送信電力制御装置及び送信電力制御方法
【課題】送信電力の安定化までの時間を短縮し、製品の小型化、低価格化を実現する。
【解決手段】Ｉ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、Ｉ信号及びＱ信号を直交変調して出力信号を生成する際、ＲＦ電力アンプ回路１５によって生成された出力信号をカプラ１７で検出して帰還信号を生成し、その帰還信号を直交復調して帰還信号と位相が同一のＩ’信号及び位相が直交するＱ’信号を生成し、アップサンプリングしたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、Ｉ’信号及びＱ’信号の中からシンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号を抽出し、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する。
【解決手段】Ｉ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、Ｉ信号及びＱ信号を直交変調して出力信号を生成する際、ＲＦ電力アンプ回路１５によって生成された出力信号をカプラ１７で検出して帰還信号を生成し、その帰還信号を直交復調して帰還信号と位相が同一のＩ’信号及び位相が直交するＱ’信号を生成し、アップサンプリングしたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、Ｉ’信号及びＱ’信号の中からシンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号を抽出し、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信電力制御装置及び送信電力制御方法に関する。より詳しくは、互いに直交する２つの信号を変調して送信する無線送信機における送信電力制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying：振幅偏移変調）等のデジタル変調を行う無線送信機においては、安定した送信電力を得るために送信電力を制御することが行われている。特に、増幅回路などを構成する半導体は温度によってその特性が変動しやすいので、変動が生じた場合でも送信電力を安定に制御する必要がある。このような無線送信機の送信電力の制御については、従来からいくつかの提案がなされている。
【０００３】
例えば、特許文献１においては、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）を変調器で合成して変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する際に、送信電力信号の一部をカプラによって抽出して送信電力信号の包絡線成分を検出し、その包絡線成分と基準電圧生成回路によって生成された基準電圧とを比較して、その誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献１の図２ないし図４参照）。
【０００４】
また、特許文献２においては、ベースバンド信号をシリアル／パラレル変換器で同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分離し、これらを直交変調器で変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する。この場合において、包絡線検波回路で送信電力信号の包絡線を検出し、シリアル／パラレル変換器から得られる同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の包絡線信号と、補正回路で包絡線検波回路の非直線性を補正した送信電力信号の包絡線信号との誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献２の図１及び図８参照）。
【０００５】
また、特許文献３においては、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増幅器に直流バイアスを供給する直流電圧変換回路と、この直流電圧変換回路の出力電圧を変調波の包絡線信号レベルより制御する方向性結合器及び包絡線検波回路と、電力増幅器の入力信号をその包絡線信号レベルと電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差によって制御する差信号生成回路とを備えた構成になっている（特許文献３の第１図等参照）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１２４８２１号公報
【特許文献２】特開平０９−２３１２５号公報
【特許文献３】特許第２６８９０１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１ないし３においては、送信電力信号の包絡線を検出して、その包絡線信号を可変利得増幅回路などにフィードバックして電力制御を行っているので、変復調の単位であるシンボル周波数が低い場合には、送信電力がシンボル周波数に追従してしまうという問題、すなわち電力制御が送信データに依存するという問題があった。このため、フィルタ処理を強化して送信電力の変動を吸収する必要があり、フィルタ回路の規模が大きくなるとともに、フィルタ演算処理が増加することにより、送信電力の安定化までに時間がかかる上、製品の小型化や低価格化の障害になっていた。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するものであり、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現する送信電力制御装置及び送信電力制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る送信電力制御装置は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする。
【００１０】
例えば、前記制御手段は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、を有してもよい。
【００１１】
例えば、前記送信電力制御装置は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えてもよい。
【００１２】
例えば、前記送信電力制御装置は、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。
【００１３】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る送信電力制御方法は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
