復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機
【課題】映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することが可能な復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機を提供すること。
【解決手段】制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、第１の位相検波器の出力信号とハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ電圧制御発振器に制御電圧を帰還させるループフィルタと、を備えた復調回路を提供する。
【解決手段】制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、第１の位相検波器の出力信号とハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ電圧制御発振器に制御電圧を帰還させるループフィルタと、を備えた復調回路を提供する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、中間周波信号の復調を行う復調回路およびこの復調回路を備えたアナログテレビジョン放送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、アナログテレビジョン（ＴＶ）放送受信機においては、音声信号が映像信号の影響を受けて音声の品位が悪化する現象（例えばバス音など）が知られている。
【０００３】
ＴＶ放送では、周波数帯域を有効利用するため残留側波帯変調方式が採用されていることから、アナログＴＶ放送受信機では、この残留側波帯変調を補償するために、映像中間周波増幅器の前段で映像中間周波信号にナイキストスロープを付与する。しかしながら、このナイキストスロープに起因して上下側波にアンバランスが生じることから、映像中間周波信号には位相変調成分が含まれることになる。
【０００４】
一方、音声を復調する過程では、映像中間周波信号に同期した発振信号を用いるが、この発振信号を映像中間周波信号に基づいて発振器で生成する際に、この発振信号は上記位相変調成分の影響を受ける。その結果、上記位相変調成分が音声復調の際に変換され、音声にバズ音が発生してしまう。
【０００５】
特許文献１では、上記位相変調成分の影響を受けずに電圧制御発振器（ＶＣＯ）を発振させることができる検波回路が開示されている。
【０００６】
しかしながら、特許文献１の検波回路では、検波後の映像信号の高域成分を用いて検波前の映像中間周波信号の位相変調成分を打ち消すようにしているので、ゲイン関係の調整が複雑になるとともに、検波後の映像信号に時間遅れが生ずることから、信号波形にずれが生じ、位相変調成分の相殺が不十分となり、音声にバズ音が残ってしまう可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平０３−７１７７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することが可能な復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本願発明の一態様によれば、制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、前記電圧制御発振器の発振信号と前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、を備えることを特徴とする復調回路が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機の概略構成を示すブロック図。
【図２】図２は、主に復調回路５の構成を示す図。
【図３】図３は、図２にて（Ａ）〜（Ｄ）で示した箇所の信号を示した図。
【図４】図４は、図２にて（Ｅ）、（Ｆ）で示した箇所の信号を示した図。
【図５】図５は、図３（Ｂ）の信号波形の一部を拡大して示した図。
【図６】図６は、ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号成分について、キャリア、上側波、下側波、および変調波の関係をベクトル表示した図。
【図７】図７は、位相変調を受ける度合いΔφを周波数変化Δｆに対して示した図。
【図８】図８は、ＰＬＬ回路１５の構成を示す図。
【図９】図９は、図８にて（Ｇ）〜（Ｊ）で示した箇所の信号を示した図。
【図１０】図１０は、ＰＬＬ回路１０１の回路構成を示す図。
【図１１】図１１は、図１０にて（Ｋ）〜（Ｌ）で示した箇所の信号を示した図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照して、本発明の実施の形態に係る復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機を詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１３】
図１は、本実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機は、アンテナ１、チューナ部２、ＳＡＷフィルタ３，４、復調回路５、音声多重出力制御部８、スピーカ９，１０、ビデオ−クロマ−偏向（VCD：Video Chroma Deflection）処理部６、および表示部７を備えている。
【００１４】
アンテナ１を介して受信された高周波信号はチューナ部２に入力され、増幅器５０にて増幅された後、混合器５２にて局部発振器５１からの局部発振信号と混合され、ＩＦ（中間周波）信号に変換されて出力される。このＩＦ信号は、映像信号成分および音声信号成分の双方を含む。
【００１５】
チューナ部２から出力されたＩＦ信号はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ３（第１のフィルタ）とＳＡＷフィルタ４（第２のフィルタ）にそれぞれ入力される。ＳＡＷフィルタ３，４は互いに異なる周波数特性を有し、ＳＡＷフィルタ３は音声信号成分を抽出し、ＳＡＷフィルタ４は映像信号成分を抽出する。ＳＡＷフィルタ３、４の各出力は、復調回路５に入力される。
【００１６】
復調回路５は、ＳＡＷフィルタ３，４の各出力に対して検波を行い、それぞれ音声検波出力および映像検波出力を出力する。
【００１７】
