直流電源装置
【課題】トランスによって入出力が電気的に絶縁された直流電源装置において、半導体スイッチの高周波動作化のために、スイッチング損失を低減する補助回路を設けた電源装置の構成を提供する。
【解決手段】直流電源１０１とトランスＴの一次巻線とを半導体スイッチを介して接続し、トランスの二次巻線とインダクタンスＬｄとコンデンサＦＣの並列回路で構成した平滑回路１０２とを整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を介して接続し、コンデンサＦＣから負荷ＲＬに給電する直流電源装置において、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続された半導体スイッチＱｚで制御可能な共振インダクタンスＬｚとコンデンサＣｚよりなる共振回路１０３を、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続した直流電源装置。
【解決手段】直流電源１０１とトランスＴの一次巻線とを半導体スイッチを介して接続し、トランスの二次巻線とインダクタンスＬｄとコンデンサＦＣの並列回路で構成した平滑回路１０２とを整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を介して接続し、コンデンサＦＣから負荷ＲＬに給電する直流電源装置において、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続された半導体スイッチＱｚで制御可能な共振インダクタンスＬｚとコンデンサＣｚよりなる共振回路１０３を、整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続した直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を出力する直流電源装置に係わり、その中でも特に半導体スイッチング損失の低減回路を付加した電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
不安定な直流電源の安定化や、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を出力する必要がある場合にはＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。その中でも、入力と出力が電気的に絶縁された直流電源装置において、絶縁に使用するトランスは使用する周波数の上昇に比例して小型化が可能であるが、半導体スイッチのスイッチング過渡状態で発生するスイッチング損失によって半導体冷却が妨げとなり、スイッチング周波数の上昇に限界がある。そのために、共振回路を利用した転流回路を設けることによって、スイッチング損失を低下させる従来例の構成は特許文献１〜特許文献２と非特許文献１に記載されている。
【０００３】
図２には、これらに記載されている共振回路の例を示す。１０１には直流電源、１０２はフィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのオン／オフを制御するゲート制御装置である。
【０００４】
図２の回路動作について説明する。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は共振リアクトルＬｚを介して整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなるブリッジの接続点ｃとｄに接続される。このブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【０００５】
なお、共振回路１０３は整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に挿入されている。
【０００６】
ゲート制御装置１０４はＱ１〜Ｑ４とＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、ここでは代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
【０００７】
図３は図２の公知例を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。Ｉａｂは点ａ，ｂ間に流れる電流、Ｖａｂは点ａ，ｂ間の電圧、Ｉｚは共振回路１０３に流れる電流、Ｖｚは共振コンデンサＣｚの両端の電圧である。Ｉｏは整流ブリッジからフィルタ回路１０２と負荷ＲＬで環流する電流を示す。
【０００８】
回路動作について以上を用いて説明すると、ゲート制御装置１０４からＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。電流Ｉａｂが流れていて直流電源１０１から負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。
【０００９】
インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において共振回路１０３の半導体スイッチＱｚをターンオンする信号をゲート制御装置１０４から与えターンオンさせると、共振コンデンサＣｚの充電電流が直流電源１０１より流れ込む。この電流Ｉｚは共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流である。半導体スイッチＱ１とＱ４に流れる電流は負荷側に流れる電流Ｉｄと共振電流Ｉｚの和であり、正弦波状に増加してゆく。その時、共振コンデンサＣｚには電圧が発生し、トランスの二次電圧より高い電圧となる。
【００１０】
時刻ｔ１にて、その充電が完了し電圧は最大値に達する。その後、共振コンデンサＣｚの放電が始まり、フリーホイールダイオードＤ９と共振コンデンサＣｚの経路で放電電流が流れ出す。ここでは、トランスＴの巻数比を１：１とすると、フィルタリアクトルＬｄの電流Ｉｄは電流ＩａｂとＩｚの和で一定となるように流れるので、Ｉｚが増加するとＩａｂは減少する。
【００１１】
時刻ｔ２では、ＩｚとＩｄが等しくなるため、Ｉａｂが０となる。放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、その電流Ｉｚは０となる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続であるから、共振コンデンサの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８に切り替わって流れる電流Ｉｏとなる。このように電流Ｉｄの連続性は保たれる。
【００１２】
共振電流ＩｚがフリーホイールダイオードＤ９を流れ、トランス一次側電流Ｉａｂが０となる、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３においてゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフ信号を送り、ターンオフさせると、トランス一次側電圧Ｖａｂは０となり、Ｑ１とＱ４には入力直流電源電圧Ｅに等しい程度の電圧が印加される。これは僅かに残るトランスの励磁電流分がフリーホイールダイオードＤ３と直流電源１０１、フリーホイールダイオードＤ２の経路でフリーホイールするためである。半導体スイッチＱ１とＱ４の電流は時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、ターンオフの過程ではスイッチング損失はほとんど発生しない。
【００１３】
一方、時刻ｔ０の時点で半導体スイッチＱｚがターンオンするときは、共振リアクトルＬｚによって共振電流Ｉｚは徐々に増加するため、ターンオンの過渡状態ではＩｚはまだ小さな値であるためスイッチング損失は小さい。また、フリーホイールダイオードＤ９が導通し共振電流Ｉｚが正である期間に、半導体スイッチＱｚをターンオフさせるとＱｚの電流はすでに０であるので、スイッチング損失は発生しないことが分かる。
【００１４】
時刻ｔ５にはゲート制御装置１０４から、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオン指令が出され、ターンオンを開始する。この時はフィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している電流Ｉｏと等しい。この時、共振リアクトルＬｚを通して電流Ｉａｂは流れ始めるため急激な増加はできず、また、Ｉｄは一定と見なせるため、Ｉｏとの和がＩｄとなるように変化するから、ＩａｂはＩｏの減少分で増加してゆく。このため、Ｑ２とＱ３のターンオン過渡状態ではほとんど電流は流れない。このことからターンオン損失は小さい。このＩａｂはだんだんと増加し、時刻ｔ６にはＩｄと等しくなり、Ｉｏは０となる。この後の半周期に関しては、以上と同様の原理で動作する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平４−３６８４６４号公報
