直流電源装置
【課題】負荷に流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができる直流電源装置を提供する。
【解決手段】発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２にと直列に接続され、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流を検出するためのＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２と、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２を流れる電流をＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に生じる電圧降下で定電流制御信号電圧として検出し、当該定電流制御信号電圧号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路２とを備え、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２を入力電圧の基準電位Ｖ−からフローティングとすると共に、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続されている。
【解決手段】発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２にと直列に接続され、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流を検出するためのＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２と、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２を流れる電流をＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に生じる電圧降下で定電流制御信号電圧として検出し、当該定電流制御信号電圧号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路２とを備え、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２を入力電圧の基準電位Ｖ−からフローティングとすると共に、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に係り、特に昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源装置の一形態として、入力電圧を昇圧または降圧して負荷に供給する昇降圧チョッパ回路を有するものが知られており、昇降圧型チョッパ回路を用いた直流電源装置の従来技術として、例えば、特表２００９−５３３０１５号公報（特許文献１）などを挙げることができる。特許文献１に開示された昇降圧型チョッパ回路では、ＬＥＤ電流感知抵抗を用いてＬＥＤに流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する構成となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００９−５３３０１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１の従来技術では、出力電圧を入力電圧のＧＮＤからみた場合、入カ電圧と同等かそれ以上の電圧となり、ＬＥＤ電流感知抵抗をＬＥＤのハイサイドに配置し、ＬＥＤに流れる電流の検出をハイサイド側で行うように構成されている。これにより、ＬＥＤに流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路には、入力電圧と同じコモンモード電圧が加わるため、入カの電圧範囲が、制御回路の耐圧に依存することになってしまい、入力電圧が低電圧の範囲に限られてしまうという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、制御回路の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができる直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の直流電源装置は、スイッチング素子がオンのときリアクトルにエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子がオフのときリアクトルに蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサに蓄積させ、極性が反転した直流電圧を負荷に供給する昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置であって、前記負荷と直列に接続され、前記負荷を流れる電流を検出するための負荷電流検出抵抗と、前記負荷を流れる電流を前記負荷電流検出抵抗に生じる電圧降下で負荷電流検出信号として検出し、当該負荷電流検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、前記制御回路のグランド電位を入力電圧の基準電位からフローティングとすると共に、前記制御回路の前記グランド電位と前記負荷電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷電流検出信号が一定となる様に制御することで、前記負荷を流れる電流を定電流制御するようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗と、前記制御回路は、前記負荷を流れる電流を前記過電流検出抵抗に生じる電圧降下で検出し、当該検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する過電流検出手段を備え、前記制御回路の前記グランド電位と前記過電流検出抵抗の一方の端子が接続されているようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記昇降圧型チョッパ回路には、交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器からの正弦波脈動電圧が入力され、前記制御回路は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記負荷電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段とを備えているようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧未満になったことを検出するようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷はＬＥＤ負荷であっても良い。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、負荷に流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路のＧＮＤをフローティングとすることで、制御回路の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができるという効果を奏する。また、入力電圧範囲を広く取ることができため、ＡＣ入力電圧を降圧させずに、直接スイッチングして制御することも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示した図である。
【図２】図１に示す制御回路２の回路構成を示した図である。
【図３】本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の１／２の時点における回路動作波形を示した図である。
【図４】本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の時点における回路動作波形を示した図である。
【図５】本発明による実施形態の直流電源装置１の、力率改善動作を模式的に示した図である。
【図６】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧波形と入力電流波形をシミュレーションにより示した図である。
【図７】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。
【図８】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧に対する力率を実測した特性図である。
【図９】従来技術による直流電源装置の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（実施形態）
図１に、本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を、図２に、図１に示す制御回路２の回路構成をそれぞれ示す。
図１に示すように、直流電源装置１は、入力された電圧をスイッチング素子Ｑ１でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのときにマイナスの電圧を出力する昇降圧型（極性反転型）チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１がＯＮのときＯＮ電流（図１に示す実線矢印）によってリアクトルＬ１にエネルギーを蓄積され、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのときリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが回生電流（図１に示す点線矢印）によってダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に蓄積され、極性が反転された直流電圧が負荷（直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に供給される。
【００１０】
出力の制御は、負荷（ＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に流れる電流の信号を検出し、この検出信号に基づき定電流制御を行う。負荷に流れる電流は、負荷（ＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に直列接続されたＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に生じる電圧降下として検出され、この検出信号が定電流制御信号電圧となる。ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２は、負荷に接続された一方の端子が制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子に接続され、フローティングとされた制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子にＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子が接続されている。これにより、制御回路２の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができる。
【００１１】
