３は、チャネル−１で９０度送信（イマジナリ成分のみ送信）をした場合であるが、今度は、リアル成分を実線の矢印の点でサンプリングを行えば干渉は無い。また、破線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば干渉は無いが、実線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば、リアル側の干渉成分となる。
【００６０】
図１４は、チャネル−１で４５度送信（リアルとイマジナリの両方の成分を送信）した場合であるが、実線の矢印の点でリアル成分をサンプリングすれば干渉は無い。また、破線の矢印の点でイマジナリ成分をサンプリングすれば干渉は無いが、イマジナリ成分を実線の矢印の点でサンプリングし、また、リアル成分を破線の矢印の点でサンプリングすれば、干渉がある。
【００６１】
以上示したように、イマジナリ成分をリアル成分に比して１／２ナイキスト時間長ずらした状態で波形伝送を行い、リアル成分はリアル点（実線の矢印の点）、イマジナリ成分はイマジナリ点（破線の矢印の点）でサンプリングを行えば、隣接間干渉なしに波形伝送が可能なことを示しており、時間軸直交および周波数軸直交が可能なことを示している。
【００６２】
図１５は、シングルキャリア対応の送信変調部を示すもので、７１は送信ローパスフィルタ（送信ＬＰＦ）、７２は送信変調部（送信ＭＯＤ）、７３は送信キャリア発生部（送信ＣＲＲ）、６９はゼロ挿入部、７０は加算部（Σ）、Ｔは遅延回路を示し、図１における変調部１７の構成に相当する部分を示す。なお、Ｘｍ＋ｎおよびＸｍ−ｎは、Ｘｍ＋０に対して、ｎＴ時間前およびｎＴ時間後の信号を示し、Ｃ−ｎ，・・・，Ｃ０，・・・，Ｃ＋ｎはタップ係数を示す。
【００６３】
ナイキスト速度で入力された信号は、通常、ナイキスト速度の整数倍に変換されて送信される。入力データ信号は、先ず、送信ローパスフィルタ７１のゼロ挿入部６９と、遅延回路や加算部７０を含むフィルタ部により、ナイキスト速度からサンプリング速度（ナイキスト速度の整数倍）に速度変換される。また、送信ローパスフィルタ７１により、データ信号を符号間干渉なしで高速データ伝送できるように波形整形される。そして、送信変調部７２により、送信キャリア発生部７３からのキャリア信号と乗算されて、所望の周波数帯域へ周波数シフトする。
【００６４】
これを一つのインパルスに着目して時間軸で観測すると、インパルスとフィルタ出力とキャリア信号と変調信号とは、図１６に示すものとなる。まず、入力されたインパルスをＸｋとすると、送信ローパスフィルタ７１の出力Ｆは、
Ｆ＝Ｘｋ＊Ｃ−ｎ・・・Ｘｋ＊Ｃ＋ｎ …（８）
となる。次に、この送信ローパスフィルタ７１の出力Ｆがキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθと乗算されるが、乗算後の変調信号をＳとすると、
Ｓ＝Ｆ＊Ｅ
＝Ｘｋ＊Ｃ−ｎ＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ））・・・Ｘｋ＊Ｃ＋ｎ＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））
…（９）
となる。これは、入力のインパルスＸｋにキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）を乗算した系列を算出しておき、その結果に窓関数として、ｃｏｓフィルタの時間応答波形を乗算すればよいことを示している。また、入力のインパルスは時系列で順次入力されるため、窓関数を乗算したフィルタ出力も順次出力されることとなる。フィルタ演算では時間軸上の畳み込み処理を行っているが、最終的に変調波形として出力された送信信号に関しては、時間軸で単純加算を実施してやればよい。また、隣接チャネルの干渉をなくすために、リアルパートとイマジナリパートとの信号を１／２ナイキスト時間長だけ、シフトして加算すれば良いことを示す。
【００６５】
図１７は、送信ＩＦＦＴ部の要部を示し、図２における多重処理部の構成を示しており、この図２における符号と同一符号は同一部分を付している。スクランブル処理や和分処理を施した送信データを送信信号点発生回路５１に入力し、ベクトル信号としての送信信号点として、その信号点のリアルパート（Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（Ｉｍａｇ）とに分解し、リアルパートは、リアルパート逆高速フーリエ変換部５５に入力し、イマジナリパートは、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６に入力して、それぞれ逆高速フーリエ変換し、リアルパートには時間軸窓関数乗算部５７で窓関数が乗算され、イマジナリパートには、時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）５８でリアルパートより１／２ナイキスト時間長遅れた窓関数が乗算され、波形合成および畳み込み積分回路５９においてリアルパートとイマジナリパートとを波形合成するとともに畳み込み積分を行い、図１５に示す送信ローパスフィルタ７１を介して送信変調部７２に入力し、送信キャリア発生部７３からの送信キャリアを乗算する。
【００６６】
図１８は、前述の図１７におけるリアルパート逆高速フーリエ変換部（Ｒｅａｌ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）５５、および、イマジナリパート逆高速フーリエ変換部（Ｉｍａｇ−ｐａｒｔ ＩＦＦＴ）５６と、波形合成および畳み込み積分回路５９との間の時間軸窓関数乗算部５７，５８の説明図であり、前述のように、送信信号点発生回路５１からのベクトル信号点のリアルパートとイマジナリパートとが、それぞれリアルパート逆高速フーリエ変換部５５とイマジナリパート逆高速フーリエ変換部５６とに入力されて、時間軸上の信号成分に変換し、送信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算し、リアルパート側とイマジナリパート側とを１／２ナイキスト時間長分、時間シフトする。この状態をナイキスト時間長のＩＦＦＴの記号配列と、インパルス応答波形とにより示している。そして、波形合成および畳み込み積分回路５９により、リアルパート側とイマジナリパート側とのベクトル加算を行って合成した後、畳み込み積分を行った信号を出力する。また、連続して入力される送信データは、時間軸上においてそれぞれ１ナイキスト時間長分遅れているので、１ナイキスト時間長分ずれた形で前回の波形とベクトル加算され、加算出力が送信ベースバンド信号となる。このように、ベクトル信号のリアルパートとイマジナリパートに対して窓関数を乗算するときに、一方の窓関数を１／２ナイキスト時間長遅らせることにより、窓関数乗算後の波形の一方を１／２ナイキスト時間長ずらすことができるので、信号点のキャリア位相（リアルパートとイマジナリパート）自体にズレが生じない。
【００６７】
図１９は、図１における多重化処理部１２の中の変調処理手段を含む要部を示し、７４は信号点発生回路、７５は送信ＩＦＦＴ部、７６は送信ＬＰＦ部、７７は送信ＭＯＤ部、７８は送信ＣＲＲ部を示し、それぞれ図１における信号点発生部１５と逆高速フーリエ変換部１６と変調部１７とに対応した構成を示す。また、信号点発生回路７４は、図１７の送信信号点発生回路５１に対応し、送信ＩＦＦＴ部７５は、図１７の送信ＩＦＦＴ部５２に対応するものである。前述のように、信号点発生回路７４に入力された送信データは、リアルパートとイマジナリパートとに分離して、送信ＩＦＦＴ部７５によりベースバンドの時間波形に変換され、送信ＬＰＦ部７６により不要帯域を除去し、送信ＭＯＤ部７７において送信ＣＲＲ部７８からのキャリア周波数信号により変調して、Ｄ／Ａ変換器１８を経てアナログ部２（図１参照）に入力する送信信号とする。
【００６８】
図２０は、図１における多重分離処理部１３の中の復調処理手段を含む要部を示し、８４は受信ＤＥＭ部、８５は受信ＣＲＲ部、８６は受信ＬＰＦ部、８７は受信ＦＦＴ部、８８は信号点判定回路を示し、それぞれ図１における復調部２０と高速フーリエ変換部２１と信号点判定部２３とに対応する構成を示す。アナログ部２から出力されＡ／Ｄ変換器１９でディジタル信号に変換された受信信号（図１参照）が受信ＤＥＭ部８４に入力され、受信ＣＲＲ部８５からのキャリア信号により復調され、受信ＬＰＦ部８６により不要帯域が除去され、受信ＦＦＴ部８７によりフーリエ変換されて周波数領域の信号となり、信号点判定回路８８において信号点の判定が行われ、受信データとなり、差分およびデスクランブル回路２５（図１参照）に入力されて、送信側の和分処理の逆の差分処理とデスクランブル処理とが行われる。
【００６９】
受信復調のために、本来であれば、個々のキャリア信号Ｅ（ｊωｔ）により復調され、波形整形用フィルタを経由して受信信号点を得るが、この計算は、受信信号系列（インパルス系列）をＲ（ｋ−ｍ），・・・，Ｒ（ｋ＋ｍ）とすると、まずは、キャリア信号Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ）），・・・，Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））が乗算され、
Ｒ（ｋ−ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ）），・・・，Ｒ（ｋ＋ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））
となり、さらに波形整形用フィルタの係数Ｃ＋ｎ，・・・，Ｃ−ｎが乗算され、次式に示すフィルタ出力Ｆを得る。
【００７０】
Ｆ＝Σ［Ｒ（ｋ−ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ−ｐ））＊Ｃ＋ｎ＋・・・
＋Ｒ（ｋ＋ｍ）＊Ｅ（ｊω（ｔ＋ｐ））＊Ｃ−ｎ］ …（１０）
【００７１】
上記の式は、受信信号系列Ｒに波形整形用フィルタの時間応答波形Ｃによる窓関数を乗算した信号系列を、高速フーリエ変換により周波数軸上に分解し、これを時間軸上で加算（畳み込み積分となる）を実施すれば、受信の波形整形用フィルタ処理が極めて簡単に処理できることを示している。また、送信側では、１／２ナイキスト時間長シフトした形でイマジナリ成分を伝送しているため、受信側では、受信ＦＦＴ部８７において、２倍のナイキスト周波数間隔で出力計算を行えば、受信データを再生できることとなる。具体的には図１１〜図１４に示す波形として処理できる。
【００７２】
図２１および図２２は、受信ＦＦＴ部の説明図であり、図２における符号と同一符号は同一部分を示し、図２２における符号８９は、窓関数乗算および畳み込み積分回路／ＦＦＴとして示すように、図２１の信号抽出合成回路６２と高速フーリエ変換部６１と窓関数乗算および畳み込み積分回路６０（窓関数を乗算する手段）との作用説明用の機能ブロックである。受信信号は、窓関数乗算および畳み込み積分回路６０において、窓関数（受信ナイキストフィルタの時間応答波形）と乗算し、この窓関数との乗算結果をＦＦＴ単位で畳み込み積分し、高速フーリエ変換部６１においてＦＦＴ処理を行って個々の周波数情報を得る。リアルパートとイマジナリパートとは、それぞれ１／２ナイキスト時間長分シフトしているため、受信信号と窓関数との乗算は、ナイキスト周波数の２倍の間隔で行うこととなる（窓関数の時間軸を１／２ナイキスト時間長間隔でシフト）。この結果、ＦＦＴ後に、所望のリアルパート信号／イマジナリパート信号を得るために、これらを信号抽出合成回路６２において単純合成し、所望の受信信号点を得る。前述のように、多重分離処理部１３は、受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する手段と、この手段の出力信号に対してナイキスト時間間隔で高速フーリエ変換して加算する第１の手段と、窓関数を１／２ナイキスト時間長ずらして乗算し、高速フーリエ変換して加算する第２の手段と、それぞれの加算出力信号からリアルパートとイマジナリパートとを抽出して信号点判定を行う手段とを含むものである。
【００７３】
図２３は、チャネル数と周波数との関係の説明図であり、６チャネル分の周波数帯域において、チャネルＣＨ−０を中心として、ナイキスト周波数間隔で、チャネルＣＨ−２〜ＣＨ＋２の５チャネル分の多重化が可能であることを示す。したがって、この場合の伝送効率Ｅａは、
