超音波プローブ及び超音波診断装置
【課題】複数の超音波トランスデューサから出力される受信信号のデータ量を減少させることにより、超音波プローブと超音波診断装置本体とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図る。
【解決手段】この超音波プローブは、超音波エコーを受信して受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、パラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、シリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段とを具備する。
【解決手段】この超音波プローブは、超音波エコーを受信して受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、パラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、シリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段とを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を送受信する複数の超音波トランスデューサを内蔵する超音波プローブ、及び、そのような超音波プローブを用いて超音波診断画像を生成する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
医療分野においては、被検体の内部を観察して診断を行うために、様々な撮像技術が開発されている。特に、超音波を送受信することによって被検体の内部情報を取得する超音波撮像は、リアルタイムで画像観察を行うことができる上に、Ｘ線写真やＲＩ（radio isotope）シンチレーションカメラ等の他の医用画像技術と異なり、放射線による被曝がない。そのため、超音波撮像は、安全性の高い撮像技術として、産科領域における胎児診断の他、婦人科系、循環器系、消化器系等を含む幅広い領域において利用されている。
【０００３】
超音波撮像の原理は、次のようなものである。超音波は、被検体内における構造物の境界のように、音響インピーダンスが異なる領域の境界において反射される。そこで、超音波ビームを人体等の被検体内に送信し、被検体内において生じた超音波エコーを受信して、超音波エコーが生じた反射位置や反射強度を求めることにより、被検体内に存在する構造物（例えば、内臓や病変組織等）の輪郭を抽出することができる。
【０００４】
一般に、超音波診断装置においては、超音波の送受信機能を有する複数の超音波トランスデューサ（振動子）を含む超音波プローブが用いられる。超音波エコーを受信した振動子から出力される受信信号は、超音波の焦点からそれぞれの振動子までの距離の差に応じた遅延を伴うので、振動子の位置に応じた遅延をそれらの受信信号に与えた後にそれらの受信信号を加算することによって、特定の位置に焦点を結ぶビームフォーミング処理（受信フォーカス処理）が行われる。その際に、複数の受信信号が加算されるまでは、それらの受信信号は並列データとして扱われる。
【０００５】
この受信フォーカス処理は、通常、ディジタル信号処理によって行われる。即ち、Ａ／Ｄ変換された受信信号は、メモリに蓄えられた後、読み出し時刻を随時変えながら読み出され、適度に補間処理が施されて加算される。複数の受信信号が加算されると、信号のチャンネル数が１つになるので、無線通信によって信号伝送を行うことも可能となる。従って、受信フォーカス処理を行うための回路を超音波プローブの中に組み込めば、超音波プローブと超音波診断装置本体とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることができる。
【０００６】
しかしながら、受信フォーカス処理においては、受信信号に与える遅延量が焦点の位置によって異なるので、メモリからの読み出し時刻の制御は極めて複雑となり、大規模な回路が必要になる。そのような回路を超音波プローブの中に組み込むと、もはや片手で容易に操作できるような実用的な大きさではなくなってしまう。
【０００７】
関連する技術として、特許文献１には、高精細化に伴い振動素子数が増加しても伝送ケーブルの細径化、軽量化が可能であり、操作性の維持及び向上を行うことのできる超音波探触子を有する超音波診断装置が開示されている。この超音波診断装置は、複数の振動素子を用いて生体に対して超音波パルスの送受波を行う超音波探触子と、当該超音波探触子に伝送ケーブルを介して接続され超音波探触子から超音波パルスを送波するための送波信号の生成及び生体で反射して超音波探触子で受波した超音波パルス（エコー）に基づく受波信号から超音波画像を形成する装置本体とを含み、伝送ケーブルを介して超音波探触子と装置本体との間で受け渡しされる送波信号及び受波信号が、伝送前に各振動素子に対応して時分割的に区切られてチップ化され、各チップが、伝送ケーブル内の共用信号線を利用して順次伝送されることを特徴とする。
【０００８】
しかしながら、特許文献１の超音波診断装置においては、各振動素子から出力される受波信号がそのままの帯域で伝送されるので、データ量を削減することができず、高い伝送レートが必要となる。また、受波信号が時分割によって伝送されるので、伝送後にビームフォーミング処理を確実に行えるという保証がない。
【０００９】
特許文献２には、超音波プローブと装置本体との間で無線伝送を行うワイアレス超音波診断装置が開示されている。この超音波診断装置においては、超音波プローブが、複数の振動子と、それらの振動子に対応した増幅器及びＡ／Ｄ変換器と、ディジタルビームフォーマと、ＰＳ変換部と、制御データ挿入部と、変調器と、電力増幅器とを含んでおり、超音波プローブ内においてディジタルビームフォーミング処理が行われて整相加算データが生成され、さらに、整相加算データがパラレル／シリアル変換される。
【００１０】
しかしながら、超音波プローブ内においてディジタルビームフォーミング処理を行うためには、従来の超音波診断装置におけるフロントエンド回路を超音波プローブ内にまるごと収めなくてはならず、回路規模が膨大になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−２９９６４８号公報（第３頁、図１）
【特許文献２】特開２００８−１８１０７号公報（第４−５頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、複数の超音波トランスデューサから出力される受信信号のデータ量を減少させることにより、超音波プローブと超音波診断装置本体とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る超音波プローブは、複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、信号処理手段によって生成された振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、サンプリング手段によって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段とを具備する。
【００１４】
また、本発明の１つの観点に係る超音波診断装置は、本発明に係る超音波プローブと、超音波プローブから伝送されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから振幅信号及び位相信号を抽出するパラレル化手段と、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、パラレル化手段によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する位相補正手段と、パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び／又は虚数成分を求める演算手段と、演算手段によって複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成し、及び／又は、演算手段によって複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する加算手段とを具備する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の１つの観点によれば、超音波プローブにおいて、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、さらに、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成し、振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換して超音波診断装置本体に伝送することにより、複数の超音波トランスデューサから出力される受信信号のデータ量を減少させて、超音波プローブと超音波診断装置とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。
【図３】図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。
【図４】図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。
【図５】図１に示す整相加算部の構成例を示す図である。
【図６】図５に示す整相加算部の動作を説明するための図である。
【図７】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図８】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態の変形例に係る超音波プローブの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この超音波診断装置は、本発明の一実施形態に係る超音波プローブ１と、超音波診断装置本体２とによって構成される。
【００１８】
超音波プローブ１は、リニアスキャン方式、コンベックススキャン方式、セクタスキャン方式等の体外式プローブでも良いし、ラジアルスキャン方式等の超音波内視鏡用プローブでも良い。図１に示すように、超音波プローブ１は、１次元又は２次元のトランスデューサアレイを構成する複数の超音波トランスデューサ１０と、複数チャンネルの送受信部２０と、シリアル化部３０と、送信制御部４０と、伝送回路５０とを含んでいる。
【００１９】
複数の超音波トランスデューサ１０は、印加される複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、伝搬する超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する。各超音波トランスデューサは、例えば、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛：Pb(lead) zirconate titanate）に代表される圧電セラミックや、ＰＶＤＦ（ポリフッ化ビニリデン：polyvinylidene difluoride）に代表される高分子圧電素子等の圧電性を有する材料（圧電体）の両端に電極を形成した振動子によって構成される。
【００２０】
そのような振動子の電極に、パルス状又は連続波の電圧を印加すると、圧電体が伸縮する。この伸縮により、それぞれの振動子からパルス状又は連続波の超音波が発生し、それらの超音波の合成によって超音波ビームが形成される。また、それぞれの振動子は、伝搬する超音波を受信することによって伸縮し、電気信号を発生する。それらの電気信号は、超音波の受信信号として出力される。
