連続時間判定帰還型等化器
【課題】判定帰還型等化器を用いて、伝送中に歪んだ信号歪みを低減する。
【解決手段】フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと、を備える。前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する。
【解決手段】フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと、を備える。前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、判定帰還型等化器の分野に関し、特に、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するための連続時間判定帰還型等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
判定帰還型等化器（ＤＦＥ）は、通信路での伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられる。イコライザの極および振幅（swing）の設定は、歪みの影響を打ち消して元々伝送された信号をレシーバで再現するように、（プログラマブルレジスタ設定または連続的なアナログ設定によって）調節される。
【０００３】
ＤＦＥの設定は、手動で設定されるか、または、極設定を固定して設定され、振幅の設定は、周知のアルゴリズムを用いて経時的に最適に適応される。ＤＦＥの振幅設定には、２００５年４月２１日出願の米国特許出願公開第２００６／０２３９３４１号に開示されたような、より最近の方法が用いられている。この文書は、引用により全体が本明細書に組み込まれる。他の方法は、１）設定のすべての可能な組み合わせを調べる工程と、２）ビットエラー率など、性能の指標値を測定する工程と、３）性能の指標値を最適化するように振幅および極を設定する工程と、を備えてよい。これらの工程は、起動時に一回実行されてもよいし、経時的な変化を追跡するために定期的に繰り返されてもよい。
【発明の概要】
【０００４】
本開示は、信号歪みを低減するための装置および方法に関する。
【０００５】
その装置は、フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと、を備える。前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタは、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する。
【０００６】
信号歪みを低減するための方法は、フィードバック信号判定を送信する工程と、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程とを備える。
【０００７】
上記の概要および以下の詳細な説明は共に例示に過ぎないことを理解されたい。本明細書に組み込まれその一部を構成する添付の図面は、例を図示するものであり、概要と共に本開示の原理を説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）を示すブロック図。
【図２】別個の極および振幅の設定をそれぞれ有する第１のフィードバックフィルタおよび第２のフィードバックフィルタを利用するＣＴ−ＤＦＥを示すブロック図。
【図３Ａ】パルス応答における代表的なポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅を示すグラフ。
【図３Ｂ】ＣＴ−ＤＦＥおよびデジタル（離散時間）ＤＦＥ応答を図３Ａに示たポストカーソルのテールと比較したグラフ。
【図４Ａ】Δｄ１、Δｄ２と、Δ振幅設定、Δ極設定との間の１：１マッピンの表を示す説明図。
【図４Ｂ】図４Ａの表に示したように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間の理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答に向かって適応するケースを示すグラフ。
【図５】中央に基づく等化を示すブロック図。
【図６】エッジに基づく等化を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１および図２に、連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）１００のブロック図を示す。
【００１０】
ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現する。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅設定および／または極設定の手動設定を必要としない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、設定がすべてのアプリケーション動作コーナー（application operating corner）で正確に機能することを保証するために、各アプリケーションを大幅に特性化する必要がない。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、従来の手動による方法よりも、安価で時間がかからない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（送信（ＴＸ）および受信（ＲＸ）の両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸ、ＲＸ、および、チャネル）の変動によって引き起こされる誤った判定（エラー）の率を低減する。
【００１１】
ＣＴ−ＤＦＥ１００は、図１および図２に示すように、加算器１０２と、シンボル判定装置１０４と、フィードバックフィルタ１０６とを備える。
【００１２】
加算器１０２は、入力信号からの入力と、フィードバックフィルタ１０６の出力とを受信する。加算器１０２は、フィードバックフィルタ１０６の出力を、入力および／または入力信号から減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成し、原信号を再構築しようとする。