音声検波出力は、音声多重出力制御部８を介してスピーカ９によりステレオ音声に変換され、あるいは、スピーカ１０によりモノラル音声に変換される。
【００１８】
一方、映像検波出力は、ビデオ−クロマ−偏向処理部６に入力される。ビデオ−クロマ−偏向処理部６は、輝度信号処理部５５、色信号処理部５６、偏向処理部５７、およびマトリクス回路５８を有する。映像検波出力は、それぞれ輝度信号処理部５５、色信号処理部５６、および偏向処理部５７に入力される。輝度信号処理部５５は映像検波出力に基づいて輝度信号を出力し、色信号処理部５６は映像検波出力に基づいて色信号を出力する。輝度信号処理部５５および色信号処理部５６の各出力はマトリクス回路５８によってＲＧＢ信号に変換された後、表示部７に入力される。偏向処理部５７は、映像検波出力に基づいてＲＧＢ信号に対して偏向処理を施し、これにより表示部７にて映像が表示される。
【００１９】
図２は、主に復調回路５の構成を示す図である。図２では、図１の構成のうち、ＳＡＷフィルタ３，４と復調回路５のみを示している。図３は、図２にて（Ａ）〜（Ｄ）で示した箇所の信号を示した図、図４は、図２にて（Ｅ）、（Ｆ）で示した箇所の信号を示した図である。なお、図３、図４において横軸は周波数（ｆ）、縦軸は信号の大きさを表す。
【００２０】
復調回路５は、ＳＡＷフィルタ３に順に直列接続された増幅器１０、検波器１１（第１の検波器）、増幅器１２、およびＦＭ変調部１３と、ＳＡＷフィルタ４に順に直列接続された増幅器１４、検波器１６（第２の検波器）、および増幅器１７と、映像中間周波信号の中間周波数と同じ周波数の発振信号を生成し、この発振信号を検波器１１と検波器１６にそれぞれ出力するＰＬＬ回路１５とを備えている。
【００２１】
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１５は、制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器２６と、この電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの映像中間周波信号との位相差を検波する位相検波器２０（第１の位相検波器）と、同様に電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの映像中間周波信号との位相差を検波する位相検波器２１（第２の位相検波器）と、この位相検波器２１の出力の極性を反転させる反転回路２２と、この反転回路２２の出力の高周波成分のみを通過させるＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２３と、位相検波器２０の出力とＨＰＦ２３の出力との和を算出する加算器２４と、この加算器２４の出力の低周波成分のみを通過させて電圧制御発振器２６に制御電圧を帰還させるループフィルタとしてのＬＰＦ（ローパスフィルタ）２５と、を備えている。ＰＬＬ回路１５は、映像中間周波信号を入力としてこの映像中間周波信号のキャリア周波数と同じ周波数の信号を生成する。
【００２２】
次に、復調回路５の動作について説明する。まず、ＩＦ信号（Ａ）は、図３（Ａ）に示すように、例えば５８．７５ＭＨｚをキャリア周波数とする映像中間周波信号（「Ｐ」で表示）と、例えば５４．２５ＭＨｚをキャリア周波数とする音声中間周波信号（「Ｓ」で表示）とを含んでいる。なお、映像中間周波信号はＡＭ変調され、音声中間周波信号はＦＭ変調されている。また、図３（Ａ）に示すように、映像中間周波信号は残留側波帯変調され、５８．７５ＭＨｚを中心に左右非対称な波形となっている。
【００２３】
ＳＡＷフィルタ４は、ＩＦ信号（Ａ）に含まれる映像中間周波信号を抽出するとともに、抽出された映像中間周波信号にナイキストスロープを付与する。映像信号成分は残留側波帯変調されていることから、図３（Ａ）の映像信号波形をそのまま検波した場合は検波後にフラットな検波特性を有しなくなる。そこで、ナイキストスロープ特性を有するＳＡＷフィルタ４を通過させることにより、検波後の映像信号にフラットな検波特性が与えられるようにしたものである。ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号（Ｂ）は増幅器１４に入力される。
【００２４】
ＳＡＷフィルタ３は、ＩＦ信号（Ａ）に含まれる音声中間周波信号を抽出する（図３（Ｃ）参照）。ＳＡＷフィルタ３を通過した音声信号は増幅器１０に入力される。
【００２５】
ここで、映像信号（Ｂ）の特性について説明する。図５は、図３（Ｂ）の信号波形の一部を拡大して示した図である。図５では、ｆＰは５８．７５ＭＨｚのキャリア周波数を表す。上述したように、ＳＡＷフィルタ４を通過した後の映像信号にはナイキストスロープが形成されていることから、図５に示すように、周波数ｆＰ＋Δｆにおける信号（上側波）の大きさと、周波数ｆＰ−Δｆにおける信号（下側波）の大きさとでは偏差が生じ、具体的には後者が前者より大きくなる。ここで、Δｆ（＞０）は、映像中間周波数ｆＰからの周波数変化を表す。
【００２６】
図６は、ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号成分について、キャリア、上側波、下側波、および変調波の関係をベクトル表示した図である。図６では、キャリアは周波数ｆＰの映像搬送波であり、変調波はキャリアと周波数ｆＰ＋Δｆの上側波と周波数ｆＰ−Δｆの下側波とのベクトル和として表されている。上述のように、上側波と下側波とでは大きさに偏差があることから、上側波と下側波はキャリアに対して非対称な配置であり、したがって変調波はキャリアと平行にならない。すなわち、変調波は本来ＡＭ変調のみがなされキャリアと平行であるところ、上下側波のアンバランスにより位相変調成分を有することとなる。位相変調の大きさ（位相変調を受ける度合い）Δφは、変調波とキャリアの相互の角度として与えられる。
【００２７】
図７は、位相変調を受ける度合いΔφを周波数変化Δｆに対して示した図である。図７に示すように、Δｆ＝０のときは上下側波の大きさに差がないのでΔφ＝０であり、Δｆが増加するにつれて上側波の大きさは減少し下側波の大きさは増加するのでΔφは増加し、その増加の割合はナイキストスロープの傾きで決まる。また、ΔｆＮは、ナイキストスロープの周波数幅の半分であり、Δｆ＞ΔｆＮとなると、上側波は０となりかつ下側波は一定となるので（図３（Ｂ）参照）、Δφも一定値となる。
【００２８】
このように、映像信号（Ｂ）は位相変調を受けており、増幅器１４にて増幅された後、この位相変調を受けた映像信号（Ｂ）が、ＰＬＬ回路１５に入力されることになる。