前記生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする。
【００１４】
例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出してもよい。
【００１５】
例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させてもよい。
【００１６】
例えば、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態におけるπ／４シフトＱＰＳＫ送信機のブロック図である。
【図２】強度及び位相を持ったベクトル信号を表すコンスタレーションを示す一般的な図である。
【図３】図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後の信号を示す図である。
【図４】図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。
【図５】図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号を示す図である。
【図６】図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号のコンスタレーションを示す図である。
【図７】図１のダウンサンプリング回路によってダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る送信電力制御装置及び送信電力制御方法の実施の形態について、π／４シフトＱＰＳＫ送信機を例にとって図を参照して説明する。
【００２０】
図１は、実施の形態における２６０ＭＨｚ帯のπ／４シフトＱＰＳＫの送信機のブロック図である。この送信機は、送信すべき情報であるシンボルデータを互いに直交し、それぞれ「強度」と「位相」を有するベクトル信号に分解して、π／４シフトＱＰＳＫ変調して送信する。すなわち、信号強度はベクトルのスカラで表され、位相はベクトルの角度で表される。
【００２１】
図２は、Ｉ軸及びＱ軸の極座標によって強度及び位相を持ったベクトル信号を表す一般的な図で、「コンスタレーション」と呼ばれる。例えば、任意の２つのベクトル信号は、図２の黒の矢印及び白の矢印によって表される。このように強度（スカラ）が大きく異なるベクトル信号に基づいて送信電力を制御すると、安定した送信電力を得ることができない。本実施の形態においては、従来のような大規模なフィルタ回路を使用することなく、強度が大きく異なるベクトル信号の影響を受けないように、図１の構成によって送信電力を制御する。
【００２２】
図１において、シンボル・マッピング回路１は、入力されるシンボルデータに対して、ある位相を持った直交する単位ベクトルであるＩ軸成分のｉ信号及びＱ軸成分のｑ信号にマッピングして出力する。この実施の形態においては、シンボル・マッピング回路１に入力されるシンボルデータのシンボル周波数は４．８ｋＨｚである。
【００２３】
アップサンプリング回路２及び３は、シンボル・マッピング回路１から出力されるｉ信号及びｑ信号をそれぞれｎ倍にアップサンプリングする。この場合は、４．８ｋＨｚのシンボルデータを２０倍（ｎ＝２０）にアップサンプリングして、９６ｋＨｚのサンプリングｉ信号及びサンプリングｑ信号を生成する。
【００２４】
図３はアップサンプリング回路２及び３によるアップサンプリング後の信号を示す図である。図３（Ａ）はアップサンプリング後のｉ信号であり、図３（Ｂ）はアップサンプリング後のｑ信号である。図４は、アップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。図３に示すように、アップサンプリングにおいては、実際の各シンボルデータの間に特定の擬似信号、すなわちｉ信号及びｑ信号のスカラが「０」のデータを「ｎ−１」（この場合は「１９」）個挿入してｎ倍のアップサンプリングを行う。図４において、Ｉ軸及びＱ軸でスカラがともに「０」である座標（０．０）の白丸マークがこの場合の擬似信号を表している。
【００２５】
ＲＲＣ（ルート・レイズド・コサイン）フィルタ回路４及び５は、図３及び図４におけるｉ信号及びｑ信号、すなわちアップサンプリング回路２及び３から出力されるｉ信号及びｑ信号の周波数帯域を制限してベースバンド信号であるI信号及びＱ信号を出力する。
【００２６】
図５は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号を示す図である。図５（Ａ）において、ＩＳ１はアップサンプリング回路２からＲＲＣフィルタ回路４に入力される帯域制限前のｉ信号であり、ＩＳ２はＲＲＣフィルタ回路４で帯域制限されたベースバンドのＩ信号である。図５（Ｂ）において、ＱＳ１はアップサンプリング回路３からＲＲＣフィルタ回路５に入力される帯域制限前のｑ信号であり、ＱＳ２はＲＲＣフィルタ回路５で帯域制限されたベースバンドのＱ信号である。また、図６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号のコンスタレーションを示す図である。
【００２７】
ベースバンド・アンプ回路６及び７は、それぞれＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号をトランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作により増幅して出力する。この場合において、ベースバンド・アンプ回路６及び７は、アナログアンプ回路のようなバイアス電圧を必要とすることなく増幅を行う。
【００２８】
Ｄ／Ａコンバータ回路８は、ベースバンド・アンプ回路６及び７によって増幅されたI信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換して出力する。
【００２９】
直交変調器９は、２つのミキサ回路１０、１１、及び合成回路１２などで構成されている。ＲＦ（高周波）周波数発振器１３は、変調用のキャリア（搬送波）信号を発生して直交変調器９のミキサ回路１０及び位相器１４に入力する。位相器１４は、入力されるキャリア信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交変調器９のミキサ回路１１に入力する。ミキサ回路１０は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＩ信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。ミキサ回路１１は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＱ信号と位相器１４から出力された９０°シフトのキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。合成回路１２は、Ｉ信号で変調されたキャリア信号とＱ信号で変調された９０°シフトのキャリア信号とを合成する。この結果、直交変調器９は、シンボルデータ及び各シンボルデータ間に挿入された１９個の擬似信号で直交変調された変調信号を出力する。
