振動型圧縮機の制御方法及び制御装置
【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータを用いることなく、小型、高効率の振動型圧縮機の制御方法及び制御装置を得る。
【解決手段】マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）で基本周期とＰＷＭ信号を生成し、フルブリッジタイプのインバータを作動させて振動型圧縮機の電磁コイルを駆動する。インバータの入力電圧の変動をＰＷＭパルス幅で制御するとともに、電磁コイルに誘起される電圧のゼロクロスポイントの検出に基づいて基本周期を補正する。
【解決手段】マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）で基本周期とＰＷＭ信号を生成し、フルブリッジタイプのインバータを作動させて振動型圧縮機の電磁コイルを駆動する。インバータの入力電圧の変動をＰＷＭパルス幅で制御するとともに、電磁コイルに誘起される電圧のゼロクロスポイントの検出に基づいて基本周期を補正する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、冷蔵庫等の冷媒を往復駆動で圧縮する振動型圧縮機の制御方法及び制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載又は、携帯用の冷蔵庫等の冷媒を圧縮する圧縮機は小型・高効率等の市場要求に鑑み、振動型圧縮機が搭載される場合がある。当該振動型圧縮機の駆動装置としては、図６に示されるような制御装置が知られている（特開２００１−１７８１４９号公報参照）。直流電源として、１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により一定の直流電圧に変換した第１の電源と、ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により一定の直流電圧に変換した第２の電源とをダイオード１０５又は１０６を介して接続し、インバータ１０８により交流電圧に変換して振動型圧縮機１０７に供給される。インバータ１０８は、第１のトランジスタ１０９と第２のトランジスタ１１０とを備えており、これらトランジスタ１０９、１１０が交互にオンとなって交流電圧を発生させる。
【０００３】
インバータ制御部１１１は、周波数追従回路１１２により、振動型圧縮機１０７の機械的共振周波数に追従する周波数に制御するように、抵抗ｒで検出したインバータ電流に基づき、発振回路１１３、及び駆動制御回路１１４を介して第１及び第２のトランジスタ１０９、１１０が交互にオンするよう制御している。
【０００４】
インバータ１０８から振動型圧縮機１０７には直列接続のコンデンサ１１５を介し、直流分をカットして電流が供給される。コンデンサ１１５の両端には一定の直流電圧を取り出すことができるのを利用して、コンデンサ１１５両端に直流ファンモータ１１６を接続して、冷蔵庫の放熱器冷却用として利用している。
【０００５】
しかし、このような制御装置は、バッテリ１０１が１２Ｖ系（主に普通乗用車）と２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）に対応するためのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が必要であり、市場の更なる小型化、効率化に応えるための技術開発が期待されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１７８１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するため、交流商用電源を直流変換した電源入力系と、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系を両立させたうえで、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できる制御方法及び制御装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、電磁コイルをフルブリッジタイプのインバータでＰＷＭ駆動し、入力電圧の変動をＰＷＭパルス幅で制御するとともに、電磁コイルに誘起される電圧のゼロクロスポイントの検出に基づいて基本周期を補正することを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の振動型圧縮機の制御方法及び制御装置は、ＰＷＭ信号でスイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータで駆動コイルに交番電圧を供給するため、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できるので、制御装置の小型化及び消費電力の効率化に寄与できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は本発明を適用する振動型圧縮機の制御装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図２】図２は本発明の制御方法を示した説明図（タイミングチャート）である。
【図３】図３は本発明の振動型圧縮機の制御方法における説明図である。
【図４】図４は本発明の制御方法を示すフローチャートである。
【図５】図５は本発明を適用する振動型圧縮機の構造の一例を示す説明図である。
【図６】図６は従来技術の振動型圧縮機の駆動装置の概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
振動型圧縮機を駆動するインバータは、スイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプにし、マイクロプロセッサで生成したＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を作動させて振動型圧縮機の電磁コイルを正負の両極性で駆動するとともに、正負に切り換る際に前記電磁コイルに誘起される電圧に基づいて振動型圧縮機の周期を制御する方法を採用することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを介することなく振動型圧縮機の制御を実現した。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明を適用する振動型圧縮機の制御装置の一例を示す概略ブロック図である。当該振動型圧縮機の構造については後述するが、１は振動型圧縮機の電磁コイル、２ａ及び２ｂは電磁コイルと実質的に一体化されたピストン３４を機械的振動系として振動可能に支持する一対のバネである。３は電磁コイル１を駆動する制御回路部、４は１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ入力、５は１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源であるところのＡＣ／ＤＣ入力である。