【００２９】
図８は、ＰＬＬ回路１５の構成を示す図であり、図２に示したものと同じ構成である。図９は、図８にて（Ｇ）〜（Ｊ）で示した箇所の信号を示した図である。図８において、増幅器１４からの信号は、それぞれ位相検波器２０，２１に入力される。
【００３０】
位相検波器２０は、電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。図９（Ｇ）では、位相検波器２０の出力信号（Ｇ）がＶ１で示されており、さらに位相変調を受ける部分が斜線で示されている。この斜線部分は、図７に対応するものである。位相検波器２１も同様に、電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。
【００３１】
次に、位相検波器２１の出力信号は、反転回路２２にて（−１）が乗算された後、さらにＨＰＦ２３を通過する。ＨＰＦ２３の出力信号（Ｈ）は、図９（Ｈ）のＶ２のようになる。すなわち、出力信号（Ｈ）は、反転回路２２を経たことにより、出力信号（Ｇ）と比べて極性が反転しており、さらにＨＰＦ２３を経たことにより、低周波成分が除去されている。なお、図９（Ｈ）でも、位相変調を受ける部分が斜線で示されている。
【００３２】
つづいて、加算器２４では、位相検波器２０の出力信号（Ｇ）とＨＰＦ２３の出力信号（Ｈ）との和が算出される。加算器２４の出力信号（Ｉ）は、図９（Ｉ）のＶ３ようになる。すなわち、出力信号（Ｇ）と出力信号（Ｈ）の位相変調を受ける部分が互いに相殺され、出力信号（Ｉ）は、位相変調成分を含まない信号となる。ここで、ＨＰＦ２３は、ナイキストスロープに応じて決まる位相変調を受ける度合いΔφ（図５、図７参照）に相当する周波数特性を有する。すなわち、位相変調を受ける度合いΔφは、周波数変化Δｆに対して、下側波（ｆＰ−Δｆ）における信号の大きさから上側波（ｆＰ＋Δｆ）における信号の大きさ出力を差し引いたものであり、ＨＰＦ２３はかかる周波数特性を有することが好ましく、これにより出力信号（Ｇ）における位相変調を受ける部分を、ＨＰＦ２３通過後の出力信号（Ｈ）により打ち消すことができる。
【００３３】
さらに、出力信号（Ｉ）は、ＬＰＦ２５を通過することにより、高周波成分が除去され、ＬＰＦ２５の出力信号（Ｊ）は、図９（Ｊ）のＶ４のようになる。そして、出力信号（Ｊ）は、制御電圧として電圧制御発振器２６に帰還される。したがって、電圧制御発振器２６は、位相変調の影響を受けていない制御電圧に応じた周波数の発振信号を出力する。
【００３４】
次に、図２を再度参照して、映像検波および音声検波について説明する。図２に示すように、電圧制御発振器２６の発振信号は、位相検波器２０，２１に出力されるとともに、検波器１１と検波器１６にそれぞれ出力される。発振信号（Ｄ）は、図３（Ｄ）に示すように、映像中間周波信号のキャリア周波数である５８．７５ＭＨｚの信号である。
【００３５】
また、ＰＬＬ回路１５では、電圧制御発振器２６の発振信号は、ＰＬＬ回路１５の入力信号（映像中間周波信号）との位相差が９０°となるように制御される。一方、検波器１６では、映像中間周波信号に発振信号を混合することにより、ＡＭ変調された映像信号の復調を行う。このＡＭ検波のためには発振信号と映像中間周波信号とを同相にする必要がある。そのためには、例えば電圧制御発振器２６と検波器１６との間に移相器（図示せず）を介在させ、発振信号の位相を９０°シフトさせればよい。他方、音声信号はＦＭ変調されているため、電圧制御発振器２６から検波器１１に出力される発振信号は位相を調整することなく出力される。
【００３６】
検波器１６は、増幅器１４からの映像中間周波信号に電圧制御発振器２６からの発振信号を混合して検波する。そして、この検波信号は増幅器１７にて増幅された後に映像検波出力として後段の処理に渡される。検波信号（Ｅ）は、図４（Ｅ）に示すように、約４．２ＭＨｚまでの帯域を備えたベースバンド型の信号となる。
【００３７】
検波器１１は、増幅器１０からの映像中間周波信号に電圧制御発振器２６からの発振信号を混合して検波し、この検波信号は増幅器１２にて増幅される。検波信号（Ｆ）は、図４（Ｆ）に示すように、映像中間周波数と音声中間周波数の差である４．５ＭＨｚを中心とした信号として検波される。さらに、検波信号（Ｆ）は、ＦＭ復調部１３にてＦＭ復調され、音声検波出力として後段の処理に渡される。
【００３８】
次に、本実施の形態の比較例として、ＰＬＬ回路１５の代わりに図１０に示すＰＬＬ回路１０１を復調回路５に適用した場合を想定する。図１０は、ＰＬＬ回路１０１の回路構成を示す図である。また、図１１は、図１０にて（Ｋ）〜（Ｌ）で示した箇所の信号を示した図である。
【００３９】
図１０に示すように、ＰＬＬ回路１０１は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２と、位相検波器１０３と、ループフィルタとしてのＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０４とを備えている。
【００４０】
増幅器１４からの信号は、位相検波器１０３に入力される。位相検波器１０３は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２からの発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。位相検波器１０３の出力信号（Ｋ）は、図１１（Ｋ）のＶ５のようになる。図１１では、位相変調を受ける部分が斜線で示されている。この斜線部は、図７に対応するものである。出力信号（Ｋ）は、ＬＰＦ１０４を通過後、高周波成分が除去され、ＬＰＦ１０４の出力信号（Ｌ）は、図１１（Ｌ）のＶ６のようになる。ここで、出力信号（Ｌ）には、位相変調を受ける部分（斜線部）が残っていることがわかる。このように位相変調を受けた部分を有する出力信号（Ｌ）は、制御電圧として電圧制御発振器１０２に帰還される。
【００４１】
位相変調成分を有する制御電圧信号が電圧制御発振器１０２に帰還されると、電圧制御発振器１０２の発振信号も位相変調を受け、この位相変調を受けた発振信号が検波器１１，１６にそれぞれ出力される。検波器１１にて位相変調を受けた発振信号が音声中間周波信号に乗算されて検波されると、検波信号は発振信号の位相ずれの分ＦＭ変調を受けることになる。この位相変調成分は、ＦＭ復調部１３にてＦＭ検波で復調されるため、検波後の音声信号中にバスノイズが含まれてしまうという問題がある。
【００４２】
本実施の形態によれば、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することができる。
