無線送信機、送信信号電力調整装置および送信信号電力調整方法
【課題】簡易かつ低コストで送信信号電力の調整を行えるようにする。
【解決手段】１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し送信アンテナ３に供給する矩形波信号生成部１０２を備える。送信アンテナ３から出力される信号は、それぞれの矩形波信号に基づく高周波パルス信号の重ね合わせとなる。したがって、矩形波信号を生成する時間間隔を調整することにより、重ね合わされた高周波パルス信号の電力が加算され、送信信号電力が増幅される。
【解決手段】１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し送信アンテナ３に供給する矩形波信号生成部１０２を備える。送信アンテナ３から出力される信号は、それぞれの矩形波信号に基づく高周波パルス信号の重ね合わせとなる。したがって、矩形波信号を生成する時間間隔を調整することにより、重ね合わされた高周波パルス信号の電力が加算され、送信信号電力が増幅される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号を無線送信する無線送信機および無線送信方法に関し、特に、送信信号電力を調整する無線送信機、送信信号電力調整装置および送信信号電力調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル信号を無線送信する無線送信機としては、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（ベースバンド信号）で搬送波（キャリア）を変調する無線送信機が用いられている。図１２は、この種の従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。この無線送信機は、搬送波を生成する電圧制御発振器５０１と、搬送波に送信したいベースバンド信号を乗算することにより搬送波を変調する乗算器５０２と、変調された搬送波すなわち被変調波を増幅する送信信号電力調整装置としてのパワーアンプ５０３と、増幅された被変調波により励振される送信アンテナ５０４とを有する。
【０００３】
送信アンテナ５０４から送信される信号の電力に応じて、無線通信可能な距離が変わる。したがって、近距離通信用なのか遠距離通信用なのかにより、送信信号電力を調整する必要がある。また、通信環境によって通信可能な距離が変わっても通信できるように、さらに他の無線機器（同じシステムのものに限らない）への干渉を低減するために、送信信号電力を適宜調整可能にしたいという要請もある。従来の無線送信機では、送信信号電力をパワーアンプ５０３のゲインで調整することができる。
【０００４】
図１３は、従来のパワーアンプ５０３の一構成例を示す回路図である。このパワーアンプ５０３は、高周波アナログ回路から構成され、トランジスタからなる２つの増幅回路Ｍ１およびＭ２を有する。また、前段の増幅回路Ｍ１の入力側、前段の増幅回路Ｍ１と後段の増幅回路Ｍ２との間、および後段の増幅回路Ｍ２の出力側には、それぞれ整合回路ＭＡＴ１，ＭＡＴ２およびＭＡＴ３が設けられている。なお、図１３において、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、ＲＦＣ１，ＲＦＣ２はチョークコイルである。この例では、後段の増幅回路Ｍ２のバイアス電圧Ｖｂによって、パワーアンプ５０３のゲインを調整することができる（例えば、非特許文献１を参照）。
【０００５】
一方、搬送波を用いずにベースバンド信号を無線送信するキャリアフリー方式の無線送信機として、ＵＷＢ（Ultra Wideband）無線送信機が提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。ＵＷＢ無線送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯域を用いて無線通信を行うため、送信信号電力調整装置としてのパワーアンプも非常に広帯域なものが必要となる。
【０００６】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特表２００３−５２９２７３号公報（国際公開第０１／０７３９６５号パンフレット）
【特許文献２】特表２００３−５３５５５２号公報（国際公開第０１／０９３４４１号パンフレット）
【非特許文献１】黒田忠広 監訳，「ＲＦマイクロエレクトロニクス」，丸善株式会社，ｐ．３５１−３５２，ＩＳＢＮ ４−６２１−０７００５−３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、搬送波を用いる従来の無線送信機のパワーアンプ５０３は、高周波アナログ回路から構成されるため、設計が難しく、コストがかかるという問題があった。
また、搬送波を用いない従来の無線送信機では、パワーアンプの帯域が非常に広いため、パワーアンプの設計が更に複雑になり実装が難しく、コストがかかるという問題があった。加えて、パワーアンプの帯域を広く保ちつつゲインを調節することは更に難しく、コストがかかるという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡易かつ低コストで送信信号電力の調整を行えるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような目的を達成するために、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号により励振されるアンテナとを備え、前記矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る送信信号電力調整装置は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給する矩形波信号生成手段を備え、この矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする。
ここで、前記調整手段は、前記時間間隔を前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）に調整することができる。
【００１１】
また、前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路とを備え、前記調整手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を調整するようにしてもよい。
また、前記矩形波信号生成手段は、前記複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択して前記アンテナに出力するスイッチを更に備えるようにしてもよい。
【００１２】
また、上述した送信信号電力調整装置は、前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えるものであってもよい。
【００１３】
また、本発明に係る送信信号電力調整方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給するステップと、前記矩形波信号を生成する時間間隔により送信信号電力を調整するステップとを備えることを特徴とする。
ここで、前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）の時間間隔で前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
また、前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに基づき前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明では、１ビットのデータに対応して矩形波信号を２以上生成し、これらの矩形波信号をアンテナに供給する。このため、アンテナから出力される信号は、それぞれの矩形波信号に基づく高周波パルス信号の重ね合わせとなる。したがって、矩形波信号が生成される時間間隔を調整することにより、送信信号電力の調整が可能となる。
一方、本発明の各手段は簡単なディジタル回路で実現でき、図１３に示したような高周波アナログ回路からなる従来のパワーアンプを用いる必要がない。したがって、設計が簡易になり、低コストで送信信号電力を調整することが可能となる。
【００１５】
また、遅延回路と演算回路とからなる複数の矩形波信号生成回路により、１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成することができる。さらに、２段目以降の矩形波信号生成回路に含まれる遅延回路の遅延量により、矩形波信号が生成される時間間隔を変え、送信信号電力を調整することができる。
また、複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択することにより、１ビットのデータに基づく矩形波信号の数が決定する。この矩形波信号の数、すなわち電力加算に寄与する高周波パルス信号の数により、送信信号電力を調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照し、本発明について詳細に説明する。本発明の実施の形態の説明に入る前に、その基本となる無線送信機について説明する。図１は、この無線送信機の構成を示すブロック図である。図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）をそのデータ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により励振される送信アンテナ３とから構成される。なお、「矩形波信号」とは、電圧の立ち上がりから立ち下がりまで（場合によっては、立ち下がりから立ち上がりまで）の電圧変化をいう。
【００１７】
信号変換部１は更に、上記データ信号とこのデータ信号に同期したクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されるインバータ回路１３とから構成される。
【００１８】
データ信号とクロック信号とは、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すように、データ信号の状態「１」のとき、１ビットに対し１クロック分だけ状態が「１」となる。一方、ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎにはその出力端子ｏｕｔから出力される出力信号Ｓ１の反転信号が入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号の状態が「１」から「０」に遷移するごとに、出力信号Ｓ１の状態が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。
