電源システム
【課題】２つの直流電源を有効に使用可能な電源システムについて、共振現象を発生させることなく負荷への出力電圧を安定的に制御するための構成を提供する。
【解決手段】電源システムは、直流電源１０と、直流電源２０と、電力変換器５０♯とを含む。電力変換器５０♯は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびリアクトルＬ１，Ｌ２と、共振減衰回路５５とを有する。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間の電力変換経路と、直流電源２０および電源配線ＰＬの間の電力変換回路との両方に含まれるように配置される。共振減衰回路５５は、リアクトルＬ１と磁気結合されたリアクトルＬ３と、リアクトルＬ２と磁気結合されたリアクトルＬ４と、キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３とを含む。キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３には、リアクトルＬ３の誘起電圧Ｖｍ１と、リアクトルＬ４の誘起電圧Ｖｍ２との差電圧が印加される。
【解決手段】電源システムは、直流電源１０と、直流電源２０と、電力変換器５０♯とを含む。電力変換器５０♯は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびリアクトルＬ１，Ｌ２と、共振減衰回路５５とを有する。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、直流電源１０および電源配線ＰＬの間の電力変換経路と、直流電源２０および電源配線ＰＬの間の電力変換回路との両方に含まれるように配置される。共振減衰回路５５は、リアクトルＬ１と磁気結合されたリアクトルＬ３と、リアクトルＬ２と磁気結合されたリアクトルＬ４と、キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３とを含む。キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３には、リアクトルＬ３の誘起電圧Ｖｍ１と、リアクトルＬ４の誘起電圧Ｖｍ２との差電圧が印加される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するための電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２０００−２９５７１５号公報（特許文献１）には、２つの直流電源から負荷（車両駆動電動機）へ電力を供給する電気自動車の電源システムが記載されている。特許文献１では、直流電源として２個の電気二重層キャパシタが用いられる。そして、２個の電気二重層キャパシタを並列接続して負荷へ電力を供給する動作モードを設けることが記載される。
【０００３】
また、特開２００８−５４４７７号公報（特許文献２）には、複数の直流電圧を入力とし、複数の直流電圧を出力する電圧変換装置が記載されている。特許文献２に記載の電力変換装置では、エネルギ蓄積手段（コイル）の端子と、複数の入力電位および複数の出力電位との接続を切替えることによって、動作モードが切替えられる。そして、動作モードには、２つの直流電源が並列に接続されて負荷へ電力を供給するモードが含まれる。
【０００４】
また、特開２０１０−５７２８８号公報（特許文献３）には、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットを備えた電力供給装置として、当該蓄電ユニット間の直流接続と並列接続とを切換えるスイッチを設けた構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２９５７１５号公報
【特許文献２】特開２００８−５４４７７号公報
【特許文献３】特開２０１０−５７２８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１および特許文献２の構成では、２つの直流電源を並列に接続して負荷へ電力供給することが可能であるが、２つの直流電源を直列に接続することは想定されていない。
【０００７】
特許文献３の構成では、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットの直列接続および並列接続を切換えることによって、モータジェネレータを駆動制御するインバータへの印加電圧を変化させている。すなわち、特許文献３では、直列接続あるいは並列接続された蓄電ユニットからの出力電圧に対する直流電圧変換機能について想定していない。
【０００８】
したがって、負荷に対する出力電力を電圧指令値に従って制御する電源システムにおいて、特許文献１〜３に記載の構成では、２つの直流電源を有効に使用できない可能性がある。
【０００９】
また、電源システムを動作させる際に、電力変換器の回路内にＬＣ回路によって電圧が振動する現象（共振現象）が発生すると、電磁波ノイズの発生により電力変換器外部へ影響を与えることが懸念される。したがって、電力変換器での共振現象を抑制するような構成とすることが求められる。
【００１０】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、２つの直流電源を有効に使用可能な電源システムについて、共振現象を発生させることなく、負荷への出力電圧を安定的に制御するための構成を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明による電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、負荷に電気的に接続される電源配線と第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器と、制御装置とを含む。電力変換器は、複数のスイッチング素子と、第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、共振減衰回路とを含む。複数のスイッチング素子は、第１の直流電源と電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、第２の直流電源と電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置される。第１のリアクトルは、第１の電力変換経路に含まれるように配置される。第２のリアクトルは、第２の電力変換経路に含まれるように配置される。共振減衰回路は、第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である。共振減衰回路は、第３のリアクトルと、第４のリアクトルと、キャパシタおよび抵抗とを有する。第３のリアクトルは、第１のリアクトルと磁気結合される。第４のリアクトルは、第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、第３のリアクトルに対して直列に接続される。キャパシタおよび抵抗は、第３および第４のリアクトルと直列に接続される。制御装置は、電源配線上の出力電圧を制御するように複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１２】
好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を含む。第１のスイッチング素子は、電源配線および第１のノードの間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の正極端子と電気的に接続される第４のノード、および第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と第３のノードとの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに含む。第１のリアクトルは、第１の直流電源の正極端子と第２のノードとの間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第２の直流電源の正極端子と第１のノードとの間に電気的に接続される。
【００１３】
さらに好ましくは、第１のリアクトルおよび第３のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。
【００１４】
また、さらに好ましくは、第２のリアクトルおよび第４のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。
【００１５】
あるいは好ましくは、電力変換器は、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。
【００１６】
さらに好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、電力変換器は、第１の動作モードでは、第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための制御信号に従って、第２および第４のスイッチング素子と第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１７】
さらに好ましくは、電力変換器は、第１の動作モードでは、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換について、出力電圧が指令電圧と一致するように制御する。
【００１８】
また、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第１の制御信号と、第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第２の制御信号との論理和に従って、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１９】
あるいは、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源と、電源配線との間の直流電力変換については出力電圧が指令電圧と一致するように制御する一方で、第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源と電源配線との間の直流電力変換については他方の直流電源の電流が指令電流と一致するように制御する。
【００２０】
好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、複数のスイッチング素子は、第１の動作モードでは第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、第２の動作モードでは出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、２つの直流電源を備えた電源システムについて、負荷への出力電圧を共振現象を発生させることなく安定的に制御した上で、２つの直流電源を有効に使用可能な構成を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態による電源システムの構成例を示す回路図である。
【図２】パラレル接続モードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。
【図３】パラレル接続モードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。
【図４】図２の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図５】図３の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図６】パラレル接続モードにおける第１の直流電源に対する直流電力変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図７】パラレル接続モードにおける第２の直流電源に対する直流電力変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図８】シリーズ接続モードにおける回路動作を説明する回路図である。
【図９】図８の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図１０】シリーズ接続モードにおける直流電圧変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図１１】シリーズ接続モードにおける共振現象を説明するための波形図である。
【図１２】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第１の回路図である。
【図１３】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第２の回路図である。
【図１４】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第３の回路図である。
【図１５】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第４の回路図である。
【図１６】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第５の回路図である。
【図１７】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第６回路図である。
【図１８】シリーズ接続モードにおける共振現象発生時の等価回路図である。
【図１９】比較例として示される減衰抵抗を付加した電力変換回路の構成を示す回路図である。
【図２０】図１９に示した電力変換器の共振現象発生時の等価回路図である。
【図２１】図１８に示した共振回路における電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２２】図２０に示した共振回路における電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２３】本実施の形態による電力変換器の構成を説明するための回路図である。
【図２４】図２３に示した電力変換器に含まれるリアクトルの構成例を示す概念図である。
【図２５】図２３に示した本実施の形態による電力変換器の共振現象発生時の等価回路図である。
【図２６】共振減衰回路によって形成される振動モデルを示す回路図である。である。
【図２７】図２６に示した振動モデルおよびスイッチング素子の電圧の動作波形図である。
【図２８】本実施の形態による電力変換器における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２９】図１に示した電力変換器（比較例）における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図３０】本実施の形態による電力変換器のパラレル接続モードにおける共振減衰回路の動作波形図である。
【図３１】パラレル接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図３２】第１の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図３３】第２の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図３４】電圧源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図３５】電流源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図３６】パラレル接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図３７】シリーズ接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図３８】シリーズ接続モードにおける制御動作例を説明するための波形図である。
【図３９】シリーズ接続モードにおける電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図４０】シリーズ接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図４１】本発明の実施の形態による電源システムが適用された車両電源システムの構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２４】
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態による電源システムの構成例を説明するための回路図である。
【００２５】
図１を参照して、電源システム５は、直流電源１０と、直流電源２０と、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。なお、電力変換器５０は、本実施の形態による電力変換器（後述）に対する比較例として示される。すなわち、図１に示した電源システム５において、図１の電力変換器５０を、本実施の形態による電力変換器５０♯（図２３）によって置換することによって、本発明の実施の形態による電源システムが構成される。
【００２６】
なお、後述するように、本実施の形態による電力変換器５０♯は、電力変換器５０の回路構成に加えて、図１の電力変換器５０における共振現象を防止するための受動素子によって構成された共振減衰回路をさらに含むものである。したがって、以下では、まず、電力変換器５０の回路構成および動作、ならびに、問題となる共振現象を順に説明する。
【００２７】
図１において、直流電源１０および２０は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源１０は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源２０は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０および直流電源２０は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。ただし、直流電源１０および２０を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。