【００１３】
加算器１０２からの出力は、シンボル判定装置１０４によって受信される。シンボル判定装置１０４は、量子化され検出されたシンボルを、フィードバック回路のフィードバックフィルタ１０６に送信する。シンボル判定装置１０４は、検出されたシンボルを、回路を通してレシーバに送信する。
【００１４】
フィードバックフィルタ１０６は、線形連続時間フィルタである。フィードバックフィルタ１０６は、振幅を調整可能な増幅器と、極を調整可能なフィルタとを備える。フィードバックフィルタ１０６は、シンボル判定装置１０４からの出力を受信し、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現するために加算器において入力信号から減算できる出力信号を生成する。フィードバックフィルタ１０６によって用いられるアルゴリズムは、本明細書では、「適応アルゴリズム」と呼ぶこととする。適応アルゴリズムは、図１および図２に示したフィードバックフィルタ１０６の伝達関数Ａ／（１＋ｓτ）における振幅設定および極設定を決定する。振幅（Ａ）および伝達関数の極（１／τ）は、適応アルゴリズムによって適応される。符号「ｓ」は、複素周波数のラプラス変換変数である。
【００１５】
周知のＤＦＥでは、最適なデジタルＤＦＥタップ重みは、通常、図３Ａに示すように、パルス応答におけるポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅に比例する。ＣＴ−ＤＦＥ１００のフィードバックフィルタ１０６は、チャネルのＩＳＩをエミュレートするのに、または、ＣＴ−ＤＦＴの極が１．２ＧＨｚでありＣＴ−ＤＦＴの利得が５００ｍｖである図３Ｂのグラフ３０２に示すように、ポストカーソルのテールに近い形状および高さを有するのに、最良の極および振幅の値を用いる。例えば、ＣＴ−ＤＦＥのフィードバックパルス応答のＴ間隔のサンプル（１Ｔ、２Ｔ、３Ｔ…Ｔnにおけるサンプル）が、図３Ｂのグラフ３０２に示すように、デジタル（離散時間）のＤＦＥのタップ重み（ｄ１、ｄ２、ｄ３…ｄn）と整合することが好ましい。同様に、ＣＴ−ＤＦＥは、デジタルＤＦＥアルゴリズムと同じサンプルを用いて、ＣＴ−ＤＦＥ１００のための極設定および振幅設定を適応させる際に最小平均二乗誤差基準（ＬＭＳ）を実現する。
【００１６】
適応アルゴリズムは、周知のＬＭＳアルゴリズムのサイン−サインバリアントを用いて、仮想の２タップ・デジタルＤＦＥに基づいて導出される。２つの異なる誤差基準が、特定の等化アプリケーションにおいて異なる最適結果を提供しうる。２タップ・デジタルＤＦＥでは、最小平均二乗誤差基準を達成するために、２つのタップ重み（ｄ１およびｄ２）が経時的に適応される。適応アルゴリズムは、ｄ１およびｄ２のタップ重みを呼び出して、以下の両式に従って適応させる：
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
ここで、μ＞０は、適応が起きる速度を制御する適応利得係数である。適応アルゴリズムは、これらの結果に従ってＣＴ−ＤＦＥの振幅および極の設定を適応させて、伝達関数のための振幅および極の設定を決定する。適応アルゴリズムは、Δｄ１、Δｄ２から、Δ振幅、Δ極の設定への１：１マッピングに従う。適応アルゴリズムは、実際のタップ信号サンプルに基づく仮想のタップ重み（ｄ１およびｄ２など）を用いる。
【００１７】
ＣＴ−ＤＦＥの極および振幅の設定は、図４Ａの表４００および図４Ｂのグラフ４０２に示すように、Δｄ1,kおよびΔｄ2,kの情報に基づいて共に適応される。本明細書で用いているように、「Δ」は、「変化」を表している。本明細書で用いているように、添え字「ｋ」は、ｋ番目の時間サンプルを表している。表４００は、図４Ａに示すように、Δ振幅、Δ極の設定に対するΔｄ１、Δｄ２の１：１マッピングを示す。グラフ４０２は、図４Ｂに示すように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間での理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答（曲線Ｆとして表されている）を示す。図４Ｂのグラフ４０２における他の曲線は、適応アルゴリズムを用いて経時的に曲線Ｆに向かって適応するケースを示している。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースａ、ｂ、および、ｃでは正のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように増大される必要がある。曲線ａ、ｂ、および、ｃは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が正である必要があり、極の変更はない。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースｌ、ｍ、および、ｎでは負のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように減少される必要がある。曲線ｌ、ｍ、および、ｎは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が負である必要があり、極の変更はない。ケースｘでは、Δｄ１＝−１およびΔｄ２＝１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、減少される必要がある。ケースｙでは、Δｄ１＝１およびΔｄ２＝−１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、増大される必要がある。
【００１８】