したがって、信号Ｓ１は図２（Ｄ）に示すように、データ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する。より具体的には、状態「１」のビットのＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移する。言い換えれば、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号の状態「１」にビットに対応することになる。
【００１９】
なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号を状態「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。また、状態「１」のビットのＤｕｔｙ０％（始まり）または１００％（終わり）の位置で状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。
【００２０】
また、矩形波信号生成部２は更に、信号Ｓ１を任意の時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号（時間Ｔ遅延した信号Ｓ１）との排他的論理和（Exclusive OR，ＸＯＲ）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と時間Ｔ遅延した信号Ｓ１との排他的論理和を演算することにより、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに一致して、パルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、遅延回路２１の遅延量によって決まる。なお、矩形波信号Ｓ２のスペクトルを図３に示す。
【００２１】
矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ３に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ３から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号の状態「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。
【００２２】
ここで、遅延回路２１の構成例について説明する。図４は、遅延回路２１の構成例を示す回路図である。
遅延回路２１は、図４（Ａ）に示すようなＤＦＦ４１で実現することができる。遅延回路２１をＤＦＦ４１で実現する場合には、ＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数によってＤＦＦ４１の遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、クロック制御回路５１を用いてＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。
【００２３】
遅延回路２１はまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図４（Ｂ）には、インバータ回路４２，４５を２段つなげて遅延回路２１を実現する例が示されている。４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできる。
インバータ回路４２，４５は、例えば図４（Ｃ）に示すように、電圧源ｖｄｄと接地との間に直列に接続されたＰＭＯＳ６１およびＮＭＯＳ６２から実現することができる。
【００２４】
図４（Ｂ）に示す例では、インバータ回路４２，４５の出力端子がＭＯＳスイッチ４３，４６および容量４４，４７を介して接地されている。ＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖによってインバータ回路４２，４５の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、電圧制御回路５２を用いてＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖを可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。この場合には、ＤＦＦ４１のようにクロック信号Ｃを供給する必要がなくなり、遅延回路２１を簡易に実現することができる。
また、ＭＯＳスイッチ４３，４６の代わりに抵抗を用いて遅延回路２１を実現してもよい。この場合にもＲＣ時定数により遅延量を調整できる。いずれにせよ、遅延回路２１は、図４に示した構成には限定されない。
【００２５】
以下、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３に供給することにより、送信アンテナ３からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとる。
【００２６】
図５は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。矩形波信号は、矩形波信号と同周期の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）、という奇数（２ｎ＋１、ｎは非負整数）次の高調波信号成分からなる。したがって、図２（Ｅ）に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。このため、中心周波数が１／２Ｔまたはその奇数倍のアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３を上述した正弦波信号またはその高次高調波信号で励振し、ＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
【００２７】
具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の信号周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓ）となり、高次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・となる。このため、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚといったアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
２ｎ＋１次高調波成分の信号振幅は、図５に示すように矩形波信号の信号振幅に比べ１／（２ｎ＋１）になる（３次高調波では１／３、５次高調波では１／５）。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信信号電力が小さくなる。
なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、送信アンテナ３の中心周波数が（２ｎ＋１）／２Ｔとなるように決めることができる。
【００２８】
図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図６（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ３に供給すると、送信アンテナ３からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図６（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。
このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ３のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。
矩形波信号Ｓ２のスペクトルが示されている図３を参照すると、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／２Ｔに相当するから、３次高調波成分を送信アンテナ３から出力する場合には、図３に示すような帯域の送信アンテナ３を用意すればよい。
【００２９】
一般的な近距離の微弱無線通信では、その送信信号電力がかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。
【００３０】
矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現がより難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、１ｎｓの遅延量を実現する必要がある。これに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、５ｎｓの遅延量を実現すればよい。遅延回路２１を図４（Ａ）に示すようにＤＦＦ４１で実現する場合では、前者は１ＧＨｚのクロック信号Ｃが必要になるのに対し、後者は２００ＭＨｚのクロック信号Ｃであればよく、クロック生成が高次高調波成分を利用する場合の方が容易である。
さらに、遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延量が大きければ、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。
また、規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。
【００３１】
次に、本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置について説明する。
図７は、本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置が適用される無線送信機の構成を示すブロック図である。この図７では、図１に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１と同一符号を用いている。また、図８は、図７に示す無線送信機の各部の信号波形および信号スペクトルの一例を示す図である。
図７に示す無線送信機は、図１に示した無線送信機の矩形波信号生成部２に代えて、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して１つまたは２つの矩形波信号を選択的に出力することにより送信信号電力の調整を行う送信信号電力調整部１０２を用いるものである。
【００３２】
送信信号電力調整部１０２は、縦続接続された第１および第２の矩形波信号生成回路２ａ，２ｂからなる矩形波信号生成部２０と、第１の矩形波信号生成回路２ａの出力端子と送信アンテナ３との間に配置された第１のスイッチ２３ａと、第２の矩形波信号生成回路２ｂの出力端子と送信アンテナ３との間に配置された第２のスイッチ２３ｂと、第１および第２のスイッチ２３ａ，２３ｂの開閉を選択的に制御するスイッチ制御回路２４とから構成される。
【００３３】
