超音波診断装置
【課題】超音波の連続波において目標位置の深さに適応した制御を実現する。
【解決手段】正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。可変クロック生成部２３は、正弦パターンや余弦パターンを構成する各符号の時間長である１符号長を決定するためのクロックを出力する。目標位置の深さに応じて、システム制御部６０が可変クロック生成部２３を制御することにより、各符号の時間長が設定される。また、目標位置の深さに応じて、システム制御部６０により、正弦パターンや余弦パターンの全符号数Ｎが決定される。
【解決手段】正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。可変クロック生成部２３は、正弦パターンや余弦パターンを構成する各符号の時間長である１符号長を決定するためのクロックを出力する。目標位置の深さに応じて、システム制御部６０が可変クロック生成部２３を制御することにより、各符号の時間長が設定される。また、目標位置の深さに応じて、システム制御部６０により、正弦パターンや余弦パターンの全符号数Ｎが決定される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、超音波の連続波において目標位置の深さに適応した制御を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的な符号系列に基づいて符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、前記目標位置の深さに応じて前記符号系列の周期を制御する制御部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
上記構成によれば、目標位置の深さに応じて符号系列の周期を制御することにより、例えば、目標位置における検出感度や目標位置における距離分解能を向上させることが可能になる。
【００１０】
望ましい具体例において、前記符号系列は、各符号の時間長が１符号長Ｔbであり、１周期に亘る符号の総数が全符号数Ｎである複数の符号で構成され、前記制御部は、前記目標位置の深さに応じて、１符号長Ｔbと全符号数Ｎの少なくとも一方を増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記制御部は、全符号数Ｎを固定して１符号長Ｔbを増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記制御部は、１符号長Ｔbを固定して全符号数Ｎを増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記制御部は、１符号長Ｔbの大きさに応じて、前記受信信号が入力されるバンドパスフィルタの通過帯域を制御する、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、超音波の連続波において目標位置の深さに適応した制御が実現される。例えば、本発明の好適な態様によれば、目標位置における検出感度や目標位置における距離分解能を向上させることなどが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】位相シフト連続波を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。
【図８】全符号数の増減による周期の制御を説明するための図である。
【図９】全符号数と受信信号の周波数スペクトラムとの関係を示す図である。
【図１０】各符号の時間長の増減による周期の制御を説明するための図である。
【図１１】各符号の時間長と受信信号の周波数スペクトラムの関係を示す図である。
【図１２】各符号の時間長に応じた通過帯域の制御を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１９】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００２０】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２１】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２２】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２３】
また、可変クロック生成部２３は、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波に基づいて、正弦パターンや余弦パターンを構成する各符号の時間長である１符号長Ｔbを決定するためのクロックを出力する。可変クロック生成部２３は、例えばＰＬＬシンセサイザを備えており、システム制御部６０からの指示に応じた周波数のクロックを出力する。そして、可変クロック生成部２３から得られるクロックに基づいて、正弦パターン処理部２２Ｂや余弦パターン処理部２２Ａにおける１符号長Ｔbが決定される。さらに、システム制御部６０により、正弦パターンや余弦パターンの全符号数Ｎが決定される。本実施形態における１符号長Ｔbと全符号数Ｎの制御については後にさらに詳述する。
【００２４】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２５】
そして、受信ビームフォーマ１６の後段に設けられたＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１７により、受信ＲＦ信号に含まれる不用な帯域成分がカットされて通過帯域成分が抽出される。なお、ＢＰＦ１７における通過帯域の設定については後に詳述する。
【００２６】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２７】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２８】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２９】
加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００３０】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３１】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３２】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３３】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３４】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３５】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａiが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂiが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３６】
【数１】
【００３７】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３８】
【数２】
【００３９】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔbは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００４０】
【数３】
【００４１】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴb、ドプラシフトによる位相の変化量をωdとすると、受信ミキサ３０のミキサ３２において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００４２】
【数４】
【００４３】
【数５】
【００４４】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４５】
【数６】
【００４６】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａi同士およびｂi同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａiとｂiの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の計算過程において２ω0ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６により除去される。
【００４７】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４８】
【数７】
【００４９】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００５０】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５１】
【数８】
【００５２】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力される。そして、加算部４６とＦＦＴ処理部５０において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５３】
【数９】
【００５４】
【数１０】
【００５５】
【数１１】
【００５６】
数１１式におけるδklは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθklが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５７】
【数１２】
【００５８】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５９】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００６０】
【数１３】
【００６１】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力され、加算部４６とＦＦＴ処理部５０において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθklは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６４】
【数１５】
【００６５】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００６６】
【数１６】
【００６７】
数１６式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数１６式は次式のようになる。
【００６８】
【数１７】
【００６９】