【００４３】
ところで、特許文献１の検波回路は、映像中間ＩＦ信号を増幅する映像ＩＦ増幅回路と、映像ＩＦ信号周波数で発振するＶＣＯと、該ＶＣＯの発振出力信号に応じて前記映像ＩＦ増幅回路の出力映像ＩＦ信号を検波する映像検波回路と、該映像検波回路の検波出力中の高域成分を抽出するフィルタと、前記映像ＩＦ増幅回路の出力映像ＩＦ信号と前記ＶＣＯの発振出力信号との位相比較を行う位相比較回路と、該位相比較回路の出力信号と前記フィルタの出力信号との混合を行う混合回路と、該混合回路の出力信号を平滑化し、平滑出力を前記ＶＣＯに制御電圧として印加する平滑回路とから成り、前記ＶＣＯの発振出力信号に応じて音声信号を検波するようにしている。このような構成により、位相比較回路の出力信号に含まれる映像ＩＦ信号のナイキストスロープによる寄生位相変調（ＰＭ）成分を、検波後の映像信号の高域成分を用いて低減させている。同文献では、これにより、寄生ＰＭの影響を受けずにＶＣＯを発振させることができるので、バズ音を含まない音声信号を得ることができるとしている。
【００４４】
しかしながら、特許文献１の検波回路では、検波後の映像信号の高域成分を用いて映像ＩＦ信号の寄生ＰＭ成分を打ち消すようにしているので、寄生ＰＭ成分を打ち消すことができるようにゲイン関係の調整を行う必要が生ずるとともに、検波後の映像信号に時間遅れが生ずることから、信号波形にずれが生じ、寄生ＰＭ成分を十分に除去することが困難であるという問題があった。
【００４５】
これに対して、本実施の形態では、位相検波器２１の出力信号を反転回路２２にて逆相にした後にＨＰＦ２３を通過させた信号と、位相検波器２１の出力信号とを加算しているので、従来のように一方の信号に対して他方の信号に時間遅れが生ずるということもない。
【００４６】
また、本実施の形態では、位相検波器２０，２１に同じ構成のもの、例えば、同じ製造工程で製造されたものを用いることにより、双方のゲインも同じになり、よって高精度に寄生ＰＭ成分を打ち消すことができる。したがって、本実施の形態では、特許文献１のように特にゲインの調整を行う必要もない。
【００４７】
なお、本実施の形態ではいわゆるスプリットキャリア方式を採用しているが、いわゆるインタキャリア方式でも同様に構成することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１ アンテナ ２ チューナ部 ３，４ ＳＡＷフィルタ ５ 復調回路 ７ 表示部
８ 音声多重出力制御部 ９，１０ スピーカ １０ 増幅器 １１ 検波器
１２ 増幅器 １３ ＦＭ変調部 １４ 増幅器 １５ ＰＬＬ回路 １６ 検波器
１７ 増幅器 ２０ 位相検波器 ２１ 位相検波器 ２２ 反転回路 ２４ 加算器 ２６ 電圧制御発振器 ５０ 増幅器 ５１ 局部発振器 ５２ 混合器
５５ 輝度信号処理部 ５６ 色信号処理部 ５７ 偏向処理部
５８ マトリクス回路 １０２ 電圧制御発振器 １０３ 位相検波器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、中間周波信号の復調を行う復調回路およびこの復調回路を備えたアナログテレビジョン放送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、アナログテレビジョン（ＴＶ）放送受信機においては、音声信号が映像信号の影響を受けて音声の品位が悪化する現象（例えばバス音など）が知られている。
【０００３】
ＴＶ放送では、周波数帯域を有効利用するため残留側波帯変調方式が採用されていることから、アナログＴＶ放送受信機では、この残留側波帯変調を補償するために、映像中間周波増幅器の前段で映像中間周波信号にナイキストスロープを付与する。しかしながら、このナイキストスロープに起因して上下側波にアンバランスが生じることから、映像中間周波信号には位相変調成分が含まれることになる。
【０００４】
一方、音声を復調する過程では、映像中間周波信号に同期した発振信号を用いるが、この発振信号を映像中間周波信号に基づいて発振器で生成する際に、この発振信号は上記位相変調成分の影響を受ける。その結果、上記位相変調成分が音声復調の際に変換され、音声にバズ音が発生してしまう。
【０００５】
特許文献１では、上記位相変調成分の影響を受けずに電圧制御発振器（ＶＣＯ）を発振させることができる検波回路が開示されている。
【０００６】
しかしながら、特許文献１の検波回路では、検波後の映像信号の高域成分を用いて検波前の映像中間周波信号の位相変調成分を打ち消すようにしているので、ゲイン関係の調整が複雑になるとともに、検波後の映像信号に時間遅れが生ずることから、信号波形にずれが生じ、位相変調成分の相殺が不十分となり、音声にバズ音が残ってしまう可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平０３−７１７７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することが可能な復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本願発明の一態様によれば、制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、前記電圧制御発振器の発振信号と前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、を備えることを特徴とする復調回路が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機の概略構成を示すブロック図。
【図２】図２は、主に復調回路５の構成を示す図。
【図３】図３は、図２にて（Ａ）〜（Ｄ）で示した箇所の信号を示した図。
【図４】図４は、図２にて（Ｅ）、（Ｆ）で示した箇所の信号を示した図。
【図５】図５は、図３（Ｂ）の信号波形の一部を拡大して示した図。
【図６】図６は、ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号成分について、キャリア、上側波、下側波、および変調波の関係をベクトル表示した図。
【図７】図７は、位相変調を受ける度合いΔφを周波数変化Δｆに対して示した図。
【図８】図８は、ＰＬＬ回路１５の構成を示す図。
【図９】図９は、図８にて（Ｇ）〜（Ｊ）で示した箇所の信号を示した図。
【図１０】図１０は、ＰＬＬ回路１０１の回路構成を示す図。