第１の矩形波信号生成回路２ａは、図１における矩形波信号生成部２と同等のものであり、遅延回路２１ａと排他的論理和回路２２ａとから構成され、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して、図８（Ａ）に示すようなパルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３を１つずつ生成する。矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が遅延回路２１ａの遅延量で決まることは、上述したとおりである。信号Ｓ１はデータ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移するので、第１の矩形波信号生成回路２ａからはデータ信号の状態「１」のビットに対応して１つの矩形波信号Ｓ３が出力される。なお、矩形波信号Ｓ３のスペクトルは、図８（Ｂ）に示すようになる。
【００３４】
第２の矩形波信号生成回路２ｂは、遅延回路２１ｂと排他的論理和回路２２ｂとから構成される。遅延回路２１ｂは、第１の矩形波信号生成回路２ａから入力される矩形波信号Ｓ３を時間Ｔ２遅延させて出力する。排他的論理和回路２２ｂは、矩形波信号Ｓ３と遅延回路２１ｂの出力信号（時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３）との排他的論理和を演算する。パルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３と時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３との排他的論理和を演算することにより、図８（Ｃ）に示すように、パルス幅Ｔ１の矩形波信号がＴ２の時間間隔で２つ生成される。時間間隔Ｔ２は、遅延回路２１ｂの遅延量によって決まる。第２の矩形波信号生成回路２ｂからは、データ信号の状態「１」のビットに対応して２つの矩形波信号が出力されることになる。これらの矩形波信号を矩形波信号Ｓ４と呼ぶ。なお、矩形波信号Ｓ４のスペクトルは、図８（Ｄ）に示すようになる。
【００３５】
スイッチ制御回路２４は、第１および第２のスイッチ２３ａ，２３ｂのいずれか一方を閉じるように制御する。第１のスイッチ２３ａが閉じているときには、第２のスイッチ２３ｂが開き、第１の矩形波信号生成回路２ａから出力される矩形波信号Ｓ３が送信アンテナ３に供給される。逆に、第２のスイッチ２３ｂが閉じているときには、第１のスイッチ２３が開き、第２の矩形波信号生成回路２ｂから出力される矩形波信号Ｓ４が送信アンテナ３に供給される。
【００３６】
矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の高次高調波成分を送信する場合には、その高次高調波成分の次数に応じたアンテナが送信アンテナ３として用いられる。例えば、矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の３次高調波成分を送信する場合には、中心周波数が３／（２・Ｔ１）のアンテナが送信アンテナ３として用いられる。このように高次高調波成分を送信する場合には、送信信号として矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の何れを選択するかにより、送信信号電力を調整することが可能となる。以下、その理由について説明する。
【００３７】
図９は、送信アンテナ３に供給される矩形波信号と送信アンテナ３から出力されるＲＦパルス信号との関係を示す図である。
図９（Ａ）〜（Ｃ）は、単一の矩形波信号を送信アンテナ３に供給し、その３次高調波成分を送信する場合の信号波形であり、矩形波信号Ｓ３を送信アンテナ３に供給する場合に相当する。送信アンテナ３から出力される信号は図９（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号になり、このＲＦパルス信号のパルス幅はアンテナ帯域等に依存して変化する（帯域が広い場合にはパルス幅は短く、狭い場合には長くなる）。
【００３８】
図９（Ｄ）〜（Ｇ）は、図９（Ａ）に示す矩形波信号をそのパルス幅Ｔと同じ時間間隔Ｔを置いて２回繰り返して送信アンテナ３に供給し、その３次高調波成分を送信する場合の信号波形であり、矩形波信号Ｓ４を送信アンテナ３に供給する場合に相当する。送信アンテナ３から出力される信号は、図９（Ｆ）に示すように各矩形波信号に基づくＲＦパルス信号の重ね合わせとなり、その信号波形は図９（Ｇ）に示すようになる。図９（Ｄ）に示すように矩形波信号をそのパルス幅Ｔと同じ時間間隔Ｔを置いて繰り返すと、その３次高調波成分の位相関係は図９（Ｅ）に示すように同位相となる。このような３次高調波成分のＲＦパルス信号を重ね合わせることにより、ＲＦパルス信号の電力が加算され、送信信号電力が大きくなる。
【００３９】
図８（Ｂ）および（Ｄ）において送信アンテナ３の中心周波数３／２Ｔを見ると、第１の矩形波信号生成回路２ａから出力される矩形波信号Ｓ３のスペクトルよりも、第２の矩形波信号生成回路２ｂから出力される矩形波信号Ｓ４のスペクトルの方が、信号電力が大きくなっているのがわかる。矩形波信号Ｓ４では矩形波信号Ｓ３が２回繰り返されているので、信号電力は２倍（６ｄＢ）大きくなっている。
以上のように、矩形波信号Ｓ３を送信するときよりも矩形波信号Ｓ４を送信するときの方が送信信号電力が大きくなるので、送信信号として矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の何れを選択するかにより、送信信号電力を調整することが可能となる。
【００４０】
なお、図９（Ｄ）〜（Ｇ）に示した例は、矩形波信号のパルス幅Ｔとその矩形波信号を繰り返す時間間隔Ｔとが等しいものであった。矩形波信号Ｓ４にあてはめると、矩形波信号Ｓ４を構成する２つの矩形波信号のパルス幅Ｔ１と生成時間間隔（矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりからその次の矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりまでの時間間隔）Ｔ２がＴ２＝２×Ｔ１の関係となる。しかし、３次高調波成分を送信する場合には、各矩形波信号の３次高調波成分の位相関係が同位相になれば信号電力が加算されるので、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／３（ｎは２以上の整数）となるように生成時間間隔Ｔ２を設定すればよい。ｎ＝１が除かれるのは、２つの矩形波信号が重なってしまうからである。なお、ｎの上限は、２つの矩形波信号が図７におけるデータ信号の同一ビットの時間内で生成されるように決められる。
【００４１】
５次高調波成分を送信するのであれば、各矩形波信号の５次高調波成分の位相関係が同位相になるように、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／５（ｎは３以上の整数）となるように設定すればよい。
一般化すれば、Ｘ次高調波成分（Ｘは正の奇数）を送信する場合には、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／Ｘ（ｎはＸ／２よりも大きい整数）とすればよい。
したがって、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を２×Ｔ１×ｎ／Ｘとし、それぞれの矩形波信号の高調波成分の位相関係を同位相とすることにより、送信信号電力を調整することが可能となる。
【００４２】
図１０は、遅延回路２１ａ，２１ｂの構成例を示す回路図である。
図１における遅延回路２１と同様に、遅延回路２１ａ，２１ｂは図１０（Ａ）に示すようなＤＦＦ４１ａ，４１ｂで実現することができる。
遅延回路２１ａをＤＦＦ４１ａで実現する場合には、ＤＦＦ４１ａに供給するクロック信号Ｃ１の周波数によってＤＦＦ４１ａの遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まる。したがって、クロック制御回路５１ａを用いてクロック信号Ｃ１の周波数を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を動的に変化させることができる。この場合には、クロック制御回路５１ａが、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整する調整手段として機能する。
【００４３】
遅延回路２１ｂをＤＦＦ４１ｂで実現する場合には、ＤＦＦ４１ｂに供給するクロック信号Ｃ２の周波数によってＤＦＦ４１ｂの遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ４を構成する２つの矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２が決まる。したがって、クロック制御回路５１ｂを用いてクロック信号Ｃ２の周波数を可変とすることにより、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を動的に変化させることができる。この場合には、クロック制御回路５１ｂが、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を調整する調整手段として機能する。
【００４４】
遅延回路２１ａ，２１ｂはまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図１０（Ｂ）には、インバータ回路４２ａ，４５ａを２段つなげて遅延回路２１ａを実現し、インバータ回路４２ｂ，４５ｂを２段つなげて遅延回路２１ｂを実現する例が示されている。それぞれ４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１ａ，２１ｂを実現することもできる。
図１０（Ｂ）に示す例では、インバータ回路４２ａ，４５ａ，４２ｂ，４５ｂの出力端子がＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａ，４３ｂ，４６ｂおよび容量４４ａ，４７ａ，４４ｂ，４７ｂを介して接地されている。ＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａのゲート端子電圧Ｖ１によってインバータ回路４２ａ，４５ａの出力のＲＣ時定数が決まり、ＭＯＳスイッチ４３ｂ，４６ｂのゲート端子電圧Ｖ２によってインバータ回路４２ｂ，４５ｂの出力のＲＣ時定数が決まり、それぞれの遅延量が決まる。
【００４５】
したがって、電圧制御回路５２ａを用いてＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａのゲート端子電圧Ｖ１を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を動的に変化させることができる。この場合には、電圧制御回路５２ａが、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整する調整手段として機能する。