Ｅａ＝（５／６）＝８３．３［％］ …（１１）
となる。同様に、９９チャネル多重時には、
Ｅａ＝９９／１００＝９９．０［％］ …（１２）
となり、多重数を多くすることにより、高効率データ伝送が可能となる。
【００７４】
図２４は、特定帯域漏洩低減の説明図であり、多数のチャネル多重による周波数帯域内の特定帯域に対する干渉防止等の場合に、例えば、最低でも２チャネル分、キャリアを抜けば特定帯域にノッチ（漏洩低減）を行うことが可能となる。
【００７５】
図２５は、不要帯域抑圧の説明図であり、個々のチャネルの不要帯域は、受信側のナイキストフィルタによってカット（抑圧）することにより、不要帯域による雑音成分を抑圧することができる。この雑音抑圧量はフィルタの特性（フィルタ係数とタップ数）で決定されるが、システム側の要件に対応して最適化することができる。
【００７６】
図２６は、隣接チャンル間の干渉除去の説明図であり、例えば、トレーニング時の隣接間の干渉除去を行う場合に適用可能であり、偶数チャネルＣＨ＋０，ＣＨ−２，ＣＨ＋２には、例えば、（１，１，１，−１）の系列で送信し、奇数チャネルＣＨ＋１，ＣＨ−１には、（１，−１，１，１）の系列で送信すると、受信側では、（１，１，１，−１）の系列で送信したチャネルに関しては、（１，１，１，−１）で受信し、（１，−１，１，１）で送信したチャネルに関しては、（１，−１，１，１）で受信することになる。すなわち、隣接チャネルを直交した形で伝送できるため、受信側では隣接チャネル間の干渉なしに受信信号を復元することが可能となる。この手段を適用した場合、伝送速度が半分に低下することになるが、主に、データ伝送に先立って送受信するトレーニング信号等に適用することにより、タイミング信号、キャリア信号等の安定抽出を可能とすることができる。
【００７７】
図２７は、ローパスフィルタの等価回路を示し、前述の送信ローパスフィルタや受信ローパスフィルタに適用できるものであり、Ｔは遅延回路、Σは加算回路、Ｃ−ｎ，・・・，Ｃ０，・・・，Ｃ＋ｎはタップ係数を示す。
【００７８】
図２８は、図１における変調部１７の構成を示し、図２９は、図１における復調部２０の構成を示し、ｃｏｓθ，−ｓｉｎθは中心キャリアを示し、変調部１７においては、リアルパート（入力Ｒｅａｌ）とｃｏｓθの乗算結果と、イマジナリパート（入力Ｉｍａｇ）と−ｓｉｎθの乗算結果とを合成して変調出力信号とする。また、復調部２０においては、入力信号にそれぞれｃｏｓθと−ｓｉｎθとを乗算して、リアルパート（出力Ｒｅａｌ）とイマジナリパート（出力Ｉｍａｇ）とを出力する。
【００７９】
送信側では、ＩＦＦＴ出力に送信ナイキストフィルタの時間応答波形をそのまま乗算して窓関数処理を実施している。また、受信側では、受信信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形をそのまま乗算し、その後ＦＦＴ処理を実施することで、受信側での窓関数処理を実施している。この場合の送受フィルタ特性の概略を図３０に示す。同図において、縦軸は振幅特性、横軸は周波数で、ナイキスト周波数間隔を示す。また、ＳＢＦＲＭはサブフレームを示し、この時間長は、ナイキスト時間長に一致させる。すなわち、２ＳＢＦＲＭは、フィルタの時間応答波形長をナイキストの２倍の時間長に設定したフィルタ特性を示している。また、８ＳＢＦＲＭは、８倍のナイキスト時間長を持ったフィルタ特性とする。このため、サブフレーム（ＳＢＦＲＭ）数が大となればフィルタ特性は良好となるが、タップ数増大に伴い処理が重くなる。同図から明らかなように、目標の７０ｄＢを達成するためには、８ＳＢＦＲＭの時間長の処理でも不足していることを示している。
【００８０】
一般にフィルタ係数に時間軸の窓関数処理を施せば、不要帯域外の成分の改善を行うことが可能である。一般的な窓関数としては、方形波／三角波／ハニング窓／ハミング窓／ブラックマン窓／フラットトップ窓等がある。この中で不要帯域外特性が優れているものとして、ハニング窓／ブラックマン窓／フラットトップ窓等がある。そこで、多重伝送をナイキスト伝送とするという目的と不要帯域外の成分をできるだけ低減／除去するという大きく２種類の目的がある。第１のデータ伝送を行う部分であるが、これは、１０２４値伝送した場合でも１ｓｔピーク成分が送受合成特性で４０ｄＢ以下程度となっていれば十分であるので、この観点から言えば、図３０に示す特性から２ＳＢＦＲＭの時間長のフィルタがあれば十分である。したがって、２ＳＢＦＲＭの時間長を超える時間部分に関して、例えば、ハニング窓の係数を乗算することで、不要帯域の低減／除去が効率的に行えると考える。なお、ハミング窓の特徴として、過渡域を急峻にできることがある。但し、欠点として、阻止域での減衰量は余り大きくできない。
【００８１】
このように時間軸の両端に乗算する窓関数としてハミング窓関数とハニング窓関数があるが、より、雑音抑圧度が高く、かつ、符号間干渉が発生しない窓関数として、本実施例においては以下に示すハニング窓関数を選定した（窓関数をＷ（ｎ）とする）。
【００８２】
Ｗ（ｎ）＝β−（１−β）ｃｏｓ（２πｎ／（Ｎ−１）） （０≦ｎ≦Ｎ−１）
＝０ （その他）
但し、０≦β≦１
特に、β＝０．５のときハニング窓
β＝０．５４のときハミング窓 という
【００８３】
図３１は、窓関数に関する説明であり、縦軸は正規化した振幅、横軸は時間で、０を中心としたナイキスト時間間隔を示し、窓関数の時間波形および窓関数乗算前後のフィルタ係数を示す。±１．５ナイキスト時間長の間は伝送路としての特性確保のため、窓関数は１．０の値を乗算している。窓関数が±１．５ナイキスト時間長を超える部分に関しては、不要帯域外成分の低減／除去のため、ハニング窓関数の特性を乗算し、不要帯域外の低減／除去を行う。本実施例に示すような電力線搬送システムにおいては、過渡域はナイキストの波形整形上重要であり、崩すことができない。また、阻止域に関しては、できるだけ急峻な特性が必要となる。そのため、時間応答波形の中央部分と、この中央部分の両側との領域に分けて、中央部分領域は方形窓関数とし、両側部分領域は、ハニング窓関数として処理の最適化を実現した。なお、これは一例を示すものであり、ハニング窓関数以外の窓関数を適用することも可能である。
【００８４】
図３２は、窓関数乗算の有無によるフィルタ特性の説明図であり、縦軸は振幅特性、横軸は周波数で、ナイキスト周波数間隔を示す。方形窓のみの場合は、細線の特性となり、また、図３１に示す独自窓の関数を適用することにより、太線の特性となる。したがって、ナイキスト周波数間隔２の近傍において、目標の７０ｄＢを達成している。そのため、送信側の特性帯域での漏洩低減、受信側での大振幅トーン雑音時での雑音抑圧が可能となる。
【００８５】
雑音抑圧は個々のチャネルから見た帯域外の不要成分に関しては、かなりの効果を発揮できる。しかしながら、同一帯域内に混入した大振幅トーン雑音に関しては無力である。この場合には、帯域内に混入した狭帯域の大振幅トーン雑音に関して、雑音キャンセル等を適用して、雑音キャンセルを行うことになる。
【００８６】
図３３は、雑音キャンセル手段を適用した要部の説明図であり、図１９および図２０と同一符号は同一名称部分を示し、９１は信号点発生部、９２は送信ゼロ点挿入回路、９３はＦＦＴ部、９４は受信雑音キャンセル回路を示す。送信側では、信号点発生回路７４を、信号点発生部９１と送信ゼロ点挿入回路９２とにより構成し、信号点発生部９１により送信信号点を発生した後、送信ゼロ点挿入回路９２において信号点間にゼロ点を挿入して、前述の手段により、送信ＩＦＦＴ部７５、送信ＬＰＦ部７６、および、送信ＭＯＤ部７７を介して送信信号とする。
【００８７】
また、受信側では、受信ＦＦＴ部８７をＦＦＴ部９３と受信雑音キャンセル回路９４とにより構成し、受信ＤＥＭ部８４、および、受信ＬＰＦ部８６を介して復調した受信信号を受信ＦＦＴ部８７に入力する。ＦＦＴ部９３によりフーリエ変換し、受信雑音キャンセル回路９４において、ゼロ点上の雑音成分を抽出し、ゼロ点間の信号点上の雑音成分を補間予測し、その信号点上の雑音成分を除去して、信号点判定回路８８に入力する。このゼロ点挿入により受信側で雑音キャンセル処理を行う基本的な手段は、特開２００２−１６４８０１号公報に詳細に説明されており、重複する説明は省略する。本発明においては、前述のように、時間軸および周波数軸で直交伝送する方式においては、ゼロ点の挿入がリアルパート側とイマジナリパート側とに交互に挿入されることとなる。また、受信側では同様に交互に信号点が現れ、かつ、交互にゼロ点が現れる点が相違し、受信キャンセル回路９４においては、このような点を考慮して、雑音の間引きと補間予測の処理を行うことになる。
【００８８】
図３４は、マルチパス対策を施した要部の説明図であり、図３３と同一符号は同一名称部分を示し、９５は判定帰還型自動等化器を示す。この判定帰還型自動等化器９５は、受信雑音キャンセル回路９４により信号点上の雑音成分を除去して入力し、信号点判定回路８８の判定情報を帰還して等化処理を行うものである。各種のデータ伝送路の中には、伝送路のマルチパスにより受信歪みが発生する場合がある。このマルチパスに対して、ＯＦＤＭ方式においてはガードタイムを設けることで、マルチパスによる対策を実施している。また、ＩＳＤＮにおいては、ナイキスト時間長がマルチパス時間長に対して短いため、判定帰還型等化器を用いることで対策を実施している。また、ＰＨＳにおいては、ナイキスト時間長がマルチパス時間長に対して十分長いので、特に対策は実施していない。
【００８９】
前述のように、本発明は、ナイキスト伝送を基本としており、時間軸直交／周波数軸直交であることから、ＯＦＤＭのようにガードタイムを設けることは高効率データ伝送を行う上で得策ではない。また、ナイキスト時間間隔をマルチパス時間間隔よりも大とした場合には、（例えば、メガヘルツ帯ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）におけるマルチパス時間長は最大でも２μｓ程度であるため、ナイキスト時間長を２倍の４μｓとした場合には）判定帰還型自動等化器を設けても、そのタップ係数は成長しない（成長できる値がない）。このため、マルチパス対策の一つの手段として、ナイキスト時間長をマルチパス時間長よりも十分に長く設定することが考えられる。多値化率を上げた場合、その他、かなりの精度が要求される場合には、図３４に示すように、判定帰還型自動等化器９５を設けることが好適である。
【００９０】
多数のチャネルを周波数軸で多重した場合には、タイミング周波数は親局モデムの送信タイミングで決定されるため、一つで良いが、タイミング位相に関しては、個々の伝送路の群遅延特性に左右されてくるため、厳密には時間等化が必要となる。この時間等化はローパスフィルタ（ＬＰＦ）の係数を時間軸でシフトしてタイミング位相調整するか、あるいは、ナイキスト間隔よりも早い、例えば、ダブルサンプリング型自動等化器を使用して、タイミング位相に無関係に受信できるようにするかの何れかを適用できる。例えば、チャネル対応の時間等化器を設けて、群遅延特性を時間等化することができる。
【００９１】
図３５は、タイミング位相を調整する手段を適用した要部の説明図であり、図３４と同一符号は同一名称部分を示し、９６は時間等化回路、９７はＴＩＰ（タイミングインターポーレーション）位相調整部、９８はＴＩＭ（タイミング）抽出部を示す。この時間等化回路９６を、ＦＦＴ部９３と受信雑音キャンセル回路９４との間に設ける。ＦＦＴ部９３の出力のチャネル対応のタイミング位相を、ＴＩＭ抽出部９８により抽出し、この抽出結果が所定の位相となるように、ＴＩＰ位相調整部９７において位相調整を行う。このＴＩＰ位相調整部９７は、例えば、図２７と同様なトランスバーサル型フィルタにより構成することができる。また、このフィルタ係数を時間移動することにより、タイミング位相を調整する。それにより、伝送路の群遅延歪みに対する時間等化を行うことができる。この時間等化の詳細説明については、特開２００３−３２４３６０号公報に記述されているので、重複する説明は省略する。
【００９２】