【００１３】
制御回路部３の内部構成を説明すると、６はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）、７〜１０はスイッチング素子で、これらをＨ形のフルブリッジタイプに配置してインバータ３ａを構成し、電磁コイル１を電気的に駆動する。１１はインバータ３ａの入力直流電圧を保持するコンデンサ、１２及び１３は一方の電源であるバッテリ入力の導通制御をする第１及び第２の電源スイッチング素子（１２Ｄ及び１３Ｄは素子内部のダイオード）、１４及び１５は第１及び第２の電源スイッチング素子のゲート抵抗、１６の抵抗と１７のツェナーダイオードの両素子はバッテリ入力の電圧を定電圧化し第１及び第２の電源スイッチング素子のゲート電圧を生成するものである。なお、スイッチング素子７〜１０は、望ましくはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いるが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用してもよい。なお、第１及び第２の電源スイッチング素子１２、１３、及び後述する第３の電源スイッチング素子２５についてはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる。
【００１４】
１８ａ及び１８ｂは、１８ａの発光ダイオード部と１８ｂの受光トランジスタ部が一体となって一つのフォトカプラを構成する公知のものである。また、１９ａ及び１９ｂも同様な一つのフォトカプラである。２０はフォトカプラ１８ａと１９ａの入力信号用の抵抗、２１はフォトカプラの受光トランジスタ部１９ｂの負荷抵抗、２２はコンデンサである。
【００１５】
２３は振動型圧縮機の電磁コイル１に誘起される電圧検出用のコンパレータ、２４はコンパレータ２３の出力とマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）とを入力として、論理アンド出力をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｓ）に出力するアンド回路である。
【００１６】
２５は他方の電源であるＡＣ／ＤＣ入力の導通制御をする第３のスイッチング素子（２５Ｄは素子内部のダイオード）、２６は第３のスイッチング素子のゲート抵抗、２７及び２８はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｇ）の信号を受けて第３のスイッチング素子２５をオンオフさせるためのゲート分圧抵抗である。
【００１７】
スイッチング素子７〜１０をＨ形に配置してフルブリッジタイプに構成したインバータ３ａの入力側はコンデンサ１１の両端に蓄えられる直流電圧である。この直流電圧値、即ちコンデンサ１１の両端の電圧値はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｒ）から取り込まれて直流電圧値として検出される。
【００１８】
２９は温度検出素子であり、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｑ）に接続される。なお、温度検出素子２９について具体的にはサーミスタ、熱電対等の温度によりその抵抗値、電圧等の物理量が変化するものが用いられる。
【００１９】
次に、振動型圧縮機の制御について説明する。図１を参照してマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６には、出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄを有しており、図示しないドライブユニットを介して、スイッチング素子７、８、９、１０の各々ゲート端子ａ、ｂ、ｃ、ｄに接続されている。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄは、Ｈ（ハイレベル）又はＬ（ローレベル）が出力され、その信号に応じてスイッチング素子７、８、９、１０がオン又はオフするようにされている。
【００２０】
図２を併せて参照して、振動型圧縮機の電磁コイル１に印加される電圧Ｖは、繰り返し周期Ｔとした交番電圧であり、繰り返し周期Ｔは正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４の和である。ＰＷＭとはパルス幅変調のことであり、Ｔ１の通電期間内では、繰り返し周期Ｔを例えば２５６個に分割した周期で正方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ１の中央を境に、Ｔ１の初期から徐々に増加し、中央からＴ２に向かい徐々に減少する。
【００２１】
同様に、Ｔ３の通電期間内では、繰り返し周期ＴをＴ１と同じ２５６個に分割した周期で負方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ３の中央を境に、Ｔ３の初期から徐々に増加し、中央からＴ４に向かい徐々に減少する。Ｔ２の期間は、スイッチング素子７、８、９をオフ、スイッチング素子１０のみオンに制御される。また、Ｔ４の期間は、スイッチング素子７、９、１０はオフ、スイッチング素子８のみオンに制御される。上記Ｔ２とＴ４の期間内で、後述するように電磁コイル１には誘起電圧が発生するため、誘起電圧を検出するコンパレータ２３が電磁コイル１の両端に接続されている。コンパレータ２３は電磁コイル１の誘起電圧が正から負に切り換るゼロクロスポイントをとらえて、Ｌ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移するように設定され、アンド回路２４の一方の入力端子に信号が伝達される。
【００２２】