また、電圧制御回路５２ｂを用いてＭＯＳスイッチ４３ｂ，４６ｂのゲート端子電圧Ｖ２を可変とすることにより、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を動的に変化させることができる。この場合には、電圧制御回路５２ｂが、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を調整する調整手段として機能する。
【００４６】
また、ＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａ，４３ｂ，４６ｂの代わりに抵抗を用いて遅延回路２１ａ，２１ｂを実現してもよい。この場合にもＲＣ時定数により遅延量を調整できる。いずれにせよ、遅延回路２１ａ，２１ｂは、図１０に示した構成には限定されない。
【００４７】
なお、排他的論理和回路（Exclusive OR回路）２２ａ，２２ｂの代わりに、Exclusive NOR回路を用いてもよい。すなわち、入力信号の状態と遅延回路２１ａ，２１ｂの出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路を用いることが可能である。
【００４８】
本実施の形態では、図７に示したように送信信号電力調整部１０２に縦続接続された２つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂを設け、データ信号の状態「１」のビットに対応して１つまたは２つの矩形波信号を出力できるようにした。同様に、送信信号電力調整部に縦続接続された３つ以上の矩形波信号生成回路を設け、データ信号の状態「１」のビットに対応して３つ以上の矩形波信号を出力できるようにしてもよい。矩形波信号の数を増やすことにより、その数に応じたＲＦパルス信号の電力が加算されるので、送信信号電力を更に大きくすることができる。
【００４９】
図１１は、３つの矩形波信号生成回路が設けられた送信信号電力調整部の構成例を示すブロック図である。この図１１では、図１または図７に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１または図７と同一符号を用いている。
【００５０】
図１１に示す送信信号電力調整部２０２には、縦続接続された３つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂ，２ｃからなる矩形波信号生成部２２０が設けられている。２段目以降の矩形波信号生成回路２ｂ，２ｃの遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延量を等しくすることにより、矩形波信号生成回路２ｃの排他的論理和回路２２ｃにおいて、３つの矩形波信号が等しい時間間隔で生成される。これらの矩形波信号を矩形波信号Ｓ５と呼ぶ。遅延回路２１ｂ，２１ｃを図１０（Ａ）と同様にＤＦＦで実現する場合、それぞれの遅延量を等しくするには、遅延回路２１ｂ，２１ｃを構成するＤＦＦに対し同一のクロック制御回路からクロック信号を共通に供給すればよい。また、遅延回路２１ｂ，２１ｃを図１０（Ｂ）と同様にインバータ回路で実現する場合には、遅延回路２１ｂ，２１ｃを構成するインバータ回路に対し同一の電圧制御回路からゲート端子電圧を共通に供給すればよい。いずれにせよ、クロック制御回路および電圧制御回路等の調整手段を用いて、２段目以降の矩形波信号生成回路２ｂ，２ｃに対し遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延量を調整することになる。
【００５１】
矩形波信号生成回路２ｃの出力端子と送信アンテナ３との間には、第３のスイッチ２３ｃ配置されている。スイッチ制御回路２２４は、第１〜第３のスイッチ２３ａ〜２３ｃの開閉を選択的に制御し、矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃから出力される矩形波信号Ｓ３〜Ｓ５の何れかを送信アンテナ３に供給する。矩形波信号Ｓ３〜Ｓ５の何れを選択するかにより、データ信号の状態「１」のビットに対応して送信アンテナ３に供給される矩形波信号の数が決定する。この矩形波信号の数、すなわち電力加算に寄与するＲＦパルス信号の数により、送信信号電力を調整することが可能となる。
なお、送信信号電力調整部においてデータ信号の同一ビットに対応して生成される矩形波信号の数の上限は、これらの矩形波信号がそのビットの時間内に生成されるように決められる。
【００５２】
本実施の形態に係る送信信号電力調整部１０２，２０２は、簡単なディジタル回路で実現でき、図１３に示したような高周波アナログ回路からなる従来のパワーアンプを用いる必要がない。したがって、設計が簡易になり、低コスト、低電力で送信信号電力を調整することが可能となる。
なお、本実施の形態に係る送信信号電力調整部１０２，２０２が適用された無線送信機に対応する無線受信機は、例えば、送信信号を受信する受信アンテナと、受信された信号を増幅するローノイズアンプと、増幅された信号を検波する包絡線検波器と、検波された信号をカウントすることにより図１における信号Ｓ１を復元する２進カウンタと、信号Ｓ１の立ち上がりまたは立ち下がりに同期して状態「１」を出力することにより図１におけるデータ信号を復元する信号変換器とから構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、例えば近距離の微弱無線通信に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の基本となる無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号のスペクトルを示す図である。
【図４】図１における遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図５】矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。
【図６】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。
【図７】本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置が適用される無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図８】図７に示す無線送信機の各部の信号波形および信号スペクトルの一例を示す図である。
【図９】送信アンテナに供給される矩形波信号と送信アンテナから出力されるＲＦパルス信号との関係を示す図である。
【図１０】図７における遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】送信信号電力調整部の変形例を示すブロック図である。
【図１２】搬送波を用いる従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。
【図１３】従来のパワーアンプの一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
１…信号変換部、２，２０，２２０…矩形波信号生成部、１０２，２０２…送信信号電力調整部、２ａ〜２ｃ…矩形波信号生成回路、３…送信アンテナ、１１…ＡＮＤ回路、１２…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、１３…インバータ回路、２１，２１ａ〜２１ｃ…遅延回路、２２，２２ａ〜２２ｃ…排他的論理和回路、２３ａ〜２３ｃ…スイッチ、２４，２２４…スイッチ制御回路、４１，４１ａ，４１ｂ…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、４２，４２ａ，４２ｂ，４５，４５ａ，４５ｂ…インバータ回路、４３，４３ａ，４３ｂ，４６，４６ａ，４６ｂ…ＣＭＯＳスイッチ、４４，４４ａ，４４ｂ，４７，４７ａ，４７ｂ…容量、５１，５１ａ，５１ｂ…クロック制御回路、５２，５２ａ，５２ｂ…電圧制御回路、６１…ＰＭＯＳ、６２…ＮＭＯＳ、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…クロック信号、Ｓ１…信号変換部の出力信号、Ｓ２〜Ｓ５…矩形波信号、Ｖ，Ｖ１，Ｖ２…ゲート端子電圧。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号を無線送信する無線送信機および無線送信方法に関し、特に、送信信号電力を調整する無線送信機、送信信号電力調整装置および送信信号電力調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル信号を無線送信する無線送信機としては、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（ベースバンド信号）で搬送波（キャリア）を変調する無線送信機が用いられている。図１２は、この種の従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。この無線送信機は、搬送波を生成する電圧制御発振器５０１と、搬送波に送信したいベースバンド信号を乗算することにより搬送波を変調する乗算器５０２と、変調された搬送波すなわち被変調波を増幅する送信信号電力調整装置としてのパワーアンプ５０３と、増幅された被変調波により励振される送信アンテナ５０４とを有する。
【０００３】
送信アンテナ５０４から送信される信号の電力に応じて、無線通信可能な距離が変わる。したがって、近距離通信用なのか遠距離通信用なのかにより、送信信号電力を調整する必要がある。また、通信環境によって通信可能な距離が変わっても通信できるように、さらに他の無線機器（同じシステムのものに限らない）への干渉を低減するために、送信信号電力を適宜調整可能にしたいという要請もある。従来の無線送信機では、送信信号電力をパワーアンプ５０３のゲインで調整することができる。
【０００４】
図１３は、従来のパワーアンプ５０３の一構成例を示す回路図である。このパワーアンプ５０３は、高周波アナログ回路から構成され、トランジスタからなる２つの増幅回路Ｍ１およびＭ２を有する。また、前段の増幅回路Ｍ１の入力側、前段の増幅回路Ｍ１と後段の増幅回路Ｍ２との間、および後段の増幅回路Ｍ２の出力側には、それぞれ整合回路ＭＡＴ１，ＭＡＴ２およびＭＡＴ３が設けられている。なお、図１３において、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、ＲＦＣ１，ＲＦＣ２はチョークコイルである。この例では、後段の増幅回路Ｍ２のバイアス電圧Ｖｂによって、パワーアンプ５０３のゲインを調整することができる（例えば、非特許文献１を参照）。
【０００５】
一方、搬送波を用いずにベースバンド信号を無線送信するキャリアフリー方式の無線送信機として、ＵＷＢ（Ultra Wideband）無線送信機が提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。ＵＷＢ無線送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯域を用いて無線通信を行うため、送信信号電力調整装置としてのパワーアンプも非常に広帯域なものが必要となる。
