直流変換装置
【課題】小型で安価で高効率な直流変換装置。
【解決手段】トランスＴ１ｂの１次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの第１直列回路と、直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換して交流電圧を第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された第１巻線Ｓ２０と第２巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを有するトランスＴ２と、密結合された第１巻線Ｓ３０と第２巻線Ｓ３１，Ｓ３２とを有するトランスＴ３と、第１巻線Ｓ２０と第１巻線Ｓ３０とリアクトルＬｃとの閉ループ回路と、トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１の両端に、第２巻線Ｓ２１，Ｓ２２と第２巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが直列に接続された第２直列回路と、トランスＴ２の第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路Ｄ３，Ｃｏ１と、トランスＴ３の第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路Ｄ６，Ｃｏ２とを備える。
【解決手段】トランスＴ１ｂの１次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの第１直列回路と、直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換して交流電圧を第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された第１巻線Ｓ２０と第２巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを有するトランスＴ２と、密結合された第１巻線Ｓ３０と第２巻線Ｓ３１，Ｓ３２とを有するトランスＴ３と、第１巻線Ｓ２０と第１巻線Ｓ３０とリアクトルＬｃとの閉ループ回路と、トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１の両端に、第２巻線Ｓ２１，Ｓ２２と第２巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが直列に接続された第２直列回路と、トランスＴ２の第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路Ｄ３，Ｃｏ１と、トランスＴ３の第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路Ｄ６，Ｃｏ２とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、小型で安価な直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に従来の多出力の直流変換装置を説明するための基本回路である単出力の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。
【０００３】
図７に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１はトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。
【０００５】
トランスＴ１の巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他端とトランスＴ１の２次巻線Ｓ２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。
【０００６】
制御回路１０は、コンデンサＣｏｌからの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏｌの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。
【０００７】
次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。
【０００８】
図８において、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＤ３はダイオードＤ３の両端電圧、ＩＤ３はダイオードＤ３の電流、ＶＤ４はダイオードＤ４の両端電圧、ＩＤ４はダイオードＤ４の電流である。
【０００９】
なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが互いにオン／オフ動作するものとする。
【００１０】
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れている。
【００１１】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。
【００１２】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼ直流電源Ｖｉｎの電圧であったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。
【００１３】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は（Ｖｉｎ−ＶＱ１）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。
【００１４】
時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
【００１５】
時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れている。
【００１６】
時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側の電流はなくなり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１，Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れる。
【００１７】
時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１の経路で電流が流れる。
【００１８】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では、略０ＶであったがＶｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１は０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は、(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。
【００１９】
時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
【００２０】
時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れている。
【００２１】
時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１、Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れる。
【００２２】
このように図７に示す従来の直流変換装置では、デューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ１、リアクトルＬｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。
【００２３】
また、図７に示すように、この回路方式の出力平滑手段は、コンデンサインプット方式であるので、トランスＴ１の２次側を多出力に構成する場合には、図９のようにトランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２以外に別の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４を追加し、２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４の電圧を整流及び平滑することにより簡単に多出力電源回路を構成できる。また、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２と２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４とは密結合であるので、多出力の各出力電圧は巻数比に比例した電圧が取り出せ、クロスレギュレーションも良好である。
【００２４】
このようにトランスＴ１の２次側の出力電圧Ｖｏは２次側の巻数比に比例した電圧となるので、トランスＴ１の２次側の巻数が多ければ多いほど、細かく出力電圧を設定することができる。
【特許文献１】特開２００３−３１９６５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかしながら、従来の回路では、図８に示すように、２次側のダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４は、共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒ１との共振電流により正弦波状の電流が流れる。この正弦波状の電流は平滑コンデンサＣｏ１にリップル電流として流れるため、出力電流が大きい場合、平滑コンデンサＣｏ１にも大きなリップル電流が流れる。例えば、２つの２次側出力電圧が５Ｖ１０Ａと２４Ｖ２．１Ａと５０Ｗずつの出力容量とした場合、５Ｖ出力のコンデンサには２４Ｖ出力の約５倍のリップル電流が流れる。
【００２６】
また、２次巻線の巻数を多くするとそれに比例して１次巻線も増やさなければならないので、共振回路を構成しているリアクトルＬｒ１にトランスＴ１の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを利用する場合に以下のような問題も発生する。
【００２７】
即ち、トランスＴ１の１次巻線を増やすと、リーケージインダクタンスは巻数の二乗に比例して増加する。また、トランスＴ１の２次側に送る電力はＣｒｉ／Ｌｒ１の平方根に比例し、動作周波数はＣｒｉ×Ｌｒ１に比例する。
【００２８】
従って、動作周波数が一定の場合、出力電力は電流共振コンデンサＣｒｉに比例する。出力容量が大きな電源回路を構成する場合、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくする必要があるが、動作周波数を一定にする場合は、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくするに伴ってリアクトルＬｒ１を小さくする必要がある。リアクトルＬｒ１を小さくするには、１次巻線を減少する必要があり、出力電力が大きい電源回路を構成しようとすると２次巻線が小さくなり、精度良く２次側巻数比を選ぶことが困難になる。
【００２９】
このため、従来回路構成では、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）及びゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）により、高効率で低ノイズの電源が構成でき、２次側を他出力電源とした電源回路も構成できる。
【００３０】