【００３０】
ＲＦ（高周波）電力アンプ回路１５は、直交変調器９から出力された変調信号の電力を予め設定されている増幅率に基づいて増幅して、送信信号としてアンテナ１６から送信させる。
【００３１】
方向性結合器であるカプラ１７は、ＲＦ電力アンプ回路１５とアンテナ１６との間の伝送路において、送信信号の一部をリアクタンス結合によって取得することで送信信号の電力を検出する。以下、カプラ１７によって検出された信号を「帰還信号」という。
【００３２】
直交復調器１８は、２つのミキサ回路１９及び２０などで構成されている。ＲＦ周波数発振器１３は、復調用のローカル（局発）信号を発生して直交復調器１８のミキサ回路１９及び位相器２１に入力する。位相器２１は、入力されるローカル信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交復調器１８のミキサ回路２０に入力する。ミキサ回路１９は、カプラ１７から得られる帰還信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が同一の帰還Ｉ信号（以下、「Ｉ’信号」という）を生成（復調）する。ミキサ回路２０は、カプラ１７から得られる帰還信号と位相器２１から出力された９０°シフトのローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が９０°シフトした帰還Ｑ信号（以下、「Ｑ’信号」という）を生成（復調）する。この結果、直交復調器１８は、カプラ１７から得られる送信信号の一部である帰還信号をＩ成分とＱ成分とに分離して復調し、それぞれの復調信号としてＩ’信号及びＱ’信号を出力する。
【００３３】
Ａ／Ｄコンバータ回路２２は、直交復調器１８から出力されたＩ’信号及びＱ’信号をアナログからデジタルに変換して出力する。
【００３４】
ダウンサンプリング回路２３及び２４は、Ａ／Ｄコンバータ回路２２から出力されたデジタルのＩ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングする。上記したように、送信信号によって送信されるデータは、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされている。このため、Ｉ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のみを抽出する。
【００３５】
出力制御アンプ２５及び２６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を増幅して出力する。この場合にも、ベースバンド・アンプ回路６及び７と同様に、トランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作によりバイアス電圧を必要とすることなく増幅する。
【００３６】
遅延回路２７は、出力制御アンプ２５及び２６から出力されたＩ信号及びＱ信号を所定時間遅延させて出力する。この遅延させる所定時間は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５、Ｄ／Ａコンバータ回路８、Ａ／Ｄコンバータ回路２２、及びその他のハードウェアや配線を含む伝送路の影響による遅延時間に相当するものである。すなわち、この遅延回路２７によって、ＲＲＣフィルタ回路４及び５から出力されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、Ｉ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させる。
【００３７】
ダウンサンプリング回路２８及び２９は、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号をダウンサンプリングする。この場合も、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号には、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされているので、Ｉ信号及びＱ信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のみを抽出する。
【００３８】
図７は、ダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。図７において、白丸マークがシンボル点を表している。ダウンサンプリングする前のコンスタレーションである図６の場合には、ベクトルの大きさ（スカラ）が大きく変動しているが、図７の場合にはシンボル点の近傍にベクトルのスカラが集中しているのが分かる。例えば、図７において、任意の２つのベクトルを黒の矢印と白の矢印で表すとこれらのスカラはほぼ同じ大きさになる。また、図６のコンスタレーションにおいてＩ軸及びＱ軸の座標（０，０）のスカラが０の白丸マークである疑似信号は、ダウンサンプリングによって間引きされて、図７のコンスタレーションから消去されている。
【００３９】
スカラ演算回路３０は、ダウンサンプリング回路２３及び２４によってダウンサンプリングされたＩ’信号及びＱ’信号のベクトルの大きさを演算する。一方、スカラ演算回路３１は、ダウンサンプリング回路２８及び２９によってダウンサンプリングされたＩ信号及びＱ信号のベクトルの大きさを演算する。
【００４０】
スカラ演算回路３０においては、Ｉ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。同様に、スカラ演算回路３１においては、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。
【数１】
【００４１】
差動アンプ回路３２は、スカラ演算回路３０によって算出されたスカラ（信号強度）とスカラ演算回路３１によって算出されたスカラ（信号強度）との差分を増幅して、その差信号（強度差）をローパス・フィルタ回路３３に出力する。
【００４２】
ローパス・フィルタ回路３３は、差信号に含まれている帯域外ノイズ成分を除去して、ベースバンド利得のフィードバック信号としてベースバンド・アンプ回路６及び７に入力する。帯域外ノイズ成分は、隣接漏洩電力の増加を招くのでローパス・フィルタ回路３３によって除去しなければならないが、ノイズ成分が帯域外であるのでフィルタ特性を急峻にする必要はない。したがって、ローパス・フィルタ回路３３の遅延が軽減され、送信電力制御の高速化を図ることができる。
【００４３】