【００２８】
電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０と、負荷３０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電源配線ＰＬ上の直流電圧（以下、出力電圧Ｖｏとも称する）を電圧指令値に従って制御するように構成される。
【００２９】
負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧Ｖｏを受けて動作する。出力電圧Ｖｏの電圧指令値は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０，２０の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
【００３０】
電力変換器５０は、電力用半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御することが可能である。
【００３１】
スイッチング素子Ｓ１は、電源配線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源２０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線ＧＬの間に電気的に接続される。接地配線ＧＬは、負荷３０および、直流電源１０の負極端子と電気的に接続される。
【００３２】
制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置４０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３３】
制御装置４０は、出力電圧Ｖｏを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。
【００３４】
なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０の電圧（Ｖ［１］と表記する）および電流（Ｉ［１］と表記する）、直流電源２０の電圧（Ｖ［２］と表記する）および電流（Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧Ｖｏの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。
【００３５】
図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源２０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。そして、第１の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。
【００３６】
なお、昇圧チョッパ回路における電圧変換比（昇圧比）は、低圧側（直流電源側）の電圧Ｖｉ、高圧側（負荷側）の電圧ＶＨ、および、下アーム素子のデューティ比ＤＴを用いて、下記（１）式で示されることが知られている。なお、デューティ比ＤＴは、下アーム素子のオン期間およびオフ期間の和であるスイッチング周期に対する、下アーム素子のオン期間比で定義される。なお、下アーム素子のオフ期間には、上アーム素子がオンされる。
【００３７】
ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉ …（１）
なお、本実施の形態による電力変換器５０では、電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、直流電源１０，２０が並列に負荷３０との間で電力の授受を行なうパラレル接続モードと、直列に接続された直流電源１０，２０が負荷３０との間で電力の授受を実行するシリーズ接続モードとを切替えて動作することが可能である。シリーズ接続モードは「第１の動作モード」に対応し、パラレル接続モードは「第２の動作モード」に対応する。
【００３８】
（各動作モードでの基本的な回路動作）
電力変換器５０の各動作モードでの基本的な回路動作について説明する。まず、電力変換器５０のパラレル接続モードでの動作について説明する。
【００３９】
電力変換器５０のパラレル接続モードでの回路動作について説明する。
図２および図３に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と直流電源２０の電圧Ｖ［２］との高低に応じて等価回路が異なってくる。
【００４０】
図２（ａ）に示されるように、Ｖ［２］＞Ｖ［１］のときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図２（ｂ）に示される。
【００４１】
図２（ｂ）を参照して、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００４２】
一方、図３（ａ）に示されるように、Ｖ［１］＞Ｖ［２］のときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図３（ｂ）に示される。
【００４３】
図３（ｂ）を参照して、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００４４】
図２および図３に示した回路動作では、いかなる場面においてもリアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギの放出経路が必要である。異なる電流が流れているリアクトル同士がスイッチング素子を介して直列に接続されると、蓄積エネルギと電流の関係に矛盾が生じるために、スパーク等が発生して回路破壊に繋がる虞があるためである。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が、回路上に必ず設けられる必要がある。
【００４５】
図４には、図２に示した回路動作時（Ｖ［２］＞Ｖ［１］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図４（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図４（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。
【００４６】
図４（ａ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０２によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０３によって還流することができる。電流経路１０２，１０３によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００４７】
図４（ｂ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０４によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３，Ｄ２を介した電流経路１０５によって還流することができる。電流経路１０４，１０５によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００４８】
図５には、図３に示した回路動作時（Ｖ［１］＞Ｖ［２］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図５（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図５（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。
【００４９】
図５（ａ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０６により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ４，Ｄ３を介した電流経路１０７により還流することができる。電流経路１０６，１０７によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００５０】
図５（ｂ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、接地配線ＧＬおよびダイオードＤ４を介した電流経路１０８により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０９により還流することができる。電流経路１０８，１０９によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００５１】
以上のように、電力変換器５０では、パラレル接続モードでの動作時において、いかなる動作状態においても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
【００５２】
次に、図６および図７を用いて、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける昇圧動作について詳細に説明する。
【００５３】
図６には、パラレル接続モードにおける直流電源１０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
【００５４】
図６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１２０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５５】
これに対して、図６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０のエネルギとともに出力するための電流経路１２１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５６】
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図６（ａ）の電流経路１２０および図６（ｂ）の電流経路１２１が交互に形成される。
【００５７】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０に対して構成される。図６に示される直流電力変換動作では、直流電源２０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００５８】
このような直流電力変換において、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤａとする。
【００５９】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖ［１］ …（２）
図７には、パラレル接続モードにおける直流電源２０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
【００６０】
図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１３０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６１】
これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源２０のエネルギとともに出力するための電流経路１３１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６２】
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１３０および図７（ｂ）の電流経路１３１が交互に形成される。
【００６３】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源２０に対して構成される。図７に示される直流電力変換動作では、直流電源１０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００６４】
このような直流電力変換において、直流電源２０の電圧Ｖ［２］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｂとする。
【００６５】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖ［２］ …（３）
次に、図８および図９を用いて、電力変換器５０のシリーズ接続モードでの動作について説明する。
【００６６】
図８（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図８（ｂ）に示される。
【００６７】
図８（ｂ）を参照して、シリーズ接続モードでは、直列接続された直流電源１０および２０と電源配線ＰＬとの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間とオフ期間とを交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。
【００６８】
図８に示した回路動作においても、図４，図５で説明したのと同様に、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が必要である。
【００６９】
図９には、図８に示した回路動作時（シリーズ接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図９（ａ）には、力行状態における還流経路が示され、図９（ｂ）には、回生状態における還流経路が示される。
【００７０】
図９（ａ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、配線１５、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、および接地配線ＧＬを介した電流経路１１１によって還流することができる。また、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、ダイオードＤ４、および配線１５を介した電流経路１１２により還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、配線１５には電流が流れない。この結果、ダイオードＤ２，Ｄ４にも電流は流れない。
【００７１】
図９（ｂ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ４および配線１５を介した電流経路１１３によって還流することができる。同様に、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ２および配線１５を介した電流経路１１４によって還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、ダイオードＤ２，Ｄ４の電流も等しくなる。この結果、配線１５には電流が流れない。
【００７２】
このように、電力変換器５０では、シリーズ接続モードでの動作時において、力行状態および回生状態のいずれにおいても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
【００７３】
次に、図１０を用いて、シリーズ接続モードにおける直流電力変換（昇圧動作）を説明する。
【００７４】
図１０（ａ）を参照して、直流電源１０，２０を直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１４０，１４１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオン（下アーム素子をオフ）した状態が形成される。
【００７５】
これに対して、図１０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１０（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１４２が形成される。電流経路１４２により、直列接続された直流電源１０，２０からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電源配線ＰＬへ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００７６】
スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１０（ａ）の電流経路１４０，１４１および図１０（ｂ）の電流経路１４２が交互に形成される。
【００７７】
シリーズ接続モードの直流電力変換では、直流電源１０の電圧Ｖ［１］、直流電源２０の電圧Ｖ［２］、および、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏの間には、下記（４）式に示す関係が成立する。（１０）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。
【００７８】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］） …（４）
ただし、Ｖ［１］およびＶ［２］が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１０（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１０（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１４３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１４４を介して、差分の電流が流れる。
【００７９】
（シリーズ接続モードにおける共振現象）