【０００６】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特表２００３−５２９２７３号公報（国際公開第０１／０７３９６５号パンフレット）
【特許文献２】特表２００３−５３５５５２号公報（国際公開第０１／０９３４４１号パンフレット）
【非特許文献１】黒田忠広 監訳，「ＲＦマイクロエレクトロニクス」，丸善株式会社，ｐ．３５１−３５２，ＩＳＢＮ ４−６２１−０７００５−３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、搬送波を用いる従来の無線送信機のパワーアンプ５０３は、高周波アナログ回路から構成されるため、設計が難しく、コストがかかるという問題があった。
また、搬送波を用いない従来の無線送信機では、パワーアンプの帯域が非常に広いため、パワーアンプの設計が更に複雑になり実装が難しく、コストがかかるという問題があった。加えて、パワーアンプの帯域を広く保ちつつゲインを調節することは更に難しく、コストがかかるという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡易かつ低コストで送信信号電力の調整を行えるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような目的を達成するために、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号により励振されるアンテナとを備え、前記矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る送信信号電力調整装置は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給する矩形波信号生成手段を備え、この矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする。
ここで、前記調整手段は、前記時間間隔を前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）に調整することができる。
【００１１】
また、前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路とを備え、前記調整手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を調整するようにしてもよい。
また、前記矩形波信号生成手段は、前記複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択して前記アンテナに出力するスイッチを更に備えるようにしてもよい。
【００１２】
また、上述した送信信号電力調整装置は、前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えるものであってもよい。
【００１３】
また、本発明に係る送信信号電力調整方法は、入力されたディジタル信号を無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給するステップと、前記矩形波信号を生成する時間間隔により送信信号電力を調整するステップとを備えることを特徴とする。
ここで、前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）の時間間隔で前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
また、前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに基づき前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明では、１ビットのデータに対応して矩形波信号を２以上生成し、これらの矩形波信号をアンテナに供給する。このため、アンテナから出力される信号は、それぞれの矩形波信号に基づく高周波パルス信号の重ね合わせとなる。したがって、矩形波信号が生成される時間間隔を調整することにより、送信信号電力の調整が可能となる。
一方、本発明の各手段は簡単なディジタル回路で実現でき、図１３に示したような高周波アナログ回路からなる従来のパワーアンプを用いる必要がない。したがって、設計が簡易になり、低コストで送信信号電力を調整することが可能となる。
【００１５】
また、遅延回路と演算回路とからなる複数の矩形波信号生成回路により、１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成することができる。さらに、２段目以降の矩形波信号生成回路に含まれる遅延回路の遅延量により、矩形波信号が生成される時間間隔を変え、送信信号電力を調整することができる。
また、複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択することにより、１ビットのデータに基づく矩形波信号の数が決定する。この矩形波信号の数、すなわち電力加算に寄与する高周波パルス信号の数により、送信信号電力を調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照し、本発明について詳細に説明する。本発明の実施の形態の説明に入る前に、その基本となる無線送信機について説明する。図１は、この無線送信機の構成を示すブロック図である。図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）をそのデータ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により励振される送信アンテナ３とから構成される。なお、「矩形波信号」とは、電圧の立ち上がりから立ち下がりまで（場合によっては、立ち下がりから立ち上がりまで）の電圧変化をいう。
【００１７】
信号変換部１は更に、上記データ信号とこのデータ信号に同期したクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されるインバータ回路１３とから構成される。
【００１８】
データ信号とクロック信号とは、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すように、データ信号の状態「１」のとき、１ビットに対し１クロック分だけ状態が「１」となる。一方、ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎにはその出力端子ｏｕｔから出力される出力信号Ｓ１の反転信号が入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号の状態が「１」から「０」に遷移するごとに、出力信号Ｓ１の状態が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。
したがって、信号Ｓ１は図２（Ｄ）に示すように、データ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する。より具体的には、状態「１」のビットのＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移する。言い換えれば、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号の状態「１」にビットに対応することになる。
【００１９】
なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号を状態「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。また、状態「１」のビットのＤｕｔｙ０％（始まり）または１００％（終わり）の位置で状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。
【００２０】
また、矩形波信号生成部２は更に、信号Ｓ１を任意の時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号（時間Ｔ遅延した信号Ｓ１）との排他的論理和（Exclusive OR，ＸＯＲ）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と時間Ｔ遅延した信号Ｓ１との排他的論理和を演算することにより、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに一致して、パルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、遅延回路２１の遅延量によって決まる。なお、矩形波信号Ｓ２のスペクトルを図３に示す。
【００２１】
矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ３に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ３から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号の状態「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。
【００２２】
ここで、遅延回路２１の構成例について説明する。図４は、遅延回路２１の構成例を示す回路図である。
遅延回路２１は、図４（Ａ）に示すようなＤＦＦ４１で実現することができる。遅延回路２１をＤＦＦ４１で実現する場合には、ＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数によってＤＦＦ４１の遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、クロック制御回路５１を用いてＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。
【００２３】
遅延回路２１はまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図４（Ｂ）には、インバータ回路４２，４５を２段つなげて遅延回路２１を実現する例が示されている。４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできる。
インバータ回路４２，４５は、例えば図４（Ｃ）に示すように、電圧源ｖｄｄと接地との間に直列に接続されたＰＭＯＳ６１およびＮＭＯＳ６２から実現することができる。
【００２４】