図２に示すように、第２のフィードバックフィルタ１０８をフィードバック回路に付加してもよい。２つのフィードバックフィルタ１０８を利用する場合には、信号遅延が必要になりうる。フィードバックフィルタ１０６およびフィードバックフィルタ１０８の両方で、適応アルゴリズムが用いられるため、振幅（Ａ1，Ａ2）および極（１／τ1，１／τ2）の両方が適応可能である。２つのフィードバックフィルタ１０６および１０８は、２つの異なるポストカーソルテールの傾きを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、より大きい極および利得を有するｄ１およびｄ２を対象とし、フィードバックフィルタ１０８は、より小さい極および利得を有するｄ３ないしｄｎを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、Δｄ1,k／Δｄ2,k−＞Δｐ1,k／Δｇ1,kを用いてよく、フィードバックフィルタ１０８は、Δｄ3,k／Δｄ4,k−＞Δｐ2,k／Δｇ2,kを用いてよい。２つのフィードバックフィルタに関するこの記載は、限定を意図するものではない。本開示の範囲および意図から逸脱することなく、フィードバック回路において多数のフィードバックフィルタを利用できる。
【００１９】
２つの異なる誤差基準が、２つの異なる等化アプリケーション、すなわち、図５および図６に示すような中央に基づく等化（center based equalization）５００およびエッジに基づく等化（edge based equalization）６００、において最適な結果を提供しうる。２つの適応誤差基準は、２つの異なる相補的なシステムアプリケーションにおける最小平均二乗誤差の実行を許容する。
【００２０】
周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、中央に基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk
時間ｋにおけるシンボル判定サンプルは、図５に示すように、データビットの中央で起きる。中央に基づく等化のための誤差基準は、中央窓サンプルと中央窓サンプルのｈ0スケールのオフセットとの差の平均二乗誤差を最小化するために用いられる。ｈ0は、中央レベルサンプルの平均レベルを設定するものであり、固定レベルであってもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの一部として別個に適応されてもよい。
【００２１】
中央に基づく等化については、誤差基準の結果、中央レベル信号サンプルと、中央レベル信号サンプルのそれぞれのターゲットレベル（＋／−）ｈ0との間の差の最小平均二乗誤差が得られる。誤差基準は、通常、遷移窓の幅を犠牲にして達成される。したがって、中央に基づく等化は、光の出力レベルが制限されうる光通信リンクの用途で特に有用である。ｈ0レベルは、事前に設定されてもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの制御下で適応的に設定されてもよい。
【００２２】
エッジに基づく等化のための誤差基準は、エッジ遷移窓を最小化するために用いられる。周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、エッジに基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ｘk-3/2），Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ｘk-7/2），Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
時間ｋにおけるデータサンプルは、図６に示すように、データビットの中央で起き、遷移は、時間ｋ−１／２の周りで起きる。ｈ0＝０．５の倍率により、遷移サンプル中を除いて、ｅkはゼロになる。遷移サンプル中には、ｅkは、立ち上がり遷移または立ち下がり遷移を示す。さらに、ｋ−３、ｋ−４のサンプルは、Δｄ１、Δｄ２が、異なる符号を持つために必要であり、これは、極の適応に必要である。
【００２３】
エッジに基づく等化について、誤差基準の結果、遷移の交差が起きる最小平均二乗窓期間が得られる。これは、単一極のフィードバックＣＴ−ＤＦＥシステムにとって最小のものであり、チャネルおよび任意の送信フィルタ等化の関数である。最小の遷移窓は、一般に、中央のアイ高さを犠牲にして実現される。したがって、エッジに基づく等化は、タイミングマージンが制限されうる高度に分散化された通信バックプレーンチャネルの用途で特に有用である。
【００２４】
図７には、信号歪みの低減方法７００が示されている。方法７００は、フィードバック信号判定を送信する（工程７０２）。方法７００は、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、線形フィルタでフィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する（工程７０４）。方法７００は、入力信号からフィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する（工程７０６）。方法７００は、図１および図２の回路で実行されてよい。
【００２５】
ＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００は、通信ベースのシステムで利用されてよい。ただし、線形結合されたタップ重みのマッピングは、本開示内に記載されたような線形フィルタによってフィルタリングされるフィードバック信号判定を含む任意の電気機械または同様のシステムに適用できる。
【００２６】
したがって、本開示は、振幅および極の設定を同時に適応させるＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００を記載するものである。ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００の適応アルゴリズムは、仮想の２タップＤＦＥのタップ重みの変更と、伝達関数に入力される振幅および極の変更との間の１：１マッピングを用いる。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、通信システム内で最小平均二乗誤差の実行を実現する。また、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、さらに、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（ＴＸおよびＲＸの両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸおよびＲＸの両方）によるシステムの変動を補償する。