【図１１】図１１は、図１０にて（Ｋ）〜（Ｌ）で示した箇所の信号を示した図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照して、本発明の実施の形態に係る復調回路およびアナログテレビジョン放送受信機を詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１３】
図１は、本実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態に係るアナログテレビジョン放送受信機は、アンテナ１、チューナ部２、ＳＡＷフィルタ３，４、復調回路５、音声多重出力制御部８、スピーカ９，１０、ビデオ−クロマ−偏向（VCD：Video Chroma Deflection）処理部６、および表示部７を備えている。
【００１４】
アンテナ１を介して受信された高周波信号はチューナ部２に入力され、増幅器５０にて増幅された後、混合器５２にて局部発振器５１からの局部発振信号と混合され、ＩＦ（中間周波）信号に変換されて出力される。このＩＦ信号は、映像信号成分および音声信号成分の双方を含む。
【００１５】
チューナ部２から出力されたＩＦ信号はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ３（第１のフィルタ）とＳＡＷフィルタ４（第２のフィルタ）にそれぞれ入力される。ＳＡＷフィルタ３，４は互いに異なる周波数特性を有し、ＳＡＷフィルタ３は音声信号成分を抽出し、ＳＡＷフィルタ４は映像信号成分を抽出する。ＳＡＷフィルタ３、４の各出力は、復調回路５に入力される。
【００１６】
復調回路５は、ＳＡＷフィルタ３，４の各出力に対して検波を行い、それぞれ音声検波出力および映像検波出力を出力する。
【００１７】
音声検波出力は、音声多重出力制御部８を介してスピーカ９によりステレオ音声に変換され、あるいは、スピーカ１０によりモノラル音声に変換される。
【００１８】
一方、映像検波出力は、ビデオ−クロマ−偏向処理部６に入力される。ビデオ−クロマ−偏向処理部６は、輝度信号処理部５５、色信号処理部５６、偏向処理部５７、およびマトリクス回路５８を有する。映像検波出力は、それぞれ輝度信号処理部５５、色信号処理部５６、および偏向処理部５７に入力される。輝度信号処理部５５は映像検波出力に基づいて輝度信号を出力し、色信号処理部５６は映像検波出力に基づいて色信号を出力する。輝度信号処理部５５および色信号処理部５６の各出力はマトリクス回路５８によってＲＧＢ信号に変換された後、表示部７に入力される。偏向処理部５７は、映像検波出力に基づいてＲＧＢ信号に対して偏向処理を施し、これにより表示部７にて映像が表示される。
【００１９】
図２は、主に復調回路５の構成を示す図である。図２では、図１の構成のうち、ＳＡＷフィルタ３，４と復調回路５のみを示している。図３は、図２にて（Ａ）〜（Ｄ）で示した箇所の信号を示した図、図４は、図２にて（Ｅ）、（Ｆ）で示した箇所の信号を示した図である。なお、図３、図４において横軸は周波数（ｆ）、縦軸は信号の大きさを表す。
【００２０】
復調回路５は、ＳＡＷフィルタ３に順に直列接続された増幅器１０、検波器１１（第１の検波器）、増幅器１２、およびＦＭ変調部１３と、ＳＡＷフィルタ４に順に直列接続された増幅器１４、検波器１６（第２の検波器）、および増幅器１７と、映像中間周波信号の中間周波数と同じ周波数の発振信号を生成し、この発振信号を検波器１１と検波器１６にそれぞれ出力するＰＬＬ回路１５とを備えている。
【００２１】
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１５は、制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器２６と、この電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの映像中間周波信号との位相差を検波する位相検波器２０（第１の位相検波器）と、同様に電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの映像中間周波信号との位相差を検波する位相検波器２１（第２の位相検波器）と、この位相検波器２１の出力の極性を反転させる反転回路２２と、この反転回路２２の出力の高周波成分のみを通過させるＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２３と、位相検波器２０の出力とＨＰＦ２３の出力との和を算出する加算器２４と、この加算器２４の出力の低周波成分のみを通過させて電圧制御発振器２６に制御電圧を帰還させるループフィルタとしてのＬＰＦ（ローパスフィルタ）２５と、を備えている。ＰＬＬ回路１５は、映像中間周波信号を入力としてこの映像中間周波信号のキャリア周波数と同じ周波数の信号を生成する。
【００２２】
次に、復調回路５の動作について説明する。まず、ＩＦ信号（Ａ）は、図３（Ａ）に示すように、例えば５８．７５ＭＨｚをキャリア周波数とする映像中間周波信号（「Ｐ」で表示）と、例えば５４．２５ＭＨｚをキャリア周波数とする音声中間周波信号（「Ｓ」で表示）とを含んでいる。なお、映像中間周波信号はＡＭ変調され、音声中間周波信号はＦＭ変調されている。また、図３（Ａ）に示すように、映像中間周波信号は残留側波帯変調され、５８．７５ＭＨｚを中心に左右非対称な波形となっている。
【００２３】
ＳＡＷフィルタ４は、ＩＦ信号（Ａ）に含まれる映像中間周波信号を抽出するとともに、抽出された映像中間周波信号にナイキストスロープを付与する。映像信号成分は残留側波帯変調されていることから、図３（Ａ）の映像信号波形をそのまま検波した場合は検波後にフラットな検波特性を有しなくなる。そこで、ナイキストスロープ特性を有するＳＡＷフィルタ４を通過させることにより、検波後の映像信号にフラットな検波特性が与えられるようにしたものである。ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号（Ｂ）は増幅器１４に入力される。
【００２４】
ＳＡＷフィルタ３は、ＩＦ信号（Ａ）に含まれる音声中間周波信号を抽出する（図３（Ｃ）参照）。ＳＡＷフィルタ３を通過した音声信号は増幅器１０に入力される。
【００２５】
ここで、映像信号（Ｂ）の特性について説明する。図５は、図３（Ｂ）の信号波形の一部を拡大して示した図である。図５では、ｆＰは５８．７５ＭＨｚのキャリア周波数を表す。上述したように、ＳＡＷフィルタ４を通過した後の映像信号にはナイキストスロープが形成されていることから、図５に示すように、周波数ｆＰ＋Δｆにおける信号（上側波）の大きさと、周波数ｆＰ−Δｆにおける信号（下側波）の大きさとでは偏差が生じ、具体的には後者が前者より大きくなる。ここで、Δｆ（＞０）は、映像中間周波数ｆＰからの周波数変化を表す。