【特許文献２】特開平１１−９８８３６号公報
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】O. Deblecker, A Moretti, and F. Vallee:“Comparative Analysis of Two Zero-Current Switching Isolated DC-DC Converters for Auxiliary Railway Supply,”SPEEDAM 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
引き続き、公知例である図２に基づき説明する。
【００１８】
１つ目の課題として、ダイオードには順方向に通電し電流が流れ始めた直後に逆方向の電圧を印加すると、一定期間逆方向に電流が流れた後に電圧が回復する、リカバリ特性（逆回復特性）がある。図３において、時刻ｔ４からｔ６の間では整流ダイオードＤ５〜Ｄ８には順方向に電流Ｉｏが流れている。時刻ｔ５において一次側に電圧が印加されて共振リアクトルＬｚを通して電流が流れ出し、時刻ｔ６でこのダイオードの電流Ｉｏが０となる。この直後、点ｃ，ｄ間が短絡状態となり、共振リアクトルＬｚに流れていた電流が、ｃ，Ｄ５，ｅ，Ｄ７，ｄとｃ，Ｄ６，ｆ，ｄの２つの経路で整流ダイオードＤ７，Ｄ６が逆方向に流れる方向で短絡される現象が発生する。その後、整流ダイオードＤ７とＤ６が逆回復し、電流が０となると、共振リアクトルＬｚに流れていた電流経路がなくなり、点ｅ，ｆ間に過電圧が発生するという問題がある。
【００１９】
２つ目には、１つ目と同様に時刻ｔ５において、トランスＴの一次側には半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンすることによってステップ状の電圧が印加される。ステップ状の電圧は高周波成分まで含むので、トランスＴの周波数特性によっては、Ｔの内部で漏れインダクタンスと浮遊容量で決まる共振が発生し、Ｔの二次側に過電圧を発生し、リカバリの時と同様に点ｅ，ｆ間に過電圧を発生する。
【００２０】
以上２つの整流ダイオードのリカバリとトランスの周波数特性による過電圧は、時刻ｔ５〜ｔ６間のほぼ同時刻で発生するため、２つの跳ね上がり電圧が重畳した電圧が点ｅ，ｆ間に発生することとなり、整流ダイオードの耐圧を超える可能性もあり、素子の破壊の恐れがある。また、共振コンデンサＣｚにはこの時、充電されていないのでＣｚの電圧は０であるから、点ｅ，ｆ間の電圧はそのまま共振回路制御用半導体スイッチＱｚにも印加され、Ｑｚも同時に破壊してしまうという課題がある。
【００２１】
これを解決した公知例を図４に示し、図４の手法での対策方法について述べる。図４では図２の回路と比較し、共振回路１０３の共振コンデンサＣｚと共振回路制御用半導体スイッチＱｚの接続点ｇとフィルタ回路のフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣの接続点ｈとの間に新たなスナバダイオードＤｓを負荷した構成になっている。スナバダイオードＤｓと共振コンデンサＣｚの直列回路がフィルタリアクトルＬｄと並列に接続されている。上記ダイオードのリカバリとトランス内部の周波数特性によって過電圧が生じると点ｅ，ｆの電圧が高く跳ね上がるが、共振コンデンサＣｚとスナバダイオードＤｓに電流が流れＣｚを充電する。このコンデンサの電圧Ｖｚは次に半導体スイッチＱｚがオンするまで保持される。このように、ｅ，ｆ間に過電圧が発生した場合、共振コンデンサＣｚ，スナバダイオードＤｓ、及びコンデンサＦＣのバイパス経路で電流が流れることから、過電圧の抑制効果を生み出す。なお、過電圧発生後に共振コンデンサＣｚには電荷が充電されるが、共振回路１０３が動作するので、共振コンデンサＣｚに蓄えられた電荷は放電し０に戻るため、トランスＴの一次側半導体スイッチの損失低減のための回路動作としては何も影響はない。
【００２２】
この電圧抑制回路の課題は、トランスＴと整流ダイオードＤ５〜Ｄ８で発生する過電圧を強制的に別経路でバイパスさせることで抑制しており、根本的な原因解決には至っていない。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決する手段の一つは、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルとを有する共振回路を整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に設けることである。
【００２４】
さらに、電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに前記電力変換回路の半導体スイッチをオフさせる機能を有しても良い。
【００２５】
または、トランスの一次側の電圧のスペクトル分布がトランス内部の直列共振周波数を含まず、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に、トランスの漏れインダクタンス値を設計しても良い。
【００２６】
さらに、電力変換回路の半導体スイッチと共振回路内の半導体スイッチのオン／オフの制御をゲート制御装置によって制御しても良い。
【００２７】
さらに、共振回路は、ダイオードと半導体スイッチが逆並列に接続された並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルと、が直列に接続された回路であり、整流ダイオードブリッジ回路の直流出力とフィルタ回路の間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続しても良い。または、共振リアクトルは、整流ダイオードブリッジ回路の直流出力とフィルタ回路の間に直列に接続され、ダイオードと半導体スイッチが逆並列に接続された並列回路と、共振コンデンサと、が直列に接続された回路が共振リアクトルとフィルタ回路の間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続しても良い。
【００２８】
または、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサとが直列接続された共振回路を整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に整流ダイオードブリッジ回路と並列接続し、トランスの漏れインダクタンス値が、トランスの一次側の電圧のスペクトル分布がトランス内部の直列共振周波数を含まない値であって、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に設定された構成であっても良い。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、従来の回路構成において必然的に発生するトランスＴ内部共振による過電圧と、整流ダイオードのリカバリによる過電圧を低減させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１は本発明での直流電源装置の実施例１を示す。
【図２】図２は公知例の回路構成を示す。
【図３】図３は公知の構成での電圧電流と半導体スイッチ指令の時間変化を示す。
【図４】図４は公知例での課題解決方法の例を示す。
【図５】図５はダイオードブリッジを接続した場合のトランスＴの等価回路を示す。
【図６】図６はトランスＴの一次側から見たインピーダンスの周波数特性を示す。
【図７】図７は図１における電圧電流と半導体スイッチの指令の時間変化を示す。
【図８】図８（ａ）はトランスのインピーダンスの周波数特性と入力一次電圧のスペクトル分布を示し、図８（ｂ）はトランスの漏れのインダクタンスと過電圧の関係を示す。
【図９】図９は本発明での直流電源装置の実施例２を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
始に、従来技術で課題となる、整流ダイオードのリカバリ現象とトランスＴの二次側過電圧に関して考える。
【００３２】