【００２１】
各チャンネルの送受信部２０は、送信制御部４０の制御の下で駆動信号を生成して、その駆動信号を超音波トランスデューサ１０に供給すると共に、超音波トランスデューサ１０から出力される受信信号に対して直交検波処理等を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、さらに、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成し、振幅信号及び位相信号をサンプリングして生成されたパラレルのサンプルデータをシリアル化部３０に供給する。
【００２２】
図２は、図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。図２に示すように、各チャンネルの送受信部２０は、送信回路２１と、プリアンプ２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３と、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）２４と、直交検波処理部２５と、振幅演算部２６ａと、位相演算部２６ｂと、サンプリング部２７ａ及び２７ｂと、メモリ２８ａ及び２８ｂとを含んでいる。ここで、送信回路２１〜位相演算部２６ｂは、信号処理手段を構成している。
【００２３】
送信回路２１は、例えば、パルサによって構成されており、送信制御部４０の制御の下で駆動信号を生成して、生成された駆動信号を超音波トランスデューサ１０に供給する。図１に示す走査制御部１４０は、超音波ビームの送信方向を順次設定して走査制御信号を生成し、伝送回路６０は、走査制御部１４０によって生成された走査制御信号を伝送回路５０に伝送する。送信制御部４０は、伝送回路５０から供給される走査制御信号に基づいて、複数チャンネルの送信回路２１の動作を制御する。
【００２４】
例えば、送信制御部４０は、走査制御信号によって設定された送信方向に応じて、複数の遅延パターンの中から１つのパターンを選択し、そのパターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０の駆動信号にそれぞれ与えられる遅延時間を設定する。あるいは、送信制御部４０は、複数の超音波トランスデューサ１０から一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように遅延時間を設定しても良い。
【００２５】
複数チャンネルの送信回路２１は、送信制御部４０によって選択された送信遅延パターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０から送信される超音波が超音波ビームを形成するように複数の駆動信号の遅延量を調節して複数の超音波トランスデューサ１０に供給し、あるいは、複数の超音波トランスデューサ１０から一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように複数の駆動信号を複数の超音波トランスデューサ１０に供給する。
【００２６】
プリアンプ２２は、超音波トランスデューサ１０から出力される受信信号（ＲＦ信号）を増幅し、ＬＰＦ２３は、プリアンプ２１から出力される受信信号の帯域を制限することにより、Ａ／Ｄ変換におけるエリアジングを防止する。ＡＤＣ２４は、ＬＰＦ２３から出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換する。例えば、超音波の周波数が５ＭＨｚ程度であるとすれば、４０ＭＨｚのサンプリング周波数が用いられる。その場合に、１サンプルに相当する生体内距離は約０．０３８ｍｍとなるので、４０９６サンプルで約１５．７ｃｍの深度までのデータが得られることになる。
【００２７】
受信開口における超音波トランスデューサの数を６４個とし、超音波診断画像の１フレームについて１００本の超音波受信ライン（音線）が必要であるとすれば、１フレームの画像を表示するために必要なデータ量は、４０９６×６４×１００≒２６×１０６個となり、毎秒１０フレームの画像を表示するためには、約２６０×１０６個／秒のデータ転送が必要となる。ここで、超音波診断画像に必要な分解能は、通常、１個のデータについて１２ビット程度であるから、上記のデータを伝送するためには、約３１２０Ｍｂｐｓの伝送ビットレートが必要となる。
【００２８】
このように、ＲＦ信号のままでデータの直列化を行うと、伝送ビットレートが極めて高くなり、通信速度やメモリの動作速度がそれに追いつかない。一方、背景技術の説明において述べたように、受信フォーカス処理の後でデータの直列化を行うと、伝送ビットレートを低減することができる。しかしながら、受信フォーカス処理のための回路は、規模が大きく、超音波プローブの中に組み込むことは困難である。そこで、本実施形態においては、受信信号に対して直交検波処理等を施して受信信号の周波数帯域をベースバンド周波数帯域に落とし、さらに、複素ベースバンド信号の振幅情報及び位相情報を求めてデータの直列化を行うことにより、伝送ビットレートを低減させている。
【００２９】
直交検波処理部２５は、受信信号に対して直交検波処理を施し、複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を生成する。図２に示すように、直交検波処理部２５は、ミキサ（掛算回路）２５ａ及び２５ｂと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５ｃ及び２５ｄとを含んでいる。ミキサ２５ａが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に局部発振信号ｃｏｓω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｃが、ミキサ２５ａから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成される。一方、ミキサ２５ｂが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に位相をπ／２だけ回転させた局部発振信号ｓｉｎω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｄが、ミキサ２５ｂから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。
【００３０】
振幅演算部２６ａは、直交検波処理部２５によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する。ここで、第ｉ番目の超音波トランスデューサから出力される受信信号に基づいて得られる複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号をそれぞれＲ（ｉ）及びＩ（ｉ）とすると、複素ベースバンド信号の振幅Ａ（ｉ）は、次式（１）によって表される。
Ａ（ｉ）＝（Ｒ（ｉ）２＋Ｉ（ｉ）２）１／２ ・・・（１）
【００３１】
また、位相演算部２６ｂは、直交検波処理部２５によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する。ここで、第ｉ番目の超音波トランスデューサから出力される受信信号に基づいて得られる複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号をそれぞれＲ（ｉ）及びＩ（ｉ）とすると、複素ベースバンド信号の位相φ（ｉ）は、次式（２）によって表される。
φ（ｉ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｉ（ｉ）／Ｒ（ｉ）） ・・・（２）
【００３２】
現在最も広く用いられている１２ビットＡＤ変換器の場合には、直交検波後の演算語長も１２ビットとするのが妥当である。従って、Ｉ信号及びＱ信号がシリアル化されるとしたら、Ｉ信号とＱ信号とを合わせて２４ビットのデータ量が必要になる。一方、振幅信号のデータ量は、式（１）によればＩ信号及びＱ信号の２１／２倍となるから、１３ビットあれば十分である。
【００３３】
位相情報のデータ量については、２πにおける位相情報をどれだけの分解能で取得するかに依存する。位相情報の分解能は、時間分解能に相当するから、従来の整相加算と比較すれば、送受信される超音波の周波数に対して、その周期の１／１６程度あれば十分である。そうだとすると、位相情報のデータ長は４ビットでも足りることになる。仮に、位相情報のデータ長を６ビットにすれば、通常の整相加算に比べて４倍の精度で位相制御が行えることになる。
【００３４】
その場合でも、振幅信号のデータ長と位相信号のデータ長とを合わせて１９ビットであり、Ｉ信号及びＱ信号をシリアル化する場合と比較してデータ量の削減を行うことができる。振幅情報と位相情報とを用いるデータのシリアル化においては、対象とする機器の性能規模に応じて、それぞれに最適なデータ語長を選定することができる。
【００３５】
サンプリング部２７ａは、振幅演算部２６ａによって生成された振幅信号をサンプリング（再サンプリング）する。また、サンプリング部２７ｂは、位相演算部２６ｂによって生成された振幅信号をサンプリング（再サンプリング）する。これにより、２チャンネルのサンプルデータが生成される。生成された２チャンネルのサンプルデータは、メモリ２８ａ及び２８ｂにそれぞれ格納される。
【００３６】
図３は、図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。図３に示す第２の構成例においては、図２に示す第１の構成例におけるミキサ２５ａ及び２５ｂの替わりに直交サンプリング部２５ｅが設けられている。
【００３７】
図４は、図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。直交サンプリング部２５ｅは、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号をｃｏｓω０ｔの位相に同期してサンプリングして第１の信号系列を生成すると共に、受信信号をｓｉｎω０ｔの位相に同期してサンプリングして第２の信号系列を生成する。
【００３８】
さらに、ＬＰＦ２５ｃが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第１の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成され、ＬＰＦ２５ｄが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第２の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。これにより、図２に示すミキサ２５ａ及び２５ｂを省略することができる。
【００３９】
再び図１を参照すると、シリアル化部３０は、複数チャンネルの送受信部２０によって生成されたパラレルのサンプルデータを、シリアルのサンプルデータに変換する。例えば、シリアル化部３０は、６４個の超音波トランスデューサから出力される６４個の受信信号に基づいて得られる１２８チャンネルのパラレルのサンプルデータを、１〜４チャンネルのシリアルのサンプルデータに変換する。これにより、超音波トランスデューサの数と比較して、伝送チャンネル数が大幅に低減される。
【００４０】