図１に示した電力変換器５０をシリーズ接続モードで動作させたときに、回路内の電圧が変動する共振現象が発生する可能性がある。図１１を用いて、シリーズ接続モードにおける共振現象について説明する。
【００８０】
図１１は、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける共振現象を説明するための動作波形図である。図１２〜図１７には、図１１の各期間における電力変換器５０の回路動作が示される。なお、図１１には、力行状態での動作が例示されているため、ダイオードＤ１によって電流経路が形成される一方で、スイッチング素子Ｓ１は電力変換に直接作用しない。このため、図１２〜図１７ではスイッチング素子Ｓ１を点線で表記している。
【００８１】
図１１には、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力端子間（たとえば、コレクタ−エミッタ間）の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が示される。なお、電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０の電流Ｉ［１］に相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源２０の電流Ｉ［２］に相当する。
【００８２】
図１１を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がターンオンされている。このため、電圧Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｓ４）＝０である。そして、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。なお、直流電源１０および２０の電圧が異なるため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）が上昇する傾きは異なる。図１１の例では、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の例が示されている。
【００８３】
図１２には、期間Ｔ１における回路動作が示される。図１２を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がターンオンし、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされる。したがって、図１０（ａ）に示されたのと同様に、リアクトルＬ１およびＬ２を充電する電流経路が形成される。したがって、期間Ｔ１では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。
【００８４】
再び図１１を参照して、期間Ｔ２は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが開始される過渡過程に対応する。期間Ｔ２では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。
【００８５】
図１３には、期間Ｔ２における回路動作が示される。図１３を参照して、期間Ｔ１の状態から、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが指示されることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の導通経路が遮断される。そして、ターンオフの過渡過程では、出力端子間（エミッタおよびコレクタ）に形成される寄生容量（以下、出力容量とも称する）が充電されることになる。この充電に伴って、図１１に示したように、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。
【００８６】
そして、期間Ｔ３では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が、Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏの状態まで上昇する。
【００８７】
図１４には、期間Ｔ３における回路動作が示される。図１４を参照して、図１１の例では、Ｉ（Ｌ１）＞Ｉ（Ｌ２）であるので、Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２）の差電流が、ダイオードＤ２を介して負荷３０へ供給されるようになる。すなわち、ダイオードＤ２がオンし始める。
【００８８】
これにより、図１１に示すように、期間Ｔ３では、電流Ｉ（Ｌ２）が上昇を続ける一方で、電流Ｉ（Ｌ１）が低下する。また、期間Ｔ３では、ダイオードＤ２がオンし始めるため、電圧Ｖ（Ｓ２）はほぼ零になる。この結果、期間Ｔ２におけるＶ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の和（すなわちＶｏ）が全てスイッチング素子Ｓ４に印加される。すなわち、Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏとなる。
【００８９】
そして、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となると、期間Ｔ４が開始される。図１５には、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となった時点における回路動作が示される。
【００９０】
図１５を参照して、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）になると、ダイオードＤ２の電流が零となる。すなわち、図１０（ｂ）に示された、直流電源１０および２０が直列接続された電流経路が形成される。
【００９１】
このとき、電力変換器５０内での電圧関係は、図１６のようになる。図１６に示されるように、出力電圧Ｖｏと電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の間には、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）が成立する。また、図中の電圧ＶＨおよび電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）について、下記の電圧関係式（５）、（６）が成立する。
【００９２】
ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ（Ｌ１）＋Ｖ［２］＋Ｖ（Ｌ２） …（５）
Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］，Ｖ（Ｓ４）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］ …（６）
しかしながら、式（５），（６）および、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）の条件では、Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の分担比が規定されない。このため、図１１に示すように、期間Ｔ４では、リアクトルＬ１，Ｌ２と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力容量とによるＬＣ回路での振動現象が発生する。これにより、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が周期的に変動する、共振現象が発生する。
【００９３】
期間Ｔ４において、共振は電流経路中の寄生抵抗によって徐々に減衰する。そして、図１７に示されるように、式（５）,（６）での電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）がそれぞれ安定電位Ｖｘ，Ｖｙに収束することによって、共振現象は終息する。この状態でのＶｘおよびＶｙの和は、出力電圧Ｖｏに対応する。
【００９４】
これにより、図１１に示されるように、期間Ｔ５では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）は安定状態となる。なお、図１１の動作波形図から、共振現象によって電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が変動しても、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）は安定的に制御されることが理解される。すなわち、図１１に示した共振現象が発生しても、電力変換器５０の動作が直ちに不安定になることはない。しかしながら、電圧変動によって共振周波数での電磁ノイズが発生される可能性がある。電磁ノイズのレベルによっては、周囲の機器に影響を与えることが懸念される。たとえば、ラジオやオーディオ等に雑音が入ることが懸念される。
【００９５】
図１８には、図１１で説明した共振現象の発生時における等価回路が示される。
図１８を参照して、上述した、図１１の期間Ｔ４における電圧関係式より、共振現象の発生時には、電力変換器５０では共振回路７０が構成される。
【００９６】
共振回路７０は、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４が並列接続されたＬＣ回路と、リアクトルＬ２およびスイッチング素子Ｓ２の出力容量Ｃ２が並列接続されたＬＣ回路とが直列に接続された構成を有する。共振回路７０の共振周波数ｆｒｅｓは、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスをＬとし、出力容量Ｃ２，Ｃ４のキャパシタンスをＣとすると、下記（７）式で示される。同様に、共振の先鋭度Ｑは、下記（８）式で示される。なお、（８）式中のＲは、共振経路に含まれる並列抵抗成分である。
【００９７】
【数１】
【００９８】
式（８）から、共振経路と並列に抵抗を挿入すれば、共振電圧の減衰効果を得ることが可能であることが理解できる。
【００９９】
図１９には、共振現象を減衰させるための減衰抵抗を付加した構成が比較例として示される。
【０１００】
図１９を参照して、比較例として示される構成では、電力変換器５０において、スイッチング素子Ｓ４と並列に抵抗素子６１が接続されている。
【０１０１】
図２０には、図１９に示した電力変換器の共振現象発生時における等価回路図が示される。
【０１０２】
図２０を参照して、図１９の電力変換器によれば、共振現象の発生時には共振回路７１が構成される。
【０１０３】
共振回路７１は、図１８に示した共振回路７０と比較して、スイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４に対して並列接続される抵抗素子６１をさらに含む。共振回路７１のその他の構成は、共振回路７０と同様である。
【０１０４】
抵抗素子６１の抵抗値Ｒによって、式（８）に示したように、共振の先鋭度Ｑを低下させることができる。すなわち、抵抗素子６１の抵抗値が低いほど減衰効果が高くなる。
【０１０５】
図２１には、図１８に示した共振回路７０における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。
【０１０６】
これに対して、図２２には、図２０に示した共振回路７１における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。なお、図２２には、Ｑ＝３〜５程度となるように、抵抗素子６１の抵抗値Ｒを設計した場合の波形が示されている。
【０１０７】
図２１および図２２の比較から理解されるように、抵抗素子６１を挿入することによって、共振現象は減衰される。すなわち、図１１の期間Ｔ４で発生する、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の電圧変動の振幅が抑制される。
【０１０８】
しかしながら、図１９に示した比較例では、共振を抑制するための抵抗素子６１が、スイッチング素子Ｓ４のオフ期間、すなわちＶ（Ｓ４）＞０の期間で常に電力を消費する。特に、図２〜図９で説明したパラレル接続モードでは、共振現象の虞がないにも関らず、共振現象を抑制するための抵抗素子６１による電力消費が常時発生することになる。このため、電力変換器５０の効率が低下することが問題となる。
【０１０９】
したがって、本実施の形態による電源システムでは、このような電力消費を発生させることなく共振現象を抑制できるような回路構成を提供する。
【０１１０】
（共振現象を抑制するための回路構成）
図２３は、本発明の実施の形態に係る電源システムにおいて、図１に示した電力変換器５０に代えて適用される、本実施の形態による電力変換器５０♯の構成を説明するための回路図である。
【０１１１】
図２３を参照して、電力変換器５０♯は、図１に示した電力変換器５０と同様の、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４および、リアクトルＬ１，Ｌ２に加えて、共振減衰回路５５をさらに含む。共振減衰回路５５は、リアクトルＬ３，Ｌ４と、キャパシタＣ３と、抵抗Ｒ３とを有する。
【０１１２】
リアクトルＬ３は、リアクトルＬ１と磁気結合するように構成される。同様に、リアクトルＬ４はリアクトルＬ２と磁気結合するように構成される。たとえば、リアクトルＬ３，Ｌ４は、図２４に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２と共通のコアに対して巻線を巻回することによって構成できる。
【０１１３】
図２４を参照して、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）は、磁性材料で構成されたコア１８０に巻回された巻線１１８によって構成される。リアクトルＬ３（またはＬ４）は、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）と共通のコア１８０に巻回された巻線１１９によって構成される。このときに、コア１８０にはギャップが設けられる場合と設けられない場合があるが、いずれの場合にも、コア１８０は、磁気的な閉回路を形成している。巻線１１８，１１９は、この共通の閉回路の一部に対して巻回されるように配置される。
【０１１４】
図２３に示されるように、リアクトルＬ３，Ｌ４の一方は、リアクトルＬ１またはＬ２と同一方向の電圧が誘起されるように構成され、リアクトルＬ３，Ｌ４の他方は、リアクトルＬ１またはＬ２と逆方向の電圧が誘起されるように構成される。図２４に示した巻線１１９の巻回方向を調整することで、図２３に示した方向の誘起電圧を、リアクトルＬ３，Ｌ４に発生されることができる。図２３の構成例では、リアクトルＬ２には、リアクトルＬ４との逆極性の電圧が誘起される。
【０１１５】
図２５には、共振減衰回路５５を含む電力変換器５０♯の共振現象発生時における等価回路図が示される。
【０１１６】
図２５を参照して、共振減衰回路５５を除く部分には、図１８に示した共振回路７０と同様の等価回路が形成される。一方で、リアクトルＬ３には、リアクトルＬ１の電圧Ｖ（Ｌ１）に応じた誘起電圧Ｖｍ１が発生される。また、リアクトルＬ４には、リアクトルＬ２の電圧Ｖ（Ｌ２）に応じた誘起電圧Ｖｍ２が発生される。
【０１１７】
したがって、共振減衰回路５５によって、図２６に示される振動モデルが形成される。
図２６を参照して、リアクトルＬ３およびＬ４の一方に、リアクトルＬ１またはＬ２と逆極性の誘起電圧を発生されることにより、直列接続されたキャパシタＣ３および抵抗Ｒ３に対して、誘起電圧Ｖｍ１およびＶｍ２の差電圧（図２５の例では、Ｖｍ１−Ｖｍ２）が印加される。すなわち、共振減衰回路５５に生じる振動電圧Ｖｄｍｐは、Ｖｄｍｐ＝Ｖｍ１−Ｖｍ２となる。キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３には、振動電圧Ｖｄｍｐによって生じる振動電流ｉｄｍｐが流れる。
【０１１８】
図２７には、図２６に示した振動モデルにおける振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐ、ならびに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形図が示される。
【０１１９】
図２７を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）に、図１１の期間Ｔ４における電圧変動が発生すると、共振電流経路に含まれるリアクトルＬ１，Ｌ２にも電圧変動が生じる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２と磁気結合されたリアクトルＬ３，Ｌ４に生じる誘起電圧によって、共振減衰回路５５に振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
【０１２０】
振動電流ｉｄｍｐは、キャパシタＣ３によって直流分がカットされるため交流電流となる。また、抵抗Ｒ３によって、交流電流の振幅は減衰される。したがって、振動電流ｉｄｍｐは、共振現象の発生時のみに生じるとともに、抵抗Ｒ３によって減衰される。この減衰効果は、磁気結合を介してリアクトルＬ１，Ｌ２の電圧変動を減衰されるように作用する。この結果、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の共振現象についても減衰効果を得ることができる。
【０１２１】
図２８には、本実施の形態による電力変換器における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。一方で、図２９には比較例として、共振減衰回路５５を設けない構成、すなわち、図１に示した電力変換器（比較例）における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。図２９に示される波形図は、図２１の波形図と同等である。
【０１２２】
