電力変換システムの放電装置
【課題】車両が衝突した場合、主機（モータジェネレータ１０）に接続されるインバータＩＶの入力端子に接続されるコンデンサ１６を確実に放電することが困難なこと。
【解決手段】シリーズレギュレータ４０は、コンデンサ１６の電圧を降圧してＵ相の下側アームのドライブユニットＤＵに出力する。放電制御用フライバックコンバータＦＢｄは、シリーズレギュレータ４０の出力を入力としてＵ相の上側アームのドライブユニットＤＵに電力を出力する。衝突が検知されると、フォトカプラ５４をオフ操作することで、シリーズレギュレータ５４がオン状態となり、これにより放電制御が開始される。
【解決手段】シリーズレギュレータ４０は、コンデンサ１６の電圧を降圧してＵ相の下側アームのドライブユニットＤＵに出力する。放電制御用フライバックコンバータＦＢｄは、シリーズレギュレータ４０の出力を入力としてＵ相の上側アームのドライブユニットＤＵに電力を出力する。衝突が検知されると、フォトカプラ５４をオフ操作することで、シリーズレギュレータ５４がオン状態となり、これにより放電制御が開始される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば車載主機としてのモータジェネレータに接続されるインバータ等は、その入力電圧が非常に高くなるため、通常、車載制御装置等によって構成される車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムとされる。そして、インバータの各スイッチング素子の駆動回路の電源は、車載低電圧システム内のバッテリに１次側が接続された絶縁型コンバータによって構成される。
【０００３】
ところで、上記インバータの入力端子には、通常、インバータの一対の入力端子間の電圧を平滑化する等の目的でコンデンサが接続される。そして、このコンデンサは、インバータの停止時に放電することが望まれる。
【０００４】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２３２６２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ただし、例えば車両が衝突した場合等、車両に異常が生じることで低電圧システムと高電圧システムとの接続が遮断されると、駆動回路の電力供給ができず、ひいては上記放電制御を実行することができなくなるおそれがある。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタとを備えるシステムが搭載される部材に異常が生じる場合であっても、キャパシタの放電制御を好適に実行することができる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置において、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の駆動回路に対する給電電圧を前記キャパシタの電圧を降圧することで生成する第１電源と、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方の駆動回路に対する給電電圧を前記第１電源を給電手段として生成する第２電源とを備えることを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、放電制御手段によって操作される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の駆動回路のエネルギ供給源がキャパシタであるため、電力変換システムが搭載される部材に異常が生じた場合であっても、駆動回路への電力供給をより確実に行なうことができる。しかも第２電源を第１電源を給電手段として生成するため、第２電源に要求される耐圧を低下させることも可能となる。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第２電源は、絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする。
【００１２】
高電位側のスイッチング素子の駆動回路と低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間の電位差は大きくなりうる。このため、第１電源から第２電源へと電力を供給するに際しては、電位差の大きい領域において電力を伝播させることが要求される。この点、上記発明では、絶縁型コンバータを利用することで、高電位側のスイッチング素子の駆動回路と低電位側のスイッチング素子の駆動回路とを絶縁しつつ電力を伝播させることができ、ひいては第２電源に高耐圧の素子を用いる必要性が生じない。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換システムは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムであり、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路とは、基板上に隣接して配置されており、前記絶縁型コンバータを構成するトランスは、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間に配置されていることを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記第１電源は、シリーズレギュレータを備えて且つ、前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路に対する給電電圧を生成することを特徴とする。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記シリーズレギュレータは、前記キャパシタの正極と出力端子との間にスイッチング素子が複数直列に接続されて構成されることを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、シリーズレギュレータを構成する各１つのスイッチング素子の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であり、前記直流交流変換回路と前記直流電源との間には昇圧コンバータが設けられており、前記キャパシタは、前記昇圧コンバータの出力端子に接続されるものであることを特徴とする。
【００１８】
上記発明の場合、キャパシタの電圧が特に高くなりやすいため、第１の電源を構成するスイッチング素子に要求される耐圧が特に高くなりやすい。このため、上記請求項５記載の発明特定事項の利用価値が特に大きい。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であることを特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させることにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段であることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるドライバユニットの回路構成を示す図。
【図３】同実施形態にかかる異常時の放電制御を示すタイムチャート。
【図４】ゲート印加電圧と電流との関係を示す図。
【図５】同実施形態にかかる基板レイアウトを示す図。
【図６】第２の実施形態にかかる電源の配置を示す図。
【図７】上記各実施形態の変形例にかかる電源の配置を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６が並列接続されている。
【００２５】
インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。
【００２６】
上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。
【００２７】
センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵ（図中、Ｕ相のみ明記）に取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。
【００２８】
一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。
【００２９】
ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。
【００３０】