伝送回路５０は、超音波診断装置本体２から走査制御信号を受信して、受信した走査制御信号を送信制御部４０に出力すると共に、シリアル化部３０によって変換されたシリアルのサンプルデータを超音波診断装置本体２に送信する。超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送は、例えば、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）等の通信方式を用いて、有線又は無線で行われる。ＡＳＫ又はＰＳＫを用いる場合には、１系統で１チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能であり、ＱＰＳＫを用いる場合には、１系統で２チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能であり、１６ＱＡＭを用いる場合には、１系統で４チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能である。
【００４１】
超音波プローブ１の電源電圧は、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送が有線で行われる場合には超音波診断装置本体２から供給され、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送が無線で行われる場合にはバッテリー等によって供給される。超音波プローブ１の電源電圧を超音波診断装置本体２から供給する場合には、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間に接続される信号線を利用してファントム給電を行っても良い。
【００４２】
以上において、直交検波処理部２５（図２）、振幅演算部２６ａ（図２）、位相演算部２６ｂ（図２）、サンプリング部２７ａ及び２７ｂ（図２）、直交サンプリング部２５ｅ（図３）、ＬＰＦ２５ｃ及び２５ｄ（図３）、及び、シリアル化部３０は、ディジタル回路によって構成しても良いし、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成しても良い。あるいは、直交検波処理部２５をアナログ回路によって構成することにより、ＡＤＣ２４を省略しても良い。その場合には、サンプリング部２７ａ及び２７ｂによって、複素ベースバンド信号のＡ／Ｄ変換が行われる。
【００４３】
一方、図１に示す超音波診断装置本体２は、伝送回路６０と、パラレル化部７０と、整相加算部８０と、Ｂモード画像信号生成部９０と、表示部１００と、操作部１１０と、制御部１２０と、格納部１３０と、走査制御部１４０とを有している。
【００４４】
伝送回路６０は、超音波プローブ１からシリアルのサンプルデータを受信する。パラレル化部７０は、伝送回路６０によって受信されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから、複数の超音波トランスデューサ１０から出力される複数の受信信号に基づいて得られた複数の振幅信号及び複数の位相信号を抽出して、それらを整相加算部８０に供給する。走査制御部１４０は、超音波エコーの受信方向を順次設定して、整相加算部８０を制御する。
【００４５】
図５は、図１に示す整相加算部の構成例を示す図である。図５に示すように、整相加算部８０は、位相補正部８１と、位相補正値テーブル８２と、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３と、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４と、遅延Ｉ信号加算部８５と、遅延Ｑ信号加算部８６とを含んでいる。
【００４６】
位相補正部８１は、位相補正値テーブル８２に格納されている位相補正値を用いることにより、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、パラレル化部７０によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する。遅延Ｉ信号演算部８３は、パラレル化部７０によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正部８１によって補正された位相値とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の実数成分（遅延Ｉ信号）を求める。また、遅延Ｑ信号演算部８４は、パラレル化部７０によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正部８１によって補正された位相値とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の虚数成分（遅延Ｑ信号）を求める。
【００４７】
遅延Ｉ信号加算部８５は、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｉ信号を加算することにより、整相加算実数信号（整相加算Ｉ信号）を生成する。また、遅延Ｑ信号加算部８６は、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｑ信号を加算することにより、整相加算虚数信号（整相加算Ｑ信号）を生成する。
【００４８】
図６は、図５に示す整相加算部の動作を説明するための図である。図６においては、１つの超音波トランスデューサに対応する１チャンネル分の信号処理が示されている。
位相補正値テーブル８２には、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの幾何学的な相対位置に応じて、位相信号によって表される位相値θを補正するための位相補正値φが格納されている。位相補正部８１は、走査制御部１１において設定された受信方向に応じて位相補正値テーブル８２から位相補正値φを読み出し、位相信号によって表される位相値θから位相補正値φを減算することにより、補正位相値（θ−φ）を求める。これは、位相補正値φに相当する時間だけ複素ベースバンド信号を遅延させることに相当する。
【００４９】
遅延Ｉ信号演算部８３は、振幅信号によって表される振幅値Ａと位相補正部８１によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の実数成分（遅延Ｉ信号）であるＡ・ｃｏｓ（θ−φ）を求める。また、遅延Ｑ信号演算部８４は、振幅信号によって表される振幅値Ａと位相補正部８１によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の虚数成分（遅延Ｑ信号）であるＡ・ｓｉｎ（θ−φ）を求める。
【００５０】
再び図５を参照すると、遅延Ｉ信号加算部８５は、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｉ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｉ信号が生成される。また、遅延Ｑ信号加算部８６は、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｑ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｑ信号が生成される。
【００５１】
このように、位相値θを補正することにより、直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現することができる。また、整相加算回路を簡略化できると共に、自由度の高いフォーカス設定が可能となる。
【００５２】
再び図１を参照すると、Ｂモード画像信号生成部９０は、遅延Ｉ信号加算部８５によって生成された整相加算Ｉ信号、及び／又は、遅延Ｑ信号加算部８６によって生成された整相加算Ｑ信号に基づいて、超音波診断画像を表すＢモード画像信号を生成する。ここで、Ｂモードとは、超音波エコーの振幅を輝度に変換して２次元断層画像を表示するモードのことである。Ｂモード画像信号生成部９０は、振幅値演算部９１と、ＳＴＣ（sensitivity time control）部９２と、ＤＳＣ（digital scan converter：ディジタル・スキャン・コンバータ）９３とを含んでいる。
【００５３】
振幅値演算部９１は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との自乗和の平方根を求めることにより、整相加算された複素ベースバンド信号の振幅値を表す整相加算信号を生成する。ＳＴＣ部９２は、整相加算部８０によって生成された整相加算信号に対して、超音波の反射位置の深度に応じて、距離による減衰の補正を施す。
【００５４】
ＤＳＣ９３は、ＳＴＣ部９２によって補正された整相加算信号を通常のテレビジョン信号の走査方式に従う画像信号に変換（ラスター変換）し、階調処理等の必要な画像処理を施すことにより、Ｂモード画像信号を生成する。表示部１００は、例えば、ＬＣＤ等のディスプレイ装置を含んでおり、Ｂモード画像信号生成部９０によって生成されたＢモード画像信号に基づいて超音波診断画像を表示する。
【００５５】
あるいは、画像信号生成部７０は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との内の一方に基づいて画像信号を生成することも可能であり、その場合には、振幅値演算部９１を省略すると共に、遅延Ｑ信号演算部８４及び遅延Ｑ信号加算部８６を省略しても良いし、あるいは、遅延Ｉ信号演算部８３及び遅延Ｉ信号加算部８５を省略しても良い。
【００５６】
制御部１２０は、操作部１１０を用いたオペレータの操作に従って、走査制御部１４０等を制御する。本実施形態においては、パラレル部７０、整相加算部８０、Ｂモード画像信号生成部９０、制御部１２０、及び、走査制御部１４０が、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成されるが、それらをディジタル回路やアナログ回路で構成しても良い。上記のソフトウェア（プログラム）は、格納部１３０に格納される。格納部１３０における記録媒体としては、内蔵のハードディスクの他に、フレキシブルディスク、ＭＯ、ＭＴ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、又は、ＤＶＤ−ＲＯＭ等を用いることができる。
【００５７】
ここで、本発明の原理について、図７及び図８を参照しながら詳しく説明する。
図７及び図８は、配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。図７において、振動子ｐ１〜ｐ９の上にあるマトリックスは、ディジタル化された受信信号を示すものとする。各振動子の上の列は、その振動子からの時刻ｔにおける受信信号を示している。例えば、ある時刻において中央の振動子ｐ５が点Ｏからの超音波エコーを受信した場合に、その受信信号は、ｅ５の位置に保存される。それと同じタイミングにおいて受信された両端の振動子ｐ１及びｐ９からの受信信号は、それぞれｅ１及びｅ９の位置に保存される。
【００５８】
しかしながら、それらの受信信号は、点Ｏよりも近距離からの超音波エコーを表しており、点Ｏからの超音波エコーは、それぞれ時間ｔ１及びｔ９だけ遅れて到達し、図７においては、それぞれｅ１'及びｅ９'の位置に保存されることになる。このとき、点Ｏが振動子ｐ５の直下であればｔ１＝ｔ９であるから、ｅ１'及びｅ９'の位置も同じになる。従来のビームフォーミングにおいては、ｅ５の位置における受信信号を実際に時間ｔ１だけ遅延させて、ｅ１'及びｅ９'の位置における受信信号と加算する方法が採られる。
【００５９】
図８において、振動子ｐ１によるｅ１の位置における受信信号ｅ（ｎＴ）が式（３）で示されるものとする。
ｅ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｎＴ＋θ０）｝ ・・・（３）