【００２７】
開示されている方法は、単一の生成装置および／または複数の生成装置によって、命令セットとして実装されてよい。さらに、開示されている方法における工程の順序または階層は、例示的なものであることを理解されたい。設計における必要に応じて、方法における工程の順序または階層は、本開示の範囲および精神の範囲内で変更することが可能である。添付の方法請求項は、一例の順序で各工程要素を提示するものであり、提示されている順序または階層への限定を意図するものではない。
【００２８】
本開示とそれに付随する利点は、以上の記載によって理解されるものであり、本開示の範囲および精神から逸脱することなく、また、実質的な利点すべてを損なうことなく、構成要素の形状、構成、および、配列において、様々な変形を行うことができる。本明細書に記載の構成は例示に過ぎす、以下の特許請求の範囲は、かかる変形を網羅するよう意図されている。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、判定帰還型等化器の分野に関し、特に、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するための連続時間判定帰還型等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
判定帰還型等化器（ＤＦＥ）は、通信路での伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられる。イコライザの極および振幅（swing）の設定は、歪みの影響を打ち消して元々伝送された信号をレシーバで再現するように、（プログラマブルレジスタ設定または連続的なアナログ設定によって）調節される。
【０００３】
ＤＦＥの設定は、手動で設定されるか、または、極設定を固定して設定され、振幅の設定は、周知のアルゴリズムを用いて経時的に最適に適応される。ＤＦＥの振幅設定には、２００５年４月２１日出願の米国特許出願公開第２００６／０２３９３４１号に開示されたような、より最近の方法が用いられている。この文書は、引用により全体が本明細書に組み込まれる。他の方法は、１）設定のすべての可能な組み合わせを調べる工程と、２）ビットエラー率など、性能の指標値を測定する工程と、３）性能の指標値を最適化するように振幅および極を設定する工程と、を備えてよい。これらの工程は、起動時に一回実行されてもよいし、経時的な変化を追跡するために定期的に繰り返されてもよい。
【発明の概要】
【０００４】
本開示は、信号歪みを低減するための装置および方法に関する。
【０００５】
その装置は、フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと、を備える。前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタは、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する。
【０００６】
信号歪みを低減するための方法は、フィードバック信号判定を送信する工程と、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程とを備える。
【０００７】
上記の概要および以下の詳細な説明は共に例示に過ぎないことを理解されたい。本明細書に組み込まれその一部を構成する添付の図面は、例を図示するものであり、概要と共に本開示の原理を説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）を示すブロック図。
【図２】別個の極および振幅の設定をそれぞれ有する第１のフィードバックフィルタおよび第２のフィードバックフィルタを利用するＣＴ−ＤＦＥを示すブロック図。
【図３Ａ】パルス応答における代表的なポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅を示すグラフ。
【図３Ｂ】ＣＴ−ＤＦＥおよびデジタル（離散時間）ＤＦＥ応答を図３Ａに示たポストカーソルのテールと比較したグラフ。
【図４Ａ】Δｄ１、Δｄ２と、Δ振幅設定、Δ極設定との間の１：１マッピンの表を示す説明図。
【図４Ｂ】図４Ａの表に示したように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間の理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答に向かって適応するケースを示すグラフ。
【図５】中央に基づく等化を示すブロック図。
【図６】エッジに基づく等化を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１および図２に、連続時間判定帰還型等化器（ＣＴ−ＤＦＥ）１００のブロック図を示す。
【００１０】
ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現する。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、振幅設定および／または極設定の手動設定を必要としない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、設定がすべてのアプリケーション動作コーナー（application operating corner）で正確に機能することを保証するために、各アプリケーションを大幅に特性化する必要がない。ＣＴ−ＤＦＥ１００は、従来の手動による方法よりも、安価で時間がかからない。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００は、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（送信（ＴＸ）および受信（ＲＸ）の両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸ、ＲＸ、および、チャネル）の変動によって引き起こされる誤った判定（エラー）の率を低減する。