しかしながら、リアクトルＬｒ１にトランスＴ１の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを使用し、２次側トータル電力が大きな多出力電源回路を構成した場合には、平滑コンデンサＣｏ１に流れる電流が正弦波状であるため、平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流が大きく、出力電流が大きな出力に対して平滑コンデンサＣｏ１のＥＳＲによる発熱やリップル電圧が大きくなる問題が発生する。この問題を解決するため、平滑コンデンサＣｏ１の容量を大きくしたり、平滑コンデンサＣｏ１の本数を増やして問題を解決する。しかし、コストがアップしたり、２次巻線の巻数が少なくなり精度良く巻数比が設定できないという問題があった。従って、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路に対応することができないという課題を有していた。
【００３１】
本発明の課題は、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路を構成し、小型で安価で高効率な直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第３トランスと、前記第２トランスの第１巻線と前記第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとが閉ループを構成する閉ループ回路と、前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第２巻線と前記第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第２トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第３トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路とを備えることを特徴とする。
【００３３】
請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
【００３４】
請求項３の発明は、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された少なくとも１巻線からなる第１の２次巻線と密結合された少なくとも１巻線からなる第２の２次巻線とを有し、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線とが互いに疎結合されている第２トランスと、前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第１の２次巻線と前記第２トランスの第２の２次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第２トランスの第２の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路とを備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子の両端又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする。
【００３６】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする。
【００３７】
請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第１整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、密結合された第２トランスの第１巻線と密結合された第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとの閉ループ回路と、第１トランスの２次巻線の両端に、第２トランスの第２巻線と第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路とを設けたので、平滑コンデンサに流れる電流を矩形波状にでき、平滑コンデンサに流れるリップル電流を少なく抑え、平滑コンデンサの容量を小さくでき、平滑コンデンサの本数を減らすことができる。
【００３９】
また、第１トランスの２次巻線に発生する電圧と出力電圧の関係が、従来の回路より改善されるので、第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを電流共振リアクトルとして利用でき、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路を構成する場合に、小型で安価で高効率な直流変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００４１】
図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す実施例１の直流変換装置は、図７に示す直流変換装置と同様に、ハーフブリッジ回路で構成されている。
【００４２】
トランス（第１トランス）Ｔ１ｂは、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを有する。トランス（第２トランス）Ｔ２は、結合巻線Ｓ２０（第１巻線）と変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２（第２巻線）とが密結合して構成される。トランス（第３トランス）Ｔ３は、結合巻線Ｓ３０（第１巻線）と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２（第２巻線）が密結合して構成される。
【００４３】
結合巻線Ｓ２０の巻数ｎ２０と結合巻線Ｓ３０の巻数ｎ３０との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２１の巻数ｎ２１と変圧巻線Ｓ３１の巻数ｎ３１との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２２の巻数ｎ２２と変圧巻線Ｓ３２の巻数ｎ３２との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２１の巻数ｎ２１と変圧巻線Ｓ２２の巻数ｎ２２との巻数比、及び変圧巻線Ｓ３１の巻数ｎ３１と変圧巻線Ｓ３２の巻数ｎ３２との巻数比は、ｍ：ｎ（ｍ，ｎは１ではない）である。
【００４４】
トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１の両端には、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２とトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２との第２直列回路が接続されている。トランスＴ２の結合巻線Ｓ２０とトランスＴ３の結合巻線Ｓ３０とリアクトルＬｃとが閉ループを構成している。
【００４５】
トランスＴ１ｂの１次巻線Ｐ１とリアクトル（第１リアクトル）Ｌｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる第１直列回路が設けられている。この第１直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ１のドレイン−ソース間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１とは直列に接続され、直流電源Ｖｉｎの両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。
【００４６】
なお、第１直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続される構成であっても良い。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生容量であっても良く、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生容量であっても良い。
【００４７】
リアクトルＬｒ１はトランスＴ１ｂの１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、変換回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフして直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続された電流共振コンデンサＣｒｉを介してこの交流電圧を１次巻線Ｐ１にリアクトルＬｒ１を介して印加する。なお、電流共振コンデンサＣｒｉは、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続される構成であっても良い。
【００４９】
トランスＴ２の出力変圧巻線Ｓ２１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１の他端とトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端及び平滑用のコンデンサＣｏ２の一端に接続され、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１の他端及びトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３２の一端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、及びコンデンサＣｏ１は、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ３１に発生した電圧（第１電圧）を整流及び平滑して第１直流出力Ｖｏ１を取り出す第１整流平滑回路を構成している。
【００５０】
トランスＴ２の出力変圧巻線Ｓ２２の一端（●側）には、ダイオードＤ５のアノードが接続され、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２２の他端はダイオードＤ５のアノードに接続されている。
【００５１】
トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３２の他端はダイオードＤ６のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードはコンデンサＣｏ２の他端に接続されている。コンデンサＣｏ２の両端には負荷Ｒｏ２が接続されている。ダイオードＤ５、ダイオードＤ６、及びコンデンサＣｏ２は、変圧巻線Ｓ２２，Ｓ３２に発生した電圧（第２電圧）を整流及び平滑して第２直流出力Ｖｏ２を取り出す第２整流平滑回路を構成している。
【００５２】
制御回路１０は、コンデンサＣｏ１からの出力電圧Ｖｏ１に基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏ１の出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。
【００５３】
（実施例１の特徴部分の説明）
次に、実施例１の直流変換装置の特徴部分を説明する。実施例１では、図９に示す従来回路と比較して、絶縁トランスであるトランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１が２次巻線の１回路となっている。
【００５４】
従来回路では、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに２次巻線Ｓ１１に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフのときに２次巻線Ｓ１２に電流が流れていた。
【００５５】