図３６は、エラー訂正手段を適用した要部の説明図であり、図３３〜図３５と同一符号は同一名称部分を示し、９９は送信エラー訂正部、１００は信号点判定部、１０１は受信エラー訂正部を示す。送信側においては、送信エラー訂正部９９を設け、受信側においては、受信エラー訂正部１０１を設けた場合を示し、電力線搬送システムにおいては、振幅特性／群遅延特性／ロス特性／信号対雑音特性が周波数軸に沿って大きく変化するものであり、データ伝送品質は伝送路が確定すると、周波数と大きな相関を持つこととなる。このため、送信側で周波数に依存した冗長化を行ってデータを送信し、受信側では、送信側で付加された冗長度を利用し、かつ、個々の周波数（チャネル）に依存したデータ伝送品質検出手段（ＳＱＤ回路）を設けることにより、受信側での強力なエラー訂正が可能となる。この場合の送信エラー訂正部９９と受信エラー訂正部１０１とによるデータ伝送における動作は、例えば、特開２００３−１３４０９５号公報に記載されているから、重複する説明は省略する。
【００９３】
また、電力線搬送システムにおいては、多分岐接続に伴うマルチパス／伝送路ロス／群遅延歪み等がある。また、家電機器／既存無線局からの飛来電波に伴う雑音等がある。こられのデータ伝送に対する劣化要因は、接続される家電機器の接続状態、さらに、稼働状況により時々刻々変化するため、ある特定の周波数の伝送は保証されないことがある。このため、安定したデータ伝送を実現するには、複数の周波数にわたった情報伝送を行うことが解決策の一つとなる。この具体的な手段として、スペクトル拡散がある。電力線を伝送路とした伝送品質は、周波数に対して強い相関を持つため、周波数に依存しないようにスペクトル拡散を行うことが得策である。
【００９４】
また、インバータ等の家電機器から発生するスイッチング雑音は、多数の高調波群であることが多い。このため、スペクトル拡散を行う場合には、選定する周波数を規則的（例えば、整数倍の間隔）に配置するのではなく、不規則（ランダム）に配置することが望ましい。さらに、伝送路の歪みは広帯域にわたるため、局所的な配置にするのではなく、広範囲にわたった配置とすることが得策である。例えば、４９チャネル数があって、７倍のスペクトル拡散を行う場合、周波数７個単位で大まかに区切り、この７個の中をさらに７ＰＮで選択することで、周波数軸上でランダムかつほぼ広帯域にわたり等間隔を実現し、伝送品質の向上を図ることが得策である。
【００９５】
図３７は送信側の多重化処理部１２、図３８は受信側の多重分離処理部１３とのそれぞれ複数チャネルにスペクトル分散を行ってデータを送受信する要部の説明図であり、図３７においては、前述の信号点発生回路７４の信号点発生部９１からの例えば信号Ａを、チャネルＣＨ０，ＣＨ５，ＣＨ１０，ＣＨ１５，ＣＨ１６，ＣＨ２１，ＣＨ２６，ＣＨ３１に分散した状態で拡散変調して送信する。その場合に、変調点をＭＯＤ０〜ＭＯＤ３の４種類とすると、チャネル対応に変調点も相違させる。
【００９６】
図３８においては、受信復調したチャネルＣＨ０，ＣＨ５，ＣＨ１０，ＣＨ１５，ＣＨ１６，ＣＨ２１，ＣＨ２６，ＣＨ３１の信号Ａについて、それぞれ信号点判定回路８８の受信信号点判定＆ＳＱＤ（信号品質）部における判定結果に重み付けを行って、加算部（Σ）により加算し、信号点判定部１００において判定して受信データとする。この場合の信号品質（ＳＱＤ）は、周波数の異なるチャネルＣＨ０〜ＣＨ３１対応に、雑音等を含む伝送路条件が異なることによって相違し、信号品質（ＳＱＤ）が良好な程、大きい値の重み付けを行って加算することにより、伝送品質を飛躍的に向上させることが可能となる。この場合、多重化処理部１２は、周波数軸または時間軸の何れか一方または両方に送信する信号を拡散した状態で多重化し、多重分離処理部１３は、拡散されたチャネル対応に信号点判定を行って加算し、その加算結果に対して再度信号点判定を行う手段または拡散されたチャネル対応に信号点判定を行って、それぞれに伝送品質（信号品質ＳＱＤ）に対応した係数を重み付けとして乗算して加算しその加算結果に対して再度信号点判定を行う手段を有する構成とすることができる。
【００９７】
ところで、前述の図２に示す構成においては、送信信号点発生回路５１は、送信データに対応する信号点を、リアルパートとイマジナリパートとに分けて処理する場合を示すが、偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて処理することも可能である。図３９は、多重化処理部１２と多重分離処理部１３との主要部において、送信データに対応する信号点を偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて処理するように構成した場合を示しており、５１は図１における信号点発生部１５に対応する送信信号点発生回路、５２は図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応する送信ＩＦＦＴ部、５３は図１における信号点判定部２３に対応する受信信号点判定回路、５４は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する受信ＦＦＴ部を示す。また、１１１，１１２はＩＦＦＴ部、１１３は時間軸窓関数乗算部、１１４は時間軸窓関数乗算部（１／２遅延）、１１５は波形合成および畳み込み積分回路、１１６は窓関数乗算および畳み込み積分回路、１１７，１１８はＦＦＴ部を示す。
【００９８】
送信側の多重化処理部において、送信信号点発生回路５１は、送信データに対応する信号点を偶数チャネルと奇数チャネルとに分けて、送信ＩＦＦＴ部５２のＩＦＦＴ部１１１，１１２にそれぞれ入力し、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、時間軸窓関数乗算部１１３，１１４に入力して、偶数チャネルと奇数チャネルとの信号に対して、前述のように窓関数を乗算する。このとき、時間軸窓関数乗算部１１４の窓関数は時間軸窓関数乗算部１１３の窓関数に対して１／２ナイキスト時間長遅延されている。そして、波形合成および畳み込み積分回路１１５において偶数チャネルと奇数チャネルとの信号を合成して出力する。
【００９９】
受信側の多重分離処理部１３においては、偶数チャネルと奇数チャネルとの信号を、窓関数乗算および畳み込み積分回路１１６により、送信側の窓関数に対応する窓関数を乗算し、それぞれＦＦＴ部１１７，１１８により時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、受信信号点判定回路５３により、偶数チャネルと奇数チャネルとのそれぞれの信号点を判定して受信データとする。
【０１００】
偶数チャネルと奇数チャネルとの送信点データを窓関数により１／２ナイキスト時間長の時間シフトすることにより、図１１〜図１４について、リアルパートとイマジナリパートとに対する１／２ナイキスト時間長の時間シフトの場合と同様に、相互間の干渉がなくなって、多重伝送が可能となる。
【０１０１】
なお、以上において説明した多重伝送装置としては、多重化処理部１２と多重分離処理部１３の何れか一方のみを設けた構成とすることができるものであり、データ伝送における送信側の多重化処理部１２を主要部とした多重伝送装置または受信側の多重分離処理部１３を主要部とした多重伝送装置とすることができる。また、多重伝送方法においても、同様に、何れか一方のみを適用することができる。
【０１０２】
このような多重伝送装置を電力線搬送システムに適用する場合、一つの通信路（電力線）を複数の多重伝送装置の組で利用しなければならず、また、電力線を用いる場合には広いダイナミックレンジが要求されることから、多重方式として周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式ではなく時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式で実現することが得策である。ＴＤＭＡ方式とは、時間を分割して各局に割り当てる方式であり、割り当てられた時間（これを「タイムスロット」と呼ぶ）中はユーザ通信路の全帯域幅を使用できる。各局は、信号を断続的かつ周期的（この周期を「フレーム周期」という）に送信する。ＴＤＭＡ方式を用いる場合、親局に設定された多重伝送装置が未使用のタイムスロット（以下、「空きスロット」と呼ぶ）を見つけてその空きスロットに特定信号（ＩＤ信号）を送信し、子局に設定された多重伝送装置は、その子局が属する親局の特定信号を検出して、親局と通信を行うためのタイムスロットを特定する。また、このとき、子局は、親局からの特定信号を用いて親局のクロックと自局（子局）のクロックとの同期を行うように構成されている。
【０１０３】
それでは、タイムスロットの選定およびクロックの同期方法について説明する。まず、クロックの同期方法であるが、本実施例においては、図４０に示すように、第１の同期信号に同期する第１のＰＬＬ手段２００と、第２の同期信号に同期する第２のＰＬＬ手段３００とを有し、これらの２つの同期信号に同期する同期装置であって、第２のＰＬＬ手段３００は、第１のＰＬＬ手段２００の出力信号（第１の推定同期信号）をこの第２のＰＬＬ手段３００の同期量子化単位として同期を確立することで、異なる２つの同期信号に同期を確立するように構成されている。それでは、以降に具体的に説明する。
【０１０４】
伝送路に接続された親局と子局とがタイムスロットを選定するためには、双方で参照可能な基準となるクロックが必要であり、本実施例においては、電力線における電源周波数を用いて同期信号（上述の第２の同期信号に対応）を生成する。なお、我が国における電源周波数は、５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚが採用されているため、いずれの周波数においても対応可能なように、本実施例では電源周波数から２０Ｈｚの同期信号を取り出すように構成されている。
【０１０５】
図４１は、電源周波数から２０Ｈｚの同期信号を取り出すように構成された２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０を示しており、１２１はゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路、１２２は特定信号検出回路、１２３は２０Ｈｚ同期信号選定回路を示す。電力線（ＡＣ１００Ｖ）から取り出されたＰＬＣ信号は、ゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路１２１に入力される。ゼロクロス点検出回路は図４２に示すように、電源電圧が０Ｖとなるときに（すなわち、ゼロクロス点において）、パルス信号を出力するように構成されており、時間窓発生回路において、このパルス信号をカウントし、５０Ｈｚの場合は５パルス、６０Ｈｚの場合は６パルス毎に２０Ｈｚの時間窓を設定する。また、電力線から取り出されたＰＬＣ信号は、特定信号検出回路１２２に入力されて特定信号が検出される。ゼロクロス点検出回路および時間窓発生回路１２１において設定された時間窓と、特定信号検出回路１２２による検出結果は２０Ｈｚ同期信号選定回路１２３に入力される。この２０Ｈｚ同期信号選定回路１２３は、設定された時間窓において特定信号が検出された場合は、この特定信号を元に２０Ｈｚの同期を確立して２０Ｈｚ同期信号を出力し、特定信号が検出されない場合は、他に親局が存在しないと判断して、２０Ｈｚの位相を独自に設定決定して２０Ｈｚ同期信号として出力する。なお、この２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０は、親局および子局のいずれにも設けられる。
【０１０６】
図４３は、親局側ＰＬＬ回路１３０を示しており、１３１は位相の進み遅れ判断回路、１３２は第１積分回路、１３３は第２積分回路、１３４は第２の分周回路を示す。この親局側ＰＬＬ回路１３０は、高精度クロック発振回路３９（図１におけるディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４に対応）から発振される発振周波数（例えば３２ＭＨｚ）を基準として、第１の分周回路４０によりナイキストクロック（例えば６２．５ｋＨｚ）を生成する。そして、このナイキストクロックを基本単位として、二次系のＰＬＬを構成し、２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０から入力された２０Ｈｚ同期信号との同期を確立し、推定２０Ｈｚ同期信号を出力する。ここで、電源周波数は±２Ｈｚ程度の変動があるため、ＰＬＬの周波数追従範囲は４８Ｈｚ〜６２Ｈｚ、すなわち、時間長としては４８．３ｍｓ〜５２．１ｍｓとなる。