前記のＰＷＭ通電期間であるＴ１及びＴ３の期間内において、コンパレータ２３が電圧Ｖのオンオフの影響を受けても制御に影響を与えないよう、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）から、Ｔ２及びＴ４の期間内のみＨ（ハイレベル）を出力して（図２のＭの遷移状態参照）、アンド回路２４の他方の入力端子に信号を与える。アンド回路２４は上記の一方及び他方の入力レベルを判定して、その論理出力結果をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＳに伝達する（図２のＳの遷移状態参照）。
【００２３】
図２及び図３を参照しつつ、電磁コイル１に誘起電圧が発生するメカニズムを説明する。
【００２４】
初めにＴ１の期間では、スイッチング素子７及び１０をオフ、スイッチング素子８をオンし、スイッチング素子９を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせる。電流は図３のｉ１の向きに流れ、電磁力により電磁コイル１はＦ１の方向に移動する。電磁コイル１の移動に伴ってバネ２ａは圧縮され、同時にバネ２ｂは伸展して力が貯えられ、それによりＦ２の方向に力が作用されつつスイッチング素子９のＰＷＭ信号の正方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ１とＦ２が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００２５】
次にＴ２の期間では、スイッチング素子７、８、９はオフに制御され、スイッチング素子１０のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ２方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を正とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ２方向にスイッチング素子１０及びスイッチング素子８の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は正から負の電圧に切り換る。
【００２６】
更に、Ｔ３の期間では、スイッチング素子８及び９をオフ、スイッチング素子１０をオンし、スイッチング素子７を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせると、Ｔ１の期間とは反対のＦ２の方向に電磁コイル１が移動し始める。バネ２ａは圧縮から伸展へ、同時にバネ２ｂは伸展から圧縮され力が貯えられていく。それによりＦ１の方向に力が作用されつつＰＷＭ信号を負方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ２とＦ１が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００２７】
最後にＴ４の期間では、スイッチング素子７、９、１０はオフに制御され、スイッチング素子８のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ１方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を負とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ１方向にスイッチング素子８及びスイッチング素子１０の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は負から正の電圧に切り換る。連続したＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の期間をひとつの繰り返し周期Ｔとなって、次の繰り返し周期Ｔに移行していく。
【００２８】
次に、図４のフローチャートを参照して、振動型圧縮機の制御方法について説明する。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の内部には、種々のソフトウェアが組み込まれているが、ここでは本発明にかかる振動型圧縮機の制御方法のフローを示す。
【００２９】
本制御を開始したら、記憶装置（ソフトウェア内部の記憶領域を含む）に予め設定されているマップから基準タイミングＫを読み込む。基準タイミングＫの要素としては、図２に示される繰り返し周期Ｔ、正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４、ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅であり、基本周波数を発生する（ステップＳ０，基本波形発生ステップ）。
【００３０】
上記ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅を、入力端子（Ｒ）から読み込まれたインバータ３ａ入力側の直流電圧値と、及び入力端子（Ｑ）から読み込まれた温度検出素子２９で検出された周囲温度との二つの条件に基づいて演算し、パラメータとして基準タイミングＫを内部メモリにセットする（ステップＳ１，ＰＷＭパルス幅演算ステップ）。インバータ３ａ入力側の直流電圧については、直流電圧値が低い時にはパルス幅が広げられ、高い時には狭められるよう演算され、また、周囲温度については温度が高い時ほどパルス幅を広げるよう演算される。これは振動型圧縮機が冷蔵庫に搭載された場合に、外気温が高い時ほど振動型圧縮機に電力を加えて冷蔵庫の庫内温度を早く所望の温度にするよう制御したいためである。
【００３１】
電磁コイル１がバネ２ａ，２ｂ、及び圧縮機としての吸入・吐出条件と相まった共振周波数に追従するよう、Ｔ２の期間内で電磁コイル１に誘起される電圧が正から負になるゼロクロスポイントを検出する。これは図２に示すり返し周期Ｔの開始点から入力ポートＳがＬ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移した点までの期間をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６のクロック信号を利用して読み込み、このパラメータを検出信号タイミングＡとして内部メモリにセットする（ステップＳ２，ゼロクロスポイント検出ステップ）。
【００３２】
検出信号タイミングＡの内部メモリ値と基準タイミングＫの内部メモリ値を比較して値の大小を判定する（ステップＳ３，タイミング判定ステップ）。
【００３３】
Ａ＜Ｋの場合は、繰り返し周期Ｔの値を減少させ、次のサイクルで繰り返し周期Ｔを短くする。また、Ａ＜Ｋの関係が成立しない場合には、繰り返し周期Ｔの値を増加させ、次の周期を長くする（ステップＳ４，周波数補正ステップ）。
【００３４】