上記したように、Ｉ’信号及びＱ’信号のベクトルは伝送路の影響を受けて遅延するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とは異なっている。しかし、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラとＩ信号及びＱ信号のスカラのみを比較して送信電力を制御するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要はない。
【００４４】
このように、上記実施の形態においては、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号を直交変調して出力信号を生成する場合において、ＲＦ電力アンプ回路１５によって生成された出力信号をカプラ１７によって検出して帰還信号を生成し、その帰還信号を直交復調して帰還信号と位相が同一のＩ’信号及び帰還信号と位相が直交するＱ’信号を生成し、アップサンプリングしたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、Ｉ’信号及びＱ’信号の中からシンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号を抽出し、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する。
【００４５】
したがって、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現できる。
【００４６】
さらに、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラの信号強度を算出するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要がなく、位相を合わせるための複雑な回路を使用することがない。したがって、装置をよりいっそう小型化及び低価格化できる。
【００４７】
また、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させるので、フィードバック・ループの遅延をなくすことで、フィードバック・ループの遅延誤差をなくして送信電力の制御を高い精度で行うことができる。
【００４８】
なお、上記実施の形態は本発明を説明するためのものであり、本発明は上記実施の形態に限定されず、特許請求の範囲を逸脱しない限り、当業者によって考えられる他の実施の形態や変形例についても本発明に属するものである。
【００４９】
例えば、図１において、アップサンプリング回路２及び３はサンプリング手段に対応し、フィルタ手段はＲＲＣフィルタ回路４、５に対応し、変調手段は直交変調器９に対応し、検出手段はカプラ１７に対応し、復調手段は直交復調器１８に対応し、第１の抽出手段はダウンサンプリング回路２８及び２９に対応し、第２の抽出手段はダウンサンプリング回路２３及び２４に対応し、遅延手段は遅延回路２７に対応し、制御手段はスカラ演算回路３０、３１、差動アンプ回路３２、及びローパス・フィルタ回路３３に対応する。しかし、本発明はこのような対応関係に限定されるものではない。Ｄ／Ａコンバータ回路８や位相器１４を変調手段の中に含める構成にしてもよいし、Ａ／Ｄコンバータ回路２２や位相器２１を復調手段の中に含める構成にしてもよい。また、カプラ１７以外にも種々の公知の検出手段を適用することができる。
【００５０】
また、上記実施の形態においては、シンボル近傍の信号を抽出するために、ダウンサンプリング処理を行う構成にしたが、図６から明らかなように、信号のベクトルのスカラはシンボル近傍に集まっているので、スカラの分布を検出して、検出した分布の最大値におけるスカラを抽出する構成にしてもよい。
【００５１】
また、上記実施の形態においては、互いに直交する２つの信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を算出し、上記の演算数によって相加平均の平方根を演算してベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としたが、相加平均の平方根を演算せずにベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１ シンボル・マッピング回路
２，３ アップサンプリング回路
４，５ ＲＲＣフィルタ回路
６，７ ベースバンド・アンプ回路
９ 直交変調器
１５ ＲＦ電力アンプ回路
１８ 直交復調器
２３，２４，２８，２９ ダウンサンプリング回路
２７ 遅延回路
３０，３１ スカラ演算回路
３２ 差動アンプ回路
３３ ローパス・フィルタ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信電力制御装置及び送信電力制御方法に関する。より詳しくは、互いに直交する２つの信号を変調して送信する無線送信機における送信電力制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying：振幅偏移変調）等のデジタル変調を行う無線送信機においては、安定した送信電力を得るために送信電力を制御することが行われている。特に、増幅回路などを構成する半導体は温度によってその特性が変動しやすいので、変動が生じた場合でも送信電力を安定に制御する必要がある。このような無線送信機の送信電力の制御については、従来からいくつかの提案がなされている。
【０００３】
例えば、特許文献１においては、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）を変調器で合成して変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する際に、送信電力信号の一部をカプラによって抽出して送信電力信号の包絡線成分を検出し、その包絡線成分と基準電圧生成回路によって生成された基準電圧とを比較して、その誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献１の図２ないし図４参照）。
【０００４】
また、特許文献２においては、ベースバンド信号をシリアル／パラレル変換器で同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分離し、これらを直交変調器で変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する。この場合において、包絡線検波回路で送信電力信号の包絡線を検出し、シリアル／パラレル変換器から得られる同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の包絡線信号と、補正回路で包絡線検波回路の非直線性を補正した送信電力信号の包絡線信号との誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献２の図１及び図８参照）。