【０１０７】
そのため、二次系ＰＬＬ回路は、位相の進み遅れ判断回路１３１で２０Ｈｚ同期信号と第２の分周回路１３４から出力される推定２０Ｈｚ同期信号とを比較して位相情報を検出し、この位相情報を第１積分回路１３２に入力し、この第１積分回路１３２において、位相情報から周波数情報を積分して出力する。そして、位相の進み遅れ判断回路１３１から出力された位相情報と第１積分回路１３２から出力された周波数情報積分結果とを足し合わせて第２積分回路１３３に入力する。この第２積分回路１３３において最終的な位相情報の積分を行いこの積分結果を用いて第２の分周回路１３４の分周比を制御する。なお、本実施例においては、ナイキストクロックは６２．５ｋＨｚ（１６μｓ）であるため、第２の分周回路１３４の分周比は、３０１８〜３２５７カウントの範囲となる。
【０１０８】
図４４は、親局側タイムスロット選定回路１４０を示しており、１４１は特定信号復調回路、１４２は特定信号検出回路、１４３はコントローラ（ＣＰＵ）、１４４は特定信号送信回路を示し、コントローラ１４３は図１のコントローラ２６に対応する。この親局側タイムスロット選定回路１４０におけるコントローラ１４３は、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１４２により特定信号を検出し、これを元に、特定信号復調回路１４１で受信データＲＤを再生する。そして、上述の親局側ＰＬＬ回路１３０から出力される推定２０Ｈｚ同期信号を基準に空きスロットを検出し、特定信号送信回路１４４によりこの親局のＩＤ信号を特定信号として電力線に送信する。
【０１０９】
一方、図４５は、子局側ＰＬＬ回路１５０を示し、図４６は、子局側タイムスロット選定回路１６０を示す。図４５において、１５１は特定信号ＴＩＭ（タイミング）位相抽出回路、１５２は特定信号検出回路、１５３は位相の進み遅れ判断回路、１５４は第１積分回路、１５５は第２積分回路、１５６は２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路を示し、この特定信号ＴＩＭ位相抽出回路１５１〜第２積分回路１５５は、図４０における第１のＰＬＬ手段２００に相当する。なお、この子局側ＰＬＬ回路１５０における２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６は、図４０における第２のＰＬＬ手段３００に相当し、また、図４３に示す親局側ＰＬＬ回路１３０と同一の構成を有しており、同一の符号を付して詳細説明は省略する。この２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６により、２０Ｈｚ同期信号検出回路１２０から出力された２０Ｈｚ同期信号が、後述する推定６２．５ｋＨｚ同期信号を量子化単位として同期され、推定２０Ｈｚ同期信号（図４０における第２の推定同期信号に対応する）として出力される。また、図４６において、１６１は特定信号復調回路、１６２は特定信号検出回路、１６３はコントローラ（ＣＰＵ）を示し、コントローラ１６３は図１におけるコントローラ２６に相当する。
【０１１０】
子局において、子局側タイムスロット選定回路１６０のコントローラ１６３は、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１６２により特定信号を検出し、これを元に、特定信号復調回路１６１で受信データＲＤを再生する。そして、この受信データＲＤに含まれるＩＤ信号と、自局の親局として設定されてコントローラに入力されるＩＤ信号とを比較し、子局側ＰＬＬ回路１５０の２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６から出力される推定２０Ｈｚ同期信号を基準に親局が設定したタイムスロットを検出し、そのタイムスロットを特定信号タイムスロット選定信号として出力する。
【０１１１】
子局側ＰＬＬ回路１５０は、高精度クロック発振回路３９（図１におけるディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４に対応）から発振される発振周波数（例えば３２ＭＨｚ）を基準として、第１の分周回路４０によりナイキストクロック（例えば６２．５ｋＨｚであって、図４０における第１の同期信号に相当する）を生成する。また、電力線から受信したＰＬＣ信号を用いて特定信号検出回路１５２により特定信号を検出するとともに、特定信号ＴＩＭ位相抽出回路１５１により特定信号のタイミング位相情報を抽出する。そして、位相の進み遅れ判断回路１５３は、子局側タイムスロット選定回路１６０から出力された特定信号タイムスロット選定信号で選定されたタイムスロットの特定信号タイミング位相情報と第１の分周回路４０から出力されるナイキストクロック（推定６２．５ｋＨｚ同期信号）とを比較し、位相誤差を出力する。この位相誤差を第１積分回路１５４および第２積分回路１５５で周波数情報と位相情報との積分をとり、その結果を用いて高精度クロック発振回路３９を制御することにより、選定した特定信号を元にこの子局のナイキストクロックを親局のナイキストクロックと同期させることができる（この信号が図４５の推定６２．５ｋＨｚ同期信号であり、図４０における第１の推定同期信号に相当する）。これにより、２０Ｈｚ同期ＰＬＬ回路１５６から出力される推定２０Ｈｚ同期信号も親局と同期する。
【０１１２】
以上のように、子局のナイキストクロック（第１の推定同期信号）を親局のナイキストクロックにミクロ的同期を行い、同時に、推定２０Ｈｚの同期信号（第２の推定同期信号）を電源周波数に対して、ナイキストクロック（第１の推定同期信号）を１量子化単位としてマクロ的に同期させることにより、２つのクロックに対して同期を確立し、データ伝送の高速化を実現することができる。
【０１１３】
このような多重伝送装置の受信側では、ユーザデータの受信に先立ち、データ伝送路としてのタイミング位相、キャリア位相、および、キャリア振幅の各種引き込み動作を確立する必要がある。特に、電力線搬送システムに適用した場合は、回線特性は、周波数軸でかなりの変動を受けているため、これらの動作をチャネル単位で実施する必要がある。このため、本実施例においては、図４７に示すように、ユーザデータの送信に先立ち、トレーニング信号を全チャネル使用して送信するように構成し、受信側の各種セットアップ動作を確立している。なお、本実施例においてはトレーニング信号として１０ＰＮ信号を選択し、無信号部（ＮＴＥ）に２サブフレーム、トレーニング信号に１０サブフレーム、そして、このトレーニング信号の前後にガードフレームをそれぞれ４サブフレーム設けた２０サブフレーム（サブフレーム期間＝約３２０μＳ）で構成した場合を示している。
【０１１４】
ところで、このトレーニング信号は固定パターンで構成されており、かつ、上述のように時間軸で全チャネル同一時刻に送信するため、そのまま送信すると信号のピーク値が増大し、漏洩電界のピーク値が増大する等、所望の性能を得ることが困難となる。図４８は、このようなトレーニング信号が送信されても信号のピーク値が増大しないように構成した多重化処理部１２の要部を示し、１７１はスクランブラ回路（ＳＣＲ）、１７２はＧ／Ｎ変換および和分回路（Ｇ／Ｎ変換和分）、１７３は送信信号点発生回路、１７４はランダム位相回転回路、１７５はリアル−イマジナリ分離回路、１７６は逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）、１７７は窓関数乗算回路を示す。なお、スクランブラ回路１７１およびＧ／Ｎ変換および和分回路１７２は図１におけるスクランブラおよび和分回路１４に対応し、送信信号点発生回路１７３とランダム位相回転回路１７４とリアル−イマジナリ分離回路１７５とは図１における信号点発生部１５に対応し、逆高速フーリエ変換回路１７６と窓関数乗算回路１７７とは図１における逆高速フーリエ変換部１６に対応する。
【０１１５】
スクランブラ回路１７１に入力された送信データはランダム化され、Ｇ／Ｎ変換および和分回路１７２により、エラー発生の均一化と位相不定に対する対策が施され、さらに、送信信号点発生回路１７３に入力されて個々の送信データからオリジナルの送信信号点が発生される。これらの送信信号点のそれぞれはランダム位相回転回路１７４によりランダム位相回転が乗算されてランダムな位相回転が行われ、周波数軸上の位相のランダム化が行われる。このランダム位相回転回路１７４により、周波数軸上のプリディストーション補償が行われるとともに、その後の時間分散で最終的なピーク値漏洩低減を図ることができる。そして、ランダム位相回転が行われた送信信号点は、リアル−イマジナリ分離回路１７５でリアルパートとイマジナリパートとにエネルギーが分離され、逆高速フーリエ変換回路１７６で時間軸上の信号成分に変換され、窓関数乗算回路１７７で窓関数の乗算および畳み込み積分が行われて所望の送信ベースバンド（ＢＢ）出力に変換される。
【０１１６】
図４９は、チャネル個々に５１１ＰＮのランダム位相回転を行い、ピーク値の漏洩低減を行った結果であり、ピーク値と平均値との比（ＰＡＲ）が約８ｄＢ改善されている。すなわち、ホワイトノイズのＰＡＲが約１５ｄＢであることを考慮すると、約７ｄＢのピーク値漏洩低減が可能となる。なお、上記にさらにπ／４シフト方式等を適用し、ピーク値漏洩低減を行うことも可能である。
【０１１７】
本実施例で示す多重伝送装置に適用される変調方式は、時間軸／周波数軸で直交多重伝送を実現したものであり、極めて伝送効率が高い。しかしながら、隣接チャネル間においては、互いに片軸干渉が発生するため、データ通信時には、これらの干渉軸を安定的に取り除くことが必要である。上述のように本実施例においては、スクランブラ回路１７１によりランダム化されているため、干渉軸の特定が困難である。このため、送信側で専用のトレーニング信号を送信し、受信側ではこれらを元に、タイミング位相同期、および、キャリア位相同期の確立を行い、干渉軸の安定抽出および除去を行うように構成されている。
【０１１８】
以上のように、隣接チャネル間の干渉があり、また、送信側でトレーニング信号そのものにランダム位相回転がかけられているという条件の元でのトレーニング信号の要件としては、第１に自キャリアのタイミング位相が正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第２に自キャリアのキャリア位相が正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第３に自キャリアの受信信号レベルが正確に抽出可能であり（干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上）、第４に上記３点をＳ／Ｎが−１０ｄＢの環境下でも安定して抽出可能であることが要求される。
【０１１９】
Ｓ／Ｎが−１０ｄＢの雑音環境下で雑音耐力のある情報抽出を行うためには、複数シンボルを用いた相関フィルタ検出が有力である。しかしながら、通常のＭ系列を用いた直交系列では、シンボル数ｎに依存した相関値１／ｎが残るため、干渉Ｓ／Ｎ＝４０ｄＢ以上という条件を満足することができず、本実施例においては使用困難である。このため、４ＰＮ系列（１，−１，１，１）のように、相関をとると完全にゼロにできる完全直交系列を導入することが必要である。そして、Ｓ／Ｎが−１０ｄＢの環境下での雑音耐力を確保するためには、最低でも１０シンボルの信号長が必要であり、本実施例においては、１０ＰＮの系列の中で完全直交系列を創出する。なお、送信信号点を±１の２値に限定した場合、１０ＰＮのパターンには完全直交系列は存在しない。完全直交系列は積分相関の結果がゼロとなることが必要であり、そのため、結果としてゼロ点が少なくとも１個必要となるからである。
【０１２０】
以上より、本実施例においては、先頭の信号点をゼロに固定し、残りの９サブフレームのパターンを±１の２値信号点にした組み合わせの中から、相関出力のピーク値が所定の値より大きく、また、相関出力の幅が所定の値より小さい（サンプリングする際のサンプル数が小さい）組み合わせを選択する。さらに、隣接するチャネル（すなわち、偶数チャネルと奇数チャネル）においては時間位相を１８０°ずらすことで、隣接間の干渉をなくした。図５０に、偶数チャネルと奇数チャネルのトレーニング信号（最適トレーニングパターン）を示す。