一方、ダイオードＤ３を介して入力した電圧からリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）を検出し、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のＯＮ信号開始点を決めるパルスを生成する。このパルスを起点として三角波を生成し、この三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達する期間までスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達した時点でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、次の臨界電流のパルス発生タイミングで三角波をリセットする。
【００１２】
このように、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして出力電流を制御すると、スイッチング素子Ｑ１をＯＮするパルス幅は定電流制御信号電圧に応じた一定のパルス幅となり、しかも臨界動作でスイッチングさせることができる。これにより、入力電流波形が正弦波状に近似され、後述の図５のように力率改善を行うことが可能となる。
次に、直流電源装置１の回路構成、及びその回路動作について更に詳述する。
【００１３】
図１及び図２を参照して、直流電源装置１の回路構成を説明する。
直流電源装置１の入力端子V＋、Ｖ−には、ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖｉｎ）、整流出力負極端子（電圧Ｖ０）がそれぞれ接続されている。整流回路ＤＢの交流入力端子には、ＡＣｉｎ１とＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣ１が接続され、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。直流電源装置１の入力端子V＋、すなわち整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖｉｎ）にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子にはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続されている。また、過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子は、リアクトルＬ１の一方の端子に接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は、入力電圧の基準電位となる直流電源装置１の入力端子Ｖ−、すなわち整流回路ＤＢの整流出力負極端子（電圧Ｖ０）に接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１がＯＮのとき図１に実線矢印で示すＯＮ電流が形成される。
【００１４】
一方、負荷は、直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２で構成され、発光ダイオードＬＥＤ１のアノード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のカソード端子が接続されている。リアクトルＬ１の他方の端子と整流回路ＤＢの整流出力負極端子（電圧Ｖ０）が接続された接続点にはダイオードＤ２のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は、発光ダイオードＬＥＤ２のアノード端子に接続されている。また、発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子は、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子に接続され、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子はアクトルＬ１の一方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。さらに、ダイオードＤ２のカソード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のアノード端子が接続された接続点と、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子とアクトルＬ１の一方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点との間には、直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２と並列に平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのとき図１に点線矢印で示す回生電流が形成される。
【００１５】
また、発光ダイオードＬＥＤ１のアノード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のカソード端子が接続された接続点にはダイオードＤ１のアノード端子が接続され、ダイオードＤ１のカソード端子は制御回路２のＶｃｃ（電源入力）端子とコンデンサＣ２の一方の端子に接続され、コンデンサＣ２の他方の端子はＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。これにより、直流電源装置１を制御する制御回路２に電源が供給される。
【００１６】
制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子とスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続された接続点が接続されている。これにより、制御回路２には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖｉｎが入力される。制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子には、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点が接続され、また、制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子には、発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続された接続点が接続され、また、制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点が接続されている。これにより、制御回路２には、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の両端電圧と、過電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧とが入力される。制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子には、ダイオードＤ３のカソード端子が接続され、ダイオードＤ３のアノード端子はリアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点に接続されている。これにより、制御回路２には、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点の電圧がダイオードＤ３を介して入力され、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）が検出される。また、制御回路２のＤｒｖ（ドライブ）端子には、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子が接続され、制御回路２からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に、ＯＮ／ＯＦＦ信号が出力される。
【００１７】
制御回路２は、図２を参照すると、ワンショット（ＯＮＥ ＳＨＯＴ）回路３、起動回路４、Ｒｅｇ（内部レギュレータ）５、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３、オペアンプＯＰ１、トランスコンダクタンスアンプ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）ＯＴＡ１、電流源回路ＣＣ１、バッファ回路ＢＦ、コンデンサＣｔ、Ｃｆｂ、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４などからなっている。
【００１８】
制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子は制御回路２の起動回路４に接続されており、制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子から入力された整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖｉｎは制御回路２の起動回路４に入力され、起動回路４は直流電源装置１に商用交流電源ＡＣ１が投入された直後に制御回路２を起動するようになっている。
【００１９】
制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子はコンパレータＣＰ２の反転入力端子に接続されており、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ３の正極端子に接続されている。また、コンパレータＣＰ２の出力端子はワンショット回路３の入力端子に接続されている。ワンショット回路３の出力端子は、コンパレータＣＰ１の反転入力端子、コンデンサＣｔの一方の端子、及び電流源回路ＣＣ１の一方の端子である電流出力端子が接続された接続点に接続されている。制御回路２のＶｃｃ（電源入力）端子は制御電源回路であるＲｅｇ５の入力端子に接続されており、電流源回路ＣＣ１の他方の端子はＲｅｇ５の出力端子に接続されている。
【００２０】
制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子は、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４の負極端子と接続されて制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２となっている。このグランド電位ＧＮＤ２の電位はＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点の電位であり、整流回路ＤＢの整流出力負極端子が接続されたＧＮＤ１ラインに対し電位がフローティングとなっている。グランド電位ＧＮＤ２にはコンデンサＣｔの他方の端子、コンデンサＣｆｂの他方の端子も接続されている。
【００２１】
制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子はオペアンプＯＰ１の反転入力端子が接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ２の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ２の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子はトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ１の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。