これで制御ループの一サイクルは完了しするので「Ｚ」に戻る（リターン）。このサイクルを繰り返すことにより振動型圧縮機の電磁コイル１に供給する交番電圧の大きさと周波数を制御する。
【００３５】
一方の電源であるバッテリ入力４と他方の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の動作について説明する。バッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５を選択的に使用するため、バッテリ入力４は第１の電源スイッチング素子１２及び第２の電源スイッチング素子１３を抵抗１６とツェナーダイオード１７及びゲート抵抗１４、１５で作動させフォトカプラ（１８ａ，１８ｂ）で制御する。ＡＣ／ＤＣ入力５は、抵抗２０とフォトカプラ（１９ａ，１９ｂ）の信号を受けて抵抗２１とコンデンサ２２に接続されるマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｐ）に伝達され判断された結果を、第３のスイッチング素子２５をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｇ）の信号を受けて、ゲート抵抗２６、ゲート分圧抵抗２７及び２８で制御する。
【００３６】
図５を参照して振動型圧縮機の構造を説明する。密閉容器３０の中に有底円筒状の外部鉄心３１、外部鉄心３１と共に磁路を構成する内部鉄心３２（コアポール）、その磁路の内部鉄心３２に配設された永久磁石３３、及び永久磁石３３と外部鉄心３１とで形成される環状の間隙に配置され機械的振動系に振動可能に支えられた電磁コイル１、電磁コイル１に連結されたピストン３４、およびピストン３４を収納するシリンダ・ブロック３５を備え、電磁コイル１に交番電流を供給して前記電磁コイル１に連結されたピストン３４を振動させ、密閉容器３０内に低圧の冷媒を流入し圧縮された高圧の冷媒を吐出するもので、自動車や携帯形などに搭載されている冷蔵庫に応用されるものである。
【００３７】
このような振動型圧縮機の制御装置の構成と制御方法を採用したので、ＰＷＭ信号でスイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータ３ａで駆動コイルに交番電圧を供給して共振周波数追従の制御を行い振動型圧縮機を駆動できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに制御装置を実現でき、小型化及び消費電力の効率化に寄与できる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
振動型圧縮機の制御装置にフルブリッジタイプのインバータとＰＷＭ制御で電磁コイルを駆動でき、電磁コイルの誘起電圧から駆動する周期を補正できるので、入力電源として使用できる電圧幅が広がり多様な電源による車載又は携帯用冷蔵庫に搭載できる。
【符号の説明】
【００３９】
１ 電磁コイル
２ａ，２ｂ バネ
３ 制御回路部
３ａ インバータ
４ バッテリ入力
５ ＡＣ／ＤＣ入力
６ マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）
７〜１０ スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ 第１のスイッチング素子
１３ 第２のスイッチング素子
１４，１５ ゲート抵抗
１６ 抵抗
１７ ツェナーダイオード
１８ａ，１８ｂ 第１のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
１９ａ，１９ｂ 第２のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
２０ 抵抗
２１ 負荷抵抗
２２ コンデンサ
２３ コンパレータ
２４ アンド回路
２５ 第３のスイッチング素子
２６ ゲート抵抗
２７，２８ ゲート分圧抵抗
２９ 温度検出素子
３０ 密閉容器
３１ 外部鉄心
３２ 内部鉄心
３３ 永久磁石
３４ ピストン
３５ シリンダ・ブロック
Ｓ０ 基本波形発生ステップ
Ｓ１ ＰＷＭパルス幅演算ステップ
Ｓ２ ゼロクロスポイント検出ステップ
Ｓ３ タイミング判定ステップ
Ｓ４ 周波数補正ステップ
１０１ バッテリ
１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０３ ＡＣ商用電源
１０４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０５，１０６ ダイオード
１０７ 振動型圧縮機
１０８ インバータ
１０９ 第１のトランジスタ
１１０ 第２のトランジスタ
１１１ インバータ制御部
１１２ 周波数追従回路
１１３ 発振回路
１１４ 駆動制御回路
１１５ コンデンサ
１１６ 直流ファンモータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、冷蔵庫等の冷媒を往復駆動で圧縮する振動型圧縮機の制御方法及び制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載又は、携帯用の冷蔵庫等の冷媒を圧縮する圧縮機は小型・高効率等の市場要求に鑑み、振動型圧縮機が搭載される場合がある。当該振動型圧縮機の駆動装置としては、図６に示されるような制御装置が知られている（特開２００１−１７８１４９号公報参照）。直流電源として、１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により一定の直流電圧に変換した第１の電源と、ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により一定の直流電圧に変換した第２の電源とをダイオード１０５又は１０６を介して接続し、インバータ１０８により交流電圧に変換して振動型圧縮機１０７に供給される。インバータ１０８は、第１のトランジスタ１０９と第２のトランジスタ１１０とを備えており、これらトランジスタ１０９、１１０が交互にオンとなって交流電圧を発生させる。
【０００３】
インバータ制御部１１１は、周波数追従回路１１２により、振動型圧縮機１０７の機械的共振周波数に追従する周波数に制御するように、抵抗ｒで検出したインバータ電流に基づき、発振回路１１３、及び駆動制御回路１１４を介して第１及び第２のトランジスタ１０９、１１０が交互にオンするよう制御している。
【０００４】