図４（Ｂ）に示す例では、インバータ回路４２，４５の出力端子がＭＯＳスイッチ４３，４６および容量４４，４７を介して接地されている。ＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖによってインバータ回路４２，４５の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、電圧制御回路５２を用いてＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖを可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。この場合には、ＤＦＦ４１のようにクロック信号Ｃを供給する必要がなくなり、遅延回路２１を簡易に実現することができる。
また、ＭＯＳスイッチ４３，４６の代わりに抵抗を用いて遅延回路２１を実現してもよい。この場合にもＲＣ時定数により遅延量を調整できる。いずれにせよ、遅延回路２１は、図４に示した構成には限定されない。
【００２５】
以下、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３に供給することにより、送信アンテナ３からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとる。
【００２６】
図５は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。矩形波信号は、矩形波信号と同周期の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）、という奇数（２ｎ＋１、ｎは非負整数）次の高調波信号成分からなる。したがって、図２（Ｅ）に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。このため、中心周波数が１／２Ｔまたはその奇数倍のアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３を上述した正弦波信号またはその高次高調波信号で励振し、ＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
【００２７】
具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の信号周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓ）となり、高次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・となる。このため、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚといったアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
２ｎ＋１次高調波成分の信号振幅は、図５に示すように矩形波信号の信号振幅に比べ１／（２ｎ＋１）になる（３次高調波では１／３、５次高調波では１／５）。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信信号電力が小さくなる。
なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、送信アンテナ３の中心周波数が（２ｎ＋１）／２Ｔとなるように決めることができる。
【００２８】
図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図６（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ３に供給すると、送信アンテナ３からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図６（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。
このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ３のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。
矩形波信号Ｓ２のスペクトルが示されている図３を参照すると、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／２Ｔに相当するから、３次高調波成分を送信アンテナ３から出力する場合には、図３に示すような帯域の送信アンテナ３を用意すればよい。
【００２９】
一般的な近距離の微弱無線通信では、その送信信号電力がかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。
【００３０】
矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現がより難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、１ｎｓの遅延量を実現する必要がある。これに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、５ｎｓの遅延量を実現すればよい。遅延回路２１を図４（Ａ）に示すようにＤＦＦ４１で実現する場合では、前者は１ＧＨｚのクロック信号Ｃが必要になるのに対し、後者は２００ＭＨｚのクロック信号Ｃであればよく、クロック生成が高次高調波成分を利用する場合の方が容易である。
さらに、遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延量が大きければ、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。
また、規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。
【００３１】
次に、本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置について説明する。
図７は、本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置が適用される無線送信機の構成を示すブロック図である。この図７では、図１に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１と同一符号を用いている。また、図８は、図７に示す無線送信機の各部の信号波形および信号スペクトルの一例を示す図である。
図７に示す無線送信機は、図１に示した無線送信機の矩形波信号生成部２に代えて、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して１つまたは２つの矩形波信号を選択的に出力することにより送信信号電力の調整を行う送信信号電力調整部１０２を用いるものである。
【００３２】
送信信号電力調整部１０２は、縦続接続された第１および第２の矩形波信号生成回路２ａ，２ｂからなる矩形波信号生成部２０と、第１の矩形波信号生成回路２ａの出力端子と送信アンテナ３との間に配置された第１のスイッチ２３ａと、第２の矩形波信号生成回路２ｂの出力端子と送信アンテナ３との間に配置された第２のスイッチ２３ｂと、第１および第２のスイッチ２３ａ，２３ｂの開閉を選択的に制御するスイッチ制御回路２４とから構成される。
【００３３】
第１の矩形波信号生成回路２ａは、図１における矩形波信号生成部２と同等のものであり、遅延回路２１ａと排他的論理和回路２２ａとから構成され、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して、図８（Ａ）に示すようなパルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３を１つずつ生成する。矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が遅延回路２１ａの遅延量で決まることは、上述したとおりである。信号Ｓ１はデータ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移するので、第１の矩形波信号生成回路２ａからはデータ信号の状態「１」のビットに対応して１つの矩形波信号Ｓ３が出力される。なお、矩形波信号Ｓ３のスペクトルは、図８（Ｂ）に示すようになる。
【００３４】
第２の矩形波信号生成回路２ｂは、遅延回路２１ｂと排他的論理和回路２２ｂとから構成される。遅延回路２１ｂは、第１の矩形波信号生成回路２ａから入力される矩形波信号Ｓ３を時間Ｔ２遅延させて出力する。排他的論理和回路２２ｂは、矩形波信号Ｓ３と遅延回路２１ｂの出力信号（時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３）との排他的論理和を演算する。パルス幅Ｔ１の矩形波信号Ｓ３と時間Ｔ２遅延した矩形波信号Ｓ３との排他的論理和を演算することにより、図８（Ｃ）に示すように、パルス幅Ｔ１の矩形波信号がＴ２の時間間隔で２つ生成される。時間間隔Ｔ２は、遅延回路２１ｂの遅延量によって決まる。第２の矩形波信号生成回路２ｂからは、データ信号の状態「１」のビットに対応して２つの矩形波信号が出力されることになる。これらの矩形波信号を矩形波信号Ｓ４と呼ぶ。なお、矩形波信号Ｓ４のスペクトルは、図８（Ｄ）に示すようになる。
【００３５】
スイッチ制御回路２４は、第１および第２のスイッチ２３ａ，２３ｂのいずれか一方を閉じるように制御する。第１のスイッチ２３ａが閉じているときには、第２のスイッチ２３ｂが開き、第１の矩形波信号生成回路２ａから出力される矩形波信号Ｓ３が送信アンテナ３に供給される。逆に、第２のスイッチ２３ｂが閉じているときには、第１のスイッチ２３が開き、第２の矩形波信号生成回路２ｂから出力される矩形波信号Ｓ４が送信アンテナ３に供給される。
【００３６】
矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の高次高調波成分を送信する場合には、その高次高調波成分の次数に応じたアンテナが送信アンテナ３として用いられる。例えば、矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の３次高調波成分を送信する場合には、中心周波数が３／（２・Ｔ１）のアンテナが送信アンテナ３として用いられる。このように高次高調波成分を送信する場合には、送信信号として矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の何れを選択するかにより、送信信号電力を調整することが可能となる。以下、その理由について説明する。
【００３７】
図９は、送信アンテナ３に供給される矩形波信号と送信アンテナ３から出力されるＲＦパルス信号との関係を示す図である。
図９（Ａ）〜（Ｃ）は、単一の矩形波信号を送信アンテナ３に供給し、その３次高調波成分を送信する場合の信号波形であり、矩形波信号Ｓ３を送信アンテナ３に供給する場合に相当する。送信アンテナ３から出力される信号は図９（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号になり、このＲＦパルス信号のパルス幅はアンテナ帯域等に依存して変化する（帯域が広い場合にはパルス幅は短く、狭い場合には長くなる）。
