電流制御型駆動回路
【課題】ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高め、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供する。
【解決手段】ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、ＳｉＣ−ＢＪＴの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧２１を印加させる第１制御回路２０と、ＳｉＣ−ＢＪＴを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧３１を印加させる第２制御回路３０と、ＳｉＣ−ＢＪＴの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧４１を印加させる第３制御回路４０とを備える電流制御型駆動回路１００であって、第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、第１駆動電圧の値は第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定される。
【解決手段】ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、ＳｉＣ−ＢＪＴの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧２１を印加させる第１制御回路２０と、ＳｉＣ−ＢＪＴを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧３１を印加させる第２制御回路３０と、ＳｉＣ−ＢＪＴの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧４１を印加させる第３制御回路４０とを備える電流制御型駆動回路１００であって、第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、第１駆動電圧の値は第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタの電流制御型駆動回路、特にバイポーラ型半導体トランジスタのベース電流制御型駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体デバイスのスイッチング回路は、その半導体デバイスの構造によって電圧制御型のスイッチング回路又は電流制御型のスイッチング回路に大別される。たとえば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）型半導体デバイスやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）型半導体デバイスは、絶縁型ゲートを有するために構造的に電圧制御（電圧駆動）型のスイッチング回路となり、バイポーラ型半導体トランジスタ（Bipolar Junction Transistor 以下ＢＪＴと表記する）デバイスは、電流制御（電流駆動）型のスイッチング回路となる。
【０００３】
Ｓｉを母体材料とする大電力用半導体デバイスは、電圧制御型デバイスであるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが現在のところ代表的である。ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴは、絶縁された制御端子（ゲート電極）を有しており、このゲート電極とソース電極（ＩＧＢＴではエミッタ電極に相当する）間に数Ｖ以上の電圧を印加することで、ＯＮ（スイッチ）させることができる。ゲート電極は絶縁されており、そこに連続して電流は流れない。このため、ＯＮ（スイッチ）させ続けるためのゲート電力は、見かけ上ゼロとなる。厳密には、ターンオンとターンオフの瞬間だけは、絶縁電極がコンデンサであることから、充放電電流が一瞬だけ流れ、ゲート電力を完全にゼロにすることはできない。
【０００４】
これに対し、電流制御型デバイスであるＢＪＴは、制御端子（ベース電極）とエミッタ電極間をＯＮ（スイッチ）させ続けるためには、電流を流し続ける必要がある。このため、電圧制御型デバイスと比較すると、余分に電力を消費する。この欠点を少しでも緩和するため、駆動回路の電源電圧を必要最小限に止めると、電流の立ち上がり（ターンオン）・立下り（ターンオフ）時間が遅くなってしまいスイッチング機能を低下させることになる。したがって、電流制御型デバイスの場合には、損失の抑制とともに、より速いスイッチング機能が求められていた。
【０００５】
トランジスタの電流制御型駆動回路として、たとえば特許文献１には、トランジスタインバータのベース駆動回路が開示されている。従来のトランジスタインバータでは、ベース電流供給回路がインバータ起動時のベース電流及び定常運転時のベース電流を供給しているため、運転状態にかかわらず定格値のベース電流を供給する必要があった。このため、ベース駆動回路が大型化し、ベース電源の容量も大きくなり、効率が悪くなるという課題に対し、この開示技術では、ベース電源供給回路を２組とし、インバータ起動時のベース電流は出力値の高い方のベース電流供給回路を選択し、インバータ定常運転時は出力値の低い回路を選択するようにした。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開昭６１−２２４８７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の開示技術は、Ｓｉトランジスタインバータのスイッチング回路を提示したものであり、これをＳｉＣ半導体デバイスのスイッチング回路に直接適用することはできない。また、この開示技術を、具体的に実際のＢＪＴ型半導体デバイスに適用する場合、ＢＪＴ型のＳｉ半導体デバイスでは、エミッタ電極で０．６Ｖ程度の比較的低電圧でスイッチング機能を発現できる。これに対し、ＢＪＴ型のＳｉＣ半導体デバイスに対しては、ベース・エミッタ電極間のｐｎ接合がその固有物性値から約３．０Ｖの電圧が必要となる。このため、ＢＪＴ型のＳｉＣ半導体デバイスにスイッチング機能を発現させるためには、より高い電源電圧が必要とされる。
【０００８】
また、電源電圧を高くすると、ベース・エミッタ電極間の電圧３Ｖと電源電圧との差電圧が最終的に大きくなるため、「差電圧」×「電流値」から発生するジュール熱によって損失が大きくなってしまう。また、所望の電流値を設定するために、ドライバ出力−ベース間に抵抗を配置する必要があった。一方、電源電圧を大きくすることによってスイッチング動作は速くなるが、電流駆動回路におけるエネルギー（電力）損失が大きくなってしまうため、差電圧を低くすることも課題となっていた。
【０００９】
現在までのところ、大電力用半導体デバイスには、電圧制御型デバイスであるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが専ら使用されており、ＢＪＴへの適用例は希少である。しかしながら、近年、ＳｉＣ半導体デバイスにおいて、その高耐圧・耐環境特性の面から電流制御型半導体デバイスであるＳｉＣ−ＢＪＴの開発が活発化されつつある（例えば、特開２００６−３５１６２１号公報、及び、K.Nonaka et al.,“ A New High Current Gain 4H-SiC Bipolar Junction Transistor with Suppressed Surface Recombination Structure ; SSR-BJT ”2008 European Conference on Silicon Carbide and Related Materials (ECSCRM 2008) Th2-1, 2008. Sep. 11.を参照）。
【００１０】
前記したように、電流制御型半導体デバイスは、駆動回路の電源電圧を低くすると、電流のターンオン・オフが遅くなり、スイッチング機能が低下するという課題が発生する。また、電源電圧を高くすると、駆動回路の電力損失が大きくなってしまうという課題も発生する。特に、高い電源電圧を有し電流駆動するＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスに適用するとなると、高速でスイッチングさせ、その応答・追従性を高めることは困難になるばかりでなく、相当量の発熱が生じることになってしまうことが予測される。
【００１１】
本発明は、前記の開発動向及び課題を鑑み創案されたものであり、ＢＪＴ型半導体デバイス、特に、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高めるとともに、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記目的を達成するために、本発明の請求項1に係る電流制御型駆動回路は、バイポーラ型半導体トランジスタ（ＢＪＴ）を２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、前記バイポーラ型半導体トランジスタの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧を印加させる第１制御回路と、前記バイポーラ型半導体トランジスタを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧を印加させる第２制御回路と、前記バイポーラ型半導体トランジスタの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧を印加させる第３制御回路と、を備える電流制御型駆動回路であって、前記第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、前記第１駆動電圧の値は前記第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、前記第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定されることを特徴とする。