【００２６】
図６は、ＳＡＷフィルタ４を通過した映像信号成分について、キャリア、上側波、下側波、および変調波の関係をベクトル表示した図である。図６では、キャリアは周波数ｆＰの映像搬送波であり、変調波はキャリアと周波数ｆＰ＋Δｆの上側波と周波数ｆＰ−Δｆの下側波とのベクトル和として表されている。上述のように、上側波と下側波とでは大きさに偏差があることから、上側波と下側波はキャリアに対して非対称な配置であり、したがって変調波はキャリアと平行にならない。すなわち、変調波は本来ＡＭ変調のみがなされキャリアと平行であるところ、上下側波のアンバランスにより位相変調成分を有することとなる。位相変調の大きさ（位相変調を受ける度合い）Δφは、変調波とキャリアの相互の角度として与えられる。
【００２７】
図７は、位相変調を受ける度合いΔφを周波数変化Δｆに対して示した図である。図７に示すように、Δｆ＝０のときは上下側波の大きさに差がないのでΔφ＝０であり、Δｆが増加するにつれて上側波の大きさは減少し下側波の大きさは増加するのでΔφは増加し、その増加の割合はナイキストスロープの傾きで決まる。また、ΔｆＮは、ナイキストスロープの周波数幅の半分であり、Δｆ＞ΔｆＮとなると、上側波は０となりかつ下側波は一定となるので（図３（Ｂ）参照）、Δφも一定値となる。
【００２８】
このように、映像信号（Ｂ）は位相変調を受けており、増幅器１４にて増幅された後、この位相変調を受けた映像信号（Ｂ）が、ＰＬＬ回路１５に入力されることになる。
【００２９】
図８は、ＰＬＬ回路１５の構成を示す図であり、図２に示したものと同じ構成である。図９は、図８にて（Ｇ）〜（Ｊ）で示した箇所の信号を示した図である。図８において、増幅器１４からの信号は、それぞれ位相検波器２０，２１に入力される。
【００３０】
位相検波器２０は、電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。図９（Ｇ）では、位相検波器２０の出力信号（Ｇ）がＶ１で示されており、さらに位相変調を受ける部分が斜線で示されている。この斜線部分は、図７に対応するものである。位相検波器２１も同様に、電圧制御発振器２６の発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。
【００３１】
次に、位相検波器２１の出力信号は、反転回路２２にて（−１）が乗算された後、さらにＨＰＦ２３を通過する。ＨＰＦ２３の出力信号（Ｈ）は、図９（Ｈ）のＶ２のようになる。すなわち、出力信号（Ｈ）は、反転回路２２を経たことにより、出力信号（Ｇ）と比べて極性が反転しており、さらにＨＰＦ２３を経たことにより、低周波成分が除去されている。なお、図９（Ｈ）でも、位相変調を受ける部分が斜線で示されている。
【００３２】
つづいて、加算器２４では、位相検波器２０の出力信号（Ｇ）とＨＰＦ２３の出力信号（Ｈ）との和が算出される。加算器２４の出力信号（Ｉ）は、図９（Ｉ）のＶ３ようになる。すなわち、出力信号（Ｇ）と出力信号（Ｈ）の位相変調を受ける部分が互いに相殺され、出力信号（Ｉ）は、位相変調成分を含まない信号となる。ここで、ＨＰＦ２３は、ナイキストスロープに応じて決まる位相変調を受ける度合いΔφ（図５、図７参照）に相当する周波数特性を有する。すなわち、位相変調を受ける度合いΔφは、周波数変化Δｆに対して、下側波（ｆＰ−Δｆ）における信号の大きさから上側波（ｆＰ＋Δｆ）における信号の大きさ出力を差し引いたものであり、ＨＰＦ２３はかかる周波数特性を有することが好ましく、これにより出力信号（Ｇ）における位相変調を受ける部分を、ＨＰＦ２３通過後の出力信号（Ｈ）により打ち消すことができる。
【００３３】
さらに、出力信号（Ｉ）は、ＬＰＦ２５を通過することにより、高周波成分が除去され、ＬＰＦ２５の出力信号（Ｊ）は、図９（Ｊ）のＶ４のようになる。そして、出力信号（Ｊ）は、制御電圧として電圧制御発振器２６に帰還される。したがって、電圧制御発振器２６は、位相変調の影響を受けていない制御電圧に応じた周波数の発振信号を出力する。
【００３４】
次に、図２を再度参照して、映像検波および音声検波について説明する。図２に示すように、電圧制御発振器２６の発振信号は、位相検波器２０，２１に出力されるとともに、検波器１１と検波器１６にそれぞれ出力される。発振信号（Ｄ）は、図３（Ｄ）に示すように、映像中間周波信号のキャリア周波数である５８．７５ＭＨｚの信号である。
【００３５】
また、ＰＬＬ回路１５では、電圧制御発振器２６の発振信号は、ＰＬＬ回路１５の入力信号（映像中間周波信号）との位相差が９０°となるように制御される。一方、検波器１６では、映像中間周波信号に発振信号を混合することにより、ＡＭ変調された映像信号の復調を行う。このＡＭ検波のためには発振信号と映像中間周波信号とを同相にする必要がある。そのためには、例えば電圧制御発振器２６と検波器１６との間に移相器（図示せず）を介在させ、発振信号の位相を９０°シフトさせればよい。他方、音声信号はＦＭ変調されているため、電圧制御発振器２６から検波器１１に出力される発振信号は位相を調整することなく出力される。
【００３６】
検波器１６は、増幅器１４からの映像中間周波信号に電圧制御発振器２６からの発振信号を混合して検波する。そして、この検波信号は増幅器１７にて増幅された後に映像検波出力として後段の処理に渡される。検波信号（Ｅ）は、図４（Ｅ）に示すように、約４．２ＭＨｚまでの帯域を備えたベースバンド型の信号となる。
【００３７】
検波器１１は、増幅器１０からの映像中間周波信号に電圧制御発振器２６からの発振信号を混合して検波し、この検波信号は増幅器１２にて増幅される。検波信号（Ｆ）は、図４（Ｆ）に示すように、映像中間周波数と音声中間周波数の差である４．５ＭＨｚを中心とした信号として検波される。さらに、検波信号（Ｆ）は、ＦＭ復調部１３にてＦＭ復調され、音声検波出力として後段の処理に渡される。
【００３８】
次に、本実施の形態の比較例として、ＰＬＬ回路１５の代わりに図１０に示すＰＬＬ回路１０１を復調回路５に適用した場合を想定する。図１０は、ＰＬＬ回路１０１の回路構成を示す図である。また、図１１は、図１０にて（Ｋ）〜（Ｌ）で示した箇所の信号を示した図である。
【００３９】
図１０に示すように、ＰＬＬ回路１０１は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２と、位相検波器１０３と、ループフィルタとしてのＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０４とを備えている。