【０００５】
また、特許文献３においては、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増幅器に直流バイアスを供給する直流電圧変換回路と、この直流電圧変換回路の出力電圧を変調波の包絡線信号レベルより制御する方向性結合器及び包絡線検波回路と、電力増幅器の入力信号をその包絡線信号レベルと電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差によって制御する差信号生成回路とを備えた構成になっている（特許文献３の第１図等参照）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１２４８２１号公報
【特許文献２】特開平０９−２３１２５号公報
【特許文献３】特許第２６８９０１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１ないし３においては、送信電力信号の包絡線を検出して、その包絡線信号を可変利得増幅回路などにフィードバックして電力制御を行っているので、変復調の単位であるシンボル周波数が低い場合には、送信電力がシンボル周波数に追従してしまうという問題、すなわち電力制御が送信データに依存するという問題があった。このため、フィルタ処理を強化して送信電力の変動を吸収する必要があり、フィルタ回路の規模が大きくなるとともに、フィルタ演算処理が増加することにより、送信電力の安定化までに時間がかかる上、製品の小型化や低価格化の障害になっていた。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するものであり、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現する送信電力制御装置及び送信電力制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る送信電力制御装置は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする。
【００１０】
例えば、前記制御手段は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、を有してもよい。
【００１１】
例えば、前記送信電力制御装置は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えてもよい。
【００１２】
例えば、前記送信電力制御装置は、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。
【００１３】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る送信電力制御方法は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
前記生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする。
【００１４】
例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出してもよい。
【００１５】
例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させてもよい。
【００１６】
例えば、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態におけるπ／４シフトＱＰＳＫ送信機のブロック図である。
【図２】強度及び位相を持ったベクトル信号を表すコンスタレーションを示す一般的な図である。
【図３】図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後の信号を示す図である。
【図４】図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。
【図５】図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号を示す図である。
【図６】図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号のコンスタレーションを示す図である。
【図７】図１のダウンサンプリング回路によってダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る送信電力制御装置及び送信電力制御方法の実施の形態について、π／４シフトＱＰＳＫ送信機を例にとって図を参照して説明する。
【００２０】
図１は、実施の形態における２６０ＭＨｚ帯のπ／４シフトＱＰＳＫの送信機のブロック図である。この送信機は、送信すべき情報であるシンボルデータを互いに直交し、それぞれ「強度」と「位相」を有するベクトル信号に分解して、π／４シフトＱＰＳＫ変調して送信する。すなわち、信号強度はベクトルのスカラで表され、位相はベクトルの角度で表される。
【００２１】
図２は、Ｉ軸及びＱ軸の極座標によって強度及び位相を持ったベクトル信号を表す一般的な図で、「コンスタレーション」と呼ばれる。例えば、任意の２つのベクトル信号は、図２の黒の矢印及び白の矢印によって表される。このように強度（スカラ）が大きく異なるベクトル信号に基づいて送信電力を制御すると、安定した送信電力を得ることができない。本実施の形態においては、従来のような大規模なフィルタ回路を使用することなく、強度が大きく異なるベクトル信号の影響を受けないように、図１の構成によって送信電力を制御する。
【００２２】
図１において、シンボル・マッピング回路１は、入力されるシンボルデータに対して、ある位相を持った直交する単位ベクトルであるＩ軸成分のｉ信号及びＱ軸成分のｑ信号にマッピングして出力する。この実施の形態においては、シンボル・マッピング回路１に入力されるシンボルデータのシンボル周波数は４．８ｋＨｚである。
【００２３】
アップサンプリング回路２及び３は、シンボル・マッピング回路１から出力されるｉ信号及びｑ信号をそれぞれｎ倍にアップサンプリングする。この場合は、４．８ｋＨｚのシンボルデータを２０倍（ｎ＝２０）にアップサンプリングして、９６ｋＨｚのサンプリングｉ信号及びサンプリングｑ信号を生成する。
【００２４】
図３はアップサンプリング回路２及び３によるアップサンプリング後の信号を示す図である。図３（Ａ）はアップサンプリング後のｉ信号であり、図３（Ｂ）はアップサンプリング後のｑ信号である。図４は、アップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。図３に示すように、アップサンプリングにおいては、実際の各シンボルデータの間に特定の擬似信号、すなわちｉ信号及びｑ信号のスカラが「０」のデータを「ｎ−１」（この場合は「１９」）個挿入してｎ倍のアップサンプリングを行う。図４において、Ｉ軸及びＱ軸でスカラがともに「０」である座標（０．０）の白丸マークがこの場合の擬似信号を表している。