図２８を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）に振動が発生している期間において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐが発生する。そして、振動電流ｉｄｍｐの減衰効果によって、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の変動についても減衰されている。
【０１２３】
図２８および図２９の比較から理解されるように、共振減衰回路５５を設けた電力変換器５０♯によれば、シリーズ接続モードにおける共振現象発生時の電圧変動を抑制することができる。これにより、電力変換器５０♯の外部に対して放射される電磁波ノイズを低減できる。これにより、電源システムの外部機器に対する影響を抑制することができる。
【０１２４】
なお、上述のように、シリーズ接続モードにおける共振現象への対応によって、パラレル接続モードにおける損失が増加しないことが重要である。すなわち、パラレル接続モードにおける共振減衰回路５５の動作についても検討する。図２５および図２６から理解されるように、共振減衰回路５５での電力損失は、振動電流ｉｄｍｐの２乗と、抵抗Ｒ３の抵抗値との積に従う。
【０１２５】
図３０には、本実施の形態による電力変換器のパラレル接続モードにおける共振減衰回路の動作波形図が示される。
【０１２６】
図３０を参照して、パラレル接続モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフに応答して、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の変曲点が発生する。そして、この変曲点において、リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧が不連続に変化する。リアクトル電流の各変曲点において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
【０１２７】
しかしながら、パラレル接続モードでは、リアクトルＬ１，Ｌ２を含む経路に継続的な共振現象が発生することがない。このため、キャパシタＣ３の直流分カット効果により、振動電流ｉｄｍｐは、短時間で零となる。このため、共振減衰回路５５では、図１９に示された減衰のための抵抗素子６１とは異なり、定常的な電力損失が発生しない。
【０１２８】
この結果、本実施の形態による電力変換器５０♯によれば、定常的な電力損失を発生させることなく、シリーズ接続モードにおける共振現象を抑制することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧変動に起因する電磁波ノイズの発生を抑制できる。
【０１２９】
（電力変換器の制御動作）
上述のように、共振減衰回路５５は受動素子のみで構成されるため、電力変換器５０♯についても、出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフによって、電力変換器５０と同様に制御できる。以下では、電力変換器５０と共通する、電力変換器５０♯におけるパラレル接続モードおよびシリーズ接続モードの制御動作について詳細に説明する。以下に説明する制御動作は、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実現される。
【０１３０】
まず、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける制御動作について説明する。図３１には、パラレル接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
【０１３１】
図３１を参照して、パラレル接続モードでは、直流電源１０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ１と、直流電源２０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ２とは、負荷３０に対して並列に電力を授受する。電源ＰＳ１は、図６に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。同様に、電源ＰＳ２は、図７に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。
【０１３２】
すなわち、電源ＰＳ１は、直流電源１０の電圧Ｖ［１］および出力電圧Ｖｏの間で、式（２）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。同様に、電源ＰＳ２は、直流電源１０の電圧Ｖ［２］および出力電圧Ｖｏの間で、式（３）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
【０１３３】
パラレル接続モードでは、両方の電源で共通の制御（出力電圧Ｖｏの電圧制御）を同時に実行すると、負荷側で、電源ＰＳ１およびＰＳ２が並列接続される形になるため、回路が破綻する可能性がある。したがって、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の一方の電源が、出力電圧Ｖｏを制御する電圧源として動作する。そして、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の他方の電源は、当該電源の電流を電流指令値に制御する電流源として動作する。各電源ＰＳ１，ＰＳ２での電圧変換比は、電圧源または電流源として動作するように制御される。
【０１３４】
電源ＰＳ１を電流源とし電源ＰＳ２を電圧源として制御した場合には、直流電源１０の電力Ｐ［１］、直流電源２０の電力Ｐ［２］、負荷３０の電力Ｐｏおよび、電流源における電流指令値Ｉｉ＊の間には、下記（９）式の関係が成立する。
【０１３５】
Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｖ［１］・Ｉｉ＊ …（９）
直流電源１０の電圧Ｖ［１］の検出値に応じて、Ｐ＊＝Ｖ［１］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電流源を構成する直流電源１０の電力Ｐ［１］を電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【０１３６】
これに対して、電源ＰＳ２を電流源とし電源ＰＳ１を電圧源として制御した場合には、下記（１０）式の関係が成立する。
【０１３７】
Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｖ［２］・Ｉｉ＊ …（１０）
同様に、電流源を構成する直流電源２０の電力Ｐ［２］についても、Ｐ＊＝Ｖ［２］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【０１３８】
図３２には直流電源１０に対応する電源ＰＳ１の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【０１３９】
図３２を参照して、電源ＰＳ１でのデューティ比Ｄａ（式（２）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）または電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。なお、図３２中では、デューティ比Ｄａを示す電圧信号を、同一の符号Ｄａで示している。
【０１４０】
電源ＰＳ１の制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａと、周期的なキャリア信号２５との比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって生成される。一般的に、キャリア信号２５には、三角波あるいはのこぎり波が用いられる。キャリア信号２５の周期は、各スイッチング素子のスイッチング周波数に相当し、キャリア信号２５の振幅は、Ｄａ＝１．０に対応する電圧に設定される。
【０１４１】
制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａを示す電圧が、キャリア信号２５の電圧よりも高いときに論理ハイレベル（以下、Ｈレベル）に設定される一方で、キャリア信号２５の電圧よりも低いときに論理ローレベル（以下、Ｌレベル）に設定される。制御パルス信号ＳＤａの周期（Ｈレベル期間＋Ｌレベル期間）に対するＨレベル期間の比、すなわち、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比は、Ｄａと同等である。
【０１４２】
制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。デューティ比Ｄａが高くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が高くなる。反対に、デューティ比Ｄａが低くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が長くなる。
【０１４３】
制御パルス信号ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。すなわち、制御パルス信号ＳＤａのＨレベル期間で下アーム素子がオンされる一方で、Ｌレベル期間で下アーム素子がオフされる。一方、制御パルス信号／ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１４４】
図３３には直流電源２０に対応する電源ＰＳ２の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【０１４５】
図３３を参照して、電源ＰＳ２においても、電源ＰＳ１と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｂ（式（３）参照）に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂおよび、その反転信号／ＳＤｂが生成される。制御パルス信号ＳＤｂのデューティ比はＤｂと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｂのデューティは（１．０−Ｄｂ）と同等である。すなわち、デューティ比Ｄｂが高くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＨレベル期間が長くなる。反対に、デューティ比Ｄｂが低くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＬレベル期間が長くなる。
【０１４６】
制御パルス信号ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。制御パルス信号／ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１４７】
なお、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電圧源として動作するときには、電源ＰＳ２が電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。反対に、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電流源として動作するときには、電源ＰＳ２が電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）によって算出される。
【０１４８】
図３４には、電圧源として動作する電源の制御ブロック２０１の構成例が示される。
図３４を参照して、制御ブロック２０１は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、電圧源として動作する電源ＰＳ１またはＰＳ２の伝達関数に相当する。
【０１４９】
図３５には、電流源として動作する電源の制御ブロック２０２の構成例が示される。
図３５を参照して、制御ブロック２０２は、電流指令値Ｉｉ＊と、電流制御される直流電源１０または２０の電流Ｉｉ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｉＦＦとの和に従って、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉを生成する。伝達関数Ｈｉは、電流源として動作する電源ＰＳ２またはＰＳ１の伝達関数に相当する。
【０１５０】
図３６には、パラレル接続モードにおける各制御データの設定が示される。図３６の左欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電流源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電圧源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【０１５１】
図３６の左欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源１０の電流Ｉ［１］となる。なお、電圧制御によって制御される電圧は、電源ＰＳ１，ＰＳ２のいずれを電圧源としても出力電圧Ｖｏである。
【０１５２】
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【０１５３】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１１）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１２）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。
【０１５４】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１１）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１２）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｉ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｖ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【０１５５】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電流制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電圧制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。
【０１５６】
スイッチング素子Ｓ１は、図６および図７の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。
【０１５７】
この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１５８】
スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図７の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１５９】
同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１６０】
また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１６１】
図３６の右欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電圧源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電流源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【０１６２】
図３６の右欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源２０の電流Ｉ［２］となる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。
【０１６３】
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【０１６４】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１３）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１４）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。
【０１６５】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１３）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１４）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｖ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｉ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【０１６６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電圧制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電流制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。すなわち、直流電源１０および直流電源２０における電圧制御および電流制御の組合せに関らず、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は同様に生成される。
【０１６７】