数１７式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωdを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４６において数１６式の加算処理が実行され、加算部４６から数１７式の信号（復調信号）が出力される。そして、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数１７式の信号が周波数スペクトラムとして測定され、例えばωdの大きさ（ドプラ周波数の大きさ）から移動目標の速さなどが算出される。
【００７０】
なお、目標位置に移動目標が存在しない場合には、数１７式におけるωdが０（ゼロ）となる。したがって、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理の結果がωd＝０であれば、固定目標からの信号であることが分かる。
【００７１】
さらに、図１の超音波診断装置では、ドプラ周波数の極性を識別するために、受信ミキサ３０において直交検波が行われている。受信ミキサ３０のミキサ３４には、遅延回路２５により遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。したがって、その参照信号は、次式のように表現できる。なお、数５式に示す参照信号から位相を−π／２だけずらした信号が数１８式の参照信号となるが、数５式に示す参照信号から位相を＋π／２だけずらした信号を利用してもよい。
【００７２】
【数１８】
【００７３】
ミキサ３４では、数１８式の参照信号と数４式の受信信号が次式のように乗算処理される。なお、次式の計算過程において２ω0ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３８により除去される。
【００７４】
【数１９】
【００７５】
数１２式と数１５式を適用して、受信信号と参照信号の乗算結果（数１９式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００７６】
【数２０】
【００７７】
数２０式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数２０式は次式のようになる。
【００７８】
【数２１】
【００７９】
数２１式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωdを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４８において数２０式の加算処理が実行され、加算部４８から数２１式の信号（復調信号）が出力される。数２１式と数１７式は、直交検波により得られた互いに直交関係にある復調信号であり、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数２１式と数１７式から、ドプラ周波数の大きさに加えて極性、つまり、移動目標が受信用振動子１２に近づいているのか、又は、移動目標が受信用振動子１２から遠ざかっているのかを識別することが可能になる。
【００８０】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数２２式）と正弦パターンＢ（数２３式）が得られる。
【００８１】
【数２２】
【００８２】
【数２３】
【００８３】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００８４】
【数２４】
【００８５】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００８６】
【数２５】
【００８７】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数２５式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００８８】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数２５式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数２５式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ0〜φ7）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ0の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ0以外では合計が０となる。
【００８９】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数２５式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ0からφ8までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ0からφ7の各々は、図４に示す参照波の位相φ0からφ7に対応した深さである。また、図５に示す深さφ8は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ0に対応する深さである。
【００９０】
図５に示す深さφ0と深さφ8では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ1からφ7では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ1からφ7においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００９１】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ0と深さφ8において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００９２】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ1からφ7の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴb）の逆数ｆpの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００９３】
図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ0は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。また周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔbの逆数となる。
【００９４】
図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ0の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ0の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。
【００９５】
直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆpとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。
【００９６】
クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ1からφ7に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。
【００９７】
図５を利用して説明したように、深さφ1からφ7においてランダムに変化する乗算器出力、つまり部分的な復調信号を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。但し、単純に位相パターンの１周期に亘って復調信号を加算すると、ドプラ周波数成分が消滅してしまうため、必要とされるドプラ周波数が残るような加算処理を実現することが望ましい。
【００９８】
そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する処理により位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を実現し、クラッタ信号を低減し望ましくは完全に除去しつつ、必要なドプラ周波数を検出できるようにしている。
【００９９】
＜位相パターンの１周期に亘る加算処理について＞
図１の超音波診断装置において、合成処理部２４は、パターン長Ｎの位相パターン（図２，３参照）を繰り返すように連続波の送信信号を出力する。そして、受信ミキサ３０からＦＦＴ処理部５０までの受信処理において、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることにより、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。こうして抽出されたｍブロックに亘る部分的な復調信号が周波数解析処理される。
【０１００】
図７は、位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。この加算処理は、ミキサ３２から加算部４６において処理される同相信号成分とミキサ３４から加算部４８において処理される直交信号成分の各々について実行される。
【０１０１】
図７の最上段におけるａ0，ａ1，ａ2，・・・は、パターン長Ｎ（全符号数Ｎ）の位相パターンを繰り返す連続波の送信信号を利用した場合に得られる復調信号（ベースバンド信号）を示している。このベースバンド信号は、１符合長Ｔbごとに相関値が変化するアナログ信号であり、このアナログ信号が各ブロックごとにｎサンプルずつ加算される。
【０１０２】
図７に示すＡ0，Ａ1，Ａ2，・・・は、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えばＡ0は、０番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果であり、Ａ1は、１番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎがｍ個のブロックで構成されるため、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果が得られる。図７には、ｍ＝１６の例が示されており、ｎＴbの時間長ごとにＡ0，Ａ1，Ａ2，・・・，Ａ15まで加算結果が次々に得られ、さらにＡ15に続いて、次の周期のＡ0〜Ａ15までの加算結果が次々に得られる。
【０１０３】
そして、本実施形態においては、Ａ0〜Ａ15までを繰り返す復調信号列内で、ｍブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ、段階的に、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。つまり、図７に示す信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・が次々に抽出されてメモリ等に記憶される。
【０１０４】