インバータ１０８から振動型圧縮機１０７には直列接続のコンデンサ１１５を介し、直流分をカットして電流が供給される。コンデンサ１１５の両端には一定の直流電圧を取り出すことができるのを利用して、コンデンサ１１５両端に直流ファンモータ１１６を接続して、冷蔵庫の放熱器冷却用として利用している。
【０００５】
しかし、このような制御装置は、バッテリ１０１が１２Ｖ系（主に普通乗用車）と２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）に対応するためのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が必要であり、市場の更なる小型化、効率化に応えるための技術開発が期待されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１７８１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するため、交流商用電源を直流変換した電源入力系と、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系を両立させたうえで、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できる制御方法及び制御装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、電磁コイルをフルブリッジタイプのインバータでＰＷＭ駆動し、入力電圧の変動をＰＷＭパルス幅で制御するとともに、電磁コイルに誘起される電圧のゼロクロスポイントの検出に基づいて基本周期を補正することを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の振動型圧縮機の制御方法及び制御装置は、ＰＷＭ信号でスイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータで駆動コイルに交番電圧を供給するため、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できるので、制御装置の小型化及び消費電力の効率化に寄与できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は本発明を適用する振動型圧縮機の制御装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図２】図２は本発明の制御方法を示した説明図（タイミングチャート）である。
【図３】図３は本発明の振動型圧縮機の制御方法における説明図である。
【図４】図４は本発明の制御方法を示すフローチャートである。
【図５】図５は本発明を適用する振動型圧縮機の構造の一例を示す説明図である。
【図６】図６は従来技術の振動型圧縮機の駆動装置の概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
振動型圧縮機を駆動するインバータは、スイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプにし、マイクロプロセッサで生成したＰＷＭ信号で前記スイッチング素子を作動させて振動型圧縮機の電磁コイルを正負の両極性で駆動するとともに、正負に切り換る際に前記電磁コイルに誘起される電圧に基づいて振動型圧縮機の周期を制御する方法を採用することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを介することなく振動型圧縮機の制御を実現した。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明を適用する振動型圧縮機の制御装置の一例を示す概略ブロック図である。当該振動型圧縮機の構造については後述するが、１は振動型圧縮機の電磁コイル、２ａ及び２ｂは電磁コイルと実質的に一体化されたピストン３４を機械的振動系として振動可能に支持する一対のバネである。３は電磁コイル１を駆動する制御回路部、４は１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ入力、５は１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源であるところのＡＣ／ＤＣ入力である。
【００１３】
制御回路部３の内部構成を説明すると、６はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）、７〜１０はスイッチング素子で、これらをＨ形のフルブリッジタイプに配置してインバータ３ａを構成し、電磁コイル１を電気的に駆動する。１１はインバータ３ａの入力直流電圧を保持するコンデンサ、１２及び１３は一方の電源であるバッテリ入力の導通制御をする第１及び第２の電源スイッチング素子（１２Ｄ及び１３Ｄは素子内部のダイオード）、１４及び１５は第１及び第２の電源スイッチング素子のゲート抵抗、１６の抵抗と１７のツェナーダイオードの両素子はバッテリ入力の電圧を定電圧化し第１及び第２の電源スイッチング素子のゲート電圧を生成するものである。なお、スイッチング素子７〜１０は、望ましくはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いるが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用してもよい。なお、第１及び第２の電源スイッチング素子１２、１３、及び後述する第３の電源スイッチング素子２５についてはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる。
【００１４】
１８ａ及び１８ｂは、１８ａの発光ダイオード部と１８ｂの受光トランジスタ部が一体となって一つのフォトカプラを構成する公知のものである。また、１９ａ及び１９ｂも同様な一つのフォトカプラである。２０はフォトカプラ１８ａと１９ａの入力信号用の抵抗、２１はフォトカプラの受光トランジスタ部１９ｂの負荷抵抗、２２はコンデンサである。
【００１５】
２３は振動型圧縮機の電磁コイル１に誘起される電圧検出用のコンパレータ、２４はコンパレータ２３の出力とマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）とを入力として、論理アンド出力をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｓ）に出力するアンド回路である。
【００１６】