まず、トランスＴに整流ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８を接続したときの等価回路を図５に示す。図５について説明すると、ａ〜ｄはそのまま図１，図２，図４内に示すａ〜ｄと同じ位置を示し、Ｒ１，Ｒ２はそれぞれトランスＴの一次側・二次側の巻線抵抗、Ｌｐ１，Ｌｐ２はトランス一次側・二次側の漏れインダクタンス、Ｃｐ１，Ｃｐ２はトランス一次側巻線および二次側巻線の浮遊容量を示す。また、Ｚａｂは一次側から二次側を見たインピーダンスを示す。従来例での共振リアクトルＬｚは、トランスＴの漏れインダクタンスを含みＬｚはＬｐ１とＬｐ２の和で表される。また、半導体スイッチＱ１とＱ４がターンオンしａｂに電圧が印加された時を考えると、整流ダイオードＤ６とＤ７は導通状態からリカバリしてオフする。この時の整流ダイオードの接合容量をＣｄ６とＣｄ７とする。図５の等価回路において、トランスＴの一次側から二次側を見たインピーダンスＺａｂの絶対値の周波数特性を図６に示す。この周波数特性には周波数ｆｒにおいてトランス内部での直列共振点１０６を持つ。これは、図５の等価回路におけるトランス内部で過電圧を発生する直列共振経路１０５で共振する。この時の直列共振周波数ｆｒは下記の〔数１〕で与えられるように、トランスＴの漏れインダクタンス（ＬP1＋ＬP2）とトランス一次側巻線の浮遊容量Ｃｐ１とトランス二次側の浮遊容量Ｃｐ２と整流ダイオードの接合容量Ｃｄ６，Ｃｄ７の合成の容量で決定される。
【００３３】
【数１】
【００３４】
トランスＴの一次側電圧Ｖａｂはパルス状の波形が印加されると、その波形は高周波成分までスペクトルが分布するため、トランス内部の直列共振周波数ｆｒも含有されるから、過電圧を有する共振波形が二次側に発生する。
【００３５】
一方、ダイオードのリカバリ現象による過電圧は共振リアクトルＬｚとリカバリ時のダイオード電流の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）の積で決定される。
【００３６】
これらより、トランスＴと整流ダイオードＤ５〜Ｄ８で発生する過電圧の問題に対する根本的な解決は、トランスの漏れインダクタンスを小さくすることである。このことによって、直列共振周波数ｆｒは〔数１〕によれば高く成るから、半導体スイッチのターンオン波形に含まれない帯域にすることが可能であり、同時に整流ダイオードリカバリ現象による過電圧も小さくすることが可能となる。
【００３７】
図２や図４の公知例では共振リアクトルＬｚをトランスＴの漏れインダクタンスを利用することとしているが、本発明では、トランスＴの二次側の過電圧を防止するために、トランスＴの持つ励磁インダクタンスを製造上可能な程度に小さくし、例えば図１または図９に示すように半導体スイッチＱｚで制御可能な共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚを有する共振回路１０３を整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続し、過電圧問題を解決するものである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００３９】
以下、本発明の実施例１として、その構成を図１により説明する。
【００４０】
１０１には直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０７は共振回路、１０４は各半導体スイッチのゲート制御装置である。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなるブリッジの接続点ｃとｄに接続される。このブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【００４１】
ゲート制御装置１０４はＱ１〜Ｑ４とＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、本実施例では代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
【００４２】
図１に示す構成では、トランスＴの持つ励磁インダクタンスを製造上可能な程度に小さくし、その代わりに共振リアクトルＬｚとして共振回路に加えている。
【００４３】
整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の出力側ｅ，ｆに半導体スイッチＱｚで制御可能な共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚよりなる共振回路１０７を直列に接続している。共振回路１０７はより具体的には、フライホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと、共振リアクトルＬｚと、共振コンデンサＣｚとが直列に接続された回路である。共振回路１０７は整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に挿入されている。
【００４４】
また、図７には図１に示す実施例の動作を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。基本的な動作は技術背景で述べた図２と同一であるので、それとの差異を説明する。ＶＣは共振コンデンサＣｚの両端の電圧、ＶＬは共振リアクトルＬｚの両端の電圧である。Ｖｚは共振回路の電圧でＶＣとＶＬの和で示されるＩｏは整流ブリッジからフィルタ回路１０２と負荷ＲＬで環流する電流を示す。
【００４５】
ゲート制御装置１０４からＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。点ａ，ｂ間に流れる電流Ｉａｂが流れていて直流電源１０１から負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。回路動作では、公知例と同様にインバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において共振回路１０７の半導体スイッチＱｚをターンオンする信号をゲート制御装置１０４から与えＱｚをターンオンさせると、共振コンデンサＣｚの充電電流が直流電源１０１より流れ込む。この電流Ｉｚは共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流である。時刻ｔ１からｔ２までの間では、公知例と同じＩｚが流れることで共振コンデンサＣｚを充電し、共振コンデンサＣｚの両端には電圧ＶＣが発生する。一方、そのＩｚの時間変化と共振リアクトルＬｚのインダクタンスとの積で決定される電圧がＶＬとして発生する。
【００４６】
その充電が時刻ｔ１で完了し放電を始めるため、電流Ｉｚは正となるが、Ｉｚは時間変化を有するため、Ｌｚではほぼ一定の誘導電圧が発生し続ける。その後の時刻ｔ２では、ＩｚとフィルタリアクトルＬｄに流れるＩｄが等しくなり、Ｉａｂが０となるため、Ｉｚは一定となり時間変化がなるから電圧ＶＬが０となる。この時に電圧Ｖｚは共振コンデンサＣｚの電圧ＶＣと等しくなる。以後では、公知例と同様に放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、その電流Ｉｚは０となる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続であるから、共振コンデンサの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８に切り替わって流れる電流Ｉｏとなり、電流連続が保たれる。
【００４７】
半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフに関しては、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３にてゲート制御装置１０４からゲートオフの信号を送り、ターンオフさせる。半導体スイッチＱ１とＱ４を流れる電流は時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、ターンオフの過程では損失はほとんど発生させないスイッチングが可能となる。ここで、ｔ３時点で半導体スイッチＱ１とＱ４を流れるほぼゼロの電流とは、トランスの励磁電流のことである。その値は、トランスの設計と半導体スイッチの駆動周波数に依存するが、例えば駆動周波数を４ｋＨｚとした場合、半導体スイッチの電流定格の２％以下の電流、１２００Ａの半導体スイッチなら２４Ａ以下の電流となるようにする。
【００４８】
本実施例の場合、共振リアクトルＬｚには共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの共振電流成分のみが流れ、主回路の負荷電流である直流電流成分は流れないから共振リアクトルＬｚは小型のリアクトルでよい。
【００４９】