ここで、Ａ（ｎＴ）は、点Ｏからの超音波エコーの信号強度であり、ｎＴは、サンプリング間隔がＴのサンプリングレートでＡＤ変換されたｎ番目のデータであることを示す。この受信信号は、送信周波数ｆ０に対して時間ｎＴに相当するだけの位相回転を有しており、θ０は、深度に応じた位相の初期値である。ここで、同じ時刻に受信した他の振動子による受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、式（４）で示される。
ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））
・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））＋θ０）｝・・・（４）
【００６０】
この受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、時間ｔ１に相当する深さからの信号であるから、点Ｏよりも深い点Ｏ'からの受信信号である。例えば、図８において、振動子ｐ５による受信信号を考えると、ｅ１の位置における受信信号と比較して、時刻が（ｔ１−ｔ５）だけ先行していることになる。この時間差は、振動子の位置と受信時刻とによって表されるので、ｔ（ｉ，ｎ）で示すことができる。また、ｔ（ｉ，ｎ）は、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出することができる。従来方式のビームフォーミングにおいては、この時間差ｔ（ｉ，ｎ）の分だけ受信信号ｅｉ（ｎＴ）を遅延させることによって、受信信号ｅｉ（ｎＴ）を受信信号ｅ（ｎＴ）と同相の信号とし、それらを加算することによって整相加算が行われる。
【００６１】
ベースバンド方式においては、受信信号を直交検波することによって、受信信号をベースバンドのＩ信号及びＱ信号に変換する。式（３）及び式（４）によって表される受信信号は、ベースバンドに変換されて、式（５）及び式（６）によって表される。
Ｅ（ｎＴ）＝ｅ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊθ０｝ ・・・（５）
Ｅｉ（ｎＴ）＝ｅｉ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ）＋θ０）｝・・・（６）
【００６２】
ここで、ｔ（ｉ，ｎ）＞ｎＴのときには、サンプル点ｎを変更することによって、ｔ（ｉ，ｎ）＜ｎＴの状態にすることができる。例えば、ｔ（ｉ，ｎ）＝ｍＴ＋ｔｉと置くことが可能であるから、Ｅｉ（ｎＴ）において、ｎ番目のデータの替わりにｍ番目のデータを用いる。この意味するところは、メモリにおいて異なる深さに相当するデータを用いるということであり、ここで、ｔｉ＜Ｔである。このとき、再サンプルする前であれば、Ｔ＜１／（２ｆ０）であるから、２πｆ０ｔｉ＜πになる。これは、Ｔ以上の遅延は異なるサンプル点データを用いることによって補正が可能であり、Ｔ以下の遅延ｔｉについてのみ補正を行えば良いことを示している。このことから、式（６）は、式（７）で置き換えることができる。
Ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔｉ＋θ０）｝ ・・・（７）
【００６３】
ここで、ｔｉが十分に小さいことを考慮すると、Ａ（ｎＴ＋ｔｉ）は、分解能以下と考えられるから、Ａ（ｎＴ）で置き換えても差し支えない。簡単のために、式（８）及び式（９）に示すように置き換えを行う。ただし、Ａｎ及びθｎｉは、それぞれ直交検波後の振幅と位相である。
Ａ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）＝Ａｎ ・・・（８）
２πｆ０ｔｉ＋θ０＝θｎｉ ・・・（９）
【００６４】
従って、式（７）の信号を時間ｔｉだけ遅延させるということは、即ち、時間ｔｉに相当するだけ位相を戻すことに相当する。従って、Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれ式（１０）及び式（１１）によって求めることができる。
Ｒｎｉ＝Ａｎ・ｃｏｓ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝ ・・・（１０）
Ｉｎｉ＝Ａｎ・ｓｉｎ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝ ・・・（１１）
ただし、φ（ｉ，ｎ）は、式（１２）で示され、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出できる。
φ（ｉ，ｎ）＝２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ） ・・・（１２）
【００６５】
式（１０）及び式（１１）で得られたＩ信号及びＱ信号は、振動子の数だけ加算することによって、式（１３）及び式（１４）に示すように、整相加算された情報Ｒｎ及びＩｎを得ることができる。
【数１】
画像表示に当たっては、例えば、整相加算された式（１３）及び式（１４）に基づいて、式（１５）に示すように振幅値Ｖｎを算出すれば良い。
【数２】
【００６６】
次に、本発明の一実施形態の変形例について説明する。図９は、本発明の一実施形態の変形例に係る超音波プローブの構成を示すブロック図である。図９に示す超音波プローブ１ａにおいては、図１に示す超音波プローブ１に対し、超音波プローブに設けられている複数の超音波トランスデューサ１０と送受信部２０との間の接続関係を切り換える切換回路１１が追加されている。
【００６７】
一般に、リニアスキャン方式やコンベックススキャン方式の超音波プローブにおいては、送受信における開口が順次切り換えられながら被検体の走査が行われる。超音波プローブ１ａに設けられている超音波トランスデューサの数をＮとし、同時に使用される超音波トランスデューサの数をＭとすると（Ｍ＜Ｎ）、切換回路１１は、Ｎ個の超音波トランスデューサの内からＭ個の超音波トランスデューサを選択し、選択されたＭ個の超音波トランスデューサをＭ個の送受信部２０にそれぞれ接続する。これにより、図１に示す超音波プローブ１と比較して、送受信部２０の数を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、超音波を送受信することにより生体内の臓器等の撮像を行って、診断のために用いられる超音波診断画像を生成する超音波診断装置において利用することが可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１ 超音波プローブ
２ 超音波診断装置本体
１０ 超音波トランスデューサ
１１ 切換回路
２０ 送受信部
２１ 送信回路
２２ プリアンプ
２３ ＬＰＦ
２４ ＡＤＣ
２５ 直交検波処理部
２５ａ、２５ｂ ミキサ
２５ｃ、２５ｄ ＬＰＦ
２５ｅ 直交サンプリング部
２６ａ 振幅演算部
２６ｂ 位相演算部
２７ａ、２７ｂ サンプリング部
２８ａ、２８ｂ メモリ
３０ シリアル化部
４０ 送信制御部
５０、６０ 伝送回路
７０ パラレル化部
８０ 整相加算部
９０ Ｂモード画像信号生成部
９１ 振幅値演算部
９２ ＳＴＣ部
９３ ＤＳＣ
１００ 表示部
１１０ 操作部
１２０ 制御部
１３０ 格納部
１４０ 走査制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を送受信する複数の超音波トランスデューサを内蔵する超音波プローブ、及び、そのような超音波プローブを用いて超音波診断画像を生成する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
医療分野においては、被検体の内部を観察して診断を行うために、様々な撮像技術が開発されている。特に、超音波を送受信することによって被検体の内部情報を取得する超音波撮像は、リアルタイムで画像観察を行うことができる上に、Ｘ線写真やＲＩ（radio isotope）シンチレーションカメラ等の他の医用画像技術と異なり、放射線による被曝がない。そのため、超音波撮像は、安全性の高い撮像技術として、産科領域における胎児診断の他、婦人科系、循環器系、消化器系等を含む幅広い領域において利用されている。
【０００３】
超音波撮像の原理は、次のようなものである。超音波は、被検体内における構造物の境界のように、音響インピーダンスが異なる領域の境界において反射される。そこで、超音波ビームを人体等の被検体内に送信し、被検体内において生じた超音波エコーを受信して、超音波エコーが生じた反射位置や反射強度を求めることにより、被検体内に存在する構造物（例えば、内臓や病変組織等）の輪郭を抽出することができる。
【０００４】
一般に、超音波診断装置においては、超音波の送受信機能を有する複数の超音波トランスデューサ（振動子）を含む超音波プローブが用いられる。超音波エコーを受信した振動子から出力される受信信号は、超音波の焦点からそれぞれの振動子までの距離の差に応じた遅延を伴うので、振動子の位置に応じた遅延をそれらの受信信号に与えた後にそれらの受信信号を加算することによって、特定の位置に焦点を結ぶビームフォーミング処理（受信フォーカス処理）が行われる。その際に、複数の受信信号が加算されるまでは、それらの受信信号は並列データとして扱われる。
【０００５】
この受信フォーカス処理は、通常、ディジタル信号処理によって行われる。即ち、Ａ／Ｄ変換された受信信号は、メモリに蓄えられた後、読み出し時刻を随時変えながら読み出され、適度に補間処理が施されて加算される。複数の受信信号が加算されると、信号のチャンネル数が１つになるので、無線通信によって信号伝送を行うことも可能となる。従って、受信フォーカス処理を行うための回路を超音波プローブの中に組み込めば、超音波プローブと超音波診断装置本体とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることができる。
【０００６】
しかしながら、受信フォーカス処理においては、受信信号に与える遅延量が焦点の位置によって異なるので、メモリからの読み出し時刻の制御は極めて複雑となり、大規模な回路が必要になる。そのような回路を超音波プローブの中に組み込むと、もはや片手で容易に操作できるような実用的な大きさではなくなってしまう。
【０００７】
関連する技術として、特許文献１には、高精細化に伴い振動素子数が増加しても伝送ケーブルの細径化、軽量化が可能であり、操作性の維持及び向上を行うことのできる超音波探触子を有する超音波診断装置が開示されている。この超音波診断装置は、複数の振動素子を用いて生体に対して超音波パルスの送受波を行う超音波探触子と、当該超音波探触子に伝送ケーブルを介して接続され超音波探触子から超音波パルスを送波するための送波信号の生成及び生体で反射して超音波探触子で受波した超音波パルス（エコー）に基づく受波信号から超音波画像を形成する装置本体とを含み、伝送ケーブルを介して超音波探触子と装置本体との間で受け渡しされる送波信号及び受波信号が、伝送前に各振動素子に対応して時分割的に区切られてチップ化され、各チップが、伝送ケーブル内の共用信号線を利用して順次伝送されることを特徴とする。
【０００８】
しかしながら、特許文献１の超音波診断装置においては、各振動素子から出力される受波信号がそのままの帯域で伝送されるので、データ量を削減することができず、高い伝送レートが必要となる。また、受波信号が時分割によって伝送されるので、伝送後にビームフォーミング処理を確実に行えるという保証がない。
【０００９】
特許文献２には、超音波プローブと装置本体との間で無線伝送を行うワイアレス超音波診断装置が開示されている。この超音波診断装置においては、超音波プローブが、複数の振動子と、それらの振動子に対応した増幅器及びＡ／Ｄ変換器と、ディジタルビームフォーマと、ＰＳ変換部と、制御データ挿入部と、変調器と、電力増幅器とを含んでおり、超音波プローブ内においてディジタルビームフォーミング処理が行われて整相加算データが生成され、さらに、整相加算データがパラレル／シリアル変換される。