上記ドライブユニットＤＵは、通常時用フライバックコンバータＦＢｎを電源とするものである。通常時用フライバックコンバータＦＢｎは、低電圧バッテリ２０の電力を上側アームや下側アームに供給するための絶縁型コンバータである。すなわち、トランス３２の１次側コイル３２ａには、電源用スイッチング素子３４が閉操作されることで低電圧バッテリ２０のエネルギが蓄えられる。この際、２次側コイル３２においては、電流が流れることがダイオード３６によって阻止される。これに対し、電源用スイッチング素子３４が開操作されることで２次側コイル３２ｂに電流が流れ、通常時用コンデンサ３８が充電される。この通常時用コンデンサ３８の充電エネルギが、ドライブユニットＤＵの消費エネルギとなる。なお、図１には、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがＵ相の上下アームのドライブユニットＤＵの電源となることのみが示されているが、実際には、Ｖ相、Ｗ相のドライブユニットＤＵの電源ともなっている。このため、トランス３２の２次側コイル３２ｂは、実際には６個である。もっとも、下側アームの電位が共通であることに鑑みれば、下側アーム用の２次側コイルを共通としてもよく、この場合、２次側コイル３２ｂは４個となる。
【００３１】
ところで、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なわせる機能を有する。この異常時放電制御に際しては、車両に異常が生じていることから、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがドライブユニットＤＵの電源として機能しないおそれがある。そこで本実施形態では、異常時放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源として、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、シリーズレギュレータ４０の出力を入力とする放電用フライバックコンバータＦＢｄとを別途備えている。
【００３２】
シリーズレギュレータ４０は、複数（ここでは、４個を例示）の抵抗体４４とツェナーダイオード４８との直列接続体を備えており、これがコンデンサ１６に並列接続されている。そして、抵抗体４４には、複数のＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタ（スイッチング素子４２）が並列接続されている。ここで、最高電位のスイッチング素子４２の入力端子と導通制御端子との間には、最高電位の抵抗体４４が接続され、中間のスイッチング素子４２の導通制御端子同士は、抵抗体４４によって接続されている。さらに、最低電位のスイッチング素子４２の導通制御端子と出力端子間は、抵抗体４６によって接続されている。
【００３３】
上記ツェナーダイオード４８には、フォトカプラ５４の２次側のフォトトランジスタの入力端子および出力端子が並列接続されている。これにより、フォトカプラ５４がオンとなることで、ツェナーダイオード４８がオフとなり、スイッチング素子４２はオフ状態となる。これに対し、フォトカプラ５４がオフとなると、ツェナーダイオード４８がオン状態となり、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧まで上昇する。そしてシリーズレギュレータ４０の出力電流がゼロよりも大きくなる場合、抵抗体４６に電流が流れることから、その電圧降下によって、最低電位のスイッチング素子４２がオンする。この際、中間電位の抵抗体４４は、いずれも最低電位以外のスイッチング素子４２の入力端子および導通制御端子間の電圧を抵抗体４６の電圧降下量とするように機能する。このため、全てのスイッチング素子４２がオン状態に切り替わる。この際、これらスイッチング素子４２は非飽和領域で動作し、各スイッチング素子４２の出力端子および入力端子間の電圧は、コンデンサ１６の電圧からツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧を減算した値をスイッチング素子４２の数によって均等分割した値程度となる。
【００３４】
上記フォトカプラ５４の１次側のフォトダイオードは、制御装置３０によって出力される異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｈ」となることでオン状態となる。異常時放電指令ｄｉｓは、制御装置３０が起動されている状況下、衝突が生じない限り論理「Ｈ」とされる。これは、衝突が生じて制御装置３０によってフォトカプラ５４を操作することができなくなった場合であっても、シリーズレギュレータ４０をオン状態とするための設定である。
【００３５】
一方、放電用フライバックコンバータＦＢｄは、電源用スイッチング素子６４が閉状態とされることで、トランス６０の１次側コイル６０ａにシリーズレギュレータ４０の出力エネルギを蓄える。この際、トランス６０の２次側コイル６０ｂにおいては、ダイオード６６によって電流の流れが阻止される。そして、電源用スイッチング素子６４が開状態となることで、ダイオード６６を介して放電用コンデンサ６８に電流が出力される。なお、放電用フライバックコンバータＦＢｄの出力電圧（放電用コンデンサ６８の出力電圧）は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧程度となるように、電源用スイッチング素子６４のオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率が下側アームのドライブユニットＤＵによって操作される。この処理は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がＵ相下側アームのドライブユニットＤＵに印加されることをトリガとして行われる。
【００３６】
図２に、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする駆動回路部の構成を示す。
【００３７】
図示されるように、Ｕ相の上側アームおよび下側アームのそれぞれのドライブユニットＤＵにおいて、通常時用コンデンサ３８の電圧が、充電用スイッチング素子７０およびゲート抵抗７２を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートは、ゲート抵抗７２および放電用スイッチング素子７４を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子７０や放電用スイッチング素子７４は、操作信号ｇｕ＃に応じて通常時用駆動制御部７６によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃は、通常時用駆動制御部７６によってオン・オフ操作されることとなる。
【００３８】
Ｕ相のドライブユニットＤＵは、さらに、異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｌ」となることで、シリーズレギュレータ４０がオンとなって且つ放電用コンデンサ６８が充電されることをトリガとして、スイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフ操作するための専用の回路を備えている。
【００３９】
ここで、Ｕ相の下側アームのドライブユニットＤＵにおいては、シリーズレギュレータ４０の出力電圧（ダイオード５２の出力電圧）が、充電用スイッチング素子８２およびゲート抵抗７２を介してスイッチング素子Ｓｗｎのゲートに印加される。また、ゲートは、ゲート抵抗７２および放電用スイッチング素子８４を介してスイッチング素子Ｓｗｎのエミッタに接続されている。そして、充電用スイッチング素子８２および放電用スイッチング素子８４は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧が印加されることで異常時用駆動制御部８６によってオン操作される。
【００４０】
一方、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔから出力される微少電流によるシャント抵抗１９の電圧降下量は、ピークホールド９０を介してコンパレータ９２の非反転入力端子に印加される。コンパレータ９２の反転入力端子には、所定の周波数を有する信号を出力する発振器９４の出力信号（キャリア）が印加される。これにより、コンパレータ９２では、上記電圧降下量の方がキャリアよりも大きくなる場合に論理「Ｈ」となる信号を出力する。
【００４１】
これに対し、Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵでは、充電用スイッチング素子８２、放電用スイッチング素子８４、異常時用駆動制御部８６に加えて、充電用スイッチング素子８２と放電用コンデンサ６８との間に、放電用コンデンサ６８の電圧ＶＨを降圧するレギュレータ８８を備えている。一方、上記コンパレータ９２の出力信号は、発熱制御用操作量Ｍｈとして、フォトカプラ１００の１次側（フォトダイオード）に出力される。フォトカプラ１００の２次側（フォトトランジスタ）の出力端子は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、入力端子は、抵抗体を介して放電用コンデンサ６８に接続される。そして、フォトカプラ１００の出力信号は、上側アームの異常時用駆動制御部５６に入力される。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、フォトカプラ１００がオフ状態となる間オン操作されることとなる。