【００１３】
このような構成にすることで、２０ｋＨｚ以上の周波数においてバイポーラ型半導体トランジスタを高速スイッチング動作させる場合、ベース電流の制御駆動回路として起動時と停止時にそれぞれターンオン及びターンオフさせるための第１制御回路と第３制御回路によって、第１駆動電圧と第３駆動電圧とを印加させ、さらに、第１駆動電圧印加時間を１μ秒以内とすることで、起動時間を速くすることができるとともに、起動するための電力を小さく留めることができる。そして、ベース電流の制御駆動回路として定常駆動時には第２制御回路によって、第１駆動電圧より低い第２駆動電圧を印加させることで、定常駆動時の消費電力を削減することができる。
【００１４】
そして、本発明の請求項２に係る電流制御型駆動回路は、請求項１の電流制御型駆動回路において、前記第２駆動電圧の値は、前記バイポーラ型半導体トランジスタのｐｎ接合における順バイアスの電位障壁によって発生する固有電圧の値より大きく設定することが好適である。
【００１５】
請求項１の電流制御型駆動回路において、第２駆動電圧を、動作させるバイポーラ型半導体トランジスタの構成材料のｐｎ接合特性に対応した順方向バイアスの電位障壁による固有電圧値より大きく設定することで、たとえば、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路における第２駆動電圧を設定する場合、その固有電圧値である約３．０Ｖ以上の電圧値に設定することが好適である。
【００１６】
また、本発明の請求項３に係る電流制御型駆動回路は、請求項１又は請求項２の電流制御型駆動回路において、前記バイポーラ型半導体トランジスタは、半導体ＳｉＣを主な構成材料とすることが好適である。
【００１７】
このようにすることで、請求項１又は請求項２の電流制御型駆動回路において、駆動させるバイポーラ型半導体トランジスタの主構成材料を半導体ＳｉＣとする高耐圧・耐環境特性を有するＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスとした電流制御型駆動回路を具現することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る電流制御型駆動回路によれば、ＢＪＴ型半導体デバイス、特に、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高めるとともに、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態の電流制御型駆動回路の構成及び機能を説明するための機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施例に係る電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例に係る電流制御型駆動回路の回路図である。
【図４】本発明の実施例に係る測定環境において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴのターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【図５】比較例としての従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。
【図６】比較例としての従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路に係る測定環境において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴのターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の電流制御型駆動回路の実施形態について図１を参照して説明し、図２乃至図４を参照して本発明の電流制御型駆動回路の実施例を説明する。なお、比較例として図５及び図６を参照して従来の１駆動電圧型の電流制御型駆動回路について説明する。なお、各図において同様の機能及び動作を行う部位については、同様の符号を付して、場合によっては説明を省略することがある。
【００２１】
（実施形態）
本発明の実施形態の電流制御型駆動回路１００の構成及び動作について、図１を参照して説明する。
【００２２】
電流制御型駆動回路１００の構成は、外部入力からの入力信号を受信するインタフェースｉ／ｆ１０、そのインタフェースｉ／ｆ１０に並列に接続された、第１制御回路２０、第２制御回路３０、及び、第３制御回路４０を備えて構成される。そして、各制御回路には、それぞれ、第1駆動電圧（＋１５Ｖ）２１、第２駆動電圧（＋５．５Ｖ）３１、及び、第３駆動電圧（−１５Ｖ）４１が設定されている。電流制御型駆動回路１００の出力側には、電流制御型駆動回路１００の制御電流により、ベース電流が制御されるＳｉＣバイポーラ型半導体トランジスタ（以後ＳｉＣ−ＢＪＴと表記する）２００のベース端子Ｂが接続されている。
【００２３】
そして、第１制御回路２０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧（＋１５Ｖ）２１を印加時間１μ秒以内に印加させるＢｏｏｓｔ回路である。第２制御回路３０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧（＋５．５Ｖ）３１を印加させるＨｏｌｄ保持回路である。そして、第３制御回路４０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧（−１５Ｖ）４１を印加させるＳｉｎｋ引き抜き回路である。第１制御回路２０及び第２制御回路３０は同時に作動させ、最初に第１制御回路２０が作用し、引き続いて１μ秒以内に第２の制御回路３０が作用する。
【００２４】
そして、電流制御型駆動回路１００の動作は、インタフェースｉ／ｆ１０からの信号により、第１制御回路２０及び第２制御回路３０の制御を同時に始めているが、起動時−定常動作時−停止時の順に、それぞれ、第１制御回路（Ｂｏｏｓｔ回路）２０−第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）３０−第３制御回路（Ｓｉｎｋ引き抜き回路）４０が連続動作することで、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢのベース電流が制御される。
【００２５】
電流制御型駆動回路１００の第１制御回路２０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の起動時（ターンオン時）に高速で立ち上げるためのベース電流を供給する（図1に実線矢印で表記）ための第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１を印加する。したがって、後記する第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１よりも高い電圧値とする。高速で立ち上げるためには、単純にこの第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１をできるだけ大きく設定すればよいが、駆動回路の大型化、駆動回路の制御効果、及び、経済性を考慮する必要がある。本実施形態では、＋１２Ｖ〜＋１５Ｖ程度に設定することが好適である。
【００２６】
また、この第１制御回路２０の動作として、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１の印加時間は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を高速で立ち上げるための時間であり、たとえば、１μ秒以下に設定されることが好適であり、具体的には、１００ｎ秒〜２００ｎ秒程度に設定することが好適である。
【００２７】
そして、電流制御型駆動回路１００の第２制御回路３０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の定常動作時に必要なベース電流を供給する（図1に実線矢印で表記）ための第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１を印加する。ここでは、第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１をＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース・エミッタ間の順方向電圧（ＶＢＥ＝２．９Ｖ〜３．０Ｖ）以上の電圧値として＋５．５Ｖに設定したが、回路動作上余裕があれば＋５．５Ｖ以下に設定してもよい。
【００２８】
さらに、電流制御型駆動回路１００の第３制御回路４０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の停止時（ターンオフ時）に高速で立ち下げるためのベース電流を引き抜く（図1に点線矢印で表記）ための第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）４１を印加する。この第３駆動電圧４１は、第１駆動電圧２１の逆極性の電圧値を印加する。本実施形態では、第１駆動電圧２１の設定条件と同様に、経済性を考慮して、−１２Ｖ乃至−１５Ｖに設定することが好適である。この逆極性の第３駆動電圧値は、必ずしも第１駆動電圧値の絶対値と同等に設定する必要はなく、定常動作時に印加された第２駆動電圧３１を負電圧まで引き抜ければよい。ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の特性により第３制御回路４０に電流が流れるが、逆方向バイアスであるためスイッチング動作が終了すれば、余分な電流は流れず、回路上の損失は発生しない。