【００４０】
増幅器１４からの信号は、位相検波器１０３に入力される。位相検波器１０３は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２からの発振信号と増幅器１４からの信号との位相差を検波する。位相検波器１０３の出力信号（Ｋ）は、図１１（Ｋ）のＶ５のようになる。図１１では、位相変調を受ける部分が斜線で示されている。この斜線部は、図７に対応するものである。出力信号（Ｋ）は、ＬＰＦ１０４を通過後、高周波成分が除去され、ＬＰＦ１０４の出力信号（Ｌ）は、図１１（Ｌ）のＶ６のようになる。ここで、出力信号（Ｌ）には、位相変調を受ける部分（斜線部）が残っていることがわかる。このように位相変調を受けた部分を有する出力信号（Ｌ）は、制御電圧として電圧制御発振器１０２に帰還される。
【００４１】
位相変調成分を有する制御電圧信号が電圧制御発振器１０２に帰還されると、電圧制御発振器１０２の発振信号も位相変調を受け、この位相変調を受けた発振信号が検波器１１，１６にそれぞれ出力される。検波器１１にて位相変調を受けた発振信号が音声中間周波信号に乗算されて検波されると、検波信号は発振信号の位相ずれの分ＦＭ変調を受けることになる。この位相変調成分は、ＦＭ復調部１３にてＦＭ検波で復調されるため、検波後の音声信号中にバスノイズが含まれてしまうという問題がある。
【００４２】
本実施の形態によれば、映像中間周波信号に含まれる位相変調成分の影響が抑制された発振器出力を生成することができ、音声信号にバズ音が発生することを防止して高品位な音声を復調することができる。
【００４３】
ところで、特許文献１の検波回路は、映像中間ＩＦ信号を増幅する映像ＩＦ増幅回路と、映像ＩＦ信号周波数で発振するＶＣＯと、該ＶＣＯの発振出力信号に応じて前記映像ＩＦ増幅回路の出力映像ＩＦ信号を検波する映像検波回路と、該映像検波回路の検波出力中の高域成分を抽出するフィルタと、前記映像ＩＦ増幅回路の出力映像ＩＦ信号と前記ＶＣＯの発振出力信号との位相比較を行う位相比較回路と、該位相比較回路の出力信号と前記フィルタの出力信号との混合を行う混合回路と、該混合回路の出力信号を平滑化し、平滑出力を前記ＶＣＯに制御電圧として印加する平滑回路とから成り、前記ＶＣＯの発振出力信号に応じて音声信号を検波するようにしている。このような構成により、位相比較回路の出力信号に含まれる映像ＩＦ信号のナイキストスロープによる寄生位相変調（ＰＭ）成分を、検波後の映像信号の高域成分を用いて低減させている。同文献では、これにより、寄生ＰＭの影響を受けずにＶＣＯを発振させることができるので、バズ音を含まない音声信号を得ることができるとしている。
【００４４】
しかしながら、特許文献１の検波回路では、検波後の映像信号の高域成分を用いて映像ＩＦ信号の寄生ＰＭ成分を打ち消すようにしているので、寄生ＰＭ成分を打ち消すことができるようにゲイン関係の調整を行う必要が生ずるとともに、検波後の映像信号に時間遅れが生ずることから、信号波形にずれが生じ、寄生ＰＭ成分を十分に除去することが困難であるという問題があった。
【００４５】
これに対して、本実施の形態では、位相検波器２１の出力信号を反転回路２２にて逆相にした後にＨＰＦ２３を通過させた信号と、位相検波器２１の出力信号とを加算しているので、従来のように一方の信号に対して他方の信号に時間遅れが生ずるということもない。
【００４６】
また、本実施の形態では、位相検波器２０，２１に同じ構成のもの、例えば、同じ製造工程で製造されたものを用いることにより、双方のゲインも同じになり、よって高精度に寄生ＰＭ成分を打ち消すことができる。したがって、本実施の形態では、特許文献１のように特にゲインの調整を行う必要もない。
【００４７】
なお、本実施の形態ではいわゆるスプリットキャリア方式を採用しているが、いわゆるインタキャリア方式でも同様に構成することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１ アンテナ ２ チューナ部 ３，４ ＳＡＷフィルタ ５ 復調回路 ７ 表示部
８ 音声多重出力制御部 ９，１０ スピーカ １０ 増幅器 １１ 検波器
１２ 増幅器 １３ ＦＭ変調部 １４ 増幅器 １５ ＰＬＬ回路 １６ 検波器
１７ 増幅器 ２０ 位相検波器 ２１ 位相検波器 ２２ 反転回路 ２４ 加算器 ２６ 電圧制御発振器 ５０ 増幅器 ５１ 局部発振器 ５２ 混合器
５５ 輝度信号処理部 ５６ 色信号処理部 ５７ 偏向処理部
５８ マトリクス回路 １０２ 電圧制御発振器 １０３ 位相検波器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、
この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、
前記電圧制御発振器の発振信号と前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、
この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、
この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、
前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、
この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、
を備えることを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタの周波数特性は、前記映像中間周波信号に付与されたナイキストスロープに応じて前記映像中間周波信号が受ける位相変調の周波数特性に対応して決められていることを特徴とする請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
音声中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第１の検波器と、
前記映像中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第２の検波器と、
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の復調回路。
【請求項４】
放送信号を受信して中間周波信号に変換するチューナ部と、