【００２２】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子はコンデンサＣｆｂの一方の端子に接続され、コンデンサＣｆｂの他方の端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１は非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ１と反転入力端子に入力されたオペアンプＯＰ１の出力端子からの電圧との差電圧を電流に変換して増幅し出力する。したがって、コンデンサＣｆｂはトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１からの出力電流により充放電される。
【００２３】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子とコンデンサＣｆｂの一方の端子が接続された接続点は、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子はバッファ回路ＢＦの入力端子に接続され、バッファ回路ＢＦの出力端子は制御回路２のＤｒｖ（ドライブ）端子を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。
【００２４】
制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子はコンパレータＣＰ３の反転入力端子に接続されており、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ４の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ４の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。また、コンパレータＣＰ３の出力端子はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。
【００２５】
次に、直流電源装置１の回路動作を、図３、図４を参照して説明する。図３は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧のピーク値の１／２の値の点における動作波形を示している。また、図４は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧のピーク値の点における動作波形を示している。
【００２６】
図３、図４における各波形は、上から、リアクトルＬ１に流れる電流波形ＩＬ１、過電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧波形ＶＲ１、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧波形ＶＲ２、コンデンサＣｔの電圧波形Ｖｃｔ、コンデンサＣｆｂの電圧波形Ｖｃｆｂ、ワンショット回路３の出力波形、バッファ回路ＢＦの出力波形を示している。
【００２７】
リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（バッファ回路ＢＦの出力がＨ）のときリアクトルＬ１に整流回路ＤＢの正弦波脈動電圧の瞬時値が印加されるので、その電圧に略比例した傾斜で増加する（ＯＮ電流という）。また、スイッチング素子がＯＦＦするとリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーは、リアクトルＬ１〜ダイオードＤ２〜平滑コンデンサＣ１〜リアクトルＬ１の閉回路で放電されるので、平滑コンデンサＣ１は充電され、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１を減少させる（回生電流という）。したがって、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、図３、図４に示されるように、三角波状の電流が流れる。時刻ｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５で示した各タイミングは、回生電流が０Ａになって、自由振動が開始するタイミングである（臨界電流という）。後述するように、時刻ｔ１、ｔ３、・・・ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングでは臨界電流で自由振動が開始し、このときの自由振動による基準電圧Ｖｒｅｆ３を超える電圧を検出して、内部で生成している三角波（コンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔ）をリセットする。このリセット周期がスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期となる。
【００２８】
発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続された接続点の電圧、すなわちＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２により検出された電圧ＶＲ２（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ２が接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力された電圧ＶＲ２と非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ２が比較され、オペアンプＯＰ１はこれらの差分を増幅してトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に出力する。
【００２９】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が接続され、非反転入力端子の入力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較して、その電圧の差分を増幅し、かつ、電圧信号から電流信号に変換して出力する。ここで、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子にはコンデンサＣｆｂとコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力電流はコンデンサＣｆｂの電荷を充放電する。これにより、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力からコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される信号は電圧信号に置き換えられる。
【００３０】
コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、定電流回路ＣＣ１の出力端子とコンデンサＣｔの一方の端子とワンショット回路３の出力端子とが接続された接続点に接続されている。ここで、定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３は、三角波発振器を構成している。すなわち、定電流回路ＣＣ１でコンデンサＣｔを一定電流で充電することで三角波波形の傾斜を決定し、ワンショット回路３は三角波発振のリセットタイミングを決定するパルス信号を出力する。定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３で構成される三角波発振の出力波形は、図３、図４にコンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔとして示されている。
【００３１】
一方、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点の電圧（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）がダイオードＤ３及び制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子を介してコンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖｒｅｆ３の電圧がコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に入力されている。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦした後のリアクトルＬ１の電流ＩＬ１の回生が終了した臨界電流時点で、自由振動が開始され、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点に、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２に対して基準電圧Ｖｒｅｆ３未満の電圧が生じる。この自由振動の電圧が基準電位Ｖｒｅｆ３未満になると、コンパレータＣＰ２の出力は、反転してＨレベル信号をワンショット回路３へ出力する。ワンショット回路３は、コンパレータＣＰ２からこのＨレベル信号が入力されたときパルス信号を出力する（図３、図４のワンショット回路３の出力信号参照）。このパルス信号によりコンデンサＣｔの電荷は急速放電される。すなわち、ワンショット回路３は、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミングｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングにてパルス信号を出力する。このパルス信号はスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期における周期開始タイミングを決定する。
【００３２】
バッファ回路ＢＦの出力、言い換えるとスイッチング素子Ｑ１のＯＮパルス信号は、コンパレータＣＰ１により決定される。図３、図４に示すように、コンパレータＣＰ１は、反転入力端子の三角波信号Ｖｃｔと、非反転入力端子のＶｃｆｂ端子電圧を比較し、Ｖｃｆｂ端子電圧よりも三角波信号Ｖｃｔが低い期間（例えば、図３、図４に示すｔ１〜ｔ２、ｔ２１〜ｔ２２などのＴｏｎ期間）にＯＮパルス信号をバッファ回路ＢＦから出力する。また、ＯＦＦ期間は、前述したようにリアクトルＬ１の電流ＩＬ１の回生が終了した時点までとなり、図３、図４に示すように、コンデンサＣｔの三角波信号のピーク電圧は固定されず、次のワンショット回路３からのパルス信号まで上昇することになる。図３、図４を比較すると、バッファ回路ＢＦのＴｏｆｆ期間が図３に対し図４で長くなっている。このように、三角波発振の周波数は固定されず、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧により変化する。
【００３３】
但し、バッファ回路ＢＦのＴｏｎ期間は、前述の脈動電圧に左右されず略等しいパルス幅となっている。これは、負荷が定電流制御されているため、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の端子間の電圧、すなわちオペアンプＯＰ１の反転入力端子の入力電圧の変化が少ないことによる。入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の１／２の場合を示した図３のＶＲ２と、入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の場合を示した図４のＶＲ２の電圧は、等しい電圧である。これにより、図３、図４に示すように、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間におけるＯＮパルス幅は位相の異なる点であっても略一定となり、入力電圧波形に近似した入力電流が流れることになる。