信号列Ｙ０は、Ａ0を先頭としてＡ0からＡ15までの１６個の各加算結果で構成されている。そして信号列Ｙ０の次に抽出される信号列Ｙ１は、Ａ1を先頭としてＡ1からＡ15までの各加算結果の後にＡ0を加えた１６個の各加算結果で構成されている。さらに、信号列Ｙ１の次に抽出される信号列Ｙ２は、Ａ2を先頭としてＡ2からＡ15までの各加算結果の後にＡ0とＡ1を加えた１６個の各加算結果で構成されている。このように、先頭ブロックが段階的にシフトされつつ信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・が次々に抽出される。
【０１０５】
なお、Ａ0，Ａ1，Ａ2，・・・の時間間隔はｎＴbであるため、次々に抽出される信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・の時間間隔もｎＴbとなる。抽出された信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・は、メモリ等に記憶され、ＦＦＴ処理部５０（図１）において周波数解析処理される。
【０１０６】
信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・は、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換され、信号列Ｙ０に対応した周波数スペクトラムＳＰ０、信号列Ｙ１に対応した周波数スペクトラムＳＰ１、・・・が例えば時間間隔ｎＴbで次々に形成される。そして、周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５までの結果が得られると、これらの周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１０７】
複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５に対応した複数の周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５を加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。例えば、複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５の先頭ブロック同士が加算されることに相当する。つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＡ0〜Ａ15までの復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、先頭ブロック以外においても、信号列Ｙ０〜Ｙ１５までの複数の加算結果が加算され、Ａ0〜Ａ15までの復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。
【０１０８】
周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５が得られると、時間間隔ｎＴb後に、次の周波数スペクトラムＳＰ０を得ることができる。したがって、例えば、周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５までの加算結果が得られてから、時間間隔ｎＴb後に、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰ１５，ＳＰ０までの加算結果を得ることができる。つまり、時間間隔ｎＴbで次々に周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１０９】
こうして、図１のＦＦＴ処理部５０において、複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５から得られる周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５の加算結果が得られると、ドプラ情報解析部５２において、その加算結果の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ３０において直交検波をしているため、流速等の極性を判断することもできる。
【０１１０】
以上に説明したように、図１の超音波診断装置では、位相パターンの１周期に亘って得られる復調信号が全て加算処理されることにより、目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。つまり、位相パターンの１周期に対応した範囲内において目標位置が選択される。したがって、目標位置が深い位置にあるほど、位相パターンの１周期が長くなければならない。その逆に、目標位置が浅い位置にある場合には、位相パターンの１周期を短くすることもできる。そこで、図１の超音波診断装置は、目標位置の深さに応じて、位相パターンの１周期の長さを制御している。
【０１１１】
＜目標位置の深さに応じた周期の制御について＞
図７に示した例では、位相パターンのパターン長Ｎをｎ個の符号ごとに１６ブロックに分割しているため、各符号の時間長をＴbとすると、位相パターンの１周期は、ＮＴb＝ｍ×ｎ×Ｔbとなっている。そして、図７に示した例においては、目標位置がτ1にあり位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。
【０１１２】
これに対し、目標位置がτ1よりも浅い場合には、例えば、目標位置がτ1／２＝τ2にある場合には、図７の例における位相パターンにより復調信号を選択的に抽出することができるが、位相パターンの１周期を短くしても、復調信号を選択的に抽出することができる。例えば、各符号の時間長をＴbとしたまま、パターン長（全符号数）を少なくすることにより、位相パターンの１周期を短くすることができる。
【０１１３】
図８は、全符号数の増減による周期の制御を説明するための図である。図８には、図７と同様な位相パターンの１周期に亘る加算処理の過程が図示されている。但し、図８の例においては、目標位置がτ2＝τ1／２にあり、図７との比較において深さが１／２となっている。そこで、図８の例では、図７との比較において位相パターンの１周期も１／２とされている。つまり、各符号の時間長Ｔbは固定して、位相パターンの１周期に亘る符号の総数である全符号数がＮ／２とされている。
【０１１４】
図８の例において、位相パターンの１周期は、ＮＴb／２＝ｍ／２×ｎ×Ｔbとなっている。図８の例において、目標位置はτ2にあり、位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。
【０１１５】
図９は、全符号数と受信信号の周波数スペクトラムとの関係を示す図である。受信信号の周波数スペクトラムについては、図６（Ａ）を利用して説明したとおりであり、ＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。
【０１１６】
図９（Ａ）には、位相パターンの全符号数がＮの場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp1＝１／ＮＴbとなる。つまり帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp1である。
【０１１７】
これに対し、図９（Ｂ）には、位相パターンの全符号数がＮ／２の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数は、ｆp2＝２／ＮＴbとなる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp2であり、図９（Ａ）との比較においてその間隔は２倍となる。
【０１１８】
また、図９（Ｂ）の場合には、位相パターンの全符号数がＮ／２であるため、全符号数がＮである図９（Ａ）の場合に比べて、単位時間当たりの位相パターンの繰り返し数が２倍となるため、特定した目標からの受信電力は、単位時間当たり２倍となる。つまり、図９（Ａ）との比較において図９（Ｂ）の周波数スペクトラムは縦軸方向に２倍に増加し、これにより受信信号の感度も増加して目標位置の検出感度が向上する。
【０１１９】
なお、図９（Ｃ）には、位相パターンの全符号数がＮ／３の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合において、位相パターンの繰り返し周波数はｆp3＝３／ＮＴbとなる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp3であり、図９（Ａ）との比較においてその間隔は３倍となる。さらに、図９（Ａ）との比較において図９（Ｃ）の周波数スペクトラムは縦軸方向に３倍に増加する。目標位置が図８に示すτ2よりもさらに浅い場合には、図９（Ｃ）に示すように、全符号数をＮ／３として、受信信号の感度をさらに増加させ、目標位置の検出感度をさらに向上させてもよい。
【０１２０】
このように、目標位置の深さに応じて、位相パターンの全符号数を増減させて位相パターンの周期を制御することにより、目標位置の検出感度を向上させることができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０が位相パターンの全符号数Ｎを設定する。これに対し、位相パターンの全符号数をＮに固定したまま、各符号の時間長Ｔbを増減させて位相パターンの周期を制御することもできる。
【０１２１】
図１０は、各符号の時間長の増減による周期の制御を説明するための図である。図１０には、図７と同様な位相パターンの１周期に亘る加算処理の過程が図示されている。但し図１０の例においては目標位置がτ2であり、図７のτ1よりも浅い位置にある。そこで図１０の例では、図７との比較において位相パターンの１周期が小さくされている。つまり、位相パターンの１周期に亘る符号の総数である全符号数は固定して、各符号の時間長であるＴb2が小さくされている。
【０１２２】
図１０の例において、位相パターンの１周期はＮＴb2＝ｍ×ｎ×Ｔb2となっている。この例において、目標位置はτ2にあり、位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。さらに、目標位置を選択的する場合における距離分解能は、各符号の時間長に相当する距離となるため、図７との比較において、図１０の例では、各符号の時間長Ｔb2が小さいため、距離分解能を向上させることができる。
【０１２３】
このように、目標位置の深さに応じて、位相パターンを構成する各符号の時間長Ｔbを増減させて位相パターンの周期を制御することにより、目標位置の距離分解能を向上させることができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０が可変クロック生成部２３を制御することにより、各符号の時間長Ｔbが設定される。
【０１２４】
図１１は、各符号の時間長と受信信号の周波数スペクトラムの関係を示す図である。受信信号の周波数スペクトラムについては、図６（Ａ）を利用して説明したとおりでありＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。また、周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔の逆数となる。
【０１２５】