【００２５】
ＲＲＣ（ルート・レイズド・コサイン）フィルタ回路４及び５は、図３及び図４におけるｉ信号及びｑ信号、すなわちアップサンプリング回路２及び３から出力されるｉ信号及びｑ信号の周波数帯域を制限してベースバンド信号であるI信号及びＱ信号を出力する。
【００２６】
図５は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号を示す図である。図５（Ａ）において、ＩＳ１はアップサンプリング回路２からＲＲＣフィルタ回路４に入力される帯域制限前のｉ信号であり、ＩＳ２はＲＲＣフィルタ回路４で帯域制限されたベースバンドのＩ信号である。図５（Ｂ）において、ＱＳ１はアップサンプリング回路３からＲＲＣフィルタ回路５に入力される帯域制限前のｑ信号であり、ＱＳ２はＲＲＣフィルタ回路５で帯域制限されたベースバンドのＱ信号である。また、図６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号のコンスタレーションを示す図である。
【００２７】
ベースバンド・アンプ回路６及び７は、それぞれＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号をトランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作により増幅して出力する。この場合において、ベースバンド・アンプ回路６及び７は、アナログアンプ回路のようなバイアス電圧を必要とすることなく増幅を行う。
【００２８】
Ｄ／Ａコンバータ回路８は、ベースバンド・アンプ回路６及び７によって増幅されたI信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換して出力する。
【００２９】
直交変調器９は、２つのミキサ回路１０、１１、及び合成回路１２などで構成されている。ＲＦ（高周波）周波数発振器１３は、変調用のキャリア（搬送波）信号を発生して直交変調器９のミキサ回路１０及び位相器１４に入力する。位相器１４は、入力されるキャリア信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交変調器９のミキサ回路１１に入力する。ミキサ回路１０は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＩ信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。ミキサ回路１１は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＱ信号と位相器１４から出力された９０°シフトのキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。合成回路１２は、Ｉ信号で変調されたキャリア信号とＱ信号で変調された９０°シフトのキャリア信号とを合成する。この結果、直交変調器９は、シンボルデータ及び各シンボルデータ間に挿入された１９個の擬似信号で直交変調された変調信号を出力する。
【００３０】
ＲＦ（高周波）電力アンプ回路１５は、直交変調器９から出力された変調信号の電力を予め設定されている増幅率に基づいて増幅して、送信信号としてアンテナ１６から送信させる。
【００３１】
方向性結合器であるカプラ１７は、ＲＦ電力アンプ回路１５とアンテナ１６との間の伝送路において、送信信号の一部をリアクタンス結合によって取得することで送信信号の電力を検出する。以下、カプラ１７によって検出された信号を「帰還信号」という。
【００３２】
直交復調器１８は、２つのミキサ回路１９及び２０などで構成されている。ＲＦ周波数発振器１３は、復調用のローカル（局発）信号を発生して直交復調器１８のミキサ回路１９及び位相器２１に入力する。位相器２１は、入力されるローカル信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交復調器１８のミキサ回路２０に入力する。ミキサ回路１９は、カプラ１７から得られる帰還信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が同一の帰還Ｉ信号（以下、「Ｉ’信号」という）を生成（復調）する。ミキサ回路２０は、カプラ１７から得られる帰還信号と位相器２１から出力された９０°シフトのローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が９０°シフトした帰還Ｑ信号（以下、「Ｑ’信号」という）を生成（復調）する。この結果、直交復調器１８は、カプラ１７から得られる送信信号の一部である帰還信号をＩ成分とＱ成分とに分離して復調し、それぞれの復調信号としてＩ’信号及びＱ’信号を出力する。
【００３３】
Ａ／Ｄコンバータ回路２２は、直交復調器１８から出力されたＩ’信号及びＱ’信号をアナログからデジタルに変換して出力する。
【００３４】
ダウンサンプリング回路２３及び２４は、Ａ／Ｄコンバータ回路２２から出力されたデジタルのＩ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングする。上記したように、送信信号によって送信されるデータは、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされている。このため、Ｉ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のみを抽出する。
【００３５】
出力制御アンプ２５及び２６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を増幅して出力する。この場合にも、ベースバンド・アンプ回路６及び７と同様に、トランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作によりバイアス電圧を必要とすることなく増幅する。
【００３６】
遅延回路２７は、出力制御アンプ２５及び２６から出力されたＩ信号及びＱ信号を所定時間遅延させて出力する。この遅延させる所定時間は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５、Ｄ／Ａコンバータ回路８、Ａ／Ｄコンバータ回路２２、及びその他のハードウェアや配線を含む伝送路の影響による遅延時間に相当するものである。すなわち、この遅延回路２７によって、ＲＲＣフィルタ回路４及び５から出力されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、Ｉ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させる。