【００４２】
上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの付近には、その温度を検出する感温ダイオードＳＤが設けられている。詳しくは、感温ダイオードＳＤのカソード側は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されており、アノード側は、放電用コンデンサ６８を給電手段とする定電流回路１０４の出力端子に接続されている。そして、アノード側の電圧が電圧比較回路１０６に取り込まれ、電圧比較回路１０６の出力信号は、レギュレータ８８に取り込まれる。そして、レギュレータ８８では、感温ダイオードＳＤによって検出される温度に応じて、出力電圧ＶＬ（＜ＶＨ）を可変設定する。ちなみに、感温ダイオードＳＤの出力電圧と検出対象の温度とは負の相関を有する。
【００４３】
図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図３（ｂ）に、ピークホールド９０の出力信号（一点鎖線）と発振器９４の出力するキャリアとの推移を示し、図３（ｃ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｄ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。
【００４４】
この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、図３（ｅ）および図３（ｆ）に示すように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図３（ｅ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示し、図３（ｆ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。
【００４５】
こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。ここで、飽和領域とは、図４に示すように、出力電流（コレクタ電流Ｉｃ）に応じてスイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧（コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅ）が大きくなる領域のことである。一方、非飽和領域とは、コレクタ電流が増加することなくコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが増大する領域のことである。非飽和領域となるコレクタ電流Ｉｃは、ゲート印加電圧（ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅ）が大きいほど大きくなる。
【００４６】
このため、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低くすることで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなる。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流は、上記ドライブユニットＤＵが規定する閾値電流Ｉｔｈ未満となるように設定することが望ましい。
【００４７】
特に本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度を制御量として、これを感温ダイオードＳＤによって検出し、この検出値が過度に高くならないようにフィードバック制御する。ここで、フィードバック制御量を高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度としたのは、上記放電制御によって生じる発熱量の大部分が、非飽和領域で駆動される高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐによるものとなることに鑑みたものである。先の図２に示したように、温度フィードバック制御の操作量として、本実施形態では、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートへの印加電圧を採用した。これにより、図３（ｅ）に示すように、感温ダイオードＳＤの出力電圧が低下する場合（感温ダイオードＳＤによって検出される温度が高くなる場合）、印加電圧を低下させる。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流を低減することができることから、放電電流を低減することができる。
【００４８】
本実施形態では、さらに、先の図３に示した態様にて放電制御を行なうことで、ピークホールド９０の出力信号の値が大きいほど（放電電流が大きいほど）、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン、オフの１周期に対するオン時間の時比率が小さくなるように制御する。これにより、放電電流が大きい場合に、単位時間（例えばキャリアの１周期）内における発熱量を低減する制御がなされることから、単位時間当たりの発熱量が過度に大きくなることを回避することができる。
【００４９】
このように、本実施形態では、通常時用フライバックコンバータＦＢｎによる電力供給が遮断されたとしても、異常時放電制御を確実に行なうことができる。特にこの際、下側アームのドライブユニットＤＵの電源を、複数のスイッチング素子４２が直列接続されたシリーズレギュレータ４０とすることで、この電源を構成するスイッチング素子４２の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。また、上側アームの電源を放電用フライバックコンバータＦＢｄとすることで、電源の回路規模を極力小さくすることもできる。
【００５０】
図５に、本実施形態にかかるシリーズレギュレータ４０やトランス６０の基板レイアウトを示す。なお、図において、スイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを備えるパワーカードＰＣは、基板の鉛直下方に設けられている。
【００５１】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５２】
（１）放電制御のための電源を、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、放電用フライバックコンバータＦＢｄとによって構成した。これにより、車両の衝突時等であっても、ドライブユニットＤＵへの電力供給をより確実に行なうことができる。しかも放電用フライバックコンバータＦＢｄの入力をシリーズレギュレータ４０の出力とすることで、放電用フライバックコンバータＦＢｄの耐圧を低下させることもできる。
【００５３】
（２）シリーズレギュレータ４０を、コンデンサ１６の正極と出力端子との間にスイッチング素子４２が複数直列に接続される構成とした。これにより、各１つのスイッチング素子４２の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５４】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５５】
図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶと高電圧バッテリ１２との間に、昇圧コンバータＣＶが設けられている。すなわち、インバータＩＶの入力端子には、コンデンサ１２２が接続されるとともに、これに並列に、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの直列接続体が接続されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの接続点は、リアクトル１２０を介してコンデンサ１６に接続されている。さらに、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとのそれぞれの入力端子および出力端子間には、フリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。
【００５６】
こうした構成において、シリーズレギュレータ４０の入力を、コンデンサ１２２の電圧とする。ここで、コンデンサ１２２の電圧は、高電圧バッテリ１２以上に高くなる。このため、コンデンサ１２２の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０が備えるスイッチング素子４２に要求される耐圧は、特に高くなりやすい。この点、本実施形態では、スイッチング素子４２を複数直列接続することで、スイッチング素子４２に要求される耐圧を低減している。