【００１０】
しかしながら、超音波プローブ内においてディジタルビームフォーミング処理を行うためには、従来の超音波診断装置におけるフロントエンド回路を超音波プローブ内にまるごと収めなくてはならず、回路規模が膨大になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−２９９６４８号公報（第３頁、図１）
【特許文献２】特開２００８−１８１０７号公報（第４−５頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、複数の超音波トランスデューサから出力される受信信号のデータ量を減少させることにより、超音波プローブと超音波診断装置本体とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る超音波プローブは、複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、信号処理手段によって生成された振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、サンプリング手段によって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段とを具備する。
【００１４】
また、本発明の１つの観点に係る超音波診断装置は、本発明に係る超音波プローブと、超音波プローブから伝送されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから振幅信号及び位相信号を抽出するパラレル化手段と、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、パラレル化手段によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する位相補正手段と、パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び／又は虚数成分を求める演算手段と、演算手段によって複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成し、及び／又は、演算手段によって複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する加算手段とを具備する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の１つの観点によれば、超音波プローブにおいて、各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、さらに、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成し、振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換して超音波診断装置本体に伝送することにより、複数の超音波トランスデューサから出力される受信信号のデータ量を減少させて、超音波プローブと超音波診断装置とを接続する信号線の本数を低減したり、ワイアレス化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。
【図３】図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。
【図４】図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。
【図５】図１に示す整相加算部の構成例を示す図である。
【図６】図５に示す整相加算部の動作を説明するための図である。
【図７】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図８】配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態の変形例に係る超音波プローブの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この超音波診断装置は、本発明の一実施形態に係る超音波プローブ１と、超音波診断装置本体２とによって構成される。
【００１８】
超音波プローブ１は、リニアスキャン方式、コンベックススキャン方式、セクタスキャン方式等の体外式プローブでも良いし、ラジアルスキャン方式等の超音波内視鏡用プローブでも良い。図１に示すように、超音波プローブ１は、１次元又は２次元のトランスデューサアレイを構成する複数の超音波トランスデューサ１０と、複数チャンネルの送受信部２０と、シリアル化部３０と、送信制御部４０と、伝送回路５０とを含んでいる。
【００１９】
複数の超音波トランスデューサ１０は、印加される複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、伝搬する超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する。各超音波トランスデューサは、例えば、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛：Pb(lead) zirconate titanate）に代表される圧電セラミックや、ＰＶＤＦ（ポリフッ化ビニリデン：polyvinylidene difluoride）に代表される高分子圧電素子等の圧電性を有する材料（圧電体）の両端に電極を形成した振動子によって構成される。
【００２０】
そのような振動子の電極に、パルス状又は連続波の電圧を印加すると、圧電体が伸縮する。この伸縮により、それぞれの振動子からパルス状又は連続波の超音波が発生し、それらの超音波の合成によって超音波ビームが形成される。また、それぞれの振動子は、伝搬する超音波を受信することによって伸縮し、電気信号を発生する。それらの電気信号は、超音波の受信信号として出力される。
【００２１】
各チャンネルの送受信部２０は、送信制御部４０の制御の下で駆動信号を生成して、その駆動信号を超音波トランスデューサ１０に供給すると共に、超音波トランスデューサ１０から出力される受信信号に対して直交検波処理等を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、さらに、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成し、振幅信号及び位相信号をサンプリングして生成されたパラレルのサンプルデータをシリアル化部３０に供給する。
【００２２】
図２は、図１に示す送受信部の第１の構成例を示す図である。図２に示すように、各チャンネルの送受信部２０は、送信回路２１と、プリアンプ２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３と、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）２４と、直交検波処理部２５と、振幅演算部２６ａと、位相演算部２６ｂと、サンプリング部２７ａ及び２７ｂと、メモリ２８ａ及び２８ｂとを含んでいる。ここで、送信回路２１〜位相演算部２６ｂは、信号処理手段を構成している。
【００２３】
送信回路２１は、例えば、パルサによって構成されており、送信制御部４０の制御の下で駆動信号を生成して、生成された駆動信号を超音波トランスデューサ１０に供給する。図１に示す走査制御部１４０は、超音波ビームの送信方向を順次設定して走査制御信号を生成し、伝送回路６０は、走査制御部１４０によって生成された走査制御信号を伝送回路５０に伝送する。送信制御部４０は、伝送回路５０から供給される走査制御信号に基づいて、複数チャンネルの送信回路２１の動作を制御する。
【００２４】
例えば、送信制御部４０は、走査制御信号によって設定された送信方向に応じて、複数の遅延パターンの中から１つのパターンを選択し、そのパターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０の駆動信号にそれぞれ与えられる遅延時間を設定する。あるいは、送信制御部４０は、複数の超音波トランスデューサ１０から一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように遅延時間を設定しても良い。
【００２５】
複数チャンネルの送信回路２１は、送信制御部４０によって選択された送信遅延パターンに基づいて、複数の超音波トランスデューサ１０から送信される超音波が超音波ビームを形成するように複数の駆動信号の遅延量を調節して複数の超音波トランスデューサ１０に供給し、あるいは、複数の超音波トランスデューサ１０から一度に送信される超音波が被検体の撮像領域全体に届くように複数の駆動信号を複数の超音波トランスデューサ１０に供給する。
【００２６】
プリアンプ２２は、超音波トランスデューサ１０から出力される受信信号（ＲＦ信号）を増幅し、ＬＰＦ２３は、プリアンプ２１から出力される受信信号の帯域を制限することにより、Ａ／Ｄ変換におけるエリアジングを防止する。ＡＤＣ２４は、ＬＰＦ２３から出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換する。例えば、超音波の周波数が５ＭＨｚ程度であるとすれば、４０ＭＨｚのサンプリング周波数が用いられる。その場合に、１サンプルに相当する生体内距離は約０．０３８ｍｍとなるので、４０９６サンプルで約１５．７ｃｍの深度までのデータが得られることになる。
【００２７】
受信開口における超音波トランスデューサの数を６４個とし、超音波診断画像の１フレームについて１００本の超音波受信ライン（音線）が必要であるとすれば、１フレームの画像を表示するために必要なデータ量は、４０９６×６４×１００≒２６×１０６個となり、毎秒１０フレームの画像を表示するためには、約２６０×１０６個／秒のデータ転送が必要となる。ここで、超音波診断画像に必要な分解能は、通常、１個のデータについて１２ビット程度であるから、上記のデータを伝送するためには、約３１２０Ｍｂｐｓの伝送ビットレートが必要となる。
【００２８】
このように、ＲＦ信号のままでデータの直列化を行うと、伝送ビットレートが極めて高くなり、通信速度やメモリの動作速度がそれに追いつかない。一方、背景技術の説明において述べたように、受信フォーカス処理の後でデータの直列化を行うと、伝送ビットレートを低減することができる。しかしながら、受信フォーカス処理のための回路は、規模が大きく、超音波プローブの中に組み込むことは困難である。そこで、本実施形態においては、受信信号に対して直交検波処理等を施して受信信号の周波数帯域をベースバンド周波数帯域に落とし、さらに、複素ベースバンド信号の振幅情報及び位相情報を求めてデータの直列化を行うことにより、伝送ビットレートを低減させている。
【００２９】
直交検波処理部２５は、受信信号に対して直交検波処理を施し、複素ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を生成する。図２に示すように、直交検波処理部２５は、ミキサ（掛算回路）２５ａ及び２５ｂと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５ｃ及び２５ｄとを含んでいる。ミキサ２５ａが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に局部発振信号ｃｏｓω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｃが、ミキサ２５ａから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成される。一方、ミキサ２５ｂが、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号に位相をπ／２だけ回転させた局部発振信号ｓｉｎω０ｔを掛け合わせて、ＬＰＦ２５ｄが、ミキサ２５ｂから出力される信号にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。