【０１２１】
それでは、このようなトレーニング信号を用いた、本実施例におけるタイミング位相同期およびキャリア位相同期の方法について説明する。まず、タイミング位相同期について説明する。受信キャリアの位相は、電力線の状態により大きく変化し、受信側ではキャリア位相が不定となる。したがって、受信部においては、キャリア位相が不定の状態でも安定した通信が可能となるように、キャリア位相抽出とタイミング位相抽出を行う必要がある。図５１は、図１におけるタイミング同期部２２に対応するタイミング同期回路１８０の構成を示しており、１８１はゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路（ＧＳＷ＆ＡＧＣ１）、１８２は相関フィルタ回路（ＰＮＦ）、１８３はパワー値算出および非線形フィルタ回路（ＰＷＲ＆ＮＬＦ）、１８４は復調・ローパスフィルタ・位相調整回路（ＤＥＭ＆ＬＰＦ＆位相調整）、１８５は時間軸・周波数軸中央値フィルタ（ＦＤＭＦ＆ＴＤＭＦ）、１８６は第２の自動ゲイン調整回路（ＡＧＣ２）、１８７は二次ＰＬＬ回路を示す。
【０１２２】
高速フーリエ変換部２１により周波数軸情報に変換された受信信号は、回線の歪みを受け、周波数個々に異なったレベルになっているため、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１８１に入力され、ゲインスイッチで大振幅のトーン雑音を相対的に雑音抑圧し、第１の自動ゲイン調整回路で周波数のレベルが一定レベルに調整される。そして、相関フィルタ回路１８２により、トレーニング信号と相関のない信号が除去される。このとき、トレーニング信号は図５０に示すように偶数チャネルと奇数チャネルとで互いに直交するように設定されているため、隣接干渉のない信号が出力される。なお、大振幅のトーン雑音はこの相関フィルタ回路１８２によりさらに雑音抑圧される。又、この相関フィルタ回路１８２を通常のトランスバーサル型フィルタ（ＦＩＲ）で構成した場合を図５２に示す。
【０１２３】
相関フィルタ回路１８２から出力される信号はキャリア位相によって変化する信号である。そのため、パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３において、パワー値算出回路で信号のパワー値を算出してキャリア位相で変化しない位相情報に変換し、非線形フィルタ回路で隣接チャネル間干渉等の不要成分を除去する。ここで、非線形フィルタ回路は、パワー値算出回路から出力されるパワー値の最大値および最大値前後のサンプル値（サンプル数ｎ）を抽出し、他の全てをゼロとすることで不要雑音を除去するものである。このとき、非線形フィルタ回路のサンプル数ｎを小さくすればＳ／Ｎ改善量は増大するがタイミング位相情報が小さくなりジッタが増加するため、ジッタ量が小さくなるようにサンプル数ｎを必要最小限に選択する必要がある（本実施例においてはサンプル数ｎを７と設定している）。また、本実施例においては、パワー値算出回路で全チャンネルのパワー値を算出して加算後、統一的な非線形フィルタの判断を行い、この結果を共通に用いて非線形フィルタ回路を適用するように構成している。これにより、非線形フィルタの判断に伴う雑音を最小化して特性を良好なものとすることができる。
【０１２４】
パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３から出力される信号（タイミング信号）には、タイミングの周波数成分（ナイキストクロックを６２．５ｋＨｚとした場合、１０ＰＮのトレーニング信号に対しては６．２５ｋＨｚ）が含まれているため、この位相情報を抽出するために、復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４において、タイミング信号をトレーニング長（６．２５Ｈｚ）のキャリアで復調しローパスフィルタ処理を行う。これにより、直流成分であるタイミング位相が抽出される。
【０１２５】
このとき、送信側では、送信波形のＰＡＲの最小化を行うために、各送信信号点に対してランダム位相（固定値）を乗算している。そのため、復調された信号に対して送信側でのランダム位相回転と逆の回転が乗算される。また、送信信号の時間軸／周波数軸での直交多重を実現するために、イマジナリパートをリアルパートに対して１／２ナイキスト時間長シフトしている。このため、オリジナル信号点に位相角（イマジナリパートの成分であるｉｍａｇ値）が存在する場合、送信波形が最大１／２ナイキスト時間長分ずれるため、受信側でその分、タイミング位相がずれることとなる。このため、受信側では、送信のリアル成分とイマジナリ成分の両方の合成エネルギーが抽出される。具体的には、相関フィルタの０次成分と＋１次成分とのベクトル合成を行ってタイミング位相が求められる。
【０１２６】
図５３は、送信側での位相回転に伴う、受信側でのタイミング位相（ＴＩＭ位相）の回転状況をシミュレーションした結果である。この図５３からも明らかなように、送信信号点０度（リアル成分１００％）と９０度（イマジナリ成分１００％）のときが、最大で受信タイミング位相が±９．０度（幅で最大１８度＝１８０度／１０サブフレーム）シフトすることとなる。実際には、パワー値算出および非線形フィルタ回路１８３を構成する非線形フィルタ回路（７サンプル抽出）に伴う切り出し誤差が発生するため、送信のランダム位相回転θに合わせて、受信側では、抽出したタイミング位相に補正量Θ（＝８．８２＊ｃｏｓ（２θ））を減算する必要がある。これらの処理により、推定誤差は最大±０．３０度（誤差０．３３％）となる。
【０１２７】
また、非線形フィルタ回路における受信波形の切り出しを実施しているが、送信側でのランダム位相回転により受信側でのタイミング位相において、若干ながら時間位相がシフトし、結果として、波形切り出しに伴う抽出波形のエネルギー減少が発生する。この結果タイミング振幅の変動減少が発生する。この切り出しに伴う振幅誤差は図５４に示すように、送信側のランダム位相回転角度に依存し、固定的に決まるため、受信側で補正が可能である。この図５４に示すように、補正カーブを乗算することで振幅値の補正が可能となる。具体的な補正値の算出式は、送信側のランダム位相回転量をθ（度）とすると、補正値ＡはＡ＝０．１０３＊ＰＯＷＥＲ（（ｓｉｎ（２θ）），２）となる。
【０１２８】
復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４により抽出されたタイミング位相は、時間軸・周波数軸中央値フィルタ１８５により、周波数軸上／時間軸上で非直線成分が除去された後、加算されて所望のタイミング信号となる。ここで、時間軸・周波数軸中央値フィルタ１８５は、周波数軸上の平均をとるフィルタ（ＦＤＭＦ）と時間軸上の平均をとるフィルタ（ＴＤＭＦ）とから構成される。そして、正確な位相情報を得るべく第２の自動ゲイン調整回路１８６によりレベルが正規化され、二次ＰＬＬ回路１８７によりフィルタリングされて所望のＰＬＬ特性を有するＰＬＬ出力が得られ、このＰＬＬ出力によりディジタル制御水晶発振器（ＤＣＸＯ）３４が制御される。
【０１２９】
図５５は、以上の処理により抽出されたタイミング位相の結果を示すものである。復調・ローパスフィルタ・位相調整回路１８４において、トレーニング長（６．２５Ｈｚ）のキャリアで復調しローパスフィルタ処理した後の出力波形（ＤＣＦ後の出力波形）は、タイミング位相として、幅で約１８度の変動成分が観測されている。一方これらを逆位相補正後（逆位相ランダム後）においては、１点の位相に正規化される。さらにこれらを周波数軸および時間軸で積分した結果（ＦＤＭＦ後）では、雑音成分がさらに抑圧され、正確なタイミング位相を抽出することができる。
【０１３０】
次に、キャリア位相同期について説明する。上述のタイミング位相抽出に関しては、電力線の遅延特性が高々３μｓ程度であること、並びに、時間変動も小さいため、過去の積分操作による安定抽出が可能である。しかしながら、キャリア位相に関しては、電力線の位相特性が時々刻々変化しているため、タイミング位相とは異なる瞬間リセット型の位相追従が必須である。しかも、雑音環境下での安定したキャリア位相抽出が必要である。図５６は、多重分離処理部１３の主要部を示し、１９１はゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路（ＧＳＷ＆ＡＧＣ１）、１９２は相関フィルタ回路（ＰＮＦ）、１９３はランダム位相逆回転回路、１９４は逆数演算回路、１９５は複素共役回路、１９６はリアル−イマジナリ（Ｒｅａｌ Ｉｍａｇ）合成回路、１９７は信号点判定回路、１９８は差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路（差分 Ｎ／Ｇ ＤＳＣＲ）を示す。なお、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１から信号点判定回路１９７までは、図１における信号点判定部２３に対応し、差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路１９８は、図１における差分およびデスクランブル回路２５に対応する。また、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１および相関フィルタ回路１９２は、前述のタイミング位相同期回路１８０におけるゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１８１および相関フィルタ回路１８２と共通化して実装することも可能である。
【０１３１】
高速フーリエ変換部２１により周波数軸情報に変換された受信信号は、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１に入力され、回線の歪みや周波数個々に異なったレベルが調整される。図４７を用いて説明したように、ユーザデータの送信に先立ち、トレーニング信号が全チャネル使用して送信される。そのため、トレーニング信号に対しては、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１の出力を相関フィルタ回路１９２に入力し、トレーニング信号と相関のない信号や隣接チャネルの干渉成分を除去する。そして、ランダム位相逆回転回路１９３により、送信側で位相回転されたデータを元に戻し、逆数演算回路１９４により受信キャリアの位相抽出と受信キャリアの振幅検出が行われる。
【０１３２】
受信キャリアの位相は、隣接チャネルからの干渉がない部分、すなわち、直交関係が保てる相関フィルタ出力の最大値中央部分を用いて抽出される。なお、図５７に示すように、送信側では、送信信号のＰＡＲ低減のため、イマジナリパートをリアルパートに比して１／２ナイキスト時間長遅延させて送信している。このため、受信側での相関出力はイマジナリパート側がリアルパート側に比して１／２ナイキスト時間長だけ遅延して出力される。一方、このときのキャリア位相であるが、相関出力の中央点のみ、および、１／２遅延点のみのいずれかの位相抽出では、受信タイミング位相情報回転に伴うキャリア位相の回転が発生するため、正確なキャリア位相を抽出することができない。しかしながら、中心点と１／２遅延点でのキャリア位相誤差は、図５８に示すように逆相となっているため、両方の情報をベクトル加算することで、相殺が可能で、安定したキャリア位相抽出が可能となる。そのため、逆数演算回路１９４は、送信側でのランダム位相回転に伴う受信キャリア位相の安定抽出を実現するために、相関フィルタ出力の最大値中央部分と１／２遅延点の合成ベクトル信号（０次相関と１次相関の和）とを用いて抽出するように構成されている。このような構成とすることにより、受信キャリア位相誤差をゼロとすることができる。
【０１３３】
受信キャリアの振幅も、隣接チャネルからの干渉がない部分、すなわち、直交関係が保てる相関フィルタ出力の最大値中央部分を用いて検出される。さらに、送信側でのランダム位相回転に伴う受信キャリア振幅の安定抽出を実現するため、相関フィルタ出力の最大値中央部分と１／２遅延点との合成ベクトル信号を用いて検出するように構成されている。この場合も受信キャリア振幅誤差をゼロとすることができる。なお、逆数演算回路１９４は、受信キャリア振幅の逆数を算出して出力するように構成されている。