【００５７】
なお、シリーズレギュレータ４０の入力をコンデンサ１６の充電電圧とすることも考えられる。しかし、この場合、車両の衝突によってコンデンサ１６の両電極が短絡した場合には、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がゼロとなることから、コンデンサ１２２を放電させることができない。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「シリーズレギュレータについて」
シリーズレギュレータとしては、先の図１等において例示したものに限らない。例えば、スイッチング素子４２として、バイポーラトランジスタを採用してもよい。また、スイッチング素子４２の直列接続数としては、「４」に限らない。ただし、複数であることが望ましい。
「第１電源について」
第１電源としては、シリーズレギュレータに限らない。例えばフライバックコンバータ等の絶縁型コンバータであってもよい。また、絶縁型コンバータに限らず、降圧チョッパ等の非絶縁型コンバータであってもよい。さらに、第１電源としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの駆動回路の電源に限らない。
「第２電源について」
第２電源としては、放電用フライバックコンバータＦＢｄに限らず、例えばフォワードコンバータであってもよい。また、絶縁型コンバータにも限らない。例えば、シリーズレギュレータ４０の出力端子の電位をシフトさせるレベルシフタであってもよい。また、シリーズレギュレータ４０の正極側から上側アームの放電用コンデンサ６８側へと進む方向を順方向とするダイオードを備えて構成してもよい。
「異常時放電制御手段について」
温度フィードバック制御や発熱量のフィードバック制御はこれを行わなくてもよい。
【００５８】
高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものとしては、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いるものに限らず、例えば昇圧コンバータＣＶのスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いるものであってもよい。
【００５９】
また、異常時放電制御手段としては、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものにも限らない。例えばモータジェネレータ１０に無効電流を流す手段であってもよい。
【００６０】
さらに、異常時放電制御の実行条件としては、フォトカプラ５４をオフさせるものに限らない。例えばフォトカプラ５４がオフとなる状態と、通常時用コンデンサ３８への電力供給が途絶える状態との双方の状態が成立することとしてもよい。
【００６１】
なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。
「ドライブユニットＤＵについて」
Ｕ相のドライブユニットＤＵとしては、通常時における充電用スイッチング素子７０および放電用スイッチング素子７４と、異常時における充電用スイッチング素子８２および放電用スイッチング素子８４とを各別に備えるものに限らない。例えば、これらを共有する代わりに、上側アームについては、充電用スイッチング素子の入力端子に電圧を印加する手段を、通常時と異常時とで異ならせてもよい。
【００６２】
また、閾値電流Ｉｔｈ以上となることでスイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を備えていなくてもよい。
「基板レイアウトについて」
基板レイアウトとしては、先の図５に例示したものに限らない。例えば、トランス６０をＵ相の領域とＶ相の領域との間に配置してもよい。
「直流交流変換回路について」
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。
【００６３】
また、直流交流変換回路としては、インバータＩＶに限らず、Ｈブリッジ回路であってもよい。
「電力変換回路について」
異常時放電制御に用いられる電力変換回路としては、直流交流変換回路に限らず、先の図６に示した昇圧コンバータＣＶであってもよい。また、電力変換回路を昇圧コンバータＣＶのみから構成して且つ、その入力端子を直流電源（２次電池）に直接接続してもよい。この場合であっても、コンデンサ１２２の放電制御が所望されるなら、本発明の適用は有効である。
（そのほか）
・上記昇圧コンバータＣＶの高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを削除して文字通りの昇圧コンバータとしてもよい。ちなみに、実施例で例示した昇圧コンバータＣＶは、実際には降圧コンバータとしても機能する。
【００６４】
・上記第２の実施形態において、図７に示すように、シリーズレギュレータ４０の入力を、コンデンサ１６としてもよい。
【００６５】
・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。
【００６６】
・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機のために貯蔵されるエネルギ資源が電気エネルギのみとなる電気自動車等であってもよい。
【００６７】
・放電装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検知された場合とすればよい。
【符号の説明】
【００６８】
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、４０…シリーズレギュレータ、ＦＢｄ…放電用フライバックコンバータ、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ、ＤＵ…ドライブユニット。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば車載主機としてのモータジェネレータに接続されるインバータ等は、その入力電圧が非常に高くなるため、通常、車載制御装置等によって構成される車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムとされる。そして、インバータの各スイッチング素子の駆動回路の電源は、車載低電圧システム内のバッテリに１次側が接続された絶縁型コンバータによって構成される。
【０００３】
ところで、上記インバータの入力端子には、通常、インバータの一対の入力端子間の電圧を平滑化する等の目的でコンデンサが接続される。そして、このコンデンサは、インバータの停止時に放電することが望まれる。
【０００４】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２３２６２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ただし、例えば車両が衝突した場合等、車両に異常が生じることで低電圧システムと高電圧システムとの接続が遮断されると、駆動回路の電力供給ができず、ひいては上記放電制御を実行することができなくなるおそれがある。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタとを備えるシステムが搭載される部材に異常が生じる場合であっても、キャパシタの放電制御を好適に実行することができる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置において、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の駆動回路に対する給電電圧を前記キャパシタの電圧を降圧することで生成する第１電源と、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方の駆動回路に対する給電電圧を前記第１電源を給電手段として生成する第２電源とを備えることを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、放電制御手段によって操作される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の駆動回路のエネルギ供給源がキャパシタであるため、電力変換システムが搭載される部材に異常が生じた場合であっても、駆動回路への電力供給をより確実に行なうことができる。しかも第２電源を第１電源を給電手段として生成するため、第２電源に要求される耐圧を低下させることも可能となる。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第２電源は、絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする。