【００２９】
また、この第３制御回路４０の動作として、誤って起動してしまうことを防止する副次的な効果もある。
【実施例】
【００３０】
つぎに、図２乃至図４を参照して、本発明の実施例について説明する。図２は、本実施例の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。図３は、本実施例の電流制御型駆動回路の回路図である。そして、図４は、本実施例の測定環境（図２）及び本実施例の電流制御型駆動回路（図３）により測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【００３１】
はじめに、図２を参照して、本実施例の測定環境について説明する。測定環境は、入力信号を発生するパルス信号源と、その入力信号を受信してＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢにベース制御電流を供給する本発明の電流制御型駆動回路１００と、この電流制御型駆動回路１００からのベース制御電流により駆動されるＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路から構成される。
【００３２】
電流制御型駆動回路１００は、入力回路ｉ／ｆ１０と、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１を印加するＢｏｏｓｔ回路（第1制御回路）２０と、第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１を印加するＨｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０と、第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）４１を印加することで、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース電流を引き抜くための、Ｓｉｎｋ引き抜き回路（第３制御回路）４０とを備えて構成される。なお、Ｈｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０による保持時間のＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース電流（ＩＢ）は、約２．５Ａと設定した。その他の条件、機能及び動作については、実施形態の説明で記載したのでここでは説明を省略する。
【００３３】
つぎに、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路について説明する。ＳｉＣ−ＢＪＴ２００は、ＩＣ５０Ａ級ＳｉＣ−ＢＪＴを使用した。そして、電源回路の構成は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のコレクタＣ側には、インダクタＬ（１００μＨ）と電流逆流阻止用のショトキーバリアダイオードＳｉＣ−ＳＢＤとが並列に接続され、平滑コンデンサＣを介してＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥとコレクタＣ間に、最大で約６５０Ｖの直流電圧を供給する直流電源を備えて構成される。そして、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定を行うために、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ側に、リング状の高速電流センサ（Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８）に対してリング内にエミッタ電流が貫通して接続されており、その検出出力の変化が汎用のオシロスコープ（たとえば、日本テクトロニクスＴＤＳ７５４Ｄ等）により観測される。観測結果から、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間を測定した。
【００３４】
そして、図３には、本実施例の電流制御型駆動回路１００の回路図を示した。構成される具体的な回路部品の仕様を記載した。電流制御型駆動回路１００は、図２を参照して説明した入力回路ｉ／ｆ１０と、Ｂｏｏｓｔ回路（第1制御回路）２０と、Ｈｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０と、Ｓｉｎｋ引き抜き回路（第３制御回路）４０とを備えて構成される。
【００３５】
電流制御型駆動回路１００の全体構成としては、図面左側から、パルス入力信号が入力されるＩｎｐｕｔ＋及びＩｎｐｕｔ−と、ｉ／ｆで示される入力回路ｉ／ｆ１０と、図面上部のＢｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）を中心として構成されるＢｏｏｓｔ回路２０と、図面中央部の保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）を中心として構成されるＨｏｌｄ保持回路３０と、引き抜き経路を中心として構成されるＳｉｎｋ引き抜き回路４０と、出力端子であるＯｕｔｐｕｔ及びＧＮＤ端子とを備えて構成される。以下、その構成要件を踏まえて説明する。なお、構成される部品のうち、抵抗Ｒ１乃至Ｒ５の抵抗値は数値のみを記載し抵抗の単位Ωは省略してある。
【００３６】
（入力回路ｉ／ｆ１０）
入力パルス信号がＩｎｐｕｔ＋とＩｎｐｕｔ−間に入力され、この入力回路ｉ／ｆ１０は、３つの電源電圧、すなわち、Ｂｏｏｓｔ回路２０のＢｏｏｓｔ電圧（＋１５Ｖ）、Ｈｏｌｄ保持回路３０のＨｏｌｄ保持電圧（＋５．５Ｖ）、及び、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０のＳｉｎｋ引き抜き電圧（−１５Ｖ）の電源電圧印加制御を行う。また、パワーエレクトロニクス回路の基本形態としてフォトカプラ絶縁の形態を備えている。
【００３７】
（Ｂｏｏｓｔ回路２０）
Ｂｏｏｓｔ回路２０は、図３の上部において、Ｂｏｏｓｔ電圧印加部、バイパスコンデンサＣ２、接地ＧＮＤ２、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２、逆流阻止用ダイオードＤ２、キャパシタＣ４、抵抗Ｒ４、及び、ダイオードＤ３を備えて構成される。
【００３８】
Ｂｏｏｓｔ回路２０の動作は、図３の上部において、入力回路ｉ／ｆ１０からのＢｏｏｓｔ電圧（＋１５Ｖ）が印加され、一方の経路として、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ２（１００μＦ）を経由してＧＮＤ２に接地される。他方は、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）のドレイン端子に入力され、ソース端子から逆流阻止用ダイオードＤ２（２ＧＷＪ４２）を経由して、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）のゲート端子には、ＣＲ微分回路が設けられている。このＣＲ微分回路は、キャパシタＣ４（３３００ｐＦ）、抵抗Ｒ４（１ｋ）そしてダイオードＤ３（１Ｓ２０７６Ａ）から構成され、前記実施形態の説明において記載した、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１の印加時間である１μ秒以下のパルスを発生させる回路を構成している。そして、キャパシタＣ４（３３００ｐＦ）の他端は入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、抵抗Ｒ４（１ｋ）とダイオードＤ３（１Ｓ２０７６Ａ）の他端は−１５Ｖの電源に接続されている。なお、このＣＲ微分回路は、別回路として設けたＣＰＵ等によるデジタル手法を用いてパルスを発生させ、Ｂｏｏｓｔ回路２０に入力することでＢｏｏｓｔ回路２０を小型化することもできる。
【００３９】
（Ｈｏｌｄ保持回路３０）
つぎに、Ｈｏｌｄ保持回路３０は、図３の中央部において、Ｈｏｌｄ保持電圧印加部、バイパスコンデンサＣ１、ＧＮＤ２、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ１、及び、抵抗Ｒ２を備えて構成される。
【００４０】
Ｈｏｌｄ保持回路３０の動作は、図３中央部において入力回路ｉ／ｆ１０からのＨｏｌｄ保持電圧（＋５．５Ｖ）が印加され、一方の経路は、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ１（４７０μＦ）を経由してＧＮＤ２に接地される。他方は、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のドレイン端子に入力され、ソース端子から保持電流量を制御するための抵抗Ｒ３（０．２７）を経由して、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のソース端子から保持電流量を制御するためのトランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のベース端子に入力され、エミッタ端子から出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、トランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のコレクタ端子から保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のゲート端子に接続された保持電流量を制御するための抵抗Ｒ１（４７０）を経由して入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、トランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のコレクタ端子から抵抗Ｒ２（１０ｋ）を介してＧＮＤに接地されている。抵抗Ｒ３及びトランジスタＱ３で出力電流を検出し、その電流が一定値となるように保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１にフィードバック制御している。