２５は他方の電源であるＡＣ／ＤＣ入力の導通制御をする第３のスイッチング素子（２５Ｄは素子内部のダイオード）、２６は第３のスイッチング素子のゲート抵抗、２７及び２８はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｇ）の信号を受けて第３のスイッチング素子２５をオンオフさせるためのゲート分圧抵抗である。
【００１７】
スイッチング素子７〜１０をＨ形に配置してフルブリッジタイプに構成したインバータ３ａの入力側はコンデンサ１１の両端に蓄えられる直流電圧である。この直流電圧値、即ちコンデンサ１１の両端の電圧値はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｒ）から取り込まれて直流電圧値として検出される。
【００１８】
２９は温度検出素子であり、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｑ）に接続される。なお、温度検出素子２９について具体的にはサーミスタ、熱電対等の温度によりその抵抗値、電圧等の物理量が変化するものが用いられる。
【００１９】
次に、振動型圧縮機の制御について説明する。図１を参照してマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６には、出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄを有しており、図示しないドライブユニットを介して、スイッチング素子７、８、９、１０の各々ゲート端子ａ、ｂ、ｃ、ｄに接続されている。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄは、Ｈ（ハイレベル）又はＬ（ローレベル）が出力され、その信号に応じてスイッチング素子７、８、９、１０がオン又はオフするようにされている。
【００２０】
図２を併せて参照して、振動型圧縮機の電磁コイル１に印加される電圧Ｖは、繰り返し周期Ｔとした交番電圧であり、繰り返し周期Ｔは正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４の和である。ＰＷＭとはパルス幅変調のことであり、Ｔ１の通電期間内では、繰り返し周期Ｔを例えば２５６個に分割した周期で正方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ１の中央を境に、Ｔ１の初期から徐々に増加し、中央からＴ２に向かい徐々に減少する。
【００２１】
同様に、Ｔ３の通電期間内では、繰り返し周期ＴをＴ１と同じ２５６個に分割した周期で負方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ３の中央を境に、Ｔ３の初期から徐々に増加し、中央からＴ４に向かい徐々に減少する。Ｔ２の期間は、スイッチング素子７、８、９をオフ、スイッチング素子１０のみオンに制御される。また、Ｔ４の期間は、スイッチング素子７、９、１０はオフ、スイッチング素子８のみオンに制御される。上記Ｔ２とＴ４の期間内で、後述するように電磁コイル１には誘起電圧が発生するため、誘起電圧を検出するコンパレータ２３が電磁コイル１の両端に接続されている。コンパレータ２３は電磁コイル１の誘起電圧が正から負に切り換るゼロクロスポイントをとらえて、Ｌ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移するように設定され、アンド回路２４の一方の入力端子に信号が伝達される。
【００２２】
前記のＰＷＭ通電期間であるＴ１及びＴ３の期間内において、コンパレータ２３が電圧Ｖのオンオフの影響を受けても制御に影響を与えないよう、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）から、Ｔ２及びＴ４の期間内のみＨ（ハイレベル）を出力して（図２のＭの遷移状態参照）、アンド回路２４の他方の入力端子に信号を与える。アンド回路２４は上記の一方及び他方の入力レベルを判定して、その論理出力結果をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＳに伝達する（図２のＳの遷移状態参照）。
【００２３】
図２及び図３を参照しつつ、電磁コイル１に誘起電圧が発生するメカニズムを説明する。
【００２４】
初めにＴ１の期間では、スイッチング素子７及び１０をオフ、スイッチング素子８をオンし、スイッチング素子９を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせる。電流は図３のｉ１の向きに流れ、電磁力により電磁コイル１はＦ１の方向に移動する。電磁コイル１の移動に伴ってバネ２ａは圧縮され、同時にバネ２ｂは伸展して力が貯えられ、それによりＦ２の方向に力が作用されつつスイッチング素子９のＰＷＭ信号の正方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ１とＦ２が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００２５】
次にＴ２の期間では、スイッチング素子７、８、９はオフに制御され、スイッチング素子１０のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ２方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を正とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ２方向にスイッチング素子１０及びスイッチング素子８の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は正から負の電圧に切り換る。
【００２６】
更に、Ｔ３の期間では、スイッチング素子８及び９をオフ、スイッチング素子１０をオンし、スイッチング素子７を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせると、Ｔ１の期間とは反対のＦ２の方向に電磁コイル１が移動し始める。バネ２ａは圧縮から伸展へ、同時にバネ２ｂは伸展から圧縮され力が貯えられていく。それによりＦ１の方向に力が作用されつつＰＷＭ信号を負方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ２とＦ１が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００２７】