【００１２】
高電位側のスイッチング素子の駆動回路と低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間の電位差は大きくなりうる。このため、第１電源から第２電源へと電力を供給するに際しては、電位差の大きい領域において電力を伝播させることが要求される。この点、上記発明では、絶縁型コンバータを利用することで、高電位側のスイッチング素子の駆動回路と低電位側のスイッチング素子の駆動回路とを絶縁しつつ電力を伝播させることができ、ひいては第２電源に高耐圧の素子を用いる必要性が生じない。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換システムは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムであり、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路とは、基板上に隣接して配置されており、前記絶縁型コンバータを構成するトランスは、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間に配置されていることを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記第１電源は、シリーズレギュレータを備えて且つ、前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路に対する給電電圧を生成することを特徴とする。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記シリーズレギュレータは、前記キャパシタの正極と出力端子との間にスイッチング素子が複数直列に接続されて構成されることを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、シリーズレギュレータを構成する各１つのスイッチング素子の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であり、前記直流交流変換回路と前記直流電源との間には昇圧コンバータが設けられており、前記キャパシタは、前記昇圧コンバータの出力端子に接続されるものであることを特徴とする。
【００１８】
上記発明の場合、キャパシタの電圧が特に高くなりやすいため、第１の電源を構成するスイッチング素子に要求される耐圧が特に高くなりやすい。このため、上記請求項５記載の発明特定事項の利用価値が特に大きい。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であることを特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させることにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段であることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるドライバユニットの回路構成を示す図。
【図３】同実施形態にかかる異常時の放電制御を示すタイムチャート。
【図４】ゲート印加電圧と電流との関係を示す図。
【図５】同実施形態にかかる基板レイアウトを示す図。
【図６】第２の実施形態にかかる電源の配置を示す図。
【図７】上記各実施形態の変形例にかかる電源の配置を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６が並列接続されている。
【００２５】
インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。
【００２６】
上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。
【００２７】
センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵ（図中、Ｕ相のみ明記）に取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。
【００２８】
一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。
【００２９】
ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。
【００３０】
上記ドライブユニットＤＵは、通常時用フライバックコンバータＦＢｎを電源とするものである。通常時用フライバックコンバータＦＢｎは、低電圧バッテリ２０の電力を上側アームや下側アームに供給するための絶縁型コンバータである。すなわち、トランス３２の１次側コイル３２ａには、電源用スイッチング素子３４が閉操作されることで低電圧バッテリ２０のエネルギが蓄えられる。この際、２次側コイル３２においては、電流が流れることがダイオード３６によって阻止される。これに対し、電源用スイッチング素子３４が開操作されることで２次側コイル３２ｂに電流が流れ、通常時用コンデンサ３８が充電される。この通常時用コンデンサ３８の充電エネルギが、ドライブユニットＤＵの消費エネルギとなる。なお、図１には、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがＵ相の上下アームのドライブユニットＤＵの電源となることのみが示されているが、実際には、Ｖ相、Ｗ相のドライブユニットＤＵの電源ともなっている。このため、トランス３２の２次側コイル３２ｂは、実際には６個である。もっとも、下側アームの電位が共通であることに鑑みれば、下側アーム用の２次側コイルを共通としてもよく、この場合、２次側コイル３２ｂは４個となる。
【００３１】
ところで、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なわせる機能を有する。この異常時放電制御に際しては、車両に異常が生じていることから、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがドライブユニットＤＵの電源として機能しないおそれがある。そこで本実施形態では、異常時放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源として、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、シリーズレギュレータ４０の出力を入力とする放電用フライバックコンバータＦＢｄとを別途備えている。
【００３２】
シリーズレギュレータ４０は、複数（ここでは、４個を例示）の抵抗体４４とツェナーダイオード４８との直列接続体を備えており、これがコンデンサ１６に並列接続されている。そして、抵抗体４４には、複数のＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタ（スイッチング素子４２）が並列接続されている。ここで、最高電位のスイッチング素子４２の入力端子と導通制御端子との間には、最高電位の抵抗体４４が接続され、中間のスイッチング素子４２の導通制御端子同士は、抵抗体４４によって接続されている。さらに、最低電位のスイッチング素子４２の導通制御端子と出力端子間は、抵抗体４６によって接続されている。
【００３３】
上記ツェナーダイオード４８には、フォトカプラ５４の２次側のフォトトランジスタの入力端子および出力端子が並列接続されている。これにより、フォトカプラ５４がオンとなることで、ツェナーダイオード４８がオフとなり、スイッチング素子４２はオフ状態となる。これに対し、フォトカプラ５４がオフとなると、ツェナーダイオード４８がオン状態となり、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧まで上昇する。そしてシリーズレギュレータ４０の出力電流がゼロよりも大きくなる場合、抵抗体４６に電流が流れることから、その電圧降下によって、最低電位のスイッチング素子４２がオンする。この際、中間電位の抵抗体４４は、いずれも最低電位以外のスイッチング素子４２の入力端子および導通制御端子間の電圧を抵抗体４６の電圧降下量とするように機能する。このため、全てのスイッチング素子４２がオン状態に切り替わる。この際、これらスイッチング素子４２は非飽和領域で動作し、各スイッチング素子４２の出力端子および入力端子間の電圧は、コンデンサ１６の電圧からツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧を減算した値をスイッチング素子４２の数によって均等分割した値程度となる。
【００３４】