【００３０】
振幅演算部２６ａは、直交検波処理部２５によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する。ここで、第ｉ番目の超音波トランスデューサから出力される受信信号に基づいて得られる複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号をそれぞれＲ（ｉ）及びＩ（ｉ）とすると、複素ベースバンド信号の振幅Ａ（ｉ）は、次式（１）によって表される。
Ａ（ｉ）＝（Ｒ（ｉ）２＋Ｉ（ｉ）２）１／２ ・・・（１）
【００３１】
また、位相演算部２６ｂは、直交検波処理部２５によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する。ここで、第ｉ番目の超音波トランスデューサから出力される受信信号に基づいて得られる複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号をそれぞれＲ（ｉ）及びＩ（ｉ）とすると、複素ベースバンド信号の位相φ（ｉ）は、次式（２）によって表される。
φ（ｉ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｉ（ｉ）／Ｒ（ｉ）） ・・・（２）
【００３２】
現在最も広く用いられている１２ビットＡＤ変換器の場合には、直交検波後の演算語長も１２ビットとするのが妥当である。従って、Ｉ信号及びＱ信号がシリアル化されるとしたら、Ｉ信号とＱ信号とを合わせて２４ビットのデータ量が必要になる。一方、振幅信号のデータ量は、式（１）によればＩ信号及びＱ信号の２１／２倍となるから、１３ビットあれば十分である。
【００３３】
位相情報のデータ量については、２πにおける位相情報をどれだけの分解能で取得するかに依存する。位相情報の分解能は、時間分解能に相当するから、従来の整相加算と比較すれば、送受信される超音波の周波数に対して、その周期の１／１６程度あれば十分である。そうだとすると、位相情報のデータ長は４ビットでも足りることになる。仮に、位相情報のデータ長を６ビットにすれば、通常の整相加算に比べて４倍の精度で位相制御が行えることになる。
【００３４】
その場合でも、振幅信号のデータ長と位相信号のデータ長とを合わせて１９ビットであり、Ｉ信号及びＱ信号をシリアル化する場合と比較してデータ量の削減を行うことができる。振幅情報と位相情報とを用いるデータのシリアル化においては、対象とする機器の性能規模に応じて、それぞれに最適なデータ語長を選定することができる。
【００３５】
サンプリング部２７ａは、振幅演算部２６ａによって生成された振幅信号をサンプリング（再サンプリング）する。また、サンプリング部２７ｂは、位相演算部２６ｂによって生成された振幅信号をサンプリング（再サンプリング）する。これにより、２チャンネルのサンプルデータが生成される。生成された２チャンネルのサンプルデータは、メモリ２８ａ及び２８ｂにそれぞれ格納される。
【００３６】
図３は、図１に示す送受信部の第２の構成例を示す図である。図３に示す第２の構成例においては、図２に示す第１の構成例におけるミキサ２５ａ及び２５ｂの替わりに直交サンプリング部２５ｅが設けられている。
【００３７】
図４は、図３に示す直交サンプリング部の動作を説明するための波形図である。直交サンプリング部２５ｅは、ＡＤＣ２４によってディジタル信号に変換された受信信号をｃｏｓω０ｔの位相に同期してサンプリングして第１の信号系列を生成すると共に、受信信号をｓｉｎω０ｔの位相に同期してサンプリングして第２の信号系列を生成する。
【００３８】
さらに、ＬＰＦ２５ｃが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第１の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、実数成分を表すＩ信号が生成され、ＬＰＦ２５ｄが、直交サンプリング部２５ｅから出力される第２の信号系列にローパスフィルタ処理を施すことにより、虚数成分を表すＱ信号が生成される。これにより、図２に示すミキサ２５ａ及び２５ｂを省略することができる。
【００３９】
再び図１を参照すると、シリアル化部３０は、複数チャンネルの送受信部２０によって生成されたパラレルのサンプルデータを、シリアルのサンプルデータに変換する。例えば、シリアル化部３０は、６４個の超音波トランスデューサから出力される６４個の受信信号に基づいて得られる１２８チャンネルのパラレルのサンプルデータを、１〜４チャンネルのシリアルのサンプルデータに変換する。これにより、超音波トランスデューサの数と比較して、伝送チャンネル数が大幅に低減される。
【００４０】
伝送回路５０は、超音波診断装置本体２から走査制御信号を受信して、受信した走査制御信号を送信制御部４０に出力すると共に、シリアル化部３０によって変換されたシリアルのサンプルデータを超音波診断装置本体２に送信する。超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送は、例えば、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）等の通信方式を用いて、有線又は無線で行われる。ＡＳＫ又はＰＳＫを用いる場合には、１系統で１チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能であり、ＱＰＳＫを用いる場合には、１系統で２チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能であり、１６ＱＡＭを用いる場合には、１系統で４チャンネルのシリアルデータを伝送することが可能である。
【００４１】
超音波プローブ１の電源電圧は、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送が有線で行われる場合には超音波診断装置本体２から供給され、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間の信号伝送が無線で行われる場合にはバッテリー等によって供給される。超音波プローブ１の電源電圧を超音波診断装置本体２から供給する場合には、超音波プローブ１と超音波診断装置本体２との間に接続される信号線を利用してファントム給電を行っても良い。
【００４２】
以上において、直交検波処理部２５（図２）、振幅演算部２６ａ（図２）、位相演算部２６ｂ（図２）、サンプリング部２７ａ及び２７ｂ（図２）、直交サンプリング部２５ｅ（図３）、ＬＰＦ２５ｃ及び２５ｄ（図３）、及び、シリアル化部３０は、ディジタル回路によって構成しても良いし、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成しても良い。あるいは、直交検波処理部２５をアナログ回路によって構成することにより、ＡＤＣ２４を省略しても良い。その場合には、サンプリング部２７ａ及び２７ｂによって、複素ベースバンド信号のＡ／Ｄ変換が行われる。
【００４３】
一方、図１に示す超音波診断装置本体２は、伝送回路６０と、パラレル化部７０と、整相加算部８０と、Ｂモード画像信号生成部９０と、表示部１００と、操作部１１０と、制御部１２０と、格納部１３０と、走査制御部１４０とを有している。
【００４４】
伝送回路６０は、超音波プローブ１からシリアルのサンプルデータを受信する。パラレル化部７０は、伝送回路６０によって受信されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから、複数の超音波トランスデューサ１０から出力される複数の受信信号に基づいて得られた複数の振幅信号及び複数の位相信号を抽出して、それらを整相加算部８０に供給する。走査制御部１４０は、超音波エコーの受信方向を順次設定して、整相加算部８０を制御する。
【００４５】
図５は、図１に示す整相加算部の構成例を示す図である。図５に示すように、整相加算部８０は、位相補正部８１と、位相補正値テーブル８２と、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３と、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４と、遅延Ｉ信号加算部８５と、遅延Ｑ信号加算部８６とを含んでいる。
【００４６】
位相補正部８１は、位相補正値テーブル８２に格納されている位相補正値を用いることにより、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、パラレル化部７０によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する。遅延Ｉ信号演算部８３は、パラレル化部７０によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正部８１によって補正された位相値とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の実数成分（遅延Ｉ信号）を求める。また、遅延Ｑ信号演算部８４は、パラレル化部７０によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と位相補正部８１によって補正された位相値とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の虚数成分（遅延Ｑ信号）を求める。
【００４７】
遅延Ｉ信号加算部８５は、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｉ信号を加算することにより、整相加算実数信号（整相加算Ｉ信号）を生成する。また、遅延Ｑ信号加算部８６は、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｑ信号を加算することにより、整相加算虚数信号（整相加算Ｑ信号）を生成する。
【００４８】
図６は、図５に示す整相加算部の動作を説明するための図である。図６においては、１つの超音波トランスデューサに対応する１チャンネル分の信号処理が示されている。
位相補正値テーブル８２には、受信フォーカスと複数の超音波トランスデューサとの幾何学的な相対位置に応じて、位相信号によって表される位相値θを補正するための位相補正値φが格納されている。位相補正部８１は、走査制御部１１において設定された受信方向に応じて位相補正値テーブル８２から位相補正値φを読み出し、位相信号によって表される位相値θから位相補正値φを減算することにより、補正位相値（θ−φ）を求める。これは、位相補正値φに相当する時間だけ複素ベースバンド信号を遅延させることに相当する。
【００４９】
遅延Ｉ信号演算部８３は、振幅信号によって表される振幅値Ａと位相補正部８１によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の実数成分（遅延Ｉ信号）であるＡ・ｃｏｓ（θ−φ）を求める。また、遅延Ｑ信号演算部８４は、振幅信号によって表される振幅値Ａと位相補正部８１によって補正された位相値（θ−φ）とに基づいて、遅延された複素ベースバンド信号の虚数成分（遅延Ｑ信号）であるＡ・ｓｉｎ（θ−φ）を求める。