【００４１】
（Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０）
そして、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０は、図３の下部において、抵抗Ｒ５、ＧＮＤ２、逆流阻止用ダイオードＤ１、引き抜き経路、バイパスコンデンサＣ３、引き抜きＳｉｎｋ電圧印加部、及び、ＧＮＤ２を備えて構成される。
【００４２】
そして、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０は、図３の下部において、出力端子Ｏｕｔｐｕｔから引き抜かれた電流は、一方は、電源電圧オフであっても出力先のＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ−ベースＢ間のオフ状態を保証する抵抗Ｒ５（１０ｋ）を経由してＧＮＤ２及びＧＮＤに接地される。他方は、逆流阻止用ダイオードＤ１（２ＧＷＪ４２）と引き抜き経路を経由して、入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０として入力回路ｉ／ｆ１０には、Ｓｉｎｋ引き抜き電圧（−１５Ｖ）の電源電圧が印加され、そして、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ３（１００μＦ）が並列に接続されＧＮＤ２に接地されている。
【００４３】
つぎに、前記図２及び図３を参照して説明した本実施例における測定環境により測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果について、図４（ａ）及び図４（ｂ）を参照してそれぞれ説明する。
【００４４】
測定方法は、前記測定環境（図２参照）において説明したように、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定を行うために、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ側に、高速電流センサ（Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８）を直列に接続してその検出出力の変化を汎用のオシロスコープ（たとえば、日本テクトロニクスＴＤＳ７５４Ｄ等）により観測し、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間を測定した。また、Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８は、オシロスコープチャンネル４に接続されており、画面の２．００Ｖ／ｄｉｖが２０Ａ／ｄｉｖに相当している。
【００４５】
図４（ａ）は、本実施例におけるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間を測定した結果を示す。図４（ｂ）は、本実施例におけるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオフ時間を測定した結果を示す。図４（ａ）及び図４（ｂ）において、横軸は時間であり最小目盛りは１００ｎｓｅｃである。縦軸には、各種のトランジスタのパラメータ、ＶＢＥ、ＩＢＥ、ＶＣＥ、及び、ＩＣＥの観測波形が表示されるが、本実施例では、実際のターンオン及びターンオフ動作を反映するＶＣＥの変化をＩＢＥの変動に着目して測定を行った。ちなみに、ターンオン時間の測定値はＶＣＥの０Ｖへの立下り時間である図４（ａ）におけるＣ３Ｆａｌｌの時間であり、ターンオフ時間の測定値はＶＣＥの０Ｖからの立ち上がり時間である図４（ｂ）におけるＣ３Ｒｉｓｅの時間である。
【００４６】
測定によって得られたターンオン時間及びターンオフ時間は、それぞれ、８９ｎｓｅｃ及び９６ｎｓｅｃの値を示した。ターンオン時間及びターンオフ時間ともに１００ｎｓｅｃ以下の値が得られ、本発明の電流制御型駆動回路の有効性を示すものである。
【００４７】
（比較例）
つぎに、前記実施例の比較例について図５及び図６を参照して説明する。図５は、従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴ２００の電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。図６は、前記測定環境（図５）において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【００４８】
まず、図５を参照して、比較例の従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴ２００の電源回路について説明する。この比較例は、前記実施例の電流制御型駆動回路１００における第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）３０のみを電流制御型駆動回路として用いて、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を駆動制御させるものである。したがって、測定環境は、入力信号が駆動電圧＋５Ｖを印加する単一駆動電圧型の制御回路とその出力をＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢに入力して、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の動作を制御するものである。なお、ベース電流ＩＢは、実施例と同様約２．５Ａとした。
【００４９】
また、測定対象のＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路については、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥとコレクタＣ間に直流電源の電圧値を４００Ｖとして動作させた。その他の構成は、実施例（図２）と同様である。そして、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定についても実施例と同様測定系で行った。
【００５０】
測定結果を図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す。比較例の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路によるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間は、それぞれ、２８８ｎｓｅｃ及び１５７ｎｓｅｃの値を示した。ターンオン時間において、本発明の実施例と比較してＩＢＥの立ち上がりも遅く、約３倍のターンオン時間を示した。また、ターオフ時間については、実施例と比較して１．５倍のターンオフ時間を示し、ＩＢＥの立下りが遅く揺り戻し現象が観測された。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態及び実施例の電流制御型駆動回路によれば、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高め、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することが可能となる。
【００５２】
また、本実施形態及び実施例について説明したが、本発明の電流制御型駆動回路は、これらに限定されるものではなく、たとえば、インバータ回路、そしてさらには、燃料電池自動車（ＦＣＶ）、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、電気自動車（ＥＶ）、及び、太陽光発電システム等の電動及び電動アシストシステム系の電力変換器に利用することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１０ ｉ／ｆ（入力回路）
２０ 第１制御回路（Ｂｏｏｓｔ回路）
２１ 第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）
３０ 第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）
３１ 第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）
４０ 第３制御回路（Ｓｉｎｋ引き抜き回路）
４１ 第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）
１００ 電流制御型駆動回路