パラレル接続モードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図２に示したＶ［２］＞Ｖ［１］のときの動作と、図３に示したＶ［１］＞Ｖ［２］の動作とが、自然に切替えられる。さらに、各動作において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、電源ＰＳ１，ＰＳ２のそれぞれにおいて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。
【０１６８】
次に、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける制御動作について説明する。図３７には、シリーズ接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
【０１６９】
図３７を参照して、シリーズ接続モードでは、負荷３０に対して、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２が直列に接続される。このため、電源ＰＳ１およびＰＳ２を流れる電流は共通となる。したがって、出力電圧Ｖｏを制御するためには、電源ＰＳ１およびＰＳ２は、共通に電圧制御されることが必要である。
【０１７０】
直列接続された電源ＰＳ１およびＰＳ２は、図１０に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。すなわち、電源ＰＳ１，ＰＳ２は、直流電源１０，２０の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と、出力電圧Ｖｏとの間で、式（４）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
【０１７１】
シリーズ接続モードでは、直流電源１０の電力Ｐ［１］および直流電源２０の電力Ｐ［２］を直接制御することはできない。直流電源１０の電力Ｐ［１］および電圧Ｖ［１］と、直流電源２０の電力Ｐ［２］および電圧Ｖ［２］との間には、下記（１５）式の関係が成立する。なお、電力Ｐ［１］および電力Ｐ［２］の和が、負荷３０の電力Ｐｏとなる点（Ｐｏ＝Ｐ［１］＋Ｐ［２］）は、パラレル接続モードと同様である。
【０１７２】
Ｐ［１］：Ｐ［２］＝Ｖ［１］：Ｖ［２］ …（１５）
図３８を参照して、電源ＰＳ１，ＰＳ２に共通のデューティ比Ｄｃ（式（４）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３９）によって算出される。なお、図３８中では、デューティ比Ｄｃを示す電圧信号を、同一の符号Ｄｃで示している。
【０１７３】
制御パルス信号ＳＤｃは、図３２および図３３と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｃ（式（４）参照）に基づいて生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。制御パルス信号ＳＤｃのデューティはデューティ比Ｄｃと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｃのデューティは（１−Ｄｃ）と同等である。
【０１７４】
制御パルス信号ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１７５】
図３９には、シリーズ接続モードにおける制御ブロック２０３の構成例が示される。
図３９を参照して、制御ブロック２０３は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、直列接続された電源ＰＳ１，ＰＳ２の伝達関数に相当する。
【０１７６】
図４０には、シリーズ接続モードにおける各制御データの設定が示される。
図４０を参照して、図３９に示した電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、デューティ比Ｄｃに用いられる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。図３９中の伝達関数Ｈｖは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。ま フィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１６）に示すように、直列接続された電源電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］と、出力電圧Ｖｏとの電圧差に応じて設定される。
【０１７７】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−（Ｖ［２］＋Ｖ［１］））／Ｖｏ …（１６）
デューティ比Ｄｃ（Ｄｃ＝Ｄｖ）に応じて、図３８に示した制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃが生成される。
【０１７８】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃに従って、図１０に示した昇圧チョッパ回路を制御するように設定される。
【０１７９】
シリーズ接続モードでは、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０が直列に接続される。したがって、制御信号ＳＧ３は、Ｈレベルに固定される。
【０１８０】
スイッチング素子Ｓ１は、図１０の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号／ＳＤｃが制御信号ＳＧ１として用いられる。また、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、図１０の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号ＳＤｃが制御信号ＳＧ２，ＳＧ４として用いられる。
【０１８１】
これにより、直列接続された直流電源１０および２０と、電源配線ＰＬとの間で、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に制御するためのデューティ比Ｄｃに従った直流電力変換が実行できる。
【０１８２】
（電動車両への適用例）
次に、本実施の形態に従う電源システムを具体的に適用した電動車両の電源システムの構成例および動作について説明する。
【０１８３】
図４１は、本発明の実施の形態による電源システムが適用された車両電源システムの構成例を示す回路図である。
【０１８４】
図４１を参照して、直流電源１０としては、複数の二次電池セルが直列接続された組電池が用いられる。また、直流電源２０としては、直列接続された複数の電気二重層キャパシタが用いられる。さらに、電力変換器５０からの直流電圧が出力される電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間には平滑コンデンサ３５が設けられる。
【０１８５】
負荷３０は、電源配線ＰＬ上の直流電圧Ｖｏを３相交流電圧に変換するための３相インバータ３１と、３相インバータ３１からの３相交流電力を受けて動作するモータジェネレータ３２とを含む。たとえば、モータジェネレータ３２は、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機で構成される。すなわち、モータジェネレータ３２は、
電気自動車やハイブリッド自動車等の減速時には、回生発電を行う。モータジェネレータ３２の発電動作時には、３相インバータ３１は、モータジェネレータ３２が発電した３相交流電力を直流電力に変換して電源配線ＰＬに出力する。この直流電力によって、直流電源１０および／または直流電源２０を充電することができる。
【０１８６】
図４１のシステム構成例では、二次電池で構成される直流電源１０を定常的な電力供給源として使用し、電気二重層キャパシタで構成される直流電源１０を補助的な電力供給源として使用することが好ましい。このため、パラレル接続モードでは、直流電源１０の電力を制御して、二次電池の過充電または過放電を防止するために、直流電源１０を電流制御する。一方、直流電源２０は電圧制御される。
【０１８７】
パラレル接続モードでは、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に従って制御するとともに、負荷３０に対して直流電源１０および２０から並列に電力を授受できる。このため、一方の直流電源からの出力確保が困難な状態（たとえば極低温時）においても、負荷３０に必要なエネルギを供給することが可能である。また、直流電源１０，２０の電力を独立に制御することができるので、直流電源１０，２０の各電力を精密に管理できる。すなわち、直流電源１０，２０の各々を、より安全に使用できる。また、直流電源１０および２０が独立して制御できるので、直流電源１０，２０の間で電力の授受を行うことも可能となる。この結果、たとえば、負荷３０の作動前に、電源配線ＰＬを介して、直流電源１０，２０の一方の電源によって、他方の電源をプリチャージすることも可能である。
【０１８８】
なお、図示は省略するが、負荷３０（モータジェネレータ３２）が発電した回生状態時にも、直流電源１０に充電される電力Ｐ［１］を電流制御によって一定値に維持するとともに、残りの電力を直流電源２０に受入れる電力配分制御を、出力電圧Ｖｏの制御と同時に実現することができる。
【０１８９】
一方、シリーズ接続モードでは、負荷３０の電力Ｐｏが同じであれば、電力変換器５０内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を流れる電流が、パラレル接続モードよりも低下する。シリーズ接続モードでは、直列接続によって電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する直流電力変換が実行される一方で、パラレル接続モードでは、電圧Ｖ［１］に対する直流電力変換による電流と、電圧Ｖ［２］に対する直流電力変換による電流との和が各スイッチング素子を流れるからである。したがって、シリーズ接続モードでは、スイッチング素子での電力損失を低下することにより、効率を向上することができる。さらに、シリーズ接続モードでは、負荷３０と直流電源１０，２０との間での電力授受に伴う電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］の変動の影響を受けることなく、出力電圧Ｖｏを制御することができる。
【０１９０】
また、パラレル接続モードでは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは、電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下すると、１．０に近い値となってしまう。したがって、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４のいずれかのＨレベル期間比が１．０に近づく可能性がある。実際の昇圧チョッパ回路の制御では、上アーム素子および下アーム素子が同時にオンすることを確実に防止するためのデッドタイムを設ける必要があるため、実現可能なデューティ比Ｄａ，Ｄｂには上限値が存在する。したがって、パラレル接続モードのみでは、一方の直流電源の電圧がある程度低下すると電圧制御が不能となってしまう。すなわち、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル制御モードには一定の限界が存在する。
【０１９１】
これに対して、シリーズ接続モードにおけるデューティ比Ｄｃは、電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下しても、それ程大きな値とはならない。したがって、パラレル接続モードの場合とは異なり、一方の直流電源の電圧がある程度低下した場合にも電圧制御を継続することができる。この結果、シリーズ接続モードでは、直流電源１０，２０を直列接続することにより、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル接続モードよりも有利である。
【０１９２】
なお、実施の形態２を適用したシリーズ接続モードにおいても、デューティ比Ｄｃは演算されないものの、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、実際にはデューティ比Ｄｃに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフが制御されるので、上記の特徴点は共通に適用される。
【０１９３】
このように実施の形態３による電源システム（車両電源システム）では、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、２つの直流電源１０，２０を並列接続するモードと直列接続するモードとを使い分けることができる。この結果、電動車両の電源システムにおいて、負荷電力への対応性（消費電力の供給および発電電力の受入）および電力管理性が向上するパラレル接続モードと、効率および蓄積エネルギの活用性に優れたシリーズ接続モードとを使い分けることができる。これにより、２つの直流電源１０，２０を有効に使用して、同一の蓄積電力に対する電動車両の走行距離を延ばすことができる。
【０１９４】
なお、本実施の形態では、直流電源１０および直流電源２０について、二次電池および電気二重層キャパシタに代表される、異なる種類の直流電源を適用する例を説明した。異なる種類、特に、エネルギ密度およびパワー密度（ラゴンプロット）が異なる直流電源を組み合せて負荷へ電力を供給する態様とすれば、特にパラレル接続モードにおいて、互いに苦手な動作領域での出力を補うような形で、広い動作領域に対して負荷電力の確保が容易となる。
【０１９５】
また、出力電圧が異なる２つの直流電源を組み合わせる場合にも、シリーズ接続モードおよびパラレル接続モードの切替によって、直流電源を有効に使用できることが期待される。ただし、直流電源１０および２０が、同一定格電圧の電源および／または同一種類の電源であっても、本発明の適用は妨げられることはない点について確認的に記載する。たとえば、同一タイプの直流電源を主電源および副電源として用いる場合に、本発明による電源システムを構成することが好適である。
【０１９６】
また、負荷３０は、制御された直流電圧Ｖｏによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機およびインバータによって負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。
【０１９７】
さらに、電力変換器５０の構成についても、図１の例示に限定されるものではない。すなわち、電力変換器に含まれる複数のスイッチング素子の少なくとも一部が、第１の直流電源に対する電力変換経路と、第２の直流電源に対する電力変換経路との両方に含まれるように配置される構成であれば、実施の形態１による位相制御および、実施の形態２によるシリーズ接続モードでの制御処理を適用することが可能である。
【０１９８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１９９】
この発明は、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するため電源システムに適用することができる。
【符号の説明】
【０２００】
１０，２０ 直流電源、１５ 配線、２５ キャリア信号、３０ 負荷、３１ インバータ、３２ モータジェネレータ、３５ 平滑コンデンサ、４０ 制御装置、５０ 電力変換器、５５ 共振減衰回路、６１ 抵抗素子（比較例）、７０，７１ 共振回路、１０２〜１０９，１１１〜１１４，１２０，１２１，１３０，１３１，１４０〜１４４ 電流経路、１１８，１１９ 巻線、１８０ コア、２０１〜２０３ 制御ブロック、Ｃ２，Ｃ４ 出力容量（スイッチング素子）、Ｃ３ キャパシタ（共振減衰回路）、Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ＤＴ，Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｉ，Ｄｖ デューティ比指令値、ＤｉＦＦ，ＤｖＦＦ フィードフォワード制御量、ＧＬ 接地配線、Ｈｉ，Ｈｖ 伝達関数、Ｉ［１］，Ｉ［２］ 電流（直流電源１０，２０）、ｉｄｍｐ 振動電流、Ｉｉ＊ 電流指令値、Ｉｉ 電流、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｌ３，Ｌ４ リアクトル（共振減衰回路）、Ｎ１〜Ｎ３ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＳ１，ＰＳ２ 電源、Ｐｉ 電力指令値、Ｒ３ 抵抗（共振減衰回路）、Ｓ１〜Ｓ４ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤａ，／ＳＤａ，ＳＤｂ，／ＳＤｂ，ＳＤｃ，／ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４ 制御信号、Ｔ１〜 期間、Ｖ［１］，Ｖ［２］ 電圧（直流電源１０，２０）、Ｖｄｍｐ 振動電圧、Ｖｍ１，Ｖｍ２ 誘起電圧、Ｖｏ＊ 電圧指令値、Ｖｏ 出力電圧、Ｖｘ，Ｖｙ 安定電位。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するための電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２０００−２９５７１５号公報（特許文献１）には、２つの直流電源から負荷（車両駆動電動機）へ電力を供給する電気自動車の電源システムが記載されている。特許文献１では、直流電源として２個の電気二重層キャパシタが用いられる。そして、２個の電気二重層キャパシタを並列接続して負荷へ電力を供給する動作モードを設けることが記載される。
【０００３】
また、特開２００８−５４４７７号公報（特許文献２）には、複数の直流電圧を入力とし、複数の直流電圧を出力する電圧変換装置が記載されている。特許文献２に記載の電力変換装置では、エネルギ蓄積手段（コイル）の端子と、複数の入力電位および複数の出力電位との接続を切替えることによって、動作モードが切替えられる。そして、動作モードには、２つの直流電源が並列に接続されて負荷へ電力を供給するモードが含まれる。