これに対して、実施例１では、トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１には、図２に示すように、交流電流ＩＮｓが流れている。従って、実施例１の２次巻線Ｓ１の平均電流密度は従来回路の平均電流密度の１／２になる。
【００５６】
また、従来回路では、ダイオードＤ３，Ｄ４に正弦波状の電流が流れていたが、実施例１では、ダイオードＤ３〜Ｄ６に略矩形波状の電流が流れる。このため、電流の実効値では１／√２となり、損失を大きく減少させることができる。
【００５７】
また、例えば、トランスＴ２の結合巻線Ｓ２０の巻数と変圧巻線Ｓ２１と変圧巻線Ｓ２２の巻数比をｎ２０：（ｎ２１＋ｎ２２)＝１：１とした場合に、図２の時刻ｔ７〜ｔ８の期間において、スイッチング素子Ｑ２がオン状態、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態である。この状態で、２次巻線Ｓ１に流れる電流ＩＮｓとダイオードＤ３に流れる電流ＩＤ３との関係と、２次巻線Ｓ１に発生する電圧ＶＮｓと出力電圧Ｖｏ２との関係について説明すると、時刻ｔ７〜ｔ８の期間では、２次巻線Ｓ１の巻始め(●側)に正電圧ＶＮｓが発生している。
【００５８】
このとき、トランスＴ１ｂの２次側では、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路で電流が流れる。従って、変圧巻線Ｓ３１の両端電圧と変圧巻線Ｓ３２の両端電圧との合計電圧ＶＴ３＝ＶＮｓ−Ｖｏ２である。
【００５９】
トランスＴ２とトランスＴ３はそれぞれの結合巻線Ｓ２０，Ｓ３０によりリアクトルＬｃを介して結合しているので、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、トランスＴ３の結合巻線Ｓ３０を介してトランスＴ２の結合巻線Ｓ２０に流れ、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に流れる。従って、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の経路の電流と、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流が流れる。このため、２次巻線Ｓ１に流れる電流の２倍の電流がダイオードＤ５に流れることになる。
【００６０】
また、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生する電圧ＶＴ２は出力電圧Ｖｏ２となる。従って、リアクトルＬｃに印加される電圧ＶＬｃは、
ＶＬｃ＝ＶＴ３−ＶＴ２＝(ＶＮｓ−Ｖｏ２)−Ｖｏ２＝ＶＮｓ−２・Ｖｏ２
となる。このため、２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）の電圧と出力電圧Ｖｏ２との関係は、
ＶＮｓ＝２・Ｖｏ２＋ＶＬｃ
となる。
【００６１】
このため、２次巻線Ｓ１に発生する電圧ＶＮｓは、２次側出力電圧Ｖｏ２の２倍以上になる。従って、２次巻線Ｓ１は、従来方式に比べて、２倍以上の巻数を巻回でき、低い電圧を出力として取り出すことができる。
【００６２】
また、時刻ｔ２〜ｔ３の期間、時刻ｔ３〜ｔ４の期間、時刻ｔ６〜ｔ７の期間、時刻ｔ７〜ｔ８の期間では、リアクトルＬｃにＶＬｃ＝ＶＮｓ−２・Ｖｏ２の電圧が印加される。リアクトルＬｃの電流ＩＬｃは、リアクトル値により制限されて流れる。そして、ダイオードＤ３〜Ｄ６を流れる電流は、リアクトルＬｃによって制限されるため、図２に示すようなピークのない略矩形波に近い形の電流になる。
【００６３】
従って、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２のリップル電流は、大幅に減少し、大電流出力回路における平滑コンデンサの容量や平滑コンデンサの本数を大幅に減少できる。
【００６４】
また、この期間では、電流共振コンデンサＣｒｉと、リアクトルＬｒ１と１次側換算したリアクトルＬｃとの合計リアクトルと、による共振電流が流れているとも言える。また、多出力のクロスレギュレーションは、密結合した変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２の結合によって決まるので、多出力の各出力電圧のクロスレギュレーションは、非常に良好になる。
【００６５】
次にこのように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００６６】
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間１では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１ｂの１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路と、Ｃｏ２→Ｒｏ２→Ｃｏ２の経路とで電流が流れている。
【００６７】
また、２次巻線Ｓ１からＳ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路の電流が流れている。トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、結合巻線Ｓ３０に流れている電流、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流ＩＬｃが流れている。
【００６８】
また、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の電流によりトランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２にも電流が流れる。即ち、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流も流れている。
【００６９】
また、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に印加される電圧ＶＴ２によって、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１に、ＶＴ２・ｎ２１／(ｎ２２＋ｎ２１)の電圧が発生する。このため、Ｓ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１の経路で電流が流れている。
【００７０】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。
【００７１】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼＶｉｎであったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。
【００７２】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。
【００７３】
時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路に流れていた電流、即ちダイオードＤ５の電流ＩＤ５は、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路の電流、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流、即ちダイオードＤ６の電流ＩＤ６に移る期間となる。従って、ダイオードＤ５の電流ＩＤ５とダイオードＤ６の電流ＩＤ６がともに流れるので、２次巻線Ｓ１の両端電圧は０ボルトになっている。
【００７４】
時刻ｔ２では、ダイオードＤ５に流れていた電流ＩＤ５は、全てダイオードＤ６に移る。また、同様にＳ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１に流れていた電流ＩＤ３もＤ４に移動する。
【００７５】
時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、トランスＴ１ｂの１次側はＬｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｄ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側は、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路の電流、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流が流れている。
【００７６】
また、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に流れる電流は、結合巻線Ｓ２０に流れている電流、Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０→Ｓ２０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流Ｉｌｃが流れる。
【００７７】
また、Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０→Ｓ２０の電流はトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２にも流れるため、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流も流れる。また、変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に印加される電圧ＶＴ３によって、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１に、ＶＴ３・ｎ３１／(ｎ３２＋ｎ３１)の電圧が発生し、Ｓ３１→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ３１の経路で電流が流れている。
【００７８】
また、時刻ｔ０〜時刻ｔ２の期間で、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
【００７９】
時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間４では、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、１次電流はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れるようになる。２次側の電流は、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間と同様に流れている。
【００８０】
時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。
【００８１】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では略０Ｖであったが、Ｖｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。
【００８２】
時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間６では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。また、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路に流れていた電流、即ちダイオードＤ６の電流ＩＤ６は、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流、即ちダイオードＤ５の電流ＩＤ５に移る期間となる。
【００８３】