２００ ＳｉＣバイポーラ型半導体トランジスタ（ＳｉＣ−ＢＪＴ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタの電流制御型駆動回路、特にバイポーラ型半導体トランジスタのベース電流制御型駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体デバイスのスイッチング回路は、その半導体デバイスの構造によって電圧制御型のスイッチング回路又は電流制御型のスイッチング回路に大別される。たとえば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）型半導体デバイスやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）型半導体デバイスは、絶縁型ゲートを有するために構造的に電圧制御（電圧駆動）型のスイッチング回路となり、バイポーラ型半導体トランジスタ（Bipolar Junction Transistor 以下ＢＪＴと表記する）デバイスは、電流制御（電流駆動）型のスイッチング回路となる。
【０００３】
Ｓｉを母体材料とする大電力用半導体デバイスは、電圧制御型デバイスであるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが現在のところ代表的である。ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴは、絶縁された制御端子（ゲート電極）を有しており、このゲート電極とソース電極（ＩＧＢＴではエミッタ電極に相当する）間に数Ｖ以上の電圧を印加することで、ＯＮ（スイッチ）させることができる。ゲート電極は絶縁されており、そこに連続して電流は流れない。このため、ＯＮ（スイッチ）させ続けるためのゲート電力は、見かけ上ゼロとなる。厳密には、ターンオンとターンオフの瞬間だけは、絶縁電極がコンデンサであることから、充放電電流が一瞬だけ流れ、ゲート電力を完全にゼロにすることはできない。
【０００４】
これに対し、電流制御型デバイスであるＢＪＴは、制御端子（ベース電極）とエミッタ電極間をＯＮ（スイッチ）させ続けるためには、電流を流し続ける必要がある。このため、電圧制御型デバイスと比較すると、余分に電力を消費する。この欠点を少しでも緩和するため、駆動回路の電源電圧を必要最小限に止めると、電流の立ち上がり（ターンオン）・立下り（ターンオフ）時間が遅くなってしまいスイッチング機能を低下させることになる。したがって、電流制御型デバイスの場合には、損失の抑制とともに、より速いスイッチング機能が求められていた。
【０００５】
トランジスタの電流制御型駆動回路として、たとえば特許文献１には、トランジスタインバータのベース駆動回路が開示されている。従来のトランジスタインバータでは、ベース電流供給回路がインバータ起動時のベース電流及び定常運転時のベース電流を供給しているため、運転状態にかかわらず定格値のベース電流を供給する必要があった。このため、ベース駆動回路が大型化し、ベース電源の容量も大きくなり、効率が悪くなるという課題に対し、この開示技術では、ベース電源供給回路を２組とし、インバータ起動時のベース電流は出力値の高い方のベース電流供給回路を選択し、インバータ定常運転時は出力値の低い回路を選択するようにした。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開昭６１−２２４８７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の開示技術は、Ｓｉトランジスタインバータのスイッチング回路を提示したものであり、これをＳｉＣ半導体デバイスのスイッチング回路に直接適用することはできない。また、この開示技術を、具体的に実際のＢＪＴ型半導体デバイスに適用する場合、ＢＪＴ型のＳｉ半導体デバイスでは、エミッタ電極で０．６Ｖ程度の比較的低電圧でスイッチング機能を発現できる。これに対し、ＢＪＴ型のＳｉＣ半導体デバイスに対しては、ベース・エミッタ電極間のｐｎ接合がその固有物性値から約３．０Ｖの電圧が必要となる。このため、ＢＪＴ型のＳｉＣ半導体デバイスにスイッチング機能を発現させるためには、より高い電源電圧が必要とされる。
【０００８】
また、電源電圧を高くすると、ベース・エミッタ電極間の電圧３Ｖと電源電圧との差電圧が最終的に大きくなるため、「差電圧」×「電流値」から発生するジュール熱によって損失が大きくなってしまう。また、所望の電流値を設定するために、ドライバ出力−ベース間に抵抗を配置する必要があった。一方、電源電圧を大きくすることによってスイッチング動作は速くなるが、電流駆動回路におけるエネルギー（電力）損失が大きくなってしまうため、差電圧を低くすることも課題となっていた。
【０００９】
現在までのところ、大電力用半導体デバイスには、電圧制御型デバイスであるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが専ら使用されており、ＢＪＴへの適用例は希少である。しかしながら、近年、ＳｉＣ半導体デバイスにおいて、その高耐圧・耐環境特性の面から電流制御型半導体デバイスであるＳｉＣ−ＢＪＴの開発が活発化されつつある（例えば、特開２００６−３５１６２１号公報、及び、K.Nonaka et al.,“ A New High Current Gain 4H-SiC Bipolar Junction Transistor with Suppressed Surface Recombination Structure ; SSR-BJT ”2008 European Conference on Silicon Carbide and Related Materials (ECSCRM 2008) Th2-1, 2008. Sep. 11.を参照）。
【００１０】
前記したように、電流制御型半導体デバイスは、駆動回路の電源電圧を低くすると、電流のターンオン・オフが遅くなり、スイッチング機能が低下するという課題が発生する。また、電源電圧を高くすると、駆動回路の電力損失が大きくなってしまうという課題も発生する。特に、高い電源電圧を有し電流駆動するＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスに適用するとなると、高速でスイッチングさせ、その応答・追従性を高めることは困難になるばかりでなく、相当量の発熱が生じることになってしまうことが予測される。
【００１１】
本発明は、前記の開発動向及び課題を鑑み創案されたものであり、ＢＪＴ型半導体デバイス、特に、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高めるとともに、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記目的を達成するために、本発明の請求項1に係る電流制御型駆動回路は、バイポーラ型半導体トランジスタ（ＢＪＴ）を２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、前記バイポーラ型半導体トランジスタの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧を印加させる第１制御回路と、前記バイポーラ型半導体トランジスタを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧を印加させる第２制御回路と、前記バイポーラ型半導体トランジスタの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧を印加させる第３制御回路と、を備える電流制御型駆動回路であって、前記第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、前記第１駆動電圧の値は前記第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、前記第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定されることを特徴とする。
【００１３】
このような構成にすることで、２０ｋＨｚ以上の周波数においてバイポーラ型半導体トランジスタを高速スイッチング動作させる場合、ベース電流の制御駆動回路として起動時と停止時にそれぞれターンオン及びターンオフさせるための第１制御回路と第３制御回路によって、第１駆動電圧と第３駆動電圧とを印加させ、さらに、第１駆動電圧印加時間を１μ秒以内とすることで、起動時間を速くすることができるとともに、起動するための電力を小さく留めることができる。そして、ベース電流の制御駆動回路として定常駆動時には第２制御回路によって、第１駆動電圧より低い第２駆動電圧を印加させることで、定常駆動時の消費電力を削減することができる。
【００１４】
そして、本発明の請求項２に係る電流制御型駆動回路は、請求項１の電流制御型駆動回路において、前記第２駆動電圧の値は、前記バイポーラ型半導体トランジスタのｐｎ接合における順バイアスの電位障壁によって発生する固有電圧の値より大きく設定することが好適である。
【００１５】
請求項１の電流制御型駆動回路において、第２駆動電圧を、動作させるバイポーラ型半導体トランジスタの構成材料のｐｎ接合特性に対応した順方向バイアスの電位障壁による固有電圧値より大きく設定することで、たとえば、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路における第２駆動電圧を設定する場合、その固有電圧値である約３．０Ｖ以上の電圧値に設定することが好適である。
【００１６】
また、本発明の請求項３に係る電流制御型駆動回路は、請求項１又は請求項２の電流制御型駆動回路において、前記バイポーラ型半導体トランジスタは、半導体ＳｉＣを主な構成材料とすることが好適である。
【００１７】