【００１１】
ＣＴ−ＤＦＥ１００は、図１および図２に示すように、加算器１０２と、シンボル判定装置１０４と、フィードバックフィルタ１０６とを備える。
【００１２】
加算器１０２は、入力信号からの入力と、フィードバックフィルタ１０６の出力とを受信する。加算器１０２は、フィードバックフィルタ１０６の出力を、入力および／または入力信号から減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成し、原信号を再構築しようとする。
【００１３】
加算器１０２からの出力は、シンボル判定装置１０４によって受信される。シンボル判定装置１０４は、量子化され検出されたシンボルを、フィードバック回路のフィードバックフィルタ１０６に送信する。シンボル判定装置１０４は、検出されたシンボルを、回路を通してレシーバに送信する。
【００１４】
フィードバックフィルタ１０６は、線形連続時間フィルタである。フィードバックフィルタ１０６は、振幅を調整可能な増幅器と、極を調整可能なフィルタとを備える。フィードバックフィルタ１０６は、シンボル判定装置１０４からの出力を受信し、振幅および極の両方の設定を同時に適応させるアルゴリズムを用いて、原信号を最適に再現するために加算器において入力信号から減算できる出力信号を生成する。フィードバックフィルタ１０６によって用いられるアルゴリズムは、本明細書では、「適応アルゴリズム」と呼ぶこととする。適応アルゴリズムは、図１および図２に示したフィードバックフィルタ１０６の伝達関数Ａ／（１＋ｓτ）における振幅設定および極設定を決定する。振幅（Ａ）および伝達関数の極（１／τ）は、適応アルゴリズムによって適応される。符号「ｓ」は、複素周波数のラプラス変換変数である。
【００１５】
周知のＤＦＥでは、最適なデジタルＤＦＥタップ重みは、通常、図３Ａに示すように、パルス応答におけるポストカーソル・シンボル間干渉（ＩＳＩ）の振幅に比例する。ＣＴ−ＤＦＥ１００のフィードバックフィルタ１０６は、チャネルのＩＳＩをエミュレートするのに、または、ＣＴ−ＤＦＴの極が１．２ＧＨｚでありＣＴ−ＤＦＴの利得が５００ｍｖである図３Ｂのグラフ３０２に示すように、ポストカーソルのテールに近い形状および高さを有するのに、最良の極および振幅の値を用いる。例えば、ＣＴ−ＤＦＥのフィードバックパルス応答のＴ間隔のサンプル（１Ｔ、２Ｔ、３Ｔ…Ｔnにおけるサンプル）が、図３Ｂのグラフ３０２に示すように、デジタル（離散時間）のＤＦＥのタップ重み（ｄ１、ｄ２、ｄ３…ｄn）と整合することが好ましい。同様に、ＣＴ−ＤＦＥは、デジタルＤＦＥアルゴリズムと同じサンプルを用いて、ＣＴ−ＤＦＥ１００のための極設定および振幅設定を適応させる際に最小平均二乗誤差基準（ＬＭＳ）を実現する。
【００１６】
適応アルゴリズムは、周知のＬＭＳアルゴリズムのサイン−サインバリアントを用いて、仮想の２タップ・デジタルＤＦＥに基づいて導出される。２つの異なる誤差基準が、特定の等化アプリケーションにおいて異なる最適結果を提供しうる。２タップ・デジタルＤＦＥでは、最小平均二乗誤差基準を達成するために、２つのタップ重み（ｄ１およびｄ２）が経時的に適応される。適応アルゴリズムは、ｄ１およびｄ２のタップ重みを呼び出して、以下の両式に従って適応させる：
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
ここで、μ＞０は、適応が起きる速度を制御する適応利得係数である。適応アルゴリズムは、これらの結果に従ってＣＴ−ＤＦＥの振幅および極の設定を適応させて、伝達関数のための振幅および極の設定を決定する。適応アルゴリズムは、Δｄ１、Δｄ２から、Δ振幅、Δ極の設定への１：１マッピングに従う。適応アルゴリズムは、実際のタップ信号サンプルに基づく仮想のタップ重み（ｄ１およびｄ２など）を用いる。
【００１７】
ＣＴ−ＤＦＥの極および振幅の設定は、図４Ａの表４００および図４Ｂのグラフ４０２に示すように、Δｄ1,kおよびΔｄ2,kの情報に基づいて共に適応される。本明細書で用いているように、「Δ」は、「変化」を表している。本明細書で用いているように、添え字「ｋ」は、ｋ番目の時間サンプルを表している。表４００は、図４Ａに示すように、Δ振幅、Δ極の設定に対するΔｄ１、Δｄ２の１：１マッピングを示す。グラフ４０２は、図４Ｂに示すように、タップｄ１およびｄ２における信号に対応する時間での理想的なＣＴ−ＤＦＥ応答（曲線Ｆとして表されている）を示す。図４Ｂのグラフ４０２における他の曲線は、適応アルゴリズムを用いて経時的に曲線Ｆに向かって適応するケースを示している。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースａ、ｂ、および、ｃでは正のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように増大される必要がある。曲線ａ、ｂ、および、ｃは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が正である必要があり、極の変更はない。ｄ１およびｄ２は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、ケースｌ、ｍ、および、ｎでは負のΔｄ１およびΔｄ２によって示されるように減少される必要がある。曲線ｌ、ｍ、および、ｎは、図４Ａの表４００に示すように、Δ振幅が負である必要があり、極の変更はない。ケースｘでは、Δｄ１＝−１およびΔｄ２＝１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、減少される必要がある。ケースｙでは、Δｄ１＝１およびΔｄ２＝−１であるため、振幅および極は両方とも、表４００およびグラフ４０２に示すように、増大される必要がある。
【００１８】