【００５０】
再び図５を参照すると、遅延Ｉ信号加算部８５は、複数チャンネルの遅延Ｉ信号演算部８３によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｉ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｉ信号が生成される。また、遅延Ｑ信号加算部８６は、複数チャンネルの遅延Ｑ信号演算部８４によって複数の超音波トランスデューサについてそれぞれ求められた遅延Ｑ信号を加算することにより、受信フォーカス処理を行う。この受信フォーカス処理により、超音波エコーの焦点が絞り込まれた整相加算Ｑ信号が生成される。
【００５１】
このように、位相値θを補正することにより、直交検波等によって得られた複素ベースバンド信号に対し、データ補間処理を行うことなく、従来よりも連続的な遅延量を用いて高精度の整相加算を行う受信フォーカス処理を実現することができる。また、整相加算回路を簡略化できると共に、自由度の高いフォーカス設定が可能となる。
【００５２】
再び図１を参照すると、Ｂモード画像信号生成部９０は、遅延Ｉ信号加算部８５によって生成された整相加算Ｉ信号、及び／又は、遅延Ｑ信号加算部８６によって生成された整相加算Ｑ信号に基づいて、超音波診断画像を表すＢモード画像信号を生成する。ここで、Ｂモードとは、超音波エコーの振幅を輝度に変換して２次元断層画像を表示するモードのことである。Ｂモード画像信号生成部９０は、振幅値演算部９１と、ＳＴＣ（sensitivity time control）部９２と、ＤＳＣ（digital scan converter：ディジタル・スキャン・コンバータ）９３とを含んでいる。
【００５３】
振幅値演算部９１は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との自乗和の平方根を求めることにより、整相加算された複素ベースバンド信号の振幅値を表す整相加算信号を生成する。ＳＴＣ部９２は、整相加算部８０によって生成された整相加算信号に対して、超音波の反射位置の深度に応じて、距離による減衰の補正を施す。
【００５４】
ＤＳＣ９３は、ＳＴＣ部９２によって補正された整相加算信号を通常のテレビジョン信号の走査方式に従う画像信号に変換（ラスター変換）し、階調処理等の必要な画像処理を施すことにより、Ｂモード画像信号を生成する。表示部１００は、例えば、ＬＣＤ等のディスプレイ装置を含んでおり、Ｂモード画像信号生成部９０によって生成されたＢモード画像信号に基づいて超音波診断画像を表示する。
【００５５】
あるいは、画像信号生成部７０は、整相加算Ｉ信号と整相加算Ｑ信号との内の一方に基づいて画像信号を生成することも可能であり、その場合には、振幅値演算部９１を省略すると共に、遅延Ｑ信号演算部８４及び遅延Ｑ信号加算部８６を省略しても良いし、あるいは、遅延Ｉ信号演算部８３及び遅延Ｉ信号加算部８５を省略しても良い。
【００５６】
制御部１２０は、操作部１１０を用いたオペレータの操作に従って、走査制御部１４０等を制御する。本実施形態においては、パラレル部７０、整相加算部８０、Ｂモード画像信号生成部９０、制御部１２０、及び、走査制御部１４０が、中央演算装置（ＣＰＵ）と、ＣＰＵに各種の処理を行わせるためのソフトウェア（プログラム）とによって構成されるが、それらをディジタル回路やアナログ回路で構成しても良い。上記のソフトウェア（プログラム）は、格納部１３０に格納される。格納部１３０における記録媒体としては、内蔵のハードディスクの他に、フレキシブルディスク、ＭＯ、ＭＴ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、又は、ＤＶＤ−ＲＯＭ等を用いることができる。
【００５７】
ここで、本発明の原理について、図７及び図８を参照しながら詳しく説明する。
図７及び図８は、配列振動子によって超音波ビームが点Ｏの方向に向けて送信されたときの受信信号の様子を示す図である。図７において、振動子ｐ１〜ｐ９の上にあるマトリックスは、ディジタル化された受信信号を示すものとする。各振動子の上の列は、その振動子からの時刻ｔにおける受信信号を示している。例えば、ある時刻において中央の振動子ｐ５が点Ｏからの超音波エコーを受信した場合に、その受信信号は、ｅ５の位置に保存される。それと同じタイミングにおいて受信された両端の振動子ｐ１及びｐ９からの受信信号は、それぞれｅ１及びｅ９の位置に保存される。
【００５８】
しかしながら、それらの受信信号は、点Ｏよりも近距離からの超音波エコーを表しており、点Ｏからの超音波エコーは、それぞれ時間ｔ１及びｔ９だけ遅れて到達し、図７においては、それぞれｅ１'及びｅ９'の位置に保存されることになる。このとき、点Ｏが振動子ｐ５の直下であればｔ１＝ｔ９であるから、ｅ１'及びｅ９'の位置も同じになる。従来のビームフォーミングにおいては、ｅ５の位置における受信信号を実際に時間ｔ１だけ遅延させて、ｅ１'及びｅ９'の位置における受信信号と加算する方法が採られる。
【００５９】
図８において、振動子ｐ１によるｅ１の位置における受信信号ｅ（ｎＴ）が式（３）で示されるものとする。
ｅ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｎＴ＋θ０）｝ ・・・（３）
ここで、Ａ（ｎＴ）は、点Ｏからの超音波エコーの信号強度であり、ｎＴは、サンプリング間隔がＴのサンプリングレートでＡＤ変換されたｎ番目のデータであることを示す。この受信信号は、送信周波数ｆ０に対して時間ｎＴに相当するだけの位相回転を有しており、θ０は、深度に応じた位相の初期値である。ここで、同じ時刻に受信した他の振動子による受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、式（４）で示される。
ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））
・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））＋θ０）｝・・・（４）
【００６０】
この受信信号ｅｉ（ｎＴ）は、時間ｔ１に相当する深さからの信号であるから、点Ｏよりも深い点Ｏ'からの受信信号である。例えば、図８において、振動子ｐ５による受信信号を考えると、ｅ１の位置における受信信号と比較して、時刻が（ｔ１−ｔ５）だけ先行していることになる。この時間差は、振動子の位置と受信時刻とによって表されるので、ｔ（ｉ，ｎ）で示すことができる。また、ｔ（ｉ，ｎ）は、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出することができる。従来方式のビームフォーミングにおいては、この時間差ｔ（ｉ，ｎ）の分だけ受信信号ｅｉ（ｎＴ）を遅延させることによって、受信信号ｅｉ（ｎＴ）を受信信号ｅ（ｎＴ）と同相の信号とし、それらを加算することによって整相加算が行われる。
【００６１】
ベースバンド方式においては、受信信号を直交検波することによって、受信信号をベースバンドのＩ信号及びＱ信号に変換する。式（３）及び式（４）によって表される受信信号は、ベースバンドに変換されて、式（５）及び式（６）によって表される。
Ｅ（ｎＴ）＝ｅ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊθ０｝ ・・・（５）
Ｅｉ（ｎＴ）＝ｅｉ（ｎＴ）・ｅｘｐ｛−ｊ（２πｆ０ｎＴ）｝
＝Ａ（ｎＴ＋ｔ（ｉ，ｎ））・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ）＋θ０）｝・・・（６）
【００６２】
ここで、ｔ（ｉ，ｎ）＞ｎＴのときには、サンプル点ｎを変更することによって、ｔ（ｉ，ｎ）＜ｎＴの状態にすることができる。例えば、ｔ（ｉ，ｎ）＝ｍＴ＋ｔｉと置くことが可能であるから、Ｅｉ（ｎＴ）において、ｎ番目のデータの替わりにｍ番目のデータを用いる。この意味するところは、メモリにおいて異なる深さに相当するデータを用いるということであり、ここで、ｔｉ＜Ｔである。このとき、再サンプルする前であれば、Ｔ＜１／（２ｆ０）であるから、２πｆ０ｔｉ＜πになる。これは、Ｔ以上の遅延は異なるサンプル点データを用いることによって補正が可能であり、Ｔ以下の遅延ｔｉについてのみ補正を行えば良いことを示している。このことから、式（６）は、式（７）で置き換えることができる。
Ｅｉ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）・ｅｘｐ｛ｊ（２πｆ０ｔｉ＋θ０）｝ ・・・（７）
【００６３】
ここで、ｔｉが十分に小さいことを考慮すると、Ａ（ｎＴ＋ｔｉ）は、分解能以下と考えられるから、Ａ（ｎＴ）で置き換えても差し支えない。簡単のために、式（８）及び式（９）に示すように置き換えを行う。ただし、Ａｎ及びθｎｉは、それぞれ直交検波後の振幅と位相である。
Ａ（ｎＴ）＝Ａ（ｍＴ＋ｔｉ）＝Ａｎ ・・・（８）
２πｆ０ｔｉ＋θ０＝θｎｉ ・・・（９）
【００６４】
従って、式（７）の信号を時間ｔｉだけ遅延させるということは、即ち、時間ｔｉに相当するだけ位相を戻すことに相当する。従って、Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれ式（１０）及び式（１１）によって求めることができる。
Ｒｎｉ＝Ａｎ・ｃｏｓ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝ ・・・（１０）
Ｉｎｉ＝Ａｎ・ｓｉｎ｛θｎｉ−φ（ｉ，ｎ）｝ ・・・（１１）
ただし、φ（ｉ，ｎ）は、式（１２）で示され、音源と振動子との幾何学的な相対位置から算出できる。
φ（ｉ，ｎ）＝２πｆ０ｔ（ｉ，ｎ） ・・・（１２）
【００６５】
式（１０）及び式（１１）で得られたＩ信号及びＱ信号は、振動子の数だけ加算することによって、式（１３）及び式（１４）に示すように、整相加算された情報Ｒｎ及びＩｎを得ることができる。
【数１】
画像表示に当たっては、例えば、整相加算された式（１３）及び式（１４）に基づいて、式（１５）に示すように振幅値Ｖｎを算出すれば良い。
【数２】
【００６６】
次に、本発明の一実施形態の変形例について説明する。図９は、本発明の一実施形態の変形例に係る超音波プローブの構成を示すブロック図である。図９に示す超音波プローブ１ａにおいては、図１に示す超音波プローブ１に対し、超音波プローブに設けられている複数の超音波トランスデューサ１０と送受信部２０との間の接続関係を切り換える切換回路１１が追加されている。
【００６７】
一般に、リニアスキャン方式やコンベックススキャン方式の超音波プローブにおいては、送受信における開口が順次切り換えられながら被検体の走査が行われる。超音波プローブ１ａに設けられている超音波トランスデューサの数をＮとし、同時に使用される超音波トランスデューサの数をＭとすると（Ｍ＜Ｎ）、切換回路１１は、Ｎ個の超音波トランスデューサの内からＭ個の超音波トランスデューサを選択し、選択されたＭ個の超音波トランスデューサをＭ個の送受信部２０にそれぞれ接続する。これにより、図１に示す超音波プローブ１と比較して、送受信部２０の数を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、超音波を送受信することにより生体内の臓器等の撮像を行って、診断のために用いられる超音波診断画像を生成する超音波診断装置において利用することが可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１ 超音波プローブ
２ 超音波診断装置本体
１０ 超音波トランスデューサ
１１ 切換回路
２０ 送受信部
２１ 送信回路
２２ プリアンプ
２３ ＬＰＦ
２４ ＡＤＣ