従って、ダイオードＤ６の電流ＩＤ６とダイオードＤ５の電流ＩＤ５がともに電流が流れているので、２次巻線Ｓ１の両端は０ボルトになっている。時刻ｔ６でダイオードＤ６に流れていた電流ＩＤ６は全てダイオードＤ５に移る。また、同様に、Ｓ３１→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ３１の経路に流れていた電流ＩＤ４もダイオードＤ３に移動する。
【００８４】
時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、トランスＴ１ｂの１次側はＬｒ１→Ｄ２(Ｑ２)→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側は、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流が流れている。
【００８５】
また、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、結合巻線Ｓ３０に流れている電流、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流ＩＬｃが流れる。
【００８６】
また、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の経路の電流はトランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２にも流れるため、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流も流れる。また、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に印加される電圧ＶＴ２によって、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１に、ＶＴ２・ｎ２１／(ｎ２２＋ｎ２１)の電圧が発生し、Ｓ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１の経路で電流が流れている。
【００８７】
また、時刻ｔ５〜時刻ｔ７の期間で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
【００８８】
時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れるようになる。２次側は、時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間と同様に流れている。
【実施例２】
【００８９】
図３は本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの巻線構造を示す図である。実施例２では、図３（ａ）〜図３（ｃ）に示すような構造のトランスを用いることで、図１に示す第２トランスＴ２と第３トランスＴ３とリアクトルＬｃを１つの一体化されたトランスで構成できる。以下、一体化されたトランスの構成について説明する。
【００９０】
図３（ａ）に示すトランスは、側脚３０ａ，３０ｂと中央脚３０ｃとを有した日の字型のコア３０を有し、中央脚３０ｃには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と密結合された変圧巻線Ｓ３１，３２２とが所定距離離して巻回されている。これにより、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，３２２とが疎結合されている。
【００９１】
図３（ｂ）に示すトランスは、側脚３１ａ，３１ｂを有した口の字型のコア３１を有し、脚３１ｂには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２が巻回され、脚３１ａには、密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが巻回されている。変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。
【００９２】
図３（ｃ）に示すトランスは、側脚３２ａ，３２ｂ及び中央脚３２ｃを有した日の字型のコア３２を有し、脚３２ｂには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２が巻回され、脚３２ａには、密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが巻回されている。これにより、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。中央脚３２ｃにはギャップ３２ｄが形成されている。
【００９３】
図４は本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの回路図及びその等価回路を示す図である。図４（ａ）はトランスＴ４の回路図であり、図４（ｂ）はトランスＴ４の等価回路である。トランスＴ４は、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。図４に示すＴ４の短い〓〓は、疎結合を表している。
【００９４】
密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２が疎結合となるように巻回されているため、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２ｎと密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２のリーケージインダクタンスは、ＬＳ１，ＬＳ２となり、結合されたインダクタンスがＬＭである。通常、インダクタンスＬＭはインダクタンスＬＳ１，ＬＳ２より大きいので、等価回路は図４（ｃ）に示す回路となる。
【００９５】
従って、図４（ｃ）に示すトランスＴ４の等価回路は、図１に示すトランスＴ２とトランスＴ３とを組み合わせたものと同じとなる。即ち、図１に示すトランスＴ２とトランスＴ３とリアクトルＬｃを１つの一体化されたトランスＴ４で構成できる。このため、部品を大幅に削減できる。
【００９６】
図５は図３に示す構造のトランスＴ４を用いた場合の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。なお、実施例２の直流変換装置の動作は、図１及び図２で説明した動作と同様であり、同様の効果が得られる。
【実施例３】
【００９７】
図６は本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図６に示す実施例３の直流変換装置は、フルブリッジ回路で構成されていることを特徴とする。即ち、図１に示すハーフブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に、さらにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を設け、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との直列回路が接続されている。
【００９８】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に、電圧共振コンデンサＣｒｖの一端が接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点に、電圧共振コンデンサＣｒｖの他端が接続されている。
【００９９】
制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３と、を交互にオン／オフして直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を電圧共振コンデンサＣｒｖに出力する。
【０１００】
このように実施例３のフルブリッジ構成の直流変換装置であっても、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【０１０１】
なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。図６に示す実施例３では、フルブリッジでトランスＴ２とトランスＴ３とを用いた直流変換装置を示したが、例えば、図５に示す実施例２のトランスＴ２とトランスＴ３とを一体化したトランスＴ４を用いた直流変換装置を、フルブリッジに変更しても、実施例３の効果と同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。
【図２】本発明の実施例１の直流変換装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの巻線構造を示す図である。
【図４】本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの回路図及びその等価回路を示す図である。
【図５】本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。
【図６】本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。
【図７】従来の多出力の直流変換装置の回路構成図である。
【図８】図７に示す従来の単出力の直流変換装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の多出力の他の直流変換装置の回路構成図である。
【符号の説明】
【０１０４】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｌｒ１，Ｌｐ１ リアクトル
Ｒｏ１，Ｒｏ２ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２ ２次巻線
Ｓ２０，Ｓ３０ 結合巻線
Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２ 変圧巻線
１０，１０ａ 制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ１，Ｃｏ２ 平滑コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率、小型で安価な直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に従来の多出力の直流変換装置を説明するための基本回路である単出力の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。
【０００３】
図７に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１はトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。
【０００５】
トランスＴ１の巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他端とトランスＴ１の２次巻線Ｓ２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。
【０００６】
制御回路１０は、コンデンサＣｏｌからの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏｌの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。
【０００７】
次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。
【０００８】
図８において、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＤ３はダイオードＤ３の両端電圧、ＩＤ３はダイオードＤ３の電流、ＶＤ４はダイオードＤ４の両端電圧、ＩＤ４はダイオードＤ４の電流である。
【０００９】
なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが互いにオン／オフ動作するものとする。
【００１０】
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れている。
【００１１】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。
【００１２】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼ直流電源Ｖｉｎの電圧であったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。
【００１３】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は（Ｖｉｎ−ＶＱ１）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。
【００１４】
時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
【００１５】
時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れている。
【００１６】
時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側の電流はなくなり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１，Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れる。
【００１７】
時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１の経路で電流が流れる。
【００１８】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では、略０ＶであったがＶｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１は０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は、(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。
【００１９】
時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
【００２０】
時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れている。
【００２１】
時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１、Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れる。
【００２２】
このように図７に示す従来の直流変換装置では、デューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ１、リアクトルＬｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。
【００２３】
また、図７に示すように、この回路方式の出力平滑手段は、コンデンサインプット方式であるので、トランスＴ１の２次側を多出力に構成する場合には、図９のようにトランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２以外に別の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４を追加し、２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４の電圧を整流及び平滑することにより簡単に多出力電源回路を構成できる。また、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２と２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４とは密結合であるので、多出力の各出力電圧は巻数比に比例した電圧が取り出せ、クロスレギュレーションも良好である。
【００２４】
このようにトランスＴ１の２次側の出力電圧Ｖｏは２次側の巻数比に比例した電圧となるので、トランスＴ１の２次側の巻数が多ければ多いほど、細かく出力電圧を設定することができる。
【特許文献１】特開２００３−３１９６５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
しかしながら、従来の回路では、図８に示すように、２次側のダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４は、共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒ１との共振電流により正弦波状の電流が流れる。この正弦波状の電流は平滑コンデンサＣｏ１にリップル電流として流れるため、出力電流が大きい場合、平滑コンデンサＣｏ１にも大きなリップル電流が流れる。例えば、２つの２次側出力電圧が５Ｖ１０Ａと２４Ｖ２．１Ａと５０Ｗずつの出力容量とした場合、５Ｖ出力のコンデンサには２４Ｖ出力の約５倍のリップル電流が流れる。
【００２６】
また、２次巻線の巻数を多くするとそれに比例して１次巻線も増やさなければならないので、共振回路を構成しているリアクトルＬｒ１にトランスＴ１の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを利用する場合に以下のような問題も発生する。
【００２７】
即ち、トランスＴ１の１次巻線を増やすと、リーケージインダクタンスは巻数の二乗に比例して増加する。また、トランスＴ１の２次側に送る電力はＣｒｉ／Ｌｒ１の平方根に比例し、動作周波数はＣｒｉ×Ｌｒ１に比例する。
【００２８】
従って、動作周波数が一定の場合、出力電力は電流共振コンデンサＣｒｉに比例する。出力容量が大きな電源回路を構成する場合、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくする必要があるが、動作周波数を一定にする場合は、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくするに伴ってリアクトルＬｒ１を小さくする必要がある。リアクトルＬｒ１を小さくするには、１次巻線を減少する必要があり、出力電力が大きい電源回路を構成しようとすると２次巻線が小さくなり、精度良く２次側巻数比を選ぶことが困難になる。
【００２９】
このため、従来回路構成では、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）及びゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）により、高効率で低ノイズの電源が構成でき、２次側を他出力電源とした電源回路も構成できる。
【００３０】
しかしながら、リアクトルＬｒ１にトランスＴ１の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを使用し、２次側トータル電力が大きな多出力電源回路を構成した場合には、平滑コンデンサＣｏ１に流れる電流が正弦波状であるため、平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流が大きく、出力電流が大きな出力に対して平滑コンデンサＣｏ１のＥＳＲによる発熱やリップル電圧が大きくなる問題が発生する。この問題を解決するため、平滑コンデンサＣｏ１の容量を大きくしたり、平滑コンデンサＣｏ１の本数を増やして問題を解決する。しかし、コストがアップしたり、２次巻線の巻数が少なくなり精度良く巻数比が設定できないという問題があった。従って、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路に対応することができないという課題を有していた。
【００３１】
本発明の課題は、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路を構成し、小型で安価で高効率な直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第３トランスと、前記第２トランスの第１巻線と前記第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとが閉ループを構成する閉ループ回路と、前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第２巻線と前記第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第２トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第３トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路とを備えることを特徴とする。
【００３３】
請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
【００３４】
請求項３の発明は、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、密結合された少なくとも１巻線からなる第１の２次巻線と密結合された少なくとも１巻線からなる第２の２次巻線とを有し、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線とが互いに疎結合されている第２トランスと、前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第１の２次巻線と前記第２トランスの第２の２次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第２トランスの第２の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路とを備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子の両端又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする。
【００３６】
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする。
【００３７】
請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第１整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、密結合された第２トランスの第１巻線と密結合された第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとの閉ループ回路と、第１トランスの２次巻線の両端に、第２トランスの第２巻線と第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路とを設けたので、平滑コンデンサに流れる電流を矩形波状にでき、平滑コンデンサに流れるリップル電流を少なく抑え、平滑コンデンサの容量を小さくでき、平滑コンデンサの本数を減らすことができる。
【００３９】
また、第１トランスの２次巻線に発生する電圧と出力電圧の関係が、従来の回路より改善されるので、第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを電流共振リアクトルとして利用でき、低電圧の出力電圧を含む多出力電源回路を構成する場合に、小型で安価で高効率な直流変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００４１】