図２に示すように、第２のフィードバックフィルタ１０８をフィードバック回路に付加してもよい。２つのフィードバックフィルタ１０８を利用する場合には、信号遅延が必要になりうる。フィードバックフィルタ１０６およびフィードバックフィルタ１０８の両方で、適応アルゴリズムが用いられるため、振幅（Ａ1，Ａ2）および極（１／τ1，１／τ2）の両方が適応可能である。２つのフィードバックフィルタ１０６および１０８は、２つの異なるポストカーソルテールの傾きを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、より大きい極および利得を有するｄ１およびｄ２を対象とし、フィードバックフィルタ１０８は、より小さい極および利得を有するｄ３ないしｄｎを対象とすることができる。フィードバックフィルタ１０６は、Δｄ1,k／Δｄ2,k−＞Δｐ1,k／Δｇ1,kを用いてよく、フィードバックフィルタ１０８は、Δｄ3,k／Δｄ4,k−＞Δｐ2,k／Δｇ2,kを用いてよい。２つのフィードバックフィルタに関するこの記載は、限定を意図するものではない。本開示の範囲および意図から逸脱することなく、フィードバック回路において多数のフィードバックフィルタを利用できる。
【００１９】
２つの異なる誤差基準が、２つの異なる等化アプリケーション、すなわち、図５および図６に示すような中央に基づく等化（center based equalization）５００およびエッジに基づく等化（edge based equalization）６００、において最適な結果を提供しうる。２つの適応誤差基準は、２つの異なる相補的なシステムアプリケーションにおける最小平均二乗誤差の実行を許容する。
【００２０】
周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、中央に基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk
時間ｋにおけるシンボル判定サンプルは、図５に示すように、データビットの中央で起きる。中央に基づく等化のための誤差基準は、中央窓サンプルと中央窓サンプルのｈ0スケールのオフセットとの差の平均二乗誤差を最小化するために用いられる。ｈ0は、中央レベルサンプルの平均レベルを設定するものであり、固定レベルであってもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの一部として別個に適応されてもよい。
【００２１】
中央に基づく等化については、誤差基準の結果、中央レベル信号サンプルと、中央レベル信号サンプルのそれぞれのターゲットレベル（＋／−）ｈ0との間の差の最小平均二乗誤差が得られる。誤差基準は、通常、遷移窓の幅を犠牲にして達成される。したがって、中央に基づく等化は、光の出力レベルが制限されうる光通信リンクの用途で特に有用である。ｈ0レベルは、事前に設定されてもよいし、プリイコライザの自動利得制御ループの制御下で適応的に設定されてもよい。
【００２２】
エッジに基づく等化のための誤差基準は、エッジ遷移窓を最小化するために用いられる。周知のＬＭＳアルゴリズムを変形したサイン−サインＬＭＳアルゴリズムは、エッジに基づく等化については、以下のように実現される：
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ｘk-3/2），Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ｘk-7/2），Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
時間ｋにおけるデータサンプルは、図６に示すように、データビットの中央で起き、遷移は、時間ｋ−１／２の周りで起きる。ｈ0＝０．５の倍率により、遷移サンプル中を除いて、ｅkはゼロになる。遷移サンプル中には、ｅkは、立ち上がり遷移または立ち下がり遷移を示す。さらに、ｋ−３、ｋ−４のサンプルは、Δｄ１、Δｄ２が、異なる符号を持つために必要であり、これは、極の適応に必要である。
【００２３】
エッジに基づく等化について、誤差基準の結果、遷移の交差が起きる最小平均二乗窓期間が得られる。これは、単一極のフィードバックＣＴ−ＤＦＥシステムにとって最小のものであり、チャネルおよび任意の送信フィルタ等化の関数である。最小の遷移窓は、一般に、中央のアイ高さを犠牲にして実現される。したがって、エッジに基づく等化は、タイミングマージンが制限されうる高度に分散化された通信バックプレーンチャネルの用途で特に有用である。
【００２４】
図７には、信号歪みの低減方法７００が示されている。方法７００は、フィードバック信号判定を送信する（工程７０２）。方法７００は、最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、線形フィルタでフィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する（工程７０４）。方法７００は、入力信号からフィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する（工程７０６）。方法７００は、図１および図２の回路で実行されてよい。
【００２５】
ＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００は、通信ベースのシステムで利用されてよい。ただし、線形結合されたタップ重みのマッピングは、本開示内に記載されたような線形フィルタによってフィルタリングされるフィードバック信号判定を含む任意の電気機械または同様のシステムに適用できる。
【００２６】
したがって、本開示は、振幅および極の設定を同時に適応させるＣＴ−ＤＦＥ１００および信号歪みの低減方法７００を記載するものである。ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００の適応アルゴリズムは、仮想の２タップＤＦＥのタップ重みの変更と、伝達関数に入力される振幅および極の変更との間の１：１マッピングを用いる。さらに、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、通信システム内で最小平均二乗誤差の実行を実現する。また、ＣＴ−ＤＦＥ１００および方法７００は、さらに、１）チャネル特性、２）オンチップ処理（ＴＸおよびＲＸの両方）、３）オンチップ電圧（ＴＸおよびＲＸの両方）、４）オンチップ温度（ＴＸおよびＲＸの両方）、５）オンチップ／オフチップノイズ、および、６）オンチップ／オフチップ長期ドリフト（ＴＸおよびＲＸの両方）によるシステムの変動を補償する。