このようにすることで、請求項１又は請求項２の電流制御型駆動回路において、駆動させるバイポーラ型半導体トランジスタの主構成材料を半導体ＳｉＣとする高耐圧・耐環境特性を有するＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスとした電流制御型駆動回路を具現することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る電流制御型駆動回路によれば、ＢＪＴ型半導体デバイス、特に、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるためのベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高めるとともに、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態の電流制御型駆動回路の構成及び機能を説明するための機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施例に係る電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例に係る電流制御型駆動回路の回路図である。
【図４】本発明の実施例に係る測定環境において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴのターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【図５】比較例としての従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。
【図６】比較例としての従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路に係る測定環境において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴのターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の電流制御型駆動回路の実施形態について図１を参照して説明し、図２乃至図４を参照して本発明の電流制御型駆動回路の実施例を説明する。なお、比較例として図５及び図６を参照して従来の１駆動電圧型の電流制御型駆動回路について説明する。なお、各図において同様の機能及び動作を行う部位については、同様の符号を付して、場合によっては説明を省略することがある。
【００２１】
（実施形態）
本発明の実施形態の電流制御型駆動回路１００の構成及び動作について、図１を参照して説明する。
【００２２】
電流制御型駆動回路１００の構成は、外部入力からの入力信号を受信するインタフェースｉ／ｆ１０、そのインタフェースｉ／ｆ１０に並列に接続された、第１制御回路２０、第２制御回路３０、及び、第３制御回路４０を備えて構成される。そして、各制御回路には、それぞれ、第1駆動電圧（＋１５Ｖ）２１、第２駆動電圧（＋５．５Ｖ）３１、及び、第３駆動電圧（−１５Ｖ）４１が設定されている。電流制御型駆動回路１００の出力側には、電流制御型駆動回路１００の制御電流により、ベース電流が制御されるＳｉＣバイポーラ型半導体トランジスタ（以後ＳｉＣ−ＢＪＴと表記する）２００のベース端子Ｂが接続されている。
【００２３】
そして、第１制御回路２０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧（＋１５Ｖ）２１を印加時間１μ秒以内に印加させるＢｏｏｓｔ回路である。第２制御回路３０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧（＋５．５Ｖ）３１を印加させるＨｏｌｄ保持回路である。そして、第３制御回路４０は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧（−１５Ｖ）４１を印加させるＳｉｎｋ引き抜き回路である。第１制御回路２０及び第２制御回路３０は同時に作動させ、最初に第１制御回路２０が作用し、引き続いて１μ秒以内に第２の制御回路３０が作用する。
【００２４】
そして、電流制御型駆動回路１００の動作は、インタフェースｉ／ｆ１０からの信号により、第１制御回路２０及び第２制御回路３０の制御を同時に始めているが、起動時−定常動作時−停止時の順に、それぞれ、第１制御回路（Ｂｏｏｓｔ回路）２０−第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）３０−第３制御回路（Ｓｉｎｋ引き抜き回路）４０が連続動作することで、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢのベース電流が制御される。
【００２５】
電流制御型駆動回路１００の第１制御回路２０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の起動時（ターンオン時）に高速で立ち上げるためのベース電流を供給する（図1に実線矢印で表記）ための第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１を印加する。したがって、後記する第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１よりも高い電圧値とする。高速で立ち上げるためには、単純にこの第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１をできるだけ大きく設定すればよいが、駆動回路の大型化、駆動回路の制御効果、及び、経済性を考慮する必要がある。本実施形態では、＋１２Ｖ〜＋１５Ｖ程度に設定することが好適である。
【００２６】
また、この第１制御回路２０の動作として、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１の印加時間は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を高速で立ち上げるための時間であり、たとえば、１μ秒以下に設定されることが好適であり、具体的には、１００ｎ秒〜２００ｎ秒程度に設定することが好適である。
【００２７】
そして、電流制御型駆動回路１００の第２制御回路３０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の定常動作時に必要なベース電流を供給する（図1に実線矢印で表記）ための第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１を印加する。ここでは、第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１をＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース・エミッタ間の順方向電圧（ＶＢＥ＝２．９Ｖ〜３．０Ｖ）以上の電圧値として＋５．５Ｖに設定したが、回路動作上余裕があれば＋５．５Ｖ以下に設定してもよい。
【００２８】
さらに、電流制御型駆動回路１００の第３制御回路４０の動作は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の停止時（ターンオフ時）に高速で立ち下げるためのベース電流を引き抜く（図1に点線矢印で表記）ための第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）４１を印加する。この第３駆動電圧４１は、第１駆動電圧２１の逆極性の電圧値を印加する。本実施形態では、第１駆動電圧２１の設定条件と同様に、経済性を考慮して、−１２Ｖ乃至−１５Ｖに設定することが好適である。この逆極性の第３駆動電圧値は、必ずしも第１駆動電圧値の絶対値と同等に設定する必要はなく、定常動作時に印加された第２駆動電圧３１を負電圧まで引き抜ければよい。ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の特性により第３制御回路４０に電流が流れるが、逆方向バイアスであるためスイッチング動作が終了すれば、余分な電流は流れず、回路上の損失は発生しない。
【００２９】
また、この第３制御回路４０の動作として、誤って起動してしまうことを防止する副次的な効果もある。
【実施例】
【００３０】
つぎに、図２乃至図４を参照して、本発明の実施例について説明する。図２は、本実施例の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴの電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。図３は、本実施例の電流制御型駆動回路の回路図である。そして、図４は、本実施例の測定環境（図２）及び本実施例の電流制御型駆動回路（図３）により測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【００３１】
はじめに、図２を参照して、本実施例の測定環境について説明する。測定環境は、入力信号を発生するパルス信号源と、その入力信号を受信してＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢにベース制御電流を供給する本発明の電流制御型駆動回路１００と、この電流制御型駆動回路１００からのベース制御電流により駆動されるＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路から構成される。
【００３２】
電流制御型駆動回路１００は、入力回路ｉ／ｆ１０と、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１を印加するＢｏｏｓｔ回路（第1制御回路）２０と、第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）３１を印加するＨｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０と、第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）４１を印加することで、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース電流を引き抜くための、Ｓｉｎｋ引き抜き回路（第３制御回路）４０とを備えて構成される。なお、Ｈｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０による保持時間のＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベース電流（ＩＢ）は、約２．５Ａと設定した。その他の条件、機能及び動作については、実施形態の説明で記載したのでここでは説明を省略する。