図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す実施例１の直流変換装置は、図７に示す直流変換装置と同様に、ハーフブリッジ回路で構成されている。
【００４２】
トランス（第１トランス）Ｔ１ｂは、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを有する。トランス（第２トランス）Ｔ２は、結合巻線Ｓ２０（第１巻線）と変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２（第２巻線）とが密結合して構成される。トランス（第３トランス）Ｔ３は、結合巻線Ｓ３０（第１巻線）と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２（第２巻線）が密結合して構成される。
【００４３】
結合巻線Ｓ２０の巻数ｎ２０と結合巻線Ｓ３０の巻数ｎ３０との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２１の巻数ｎ２１と変圧巻線Ｓ３１の巻数ｎ３１との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２２の巻数ｎ２２と変圧巻線Ｓ３２の巻数ｎ３２との巻数比は、１：１である。変圧巻線Ｓ２１の巻数ｎ２１と変圧巻線Ｓ２２の巻数ｎ２２との巻数比、及び変圧巻線Ｓ３１の巻数ｎ３１と変圧巻線Ｓ３２の巻数ｎ３２との巻数比は、ｍ：ｎ（ｍ，ｎは１ではない）である。
【００４４】
トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１の両端には、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２とトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２との第２直列回路が接続されている。トランスＴ２の結合巻線Ｓ２０とトランスＴ３の結合巻線Ｓ３０とリアクトルＬｃとが閉ループを構成している。
【００４５】
トランスＴ１ｂの１次巻線Ｐ１とリアクトル（第１リアクトル）Ｌｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる第１直列回路が設けられている。この第１直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ１のドレイン−ソース間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１とは直列に接続され、直流電源Ｖｉｎの両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。
【００４６】
なお、第１直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続される構成であっても良い。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生容量であっても良く、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生容量であっても良い。
【００４７】
リアクトルＬｒ１はトランスＴ１ｂの１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、変換回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフして直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続された電流共振コンデンサＣｒｉを介してこの交流電圧を１次巻線Ｐ１にリアクトルＬｒ１を介して印加する。なお、電流共振コンデンサＣｒｉは、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続される構成であっても良い。
【００４９】
トランスＴ２の出力変圧巻線Ｓ２１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１の他端とトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端及び平滑用のコンデンサＣｏ２の一端に接続され、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１の他端及びトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３２の一端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、及びコンデンサＣｏ１は、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ３１に発生した電圧（第１電圧）を整流及び平滑して第１直流出力Ｖｏ１を取り出す第１整流平滑回路を構成している。
【００５０】
トランスＴ２の出力変圧巻線Ｓ２２の一端（●側）には、ダイオードＤ５のアノードが接続され、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２２の他端はダイオードＤ５のアノードに接続されている。
【００５１】
トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３２の他端はダイオードＤ６のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードはコンデンサＣｏ２の他端に接続されている。コンデンサＣｏ２の両端には負荷Ｒｏ２が接続されている。ダイオードＤ５、ダイオードＤ６、及びコンデンサＣｏ２は、変圧巻線Ｓ２２，Ｓ３２に発生した電圧（第２電圧）を整流及び平滑して第２直流出力Ｖｏ２を取り出す第２整流平滑回路を構成している。
【００５２】
制御回路１０は、コンデンサＣｏ１からの出力電圧Ｖｏ１に基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏ１の出力電圧Ｖｏ１が一定になるように制御する。
【００５３】
（実施例１の特徴部分の説明）
次に、実施例１の直流変換装置の特徴部分を説明する。実施例１では、図９に示す従来回路と比較して、絶縁トランスであるトランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１が２次巻線の１回路となっている。
【００５４】
従来回路では、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ２がオンのときに２次巻線Ｓ１１に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフのときに２次巻線Ｓ１２に電流が流れていた。
【００５５】
これに対して、実施例１では、トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１には、図２に示すように、交流電流ＩＮｓが流れている。従って、実施例１の２次巻線Ｓ１の平均電流密度は従来回路の平均電流密度の１／２になる。
【００５６】
また、従来回路では、ダイオードＤ３，Ｄ４に正弦波状の電流が流れていたが、実施例１では、ダイオードＤ３〜Ｄ６に略矩形波状の電流が流れる。このため、電流の実効値では１／√２となり、損失を大きく減少させることができる。
【００５７】
また、例えば、トランスＴ２の結合巻線Ｓ２０の巻数と変圧巻線Ｓ２１と変圧巻線Ｓ２２の巻数比をｎ２０：（ｎ２１＋ｎ２２)＝１：１とした場合に、図２の時刻ｔ７〜ｔ８の期間において、スイッチング素子Ｑ２がオン状態、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態である。この状態で、２次巻線Ｓ１に流れる電流ＩＮｓとダイオードＤ３に流れる電流ＩＤ３との関係と、２次巻線Ｓ１に発生する電圧ＶＮｓと出力電圧Ｖｏ２との関係について説明すると、時刻ｔ７〜ｔ８の期間では、２次巻線Ｓ１の巻始め(●側)に正電圧ＶＮｓが発生している。
【００５８】
このとき、トランスＴ１ｂの２次側では、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路で電流が流れる。従って、変圧巻線Ｓ３１の両端電圧と変圧巻線Ｓ３２の両端電圧との合計電圧ＶＴ３＝ＶＮｓ−Ｖｏ２である。
【００５９】
トランスＴ２とトランスＴ３はそれぞれの結合巻線Ｓ２０，Ｓ３０によりリアクトルＬｃを介して結合しているので、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、トランスＴ３の結合巻線Ｓ３０を介してトランスＴ２の結合巻線Ｓ２０に流れ、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に流れる。従って、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の経路の電流と、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流が流れる。このため、２次巻線Ｓ１に流れる電流の２倍の電流がダイオードＤ５に流れることになる。
【００６０】
また、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生する電圧ＶＴ２は出力電圧Ｖｏ２となる。従って、リアクトルＬｃに印加される電圧ＶＬｃは、
ＶＬｃ＝ＶＴ３−ＶＴ２＝(ＶＮｓ−Ｖｏ２)−Ｖｏ２＝ＶＮｓ−２・Ｖｏ２
となる。このため、２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）の電圧と出力電圧Ｖｏ２との関係は、
ＶＮｓ＝２・Ｖｏ２＋ＶＬｃ
となる。
【００６１】
このため、２次巻線Ｓ１に発生する電圧ＶＮｓは、２次側出力電圧Ｖｏ２の２倍以上になる。従って、２次巻線Ｓ１は、従来方式に比べて、２倍以上の巻数を巻回でき、低い電圧を出力として取り出すことができる。
【００６２】
また、時刻ｔ２〜ｔ３の期間、時刻ｔ３〜ｔ４の期間、時刻ｔ６〜ｔ７の期間、時刻ｔ７〜ｔ８の期間では、リアクトルＬｃにＶＬｃ＝ＶＮｓ−２・Ｖｏ２の電圧が印加される。リアクトルＬｃの電流ＩＬｃは、リアクトル値により制限されて流れる。そして、ダイオードＤ３〜Ｄ６を流れる電流は、リアクトルＬｃによって制限されるため、図２に示すようなピークのない略矩形波に近い形の電流になる。
【００６３】
従って、平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２のリップル電流は、大幅に減少し、大電流出力回路における平滑コンデンサの容量や平滑コンデンサの本数を大幅に減少できる。
【００６４】
また、この期間では、電流共振コンデンサＣｒｉと、リアクトルＬｒ１と１次側換算したリアクトルＬｃとの合計リアクトルと、による共振電流が流れているとも言える。また、多出力のクロスレギュレーションは、密結合した変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２の結合によって決まるので、多出力の各出力電圧のクロスレギュレーションは、非常に良好になる。
【００６５】
次にこのように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００６６】
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間１では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１ｂの１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路と、Ｃｏ２→Ｒｏ２→Ｃｏ２の経路とで電流が流れている。