【００２７】
開示されている方法は、単一の生成装置および／または複数の生成装置によって、命令セットとして実装されてよい。さらに、開示されている方法における工程の順序または階層は、例示的なものであることを理解されたい。設計における必要に応じて、方法における工程の順序または階層は、本開示の範囲および精神の範囲内で変更することが可能である。添付の方法請求項は、一例の順序で各工程要素を提示するものであり、提示されている順序または階層への限定を意図するものではない。
【００２８】
本開示とそれに付随する利点は、以上の記載によって理解されるものであり、本開示の範囲および精神から逸脱することなく、また、実質的な利点すべてを損なうことなく、構成要素の形状、構成、および、配列において、様々な変形を行うことができる。本明細書に記載の構成は例示に過ぎす、以下の特許請求の範囲は、かかる変形を網羅するよう意図されている。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、
前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、
前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、
最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと
を備え、
前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、さらに、前記シンボル判定装置からの前記出力にさらなるフィルタリングを施し、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備える第２のフィードバックフィルタを備える装置。
【請求項３】
請求項１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）、
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
（ここで、ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk）、である時に達成される装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-3/2）
（ここで、Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-7/2）
（ここで、Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4）
である時に達成され、
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
である装置。
【請求項８】
請求項７に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される装置。
【請求項９】
請求項１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する装置。
【請求項１０】
信号歪みを低減するための方法であって、
フィードバック信号判定を送信する工程と、
最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、
入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程と
を備える方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される方法。
【請求項１２】
請求項１０に記載の方法であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する方法。
【請求項１３】
請求項１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
（ここで、ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk）
である時に達成される方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される方法。
【請求項１５】
請求項１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-3/2）
（ここで、Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-7/2）
（ここで、Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4）
である時に達成され、
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
である方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される方法。
【請求項１７】
請求項１０に記載の方法であって、さらに、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する工程を備える方法。
【請求項１】
フィルタリング済フィードバック信号を入力から減算するよう適合された加算器と、
前記加算器からの出力を受信するよう適合されたシンボル判定装置と、
前記シンボル判定装置からの出力をフィルタリングし、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備えるフィードバックフィルタと、