【００３３】
つぎに、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路について説明する。ＳｉＣ−ＢＪＴ２００は、ＩＣ５０Ａ級ＳｉＣ−ＢＪＴを使用した。そして、電源回路の構成は、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のコレクタＣ側には、インダクタＬ（１００μＨ）と電流逆流阻止用のショトキーバリアダイオードＳｉＣ−ＳＢＤとが並列に接続され、平滑コンデンサＣを介してＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥとコレクタＣ間に、最大で約６５０Ｖの直流電圧を供給する直流電源を備えて構成される。そして、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定を行うために、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ側に、リング状の高速電流センサ（Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８）に対してリング内にエミッタ電流が貫通して接続されており、その検出出力の変化が汎用のオシロスコープ（たとえば、日本テクトロニクスＴＤＳ７５４Ｄ等）により観測される。観測結果から、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間を測定した。
【００３４】
そして、図３には、本実施例の電流制御型駆動回路１００の回路図を示した。構成される具体的な回路部品の仕様を記載した。電流制御型駆動回路１００は、図２を参照して説明した入力回路ｉ／ｆ１０と、Ｂｏｏｓｔ回路（第1制御回路）２０と、Ｈｏｌｄ保持回路（第２制御回路）３０と、Ｓｉｎｋ引き抜き回路（第３制御回路）４０とを備えて構成される。
【００３５】
電流制御型駆動回路１００の全体構成としては、図面左側から、パルス入力信号が入力されるＩｎｐｕｔ＋及びＩｎｐｕｔ−と、ｉ／ｆで示される入力回路ｉ／ｆ１０と、図面上部のＢｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）を中心として構成されるＢｏｏｓｔ回路２０と、図面中央部の保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）を中心として構成されるＨｏｌｄ保持回路３０と、引き抜き経路を中心として構成されるＳｉｎｋ引き抜き回路４０と、出力端子であるＯｕｔｐｕｔ及びＧＮＤ端子とを備えて構成される。以下、その構成要件を踏まえて説明する。なお、構成される部品のうち、抵抗Ｒ１乃至Ｒ５の抵抗値は数値のみを記載し抵抗の単位Ωは省略してある。
【００３６】
（入力回路ｉ／ｆ１０）
入力パルス信号がＩｎｐｕｔ＋とＩｎｐｕｔ−間に入力され、この入力回路ｉ／ｆ１０は、３つの電源電圧、すなわち、Ｂｏｏｓｔ回路２０のＢｏｏｓｔ電圧（＋１５Ｖ）、Ｈｏｌｄ保持回路３０のＨｏｌｄ保持電圧（＋５．５Ｖ）、及び、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０のＳｉｎｋ引き抜き電圧（−１５Ｖ）の電源電圧印加制御を行う。また、パワーエレクトロニクス回路の基本形態としてフォトカプラ絶縁の形態を備えている。
【００３７】
（Ｂｏｏｓｔ回路２０）
Ｂｏｏｓｔ回路２０は、図３の上部において、Ｂｏｏｓｔ電圧印加部、バイパスコンデンサＣ２、接地ＧＮＤ２、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２、逆流阻止用ダイオードＤ２、キャパシタＣ４、抵抗Ｒ４、及び、ダイオードＤ３を備えて構成される。
【００３８】
Ｂｏｏｓｔ回路２０の動作は、図３の上部において、入力回路ｉ／ｆ１０からのＢｏｏｓｔ電圧（＋１５Ｖ）が印加され、一方の経路として、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ２（１００μＦ）を経由してＧＮＤ２に接地される。他方は、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）のドレイン端子に入力され、ソース端子から逆流阻止用ダイオードＤ２（２ＧＷＪ４２）を経由して、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、Ｂｏｏｓｔ用ＭＯＳＦＥＴＱ２（２ＳＫ２２３１）のゲート端子には、ＣＲ微分回路が設けられている。このＣＲ微分回路は、キャパシタＣ４（３３００ｐＦ）、抵抗Ｒ４（１ｋ）そしてダイオードＤ３（１Ｓ２０７６Ａ）から構成され、前記実施形態の説明において記載した、第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）２１の印加時間である１μ秒以下のパルスを発生させる回路を構成している。そして、キャパシタＣ４（３３００ｐＦ）の他端は入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、抵抗Ｒ４（１ｋ）とダイオードＤ３（１Ｓ２０７６Ａ）の他端は−１５Ｖの電源に接続されている。なお、このＣＲ微分回路は、別回路として設けたＣＰＵ等によるデジタル手法を用いてパルスを発生させ、Ｂｏｏｓｔ回路２０に入力することでＢｏｏｓｔ回路２０を小型化することもできる。
【００３９】
（Ｈｏｌｄ保持回路３０）
つぎに、Ｈｏｌｄ保持回路３０は、図３の中央部において、Ｈｏｌｄ保持電圧印加部、バイパスコンデンサＣ１、ＧＮＤ２、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ１、及び、抵抗Ｒ２を備えて構成される。
【００４０】
Ｈｏｌｄ保持回路３０の動作は、図３中央部において入力回路ｉ／ｆ１０からのＨｏｌｄ保持電圧（＋５．５Ｖ）が印加され、一方の経路は、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ１（４７０μＦ）を経由してＧＮＤ２に接地される。他方は、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のドレイン端子に入力され、ソース端子から保持電流量を制御するための抵抗Ｒ３（０．２７）を経由して、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のソース端子から保持電流量を制御するためのトランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のベース端子に入力され、エミッタ端子から出力端子Ｏｕｔｐｕｔに出力される。また、トランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のコレクタ端子から保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１（２ＳＫ２２３１）のゲート端子に接続された保持電流量を制御するための抵抗Ｒ１（４７０）を経由して入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、トランジスタＱ３（２ＳＣ１８１５）のコレクタ端子から抵抗Ｒ２（１０ｋ）を介してＧＮＤに接地されている。抵抗Ｒ３及びトランジスタＱ３で出力電流を検出し、その電流が一定値となるように保持用ＭＯＳＦＥＴＱ１にフィードバック制御している。
【００４１】
（Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０）
そして、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０は、図３の下部において、抵抗Ｒ５、ＧＮＤ２、逆流阻止用ダイオードＤ１、引き抜き経路、バイパスコンデンサＣ３、引き抜きＳｉｎｋ電圧印加部、及び、ＧＮＤ２を備えて構成される。
【００４２】
そして、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０は、図３の下部において、出力端子Ｏｕｔｐｕｔから引き抜かれた電流は、一方は、電源電圧オフであっても出力先のＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ−ベースＢ間のオフ状態を保証する抵抗Ｒ５（１０ｋ）を経由してＧＮＤ２及びＧＮＤに接地される。他方は、逆流阻止用ダイオードＤ１（２ＧＷＪ４２）と引き抜き経路を経由して、入力回路ｉ／ｆ１０の出力端子ＯＵＴＰＵＴに接続される。また、Ｓｉｎｋ引き抜き回路４０として入力回路ｉ／ｆ１０には、Ｓｉｎｋ引き抜き電圧（−１５Ｖ）の電源電圧が印加され、そして、瞬時的な電圧変動を補償するバイパスコンデンサＣ３（１００μＦ）が並列に接続されＧＮＤ２に接地されている。
【００４３】
つぎに、前記図２及び図３を参照して説明した本実施例における測定環境により測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果について、図４（ａ）及び図４（ｂ）を参照してそれぞれ説明する。
【００４４】