【０１３４】
一方、ユーザデータに対しては、ゲインスイッチおよび第１の自動ゲイン調整回路１９１の出力を複素共役回路１９５に入力する。この複素共役回路１９５は、図５９に示すように、入力信号に対して、逆数演算回路１９４で求められた受信キャリアの位相と振幅の逆数値を乗算することにより、受信信号の振幅を正規化するとともに、回線上のキャリア位相を０度に正規化する。そして、リアル−イマジナリ合成回路１９６によりもとの送信信号点を再生する。なお、このとき、送信側で行われたランダム回転の逆回転が行われる。さらに、信号点判定回路１９７で元の信号点を再生し、差分・Ｎ／Ｇ・デスクランブル回路１９８によりオリジナルの送信データを復調することができる。このように、送信側で特殊なトレーニング信号を送信し、受信側では短時間の積分操作により、リセット型ＰＬＬを構成してキャリア位相同期を行うことにより、雑音耐力の向上とともにキャリア位相の安定化を実現することができる。
【０１３５】
以上のように、トレーニング信号を用いてタイミング位相同期およびキャリア位相同期を行うことにより、本実施例に係る多重伝送装置を、大振幅雑音環境下（Ｓ／Ｎ−７０ｄＢ）においても、安定した情報抽出を可能とすることができる。
【０１３６】
さて、このような多重伝送装置を実装するに当たっては、ディジタル部１をＩＣチップに実装することが行われる。そのため、多重伝送装置を安価に製造するためには、ディジタル部１の処理における演算量とメモリ量を削減することが重要である。例えば、図４８に示したディジタル部１を構成する多重化処理部１２を実装する場合において、最大８サブフレーム長で、３２ＭＨｚでサンプリングを行い、１ワードのビット長を１６ビットとすると、窓関数乗算回路１７７におけるメモリ量Ｍは、
Ｍ＝１６ビット＊５１２ポイント
＊８サブフレーム＊２（複素数）＊２ワード（リアル／イマジナリ）
＝３２．７６８キロバイト
となる。そのため、このままＩＣチップに実装すると巨大なメモリ領域が必要となり、安価なチップを実現することはできない。
【０１３７】
図６０は、ディジタル部１のチップサイズを削減するための多重化処理部１２の構成を示すものであり、２０１はスクランブラ・Ｇ／Ｎ・和分回路（ＳＣＲ Ｇ／Ｎ 和分）を示し、２０２は前段ＩＦＦＴ回路を示し、２０３は後段ＩＦＦＴ回路を示す。送信データは、スクランブラ・Ｇ／Ｎ・和分回路２０１に入力され、図４８に示した処理と同様に、ランダム化された後、グレイコードからナチュラルコード（Ｇ／Ｎ）に変換され、さらに位相和分されて、前段ＩＦＦＴ回路２０２に入力される。この前段ＩＦＦＴ回路２０２は、送信データ（ビット情報）を中心に、信号点発生、ランダム位相回転、リアル／イマジナリ分離、８ポイント逆高速フーリエ変換、窓関数演算、および、畳み込み積分を行うように構成されている。ここで、逆高速フーリエ変換のポイント数は、メモリ量の削減であるため、信号点に展開する以前のビット情報をメモリの中心として一括の演算処理を行う。但し、演算処理の高速化、効率向上のため、逆高速フーリエ変換処理は必要最小限の８ポイントとした。この前段ＩＦＦＴ回路２０２において８ポイント逆高速フーリエ変換処理された信号は窓関数処理され、時間軸上の畳み込み積分が行われた後、後段ＩＦＦＴ回路２０３に入力される。
【０１３８】
後段ＩＦＦＴ回路２０３は、前段ＩＦＦＴ回路２０２から出力された信号に対して、６４ポイント逆高速フーリエ変換処理を行い、さらに、その信号をインターポーレーション（補間）を目的とした波形整形処理（補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算する窓関数処理および畳み込み積分処理）を行い、最終的な所望の３２ＭＨｚサンプリングの送信波形を得る。
【０１３９】
図６１に、前段ＩＦＦＴ回路２０２における逆高速フーリエ変換のポイント数を１，２，４，８，１６，３２，６４，１２８，２５６と変化させたときの、前段ＩＦＦＴ回路２０２と後段ＩＦＦＴ回路２０３における逆高速フーリエ変換処理の構成を示す。前段ＩＦＦＴ回路２０２はポイント数の増加に応じて、サンプリング周波数が６２．５ｋＨｚ〜１６ＭＨｚに変化するが、メモリ量は、上述のようにポイント数に拘わらず、３．８４キロバイト必要である。一方、後段ＩＦＦＴ回路２０３は、前段ＩＦＦＴ回路２０２のポイント数に応じて、５１２ポイント〜２ポイントまで変化し（いずれも前段と後段のポイント数を乗算すると５１２になる）、メモリ量は前段ＩＦＦＴ回路２０２のポイント数が多くなるほど少なくなる（サンプリング周波数の増大にともない時間長が短くなり、メモリ量が減るため）。
【０１４０】
本実施例においては、上述のように多重化処理部１２におけるフィルタ部を、基本の波形整形部（前段ＩＦＦＴ回路２０２）とインターポーレータ部（後段ＩＦＦＴ回路２０３）との２種類に分割して実現している。基本の波形整形部では、本質的に必要な波形整形処理を行うが、メモリ量の最小化を実現するため、サンプリング速度は必要最小限に低速で実現する必要がある。但し、前段のサンプリング速度は、スペクトルの折り返しが発生しないことと、後段の逆高速フーリエ変換処理後に十分なインターポーレーションが実現できることが必要となる。図６１において、インターポーレーションの可否とは、後段ＩＦＦＴ回路２０３でインターポーレーションを実現できるか否かを示しており、前段のポイント数が１段および２段のときは実現することができない。また、前段ＩＦＦＴ回路２０２における波形整形処理において、ポイント数が少ないと乗算処理が不要か軽い乗算処理で済むため、単純セレクタを使用して処理を簡単にすることができるが、図６１の単純セレクタの使用可否は、この単純セレクタが使用可能か否かを示している。
【０１４１】
本実施例においては、後段の処理においてインターポーレーションを実現でき、単純セレクタを使用できることから、前段を８ポイント（サンプリング周波数は５００ｋＨｚ）、後段を６４ポイント（サンプリング周波数は３２ＭＨｚ）の逆高速フーリエ変換処理で実現するように構成している。これにより、前段および後段を合わせたメモリ量は５．８８８キロバイトで実現することができる（上述の図４８の構成に比べて、メモリ量は約１８％程度にすることができる）。
【０１４２】
図６２は、前段ＩＦＦＴ回路２０２の構成を示しており、２１１はシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）、２１０は波形整形部を示し、さらに、この波形整形部２１０において、２１２は最大１０ビットを有した８サブフレームのタップ遅延線、２１３はセレクタ、２１４は信号点発生用ＲＯＭ、２１５はフィルタ係数用ＲＯＭ、２１６はリアルパート乗算回路、２１７は１／２ナイキスト遅延回路（Ｔ／２）、２１８はイマジナリパート乗算回路、２１９は畳み込み積分回路（Σ）、２２０はランダム位相回転回路、２２１はリアルパート加算回路（Σ）、２２２はイマジナリパート加算回路（Σ）を示す。なお、図６２においては、上述のようにトレーニング信号により送信データの位相と振幅は一致するため、和分回路は省略している。また、絶対位相で処理するため、Ｇ／Ｎ変換回路も省略している。
【０１４３】
シリアル／パラレル変換回路２１１でパラレルデータに変換された送信データは、タップ遅延線２１２に入力され、セレクタ２１３によりそれぞれ出力される１０ビット（１０ビット／Ｈｚ伝送の場合）の中から一つが選択されて信号点発生用ＲＯＭ２１４に入力され、対応する信号点（リアルパートｘとイマジナリパートｙ）が発生される。一方、フィルタ係数用ＲＯＭ２１５には、サンプリングカウンタの位相信号が入力されており、この位相信号に対応してフィルタ係数用ＲＯＭ２１５からフィルタ係数が出力される。このとき、この波形整形部２１０から出力される送信ベースバンド信号のリアルパートをＸとし、イマジナリパートをＹとし、畳み込み積分回路２１９後の信号点をｘ＋ｊｙとし、ランダム位相回転の回転量をｃｏｓ＋ｊｓｉｎとすると、
Ｘ＋ｊＹ＝（ｘ＋ｊｙ）（ｃｏｓ＋ｊｓｉｎ）
＝（ｘｃｏｓ−ｙｓｉｎ）＋ｊ（ｙｃｏｓ＋ｘｓｉｎ）
と表される。
【０１４４】
そのため、フィルタ係数用ＲＯＭ２１５から出力されたフィルタ係数は、そのままリアルパート乗算回路２１６で信号点のリアルパートｘとイマジナリパートｙとが乗算されて、畳み込み積分回路２１９で畳み込み積分が行われ、ランダム位相回転回路２２０でリアルパートにｃｏｓが乗算され、イマジナリパートに−ｓｉｎが乗算されて、それぞれがリアルパート加算回路２２１で加算されて基本送信ベースバンド信号のリアルパートＸとなり、一方、１／２ナイキスト遅延回路２１７で１／２ナイキスト時間長遅延されたフィルタ係数は、イマジナリパート乗算回路２１８で信号点のリアルパートｘとイマジナリパートｙとが乗算されて、畳み込み積分回路２１９で畳み込み積分が行われ、ランダム位相回転回路２２０でリアルパートにｓｉｎが乗算され、イマジナリパートにｃｏｓが乗算されて、それぞれがイマジナリパート加算回路２２２で加算されて基本送信ベースバンド信号のイマジナリパートＹとなる。
【０１４５】
このように、多重化処理部の波形整形部２１０を以上のように構成すると、タップ遅延線２１２からセレクタ２１３により取り出されたデータは、メモリを必要とせずに基本送信ベースバンド信号に変換処理される。そのため、前段ＩＦＦＴ回路２０２に必要とされるメモリ量Ｍ′は、タップ遅延線２１０で必要とされる最大１０ビット（１０ビット／Ｈｚ伝送の場合）の８サブフレームとなり、３８４チャネルで実現する場合は、
Ｍ′＝１０ビット＊８サブフレーム＊３８４チャネル
＝３．８４キロバイト
となるため、上述した従来のメモリ量Ｍの１／８とすることができる。
【０１４６】
なお、この図６２で示すように、信号点が１ビットの場合に、スクランブラ処理、Ｇ／Ｎ変換処理、和分処理、信号点発生処理、ＲＯＦ変調、および、Ｄ／Ａ変換処理をＲＯＭ内で実行する方法については、特開平０８−１１６３４７号公報に詳述されているため、ここでの説明は省略する。
【０１４７】
ところで、図６３に示すように、前段ＩＦＦＴ回路２０２で出力される基本送信ベースバンド信号に対して、後段ＩＦＦＴ回路２０３におけるインターポーレーション（ＬＰＦ）で許容される帯域は所定の帯域幅を有しているため、前段の処理でできる限り複数チャネルを多重化しておくと後段の処理量を低減することができる。そのため、図６４に示すように、複数の波形整形部２１０（図６４の場合はｋ個の波形整形部２１０）から出力される基本送信ベースバンド信号（Ｘ＋ｊＹ）のそれぞれに対して、回転回路部２２３で回転させて（Ｅｊθ１，Ｅｊθ２，・・・，Ｅｊθｋを乗算して）周波数シフトした後、合成回路（Σ）２２４で複数チャネルの信号を合成してから、後段ＩＦＦＴ回路２０３に入力するように構成することが好ましい。なお、図６３は３個の基本送信ベースバンド信号を出力するように構成した場合を示している。
【０１４８】
図６５は、図６０における多重化処理部１２のさらに詳細な構成を示すものであり、２０１はスクランブラ回路（ＳＣＲ）、２０２は前段ＩＦＦＴ回路、２０３は後段ＩＦＦＴ回路を示しており、前段ＩＦＦＴ回路２０２において、２１１はシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）、２１０′は波形整形部を示し、後段ＩＦＦＴ回路２０３において、２２５は逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、２２６は回転回路部、２２７は波形合成部（Σ）、２２８はインターポーレーション（ＩＰＬ）部を示す。なお、この図６３における波形整形部２１０′は、チャネル数分の波形整形部を有して構成され、チャネル毎に図６２に示す波形整形部２１０を有するか、若しくは、図６４に示すように複数のチャネルの波形を周波数シフトして合成したものを出力するように構成されている。なお、この場合のメモリ量は、上述の通り、１０ビット／Ｈｚ伝送の場合、最大８０ビット／チャネルとなる。
【０１４９】