【００３８】
図９（Ｄ）〜（Ｇ）は、図９（Ａ）に示す矩形波信号をそのパルス幅Ｔと同じ時間間隔Ｔを置いて２回繰り返して送信アンテナ３に供給し、その３次高調波成分を送信する場合の信号波形であり、矩形波信号Ｓ４を送信アンテナ３に供給する場合に相当する。送信アンテナ３から出力される信号は、図９（Ｆ）に示すように各矩形波信号に基づくＲＦパルス信号の重ね合わせとなり、その信号波形は図９（Ｇ）に示すようになる。図９（Ｄ）に示すように矩形波信号をそのパルス幅Ｔと同じ時間間隔Ｔを置いて繰り返すと、その３次高調波成分の位相関係は図９（Ｅ）に示すように同位相となる。このような３次高調波成分のＲＦパルス信号を重ね合わせることにより、ＲＦパルス信号の電力が加算され、送信信号電力が大きくなる。
【００３９】
図８（Ｂ）および（Ｄ）において送信アンテナ３の中心周波数３／２Ｔを見ると、第１の矩形波信号生成回路２ａから出力される矩形波信号Ｓ３のスペクトルよりも、第２の矩形波信号生成回路２ｂから出力される矩形波信号Ｓ４のスペクトルの方が、信号電力が大きくなっているのがわかる。矩形波信号Ｓ４では矩形波信号Ｓ３が２回繰り返されているので、信号電力は２倍（６ｄＢ）大きくなっている。
以上のように、矩形波信号Ｓ３を送信するときよりも矩形波信号Ｓ４を送信するときの方が送信信号電力が大きくなるので、送信信号として矩形波信号Ｓ３，Ｓ４の何れを選択するかにより、送信信号電力を調整することが可能となる。
【００４０】
なお、図９（Ｄ）〜（Ｇ）に示した例は、矩形波信号のパルス幅Ｔとその矩形波信号を繰り返す時間間隔Ｔとが等しいものであった。矩形波信号Ｓ４にあてはめると、矩形波信号Ｓ４を構成する２つの矩形波信号のパルス幅Ｔ１と生成時間間隔（矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりからその次の矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりまでの時間間隔）Ｔ２がＴ２＝２×Ｔ１の関係となる。しかし、３次高調波成分を送信する場合には、各矩形波信号の３次高調波成分の位相関係が同位相になれば信号電力が加算されるので、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／３（ｎは２以上の整数）となるように生成時間間隔Ｔ２を設定すればよい。ｎ＝１が除かれるのは、２つの矩形波信号が重なってしまうからである。なお、ｎの上限は、２つの矩形波信号が図７におけるデータ信号の同一ビットの時間内で生成されるように決められる。
【００４１】
５次高調波成分を送信するのであれば、各矩形波信号の５次高調波成分の位相関係が同位相になるように、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／５（ｎは３以上の整数）となるように設定すればよい。
一般化すれば、Ｘ次高調波成分（Ｘは正の奇数）を送信する場合には、Ｔ２＝２×Ｔ１×ｎ／Ｘ（ｎはＸ／２よりも大きい整数）とすればよい。
したがって、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を２×Ｔ１×ｎ／Ｘとし、それぞれの矩形波信号の高調波成分の位相関係を同位相とすることにより、送信信号電力を調整することが可能となる。
【００４２】
図１０は、遅延回路２１ａ，２１ｂの構成例を示す回路図である。
図１における遅延回路２１と同様に、遅延回路２１ａ，２１ｂは図１０（Ａ）に示すようなＤＦＦ４１ａ，４１ｂで実現することができる。
遅延回路２１ａをＤＦＦ４１ａで実現する場合には、ＤＦＦ４１ａに供給するクロック信号Ｃ１の周波数によってＤＦＦ４１ａの遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１が決まる。したがって、クロック制御回路５１ａを用いてクロック信号Ｃ１の周波数を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を動的に変化させることができる。この場合には、クロック制御回路５１ａが、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整する調整手段として機能する。
【００４３】
遅延回路２１ｂをＤＦＦ４１ｂで実現する場合には、ＤＦＦ４１ｂに供給するクロック信号Ｃ２の周波数によってＤＦＦ４１ｂの遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ４を構成する２つの矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２が決まる。したがって、クロック制御回路５１ｂを用いてクロック信号Ｃ２の周波数を可変とすることにより、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を動的に変化させることができる。この場合には、クロック制御回路５１ｂが、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を調整する調整手段として機能する。
【００４４】
遅延回路２１ａ，２１ｂはまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図１０（Ｂ）には、インバータ回路４２ａ，４５ａを２段つなげて遅延回路２１ａを実現し、インバータ回路４２ｂ，４５ｂを２段つなげて遅延回路２１ｂを実現する例が示されている。それぞれ４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１ａ，２１ｂを実現することもできる。
図１０（Ｂ）に示す例では、インバータ回路４２ａ，４５ａ，４２ｂ，４５ｂの出力端子がＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａ，４３ｂ，４６ｂおよび容量４４ａ，４７ａ，４４ｂ，４７ｂを介して接地されている。ＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａのゲート端子電圧Ｖ１によってインバータ回路４２ａ，４５ａの出力のＲＣ時定数が決まり、ＭＯＳスイッチ４３ｂ，４６ｂのゲート端子電圧Ｖ２によってインバータ回路４２ｂ，４５ｂの出力のＲＣ時定数が決まり、それぞれの遅延量が決まる。
【００４５】
したがって、電圧制御回路５２ａを用いてＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａのゲート端子電圧Ｖ１を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を動的に変化させることができる。この場合には、電圧制御回路５２ａが、矩形波信号Ｓ３のパルス幅Ｔ１を調整する調整手段として機能する。
また、電圧制御回路５２ｂを用いてＭＯＳスイッチ４３ｂ，４６ｂのゲート端子電圧Ｖ２を可変とすることにより、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を動的に変化させることができる。この場合には、電圧制御回路５２ｂが、矩形波信号の生成時間間隔Ｔ２を調整する調整手段として機能する。
【００４６】
また、ＭＯＳスイッチ４３ａ，４６ａ，４３ｂ，４６ｂの代わりに抵抗を用いて遅延回路２１ａ，２１ｂを実現してもよい。この場合にもＲＣ時定数により遅延量を調整できる。いずれにせよ、遅延回路２１ａ，２１ｂは、図１０に示した構成には限定されない。
【００４７】
なお、排他的論理和回路（Exclusive OR回路）２２ａ，２２ｂの代わりに、Exclusive NOR回路を用いてもよい。すなわち、入力信号の状態と遅延回路２１ａ，２１ｂの出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路を用いることが可能である。
【００４８】
本実施の形態では、図７に示したように送信信号電力調整部１０２に縦続接続された２つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂを設け、データ信号の状態「１」のビットに対応して１つまたは２つの矩形波信号を出力できるようにした。同様に、送信信号電力調整部に縦続接続された３つ以上の矩形波信号生成回路を設け、データ信号の状態「１」のビットに対応して３つ以上の矩形波信号を出力できるようにしてもよい。矩形波信号の数を増やすことにより、その数に応じたＲＦパルス信号の電力が加算されるので、送信信号電力を更に大きくすることができる。
【００４９】
図１１は、３つの矩形波信号生成回路が設けられた送信信号電力調整部の構成例を示すブロック図である。この図１１では、図１または図７に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１または図７と同一符号を用いている。
【００５０】
図１１に示す送信信号電力調整部２０２には、縦続接続された３つの矩形波信号生成回路２ａ，２ｂ，２ｃからなる矩形波信号生成部２２０が設けられている。２段目以降の矩形波信号生成回路２ｂ，２ｃの遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延量を等しくすることにより、矩形波信号生成回路２ｃの排他的論理和回路２２ｃにおいて、３つの矩形波信号が等しい時間間隔で生成される。これらの矩形波信号を矩形波信号Ｓ５と呼ぶ。遅延回路２１ｂ，２１ｃを図１０（Ａ）と同様にＤＦＦで実現する場合、それぞれの遅延量を等しくするには、遅延回路２１ｂ，２１ｃを構成するＤＦＦに対し同一のクロック制御回路からクロック信号を共通に供給すればよい。また、遅延回路２１ｂ，２１ｃを図１０（Ｂ）と同様にインバータ回路で実現する場合には、遅延回路２１ｂ，２１ｃを構成するインバータ回路に対し同一の電圧制御回路からゲート端子電圧を共通に供給すればよい。いずれにせよ、クロック制御回路および電圧制御回路等の調整手段を用いて、２段目以降の矩形波信号生成回路２ｂ，２ｃに対し遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延量を調整することになる。
【００５１】
矩形波信号生成回路２ｃの出力端子と送信アンテナ３との間には、第３のスイッチ２３ｃ配置されている。スイッチ制御回路２２４は、第１〜第３のスイッチ２３ａ〜２３ｃの開閉を選択的に制御し、矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃから出力される矩形波信号Ｓ３〜Ｓ５の何れかを送信アンテナ３に供給する。矩形波信号Ｓ３〜Ｓ５の何れを選択するかにより、データ信号の状態「１」のビットに対応して送信アンテナ３に供給される矩形波信号の数が決定する。この矩形波信号の数、すなわち電力加算に寄与するＲＦパルス信号の数により、送信信号電力を調整することが可能となる。
なお、送信信号電力調整部においてデータ信号の同一ビットに対応して生成される矩形波信号の数の上限は、これらの矩形波信号がそのビットの時間内に生成されるように決められる。
【００５２】