測定方法は、前記測定環境（図２参照）において説明したように、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定を行うために、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥ側に、高速電流センサ（Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８）を直列に接続してその検出出力の変化を汎用のオシロスコープ（たとえば、日本テクトロニクスＴＤＳ７５４Ｄ等）により観測し、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間を測定した。また、Ｐｅａｒｓｏｎ＃２８７８は、オシロスコープチャンネル４に接続されており、画面の２．００Ｖ／ｄｉｖが２０Ａ／ｄｉｖに相当している。
【００４５】
図４（ａ）は、本実施例におけるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間を測定した結果を示す。図４（ｂ）は、本実施例におけるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオフ時間を測定した結果を示す。図４（ａ）及び図４（ｂ）において、横軸は時間であり最小目盛りは１００ｎｓｅｃである。縦軸には、各種のトランジスタのパラメータ、ＶＢＥ、ＩＢＥ、ＶＣＥ、及び、ＩＣＥの観測波形が表示されるが、本実施例では、実際のターンオン及びターンオフ動作を反映するＶＣＥの変化をＩＢＥの変動に着目して測定を行った。ちなみに、ターンオン時間の測定値はＶＣＥの０Ｖへの立下り時間である図４（ａ）におけるＣ３Ｆａｌｌの時間であり、ターンオフ時間の測定値はＶＣＥの０Ｖからの立ち上がり時間である図４（ｂ）におけるＣ３Ｒｉｓｅの時間である。
【００４６】
測定によって得られたターンオン時間及びターンオフ時間は、それぞれ、８９ｎｓｅｃ及び９６ｎｓｅｃの値を示した。ターンオン時間及びターンオフ時間ともに１００ｎｓｅｃ以下の値が得られ、本発明の電流制御型駆動回路の有効性を示すものである。
【００４７】
（比較例）
つぎに、前記実施例の比較例について図５及び図６を参照して説明する。図５は、従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴ２００の電源回路を説明するための測定環境を示すブロック図である。図６は、前記測定環境（図５）において測定されたＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定結果である。
【００４８】
まず、図５を参照して、比較例の従来の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路及びＳｉＣ−ＢＪＴ２００の電源回路について説明する。この比較例は、前記実施例の電流制御型駆動回路１００における第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）３０のみを電流制御型駆動回路として用いて、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００を駆動制御させるものである。したがって、測定環境は、入力信号が駆動電圧＋５Ｖを印加する単一駆動電圧型の制御回路とその出力をＳｉＣ−ＢＪＴ２００のベースＢに入力して、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００の動作を制御するものである。なお、ベース電流ＩＢは、実施例と同様約２．５Ａとした。
【００４９】
また、測定対象のＳｉＣ−ＢＪＴ２００及びその電源回路については、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のエミッタＥとコレクタＣ間に直流電源の電圧値を４００Ｖとして動作させた。その他の構成は、実施例（図２）と同様である。そして、ＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間の測定についても実施例と同様測定系で行った。
【００５０】
測定結果を図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す。比較例の単一駆動電圧型の電流制御型駆動回路によるＳｉＣ−ＢＪＴ２００のターンオン時間及びターンオフ時間は、それぞれ、２８８ｎｓｅｃ及び１５７ｎｓｅｃの値を示した。ターンオン時間において、本発明の実施例と比較してＩＢＥの立ち上がりも遅く、約３倍のターンオン時間を示した。また、ターオフ時間については、実施例と比較して１．５倍のターンオフ時間を示し、ＩＢＥの立下りが遅く揺り戻し現象が観測された。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態及び実施例の電流制御型駆動回路によれば、ＢＪＴ型ＳｉＣ半導体デバイスを駆動させるベース電流制御型駆動回路において、スイッチング速度を高め、エネルギー損失の少ない電流制御型駆動回路を提供することが可能となる。
【００５２】
また、本実施形態及び実施例について説明したが、本発明の電流制御型駆動回路は、これらに限定されるものではなく、たとえば、インバータ回路、そしてさらには、燃料電池自動車（ＦＣＶ）、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、電気自動車（ＥＶ）、及び、太陽光発電システム等の電動及び電動アシストシステム系の電力変換器に利用することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１０ ｉ／ｆ（入力回路）
２０ 第１制御回路（Ｂｏｏｓｔ回路）
２１ 第１駆動電圧（Ｂｏｏｓｔ電圧）
３０ 第２制御回路（Ｈｏｌｄ保持回路）
３１ 第２駆動電圧（Ｈｏｌｄ保持電圧）
４０ 第３制御回路（Ｓｉｎｋ引き抜き回路）
４１ 第３駆動電圧（Ｓｉｎｋ引き抜き電圧）
１００ 電流制御型駆動回路
２００ ＳｉＣバイポーラ型半導体トランジスタ（ＳｉＣ−ＢＪＴ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バイポーラ型半導体トランジスタを２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、
前記バイポーラ型半導体トランジスタの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧を印加させる第１制御回路と、
前記バイポーラ型半導体トランジスタを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧を印加させる第２制御回路と、
前記バイポーラ型半導体トランジスタの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧を印加させる第３制御回路と
を備える電流制御型駆動回路であって、
前記第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、
前記第１駆動電圧の値は前記第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、
前記第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定される
ことを特徴とする電流制御型駆動回路。
【請求項２】
前記第２駆動電圧の値は、前記バイポーラ型半導体トランジスタのｐｎ接合における順バイアスの電位障壁によって発生する固有電圧の値より大きく設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電流制御型駆動回路。
【請求項３】
前記バイポーラ型半導体トランジスタは、半導体ＳｉＣを主な構成材料とする
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流制御型駆動回路。
【請求項１】
バイポーラ型半導体トランジスタを２０ｋＨｚ以上の周波数でスイッチング動作させるにあたり、
前記バイポーラ型半導体トランジスタの起動時にベース電流を供給するための第１駆動電圧を印加させる第１制御回路と、
前記バイポーラ型半導体トランジスタを駆動し続けるために必要なベース電流を保持するための第２駆動電圧を印加させる第２制御回路と、
前記バイポーラ型半導体トランジスタの停止時にベース電流を取り除くための第３駆動電圧を印加させる第３制御回路と
を備える電流制御型駆動回路であって、
前記第３駆動電圧は前記第１駆動電圧に対して逆極性であり、
前記第１駆動電圧の値は前記第２駆動電圧の値より大きく設定されるとともに、
前記第１駆動電圧の印加時間は１μ秒以内に設定される
ことを特徴とする電流制御型駆動回路。
【請求項２】
前記第２駆動電圧の値は、前記バイポーラ型半導体トランジスタのｐｎ接合における順バイアスの電位障壁によって発生する固有電圧の値より大きく設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電流制御型駆動回路。
【請求項３】
前記バイポーラ型半導体トランジスタは、半導体ＳｉＣを主な構成材料とする
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流制御型駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−５５６１６（Ｐ２０１１−５５６１６Ａ）
【公開日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２０１３０９（Ｐ２００９−２０１３０９）
【出願日】平成２１年９月１日（２００９．９．１）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月１日（２００９．９．１）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
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