【００３４】
また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、負荷に直列接続された過電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧降下として検出し、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点の電圧、すなわち過電流検出抵抗Ｒ１により検出された電圧ＶＲ１（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）が過電流検出信号電圧として制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子を介してコンパレータＣＰ３の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖｒｅｆ４の電圧がコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に入力されている。基準電位Ｖｒｅｆ４は、過電流検出のためのしきい電圧であり、過電流検出信号電圧が基準電位Ｖｒｅｆ４を越えると、コンパレータＣＰ３の出力は、反転してＬレベル信号を出力する。コンパレータＣＰ３の出力端子にはコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にコンパレータＣＰ３からこのＬレベル信号が入力されると、コンデンサＣｆｂの充電電圧を放電し、コンパレータＣＰ１はバッファ回路ＢＦから出力されているＯＮパルス信号を直ちにＯＦＦさせる。
【００３５】
図５の上側の図は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間における動作を、実際のスイッチング回数（例えば２０ｋＨｚ）より極端に少なくして（図５ではＶｉｎの半周期で９回のスイッチング回数）、模式的に分かりやすく示したものである。商用交流電源ＡＣ１ら入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧がＶｉｎとして示されている。また、脈動電圧Ｖｉｎの内側に三角波が示されているのはリアクトルＬ１の電流を示している。三角波のＴｏｎとして灰色に塗り潰した部分はＯＮ電流で、その後に続くＴｏｆｆとして示した部分は回生電流を示している。図５の下側の図は、上側の図の一部を拡大して示した図である。回生電流で示したリアクトルＬ１の電流ＩＬ１が０Ａに達した臨界電流直後は自由振動電流が発生する。
【００３６】
臨界電流を起点としてスイッチング素子Ｑ１がＯＮして、リアクトルＬ１に脈動電圧Ｖｉｎが印加されると、リアクトルＬ１の電流はＶｉｎ／Ｌの傾斜でＶｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌの値まで増加する（ＬはリアクトルＬ１のインダクタンス値）。このとき、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは一定値で、また期間Ｔｏｎが一定なので、ＯＮ電流における電流のピーク値はその時点の脈動電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例することになる。また、回生電流では、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする代わりにダイオードＤ２がＯＮしてリアクトルＬ１に誘導起電力による電流が流れる。このとき、リアクトルＬ１には平滑コンデンサＣ１の電圧（出力電圧Ｖｏ）が印加される。したがってリアクトルＬ１の電流はＶｏ／Ｌの傾斜で０Ａ（臨界電流）まで減少する（Ｔｏｆｆの期間）。このとき、臨界電流を検出し、この時点を起点に再びスイッチング素子Ｑ１をＯＮすることを繰り返せば、リアクトルＬ１に流れる電流のピーク値が脈動電圧Ｖｉｎの瞬時値に追従して変化させることができるようになり、力率改善が行える。
【００３７】
図６は、本実施形態の直流電源装置１の入力電圧と入力電流の波形をシミュレーションにより得た波形を示している。シミュレーション条件は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間Ｔｏｎを一定とし、臨界電流を起点にスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すものとしている。したがって、オン・オフ電流には次の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌ＝Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ
このシミュレーション結果をみると、直流電源装置の入力側の電圧と電流は正弦波形となっている。つまり、平滑コンデンサＣ１を充放電する電流は正弦波になる。そして、直流電源装置の出力電流は一定の定電流波形となる。すなわち、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２で検出された電圧をもって定電流制御することは、一定の負荷抵抗における出力側の平滑コンデンサＣ１の電圧を検出しているのと等価になっていることを意味している。
【００３８】
図７は直流電源装置１に接続された商用交流電源ＡＣ１の交流電圧と交流電流の実測波形である。また、図８は入力電圧を８０Ｖから２４０Ｖまで変化させたときの力率の実測値を示している。実測された力率は０．９８に達している。これはＪＩＳＣ６１０００−３−２の照明器具に関する規格であるクラスＣを満足している。
【００３９】
図９は、コンデンサインプット型の従来技術による直流電源装置の入力電圧と入力電流の波形を参考に示したもので、力率は約０．６である。従来技術では正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、高調波が多く含まれ、力率が悪化したり、高調波により周辺に悪影響を与えたりする。これに対し本発明による実施形態の直流電源装置１によれば、図７に示したように、入力電流が位相の広い範囲で流れ、力率が改善されていることが分かる。
【００４０】
本発明の上記実施形態では、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流をＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２によって直接検出してスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路２のグランド電位を入力電圧の基準電位に対してフローティングとすることで、制御回路２の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができるという効果を奏する。さらに、入力電圧範囲を広く取ることができため、ＡＣ入力電圧を降圧させずに、直接スイッチングして制御することも可能となる。
また、本実施形態では、昇降型チョッパ回路を採用しているため、スイッチング素子Ｑ１が破損しても発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に直接電圧が印加されることがなく安全である。
また、本実施形態では、ＡＣ入力電圧を全波整流した電圧を平滑せずに、直接スイッチングして制御することで、ＬＥＤ電流を安定に流すと共に、交流入力電カの力率改善を同時に行うことが可能になる。
また、本実施形態では、ＬＥＤ照明装置などを負荷とする直流電源装置１を、定電流制御方式の力率改善機能を有する昇降型チョッパ回路単体で提供することができる。したがって、従来技術のように力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを組み合わせることなく、或いは力率改善回路の制御部に乗算器を用いることなく昇降型チョッパ回路単体で力率改善が可能になるので、部品点数を大幅に減らし、小型・安価で総合効率を向上し、信頼性の高い電源装置を提供することが可能となる。
また、本実施形態では、ＡＣ入力、全波整流（平滑コンデンサレス）と昇降圧型チョッパ回路との組み合わせで直流電源装置１を構成することにより、突入電流防止回路などが不要になり、小型・安価な直流電源装置を提供できる。
また、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２によって発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流を検出し、この検出信号に基づき制御するため、直流電源装置１の出力は定電流制御となる。この定電流制御により負荷電流を一定に制御することができるので、ＬＥＤ負荷にも対応することができる。
【００４１】
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
【符号の説明】
【００４２】
１・・・直流電源装置
２・・・制御回路
３・・・ワンショット回路
４・・・起動回路
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｒ１・・・過電流検出抵抗
Ｒ２・・・ＬＥＤ電流検出抵抗
Ｃ１・・・平滑コンデンサ
Ｃｔ、Ｃｆｂ・・・コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３・・・ダイオード
Ｌ１・・・リアクトル
ＤＢ・・・整流回路
ＡＣ１・・・商用交流電源
ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２・・・入力端子
Ｖｉｎ・・・整流回路ＤＢの整流回路正極端子の電圧（脈動電圧）
Ｖ０・・・整流回路ＤＢの整流回路負極端子の電圧
ＯＰ１、ＯＰ２・・・オペアンプ
ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３・・・コンパレータ
ＯＴＡ１・・・トランスコンダクタンスアンプ
ＣＣ１・・・電流源回路