上記フォトカプラ５４の１次側のフォトダイオードは、制御装置３０によって出力される異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｈ」となることでオン状態となる。異常時放電指令ｄｉｓは、制御装置３０が起動されている状況下、衝突が生じない限り論理「Ｈ」とされる。これは、衝突が生じて制御装置３０によってフォトカプラ５４を操作することができなくなった場合であっても、シリーズレギュレータ４０をオン状態とするための設定である。
【００３５】
一方、放電用フライバックコンバータＦＢｄは、電源用スイッチング素子６４が閉状態とされることで、トランス６０の１次側コイル６０ａにシリーズレギュレータ４０の出力エネルギを蓄える。この際、トランス６０の２次側コイル６０ｂにおいては、ダイオード６６によって電流の流れが阻止される。そして、電源用スイッチング素子６４が開状態となることで、ダイオード６６を介して放電用コンデンサ６８に電流が出力される。なお、放電用フライバックコンバータＦＢｄの出力電圧（放電用コンデンサ６８の出力電圧）は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧程度となるように、電源用スイッチング素子６４のオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率が下側アームのドライブユニットＤＵによって操作される。この処理は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がＵ相下側アームのドライブユニットＤＵに印加されることをトリガとして行われる。
【００３６】
図２に、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする駆動回路部の構成を示す。
【００３７】
図示されるように、Ｕ相の上側アームおよび下側アームのそれぞれのドライブユニットＤＵにおいて、通常時用コンデンサ３８の電圧が、充電用スイッチング素子７０およびゲート抵抗７２を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートは、ゲート抵抗７２および放電用スイッチング素子７４を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子７０や放電用スイッチング素子７４は、操作信号ｇｕ＃に応じて通常時用駆動制御部７６によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃は、通常時用駆動制御部７６によってオン・オフ操作されることとなる。
【００３８】
Ｕ相のドライブユニットＤＵは、さらに、異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｌ」となることで、シリーズレギュレータ４０がオンとなって且つ放電用コンデンサ６８が充電されることをトリガとして、スイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフ操作するための専用の回路を備えている。
【００３９】
ここで、Ｕ相の下側アームのドライブユニットＤＵにおいては、シリーズレギュレータ４０の出力電圧（ダイオード５２の出力電圧）が、充電用スイッチング素子８２およびゲート抵抗７２を介してスイッチング素子Ｓｗｎのゲートに印加される。また、ゲートは、ゲート抵抗７２および放電用スイッチング素子８４を介してスイッチング素子Ｓｗｎのエミッタに接続されている。そして、充電用スイッチング素子８２および放電用スイッチング素子８４は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧が印加されることで異常時用駆動制御部８６によってオン操作される。
【００４０】
一方、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔから出力される微少電流によるシャント抵抗１９の電圧降下量は、ピークホールド９０を介してコンパレータ９２の非反転入力端子に印加される。コンパレータ９２の反転入力端子には、所定の周波数を有する信号を出力する発振器９４の出力信号（キャリア）が印加される。これにより、コンパレータ９２では、上記電圧降下量の方がキャリアよりも大きくなる場合に論理「Ｈ」となる信号を出力する。
【００４１】
これに対し、Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵでは、充電用スイッチング素子８２、放電用スイッチング素子８４、異常時用駆動制御部８６に加えて、充電用スイッチング素子８２と放電用コンデンサ６８との間に、放電用コンデンサ６８の電圧ＶＨを降圧するレギュレータ８８を備えている。一方、上記コンパレータ９２の出力信号は、発熱制御用操作量Ｍｈとして、フォトカプラ１００の１次側（フォトダイオード）に出力される。フォトカプラ１００の２次側（フォトトランジスタ）の出力端子は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、入力端子は、抵抗体を介して放電用コンデンサ６８に接続される。そして、フォトカプラ１００の出力信号は、上側アームの異常時用駆動制御部５６に入力される。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、フォトカプラ１００がオフ状態となる間オン操作されることとなる。
【００４２】
上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの付近には、その温度を検出する感温ダイオードＳＤが設けられている。詳しくは、感温ダイオードＳＤのカソード側は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されており、アノード側は、放電用コンデンサ６８を給電手段とする定電流回路１０４の出力端子に接続されている。そして、アノード側の電圧が電圧比較回路１０６に取り込まれ、電圧比較回路１０６の出力信号は、レギュレータ８８に取り込まれる。そして、レギュレータ８８では、感温ダイオードＳＤによって検出される温度に応じて、出力電圧ＶＬ（＜ＶＨ）を可変設定する。ちなみに、感温ダイオードＳＤの出力電圧と検出対象の温度とは負の相関を有する。
【００４３】
図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図３（ｂ）に、ピークホールド９０の出力信号（一点鎖線）と発振器９４の出力するキャリアとの推移を示し、図３（ｃ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｄ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。
【００４４】
この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、図３（ｅ）および図３（ｆ）に示すように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図３（ｅ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示し、図３（ｆ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。
【００４５】
こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。ここで、飽和領域とは、図４に示すように、出力電流（コレクタ電流Ｉｃ）に応じてスイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧（コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅ）が大きくなる領域のことである。一方、非飽和領域とは、コレクタ電流が増加することなくコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが増大する領域のことである。非飽和領域となるコレクタ電流Ｉｃは、ゲート印加電圧（ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅ）が大きいほど大きくなる。
【００４６】
このため、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低くすることで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなる。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流は、上記ドライブユニットＤＵが規定する閾値電流Ｉｔｈ未満となるように設定することが望ましい。
【００４７】