最後にＴ４の期間では、スイッチング素子７、９、１０はオフに制御され、スイッチング素子８のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ１方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を負とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ１方向にスイッチング素子８及びスイッチング素子１０の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は負から正の電圧に切り換る。連続したＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の期間をひとつの繰り返し周期Ｔとなって、次の繰り返し周期Ｔに移行していく。
【００２８】
次に、図４のフローチャートを参照して、振動型圧縮機の制御方法について説明する。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の内部には、種々のソフトウェアが組み込まれているが、ここでは本発明にかかる振動型圧縮機の制御方法のフローを示す。
【００２９】
本制御を開始したら、記憶装置（ソフトウェア内部の記憶領域を含む）に予め設定されているマップから基準タイミングＫを読み込む。基準タイミングＫの要素としては、図２に示される繰り返し周期Ｔ、正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４、ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅であり、基本周波数を発生する（ステップＳ０，基本波形発生ステップ）。
【００３０】
上記ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅を、入力端子（Ｒ）から読み込まれたインバータ３ａ入力側の直流電圧値と、及び入力端子（Ｑ）から読み込まれた温度検出素子２９で検出された周囲温度との二つの条件に基づいて演算し、パラメータとして基準タイミングＫを内部メモリにセットする（ステップＳ１，ＰＷＭパルス幅演算ステップ）。インバータ３ａ入力側の直流電圧については、直流電圧値が低い時にはパルス幅が広げられ、高い時には狭められるよう演算され、また、周囲温度については温度が高い時ほどパルス幅を広げるよう演算される。これは振動型圧縮機が冷蔵庫に搭載された場合に、外気温が高い時ほど振動型圧縮機に電力を加えて冷蔵庫の庫内温度を早く所望の温度にするよう制御したいためである。
【００３１】
電磁コイル１がバネ２ａ，２ｂ、及び圧縮機としての吸入・吐出条件と相まった共振周波数に追従するよう、Ｔ２の期間内で電磁コイル１に誘起される電圧が正から負になるゼロクロスポイントを検出する。これは図２に示すり返し周期Ｔの開始点から入力ポートＳがＬ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移した点までの期間をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６のクロック信号を利用して読み込み、このパラメータを検出信号タイミングＡとして内部メモリにセットする（ステップＳ２，ゼロクロスポイント検出ステップ）。
【００３２】
検出信号タイミングＡの内部メモリ値と基準タイミングＫの内部メモリ値を比較して値の大小を判定する（ステップＳ３，タイミング判定ステップ）。
【００３３】
Ａ＜Ｋの場合は、繰り返し周期Ｔの値を減少させ、次のサイクルで繰り返し周期Ｔを短くする。また、Ａ＜Ｋの関係が成立しない場合には、繰り返し周期Ｔの値を増加させ、次の周期を長くする（ステップＳ４，周波数補正ステップ）。
【００３４】
これで制御ループの一サイクルは完了しするので「Ｚ」に戻る（リターン）。このサイクルを繰り返すことにより振動型圧縮機の電磁コイル１に供給する交番電圧の大きさと周波数を制御する。
【００３５】
一方の電源であるバッテリ入力４と他方の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の動作について説明する。バッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５を選択的に使用するため、バッテリ入力４は第１の電源スイッチング素子１２及び第２の電源スイッチング素子１３を抵抗１６とツェナーダイオード１７及びゲート抵抗１４、１５で作動させフォトカプラ（１８ａ，１８ｂ）で制御する。ＡＣ／ＤＣ入力５は、抵抗２０とフォトカプラ（１９ａ，１９ｂ）の信号を受けて抵抗２１とコンデンサ２２に接続されるマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｐ）に伝達され判断された結果を、第３のスイッチング素子２５をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｇ）の信号を受けて、ゲート抵抗２６、ゲート分圧抵抗２７及び２８で制御する。
【００３６】
図５を参照して振動型圧縮機の構造を説明する。密閉容器３０の中に有底円筒状の外部鉄心３１、外部鉄心３１と共に磁路を構成する内部鉄心３２（コアポール）、その磁路の内部鉄心３２に配設された永久磁石３３、及び永久磁石３３と外部鉄心３１とで形成される環状の間隙に配置され機械的振動系に振動可能に支えられた電磁コイル１、電磁コイル１に連結されたピストン３４、およびピストン３４を収納するシリンダ・ブロック３５を備え、電磁コイル１に交番電流を供給して前記電磁コイル１に連結されたピストン３４を振動させ、密閉容器３０内に低圧の冷媒を流入し圧縮された高圧の冷媒を吐出するもので、自動車や携帯形などに搭載されている冷蔵庫に応用されるものである。
【００３７】
このような振動型圧縮機の制御装置の構成と制御方法を採用したので、ＰＷＭ信号でスイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータ３ａで駆動コイルに交番電圧を供給して共振周波数追従の制御を行い振動型圧縮機を駆動できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに制御装置を実現でき、小型化及び消費電力の効率化に寄与できる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
振動型圧縮機の制御装置にフルブリッジタイプのインバータとＰＷＭ制御で電磁コイルを駆動でき、電磁コイルの誘起電圧から駆動する周期を補正できるので、入力電源として使用できる電圧幅が広がり多様な電源による車載又は携帯用冷蔵庫に搭載できる。