ＬＥＤ１、ＬＥＤ２・・・発光ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に係り、特に昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源装置の一形態として、入力電圧を昇圧または降圧して負荷に供給する昇降圧チョッパ回路を有するものが知られており、昇降圧型チョッパ回路を用いた直流電源装置の従来技術として、例えば、特表２００９−５３３０１５号公報（特許文献１）などを挙げることができる。特許文献１に開示された昇降圧型チョッパ回路では、ＬＥＤ電流感知抵抗を用いてＬＥＤに流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する構成となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００９−５３３０１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１の従来技術では、出力電圧を入力電圧のＧＮＤからみた場合、入カ電圧と同等かそれ以上の電圧となり、ＬＥＤ電流感知抵抗をＬＥＤのハイサイドに配置し、ＬＥＤに流れる電流の検出をハイサイド側で行うように構成されている。これにより、ＬＥＤに流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路には、入力電圧と同じコモンモード電圧が加わるため、入カの電圧範囲が、制御回路の耐圧に依存することになってしまい、入力電圧が低電圧の範囲に限られてしまうという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、制御回路の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができる直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の直流電源装置は、スイッチング素子がオンのときリアクトルにエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子がオフのときリアクトルに蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサに蓄積させ、極性が反転した直流電圧を負荷に供給する昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置であって、前記負荷と直列に接続され、前記負荷を流れる電流を検出するための負荷電流検出抵抗と、前記負荷を流れる電流を前記負荷電流検出抵抗に生じる電圧降下で負荷電流検出信号として検出し、当該負荷電流検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、前記制御回路のグランド電位を入力電圧の基準電位からフローティングとすると共に、前記制御回路の前記グランド電位と前記負荷電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷電流検出信号が一定となる様に制御することで、前記負荷を流れる電流を定電流制御するようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗と、前記制御回路は、前記負荷を流れる電流を前記過電流検出抵抗に生じる電圧降下で検出し、当該検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する過電流検出手段を備え、前記制御回路の前記グランド電位と前記過電流検出抵抗の一方の端子が接続されているようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記昇降圧型チョッパ回路には、交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器からの正弦波脈動電圧が入力され、前記制御回路は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記負荷電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段とを備えているようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧未満になったことを検出するようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷はＬＥＤ負荷であっても良い。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、負荷に流れる電流を直接検出してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路のＧＮＤをフローティングとすることで、制御回路の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができるという効果を奏する。また、入力電圧範囲を広く取ることができため、ＡＣ入力電圧を降圧させずに、直接スイッチングして制御することも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示した図である。
【図２】図１に示す制御回路２の回路構成を示した図である。
【図３】本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の１／２の時点における回路動作波形を示した図である。
【図４】本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の時点における回路動作波形を示した図である。
【図５】本発明による実施形態の直流電源装置１の、力率改善動作を模式的に示した図である。
【図６】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧波形と入力電流波形をシミュレーションにより示した図である。
【図７】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。
【図８】本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧に対する力率を実測した特性図である。
【図９】従来技術による直流電源装置の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（実施形態）
図１に、本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を、図２に、図１に示す制御回路２の回路構成をそれぞれ示す。
図１に示すように、直流電源装置１は、入力された電圧をスイッチング素子Ｑ１でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのときにマイナスの電圧を出力する昇降圧型（極性反転型）チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１がＯＮのときＯＮ電流（図１に示す実線矢印）によってリアクトルＬ１にエネルギーを蓄積され、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのときリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが回生電流（図１に示す点線矢印）によってダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に蓄積され、極性が反転された直流電圧が負荷（直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に供給される。
【００１０】
出力の制御は、負荷（ＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に流れる電流の信号を検出し、この検出信号に基づき定電流制御を行う。負荷に流れる電流は、負荷（ＬＥＤ１、ＬＥＤ２）に直列接続されたＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に生じる電圧降下として検出され、この検出信号が定電流制御信号電圧となる。ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２は、負荷に接続された一方の端子が制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子に接続され、フローティングとされた制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子にＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子が接続されている。これにより、制御回路２の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができる。
【００１１】
一方、ダイオードＤ３を介して入力した電圧からリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）を検出し、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のＯＮ信号開始点を決めるパルスを生成する。このパルスを起点として三角波を生成し、この三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達する期間までスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達した時点でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、次の臨界電流のパルス発生タイミングで三角波をリセットする。
【００１２】
このように、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして出力電流を制御すると、スイッチング素子Ｑ１をＯＮするパルス幅は定電流制御信号電圧に応じた一定のパルス幅となり、しかも臨界動作でスイッチングさせることができる。これにより、入力電流波形が正弦波状に近似され、後述の図５のように力率改善を行うことが可能となる。
次に、直流電源装置１の回路構成、及びその回路動作について更に詳述する。
【００１３】
図１及び図２を参照して、直流電源装置１の回路構成を説明する。
直流電源装置１の入力端子V＋、Ｖ−には、ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖｉｎ）、整流出力負極端子（電圧Ｖ０）がそれぞれ接続されている。整流回路ＤＢの交流入力端子には、ＡＣｉｎ１とＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣ１が接続され、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。直流電源装置１の入力端子V＋、すなわち整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖｉｎ）にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子にはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続されている。また、過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子は、リアクトルＬ１の一方の端子に接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は、入力電圧の基準電位となる直流電源装置１の入力端子Ｖ−、すなわち整流回路ＤＢの整流出力負極端子（電圧Ｖ０）に接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１がＯＮのとき図１に実線矢印で示すＯＮ電流が形成される。
【００１４】