このチューナ部から出力される前記中間周波信号から音声中間周波信号を抽出する第１のフィルタと、
前記チューナ部から出力される前記中間周波信号から映像中間周波信号を抽出する第２のフィルタと、
制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、
この電圧制御発振器の発振信号と前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、
前記電圧制御発振器の発振信号と前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、
この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、
この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、
前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、
この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、
前記第１のフィルタから出力された前記音声中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第１の検波器と、
前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第２の検波器と、
を備えることを特徴とするアナログテレビジョン放送受信機。
【請求項５】
前記第２のフィルタは、その信号出力にナイキストスロープを付与し、
前記ハイパスフィルタの周波数特性は、前記映像中間周波信号に付与された前記ナイキストスロープに応じて前記映像中間周波信号が受ける位相変調の周波数特性に対応して決められていることを特徴とする請求項４に記載のアナログテレビジョン放送受信機。
【請求項１】
制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、
この電圧制御発振器の発振信号と映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、
前記電圧制御発振器の発振信号と前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、
この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、
この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、
前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、
この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、
を備えることを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタの周波数特性は、前記映像中間周波信号に付与されたナイキストスロープに応じて前記映像中間周波信号が受ける位相変調の周波数特性に対応して決められていることを特徴とする請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
音声中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第１の検波器と、
前記映像中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第２の検波器と、
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の復調回路。
【請求項４】
放送信号を受信して中間周波信号に変換するチューナ部と、
このチューナ部から出力される前記中間周波信号から音声中間周波信号を抽出する第１のフィルタと、
前記チューナ部から出力される前記中間周波信号から映像中間周波信号を抽出する第２のフィルタと、
制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器と、
この電圧制御発振器の発振信号と前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号との位相差を検波する第１の位相検波器と、
前記電圧制御発振器の発振信号と前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号との位相差を検波する第２の位相検波器と、
この第２の位相検波器の出力信号の極性を反転させる反転回路と、
この反転回路の出力信号の高域成分のみを通過させるハイパスフィルタと、
前記第１の位相検波器の出力信号と前記ハイパスフィルタの出力信号との和を算出する加算器と、
この加算器の出力信号の低域成分のみを通過させ前記電圧制御発振器に前記制御電圧を帰還させるループフィルタと、
前記第１のフィルタから出力された前記音声中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第１の検波器と、
前記第２のフィルタから出力された前記映像中間周波信号と前記電圧制御発振器の出力信号とを混合して検波する第２の検波器と、
を備えることを特徴とするアナログテレビジョン放送受信機。
【請求項５】
前記第２のフィルタは、その信号出力にナイキストスロープを付与し、
前記ハイパスフィルタの周波数特性は、前記映像中間周波信号に付与された前記ナイキストスロープに応じて前記映像中間周波信号が受ける位相変調の周波数特性に対応して決められていることを特徴とする請求項４に記載のアナログテレビジョン放送受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１１−１９９７７５（Ｐ２０１１−１９９７７５Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６６８７４（Ｐ２０１０−６６８７４）
【出願日】平成２２年３月２３日（２０１０．３．２３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月２３日（２０１０．３．２３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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