２５ 直交検波処理部
２５ａ、２５ｂ ミキサ
２５ｃ、２５ｄ ＬＰＦ
２５ｅ 直交サンプリング部
２６ａ 振幅演算部
２６ｂ 位相演算部
２７ａ、２７ｂ サンプリング部
２８ａ、２８ｂ メモリ
３０ シリアル化部
４０ 送信制御部
５０、６０ 伝送回路
７０ パラレル化部
８０ 整相加算部
９０ Ｂモード画像信号生成部
９１ 振幅値演算部
９２ ＳＴＣ部
９３ ＤＳＣ
１００ 表示部
１１０ 操作部
１２０ 制御部
１３０ 格納部
１４０ 走査制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、
前記信号処理手段によって生成された振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、
前記シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段と、
を具備する超音波プローブ。
【請求項２】
前記超音波プローブに設けられている複数の超音波トランスデューサと前記信号処理手段との間の接続関係を切り換える切換回路をさらに具備する、請求項１記載の超音波プローブ。
【請求項３】
前記信号処理手段が、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交検波処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する直交検波処理手段と、
前記直交検波処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する振幅演算手段と、
前記直交検波処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する位相演算手段と、
を含む、請求項１又は２記載の超音波プローブ。
【請求項４】
前記信号処理手段が、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交サンプリング処理を施すことにより第１の信号系列及び第２の信号系列を生成する直交サンプリング手段と、
前記直交サンプリング手段によって生成された第１及び第２の信号系列の帯域をそれぞれ制限することにより複素ベースバンド信号を生成するローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する振幅演算手段と、
前記ローパスフィルタ手段によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する位相演算手段と、
を含む、請求項１又は２記載の超音波プローブ。
【請求項５】
前記信号処理手段が、前記複数の超音波トランスデューサに複数の駆動信号をそれぞれ供給する複数の送信回路をさらに含む、請求項３又は４記載の超音波プローブ。
【請求項６】
前記伝送手段が、前記シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを無線で送信する、請求項１〜５のいずれか１項記載の超音波プローブ。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項記載の超音波プローブと、
前記超音波プローブから伝送されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから振幅信号及び位相信号を抽出するパラレル化手段と、
受信フォーカスと前記複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、前記パラレル化手段によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する位相補正手段と、
前記パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び／又は虚数成分を求める演算手段と、
前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成し、及び／又は、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する加算手段と、
を具備する超音波診断装置。
【請求項８】
前記演算手段が、前記パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び虚数成分を求め、
前記加算手段が、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成すると共に、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する、請求項７記載の超音波診断装置。
【請求項９】
前記加算手段によって求められた整相加算実数信号と整相加算虚数信号との自乗和の平方根に基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成する画像信号生成手段をさらに具備する、請求項８記載の超音波診断装置。
【請求項１】
複数の駆動信号に従って超音波を送信すると共に、超音波エコーを受信して複数の受信信号を出力する複数の超音波トランスデューサと、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号に対して直交検波処理又は直交サンプリング処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成し、複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号及び複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する信号処理手段と、
前記信号処理手段によって生成された振幅信号及び位相信号をサンプリングすることによりサンプルデータを生成するサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によって生成されたパラレルのサンプルデータをシリアルのサンプルデータに変換するシリアル化手段と、
前記シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを伝送する伝送手段と、
を具備する超音波プローブ。
【請求項２】
前記超音波プローブに設けられている複数の超音波トランスデューサと前記信号処理手段との間の接続関係を切り換える切換回路をさらに具備する、請求項１記載の超音波プローブ。
【請求項３】
前記信号処理手段が、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交検波処理を施すことにより複素ベースバンド信号を生成する直交検波処理手段と、
前記直交検波処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する振幅演算手段と、
前記直交検波処理手段によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する位相演算手段と、
を含む、請求項１又は２記載の超音波プローブ。
【請求項４】
前記信号処理手段が、
各超音波トランスデューサから出力される受信信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプから出力される受信信号の帯域を制限するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力されるアナログの受信信号をディジタルの受信信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器によって変換されたディジタルの受信信号に対して直交サンプリング処理を施すことにより第１の信号系列及び第２の信号系列を生成する直交サンプリング手段と、
前記直交サンプリング手段によって生成された第１及び第２の信号系列の帯域をそれぞれ制限することにより複素ベースバンド信号を生成するローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段によって生成された複素ベースバンド信号の振幅を表す振幅信号を生成する振幅演算手段と、
前記ローパスフィルタ手段によって生成された複素ベースバンド信号の位相を表す位相信号を生成する位相演算手段と、
を含む、請求項１又は２記載の超音波プローブ。
【請求項５】
前記信号処理手段が、前記複数の超音波トランスデューサに複数の駆動信号をそれぞれ供給する複数の送信回路をさらに含む、請求項３又は４記載の超音波プローブ。
【請求項６】
前記伝送手段が、前記シリアル化手段によって変換されたシリアルのサンプルデータを無線で送信する、請求項１〜５のいずれか１項記載の超音波プローブ。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項記載の超音波プローブと、
前記超音波プローブから伝送されたシリアルのサンプルデータをパラレルのサンプルデータに変換し、パラレルのサンプルデータから振幅信号及び位相信号を抽出するパラレル化手段と、
受信フォーカスと前記複数の超音波トランスデューサとの相対位置に応じて、前記パラレル化手段によって抽出された位相信号によって表される位相値を補正する位相補正手段と、
前記パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び／又は虚数成分を求める演算手段と、
前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成し、及び／又は、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する加算手段と、
を具備する超音波診断装置。
【請求項８】
前記演算手段が、前記パラレル化手段によって抽出された振幅信号によって表される振幅値と前記位相補正手段によって補正された位相値とに基づいて複素ベースバンド信号の実数成分及び虚数成分を求め、
前記加算手段が、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の実数成分を加算することにより整相加算実数信号を生成すると共に、前記演算手段によって前記複数の超音波トランスデューサについて求められた複素ベースバンド信号の虚数成分を加算することにより整相加算虚数信号を生成する、請求項７記載の超音波診断装置。
【請求項９】
前記加算手段によって求められた整相加算実数信号と整相加算虚数信号との自乗和の平方根に基づいて、超音波診断画像を表す画像信号を生成する画像信号生成手段をさらに具備する、請求項８記載の超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１０−２１３７７１（Ｐ２０１０−２１３７７１Ａ）
【公開日】平成２２年９月３０日（２０１０．９．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−６１０８６（Ｐ２００９−６１０８６）
【出願日】平成２１年３月１３日（２００９．３．１３）
【出願人】（３０６０３７３１１）富士フイルム株式会社 (25,513)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月３０日（２０１０．９．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月１３日（２００９．３．１３）
【出願人】（３０６０３７３１１）富士フイルム株式会社 (25,513)
【Ｆターム（参考）】
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