この図６５において、送信データはスクランブラ回路２０１でランダム化された後、シリアル／パラレル変換回路２０２でパラレルデータに変換される。そして、波形整形部２１０′を構成する複数の波形整形部のそれぞれで基本送信ベースバンド信号に変換され、逆高速フーリエ変換部２２５に入力される。逆高速フーリエ変換部２２５は、複数の逆高速フーリエ変換回路（図６３の場合は、２２５ａ，２２５ｂの２個から構成される）を有しており、波形整形部２１０′から出力される基本送信ベースバンド信号のうち、複数のチャネル分まとめられてそれぞれの逆高速フーリエ変換回路２２５ａ，２２５ｂに入力される。逆高速フーリエ変換後の信号には、回転回路部２２６で隣接チャネル間分の周波数が乗算され、周波数シフトが行われた後、波形合成回路２２７で加算され、その後、インターポーレーション部２２８で、窓関数乗算および畳み込み積分が行われ、最終的に所望の送信ベースバンド信号を得ることができる。
【０１５０】
以上のように、多重化処理部１２において、第１段目の前段ＩＦＦＴ回路２０２を８ポイント逆高速フーリエ変換としてサンプリング周波数を５００ｋＨｚとし、第２段目の後段ＩＦＦＴ回路２０３を６４ポイント逆高速フーリエ変換としてサンプリング周波数を３２ＭＨｚとすることで、最終的なメモリ量を約５．５分の１にすることができる。なお、図６１に示すように、第１段目の逆高速フーリエ変換を１６ポイントとし、第２段目の逆高速フーリエ変換を３２ポイントとすることにより、メモリ量を６．７分の１にすることができるが、この場合、第１段目の逆高速フーリエ変換のポイント数を増大させることで、第１段目の演算量が増大してしまう。
【０１５１】
次に、ディジタル部１の多重分離処理部１３のチップサイズの削減方法について説明する。図６６は多重分離処理部の主要部を示すものであり、２３０は復調回路（ＤＥＭ）、２３１はデシメーション回路（ＤＣＭ）、２３２は窓関数乗算および畳み込み積分回路、２３３は高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）を示す。この図６６において、復調回路２３０およびデシメーション回路２３１は図１の復調およぶ非線形フィルタ部２０に対応し、窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２と高速フーリエ変換回路２３３は図１における高速フーリエ変換部２１に対応する。
【０１５２】
アナログ部２から出力された受信信号は、復調回路２３０によりベースバンド信号に復調され、次に、デシメーション回路２３１により不要帯域が除去されるとともに、サンプリング周波数が必要最小限にされる。さらに、この受信信号に対して窓関数乗算および畳み込み積分回路２３２において窓関数の係数を乗算し、高速フーリエ変換単位で畳み込み積分を実施した後、高速フーリエ変換回路２３３により周波数軸の信号に変換する。
【０１５３】
ここで、説明を簡単にするために、３ポイントの高速フーリエ変換を３サブフレーム実行する場合を例として、従来の回路および本実施例における回路の処理について、図６７および図６８を用いて説明する。図６７は、従来の多重分離処理部１３の処理を示しており、受信信号のそれぞれに対して受信窓関数が乗算される（ステップＳ１０）。そして、これらの乗算結果が高速フーリエ変換され、それぞれの受信信号に回転子が乗算された後、サブフレーム毎に加算される（ステップＳ２０）。そして、３サブフレームのフーリエ変換結果が加算され（ステップＳ３０）、Σ等価演算により最終的な高速フーリエ変換の結果を得ることができる（ステップＳ４０）。
【０１５４】
一方、図６６に示す、本実施例の方法によれば、図６８に示すように、受信信号のそれぞれに対して受信窓関数が乗算され（ステップＳ１）、その結果が畳み込み積分されて、サブフレーム毎の結果が出力される（ステップＳ２）。そして、この畳み込み積分の結果をフーリエ変換することにより最終的な高速フーリエ変換の結果を得ることができる（ステップＳ３）。すなわち、従来に比べて高速フーリエ変換処理は１回で済むため、処理量を大きく低減することができる。例えば、５１２ポイントの高速フーリエ変換を６サブフレームに対して実行する場合は、処理量を約１／１０に低減することができる。
【０１５５】
以上説明したように、多重化処理部１２においてはメモリ量を削減し、多重分離処理部１３においては処理量を削減することにより、ディジタル部１のチップサイズを削減することができ、この多重伝送装置のコストを安くすることができる。
【０１５６】
なお、以上の説明においては、本発明に係る多重伝送装置を、電力線搬送システムに適用した場合を示したが、本発明がこの実施例に限定されることはなく、あらゆる通信に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５７】
【図１】本発明に係る多重伝送装置の構成を示す説明図である。
【図２】上記多重伝送装置の要部説明図である。
【図３】伝送路の時間応答波形の説明図である。
【図４】ナイキスト伝送の波形説明図である。
【図５】ナイキスト伝送路の周波数特性説明図である。
【図６】直交周波数分割多重のイメージ説明図である。
【図７】送受信フィルタの時間応答波形説明図である。
【図８】ｃｏｓフィルタの時間応答波形説明図である。
【図９】ｃｏｓ二乗フィルタの時間応答波形説明図である。
【図１０】隣接チャネル間の干渉説明図である。
【図１１】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ０において０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１２】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１３】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において９０度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１４】隣接チャネル間の干渉を説明する図であって、ＣＨ１において４５度送信し、ＣＨ０で０度受信したときの干渉説明図である。
【図１５】送信変調部の説明図である。
【図１６】送信変調部の波形説明図である。
【図１７】送信ＩＦＦＴ部の説明図である。
【図１８】送信ＩＦＦＴ部の機能説明図である。
【図１９】送信側の要部説明図である。
【図２０】受信側の要部説明図である。
【図２１】受信ＦＦＴ部の説明図である。
【図２２】受信ＦＦＴ部の機能説明図である。
【図２３】伝送効率の説明図である。
【図２４】特定帯域漏洩低減の説明図である。
【図２５】雑音抑圧の説明図である。
【図２６】隣接チャネル間干渉除去の説明図である。
【図２７】ローパスフィルタの説明図である。
【図２８】変調部の説明図である。
【図２９】復調部の説明図である。
【図３０】窓関数なしの場合のフィルタ特性説明図である。
【図３１】窓関数とフィルタ係数との説明図である。
【図３２】窓関数乗算の場合のフィルタ特性説明図である。
【図３３】雑音キャンセル手段を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３４】マルチパス対策を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３５】タイミング位相調整を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３６】エラー訂正を適用した送受信側の要部説明図である。
【図３７】送信側の周波数拡散の説明図である。
【図３８】受信側の周波数拡散の説明図である。
【図３９】信号点を偶数チャネルと奇数チャネルに分割した場合の本発明に係る多重伝送装置の要部説明図である。
【図４０】同期手段の要部説明図である。
【図４１】２０Ｈｚ同期信号検出回路の説明図である。
【図４２】電源周波数と時間窓との関係を示す説明図である。
【図４３】親局側ＰＬＬ回路の説明図である。
【図４４】親局側タイムスロット選定回路の説明図である。
【図４５】子局側ＰＬＬ回路の説明図である。
【図４６】子局側タイムスロット選定回路の説明図である。
【図４７】トレーニング信号とユーザデータの関係を示す説明図である。
【図４８】ピーク漏洩低減を適用した送信側の要部説明図である。
【図４９】ピーク漏洩低減効果を示す説明図である。
【図５０】最適トレーニングパターン（１０ＰＮ）を示す説明図である。
【図５１】タイミング位相同期回路の説明図である。
【図５２】非線形フィルタ回路の説明図である。
【図５３】送信ランダム位相回転による受信タイミング位相の変化を示す説明図である。
【図５４】タイミング位相の振幅情報補正結果を示す説明図である。
【図５５】受信側タイミング位相抽出結果を示す説明図である。
【図５６】キャリア位相同期回路の説明図である。
【図５７】受信相関出力を示す説明図である。
【図５８】キャリア位相差特性を示す説明図である。
【図５９】複素共役回路の説明図である。
【図６０】チップサイズを削減した送信側の要部説明図である。
【図６１】前段および後段ＩＦＦＴ回路の構成を比較した説明図である。
【図６２】前段ＩＦＦＴ回路の要部説明図である。
【図６３】送信ベースバンド信号とインターポーレーションフィルタの関係を示す説明図である。
【図６４】波形整形部を複数用いた前段ＩＦＦＴ回路の要部説明図である。
【図６５】送信側の要部説明図である。
【図６６】チップサイズを削減した受信側の要部説明図である。
【図６７】従来の受信側の処理を示す説明図である。
【図６８】チップサイズを削減するために採用した、本発明に係る受信側の処理を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１５８】
２０２ 前段ＩＦＦＴ回路（第１の変換手段）
２０３ 後段ＩＦＦＴ回路（第２の変換手段）
２１０ 波形整形部（波形整形手段）
２１２ タップ遅延線
２１３ セレクタ
２１４ 信号点発生用ＲＯＭ（信号点発生手段）
２１５ フィルタ係数用ＲＯＭ（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１６ リアルパート乗算回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１７ １／２ナイキスト遅延回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１８ イマジナリパート乗算回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２１９ 畳み込み積分回路（第１の逆高速フーリエ変換手段）
２２３ 回転回路部（回転手段）
２２４ 合成回路（加算手段）
２２５ 逆高速フーリエ変換回路（第２の逆高速フーリエ変換手段）
２２７ 波形合成回路（補間手段）
２２８ インターポーレーション部（補間手段）
２３２ 窓関数乗算および畳み込み積分回路（窓関数および畳み込み積分手段）
２３３ 高速フーリエ変換回路（高速フーリエ変換手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データの多重化処理部を有する多重伝送装置又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置であって、
前記多重化処理部は、
前記データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１の変換手段と、
複数の前記第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う第２の変換手段と、を有する多重伝送装置。
【請求項２】
前記第１の変換手段は、
前記データを変調するための信号点発生手段と、
前記信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、前記信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力する第１の逆高速フーリエ変換手段と、から構成される波形整形手段を有する請求項１に記載の多重伝送装置。
【請求項３】
前記第２の変換手段は、
複数の前記第１の変換手段の出力から、前記送信ベースバンド信号の前記リアルパートおよび前記イマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換する第２の逆高速フーリエ変換手段と、