一方、負荷は、直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２で構成され、発光ダイオードＬＥＤ１のアノード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のカソード端子が接続されている。リアクトルＬ１の他方の端子と整流回路ＤＢの整流出力負極端子（電圧Ｖ０）が接続された接続点にはダイオードＤ２のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は、発光ダイオードＬＥＤ２のアノード端子に接続されている。また、発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子は、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子に接続され、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子はアクトルＬ１の一方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。さらに、ダイオードＤ２のカソード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のアノード端子が接続された接続点と、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子とアクトルＬ１の一方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点との間には、直列に接続された発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２と並列に平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのとき図１に点線矢印で示す回生電流が形成される。
【００１５】
また、発光ダイオードＬＥＤ１のアノード端子と発光ダイオードＬＥＤ２のカソード端子が接続された接続点にはダイオードＤ１のアノード端子が接続され、ダイオードＤ１のカソード端子は制御回路２のＶｃｃ（電源入力）端子とコンデンサＣ２の一方の端子に接続され、コンデンサＣ２の他方の端子はＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点に接続されている。これにより、直流電源装置１を制御する制御回路２に電源が供給される。
【００１６】
制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子とスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続された接続点が接続されている。これにより、制御回路２には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖｉｎが入力される。制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子には、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点が接続され、また、制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子には、発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続された接続点が接続され、また、制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点が接続されている。これにより、制御回路２には、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の両端電圧と、過電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧とが入力される。制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子には、ダイオードＤ３のカソード端子が接続され、ダイオードＤ３のアノード端子はリアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点に接続されている。これにより、制御回路２には、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点の電圧がダイオードＤ３を介して入力され、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）が検出される。また、制御回路２のＤｒｖ（ドライブ）端子には、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子が接続され、制御回路２からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に、ＯＮ／ＯＦＦ信号が出力される。
【００１７】
制御回路２は、図２を参照すると、ワンショット（ＯＮＥ ＳＨＯＴ）回路３、起動回路４、Ｒｅｇ（内部レギュレータ）５、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３、オペアンプＯＰ１、トランスコンダクタンスアンプ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）ＯＴＡ１、電流源回路ＣＣ１、バッファ回路ＢＦ、コンデンサＣｔ、Ｃｆｂ、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４などからなっている。
【００１８】
制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子は制御回路２の起動回路４に接続されており、制御回路２のＳＴ（起動電流入力）端子から入力された整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖｉｎは制御回路２の起動回路４に入力され、起動回路４は直流電源装置１に商用交流電源ＡＣ１が投入された直後に制御回路２を起動するようになっている。
【００１９】
制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子はコンパレータＣＰ２の反転入力端子に接続されており、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ３の正極端子に接続されている。また、コンパレータＣＰ２の出力端子はワンショット回路３の入力端子に接続されている。ワンショット回路３の出力端子は、コンパレータＣＰ１の反転入力端子、コンデンサＣｔの一方の端子、及び電流源回路ＣＣ１の一方の端子である電流出力端子が接続された接続点に接続されている。制御回路２のＶｃｃ（電源入力）端子は制御電源回路であるＲｅｇ５の入力端子に接続されており、電流源回路ＣＣ１の他方の端子はＲｅｇ５の出力端子に接続されている。
【００２０】
制御回路２のＧＮＤ（グランド）端子は、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３、Ｖｒｅｆ４の負極端子と接続されて制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２となっている。このグランド電位ＧＮＤ２の電位はＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の他方の端子と過電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子が接続された接続点の電位であり、整流回路ＤＢの整流出力負極端子が接続されたＧＮＤ１ラインに対し電位がフローティングとなっている。グランド電位ＧＮＤ２にはコンデンサＣｔの他方の端子、コンデンサＣｆｂの他方の端子も接続されている。
【００２１】
制御回路２のＩｓｅｎ（フィードバック電流検出）端子はオペアンプＯＰ１の反転入力端子が接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ２の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ２の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子はトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ１の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。
【００２２】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子はコンデンサＣｆｂの一方の端子に接続され、コンデンサＣｆｂの他方の端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１は非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ１と反転入力端子に入力されたオペアンプＯＰ１の出力端子からの電圧との差電圧を電流に変換して増幅し出力する。したがって、コンデンサＣｆｂはトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１からの出力電流により充放電される。
【００２３】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子とコンデンサＣｆｂの一方の端子が接続された接続点は、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子はバッファ回路ＢＦの入力端子に接続され、バッファ回路ＢＦの出力端子は制御回路２のＤｒｖ（ドライブ）端子を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。
【００２４】
制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子はコンパレータＣＰ３の反転入力端子に接続されており、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ４の正極端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ４の負極端子はグランド電位ＧＮＤ２に接続されている。また、コンパレータＣＰ３の出力端子はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。
【００２５】
次に、直流電源装置１の回路動作を、図３、図４を参照して説明する。図３は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧のピーク値の１／２の値の点における動作波形を示している。また、図４は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧のピーク値の点における動作波形を示している。
【００２６】
図３、図４における各波形は、上から、リアクトルＬ１に流れる電流波形ＩＬ１、過電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧波形ＶＲ１、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２に発生する電圧波形ＶＲ２、コンデンサＣｔの電圧波形Ｖｃｔ、コンデンサＣｆｂの電圧波形Ｖｃｆｂ、ワンショット回路３の出力波形、バッファ回路ＢＦの出力波形を示している。
【００２７】
リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（バッファ回路ＢＦの出力がＨ）のときリアクトルＬ１に整流回路ＤＢの正弦波脈動電圧の瞬時値が印加されるので、その電圧に略比例した傾斜で増加する（ＯＮ電流という）。また、スイッチング素子がＯＦＦするとリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーは、リアクトルＬ１〜ダイオードＤ２〜平滑コンデンサＣ１〜リアクトルＬ１の閉回路で放電されるので、平滑コンデンサＣ１は充電され、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１を減少させる（回生電流という）。したがって、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、図３、図４に示されるように、三角波状の電流が流れる。時刻ｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５で示した各タイミングは、回生電流が０Ａになって、自由振動が開始するタイミングである（臨界電流という）。後述するように、時刻ｔ１、ｔ３、・・・ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングでは臨界電流で自由振動が開始し、このときの自由振動による基準電圧Ｖｒｅｆ３を超える電圧を検出して、内部で生成している三角波（コンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔ）をリセットする。このリセット周期がスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期となる。