図１１（Ａ）には、各符号の時間長が比較的大きいＴb1の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp1＝１／ＮＴb1となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp1である。また、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔の逆数１／Ｔb1となる。
【０１２６】
これに対し、図１１（Ｂ）には、各符号の時間長が中程度であるＴb2の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp2＝１／ＮＴb2となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp2であり、図１１（Ａ）との比較においてその間隔は広くなる。また、図１１（Ｂ）の場合には、図１１（Ａ）に比べて、各符号の時間長がＴb2と小さいため周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は１／Ｔb2と広くなる。
【０１２７】
さらに、図１１（Ｃ）には、各符号の時間長が比較的小さいＴb3の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合において、位相パターンの繰り返し周波数はｆp3＝１／ＮＴb3となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp3であり、図１１（Ｂ）の場合よりもさらにその間隔が広くなる。また、図１１（Ｃ）の場合には、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔が１／Ｔb3となり、図１１（Ｂ）の場合よりもさらに広くなる。目標位置が図１０に示すτ2よりもさらに浅い場合には、図１１（Ｃ）に示すように、各符号の時間長をＴb3として、目標位置の距離分解能をさらに向上させてもよい。
【０１２８】
なお、図１１に示したように、各符号の時間長の増減に応じて、受信信号の周波数帯域が変化している。例えば、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔が変化する。そこで、ＢＰＦ１７（図１）において、受信信号（受信ＲＦ信号）に含まれる不用な帯域成分をカットして通過帯域成分を抽出するにあたり、その通過帯域を各符号の時間長に応じて制御するようにしてもよい。
【０１２９】
図１２は、各符号の時間長に応じた通過帯域の制御を説明するための図である。図１２（Ａ）〜（Ｃ）には、図１１（Ａ）〜（Ｃ）と同じ受信信号の周波数スペクトラムが示されている。
【０１３０】
図１２（Ａ）は、各符号の時間長がＴb1の場合の周波数スペクトラムであり、この場合には、主にｆ0−１／Ｔb1〜ｆ0＋１／Ｔb1までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ１に設定される。また、図１２（Ｂ）は、各符号の時間長がＴb2の場合の周波数スペクトラムであり、この場合には、主にｆ0−１／Ｔb2〜ｆ0＋１／Ｔb2までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ２に設定される。そして、図１２（Ｃ）は、各符号の時間長がＴb3の場合であり、主にｆ0−１／Ｔb1〜ｆ0＋１／Ｔb1までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ３に設定される。
【０１３１】
このように、目標位置の深さに応じて各符号の時間長が設定され、さらにその時間長に応じて、受信信号の通過帯域を設定することにより、その目標位置の深さにおいて受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を常に最適化することができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０がＢＰＦ１７を制御することにより、受信信号の通過帯域が設定される。
【０１３２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【０１３３】
例えば、図１の超音波診断装置では、正弦パターンと余弦パターンを利用して、周期的に位相を変化させる連続波の送信信号を形成しているが、例えば、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などの符号系列を用いて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により、周期的に位相を変化させる連続波の送信信号を形成してもよい。
【符号の説明】
【０１３４】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２３ 可変クロック生成部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部、６０ システム制御部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００８−２８９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、超音波の連続波において目標位置の深さに適応した制御を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的な符号系列に基づいて符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、前記目標位置の深さに応じて前記符号系列の周期を制御する制御部と、を有することを特徴とする。
【０００９】
上記構成によれば、目標位置の深さに応じて符号系列の周期を制御することにより、例えば、目標位置における検出感度や目標位置における距離分解能を向上させることが可能になる。
【００１０】
望ましい具体例において、前記符号系列は、各符号の時間長が１符号長Ｔbであり、１周期に亘る符号の総数が全符号数Ｎである複数の符号で構成され、前記制御部は、前記目標位置の深さに応じて、１符号長Ｔbと全符号数Ｎの少なくとも一方を増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１１】
望ましい具体例において、前記制御部は、全符号数Ｎを固定して１符号長Ｔbを増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい具体例において、前記制御部は、１符号長Ｔbを固定して全符号数Ｎを増減させて前記符号系列の周期を制御する、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい具体例において、前記制御部は、１符号長Ｔbの大きさに応じて、前記受信信号が入力されるバンドパスフィルタの通過帯域を制御する、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい具体例において、前記送信信号処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい具体例において、前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明により、超音波の連続波において目標位置の深さに適応した制御が実現される。例えば、本発明の好適な態様によれば、目標位置における検出感度や目標位置における距離分解能を向上させることなどが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。
【図２】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。
【図３】余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。
【図４】参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。
【図５】乗算器出力の具体例を示す図である。
【図６】位相シフト連続波を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。
【図８】全符号数の増減による周期の制御を説明するための図である。
【図９】全符号数と受信信号の周波数スペクトラムとの関係を示す図である。
【図１０】各符号の時間長の増減による周期の制御を説明するための図である。
【図１１】各符号の時間長と受信信号の周波数スペクトラムの関係を示す図である。
【図１２】各符号の時間長に応じた通過帯域の制御を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は、生体内からの超音波の反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００１９】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、合成処理部２４から連続波の送信信号が供給され、送信ビームフォーマ１４は、その送信信号に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして超音波の送信ビームが形成され、二次元平面内で又は三次元空間内で送信ビームが走査される。
【００２０】
送信ビームフォーマ１４に供給される連続波の送信信号は、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される。
【００２１】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して、正弦パターンに基づいた処理を施す。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、ＲＦ波発振器２０からπ／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（搬送波信号）に対して余弦パターンに基づいた処理を施す。
【００２２】
そして、正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａから出力される２つの信号が合成処理部２４において合成され、所定の位相パターンを備えた連続波（位相シフト連続波）が形成される。正弦パターン処理部２２Ｂと余弦パターン処理部２２Ａと合成処理部２４によって形成される連続波の送信信号については後にさらに詳述する。
【００２３】
また、可変クロック生成部２３は、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波に基づいて、正弦パターンや余弦パターンを構成する各符号の時間長である１符号長Ｔbを決定するためのクロックを出力する。可変クロック生成部２３は、例えばＰＬＬシンセサイザを備えており、システム制御部６０からの指示に応じた周波数のクロックを出力する。そして、可変クロック生成部２３から得られるクロックに基づいて、正弦パターン処理部２２Ｂや余弦パターン処理部２２Ａにおける１符号長Ｔbが決定される。さらに、システム制御部６０により、正弦パターンや余弦パターンの全符号数Ｎが決定される。本実施形態における１符号長Ｔbと全符号数Ｎの制御については後にさらに詳述する。