前記第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力する補間手段と、を有する請求項１または２に記載の多重伝送装置。
【請求項４】
前記波形整形手段が、
前記データを所定の時間だけ順次遅延させて出力するタップ遅延線と、
前記タップ遅延線から出力された前記データを選択し、前記信号点発生手段に入力するセレクタと、を有する請求項２に記載の多重伝送装置。
【請求項５】
前記第１の変換手段が、
複数の前記波形整形手段と、
複数の前記波形整形手段の出力の各々を周波数シフトする回転手段と、
回転された前記出力を合成する加算手段と、を有する請求項１〜４のいずれか一項に記載の多重伝送装置。
【請求項６】
データの多重化処理部を有する多重伝送装置又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置であって、
前記多重分離処理部が、
受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数および畳み込み積分手段と、
前記窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換手段と、を有する多重伝送装置。
【請求項７】
データの多重化処理部を有する多重伝送方法又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、
前記多重化処理部が第１の変換手段と第２の変換手段とを有し、
前記第１の変換手段により、前記データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１のステップと、
前記第２の変換手段により、複数の前記第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後、補間して波形合成を行う第２のステップと、を有する多重伝送方法。
【請求項８】
前記第１の変換手段が、信号発生手段と第１の逆高速フーリエ変換とを備える波形整形手段を有し、
前記第１のステップが、
前記信号点発生手段により、前記データを変調した信号点を発生するステップと、
前記第１の逆高速フーリエ変換手段により、前記信号点発生手段で発生した前記信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、前記信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力するステップと、を有する請求項７に記載の多重伝送方法。
【請求項９】
前記第２の変換手段が、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とを有し、
前記第２のステップが、
前記第２の逆高速フーリエ変換手段により、複数の前記第１の変換手段の出力から、前記送信ベースバンド信号の前記リアルパートおよび前記イマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換するステップと、
前記補間手段により、前記第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力するステップと、を有する請求項７または８に記載の多重伝送方法。
【請求項１０】
前記波形整形手段が、タップ遅延線とセレクタとを有し、
前記第１のステップが、
前記タップ遅延線により、前記データを所定の時間だけ順次遅延させて出力し、前記セレクタにより、前記タップ遅延線から出力された前記データを選択して、前記信号点発生手段に入力するステップを有する請求項８に記載の多重伝送方法。
【請求項１１】
前記第１の変換手段が、
複数の前記波形整形手段と回転手段と加算手段とを有し、
前記第１のステップが、
前記回転手段により、複数の前記波形整形手段の出力の各々を周波数シフトするステップと、
前記加算手段により、回転された前記出力を合成して出力するステップと、を有する請求項７〜１０のいずれか一項に記載の多重伝送方法。
【請求項１２】
データの多重化処理部を有する多重伝送方法又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、
前記多重分離処理部が、窓関数および畳み込み積分手段と高速フーリエ変換手段とを有し、
前記窓関数および畳み込み積分手段により、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分するステップと、
前記高速フーリエ変換手段により、前記窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得るステップと、を有する多重伝送方法。
【請求項１】
データの多重化処理部を有する多重伝送装置又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置であって、
前記多重化処理部は、
前記データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１の変換手段と、
複数の前記第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後補間して波形合成を行う第２の変換手段と、を有する多重伝送装置。
【請求項２】
前記第１の変換手段は、
前記データを変調するための信号点発生手段と、
前記信号点発生手段で発生した信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、前記信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力する第１の逆高速フーリエ変換手段と、から構成される波形整形手段を有する請求項１に記載の多重伝送装置。
【請求項３】
前記第２の変換手段は、
複数の前記第１の変換手段の出力から、前記送信ベースバンド信号の前記リアルパートおよび前記イマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換する第２の逆高速フーリエ変換手段と、
前記第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力する補間手段と、を有する請求項１または２に記載の多重伝送装置。
【請求項４】
前記波形整形手段が、
前記データを所定の時間だけ順次遅延させて出力するタップ遅延線と、
前記タップ遅延線から出力された前記データを選択し、前記信号点発生手段に入力するセレクタと、を有する請求項２に記載の多重伝送装置。
【請求項５】
前記第１の変換手段が、
複数の前記波形整形手段と、
複数の前記波形整形手段の出力の各々を周波数シフトする回転手段と、
回転された前記出力を合成する加算手段と、を有する請求項１〜４のいずれか一項に記載の多重伝送装置。
【請求項６】
データの多重化処理部を有する多重伝送装置又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送装置であって、
前記多重分離処理部が、
受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分する窓関数および畳み込み積分手段と、
前記窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得る高速フーリエ変換手段と、を有する多重伝送装置。
【請求項７】
データの多重化処理部を有する多重伝送方法又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、
前記多重化処理部が第１の変換手段と第２の変換手段とを有し、
前記第１の変換手段により、前記データの情報ビットを中心とした逆高速フーリエ変換により波形整形を行う第１のステップと、
前記第２の変換手段により、複数の前記第１の変換手段の出力を逆高速フーリエ変換した後、補間して波形合成を行う第２のステップと、を有する多重伝送方法。
【請求項８】
前記第１の変換手段が、信号発生手段と第１の逆高速フーリエ変換とを備える波形整形手段を有し、
前記第１のステップが、
前記信号点発生手段により、前記データを変調した信号点を発生するステップと、
前記第１の逆高速フーリエ変換手段により、前記信号点発生手段で発生した前記信号点をリアルパートおよびイマジナリパートに分けて逆高速フーリエ変換し、前記信号点に対応する送信ベースバンド信号のリアルパートおよびイマジナリパートを出力するステップと、を有する請求項７に記載の多重伝送方法。
【請求項９】
前記第２の変換手段が、第２の逆高速フーリエ変換手段と補間手段とを有し、
前記第２のステップが、
前記第２の逆高速フーリエ変換手段により、複数の前記第１の変換手段の出力から、前記送信ベースバンド信号の前記リアルパートおよび前記イマジナリパートの組を、逆高速フーリエ変換するステップと、
前記補間手段により、前記第２の逆高速フーリエ変換手段の出力を時間軸上で加算し、補間フィルタの時間応答波形を窓関数として乗算した後、畳み込み積分を行って合成波形を出力するステップと、を有する請求項７または８に記載の多重伝送方法。
【請求項１０】
前記波形整形手段が、タップ遅延線とセレクタとを有し、
前記第１のステップが、
前記タップ遅延線により、前記データを所定の時間だけ順次遅延させて出力し、前記セレクタにより、前記タップ遅延線から出力された前記データを選択して、前記信号点発生手段に入力するステップを有する請求項８に記載の多重伝送方法。
【請求項１１】
前記第１の変換手段が、
複数の前記波形整形手段と回転手段と加算手段とを有し、
前記第１のステップが、
前記回転手段により、複数の前記波形整形手段の出力の各々を周波数シフトするステップと、
前記加算手段により、回転された前記出力を合成して出力するステップと、を有する請求項７〜１０のいずれか一項に記載の多重伝送方法。
【請求項１２】
データの多重化処理部を有する多重伝送方法又はデータの多重化処理部と多重分離処理部とを有する多重伝送方法において、
前記多重分離処理部が、窓関数および畳み込み積分手段と高速フーリエ変換手段とを有し、
前記窓関数および畳み込み積分手段により、受信した信号に受信ナイキストフィルタの時間応答波形を窓関数として乗算して畳み込み積分するステップと、
前記高速フーリエ変換手段により、前記窓関数および畳み込み積分手段の出力を高速フーリエ変換して周波数軸情報を得るステップと、を有する多重伝送方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【図５３】
【図５４】
【図５５】
【図５６】
【図５７】
【図５８】
【図５９】
【図６０】
【図６１】
【図６２】
【図６３】
【図６４】
【図６５】
【図６６】
【図６７】
【図６８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図５２】
【図５３】
【図５４】
【図５５】
【図５６】
【図５７】
【図５８】
【図５９】
【図６０】
【図６１】
【図６２】
【図６３】
【図６４】
【図６５】
【図６６】
【図６７】
【図６８】
【公開番号】特開２００７−３２５０７０（Ｐ２００７−３２５０７０Ａ）
【公開日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１５４４５０（Ｐ２００６−１５４４５０）
【出願日】平成１８年６月２日（２００６．６．２）
【出願人】（３０１０２２７０３）株式会社ネットインデックス (16)
【出願人】（０００００３６８７）東京電力株式会社 (2,580)
【出願人】（０００００５９１３）三井物産株式会社 (37)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１２月１３日（２００７．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月２日（２００６．６．２）
【出願人】（３０１０２２７０３）株式会社ネットインデックス (16)
【出願人】（０００００３６８７）東京電力株式会社 (2,580)
【出願人】（０００００５９１３）三井物産株式会社 (37)
【Ｆターム（参考）】
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