【００２８】
発光ダイオードＬＥＤ１のカソード端子とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の一方の端子が接続された接続点の電圧、すなわちＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２により検出された電圧ＶＲ２（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ２が接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力された電圧ＶＲ２と非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ２が比較され、オペアンプＯＰ１はこれらの差分を増幅してトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に出力する。
【００２９】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が接続され、非反転入力端子の入力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較して、その電圧の差分を増幅し、かつ、電圧信号から電流信号に変換して出力する。ここで、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子にはコンデンサＣｆｂとコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力電流はコンデンサＣｆｂの電荷を充放電する。これにより、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力からコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される信号は電圧信号に置き換えられる。
【００３０】
コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、定電流回路ＣＣ１の出力端子とコンデンサＣｔの一方の端子とワンショット回路３の出力端子とが接続された接続点に接続されている。ここで、定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３は、三角波発振器を構成している。すなわち、定電流回路ＣＣ１でコンデンサＣｔを一定電流で充電することで三角波波形の傾斜を決定し、ワンショット回路３は三角波発振のリセットタイミングを決定するパルス信号を出力する。定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３で構成される三角波発振の出力波形は、図３、図４にコンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔとして示されている。
【００３１】
一方、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点の電圧（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）がダイオードＤ３及び制御回路２のＣＯＭＰ（フィードバック位相補正）端子を介してコンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖｒｅｆ３の電圧がコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に入力されている。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦした後のリアクトルＬ１の電流ＩＬ１の回生が終了した臨界電流時点で、自由振動が開始され、リアクトルＬ１の他方の端子とダイオードＤ２のアノード端子が接続された接続点に、制御回路２のグランド電位ＧＮＤ２に対して基準電圧Ｖｒｅｆ３未満の電圧が生じる。この自由振動の電圧が基準電位Ｖｒｅｆ３未満になると、コンパレータＣＰ２の出力は、反転してＨレベル信号をワンショット回路３へ出力する。ワンショット回路３は、コンパレータＣＰ２からこのＨレベル信号が入力されたときパルス信号を出力する（図３、図４のワンショット回路３の出力信号参照）。このパルス信号によりコンデンサＣｔの電荷は急速放電される。すなわち、ワンショット回路３は、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の臨界電流のタイミングｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングにてパルス信号を出力する。このパルス信号はスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期における周期開始タイミングを決定する。
【００３２】
バッファ回路ＢＦの出力、言い換えるとスイッチング素子Ｑ１のＯＮパルス信号は、コンパレータＣＰ１により決定される。図３、図４に示すように、コンパレータＣＰ１は、反転入力端子の三角波信号Ｖｃｔと、非反転入力端子のＶｃｆｂ端子電圧を比較し、Ｖｃｆｂ端子電圧よりも三角波信号Ｖｃｔが低い期間（例えば、図３、図４に示すｔ１〜ｔ２、ｔ２１〜ｔ２２などのＴｏｎ期間）にＯＮパルス信号をバッファ回路ＢＦから出力する。また、ＯＦＦ期間は、前述したようにリアクトルＬ１の電流ＩＬ１の回生が終了した時点までとなり、図３、図４に示すように、コンデンサＣｔの三角波信号のピーク電圧は固定されず、次のワンショット回路３からのパルス信号まで上昇することになる。図３、図４を比較すると、バッファ回路ＢＦのＴｏｆｆ期間が図３に対し図４で長くなっている。このように、三角波発振の周波数は固定されず、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧により変化する。
【００３３】
但し、バッファ回路ＢＦのＴｏｎ期間は、前述の脈動電圧に左右されず略等しいパルス幅となっている。これは、負荷が定電流制御されているため、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２の端子間の電圧、すなわちオペアンプＯＰ１の反転入力端子の入力電圧の変化が少ないことによる。入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の１／２の場合を示した図３のＶＲ２と、入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の場合を示した図４のＶＲ２の電圧は、等しい電圧である。これにより、図３、図４に示すように、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間におけるＯＮパルス幅は位相の異なる点であっても略一定となり、入力電圧波形に近似した入力電流が流れることになる。
【００３４】
また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、負荷に直列接続された過電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧降下として検出し、スイッチング素子Ｑ１のソース端子と過電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点の電圧、すなわち過電流検出抵抗Ｒ１により検出された電圧ＶＲ１（グランド電位ＧＮＤ２に対する電圧）が過電流検出信号電圧として制御回路２のＯＣＰ（過電流保護）端子を介してコンパレータＣＰ３の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖｒｅｆ４の電圧がコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に入力されている。基準電位Ｖｒｅｆ４は、過電流検出のためのしきい電圧であり、過電流検出信号電圧が基準電位Ｖｒｅｆ４を越えると、コンパレータＣＰ３の出力は、反転してＬレベル信号を出力する。コンパレータＣＰ３の出力端子にはコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にコンパレータＣＰ３からこのＬレベル信号が入力されると、コンデンサＣｆｂの充電電圧を放電し、コンパレータＣＰ１はバッファ回路ＢＦから出力されているＯＮパルス信号を直ちにＯＦＦさせる。
【００３５】
図５の上側の図は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間における動作を、実際のスイッチング回数（例えば２０ｋＨｚ）より極端に少なくして（図５ではＶｉｎの半周期で９回のスイッチング回数）、模式的に分かりやすく示したものである。商用交流電源ＡＣ１ら入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧がＶｉｎとして示されている。また、脈動電圧Ｖｉｎの内側に三角波が示されているのはリアクトルＬ１の電流を示している。三角波のＴｏｎとして灰色に塗り潰した部分はＯＮ電流で、その後に続くＴｏｆｆとして示した部分は回生電流を示している。図５の下側の図は、上側の図の一部を拡大して示した図である。回生電流で示したリアクトルＬ１の電流ＩＬ１が０Ａに達した臨界電流直後は自由振動電流が発生する。
【００３６】
臨界電流を起点としてスイッチング素子Ｑ１がＯＮして、リアクトルＬ１に脈動電圧Ｖｉｎが印加されると、リアクトルＬ１の電流はＶｉｎ／Ｌの傾斜でＶｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌの値まで増加する（ＬはリアクトルＬ１のインダクタンス値）。このとき、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌは一定値で、また期間Ｔｏｎが一定なので、ＯＮ電流における電流のピーク値はその時点の脈動電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例することになる。また、回生電流では、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする代わりにダイオードＤ２がＯＮしてリアクトルＬ１に誘導起電力による電流が流れる。このとき、リアクトルＬ１には平滑コンデンサＣ１の電圧（出力電圧Ｖｏ）が印加される。したがってリアクトルＬ１の電流はＶｏ／Ｌの傾斜で０Ａ（臨界電流）まで減少する（Ｔｏｆｆの期間）。このとき、臨界電流を検出し、この時点を起点に再びスイッチング素子Ｑ１をＯＮすることを繰り返せば、リアクトルＬ１に流れる電流のピーク値が脈動電圧Ｖｉｎの瞬時値に追従して変化させることができるようになり、力率改善が行える。
【００３７】