ただし、トランスＴの漏れインダクタンスを０とすることは製造上困難である。この漏れインダクタンスの制限値を決定する例として図８を用いて説明する。トランスＴの一次側に接続される半導体スイッチがターンオンする際に、トランスＴの一次側電圧波形が有するスペクトル分布とトランス内部共振特性によって過電圧が発生する。そのため、図８（ａ）に示すようにトランスＴの一次側の電圧のスペクトル分布が〔数１〕で与えられるトランス内部の直列共振周波数ｆｒを含まぬように、トランスＴの漏れインダクタンス値を設定することで共振による過電圧を防止可能である。この条件の下で、図８（ｂ）に示すように、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードの素子耐圧の許容値を超えない範囲でトランス漏れインダクタンスの制限値を設定する。
【実施例２】
【００５０】
実施例１とは異なる他の実施例を図９を用いて以下に説明する。
【００５１】
本発明は図９の形態においても実現可能である。本実施例においても、共振回路１０８はフリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと共振コンデンサＣｚと共振リアクトルＬｚを有している。具体的には、フリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと共振コンデンサＣｚを直列接続した回路が、整流ブリッジの出力点ｅとフィルタリアクトルＬｄとの間の点ｆに接続されており、共振リアクトルＬｚが整流ブリッジの出力点ｅと点ｆの間に挿入されている。
【００５２】
つまり、共振リアクトルＬｚが整流ダイオードの出力点ｅとフィルタリアクトルＬｄ接続点ｆの間に挿入した構成である。
【００５３】
動作原理と波形は実施例１と同一である。ただし、この場合には、共振リアクトルＬｚには負荷電流の直流成分が連続で流れる点で、実施例１とは異なり、実施例１と比較して大きなリアクトルが必要となる。しかし、配線の都合などによって、その配線インダクタンスによりＬｚの値を満足できる場合には有効な構成である。
【００５４】
上述した各実施例によれば、従来の回路構成において必然的に発生するトランスＴ内部共振による過電圧と、整流ダイオードのリカバリによる過電圧を同時に低減させる効果がある。
【００５５】
また、それら二次側の過電圧の原因を取り除いた構成であるため、過電圧への対応策は不要となる。つまり、公知例２ではスナバダイオードＤｓを導入することで過電圧をバイパスさせていたが、そのような半導体素子が減少することで、装置全体の信頼性向上につながる。
【００５６】
一方、従来例では共振リアクトルＬｚはトランスＴの漏れインダクタンスとして構成され、追加のリアクトルは不要であったが、本発明では整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続される、追加のリアクトルとするため、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの組み合わせの自由度が高まることで半導体スイッチの定格など、設計の自由度を大きく増加させることが可能となる。
【００５７】
特に、実施例１に示す形態では、共振リアクトルＬｚには負荷に流れる主回路電流が流れずに共振電流のみとなるためＬｚの小型のものでよい。
【００５８】
このように、本発明は従来の回路に共振回路を付加したのみの構成であり、電圧制御範囲が広く取れ、制御性がよい。またスナバ回路の省略によって公知例よりさらに信頼性が向上し、実績の多いＰＷＭ制御インバータ回路に付加すると大きな効果を生む。当然ながら公知例と同様に、スイッチング周波数の高周波化による小型軽量化と、冷却装置の簡素化，高周波電磁ノイズの低減への効果も含んでいる。
【００５９】
なお、本発明における共振リアクトルＬｚは、必ずしもリアクトルを増加させる装置を意図するものではなく、配線そのもののインダクタンスを利用しても良い。
【符号の説明】
【００６０】
１０１ 直流電源
１０２ フィルタ回路
１０３，１０７，１０８ 共振回路
１０４ ゲート制御装置
１０５ トランス内部で過電圧を発生する直列共振経路
１０６ トランス内部での直列共振点
Ｃｄ６ 整流ダイオードＤ６の接合容量
Ｃｄ７ 整流ダイオードＤ７の接合容量
Ｃｐ１ トランスＴの等価回路における一次側浮遊容量
Ｃｐ２ トランスＴの等価回路における二次側浮遊容量
Ｃｚ 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９ フリーホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 整流ダイオード
Ｄｓ スナバダイオード
Ｅ 入力直流電源電圧
ＦＣ フィルタコンデンサ
Ｆｒ トランス内部で発生する直列共振の周波数
Ｌｄ フィルタリアクトル
Ｌｍ トランスＴの等価回路における励磁インダクタンス
Ｌｐ１ トランスＴの等価回路における一次側漏れインダクタンス
Ｌｐ２ トランスＴの等価回路における二次側漏れインダクタンス
Ｌｚ 共振リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ 半導体スイッチ
Ｑｚ 共振回路制御用半導体スイッチ
Ｒ１ トランスＴの等価回路における一次巻線抵抗
Ｒ２ トランスＴの等価回路における二次巻線抵抗
ＲＬ 負荷
Ｔ トランス
Ｚａｂ トランスＴの一次側から二次側を見たインピーダンス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を出力する直流電源装置に係わり、その中でも特に半導体スイッチング損失の低減回路を付加した電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
不安定な直流電源の安定化や、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を出力する必要がある場合にはＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。その中でも、入力と出力が電気的に絶縁された直流電源装置において、絶縁に使用するトランスは使用する周波数の上昇に比例して小型化が可能であるが、半導体スイッチのスイッチング過渡状態で発生するスイッチング損失によって半導体冷却が妨げとなり、スイッチング周波数の上昇に限界がある。そのために、共振回路を利用した転流回路を設けることによって、スイッチング損失を低下させる従来例の構成は特許文献１〜特許文献２と非特許文献１に記載されている。
【０００３】
図２には、これらに記載されている共振回路の例を示す。１０１には直流電源、１０２はフィルタリアクトルとフィルタコンデンサで構成されるフィルタ回路、１０３は共振回路、１０４は各半導体スイッチのオン／オフを制御するゲート制御装置である。
【０００４】
図２の回路動作について説明する。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は共振リアクトルＬｚを介して整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなるブリッジの接続点ｃとｄに接続される。このブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【０００５】
なお、共振回路１０３は整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に挿入されている。
【０００６】
ゲート制御装置１０４はＱ１〜Ｑ４とＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、ここでは代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
【０００７】
図３は図２の公知例を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。Ｉａｂは点ａ，ｂ間に流れる電流、Ｖａｂは点ａ，ｂ間の電圧、Ｉｚは共振回路１０３に流れる電流、Ｖｚは共振コンデンサＣｚの両端の電圧である。Ｉｏは整流ブリッジからフィルタ回路１０２と負荷ＲＬで環流する電流を示す。
【０００８】
回路動作について以上を用いて説明すると、ゲート制御装置１０４からＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。電流Ｉａｂが流れていて直流電源１０１から負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。
【０００９】
インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において共振回路１０３の半導体スイッチＱｚをターンオンする信号をゲート制御装置１０４から与えターンオンさせると、共振コンデンサＣｚの充電電流が直流電源１０１より流れ込む。この電流Ｉｚは共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流である。半導体スイッチＱ１とＱ４に流れる電流は負荷側に流れる電流Ｉｄと共振電流Ｉｚの和であり、正弦波状に増加してゆく。その時、共振コンデンサＣｚには電圧が発生し、トランスの二次電圧より高い電圧となる。
【００１０】
時刻ｔ１にて、その充電が完了し電圧は最大値に達する。その後、共振コンデンサＣｚの放電が始まり、フリーホイールダイオードＤ９と共振コンデンサＣｚの経路で放電電流が流れ出す。ここでは、トランスＴの巻数比を１：１とすると、フィルタリアクトルＬｄの電流Ｉｄは電流ＩａｂとＩｚの和で一定となるように流れるので、Ｉｚが増加するとＩａｂは減少する。
【００１１】
時刻ｔ２では、ＩｚとＩｄが等しくなるため、Ｉａｂが０となる。放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、その電流Ｉｚは０となる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続であるから、共振コンデンサの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８に切り替わって流れる電流Ｉｏとなる。このように電流Ｉｄの連続性は保たれる。
【００１２】
共振電流ＩｚがフリーホイールダイオードＤ９を流れ、トランス一次側電流Ｉａｂが０となる、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３においてゲート制御装置１０４から半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフ信号を送り、ターンオフさせると、トランス一次側電圧Ｖａｂは０となり、Ｑ１とＱ４には入力直流電源電圧Ｅに等しい程度の電圧が印加される。これは僅かに残るトランスの励磁電流分がフリーホイールダイオードＤ３と直流電源１０１、フリーホイールダイオードＤ２の経路でフリーホイールするためである。半導体スイッチＱ１とＱ４の電流は時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、ターンオフの過程ではスイッチング損失はほとんど発生しない。
【００１３】
一方、時刻ｔ０の時点で半導体スイッチＱｚがターンオンするときは、共振リアクトルＬｚによって共振電流Ｉｚは徐々に増加するため、ターンオンの過渡状態ではＩｚはまだ小さな値であるためスイッチング損失は小さい。また、フリーホイールダイオードＤ９が導通し共振電流Ｉｚが正である期間に、半導体スイッチＱｚをターンオフさせるとＱｚの電流はすでに０であるので、スイッチング損失は発生しないことが分かる。
【００１４】
時刻ｔ５にはゲート制御装置１０４から、半導体スイッチＱ２とＱ３にターンオン指令が出され、ターンオンを開始する。この時はフィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を環流している電流Ｉｏと等しい。この時、共振リアクトルＬｚを通して電流Ｉａｂは流れ始めるため急激な増加はできず、また、Ｉｄは一定と見なせるため、Ｉｏとの和がＩｄとなるように変化するから、ＩａｂはＩｏの減少分で増加してゆく。このため、Ｑ２とＱ３のターンオン過渡状態ではほとんど電流は流れない。このことからターンオン損失は小さい。このＩａｂはだんだんと増加し、時刻ｔ６にはＩｄと等しくなり、Ｉｏは０となる。この後の半周期に関しては、以上と同様の原理で動作する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平４−３６８４６４号公報
【特許文献２】特開平１１−９８８３６号公報
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】O. Deblecker, A Moretti, and F. Vallee:“Comparative Analysis of Two Zero-Current Switching Isolated DC-DC Converters for Auxiliary Railway Supply,”SPEEDAM 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
引き続き、公知例である図２に基づき説明する。
【００１８】
１つ目の課題として、ダイオードには順方向に通電し電流が流れ始めた直後に逆方向の電圧を印加すると、一定期間逆方向に電流が流れた後に電圧が回復する、リカバリ特性（逆回復特性）がある。図３において、時刻ｔ４からｔ６の間では整流ダイオードＤ５〜Ｄ８には順方向に電流Ｉｏが流れている。時刻ｔ５において一次側に電圧が印加されて共振リアクトルＬｚを通して電流が流れ出し、時刻ｔ６でこのダイオードの電流Ｉｏが０となる。この直後、点ｃ，ｄ間が短絡状態となり、共振リアクトルＬｚに流れていた電流が、ｃ，Ｄ５，ｅ，Ｄ７，ｄとｃ，Ｄ６，ｆ，ｄの２つの経路で整流ダイオードＤ７，Ｄ６が逆方向に流れる方向で短絡される現象が発生する。その後、整流ダイオードＤ７とＤ６が逆回復し、電流が０となると、共振リアクトルＬｚに流れていた電流経路がなくなり、点ｅ，ｆ間に過電圧が発生するという問題がある。
【００１９】
２つ目には、１つ目と同様に時刻ｔ５において、トランスＴの一次側には半導体スイッチＱ２とＱ３がターンオンすることによってステップ状の電圧が印加される。ステップ状の電圧は高周波成分まで含むので、トランスＴの周波数特性によっては、Ｔの内部で漏れインダクタンスと浮遊容量で決まる共振が発生し、Ｔの二次側に過電圧を発生し、リカバリの時と同様に点ｅ，ｆ間に過電圧を発生する。
【００２０】
以上２つの整流ダイオードのリカバリとトランスの周波数特性による過電圧は、時刻ｔ５〜ｔ６間のほぼ同時刻で発生するため、２つの跳ね上がり電圧が重畳した電圧が点ｅ，ｆ間に発生することとなり、整流ダイオードの耐圧を超える可能性もあり、素子の破壊の恐れがある。また、共振コンデンサＣｚにはこの時、充電されていないのでＣｚの電圧は０であるから、点ｅ，ｆ間の電圧はそのまま共振回路制御用半導体スイッチＱｚにも印加され、Ｑｚも同時に破壊してしまうという課題がある。
【００２１】
これを解決した公知例を図４に示し、図４の手法での対策方法について述べる。図４では図２の回路と比較し、共振回路１０３の共振コンデンサＣｚと共振回路制御用半導体スイッチＱｚの接続点ｇとフィルタ回路のフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣの接続点ｈとの間に新たなスナバダイオードＤｓを負荷した構成になっている。スナバダイオードＤｓと共振コンデンサＣｚの直列回路がフィルタリアクトルＬｄと並列に接続されている。上記ダイオードのリカバリとトランス内部の周波数特性によって過電圧が生じると点ｅ，ｆの電圧が高く跳ね上がるが、共振コンデンサＣｚとスナバダイオードＤｓに電流が流れＣｚを充電する。このコンデンサの電圧Ｖｚは次に半導体スイッチＱｚがオンするまで保持される。このように、ｅ，ｆ間に過電圧が発生した場合、共振コンデンサＣｚ，スナバダイオードＤｓ、及びコンデンサＦＣのバイパス経路で電流が流れることから、過電圧の抑制効果を生み出す。なお、過電圧発生後に共振コンデンサＣｚには電荷が充電されるが、共振回路１０３が動作するので、共振コンデンサＣｚに蓄えられた電荷は放電し０に戻るため、トランスＴの一次側半導体スイッチの損失低減のための回路動作としては何も影響はない。
【００２２】
この電圧抑制回路の課題は、トランスＴと整流ダイオードＤ５〜Ｄ８で発生する過電圧を強制的に別経路でバイパスさせることで抑制しており、根本的な原因解決には至っていない。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決する手段の一つは、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルとを有する共振回路を整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に設けることである。
【００２４】
さらに、電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに前記電力変換回路の半導体スイッチをオフさせる機能を有しても良い。
【００２５】
または、トランスの一次側の電圧のスペクトル分布がトランス内部の直列共振周波数を含まず、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に、トランスの漏れインダクタンス値を設計しても良い。
【００２６】