【００６７】
また、２次巻線Ｓ１からＳ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路の電流が流れている。トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、結合巻線Ｓ３０に流れている電流、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流ＩＬｃが流れている。
【００６８】
また、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の電流によりトランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２にも電流が流れる。即ち、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流も流れている。
【００６９】
また、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に印加される電圧ＶＴ２によって、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１に、ＶＴ２・ｎ２１／(ｎ２２＋ｎ２１)の電圧が発生する。このため、Ｓ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１の経路で電流が流れている。
【００７０】
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。
【００７１】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼＶｉｎであったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。
【００７２】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。
【００７３】
時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路に流れていた電流、即ちダイオードＤ５の電流ＩＤ５は、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路の電流、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流、即ちダイオードＤ６の電流ＩＤ６に移る期間となる。従って、ダイオードＤ５の電流ＩＤ５とダイオードＤ６の電流ＩＤ６がともに流れるので、２次巻線Ｓ１の両端電圧は０ボルトになっている。
【００７４】
時刻ｔ２では、ダイオードＤ５に流れていた電流ＩＤ５は、全てダイオードＤ６に移る。また、同様にＳ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１に流れていた電流ＩＤ３もＤ４に移動する。
【００７５】
時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、トランスＴ１ｂの１次側はＬｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｄ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側は、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路の電流、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流が流れている。
【００７６】
また、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に流れる電流は、結合巻線Ｓ２０に流れている電流、Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０→Ｓ２０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流Ｉｌｃが流れる。
【００７７】
また、Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０→Ｓ２０の電流はトランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２にも流れるため、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路の電流も流れる。また、変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に印加される電圧ＶＴ３によって、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１に、ＶＴ３・ｎ３１／(ｎ３２＋ｎ３１)の電圧が発生し、Ｓ３１→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ３１の経路で電流が流れている。
【００７８】
また、時刻ｔ０〜時刻ｔ２の期間で、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
【００７９】
時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間４では、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、１次電流はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れるようになる。２次側の電流は、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間と同様に流れている。
【００８０】
時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。
【００８１】
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では略０Ｖであったが、Ｖｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。
【００８２】
時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間６では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。また、Ｓ１→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ２１→Ｓ２２→Ｓ１の経路、Ｓ３１→Ｓ３２→Ｄ６→Ｃｏ２→Ｓ３１の経路に流れていた電流、即ちダイオードＤ６の電流ＩＤ６は、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流、即ちダイオードＤ５の電流ＩＤ５に移る期間となる。
【００８３】
従って、ダイオードＤ６の電流ＩＤ６とダイオードＤ５の電流ＩＤ５がともに電流が流れているので、２次巻線Ｓ１の両端は０ボルトになっている。時刻ｔ６でダイオードＤ６に流れていた電流ＩＤ６は全てダイオードＤ５に移る。また、同様に、Ｓ３１→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ３１の経路に流れていた電流ＩＤ４もダイオードＤ３に移動する。
【００８４】
時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、トランスＴ１ｂの１次側はＬｒ１→Ｄ２(Ｑ２)→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れており、トランスＴ１ｂの２次側は、Ｓ１→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ３１→Ｓ３２→Ｓ１の経路、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流が流れている。
【００８５】
また、トランスＴ３の変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２に流れる電流は、結合巻線Ｓ３０に流れている電流、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０と等しい電流が流れる。従って、リアクトルＬｃに制限された電流ＩＬｃが流れる。
【００８６】
また、Ｓ３０→Ｓ２０→Ｌｃ→Ｓ３０の経路の電流はトランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２にも流れるため、Ｓ２１→Ｓ２２→Ｄ５→Ｃｏ２→Ｓ２１の経路の電流も流れる。また、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２に印加される電圧ＶＴ２によって、トランスＴ２の変圧巻線Ｓ２１に、ＶＴ２・ｎ２１／(ｎ２２＋ｎ２１)の電圧が発生し、Ｓ２１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ２１の経路で電流が流れている。
【００８７】
また、時刻ｔ５〜時刻ｔ７の期間で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
【００８８】
時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れるようになる。２次側は、時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間と同様に流れている。
【実施例２】
【００８９】
図３は本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの巻線構造を示す図である。実施例２では、図３（ａ）〜図３（ｃ）に示すような構造のトランスを用いることで、図１に示す第２トランスＴ２と第３トランスＴ３とリアクトルＬｃを１つの一体化されたトランスで構成できる。以下、一体化されたトランスの構成について説明する。
【００９０】
図３（ａ）に示すトランスは、側脚３０ａ，３０ｂと中央脚３０ｃとを有した日の字型のコア３０を有し、中央脚３０ｃには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と密結合された変圧巻線Ｓ３１，３２２とが所定距離離して巻回されている。これにより、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，３２２とが疎結合されている。
【００９１】
図３（ｂ）に示すトランスは、側脚３１ａ，３１ｂを有した口の字型のコア３１を有し、脚３１ｂには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２が巻回され、脚３１ａには、密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが巻回されている。変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。
【００９２】
図３（ｃ）に示すトランスは、側脚３２ａ，３２ｂ及び中央脚３２ｃを有した日の字型のコア３２を有し、脚３２ｂには、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２が巻回され、脚３２ａには、密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが巻回されている。これにより、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。中央脚３２ｃにはギャップ３２ｄが形成されている。
【００９３】