最小平均二乗誤差基準に基づいて、極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムと
を備え、
前記加算器、前記シンボル判定装置、および、前記フィードバックフィルタが、伝送中に歪んだ電気信号を再構築するために用いられるフィードバック回路を形成する装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、さらに、前記シンボル判定装置からの前記出力にさらなるフィルタリングを施し、前記フィルタリング済フィードバック信号を前記加算器に送信するよう適合され、振幅を調整可能な増幅器および極を調整可能なフィルタを備える第２のフィードバックフィルタを備える装置。
【請求項３】
請求項１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）、
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
（ここで、ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk）、である時に達成される装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-3/2）
（ここで、Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-7/2）
（ここで、Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4）
である時に達成され、
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
である装置。
【請求項８】
請求項７に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される装置。
【請求項９】
請求項１に記載の装置であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する装置。
【請求項１０】
信号歪みを低減するための方法であって、
フィードバック信号判定を送信する工程と、
最小平均二乗誤差基準に基づいて極設定および振幅設定の両方を同時に適応させるよう適合された適応アルゴリズムを用いて、前記フィードバック信号判定をフィルタリングし、フィルタリング済フィードバック信号を生成する工程と、
入力信号から前記フィルタリング済フィードバック信号を減算して、より歪みの少ない正味の信号を生成する工程と
を備える方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は通信システムに適用される方法。
【請求項１２】
請求項１０に記載の方法であって、
前記適応アルゴリズムは、
ｄ１（ｔn+1）＝ｄ１（ｔn）＋μ・Δｄ１（ｔn）
ｄ２（ｔn+1）＝ｄ２（ｔn）＋μ・Δｄ２（ｔn）
（ここで、μ＞０は、前記適応が起きる速度を制御する適応利得係数）
を含み、
第１のタップの第１のタップ重みおよび第２のタップの第２のタップ重みへの変更は、前記振幅設定の変更および前記極設定の変更との１：１マッピングを有する方法。
【請求項１３】
請求項１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、中央に基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-1）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（ａk-2）
（ここで、ｅk＝ｙk−ｈ0＊ａk）
である時に達成される方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は光通信リンクの用途で利用される方法。
【請求項１５】
請求項１０に記載の方法であって、前記最小平均二乗誤差基準は、エッジに基づく等化については、
Δｄ1,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-3/2）
（ここで、Ｘk-3/2＝ａk-1＋ａk-2）
Δｄ2,k＝ｓｇｎ（ｅk）＊ｓｇｎ（Ｘk-7/2）
（ここで、Ｘk-7/2＝ａk-3＋ａk-4）
である時に達成され、
ｅk＝ｙk-1/2−ｈ0＊（ａk＋ａk-1）
である方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、前記連続時間判定帰還型等化器は、通信バックプレーンチャネルの用途で利用される方法。
【請求項１７】
請求項１０に記載の方法であって、さらに、チャネル特性、オンチップ処理、オンチップ電圧、オンチップ温度、オンチップノイズ、オフチップノイズ、オフチップ長期ドリフト、または、オンチップ長期ドリフトの少なくとも１つによるシステムの変動を補償する工程を備える方法。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−２３１５２８（Ｐ２０１２−２３１５２８Ａ）
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１２−１６０１７２（Ｐ２０１２−１６０１７２）
【出願日】平成２４年７月１９日（２０１２．７．１９）
【分割の表示】特願２０１０−５２７９２１（Ｐ２０１０−５２７９２１）の分割
【原出願日】平成１９年１０月３日（２００７．１０．３）
【出願人】（５９１００７６８６）エルエスアイ コーポレーション (93)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−１６０１７２（Ｐ２０１２−１６０１７２）
【出願日】平成２４年７月１９日（２０１２．７．１９）
【分割の表示】特願２０１０−５２７９２１（Ｐ２０１０−５２７９２１）の分割
【原出願日】平成１９年１０月３日（２００７．１０．３）
【出願人】（５９１００７６８６）エルエスアイ コーポレーション (93)
【Ｆターム（参考）】
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