【０００４】
また、特開２０１０−５７２８８号公報（特許文献３）には、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットを備えた電力供給装置として、当該蓄電ユニット間の直流接続と並列接続とを切換えるスイッチを設けた構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２９５７１５号公報
【特許文献２】特開２００８−５４４７７号公報
【特許文献３】特開２０１０−５７２８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１および特許文献２の構成では、２つの直流電源を並列に接続して負荷へ電力供給することが可能であるが、２つの直流電源を直列に接続することは想定されていない。
【０００７】
特許文献３の構成では、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットの直列接続および並列接続を切換えることによって、モータジェネレータを駆動制御するインバータへの印加電圧を変化させている。すなわち、特許文献３では、直列接続あるいは並列接続された蓄電ユニットからの出力電圧に対する直流電圧変換機能について想定していない。
【０００８】
したがって、負荷に対する出力電力を電圧指令値に従って制御する電源システムにおいて、特許文献１〜３に記載の構成では、２つの直流電源を有効に使用できない可能性がある。
【０００９】
また、電源システムを動作させる際に、電力変換器の回路内にＬＣ回路によって電圧が振動する現象（共振現象）が発生すると、電磁波ノイズの発生により電力変換器外部へ影響を与えることが懸念される。したがって、電力変換器での共振現象を抑制するような構成とすることが求められる。
【００１０】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、２つの直流電源を有効に使用可能な電源システムについて、共振現象を発生させることなく、負荷への出力電圧を安定的に制御するための構成を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明による電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、負荷に電気的に接続される電源配線と第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器と、制御装置とを含む。電力変換器は、複数のスイッチング素子と、第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、共振減衰回路とを含む。複数のスイッチング素子は、第１の直流電源と電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、第２の直流電源と電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置される。第１のリアクトルは、第１の電力変換経路に含まれるように配置される。第２のリアクトルは、第２の電力変換経路に含まれるように配置される。共振減衰回路は、第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である。共振減衰回路は、第３のリアクトルと、第４のリアクトルと、キャパシタおよび抵抗とを有する。第３のリアクトルは、第１のリアクトルと磁気結合される。第４のリアクトルは、第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、第３のリアクトルに対して直列に接続される。キャパシタおよび抵抗は、第３および第４のリアクトルと直列に接続される。制御装置は、電源配線上の出力電圧を制御するように複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１２】
好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を含む。第１のスイッチング素子は、電源配線および第１のノードの間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の正極端子と電気的に接続される第４のノード、および第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と第３のノードとの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに含む。第１のリアクトルは、第１の直流電源の正極端子と第２のノードとの間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第２の直流電源の正極端子と第１のノードとの間に電気的に接続される。
【００１３】
さらに好ましくは、第１のリアクトルおよび第３のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。
【００１４】
また、さらに好ましくは、第２のリアクトルおよび第４のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。
【００１５】
あるいは好ましくは、電力変換器は、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。
【００１６】
さらに好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、電力変換器は、第１の動作モードでは、第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための制御信号に従って、第２および第４のスイッチング素子と第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１７】
さらに好ましくは、電力変換器は、第１の動作モードでは、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換について、出力電圧が指令電圧と一致するように制御する。
【００１８】
また、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第１の制御信号と、第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第２の制御信号との論理和に従って、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。
【００１９】
あるいは、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源と、電源配線との間の直流電力変換については出力電圧が指令電圧と一致するように制御する一方で、第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源と電源配線との間の直流電力変換については他方の直流電源の電流が指令電流と一致するように制御する。
【００２０】
好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、複数のスイッチング素子は、第１の動作モードでは第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、第２の動作モードでは出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、２つの直流電源を備えた電源システムについて、負荷への出力電圧を共振現象を発生させることなく安定的に制御した上で、２つの直流電源を有効に使用可能な構成を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態による電源システムの構成例を示す回路図である。
【図２】パラレル接続モードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。
【図３】パラレル接続モードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。
【図４】図２の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図５】図３の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図６】パラレル接続モードにおける第１の直流電源に対する直流電力変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図７】パラレル接続モードにおける第２の直流電源に対する直流電力変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図８】シリーズ接続モードにおける回路動作を説明する回路図である。
【図９】図８の回路動作時におけるリアクトルの還流経路を説明する回路図である。
【図１０】シリーズ接続モードにおける直流電圧変換（昇圧動作）を説明する回路図である。
【図１１】シリーズ接続モードにおける共振現象を説明するための波形図である。
【図１２】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第１の回路図である。
【図１３】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第２の回路図である。
【図１４】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第３の回路図である。
【図１５】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第４の回路図である。
【図１６】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第５の回路図である。
【図１７】図１１の波形図の各期間における電力変換器の回路動作を説明するための第６回路図である。
【図１８】シリーズ接続モードにおける共振現象発生時の等価回路図である。
【図１９】比較例として示される減衰抵抗を付加した電力変換回路の構成を示す回路図である。
【図２０】図１９に示した電力変換器の共振現象発生時の等価回路図である。
【図２１】図１８に示した共振回路における電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２２】図２０に示した共振回路における電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２３】本実施の形態による電力変換器の構成を説明するための回路図である。
【図２４】図２３に示した電力変換器に含まれるリアクトルの構成例を示す概念図である。
【図２５】図２３に示した本実施の形態による電力変換器の共振現象発生時の等価回路図である。
【図２６】共振減衰回路によって形成される振動モデルを示す回路図である。である。
【図２７】図２６に示した振動モデルおよびスイッチング素子の電圧の動作波形図である。
【図２８】本実施の形態による電力変換器における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図２９】図１に示した電力変換器（比較例）における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図である。
【図３０】本実施の形態による電力変換器のパラレル接続モードにおける共振減衰回路の動作波形図である。
【図３１】パラレル接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図３２】第１の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図３３】第２の電源の制御動作例を説明するための波形図である。
【図３４】電圧源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図３５】電流源として動作する電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図３６】パラレル接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図３７】シリーズ接続モードにおける負荷側からの等価回路を示すブロック図である。
【図３８】シリーズ接続モードにおける制御動作例を説明するための波形図である。
【図３９】シリーズ接続モードにおける電源の制御ブロックの構成例を示す図である。
【図４０】シリーズ接続モードにおける各制御データの設定を説明する図表である。
【図４１】本発明の実施の形態による電源システムが適用された車両電源システムの構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２４】
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態による電源システムの構成例を説明するための回路図である。
【００２５】
図１を参照して、電源システム５は、直流電源１０と、直流電源２０と、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。なお、電力変換器５０は、本実施の形態による電力変換器（後述）に対する比較例として示される。すなわち、図１に示した電源システム５において、図１の電力変換器５０を、本実施の形態による電力変換器５０♯（図２３）によって置換することによって、本発明の実施の形態による電源システムが構成される。
【００２６】
なお、後述するように、本実施の形態による電力変換器５０♯は、電力変換器５０の回路構成に加えて、図１の電力変換器５０における共振現象を防止するための受動素子によって構成された共振減衰回路をさらに含むものである。したがって、以下では、まず、電力変換器５０の回路構成および動作、ならびに、問題となる共振現象を順に説明する。
【００２７】
図１において、直流電源１０および２０は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源１０は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源２０は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０および直流電源２０は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。ただし、直流電源１０および２０を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。
【００２８】
電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０と、負荷３０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電源配線ＰＬ上の直流電圧（以下、出力電圧Ｖｏとも称する）を電圧指令値に従って制御するように構成される。
【００２９】
負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧Ｖｏを受けて動作する。出力電圧Ｖｏの電圧指令値は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０，２０の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
【００３０】
電力変換器５０は、電力用半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御することが可能である。
【００３１】
スイッチング素子Ｓ１は、電源配線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源２０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線ＧＬの間に電気的に接続される。接地配線ＧＬは、負荷３０および、直流電源１０の負極端子と電気的に接続される。
【００３２】
制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置４０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３３】
制御装置４０は、出力電圧Ｖｏを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。
【００３４】
なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０の電圧（Ｖ［１］と表記する）および電流（Ｉ［１］と表記する）、直流電源２０の電圧（Ｖ［２］と表記する）および電流（Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧Ｖｏの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。
【００３５】
図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源２０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。そして、第１の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。
【００３６】
なお、昇圧チョッパ回路における電圧変換比（昇圧比）は、低圧側（直流電源側）の電圧Ｖｉ、高圧側（負荷側）の電圧ＶＨ、および、下アーム素子のデューティ比ＤＴを用いて、下記（１）式で示されることが知られている。なお、デューティ比ＤＴは、下アーム素子のオン期間およびオフ期間の和であるスイッチング周期に対する、下アーム素子のオン期間比で定義される。なお、下アーム素子のオフ期間には、上アーム素子がオンされる。
【００３７】
ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉ …（１）
なお、本実施の形態による電力変換器５０では、電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、直流電源１０，２０が並列に負荷３０との間で電力の授受を行なうパラレル接続モードと、直列に接続された直流電源１０，２０が負荷３０との間で電力の授受を実行するシリーズ接続モードとを切替えて動作することが可能である。シリーズ接続モードは「第１の動作モード」に対応し、パラレル接続モードは「第２の動作モード」に対応する。
【００３８】
（各動作モードでの基本的な回路動作）
電力変換器５０の各動作モードでの基本的な回路動作について説明する。まず、電力変換器５０のパラレル接続モードでの動作について説明する。
【００３９】
電力変換器５０のパラレル接続モードでの回路動作について説明する。
図２および図３に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と直流電源２０の電圧Ｖ［２］との高低に応じて等価回路が異なってくる。
【００４０】
図２（ａ）に示されるように、Ｖ［２］＞Ｖ［１］のときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図２（ｂ）に示される。
【００４１】
図２（ｂ）を参照して、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００４２】
一方、図３（ａ）に示されるように、Ｖ［１］＞Ｖ［２］のときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図３（ｂ）に示される。
【００４３】
図３（ｂ）を参照して、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
【００４４】
図２および図３に示した回路動作では、いかなる場面においてもリアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギの放出経路が必要である。異なる電流が流れているリアクトル同士がスイッチング素子を介して直列に接続されると、蓄積エネルギと電流の関係に矛盾が生じるために、スパーク等が発生して回路破壊に繋がる虞があるためである。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が、回路上に必ず設けられる必要がある。
【００４５】
図４には、図２に示した回路動作時（Ｖ［２］＞Ｖ［１］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図４（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図４（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。
【００４６】
図４（ａ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０２によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０３によって還流することができる。電流経路１０２，１０３によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００４７】
図４（ｂ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０４によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３，Ｄ２を介した電流経路１０５によって還流することができる。電流経路１０４，１０５によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００４８】
図５には、図３に示した回路動作時（Ｖ［１］＞Ｖ［２］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図５（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図５（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。
【００４９】
図５（ａ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０６により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ４，Ｄ３を介した電流経路１０７により還流することができる。電流経路１０６，１０７によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００５０】
図５（ｂ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、接地配線ＧＬおよびダイオードＤ４を介した電流経路１０８により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０９により還流することができる。電流経路１０８，１０９によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
【００５１】
以上のように、電力変換器５０では、パラレル接続モードでの動作時において、いかなる動作状態においても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
【００５２】
次に、図６および図７を用いて、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける昇圧動作について詳細に説明する。
【００５３】
図６には、パラレル接続モードにおける直流電源１０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
【００５４】
図６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１２０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５５】
これに対して、図６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０のエネルギとともに出力するための電流経路１２１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００５６】
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図６（ａ）の電流経路１２０および図６（ｂ）の電流経路１２１が交互に形成される。
【００５７】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０に対して構成される。図６に示される直流電力変換動作では、直流電源２０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００５８】
このような直流電力変換において、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤａとする。
【００５９】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖ［１］ …（２）
図７には、パラレル接続モードにおける直流電源２０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
【００６０】
図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１３０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６１】
これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源２０のエネルギとともに出力するための電流経路１３１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００６２】
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１３０および図７（ｂ）の電流経路１３１が交互に形成される。
【００６３】
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源２０に対して構成される。図７に示される直流電力変換動作では、直流電源１０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
【００６４】
このような直流電力変換において、直流電源２０の電圧Ｖ［２］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｂとする。
【００６５】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖ［２］ …（３）
次に、図８および図９を用いて、電力変換器５０のシリーズ接続モードでの動作について説明する。
【００６６】
図８（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図８（ｂ）に示される。
【００６７】
図８（ｂ）を参照して、シリーズ接続モードでは、直列接続された直流電源１０および２０と電源配線ＰＬとの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間とオフ期間とを交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。
【００６８】
図８に示した回路動作においても、図４，図５で説明したのと同様に、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が必要である。
【００６９】
図９には、図８に示した回路動作時（シリーズ接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図９（ａ）には、力行状態における還流経路が示され、図９（ｂ）には、回生状態における還流経路が示される。
【００７０】
図９（ａ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、配線１５、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、および接地配線ＧＬを介した電流経路１１１によって還流することができる。また、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、ダイオードＤ４、および配線１５を介した電流経路１１２により還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、配線１５には電流が流れない。この結果、ダイオードＤ２，Ｄ４にも電流は流れない。
【００７１】
図９（ｂ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ４および配線１５を介した電流経路１１３によって還流することができる。同様に、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ２および配線１５を介した電流経路１１４によって還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、ダイオードＤ２，Ｄ４の電流も等しくなる。この結果、配線１５には電流が流れない。
【００７２】
このように、電力変換器５０では、シリーズ接続モードでの動作時において、力行状態および回生状態のいずれにおいても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
【００７３】
次に、図１０を用いて、シリーズ接続モードにおける直流電力変換（昇圧動作）を説明する。
【００７４】
図１０（ａ）を参照して、直流電源１０，２０を直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１４０，１４１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオン（下アーム素子をオフ）した状態が形成される。
【００７５】
これに対して、図１０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１０（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１４２が形成される。電流経路１４２により、直列接続された直流電源１０，２０からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電源配線ＰＬへ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
【００７６】
スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１０（ａ）の電流経路１４０，１４１および図１０（ｂ）の電流経路１４２が交互に形成される。
【００７７】
シリーズ接続モードの直流電力変換では、直流電源１０の電圧Ｖ［１］、直流電源２０の電圧Ｖ［２］、および、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏの間には、下記（４）式に示す関係が成立する。（１０）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。
【００７８】
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］） …（４）
ただし、Ｖ［１］およびＶ［２］が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１０（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１０（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１４３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１４４を介して、差分の電流が流れる。
【００７９】
（シリーズ接続モードにおける共振現象）
図１に示した電力変換器５０をシリーズ接続モードで動作させたときに、回路内の電圧が変動する共振現象が発生する可能性がある。図１１を用いて、シリーズ接続モードにおける共振現象について説明する。
【００８０】
図１１は、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける共振現象を説明するための動作波形図である。図１２〜図１７には、図１１の各期間における電力変換器５０の回路動作が示される。なお、図１１には、力行状態での動作が例示されているため、ダイオードＤ１によって電流経路が形成される一方で、スイッチング素子Ｓ１は電力変換に直接作用しない。このため、図１２〜図１７ではスイッチング素子Ｓ１を点線で表記している。
【００８１】
図１１には、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力端子間（たとえば、コレクタ−エミッタ間）の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が示される。なお、電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０の電流Ｉ［１］に相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源２０の電流Ｉ［２］に相当する。
【００８２】
図１１を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がターンオンされている。このため、電圧Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｓ４）＝０である。そして、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。なお、直流電源１０および２０の電圧が異なるため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）が上昇する傾きは異なる。図１１の例では、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の例が示されている。
【００８３】
図１２には、期間Ｔ１における回路動作が示される。図１２を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がターンオンし、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされる。したがって、図１０（ａ）に示されたのと同様に、リアクトルＬ１およびＬ２を充電する電流経路が形成される。したがって、期間Ｔ１では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。
【００８４】
再び図１１を参照して、期間Ｔ２は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが開始される過渡過程に対応する。期間Ｔ２では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。
【００８５】
図１３には、期間Ｔ２における回路動作が示される。図１３を参照して、期間Ｔ１の状態から、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが指示されることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の導通経路が遮断される。そして、ターンオフの過渡過程では、出力端子間（エミッタおよびコレクタ）に形成される寄生容量（以下、出力容量とも称する）が充電されることになる。この充電に伴って、図１１に示したように、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。