【００２４】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして二次元平面内で又は三次元空間内で走査される送信ビームに対応した受信ビームが形成され、受信ビームに沿って受信ＲＦ信号が収集される。
【００２５】
そして、受信ビームフォーマ１６の後段に設けられたＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１７により、受信ＲＦ信号に含まれる不用な帯域成分がカットされて通過帯域成分が抽出される。なお、ＢＰＦ１７における通過帯域の設定については後に詳述する。
【００２６】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２７】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、合成処理部２４から出力される送信信号に基づいて生成される。つまり、合成処理部２４から出力される送信信号が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理された送信信号が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。
【００２８】
π／２シフト回路２６は、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８により、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２９】
加算部４６，４８は、ＬＰＦ３６，３８から得られる復調信号を所定期間に亘って加算する。これにより、位相シフト連続波の位相パターンに関する加算処理が実行され、参照信号の位相パターンと一致する目標位置からの復調信号が選択的に抽出される。この位置選択性については後にさらに詳述する。
【００３０】
ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）５０は、加算部４６，４８から得られる復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部５０において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ処理部５０から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００３１】
ドプラ情報解析部５２は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部５２において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部５２は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。なお、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ信号を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力してもよい。また、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３２】
表示部５４は、ドプラ情報解析部５２において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３３】
以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、位相シフト連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出している。そこで図１の超音波診断装置における位相シフト処理と、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３４】
＜位相シフト処理について＞
図１の超音波診断装置では、互いに相補的な関係にある２列の数値パターンを用いて位相シフト処理が行われる。つまり、正弦パターン処理部２２Ｂにおいて正弦パターンが利用され、余弦パターン処理部２２Ａにおいて余弦パターンが利用される。
【００３５】
２列の数値パターンである正弦パターンと余弦パターンは次式により定義される。次式において、ａiが余弦パターンであり余弦関数から得られる。一方、ｂiが正弦パターンであり正弦関数から得られる。また、Ｎはパターン長を示す自然数であり、ｉはパターンを構成している各数値（各符号）の番号である。ちなみに、Ｎは任意の自然数かつ偶数であり２の累乗に限定されない。
【００３６】
【数１】
【００３７】
正弦パターン処理部２２Ｂは、ＲＦ波発振器２０から得られるＲＦ波（正弦波）の振幅を正弦パターンに従って変化させる。一方、余弦パターン処理部２２Ａは、π／２シフト回路２１を介して得られるＲＦ波（余弦波）の振幅を余弦パターンに従って変化させる。そして、正弦パターン処理部２２Ｂから出力される連続波と、余弦パターン処理部２２Ａから出力される連続波が合成処理部２４において合成され、次式に示す連続波の送信信号が形成される。
【００３８】
【数２】
【００３９】
送信信号に対応した受信信号は、その送信信号が送信された時刻から、次式に示す遅延時間τだけ遅れて受信系に到達する。なお、次式において、Ｔbは数値パターンの１ビット（各数値）の時間長つまりビット長であり、ｌ（エル）は任意の自然数である。そしてξは１／２ビット長以下の時間である。
【００４０】
【数３】
【００４１】
図１の超音波診断装置では、送信信号を遅延回路２５において遅延処理して得られる参照信号が、受信ミキサ３０において受信信号と乗算される。送信信号を基準とした受信信号の遅延時間をτ、遅延回路２５における遅延量（時間シフト量）をｋＴb、ドプラシフトによる位相の変化量をωdとすると、受信ミキサ３０のミキサ３２において乗算される受信信号（数４式）と参照信号（数５式）は、それぞれ次のように表現される。
【００４２】
【数４】
【００４３】
【数５】
【００４４】
そして、受信ミキサ３０において、次式に示すように受信信号と参照信号が乗算され、乗算結果としてベースバンド成分が得られる。
【００４５】
【数６】
【００４６】
受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）のうち、第１項は、互いに同じ数値パターンであるａi同士およびｂi同士の積に関する相関電力であり、第２項は、互いに異なる数値パターンであるａiとｂiの積に関する相互干渉電力である。目標位置の選択性を高めるためには、第１項に示される相関はシャープであることが必要とされ、第２項に示される相互干渉は小さいことが望ましい。なお、数６式の計算過程において２ω0ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６により除去される。
【００４７】
ここで、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項である余弦波の位相について検討する。この余弦波の位相は、数３式に示した遅延時間τを用いると、次式のように表現できる。
【００４８】
【数７】
【００４９】
数７式に示す余弦波の位相にはξが含まれており、１／２ビット長以下の時間であるξに応じて余弦波の位相が変化する。この位相の変化は、目標位置の選択性（相関性）に重要な影響を及ぼす要因ではないため、以下においては位相の表現からξを省略して目標位置の選択性について説明する。
【００５０】
まず、相関電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第１項に含まれる相関値は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００５１】
【数８】
【００５２】
数８式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。実際に目標位置から得られる受信信号には、Ｎ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれており、また、参照信号にもＮ個全ての数値（符号）からなるパターンが含まれている。受信ミキサ３０において次々に得られる数８式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力される。そして、加算部４６とＦＦＴ処理部５０において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は数９式のように表現できる。さらに、数１０式に示す公式を利用すると、数９式は数１１式のように簡潔に表現できる。
【００５３】
【数９】
【００５４】
【数１０】
【００５５】
【数１１】
【００５６】
数１１式におけるδklは、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。また、ｋとｌが互いに等しい場合にｃｏｓθklが１となるため、数１１式はさらに簡潔に次式のように変換される。
【００５７】
【数１２】
【００５８】
数１２式は、ｋで特定される目標位置に対応した参照信号と、ｌ（エル）で特定される深さからの受信信号と、を乗算して得られる自己相関値を示しており、ｋとｌが互いに等しい場合にＮとなり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。つまり、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみがＮとなる。
【００５９】
次に、相互干渉電力について検討する。受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）の第２項に含まれる相互干渉は、数１式の定義に基づいて次式のように展開できる。
【００６０】
【数１３】
【００６１】
数１３式は、パターン長がＮである受信信号と参照信号のｉ番目の数値（符号）に関する乗算結果である。受信ミキサ３０において次々に得られる数１３式の乗算結果は、ＬＰＦ３６を経て加算部４６に出力され、加算部４６とＦＦＴ処理部５０において、乗算結果が１パターン（パターン長Ｎ）に亘って加算される。その加算結果は次式のように表現できる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
数１４式の第２項は、数１０式により０となる。数１４式の第１項におけるΣの項は、数１０式に示すとおりであり、ｋとｌが互いに等しい場合に１となり、ｋとｌが互いに異なる場合に０となる。一方、数１４式の第１項のｓｉｎθklは、ｋとｌが互いに等しい場合に０となる。つまり、次式に示すとおり、相互干渉電力については、ｋとｌが互いに等しい場合でもｋとｌが互いに異なる場合でも常に０となる。
【００６４】
【数１５】
【００６５】
以上の解析から、受信信号と参照信号の乗算結果（数６式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００６６】
【数１６】
【００６７】
数１６式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数１６式は次式のようになる。
【００６８】
【数１７】
【００６９】