さらに、電力変換回路の半導体スイッチと共振回路内の半導体スイッチのオン／オフの制御をゲート制御装置によって制御しても良い。
【００２７】
さらに、共振回路は、ダイオードと半導体スイッチが逆並列に接続された並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルと、が直列に接続された回路であり、整流ダイオードブリッジ回路の直流出力とフィルタ回路の間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続しても良い。または、共振リアクトルは、整流ダイオードブリッジ回路の直流出力とフィルタ回路の間に直列に接続され、ダイオードと半導体スイッチが逆並列に接続された並列回路と、共振コンデンサと、が直列に接続された回路が共振リアクトルとフィルタ回路の間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続しても良い。
【００２８】
または、ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサとが直列接続された共振回路を整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に整流ダイオードブリッジ回路と並列接続し、トランスの漏れインダクタンス値が、トランスの一次側の電圧のスペクトル分布がトランス内部の直列共振周波数を含まない値であって、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に設定された構成であっても良い。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、従来の回路構成において必然的に発生するトランスＴ内部共振による過電圧と、整流ダイオードのリカバリによる過電圧を低減させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１は本発明での直流電源装置の実施例１を示す。
【図２】図２は公知例の回路構成を示す。
【図３】図３は公知の構成での電圧電流と半導体スイッチ指令の時間変化を示す。
【図４】図４は公知例での課題解決方法の例を示す。
【図５】図５はダイオードブリッジを接続した場合のトランスＴの等価回路を示す。
【図６】図６はトランスＴの一次側から見たインピーダンスの周波数特性を示す。
【図７】図７は図１における電圧電流と半導体スイッチの指令の時間変化を示す。
【図８】図８（ａ）はトランスのインピーダンスの周波数特性と入力一次電圧のスペクトル分布を示し、図８（ｂ）はトランスの漏れのインダクタンスと過電圧の関係を示す。
【図９】図９は本発明での直流電源装置の実施例２を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
始に、従来技術で課題となる、整流ダイオードのリカバリ現象とトランスＴの二次側過電圧に関して考える。
【００３２】
まず、トランスＴに整流ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８を接続したときの等価回路を図５に示す。図５について説明すると、ａ〜ｄはそのまま図１，図２，図４内に示すａ〜ｄと同じ位置を示し、Ｒ１，Ｒ２はそれぞれトランスＴの一次側・二次側の巻線抵抗、Ｌｐ１，Ｌｐ２はトランス一次側・二次側の漏れインダクタンス、Ｃｐ１，Ｃｐ２はトランス一次側巻線および二次側巻線の浮遊容量を示す。また、Ｚａｂは一次側から二次側を見たインピーダンスを示す。従来例での共振リアクトルＬｚは、トランスＴの漏れインダクタンスを含みＬｚはＬｐ１とＬｐ２の和で表される。また、半導体スイッチＱ１とＱ４がターンオンしａｂに電圧が印加された時を考えると、整流ダイオードＤ６とＤ７は導通状態からリカバリしてオフする。この時の整流ダイオードの接合容量をＣｄ６とＣｄ７とする。図５の等価回路において、トランスＴの一次側から二次側を見たインピーダンスＺａｂの絶対値の周波数特性を図６に示す。この周波数特性には周波数ｆｒにおいてトランス内部での直列共振点１０６を持つ。これは、図５の等価回路におけるトランス内部で過電圧を発生する直列共振経路１０５で共振する。この時の直列共振周波数ｆｒは下記の〔数１〕で与えられるように、トランスＴの漏れインダクタンス（ＬP1＋ＬP2）とトランス一次側巻線の浮遊容量Ｃｐ１とトランス二次側の浮遊容量Ｃｐ２と整流ダイオードの接合容量Ｃｄ６，Ｃｄ７の合成の容量で決定される。
【００３３】
【数１】
【００３４】
トランスＴの一次側電圧Ｖａｂはパルス状の波形が印加されると、その波形は高周波成分までスペクトルが分布するため、トランス内部の直列共振周波数ｆｒも含有されるから、過電圧を有する共振波形が二次側に発生する。
【００３５】
一方、ダイオードのリカバリ現象による過電圧は共振リアクトルＬｚとリカバリ時のダイオード電流の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）の積で決定される。
【００３６】
これらより、トランスＴと整流ダイオードＤ５〜Ｄ８で発生する過電圧の問題に対する根本的な解決は、トランスの漏れインダクタンスを小さくすることである。このことによって、直列共振周波数ｆｒは〔数１〕によれば高く成るから、半導体スイッチのターンオン波形に含まれない帯域にすることが可能であり、同時に整流ダイオードリカバリ現象による過電圧も小さくすることが可能となる。
【００３７】
図２や図４の公知例では共振リアクトルＬｚをトランスＴの漏れインダクタンスを利用することとしているが、本発明では、トランスＴの二次側の過電圧を防止するために、トランスＴの持つ励磁インダクタンスを製造上可能な程度に小さくし、例えば図１または図９に示すように半導体スイッチＱｚで制御可能な共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚを有する共振回路１０３を整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続し、過電圧問題を解決するものである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００３９】
以下、本発明の実施例１として、その構成を図１により説明する。
【００４０】
１０１には直流電源、１０２はフィルタリアクトルＬｄとフィルタコンデンサＦＣで構成されるフィルタ回路、１０７は共振回路、１０４は各半導体スイッチのゲート制御装置である。Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはＤ１〜Ｄ４のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点ａと半導体スイッチＱ３とＱ４との接続点ｂとの間にトランスＴの一次巻線が接続され、二次巻線は整流ダイオードＤ５〜Ｄ８よりなるブリッジの接続点ｃとｄに接続される。このブリッジの出力はフィルタ回路１０２を介して負荷ＲＬに与えられる。
【００４１】
ゲート制御装置１０４はＱ１〜Ｑ４とＱｚにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・サイリスタ・ゲートターンオフサイリスタ・ＩＧＢＴなどが考えられるが、本実施例では代表例としてＩＧＢＴを使用して説明する。
【００４２】
図１に示す構成では、トランスＴの持つ励磁インダクタンスを製造上可能な程度に小さくし、その代わりに共振リアクトルＬｚとして共振回路に加えている。
【００４３】
整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の出力側ｅ，ｆに半導体スイッチＱｚで制御可能な共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚよりなる共振回路１０７を直列に接続している。共振回路１０７はより具体的には、フライホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと、共振リアクトルＬｚと、共振コンデンサＣｚとが直列に接続された回路である。共振回路１０７は整流ブリッジの出力側とフィルタ回路１０２との間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に挿入されている。
【００４４】
また、図７には図１に示す実施例の動作を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。基本的な動作は技術背景で述べた図２と同一であるので、それとの差異を説明する。ＶＣは共振コンデンサＣｚの両端の電圧、ＶＬは共振リアクトルＬｚの両端の電圧である。Ｖｚは共振回路の電圧でＶＣとＶＬの和で示されるＩｏは整流ブリッジからフィルタ回路１０２と負荷ＲＬで環流する電流を示す。