【符号の説明】
【００３９】
１ 電磁コイル
２ａ，２ｂ バネ
３ 制御回路部
３ａ インバータ
４ バッテリ入力
５ ＡＣ／ＤＣ入力
６ マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）
７〜１０ スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ 第１のスイッチング素子
１３ 第２のスイッチング素子
１４，１５ ゲート抵抗
１６ 抵抗
１７ ツェナーダイオード
１８ａ，１８ｂ 第１のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
１９ａ，１９ｂ 第２のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
２０ 抵抗
２１ 負荷抵抗
２２ コンデンサ
２３ コンパレータ
２４ アンド回路
２５ 第３のスイッチング素子
２６ ゲート抵抗
２７，２８ ゲート分圧抵抗
２９ 温度検出素子
３０ 密閉容器
３１ 外部鉄心
３２ 内部鉄心
３３ 永久磁石
３４ ピストン
３５ シリンダ・ブロック
Ｓ０ 基本波形発生ステップ
Ｓ１ ＰＷＭパルス幅演算ステップ
Ｓ２ ゼロクロスポイント検出ステップ
Ｓ３ タイミング判定ステップ
Ｓ４ 周波数補正ステップ
１０１ バッテリ
１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０３ ＡＣ商用電源
１０４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０５，１０６ ダイオード
１０７ 振動型圧縮機
１０８ インバータ
１０９ 第１のトランジスタ
１１０ 第２のトランジスタ
１１１ インバータ制御部
１１２ 周波数追従回路
１１３ 発振回路
１１４ 駆動制御回路
１１５ コンデンサ
１１６ 直流ファンモータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルと、該電磁コイルに特定周期の交番電圧を供給するインバータと、該交番電圧を制御する制御部とを備える振動型圧縮機の制御方法であって、前記制御部は、記憶装置に予め記憶されたマップに基づいて基本周期を生成する基本周期発生手段と、ＰＷＭ制御のパルス幅を演算する手段と、前記電磁コイルに誘起される電圧を検出しゼロクロスポイントを測定する期間測定手段と、該電圧のゼロクロスポイントの測定結果に基づいて前記電磁コイルに交番電圧を供給する基本周期を補正する周期補正手段とを備え、該基本周期発生手段により、前記特定周期の交番電圧を生成するための基本波形発生ステップと、前記パルス幅演算手段により、前記交番電圧の大きさを決定するＰＷＭパルス幅演算ステップと、前記期間測定手段により、前記特定周期の一周期内の始めからゼロクロスポイントまでの期間を求めるゼロクロスポイント検出ステップと、該ゼロクロスポイントまでの期間を判定するタイミング判定ステップと、該判定ステップの結果に基づいて前記周期補正手段で基本周期を補正する周期補正ステップとを有することを特徴とする振動型圧縮機の制御方法。
【請求項２】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルとを備える振動型圧縮機を駆動する制御装置において、スイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータと、基本周期とＰＷＭ信号を生成するマイクロプロセッサと、前記振動型圧縮機における電磁コイルの誘起電圧のゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出手段と、該ゼロクロスポイントから前記基本周期を補正する演算手段を備え、補正後の周期で前記インバータを駆動することを特徴とする振動型圧縮機の制御装置。
【請求項１】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルと、該電磁コイルに特定周期の交番電圧を供給するインバータと、該交番電圧を制御する制御部とを備える振動型圧縮機の制御方法であって、前記制御部は、記憶装置に予め記憶されたマップに基づいて基本周期を生成する基本周期発生手段と、ＰＷＭ制御のパルス幅を演算する手段と、前記電磁コイルに誘起される電圧を検出しゼロクロスポイントを測定する期間測定手段と、該電圧のゼロクロスポイントの測定結果に基づいて前記電磁コイルに交番電圧を供給する基本周期を補正する周期補正手段とを備え、該基本周期発生手段により、前記特定周期の交番電圧を生成するための基本波形発生ステップと、前記パルス幅演算手段により、前記交番電圧の大きさを決定するＰＷＭパルス幅演算ステップと、前記期間測定手段により、前記特定周期の一周期内の始めからゼロクロスポイントまでの期間を求めるゼロクロスポイント検出ステップと、該ゼロクロスポイントまでの期間を判定するタイミング判定ステップと、該判定ステップの結果に基づいて前記周期補正手段で基本周期を補正する周期補正ステップとを有することを特徴とする振動型圧縮機の制御方法。
【請求項２】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルとを備える振動型圧縮機を駆動する制御装置において、スイッチング素子をＨ形に配置したフルブリッジタイプのインバータと、基本周期とＰＷＭ信号を生成するマイクロプロセッサと、前記振動型圧縮機における電磁コイルの誘起電圧のゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出手段と、該ゼロクロスポイントから前記基本周期を補正する演算手段を備え、補正後の周期で前記インバータを駆動することを特徴とする振動型圧縮機の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−１６９２４９（Ｐ２０１１−１６９２４９Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３４３５５（Ｐ２０１０−３４３５５）
【出願日】平成２２年２月１９日（２０１０．２．１９）
【出願人】（０００２５３０７５）澤藤電機株式会社 (31)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月１９日（２０１０．２．１９）
【出願人】（０００２５３０７５）澤藤電機株式会社 (31)
【Ｆターム（参考）】
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