数１７式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωdを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４６において数１６式の加算処理が実行され、加算部４６から数１７式の信号（復調信号）が出力される。そして、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数１７式の信号が周波数スペクトラムとして測定され、例えばωdの大きさ（ドプラ周波数の大きさ）から移動目標の速さなどが算出される。
【００７０】
なお、目標位置に移動目標が存在しない場合には、数１７式におけるωdが０（ゼロ）となる。したがって、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理の結果がωd＝０であれば、固定目標からの信号であることが分かる。
【００７１】
さらに、図１の超音波診断装置では、ドプラ周波数の極性を識別するために、受信ミキサ３０において直交検波が行われている。受信ミキサ３０のミキサ３４には、遅延回路２５により遅延処理された送信信号がπ／２シフト回路２６を経由して参照信号として供給される。したがって、その参照信号は、次式のように表現できる。なお、数５式に示す参照信号から位相を−π／２だけずらした信号が数１８式の参照信号となるが、数５式に示す参照信号から位相を＋π／２だけずらした信号を利用してもよい。
【００７２】
【数１８】
【００７３】
ミキサ３４では、数１８式の参照信号と数４式の受信信号が次式のように乗算処理される。なお、次式の計算過程において２ω0ｔの項は、受信ミキサ３０の後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３８により除去される。
【００７４】
【数１９】
【００７５】
数１２式と数１５式を適用して、受信信号と参照信号の乗算結果（数１９式の最終行）を１パターン（パターン長Ｎ）に亘って全てのｉについて加算すると、その加算結果は次のようになる。
【００７６】
【数２０】
【００７７】
数２０式によれば、ｋで特定される目標位置と同じ深さｌから得られる受信信号に関する自己相関値のみが大きな値となることがわかる。そして、ｋ＝ｌの場合には、数２０式は次式のようになる。
【００７８】
【数２１】
【００７９】
数２１式で表現される信号は、ドプラシフトによる位相の変化量ωdを含んでいる。つまり、ドプラ周波数の成分を含んだベースバンド帯域のドプラ信号である。加算部４８において数２０式の加算処理が実行され、加算部４８から数２１式の信号（復調信号）が出力される。数２１式と数１７式は、直交検波により得られた互いに直交関係にある復調信号であり、ＦＦＴ処理部５０における周波数解析処理により、数２１式と数１７式から、ドプラ周波数の大きさに加えて極性、つまり、移動目標が受信用振動子１２に近づいているのか、又は、移動目標が受信用振動子１２から遠ざかっているのかを識別することが可能になる。
【００８０】
次に、正弦パターンと余弦パターンの具体例について説明する。パターン長を８（Ｎ＝８）とすると、数１式から、余弦パターンＡ（数２２式）と正弦パターンＢ（数２３式）が得られる。
【００８１】
【数２２】
【００８２】
【数２３】
【００８３】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを構成する各数値（各符号）は、単純な２値符号とは異なり、−１と＋１との間で離散的な値をとる。また、余弦パターンＡと正弦パターンＢを利用して形成される送信信号（数２式）の振幅は次式のように算出されるため、常に１となり、送信信号の振幅が時間的に変動しないことがわかる。
【００８４】
【数２４】
【００８５】
余弦パターンＡと正弦パターンＢを数２式に適用して得られる送信信号は次式のようになる。
【００８６】
【数２５】
【００８７】
図２は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の時間変化波形を示す図である。つまり、図２に示す送信信号は、数２５式で表現される信号である。また、図３は、余弦パターンＡと正弦パターンＢから得られる送信信号の位相ベクトルを示す図である。図２と図３に示す送信信号は、余弦パターンＡと正弦パターンＢを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させ、その位相パターンを繰り返すことにより得られる連続波（位相シフト連続波）となっている。
【００８８】
＜位置選択性について＞
図４は、参照信号と受信信号に関する相関関係の具体例を示す図である。図４には、数２５式の送信信号を利用した場合に、ある深さから得られる受信信号の位相（受信波の位相）が示されている。また、図４には、数２５式の送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相（参照波の位相φ0〜φ7）も示されている。そして、受信信号と各参照信号を乗算して得られる出力と、１パターン（パターン長８）に亘る出力の合計も図示されている。図４に示すように、参照波の位相がφ0の場合に、受信波の位相と参照波の位相が互いに一致して合計が８となり、参照波の位相がφ0以外では合計が０となる。
【００８９】
図５は、乗算器出力の具体例を示す図である。図５には、数２５式の送信信号を利用した場合に、距離軸方向のφ0からφ8までの各深さにおいて、時間軸方向の１ビット長ごとに得られる乗算器出力（受信ミキサ３０の出力）が示されている。また、位相パターンの１周期（８ビット長）に亘って得られる乗算器出力の加算値も図示されている。図５に示す深さφ0からφ7の各々は、図４に示す参照波の位相φ0からφ7に対応した深さである。また、図５に示す深さφ8は、位相パターンを繰り返した際に、１周期後の参照波の位相φ0に対応する深さである。
【００９０】
図５に示す深さφ0と深さφ8では、位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って、参照信号と受信信号との間で位相が全て一致するため（図４参照）、「１」に相当する乗算器出力が連続的に得られる。これに対し、深さφ1からφ7では、参照信号と受信信号との間で位相がずれているため（図４参照）、乗算器出力がランダムに変化している。なお、深さφ1からφ7においてランダムに変化する乗算器出力を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる（図４参照）。
【００９１】
そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を平均化することにより、目標位置である深さφ0と深さφ8において平均値が極大となり、複数の深さにおける平均値が混在する平均化された復調信号の中で、目標位置に対応した復調信号が支配的となり目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。乗算器出力を平均化する場合には、例えば、加算部４６，４８に代えてローパスフィルタを利用すればよい。
【００９２】
図５に示すように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ1からφ7の受信信号に関する乗算器出力は、加算または平均化することによりゼロになるものの、１ビット長ごとにランダムに変動している。この変動のために、位相パターンを繰り返す位相シフト連続波を利用して得られる乗算器出力の周波数スペクトラムには、位相パターンの１周期（ＮＴb）の逆数ｆpの整数倍に対応した線スペクトラムが現れる。
【００９３】
図６は、位相シフト連続波（位相変調された連続波）を利用した場合の各信号の周波数スペクトラムを示す図である。図６（Ａ）は、受信信号の周波数スペクトラムを示している。受信信号は、生体内における減衰を無視すると送信信号と同じ波形となる。送信信号は、位相シフト連続波であり、したがって、受信信号の周波数スペクトラムも、位相シフト連続波の周波数スペクトラムとなる。周波数ｆ0は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。また周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔Ｔbの逆数となる。
【００９４】
図６（Ｂ）は、受信ミキサ３０における乗算により得られるベースバンド信号の周波数スペクトラムを示している。図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムには、直流付近の信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ0の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ３６，３８において、周波数ｆ0の２倍の高調波成分が遮断されて直流付近の信号成分のみが抽出される。つまり、図６（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの周波数０の近傍の信号が抽出される。
【００９５】
直流信号成分には、ドプラ信号の他に、固定組織からの反射波に起因するクラッタ信号が含まれている。特に、体表や骨からの反射波は、ドプラ信号よりも数１０ｄＢも大きい場合があり、ドプラ信号を測定する際の妨害となる。クラッタ信号は、図６（Ｂ）に示すように、位相パターンの繰り返し周波数ｆpとその高調波成分を含んでおり、ドプラ信号に重畳される。
【００９６】
クラッタ信号は、目標位置を対象とした選択的な復調処理を施した場合においても、受信ミキサ３０から出力されるベースバンド信号内に現れる。選択的な復調処理は、測定対象となる例えば血流などからの受信信号の位相パターンと参照信号の位相パターンとを互いに一致させる処理である。測定対象とは異なる位置に存在する組織などについては、位相パターンに関する一致は成立していない。したがって、図５に示したように、参照信号の位相パターンと一致していない深さφ1からφ7に組織がある場合に、乗算器出力が１ビット長ごとにランダムに変動し、図６（Ｂ）に示すようにクラッタ信号が発生する。
【００９７】
図５を利用して説明したように、深さφ1からφ7においてランダムに変化する乗算器出力、つまり部分的な復調信号を位相パターンの１周期つまり８ビット長の期間に亘って加算するとゼロとなる。そのため、時間軸方向に複数ビット長に亘って乗算器出力を加算または平均化することにより、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号を低減または除去することができる。但し、単純に位相パターンの１周期に亘って復調信号を加算すると、ドプラ周波数成分が消滅してしまうため、必要とされるドプラ周波数が残るような加算処理を実現することが望ましい。
【００９８】
そこで、図１の超音波診断装置では、以下に説明する処理により位相パターンの１周期に亘って復調信号の加算処理を実現し、クラッタ信号を低減し望ましくは完全に除去しつつ、必要なドプラ周波数を検出できるようにしている。
【００９９】
＜位相パターンの１周期に亘る加算処理について＞