【００４５】
ゲート制御装置１０４からＱ１とＱ４にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４が導通状態であるとする。点ａ，ｂ間に流れる電流Ｉａｂが流れていて直流電源１０１から負荷ＲＬにエネルギーを伝達している。回路動作では、公知例と同様にインバータ回路の半導体スイッチＱ１とＱ４をターンオフする前の時刻ｔ０において共振回路１０７の半導体スイッチＱｚをターンオンする信号をゲート制御装置１０４から与えＱｚをターンオンさせると、共振コンデンサＣｚの充電電流が直流電源１０１より流れ込む。この電流Ｉｚは共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの直列共振電流である。時刻ｔ１からｔ２までの間では、公知例と同じＩｚが流れることで共振コンデンサＣｚを充電し、共振コンデンサＣｚの両端には電圧ＶＣが発生する。一方、そのＩｚの時間変化と共振リアクトルＬｚのインダクタンスとの積で決定される電圧がＶＬとして発生する。
【００４６】
その充電が時刻ｔ１で完了し放電を始めるため、電流Ｉｚは正となるが、Ｉｚは時間変化を有するため、Ｌｚではほぼ一定の誘導電圧が発生し続ける。その後の時刻ｔ２では、ＩｚとフィルタリアクトルＬｄに流れるＩｄが等しくなり、Ｉａｂが０となるため、Ｉｚは一定となり時間変化がなるから電圧ＶＬが０となる。この時に電圧Ｖｚは共振コンデンサＣｚの電圧ＶＣと等しくなる。以後では、公知例と同様に放電が進み、やがて時刻ｔ４で共振コンデンサＣｚは完全に放電し、その電流Ｉｚは０となる。一方、フィルタリアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄは連続であるから、共振コンデンサの放電電流Ｉｚが０となった時点で、電流Ｉｄは整流ダイオードＤ５〜Ｄ８に切り替わって流れる電流Ｉｏとなり、電流連続が保たれる。
【００４７】
半導体スイッチＱ１とＱ４にターンオフに関しては、時刻ｔ２〜ｔ４の間の時刻ｔ３にてゲート制御装置１０４からゲートオフの信号を送り、ターンオフさせる。半導体スイッチＱ１とＱ４を流れる電流は時刻ｔ３の時点でほぼ０となるから、ターンオフの過程では損失はほとんど発生させないスイッチングが可能となる。ここで、ｔ３時点で半導体スイッチＱ１とＱ４を流れるほぼゼロの電流とは、トランスの励磁電流のことである。その値は、トランスの設計と半導体スイッチの駆動周波数に依存するが、例えば駆動周波数を４ｋＨｚとした場合、半導体スイッチの電流定格の２％以下の電流、１２００Ａの半導体スイッチなら２４Ａ以下の電流となるようにする。
【００４８】
本実施例の場合、共振リアクトルＬｚには共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの共振電流成分のみが流れ、主回路の負荷電流である直流電流成分は流れないから共振リアクトルＬｚは小型のリアクトルでよい。
【００４９】
ただし、トランスＴの漏れインダクタンスを０とすることは製造上困難である。この漏れインダクタンスの制限値を決定する例として図８を用いて説明する。トランスＴの一次側に接続される半導体スイッチがターンオンする際に、トランスＴの一次側電圧波形が有するスペクトル分布とトランス内部共振特性によって過電圧が発生する。そのため、図８（ａ）に示すようにトランスＴの一次側の電圧のスペクトル分布が〔数１〕で与えられるトランス内部の直列共振周波数ｆｒを含まぬように、トランスＴの漏れインダクタンス値を設定することで共振による過電圧を防止可能である。この条件の下で、図８（ｂ）に示すように、整流ダイオードのリカバリによる過電圧が整流ダイオードの素子耐圧の許容値を超えない範囲でトランス漏れインダクタンスの制限値を設定する。
【実施例２】
【００５０】
実施例１とは異なる他の実施例を図９を用いて以下に説明する。
【００５１】
本発明は図９の形態においても実現可能である。本実施例においても、共振回路１０８はフリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと共振コンデンサＣｚと共振リアクトルＬｚを有している。具体的には、フリーホイールダイオードＤ９が逆並列に接続された半導体スイッチＱｚと共振コンデンサＣｚを直列接続した回路が、整流ブリッジの出力点ｅとフィルタリアクトルＬｄとの間の点ｆに接続されており、共振リアクトルＬｚが整流ブリッジの出力点ｅと点ｆの間に挿入されている。
【００５２】
つまり、共振リアクトルＬｚが整流ダイオードの出力点ｅとフィルタリアクトルＬｄ接続点ｆの間に挿入した構成である。
【００５３】
動作原理と波形は実施例１と同一である。ただし、この場合には、共振リアクトルＬｚには負荷電流の直流成分が連続で流れる点で、実施例１とは異なり、実施例１と比較して大きなリアクトルが必要となる。しかし、配線の都合などによって、その配線インダクタンスによりＬｚの値を満足できる場合には有効な構成である。
【００５４】
上述した各実施例によれば、従来の回路構成において必然的に発生するトランスＴ内部共振による過電圧と、整流ダイオードのリカバリによる過電圧を同時に低減させる効果がある。
【００５５】
また、それら二次側の過電圧の原因を取り除いた構成であるため、過電圧への対応策は不要となる。つまり、公知例２ではスナバダイオードＤｓを導入することで過電圧をバイパスさせていたが、そのような半導体素子が減少することで、装置全体の信頼性向上につながる。
【００５６】
一方、従来例では共振リアクトルＬｚはトランスＴの漏れインダクタンスとして構成され、追加のリアクトルは不要であったが、本発明では整流ダイオードＤ５〜Ｄ８の直流出力側に接続される、追加のリアクトルとするため、共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚの組み合わせの自由度が高まることで半導体スイッチの定格など、設計の自由度を大きく増加させることが可能となる。
【００５７】
特に、実施例１に示す形態では、共振リアクトルＬｚには負荷に流れる主回路電流が流れずに共振電流のみとなるためＬｚの小型のものでよい。
【００５８】
このように、本発明は従来の回路に共振回路を付加したのみの構成であり、電圧制御範囲が広く取れ、制御性がよい。またスナバ回路の省略によって公知例よりさらに信頼性が向上し、実績の多いＰＷＭ制御インバータ回路に付加すると大きな効果を生む。当然ながら公知例と同様に、スイッチング周波数の高周波化による小型軽量化と、冷却装置の簡素化，高周波電磁ノイズの低減への効果も含んでいる。
【００５９】
なお、本発明における共振リアクトルＬｚは、必ずしもリアクトルを増加させる装置を意図するものではなく、配線そのもののインダクタンスを利用しても良い。
【符号の説明】
【００６０】
１０１ 直流電源
１０２ フィルタ回路
１０３，１０７，１０８ 共振回路
１０４ ゲート制御装置
１０５ トランス内部で過電圧を発生する直列共振経路
１０６ トランス内部での直列共振点
Ｃｄ６ 整流ダイオードＤ６の接合容量
Ｃｄ７ 整流ダイオードＤ７の接合容量
Ｃｐ１ トランスＴの等価回路における一次側浮遊容量
Ｃｐ２ トランスＴの等価回路における二次側浮遊容量
Ｃｚ 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９ フリーホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 整流ダイオード
Ｄｓ スナバダイオード
Ｅ 入力直流電源電圧
ＦＣ フィルタコンデンサ
Ｆｒ トランス内部で発生する直列共振の周波数
Ｌｄ フィルタリアクトル
Ｌｍ トランスＴの等価回路における励磁インダクタンス
Ｌｐ１ トランスＴの等価回路における一次側漏れインダクタンス
Ｌｐ２ トランスＴの等価回路における二次側漏れインダクタンス
Ｌｚ 共振リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ 半導体スイッチ
Ｑｚ 共振回路制御用半導体スイッチ
Ｒ１ トランスＴの等価回路における一次巻線抵抗
Ｒ２ トランスＴの等価回路における二次巻線抵抗
ＲＬ 負荷
Ｔ トランス
Ｚａｂ トランスＴの一次側から二次側を見たインピーダンス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、前記電力変換回路の出力と接続されたトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線と、前記二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、リアクトルとコンデンサで構成され前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路と、を有する直流電源装置において、
ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルとを有する共振回路を前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に設けたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置において、
前記電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに前記電力変換回路の半導体スイッチをオフさせることを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の直流電源装置において、
前記トランスの一次側の電圧のスペクトル分布が前記トランス内部の直列共振周波数を含まず、前記整流ダイオードのリカバリによる過電圧が前記整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に、前記トランスの漏れインダクタンス値を設計することを特徴とした直流電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記電力変換回路の半導体スイッチと前記共振回路内の半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記共振回路は、前記ダイオードと前記半導体スイッチが逆並列に接続された前記並列回路と、共振コンデンサと、前記共振リアクトルと、が直列に接続された回路であり、前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力と前記フィルタ回路の間に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記共振リアクトルは、前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力と前記フィルタ回路の間に直列に接続され、
前記ダイオードと前記半導体スイッチが逆並列に接続された前記並列回路と、共振コンデンサと、が直列に接続された回路が前記共振リアクトルと前記フィルタ回路の間に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項７】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、前記電力変換回路の出力と接続されたトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線と、前記二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、リアクトルとコンデンサで構成され前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路と、を有する直流電源装置において、
ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサとが直列接続された共振回路を前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列接続し、
前記トランスの漏れインダクタンス値が、前記トランスの一次側の電圧のスペクトル分布が前記トランス内部の直列共振周波数を含まない値であって、前記整流ダイオードのリカバリによる過電圧が前記整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に設定されたことを特徴とした直流電源装置。
【請求項１】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、前記電力変換回路の出力と接続されたトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線と、前記二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、リアクトルとコンデンサで構成され前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路と、を有する直流電源装置において、
ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサと、共振リアクトルとを有する共振回路を前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に設けたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置において、
前記電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに前記電力変換回路の半導体スイッチをオフさせることを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の直流電源装置において、
前記トランスの一次側の電圧のスペクトル分布が前記トランス内部の直列共振周波数を含まず、前記整流ダイオードのリカバリによる過電圧が前記整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に、前記トランスの漏れインダクタンス値を設計することを特徴とした直流電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記電力変換回路の半導体スイッチと前記共振回路内の半導体スイッチのオン／オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記共振回路は、前記ダイオードと前記半導体スイッチが逆並列に接続された前記並列回路と、共振コンデンサと、前記共振リアクトルと、が直列に接続された回路であり、前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力と前記フィルタ回路の間に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記共振リアクトルは、前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力と前記フィルタ回路の間に直列に接続され、
前記ダイオードと前記半導体スイッチが逆並列に接続された前記並列回路と、共振コンデンサと、が直列に接続された回路が前記共振リアクトルと前記フィルタ回路の間に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列に接続されることを特徴とする直流電源装置。
【請求項７】
直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、前記電力変換回路の出力と接続されたトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線と、前記二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、リアクトルとコンデンサで構成され前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路と、を有する直流電源装置において、
ダイオードと半導体スイッチとの並列回路と、共振コンデンサとが直列接続された共振回路を前記整流ダイオードブリッジ回路の直流出力側に前記整流ダイオードブリッジ回路と並列接続し、
前記トランスの漏れインダクタンス値が、前記トランスの一次側の電圧のスペクトル分布が前記トランス内部の直列共振周波数を含まない値であって、前記整流ダイオードのリカバリによる過電圧が前記整流ダイオードブリッジ回路の素子耐圧を超えない値に設定されたことを特徴とした直流電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−７５２１０（Ｐ２０１２−７５２１０Ａ）
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１６３３３（Ｐ２０１０−２１６３３３）
【出願日】平成２２年９月２８日（２０１０．９．２８）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２８日（２０１０．９．２８）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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