【００３７】
ダウンサンプリング回路２８及び２９は、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号をダウンサンプリングする。この場合も、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号には、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされているので、Ｉ信号及びＱ信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のみを抽出する。
【００３８】
図７は、ダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。図７において、白丸マークがシンボル点を表している。ダウンサンプリングする前のコンスタレーションである図６の場合には、ベクトルの大きさ（スカラ）が大きく変動しているが、図７の場合にはシンボル点の近傍にベクトルのスカラが集中しているのが分かる。例えば、図７において、任意の２つのベクトルを黒の矢印と白の矢印で表すとこれらのスカラはほぼ同じ大きさになる。また、図６のコンスタレーションにおいてＩ軸及びＱ軸の座標（０，０）のスカラが０の白丸マークである疑似信号は、ダウンサンプリングによって間引きされて、図７のコンスタレーションから消去されている。
【００３９】
スカラ演算回路３０は、ダウンサンプリング回路２３及び２４によってダウンサンプリングされたＩ’信号及びＱ’信号のベクトルの大きさを演算する。一方、スカラ演算回路３１は、ダウンサンプリング回路２８及び２９によってダウンサンプリングされたＩ信号及びＱ信号のベクトルの大きさを演算する。
【００４０】
スカラ演算回路３０においては、Ｉ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。同様に、スカラ演算回路３１においては、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。
【数１】
【００４１】
差動アンプ回路３２は、スカラ演算回路３０によって算出されたスカラ（信号強度）とスカラ演算回路３１によって算出されたスカラ（信号強度）との差分を増幅して、その差信号（強度差）をローパス・フィルタ回路３３に出力する。
【００４２】
ローパス・フィルタ回路３３は、差信号に含まれている帯域外ノイズ成分を除去して、ベースバンド利得のフィードバック信号としてベースバンド・アンプ回路６及び７に入力する。帯域外ノイズ成分は、隣接漏洩電力の増加を招くのでローパス・フィルタ回路３３によって除去しなければならないが、ノイズ成分が帯域外であるのでフィルタ特性を急峻にする必要はない。したがって、ローパス・フィルタ回路３３の遅延が軽減され、送信電力制御の高速化を図ることができる。
【００４３】
上記したように、Ｉ’信号及びＱ’信号のベクトルは伝送路の影響を受けて遅延するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とは異なっている。しかし、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラとＩ信号及びＱ信号のスカラのみを比較して送信電力を制御するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要はない。
【００４４】
このように、上記実施の形態においては、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号を直交変調して出力信号を生成する場合において、ＲＦ電力アンプ回路１５によって生成された出力信号をカプラ１７によって検出して帰還信号を生成し、その帰還信号を直交復調して帰還信号と位相が同一のＩ’信号及び帰還信号と位相が直交するＱ’信号を生成し、アップサンプリングしたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、Ｉ’信号及びＱ’信号の中からシンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号を抽出し、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する。
【００４５】
したがって、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現できる。
【００４６】
さらに、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラの信号強度を算出するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要がなく、位相を合わせるための複雑な回路を使用することがない。したがって、装置をよりいっそう小型化及び低価格化できる。
【００４７】
また、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させるので、フィードバック・ループの遅延をなくすことで、フィードバック・ループの遅延誤差をなくして送信電力の制御を高い精度で行うことができる。
【００４８】
なお、上記実施の形態は本発明を説明するためのものであり、本発明は上記実施の形態に限定されず、特許請求の範囲を逸脱しない限り、当業者によって考えられる他の実施の形態や変形例についても本発明に属するものである。
【００４９】
例えば、図１において、アップサンプリング回路２及び３はサンプリング手段に対応し、フィルタ手段はＲＲＣフィルタ回路４、５に対応し、変調手段は直交変調器９に対応し、検出手段はカプラ１７に対応し、復調手段は直交復調器１８に対応し、第１の抽出手段はダウンサンプリング回路２８及び２９に対応し、第２の抽出手段はダウンサンプリング回路２３及び２４に対応し、遅延手段は遅延回路２７に対応し、制御手段はスカラ演算回路３０、３１、差動アンプ回路３２、及びローパス・フィルタ回路３３に対応する。しかし、本発明はこのような対応関係に限定されるものではない。Ｄ／Ａコンバータ回路８や位相器１４を変調手段の中に含める構成にしてもよいし、Ａ／Ｄコンバータ回路２２や位相器２１を復調手段の中に含める構成にしてもよい。また、カプラ１７以外にも種々の公知の検出手段を適用することができる。
【００５０】
また、上記実施の形態においては、シンボル近傍の信号を抽出するために、ダウンサンプリング処理を行う構成にしたが、図６から明らかなように、信号のベクトルのスカラはシンボル近傍に集まっているので、スカラの分布を検出して、検出した分布の最大値におけるスカラを抽出する構成にしてもよい。
【００５１】