図１の超音波診断装置において、合成処理部２４は、パターン長Ｎの位相パターン（図２，３参照）を繰り返すように連続波の送信信号を出力する。そして、受信ミキサ３０からＦＦＴ処理部５０までの受信処理において、パターン長Ｎをｎ個（ｎは自然数）ごとにｍブロック（ｍは自然数）に分割して、各ブロックごとに部分的な復調信号を得ることにより、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。こうして抽出されたｍブロックに亘る部分的な復調信号が周波数解析処理される。
【０１００】
図７は、位相パターンの１周期に亘る加算処理を説明するための図である。この加算処理は、ミキサ３２から加算部４６において処理される同相信号成分とミキサ３４から加算部４８において処理される直交信号成分の各々について実行される。
【０１０１】
図７の最上段におけるａ0，ａ1，ａ2，・・・は、パターン長Ｎ（全符号数Ｎ）の位相パターンを繰り返す連続波の送信信号を利用した場合に得られる復調信号（ベースバンド信号）を示している。このベースバンド信号は、１符合長Ｔbごとに相関値が変化するアナログ信号であり、このアナログ信号が各ブロックごとにｎサンプルずつ加算される。
【０１０２】
図７に示すＡ0，Ａ1，Ａ2，・・・は、ｎビット長ごとに部分的に加算処理された復調信号を示している。例えばＡ0は、０番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果であり、Ａ1は、１番目のブロックに対応した部分的な復調信号の加算結果である。このように、各ブロックごとに復調信号が加算処理される。この加算処理は、例えば加算部４６，４８において実行される。パターン長Ｎがｍ個のブロックで構成されるため、パターン長Ｎの期間内にｍ個の加算結果が得られる。図７には、ｍ＝１６の例が示されており、ｎＴbの時間長ごとにＡ0，Ａ1，Ａ2，・・・，Ａ15まで加算結果が次々に得られ、さらにＡ15に続いて、次の周期のＡ0〜Ａ15までの加算結果が次々に得られる。
【０１０３】
そして、本実施形態においては、Ａ0〜Ａ15までを繰り返す復調信号列内で、ｍブロックの範囲を１ブロックずつシフトさせつつ、段階的に、パターン長Ｎに対応したｍブロックに亘る部分的な復調信号が抽出される。つまり、図７に示す信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・が次々に抽出されてメモリ等に記憶される。
【０１０４】
信号列Ｙ０は、Ａ0を先頭としてＡ0からＡ15までの１６個の各加算結果で構成されている。そして信号列Ｙ０の次に抽出される信号列Ｙ１は、Ａ1を先頭としてＡ1からＡ15までの各加算結果の後にＡ0を加えた１６個の各加算結果で構成されている。さらに、信号列Ｙ１の次に抽出される信号列Ｙ２は、Ａ2を先頭としてＡ2からＡ15までの各加算結果の後にＡ0とＡ1を加えた１６個の各加算結果で構成されている。このように、先頭ブロックが段階的にシフトされつつ信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・が次々に抽出される。
【０１０５】
なお、Ａ0，Ａ1，Ａ2，・・・の時間間隔はｎＴbであるため、次々に抽出される信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・の時間間隔もｎＴbとなる。抽出された信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・は、メモリ等に記憶され、ＦＦＴ処理部５０（図１）において周波数解析処理される。
【０１０６】
信号列Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・は、ＦＦＴ処理部５０（図１）において、各信号列ごとにＦＦＴ演算される。その結果、各信号列ごとに復調信号が周波数スペクトラムに変換され、信号列Ｙ０に対応した周波数スペクトラムＳＰ０、信号列Ｙ１に対応した周波数スペクトラムＳＰ１、・・・が例えば時間間隔ｎＴbで次々に形成される。そして、周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５までの結果が得られると、これらの周波数スペクトラムがＦＦＴ処理部５０において加算処理される。
【０１０７】
複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５に対応した複数の周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５を加算することは、これら複数の信号列に含まれる同時刻（互いに対応する時刻）における信号同士を加算することに相当する。例えば、複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５の先頭ブロック同士が加算されることに相当する。つまり、位相パターンの１周期に亘って得られるＡ0〜Ａ15までの復調信号が全て加算処理されることに等しい。なお、先頭ブロック以外においても、信号列Ｙ０〜Ｙ１５までの複数の加算結果が加算され、Ａ0〜Ａ15までの復調信号が全て加算処理されることに等しい。これにより、先に詳述したとおり、図６（Ｂ）に示すクラッタ信号が低減され、望ましくは完全に除去される。
【０１０８】
周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５が得られると、時間間隔ｎＴb後に、次の周波数スペクトラムＳＰ０を得ることができる。したがって、例えば、周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５までの加算結果が得られてから、時間間隔ｎＴb後に、周波数スペクトラムＳＰ１〜ＳＰ１５，ＳＰ０までの加算結果を得ることができる。つまり、時間間隔ｎＴbで次々に周波数スペクトラムの加算結果を得ることができる。
【０１０９】
こうして、図１のＦＦＴ処理部５０において、複数の信号列Ｙ０〜Ｙ１５から得られる周波数スペクトラムＳＰ０〜ＳＰ１５の加算結果が得られると、ドプラ情報解析部５２において、その加算結果の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ３０において直交検波をしているため、流速等の極性を判断することもできる。
【０１１０】
以上に説明したように、図１の超音波診断装置では、位相パターンの１周期に亘って得られる復調信号が全て加算処理されることにより、目標位置に対応した復調信号が選択的に抽出される。つまり、位相パターンの１周期に対応した範囲内において目標位置が選択される。したがって、目標位置が深い位置にあるほど、位相パターンの１周期が長くなければならない。その逆に、目標位置が浅い位置にある場合には、位相パターンの１周期を短くすることもできる。そこで、図１の超音波診断装置は、目標位置の深さに応じて、位相パターンの１周期の長さを制御している。
【０１１１】
＜目標位置の深さに応じた周期の制御について＞
図７に示した例では、位相パターンのパターン長Ｎをｎ個の符号ごとに１６ブロックに分割しているため、各符号の時間長をＴbとすると、位相パターンの１周期は、ＮＴb＝ｍ×ｎ×Ｔbとなっている。そして、図７に示した例においては、目標位置がτ1にあり位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。
【０１１２】
これに対し、目標位置がτ1よりも浅い場合には、例えば、目標位置がτ1／２＝τ2にある場合には、図７の例における位相パターンにより復調信号を選択的に抽出することができるが、位相パターンの１周期を短くしても、復調信号を選択的に抽出することができる。例えば、各符号の時間長をＴbとしたまま、パターン長（全符号数）を少なくすることにより、位相パターンの１周期を短くすることができる。
【０１１３】
図８は、全符号数の増減による周期の制御を説明するための図である。図８には、図７と同様な位相パターンの１周期に亘る加算処理の過程が図示されている。但し、図８の例においては、目標位置がτ2＝τ1／２にあり、図７との比較において深さが１／２となっている。そこで、図８の例では、図７との比較において位相パターンの１周期も１／２とされている。つまり、各符号の時間長Ｔbは固定して、位相パターンの１周期に亘る符号の総数である全符号数がＮ／２とされている。
【０１１４】
図８の例において、位相パターンの１周期は、ＮＴb／２＝ｍ／２×ｎ×Ｔbとなっている。図８の例において、目標位置はτ2にあり、位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。
【０１１５】
図９は、全符号数と受信信号の周波数スペクトラムとの関係を示す図である。受信信号の周波数スペクトラムについては、図６（Ａ）を利用して説明したとおりであり、ＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。
【０１１６】
図９（Ａ）には、位相パターンの全符号数がＮの場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp1＝１／ＮＴbとなる。つまり帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp1である。
【０１１７】
これに対し、図９（Ｂ）には、位相パターンの全符号数がＮ／２の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数は、ｆp2＝２／ＮＴbとなる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp2であり、図９（Ａ）との比較においてその間隔は２倍となる。
【０１１８】
また、図９（Ｂ）の場合には、位相パターンの全符号数がＮ／２であるため、全符号数がＮである図９（Ａ）の場合に比べて、単位時間当たりの位相パターンの繰り返し数が２倍となるため、特定した目標からの受信電力は、単位時間当たり２倍となる。つまり、図９（Ａ）との比較において図９（Ｂ）の周波数スペクトラムは縦軸方向に２倍に増加し、これにより受信信号の感度も増加して目標位置の検出感度が向上する。
【０１１９】
なお、図９（Ｃ）には、位相パターンの全符号数がＮ／３の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合において、位相パターンの繰り返し周波数はｆp3＝３／ＮＴbとなる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp3であり、図９（Ａ）との比較においてその間隔は３倍となる。さらに、図９（Ａ）との比較において図９（Ｃ）の周波数スペクトラムは縦軸方向に３倍に増加する。目標位置が図８に示すτ2よりもさらに浅い場合には、図９（Ｃ）に示すように、全符号数をＮ／３として、受信信号の感度をさらに増加させ、目標位置の検出感度をさらに向上させてもよい。
【０１２０】
このように、目標位置の深さに応じて、位相パターンの全符号数を増減させて位相パターンの周期を制御することにより、目標位置の検出感度を向上させることができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０が位相パターンの全符号数Ｎを設定する。これに対し、位相パターンの全符号数をＮに固定したまま、各符号の時間長Ｔbを増減させて位相パターンの周期を制御することもできる。
【０１２１】