図６は、本実施形態の直流電源装置１の入力電圧と入力電流の波形をシミュレーションにより得た波形を示している。シミュレーション条件は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間Ｔｏｎを一定とし、臨界電流を起点にスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すものとしている。したがって、オン・オフ電流には次の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌ＝Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ
このシミュレーション結果をみると、直流電源装置の入力側の電圧と電流は正弦波形となっている。つまり、平滑コンデンサＣ１を充放電する電流は正弦波になる。そして、直流電源装置の出力電流は一定の定電流波形となる。すなわち、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２で検出された電圧をもって定電流制御することは、一定の負荷抵抗における出力側の平滑コンデンサＣ１の電圧を検出しているのと等価になっていることを意味している。
【００３８】
図７は直流電源装置１に接続された商用交流電源ＡＣ１の交流電圧と交流電流の実測波形である。また、図８は入力電圧を８０Ｖから２４０Ｖまで変化させたときの力率の実測値を示している。実測された力率は０．９８に達している。これはＪＩＳＣ６１０００−３−２の照明器具に関する規格であるクラスＣを満足している。
【００３９】
図９は、コンデンサインプット型の従来技術による直流電源装置の入力電圧と入力電流の波形を参考に示したもので、力率は約０．６である。従来技術では正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、高調波が多く含まれ、力率が悪化したり、高調波により周辺に悪影響を与えたりする。これに対し本発明による実施形態の直流電源装置１によれば、図７に示したように、入力電流が位相の広い範囲で流れ、力率が改善されていることが分かる。
【００４０】
本発明の上記実施形態では、発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流をＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２によって直接検出してスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路２のグランド電位を入力電圧の基準電位に対してフローティングとすることで、制御回路２の耐圧に制限されることがなく、入力電圧範囲を広く取ることができるという効果を奏する。さらに、入力電圧範囲を広く取ることができため、ＡＣ入力電圧を降圧させずに、直接スイッチングして制御することも可能となる。
また、本実施形態では、昇降型チョッパ回路を採用しているため、スイッチング素子Ｑ１が破損しても発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に直接電圧が印加されることがなく安全である。
また、本実施形態では、ＡＣ入力電圧を全波整流した電圧を平滑せずに、直接スイッチングして制御することで、ＬＥＤ電流を安定に流すと共に、交流入力電カの力率改善を同時に行うことが可能になる。
また、本実施形態では、ＬＥＤ照明装置などを負荷とする直流電源装置１を、定電流制御方式の力率改善機能を有する昇降型チョッパ回路単体で提供することができる。したがって、従来技術のように力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを組み合わせることなく、或いは力率改善回路の制御部に乗算器を用いることなく昇降型チョッパ回路単体で力率改善が可能になるので、部品点数を大幅に減らし、小型・安価で総合効率を向上し、信頼性の高い電源装置を提供することが可能となる。
また、本実施形態では、ＡＣ入力、全波整流（平滑コンデンサレス）と昇降圧型チョッパ回路との組み合わせで直流電源装置１を構成することにより、突入電流防止回路などが不要になり、小型・安価な直流電源装置を提供できる。
また、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒ２によって発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２に流れる電流を検出し、この検出信号に基づき制御するため、直流電源装置１の出力は定電流制御となる。この定電流制御により負荷電流を一定に制御することができるので、ＬＥＤ負荷にも対応することができる。
【００４１】
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
【符号の説明】
【００４２】
１・・・直流電源装置
２・・・制御回路
３・・・ワンショット回路
４・・・起動回路
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｒ１・・・過電流検出抵抗
Ｒ２・・・ＬＥＤ電流検出抵抗
Ｃ１・・・平滑コンデンサ
Ｃｔ、Ｃｆｂ・・・コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３・・・ダイオード
Ｌ１・・・リアクトル
ＤＢ・・・整流回路
ＡＣ１・・・商用交流電源
ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２・・・入力端子
Ｖｉｎ・・・整流回路ＤＢの整流回路正極端子の電圧（脈動電圧）
Ｖ０・・・整流回路ＤＢの整流回路負極端子の電圧
ＯＰ１、ＯＰ２・・・オペアンプ
ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３・・・コンパレータ
ＯＴＡ１・・・トランスコンダクタンスアンプ
ＣＣ１・・・電流源回路
ＬＥＤ１、ＬＥＤ２・・・発光ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子がオンのときリアクトルにエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子がオフのときリアクトルに蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサに蓄積させ、極性が反転した直流電圧を負荷に供給する昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置であって、
前記負荷と直列に接続され、前記負荷を流れる電流を検出するための負荷電流検出抵抗と、
前記負荷を流れる電流を前記負荷電流検出抵抗に生じる電圧降下で負荷電流検出信号として検出し、当該負荷電流検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路のグランド電位を入力電圧の基準電位からフローティングとすると共に、前記制御回路の前記グランド電位と前記負荷電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記負荷電流検出信号が一定となる様に制御することで、前記負荷を流れる電流を定電流制御することを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗と、
前記制御回路は、前記負荷を流れる電流を前記過電流検出抵抗に生じる電圧降下で検出し、当該検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する過電流検出手段を備え、
前記制御回路の前記グランド電位と前記過電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記昇降圧型チョッパ回路には、交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器からの正弦波脈動電圧が入力され、
前記制御回路は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記負荷電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧未満になったことを検出することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記負荷はＬＥＤ負荷であることを特徴とする請求項請求項１乃至５のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項１】
スイッチング素子がオンのときリアクトルにエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子がオフのときリアクトルに蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサに蓄積させ、極性が反転した直流電圧を負荷に供給する昇降圧型チョッパ回路を有する直流電源装置であって、
前記負荷と直列に接続され、前記負荷を流れる電流を検出するための負荷電流検出抵抗と、
前記負荷を流れる電流を前記負荷電流検出抵抗に生じる電圧降下で負荷電流検出信号として検出し、当該負荷電流検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路のグランド電位を入力電圧の基準電位からフローティングとすると共に、前記制御回路の前記グランド電位と前記負荷電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記負荷電流検出信号が一定となる様に制御することで、前記負荷を流れる電流を定電流制御することを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子を流れる電流を検出するための過電流検出抵抗と、
前記制御回路は、前記負荷を流れる電流を前記過電流検出抵抗に生じる電圧降下で検出し、当該検出信号に基づいて前記スイッチング素子を制御する過電流検出手段を備え、
前記制御回路の前記グランド電位と前記過電流検出抵抗の一方の端子が接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記昇降圧型チョッパ回路には、交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器からの正弦波脈動電圧が入力され、
前記制御回路は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記負荷電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧未満になったことを検出することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記負荷はＬＥＤ負荷であることを特徴とする請求項請求項１乃至５のいずれかに記載の直流電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−７０５５６（Ｐ２０１２−７０５５６Ａ）
【公開日】平成２４年４月５日（２０１２．４．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１３８７２（Ｐ２０１０−２１３８７２）
【出願日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月５日（２０１２．４．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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