また、上記実施の形態においては、互いに直交する２つの信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を算出し、上記の演算数によって相加平均の平方根を演算してベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としたが、相加平均の平方根を演算せずにベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
１ シンボル・マッピング回路
２，３ アップサンプリング回路
４，５ ＲＲＣフィルタ回路
６，７ ベースバンド・アンプ回路
９ 直交変調器
１５ ＲＦ電力アンプ回路
１８ 直交復調器
２３，２４，２８，２９ ダウンサンプリング回路
２７ 遅延回路
３０，３１ スカラ演算回路
３２ 差動アンプ回路
３３ ローパス・フィルタ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、
前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、
前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、
前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする送信電力制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、
前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、
を有する、ことを特徴とする請求項１に記載の送信電力制御装置。
【請求項３】
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信電力制御装置。
【請求項４】
前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、
前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信電力制御装置。
【請求項５】
信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、
前記生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、
前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項６】
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出することを特徴とする請求項５に記載の送信電力制御方法。
【請求項７】
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させることを特徴とする請求項５又は６に記載の送信電力制御方法。
【請求項８】
前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、ことを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載の送信電力制御方法。
【請求項１】
信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、
前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、
前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、
前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする送信電力制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、
前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、
を有する、ことを特徴とする請求項１に記載の送信電力制御装置。
【請求項３】
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信電力制御装置。
【請求項４】
前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、
前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信電力制御装置。
【請求項５】
信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、
前記生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、
前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする送信電力制御方法。
【請求項６】
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出することを特徴とする請求項５に記載の送信電力制御方法。
【請求項７】
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させることを特徴とする請求項５又は６に記載の送信電力制御方法。
【請求項８】
前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、ことを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載の送信電力制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−２６８３９７（Ｐ２０１０−２６８３９７Ａ）
【公開日】平成２２年１１月２５日（２０１０．１１．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２０２０５（Ｐ２００９−１２０２０５）
【出願日】平成２１年５月１８日（２００９．５．１８）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【出願人】（００００００２９５）沖電気工業株式会社 (6,645)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月２５日（２０１０．１１．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月１８日（２００９．５．１８）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【出願人】（００００００２９５）沖電気工業株式会社 (6,645)
【Ｆターム（参考）】
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