図１０は、各符号の時間長の増減による周期の制御を説明するための図である。図１０には、図７と同様な位相パターンの１周期に亘る加算処理の過程が図示されている。但し図１０の例においては目標位置がτ2であり、図７のτ1よりも浅い位置にある。そこで図１０の例では、図７との比較において位相パターンの１周期が小さくされている。つまり、位相パターンの１周期に亘る符号の総数である全符号数は固定して、各符号の時間長であるＴb2が小さくされている。
【０１２２】
図１０の例において、位相パターンの１周期はＮＴb2＝ｍ×ｎ×Ｔb2となっている。この例において、目標位置はτ2にあり、位相パターンの１周期に対応した範囲内にあるため、その範囲内において目標位置からの復調信号を選択的に抽出することができる。さらに、目標位置を選択的する場合における距離分解能は、各符号の時間長に相当する距離となるため、図７との比較において、図１０の例では、各符号の時間長Ｔb2が小さいため、距離分解能を向上させることができる。
【０１２３】
このように、目標位置の深さに応じて、位相パターンを構成する各符号の時間長Ｔbを増減させて位相パターンの周期を制御することにより、目標位置の距離分解能を向上させることができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０が可変クロック生成部２３を制御することにより、各符号の時間長Ｔbが設定される。
【０１２４】
図１１は、各符号の時間長と受信信号の周波数スペクトラムの関係を示す図である。受信信号の周波数スペクトラムについては、図６（Ａ）を利用して説明したとおりでありＲＦ信号の周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、位相パターンの繰り返し周波数ｆpである。また、周波数ｆ0を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔の逆数となる。
【０１２５】
図１１（Ａ）には、各符号の時間長が比較的大きいＴb1の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp1＝１／ＮＴb1となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp1である。また、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は、１ビットの時間間隔の逆数１／Ｔb1となる。
【０１２６】
これに対し、図１１（Ｂ）には、各符号の時間長が中程度であるＴb2の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合、位相パターンの繰り返し周波数はｆp2＝１／ＮＴb2となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp2であり、図１１（Ａ）との比較においてその間隔は広くなる。また、図１１（Ｂ）の場合には、図１１（Ａ）に比べて、各符号の時間長がＴb2と小さいため周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔は１／Ｔb2と広くなる。
【０１２７】
さらに、図１１（Ｃ）には、各符号の時間長が比較的小さいＴb3の場合における受信信号の周波数スペクトラムが示されている。この場合において、位相パターンの繰り返し周波数はｆp3＝１／ＮＴb3となる。つまり、側帯波の周波数間隔（線スペクトルの周波数間隔）は周波数ｆp3であり、図１１（Ｂ）の場合よりもさらにその間隔が広くなる。また、図１１（Ｃ）の場合には、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔が１／Ｔb3となり、図１１（Ｂ）の場合よりもさらに広くなる。目標位置が図１０に示すτ2よりもさらに浅い場合には、図１１（Ｃ）に示すように、各符号の時間長をＴb3として、目標位置の距離分解能をさらに向上させてもよい。
【０１２８】
なお、図１１に示したように、各符号の時間長の増減に応じて、受信信号の周波数帯域が変化している。例えば、周波数ｆ0からヌル点までの周波数間隔が変化する。そこで、ＢＰＦ１７（図１）において、受信信号（受信ＲＦ信号）に含まれる不用な帯域成分をカットして通過帯域成分を抽出するにあたり、その通過帯域を各符号の時間長に応じて制御するようにしてもよい。
【０１２９】
図１２は、各符号の時間長に応じた通過帯域の制御を説明するための図である。図１２（Ａ）〜（Ｃ）には、図１１（Ａ）〜（Ｃ）と同じ受信信号の周波数スペクトラムが示されている。
【０１３０】
図１２（Ａ）は、各符号の時間長がＴb1の場合の周波数スペクトラムであり、この場合には、主にｆ0−１／Ｔb1〜ｆ0＋１／Ｔb1までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ１に設定される。また、図１２（Ｂ）は、各符号の時間長がＴb2の場合の周波数スペクトラムであり、この場合には、主にｆ0−１／Ｔb2〜ｆ0＋１／Ｔb2までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ２に設定される。そして、図１２（Ｃ）は、各符号の時間長がＴb3の場合であり、主にｆ0−１／Ｔb1〜ｆ0＋１／Ｔb1までの周波数成分が抽出されるように、通過帯域がＢＷ３に設定される。
【０１３１】
このように、目標位置の深さに応じて各符号の時間長が設定され、さらにその時間長に応じて、受信信号の通過帯域を設定することにより、その目標位置の深さにおいて受信信号のＳＮＲ（信号対雑音比）を常に最適化することができる。例えば、検査者により設定された目標位置の深さに応じて、図１のシステム制御部６０がＢＰＦ１７を制御することにより、受信信号の通過帯域が設定される。
【０１３２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【０１３３】
例えば、図１の超音波診断装置では、正弦パターンと余弦パターンを利用して、周期的に位相を変化させる連続波の送信信号を形成しているが、例えば、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などの符号系列を用いて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により、周期的に位相を変化させる連続波の送信信号を形成してもよい。
【符号の説明】
【０１３４】
２２Ａ 余弦パターン処理部、２２Ｂ 正弦パターン処理部、２３ 可変クロック生成部、２４ 合成処理部、２５ 遅延回路、３０ 受信ミキサ、４６，４８ 加算部、５０ ＦＦＴ処理部、５２ ドプラ情報解析部、６０ システム制御部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な符号系列に基づいて符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
前記目標位置の深さに応じて前記符号系列の周期を制御する制御部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記符号系列は、各符号の時間長が１符号長Ｔbであり、１周期に亘る符号の総数が全符号数Ｎである複数の符号で構成され、
前記制御部は、前記目標位置の深さに応じて、１符号長Ｔbと全符号数Ｎの少なくとも一方を増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、全符号数Ｎを固定して１符号長Ｔbを増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、１符号長Ｔbを固定して全符号数Ｎを増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、１符号長Ｔbの大きさに応じて、前記受信信号が入力されるバンドパスフィルタの通過帯域を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、
前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１】
周期的な符号系列に基づいて符号化された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して当該生体から超音波を受波することにより受信信号を得る超音波送受部と、
生体内の目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記受信信号に対して復調処理を施すことにより、当該目標位置に対応した復調信号を得る受信信号処理部と、
前記目標位置に対応した復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
前記目標位置の深さに応じて前記符号系列の周期を制御する制御部と、
を有する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
前記符号系列は、各符号の時間長が１符号長Ｔbであり、１周期に亘る符号の総数が全符号数Ｎである複数の符号で構成され、
前記制御部は、前記目標位置の深さに応じて、１符号長Ｔbと全符号数Ｎの少なくとも一方を増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、全符号数Ｎを固定して１符号長Ｔbを増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、１符号長Ｔbを固定して全符号数Ｎを増減させて前記符号系列の周期を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項３に記載の超音波診断装置において、
前記制御部は、１符号長Ｔbの大きさに応じて、前記受信信号が入力されるバンドパスフィルタの通過帯域を制御する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、正弦関数と余弦関数に基づいた２列の数値パターンを合成して得られる周期性を備えた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波診断装置において、
前記２列の数値パターンは、正弦関数から得られる正弦パターンと余弦関数から得られる余弦パターンであり、
前記送信信号処理部は、正弦パターンと余弦パターンを合成して得られる位相パターンに従って位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−８１０５２（Ｐ２０１２−８１０５２Ａ）
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２２９５９０（Ｐ２０１０−２２９５９０）
【出願日】平成２２年１０月１２日（２０１０．１０．１２）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月２６日（２０１２．４．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月１２日（２０１０．１０．１２）
【出願人】（３９００２９７９１）日立アロカメディカル株式会社 (899)
【Ｆターム（参考）】
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