図４は本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの回路図及びその等価回路を示す図である。図４（ａ）はトランスＴ４の回路図であり、図４（ｂ）はトランスＴ４の等価回路である。トランスＴ４は、変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２とが疎結合されている。図４に示すＴ４の短い〓〓は、疎結合を表している。
【００９４】
密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２と密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２が疎結合となるように巻回されているため、密結合された変圧巻線Ｓ２１，Ｓ２２ｎと密結合された変圧巻線Ｓ３１，Ｓ３２のリーケージインダクタンスは、ＬＳ１，ＬＳ２となり、結合されたインダクタンスがＬＭである。通常、インダクタンスＬＭはインダクタンスＬＳ１，ＬＳ２より大きいので、等価回路は図４（ｃ）に示す回路となる。
【００９５】
従って、図４（ｃ）に示すトランスＴ４の等価回路は、図１に示すトランスＴ２とトランスＴ３とを組み合わせたものと同じとなる。即ち、図１に示すトランスＴ２とトランスＴ３とリアクトルＬｃを１つの一体化されたトランスＴ４で構成できる。このため、部品を大幅に削減できる。
【００９６】
図５は図３に示す構造のトランスＴ４を用いた場合の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。なお、実施例２の直流変換装置の動作は、図１及び図２で説明した動作と同様であり、同様の効果が得られる。
【実施例３】
【００９７】
図６は本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図６に示す実施例３の直流変換装置は、フルブリッジ回路で構成されていることを特徴とする。即ち、図１に示すハーフブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に、さらにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を設け、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との直列回路が接続されている。
【００９８】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に、電圧共振コンデンサＣｒｖの一端が接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点に、電圧共振コンデンサＣｒｖの他端が接続されている。
【００９９】
制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３と、を交互にオン／オフして直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を電圧共振コンデンサＣｒｖに出力する。
【０１００】
このように実施例３のフルブリッジ構成の直流変換装置であっても、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【０１０１】
なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。図６に示す実施例３では、フルブリッジでトランスＴ２とトランスＴ３とを用いた直流変換装置を示したが、例えば、図５に示す実施例２のトランスＴ２とトランスＴ３とを一体化したトランスＴ４を用いた直流変換装置を、フルブリッジに変更しても、実施例３の効果と同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。
【図２】本発明の実施例１の直流変換装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの巻線構造を示す図である。
【図４】本発明の実施例２の直流変換装置のトランスの回路図及びその等価回路を示す図である。
【図５】本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。
【図６】本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。
【図７】従来の多出力の直流変換装置の回路構成図である。
【図８】図７に示す従来の単出力の直流変換装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の多出力の他の直流変換装置の回路構成図である。
【符号の説明】
【０１０４】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｌｒ１，Ｌｐ１ リアクトル
Ｒｏ１，Ｒｏ２ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２ ２次巻線
Ｓ２０，Ｓ３０ 結合巻線
Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２ 変圧巻線
１０，１０ａ 制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ１，Ｃｏ２ 平滑コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、
密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、
密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第３トランスと、
前記第２トランスの第１巻線と前記第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとが閉ループを構成する閉ループ回路と、
前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第２巻線と前記第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第２トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
前記第３トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、
密結合された少なくとも１巻線からなる第１の２次巻線と密結合された少なくとも１巻線からなる第２の２次巻線とを有し、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線とが互いに疎結合されている第２トランスと、
前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第１の２次巻線と前記第２トランスの第２の２次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
前記第２トランスの第２の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項４】
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子の両端又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、
一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、
一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子と、を備え、
前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記第１整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項１】
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、
密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、
密結合された少なくとも第１巻線と第２巻線とを有する第３トランスと、
前記第２トランスの第１巻線と前記第３トランスの第１巻線と第２リアクトルとが閉ループを構成する閉ループ回路と、
前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第２巻線と前記第３トランスの第２巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第２トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
前記第３トランスの第２巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
前記第１トランスの１次巻線と第１リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記第１直列回路に出力する変換回路と、
密結合された少なくとも１巻線からなる第１の２次巻線と密結合された少なくとも１巻線からなる第２の２次巻線とを有し、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線とが互いに疎結合されている第２トランスと、
前記第１トランスの２次巻線の両端に、前記第２トランスの第１の２次巻線と前記第２トランスの第２の２次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
前記第２トランスの第２の２次巻線に発生した電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項４】
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子の両端又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記変換回路は、
一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、
一端が前記直流電源の負極に接続された第３スイッチング素子と、
一端が前記第３スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４スイッチング素子と、を備え、
前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子と、を交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に接続された前記第１直列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記第１整流平滑回路の出力電圧に基づき発振周波数を変化させて、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００８−２８９２９５（Ｐ２００８−２８９２９５Ａ）
【公開日】平成２０年１１月２７日（２００８．１１．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１３２７０５（Ｐ２００７−１３２７０５）
【出願日】平成１９年５月１８日（２００７．５．１８）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１１月２７日（２００８．１１．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月１８日（２００７．５．１８）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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