特に本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度を制御量として、これを感温ダイオードＳＤによって検出し、この検出値が過度に高くならないようにフィードバック制御する。ここで、フィードバック制御量を高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度としたのは、上記放電制御によって生じる発熱量の大部分が、非飽和領域で駆動される高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐによるものとなることに鑑みたものである。先の図２に示したように、温度フィードバック制御の操作量として、本実施形態では、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートへの印加電圧を採用した。これにより、図３（ｅ）に示すように、感温ダイオードＳＤの出力電圧が低下する場合（感温ダイオードＳＤによって検出される温度が高くなる場合）、印加電圧を低下させる。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流を低減することができることから、放電電流を低減することができる。
【００４８】
本実施形態では、さらに、先の図３に示した態様にて放電制御を行なうことで、ピークホールド９０の出力信号の値が大きいほど（放電電流が大きいほど）、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン、オフの１周期に対するオン時間の時比率が小さくなるように制御する。これにより、放電電流が大きい場合に、単位時間（例えばキャリアの１周期）内における発熱量を低減する制御がなされることから、単位時間当たりの発熱量が過度に大きくなることを回避することができる。
【００４９】
このように、本実施形態では、通常時用フライバックコンバータＦＢｎによる電力供給が遮断されたとしても、異常時放電制御を確実に行なうことができる。特にこの際、下側アームのドライブユニットＤＵの電源を、複数のスイッチング素子４２が直列接続されたシリーズレギュレータ４０とすることで、この電源を構成するスイッチング素子４２の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。また、上側アームの電源を放電用フライバックコンバータＦＢｄとすることで、電源の回路規模を極力小さくすることもできる。
【００５０】
図５に、本実施形態にかかるシリーズレギュレータ４０やトランス６０の基板レイアウトを示す。なお、図において、スイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを備えるパワーカードＰＣは、基板の鉛直下方に設けられている。
【００５１】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５２】
（１）放電制御のための電源を、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、放電用フライバックコンバータＦＢｄとによって構成した。これにより、車両の衝突時等であっても、ドライブユニットＤＵへの電力供給をより確実に行なうことができる。しかも放電用フライバックコンバータＦＢｄの入力をシリーズレギュレータ４０の出力とすることで、放電用フライバックコンバータＦＢｄの耐圧を低下させることもできる。
【００５３】
（２）シリーズレギュレータ４０を、コンデンサ１６の正極と出力端子との間にスイッチング素子４２が複数直列に接続される構成とした。これにより、各１つのスイッチング素子４２の入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５４】
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５５】
図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶと高電圧バッテリ１２との間に、昇圧コンバータＣＶが設けられている。すなわち、インバータＩＶの入力端子には、コンデンサ１２２が接続されるとともに、これに並列に、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの直列接続体が接続されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの接続点は、リアクトル１２０を介してコンデンサ１６に接続されている。さらに、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとのそれぞれの入力端子および出力端子間には、フリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。
【００５６】
こうした構成において、シリーズレギュレータ４０の入力を、コンデンサ１２２の電圧とする。ここで、コンデンサ１２２の電圧は、高電圧バッテリ１２以上に高くなる。このため、コンデンサ１２２の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０が備えるスイッチング素子４２に要求される耐圧は、特に高くなりやすい。この点、本実施形態では、スイッチング素子４２を複数直列接続することで、スイッチング素子４２に要求される耐圧を低減している。
【００５７】
なお、シリーズレギュレータ４０の入力をコンデンサ１６の充電電圧とすることも考えられる。しかし、この場合、車両の衝突によってコンデンサ１６の両電極が短絡した場合には、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がゼロとなることから、コンデンサ１２２を放電させることができない。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「シリーズレギュレータについて」
シリーズレギュレータとしては、先の図１等において例示したものに限らない。例えば、スイッチング素子４２として、バイポーラトランジスタを採用してもよい。また、スイッチング素子４２の直列接続数としては、「４」に限らない。ただし、複数であることが望ましい。
「第１電源について」
第１電源としては、シリーズレギュレータに限らない。例えばフライバックコンバータ等の絶縁型コンバータであってもよい。また、絶縁型コンバータに限らず、降圧チョッパ等の非絶縁型コンバータであってもよい。さらに、第１電源としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの駆動回路の電源に限らない。
「第２電源について」
第２電源としては、放電用フライバックコンバータＦＢｄに限らず、例えばフォワードコンバータであってもよい。また、絶縁型コンバータにも限らない。例えば、シリーズレギュレータ４０の出力端子の電位をシフトさせるレベルシフタであってもよい。また、シリーズレギュレータ４０の正極側から上側アームの放電用コンデンサ６８側へと進む方向を順方向とするダイオードを備えて構成してもよい。
「異常時放電制御手段について」
温度フィードバック制御や発熱量のフィードバック制御はこれを行わなくてもよい。
【００５８】
高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものとしては、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いるものに限らず、例えば昇圧コンバータＣＶのスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いるものであってもよい。
【００５９】
また、異常時放電制御手段としては、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものにも限らない。例えばモータジェネレータ１０に無効電流を流す手段であってもよい。
【００６０】
さらに、異常時放電制御の実行条件としては、フォトカプラ５４をオフさせるものに限らない。例えばフォトカプラ５４がオフとなる状態と、通常時用コンデンサ３８への電力供給が途絶える状態との双方の状態が成立することとしてもよい。
【００６１】
なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。
「ドライブユニットＤＵについて」
Ｕ相のドライブユニットＤＵとしては、通常時における充電用スイッチング素子７０および放電用スイッチング素子７４と、異常時における充電用スイッチング素子８２および放電用スイッチング素子８４とを各別に備えるものに限らない。例えば、これらを共有する代わりに、上側アームについては、充電用スイッチング素子の入力端子に電圧を印加する手段を、通常時と異常時とで異ならせてもよい。
【００６２】
また、閾値電流Ｉｔｈ以上となることでスイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を備えていなくてもよい。
「基板レイアウトについて」
基板レイアウトとしては、先の図５に例示したものに限らない。例えば、トランス６０をＵ相の領域とＶ相の領域との間に配置してもよい。
「直流交流変換回路について」