本実施の形態に係る送信信号電力調整部１０２，２０２は、簡単なディジタル回路で実現でき、図１３に示したような高周波アナログ回路からなる従来のパワーアンプを用いる必要がない。したがって、設計が簡易になり、低コスト、低電力で送信信号電力を調整することが可能となる。
なお、本実施の形態に係る送信信号電力調整部１０２，２０２が適用された無線送信機に対応する無線受信機は、例えば、送信信号を受信する受信アンテナと、受信された信号を増幅するローノイズアンプと、増幅された信号を検波する包絡線検波器と、検波された信号をカウントすることにより図１における信号Ｓ１を復元する２進カウンタと、信号Ｓ１の立ち上がりまたは立ち下がりに同期して状態「１」を出力することにより図１におけるデータ信号を復元する信号変換器とから構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、例えば近距離の微弱無線通信に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の基本となる無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
【図３】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号のスペクトルを示す図である。
【図４】図１における遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図５】矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。
【図６】矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。
【図７】本発明の一実施の形態に係る送信信号電力調整装置が適用される無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図８】図７に示す無線送信機の各部の信号波形および信号スペクトルの一例を示す図である。
【図９】送信アンテナに供給される矩形波信号と送信アンテナから出力されるＲＦパルス信号との関係を示す図である。
【図１０】図７における遅延回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】送信信号電力調整部の変形例を示すブロック図である。
【図１２】搬送波を用いる従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。
【図１３】従来のパワーアンプの一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
１…信号変換部、２，２０，２２０…矩形波信号生成部、１０２，２０２…送信信号電力調整部、２ａ〜２ｃ…矩形波信号生成回路、３…送信アンテナ、１１…ＡＮＤ回路、１２…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、１３…インバータ回路、２１，２１ａ〜２１ｃ…遅延回路、２２，２２ａ〜２２ｃ…排他的論理和回路、２３ａ〜２３ｃ…スイッチ、２４，２２４…スイッチ制御回路、４１，４１ａ，４１ｂ…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、４２，４２ａ，４２ｂ，４５，４５ａ，４５ｂ…インバータ回路、４３，４３ａ，４３ｂ，４６，４６ａ，４６ｂ…ＣＭＯＳスイッチ、４４，４４ａ，４４ｂ，４７，４７ａ，４７ｂ…容量、５１，５１ａ，５１ｂ…クロック制御回路、５２，５２ａ，５２ｂ…電圧制御回路、６１…ＰＭＯＳ、６２…ＮＭＯＳ、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…クロック信号、Ｓ１…信号変換部の出力信号、Ｓ２〜Ｓ５…矩形波信号、Ｖ，Ｖ１，Ｖ２…ゲート端子電圧。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
前記矩形波信号により励振されるアンテナとを備え、
前記矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給する矩形波信号生成手段を備え、
この矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項３】
請求項２に記載の送信信号電力調整装置において、
前記調整手段は、前記時間間隔を前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）に調整することを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項４】
請求項２または３に記載の送信信号電力調整装置において、
前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、
前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路とを備え、
前記調整手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を調整することを特徴とすることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項５】
請求項４に記載の送信信号電力調整装置において、
前記矩形波信号生成手段は、前記複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択して前記アンテナに出力するスイッチを更に備えることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項６】
請求項２〜５の何れか１項に記載の送信信号電力調整装置において、
前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項７】
入力されたディジタル信号を無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給するステップと、
前記矩形波信号を生成する時間間隔により送信信号電力を調整するステップと
を備えることを特徴とする送信信号電力調整方法。
【請求項８】
請求項７に記載の送信信号電力調整方法において、
前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）の時間間隔で前記矩形波信号を生成することを特徴とする送信信号電力調整方法。
【請求項９】
請求項７または８に記載の送信信号電力調整方法において、
前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに基づき前記矩形波信号を生成することを特徴とする送信信号電力調整方法。
【請求項１】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成し出力する矩形波信号生成手段と、
前記矩形波信号により励振されるアンテナとを備え、
前記矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給する矩形波信号生成手段を備え、
この矩形波信号生成手段は、前記矩形波信号を生成する時間間隔を調整する調整手段を含むことを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項３】
請求項２に記載の送信信号電力調整装置において、
前記調整手段は、前記時間間隔を前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）に調整することを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項４】
請求項２または３に記載の送信信号電力調整装置において、
前記矩形波信号生成手段は、縦続接続された複数の矩形波信号生成回路を備え、
前記矩形波信号生成回路は、入力信号を遅延させる遅延回路と、前記入力信号の状態と前記遅延回路の出力信号の状態とが互いに同じか異なるかで出力電圧を変えることにより矩形波信号を生成する演算回路とを備え、
前記調整手段は、２段目以降の矩形波信号生成回路に対し前記遅延回路の遅延量を調整することを特徴とすることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項５】
請求項４に記載の送信信号電力調整装置において、
前記矩形波信号生成手段は、前記複数の矩形波信号生成回路の出力信号の何れかを選択して前記アンテナに出力するスイッチを更に備えることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項６】
請求項２〜５の何れか１項に記載の送信信号電力調整装置において、
前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えることを特徴とする送信信号電力調整装置。
【請求項７】
入力されたディジタル信号を無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、
前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して２以上の矩形波信号を生成しアンテナに供給するステップと、
前記矩形波信号を生成する時間間隔により送信信号電力を調整するステップと
を備えることを特徴とする送信信号電力調整方法。
【請求項８】
請求項７に記載の送信信号電力調整方法において、
前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号のパルス幅の２×ｎ／Ｘ倍（Ｘは前記矩形波信号の高調波成分の次数、ｎはＸ／２よりも大きい整数）の時間間隔で前記矩形波信号を生成することを特徴とする送信信号電力調整方法。
【請求項９】
請求項７または８に記載の送信信号電力調整方法において、
前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに基づき前記矩形波信号を生成することを特徴とする送信信号電力調整方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００６−１１５２１８（Ｐ２００６−１１５２１８Ａ）
【公開日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３００５４５（Ｐ２００４−３００５４５）
【出願日】平成１６年１０月１４日（２００４．１０．１４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年４月２７日（２００６．４．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１０月１４日（２００４．１０．１４）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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