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。
【００６３】
また、直流交流変換回路としては、インバータＩＶに限らず、Ｈブリッジ回路であってもよい。
「電力変換回路について」
異常時放電制御に用いられる電力変換回路としては、直流交流変換回路に限らず、先の図６に示した昇圧コンバータＣＶであってもよい。また、電力変換回路を昇圧コンバータＣＶのみから構成して且つ、その入力端子を直流電源（２次電池）に直接接続してもよい。この場合であっても、コンデンサ１２２の放電制御が所望されるなら、本発明の適用は有効である。
（そのほか）
・上記昇圧コンバータＣＶの高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを削除して文字通りの昇圧コンバータとしてもよい。ちなみに、実施例で例示した昇圧コンバータＣＶは、実際には降圧コンバータとしても機能する。
【００６４】
・上記第２の実施形態において、図７に示すように、シリーズレギュレータ４０の入力を、コンデンサ１６としてもよい。
【００６５】
・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。
【００６６】
・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機のために貯蔵されるエネルギ資源が電気エネルギのみとなる電気自動車等であってもよい。
【００６７】
・放電装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検知された場合とすればよい。
【符号の説明】
【００６８】
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、４０…シリーズレギュレータ、ＦＢｄ…放電用フライバックコンバータ、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ、ＤＵ…ドライブユニット。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置において、
前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の駆動回路に対する給電電圧を前記キャパシタの電圧を降圧することで生成する第１電源と、
前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方の駆動回路に対する給電電圧を前記第１電源を給電手段として生成する第２電源とを備えることを特徴とする電力変換システムの放電装置。
【請求項２】
前記第２電源は、絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項３】
前記電力変換システムは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムであり、
前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路とは、基板上に隣接して配置されており、
前記絶縁型コンバータを構成するトランスは、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間に配置されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項４】
前記第１電源は、シリーズレギュレータを備えて且つ、前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路に対する給電電圧を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項５】
前記シリーズレギュレータは、前記キャパシタの正極と出力端子との間にスイッチング素子が複数直列に接続されて構成されることを特徴とする請求項４記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であり、
前記直流交流変換回路と前記直流電源との間には昇圧コンバータが設けられており、
前記キャパシタは、前記昇圧コンバータの出力端子に接続されるものであることを特徴とする請求項５記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項７】
前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項８】
前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項９】
前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、
前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させることにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項１】
高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置において、
前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の駆動回路に対する給電電圧を前記キャパシタの電圧を降圧することで生成する第１電源と、
前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方の駆動回路に対する給電電圧を前記第１電源を給電手段として生成する第２電源とを備えることを特徴とする電力変換システムの放電装置。
【請求項２】
前記第２電源は、絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項３】
前記電力変換システムは、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムであり、
前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路とは、基板上に隣接して配置されており、
前記絶縁型コンバータを構成するトランスは、前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路と前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路との間に配置されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項４】
前記第１電源は、シリーズレギュレータを備えて且つ、前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路に対する給電電圧を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項５】
前記シリーズレギュレータは、前記キャパシタの正極と出力端子との間にスイッチング素子が複数直列に接続されて構成されることを特徴とする請求項４記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であり、
前記直流交流変換回路と前記直流電源との間には昇圧コンバータが設けられており、
前記キャパシタは、前記昇圧コンバータの出力端子に接続されるものであることを特徴とする請求項５記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項７】
前記電力変換回路は、回転機に接続される直流交流変換回路であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項８】
前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【請求項９】
前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、
前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させることにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−２４４５２１（Ｐ２０１１−２４４５２１Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１２０１３（Ｐ２０１０−１１２０１３）
【出願日】平成２２年５月１４日（２０１０．５．１４）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月１４日（２０１０．５．１４）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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