【００８６】
そして、期間Ｔ３では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が、Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏの状態まで上昇する。
【００８７】
図１４には、期間Ｔ３における回路動作が示される。図１４を参照して、図１１の例では、Ｉ（Ｌ１）＞Ｉ（Ｌ２）であるので、Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２）の差電流が、ダイオードＤ２を介して負荷３０へ供給されるようになる。すなわち、ダイオードＤ２がオンし始める。
【００８８】
これにより、図１１に示すように、期間Ｔ３では、電流Ｉ（Ｌ２）が上昇を続ける一方で、電流Ｉ（Ｌ１）が低下する。また、期間Ｔ３では、ダイオードＤ２がオンし始めるため、電圧Ｖ（Ｓ２）はほぼ零になる。この結果、期間Ｔ２におけるＶ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の和（すなわちＶｏ）が全てスイッチング素子Ｓ４に印加される。すなわち、Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏとなる。
【００８９】
そして、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となると、期間Ｔ４が開始される。図１５には、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となった時点における回路動作が示される。
【００９０】
図１５を参照して、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）になると、ダイオードＤ２の電流が零となる。すなわち、図１０（ｂ）に示された、直流電源１０および２０が直列接続された電流経路が形成される。
【００９１】
このとき、電力変換器５０内での電圧関係は、図１６のようになる。図１６に示されるように、出力電圧Ｖｏと電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の間には、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）が成立する。また、図中の電圧ＶＨおよび電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）について、下記の電圧関係式（５）、（６）が成立する。
【００９２】
ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ（Ｌ１）＋Ｖ［２］＋Ｖ（Ｌ２） …（５）
Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］，Ｖ（Ｓ４）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］ …（６）
しかしながら、式（５），（６）および、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）の条件では、Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の分担比が規定されない。このため、図１１に示すように、期間Ｔ４では、リアクトルＬ１，Ｌ２と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力容量とによるＬＣ回路での振動現象が発生する。これにより、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が周期的に変動する、共振現象が発生する。
【００９３】
期間Ｔ４において、共振は電流経路中の寄生抵抗によって徐々に減衰する。そして、図１７に示されるように、式（５）,（６）での電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）がそれぞれ安定電位Ｖｘ，Ｖｙに収束することによって、共振現象は終息する。この状態でのＶｘおよびＶｙの和は、出力電圧Ｖｏに対応する。
【００９４】
これにより、図１１に示されるように、期間Ｔ５では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）は安定状態となる。なお、図１１の動作波形図から、共振現象によって電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が変動しても、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）は安定的に制御されることが理解される。すなわち、図１１に示した共振現象が発生しても、電力変換器５０の動作が直ちに不安定になることはない。しかしながら、電圧変動によって共振周波数での電磁ノイズが発生される可能性がある。電磁ノイズのレベルによっては、周囲の機器に影響を与えることが懸念される。たとえば、ラジオやオーディオ等に雑音が入ることが懸念される。
【００９５】
図１８には、図１１で説明した共振現象の発生時における等価回路が示される。
図１８を参照して、上述した、図１１の期間Ｔ４における電圧関係式より、共振現象の発生時には、電力変換器５０では共振回路７０が構成される。
【００９６】
共振回路７０は、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４が並列接続されたＬＣ回路と、リアクトルＬ２およびスイッチング素子Ｓ２の出力容量Ｃ２が並列接続されたＬＣ回路とが直列に接続された構成を有する。共振回路７０の共振周波数ｆｒｅｓは、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスをＬとし、出力容量Ｃ２，Ｃ４のキャパシタンスをＣとすると、下記（７）式で示される。同様に、共振の先鋭度Ｑは、下記（８）式で示される。なお、（８）式中のＲは、共振経路に含まれる並列抵抗成分である。
【００９７】
【数１】
【００９８】
式（８）から、共振経路と並列に抵抗を挿入すれば、共振電圧の減衰効果を得ることが可能であることが理解できる。
【００９９】
図１９には、共振現象を減衰させるための減衰抵抗を付加した構成が比較例として示される。
【０１００】
図１９を参照して、比較例として示される構成では、電力変換器５０において、スイッチング素子Ｓ４と並列に抵抗素子６１が接続されている。
【０１０１】
図２０には、図１９に示した電力変換器の共振現象発生時における等価回路図が示される。
【０１０２】
図２０を参照して、図１９の電力変換器によれば、共振現象の発生時には共振回路７１が構成される。
【０１０３】
共振回路７１は、図１８に示した共振回路７０と比較して、スイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４に対して並列接続される抵抗素子６１をさらに含む。共振回路７１のその他の構成は、共振回路７０と同様である。
【０１０４】
抵抗素子６１の抵抗値Ｒによって、式（８）に示したように、共振の先鋭度Ｑを低下させることができる。すなわち、抵抗素子６１の抵抗値が低いほど減衰効果が高くなる。
【０１０５】
図２１には、図１８に示した共振回路７０における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。
【０１０６】
これに対して、図２２には、図２０に示した共振回路７１における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。なお、図２２には、Ｑ＝３〜５程度となるように、抵抗素子６１の抵抗値Ｒを設計した場合の波形が示されている。
【０１０７】
図２１および図２２の比較から理解されるように、抵抗素子６１を挿入することによって、共振現象は減衰される。すなわち、図１１の期間Ｔ４で発生する、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の電圧変動の振幅が抑制される。
【０１０８】
しかしながら、図１９に示した比較例では、共振を抑制するための抵抗素子６１が、スイッチング素子Ｓ４のオフ期間、すなわちＶ（Ｓ４）＞０の期間で常に電力を消費する。特に、図２〜図９で説明したパラレル接続モードでは、共振現象の虞がないにも関らず、共振現象を抑制するための抵抗素子６１による電力消費が常時発生することになる。このため、電力変換器５０の効率が低下することが問題となる。
【０１０９】
したがって、本実施の形態による電源システムでは、このような電力消費を発生させることなく共振現象を抑制できるような回路構成を提供する。
【０１１０】
（共振現象を抑制するための回路構成）
図２３は、本発明の実施の形態に係る電源システムにおいて、図１に示した電力変換器５０に代えて適用される、本実施の形態による電力変換器５０♯の構成を説明するための回路図である。
【０１１１】
図２３を参照して、電力変換器５０♯は、図１に示した電力変換器５０と同様の、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４および、リアクトルＬ１，Ｌ２に加えて、共振減衰回路５５をさらに含む。共振減衰回路５５は、リアクトルＬ３，Ｌ４と、キャパシタＣ３と、抵抗Ｒ３とを有する。
【０１１２】
リアクトルＬ３は、リアクトルＬ１と磁気結合するように構成される。同様に、リアクトルＬ４はリアクトルＬ２と磁気結合するように構成される。たとえば、リアクトルＬ３，Ｌ４は、図２４に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２と共通のコアに対して巻線を巻回することによって構成できる。
【０１１３】
図２４を参照して、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）は、磁性材料で構成されたコア１８０に巻回された巻線１１８によって構成される。リアクトルＬ３（またはＬ４）は、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）と共通のコア１８０に巻回された巻線１１９によって構成される。このときに、コア１８０にはギャップが設けられる場合と設けられない場合があるが、いずれの場合にも、コア１８０は、磁気的な閉回路を形成している。巻線１１８，１１９は、この共通の閉回路の一部に対して巻回されるように配置される。
【０１１４】
図２３に示されるように、リアクトルＬ３，Ｌ４の一方は、リアクトルＬ１またはＬ２と同一方向の電圧が誘起されるように構成され、リアクトルＬ３，Ｌ４の他方は、リアクトルＬ１またはＬ２と逆方向の電圧が誘起されるように構成される。図２４に示した巻線１１９の巻回方向を調整することで、図２３に示した方向の誘起電圧を、リアクトルＬ３，Ｌ４に発生されることができる。図２３の構成例では、リアクトルＬ２には、リアクトルＬ４との逆極性の電圧が誘起される。
【０１１５】
図２５には、共振減衰回路５５を含む電力変換器５０♯の共振現象発生時における等価回路図が示される。
【０１１６】
図２５を参照して、共振減衰回路５５を除く部分には、図１８に示した共振回路７０と同様の等価回路が形成される。一方で、リアクトルＬ３には、リアクトルＬ１の電圧Ｖ（Ｌ１）に応じた誘起電圧Ｖｍ１が発生される。また、リアクトルＬ４には、リアクトルＬ２の電圧Ｖ（Ｌ２）に応じた誘起電圧Ｖｍ２が発生される。
【０１１７】
したがって、共振減衰回路５５によって、図２６に示される振動モデルが形成される。
図２６を参照して、リアクトルＬ３およびＬ４の一方に、リアクトルＬ１またはＬ２と逆極性の誘起電圧を発生されることにより、直列接続されたキャパシタＣ３および抵抗Ｒ３に対して、誘起電圧Ｖｍ１およびＶｍ２の差電圧（図２５の例では、Ｖｍ１−Ｖｍ２）が印加される。すなわち、共振減衰回路５５に生じる振動電圧Ｖｄｍｐは、Ｖｄｍｐ＝Ｖｍ１−Ｖｍ２となる。キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３には、振動電圧Ｖｄｍｐによって生じる振動電流ｉｄｍｐが流れる。
【０１１８】
図２７には、図２６に示した振動モデルにおける振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐ、ならびに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形図が示される。
【０１１９】
図２７を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）に、図１１の期間Ｔ４における電圧変動が発生すると、共振電流経路に含まれるリアクトルＬ１，Ｌ２にも電圧変動が生じる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２と磁気結合されたリアクトルＬ３，Ｌ４に生じる誘起電圧によって、共振減衰回路５５に振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
【０１２０】
振動電流ｉｄｍｐは、キャパシタＣ３によって直流分がカットされるため交流電流となる。また、抵抗Ｒ３によって、交流電流の振幅は減衰される。したがって、振動電流ｉｄｍｐは、共振現象の発生時のみに生じるとともに、抵抗Ｒ３によって減衰される。この減衰効果は、磁気結合を介してリアクトルＬ１，Ｌ２の電圧変動を減衰されるように作用する。この結果、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の共振現象についても減衰効果を得ることができる。
【０１２１】
図２８には、本実施の形態による電力変換器における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。一方で、図２９には比較例として、共振減衰回路５５を設けない構成、すなわち、図１に示した電力変換器（比較例）における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。図２９に示される波形図は、図２１の波形図と同等である。
【０１２２】
図２８を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）に振動が発生している期間において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐが発生する。そして、振動電流ｉｄｍｐの減衰効果によって、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の変動についても減衰されている。
【０１２３】
図２８および図２９の比較から理解されるように、共振減衰回路５５を設けた電力変換器５０♯によれば、シリーズ接続モードにおける共振現象発生時の電圧変動を抑制することができる。これにより、電力変換器５０♯の外部に対して放射される電磁波ノイズを低減できる。これにより、電源システムの外部機器に対する影響を抑制することができる。
【０１２４】
なお、上述のように、シリーズ接続モードにおける共振現象への対応によって、パラレル接続モードにおける損失が増加しないことが重要である。すなわち、パラレル接続モードにおける共振減衰回路５５の動作についても検討する。図２５および図２６から理解されるように、共振減衰回路５５での電力損失は、振動電流ｉｄｍｐの２乗と、抵抗Ｒ３の抵抗値との積に従う。
【０１２５】
図３０には、本実施の形態による電力変換器のパラレル接続モードにおける共振減衰回路の動作波形図が示される。
【０１２６】
図３０を参照して、パラレル接続モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフに応答して、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の変曲点が発生する。そして、この変曲点において、リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧が不連続に変化する。リアクトル電流の各変曲点において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
【０１２７】
しかしながら、パラレル接続モードでは、リアクトルＬ１，Ｌ２を含む経路に継続的な共振現象が発生することがない。このため、キャパシタＣ３の直流分カット効果により、振動電流ｉｄｍｐは、短時間で零となる。このため、共振減衰回路５５では、図１９に示された減衰のための抵抗素子６１とは異なり、定常的な電力損失が発生しない。
【０１２８】
この結果、本実施の形態による電力変換器５０♯によれば、定常的な電力損失を発生させることなく、シリーズ接続モードにおける共振現象を抑制することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧変動に起因する電磁波ノイズの発生を抑制できる。
【０１２９】
（電力変換器の制御動作）
上述のように、共振減衰回路５５は受動素子のみで構成されるため、電力変換器５０♯についても、出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフによって、電力変換器５０と同様に制御できる。以下では、電力変換器５０と共通する、電力変換器５０♯におけるパラレル接続モードおよびシリーズ接続モードの制御動作について詳細に説明する。以下に説明する制御動作は、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実現される。
【０１３０】
まず、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける制御動作について説明する。図３１には、パラレル接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
【０１３１】
図３１を参照して、パラレル接続モードでは、直流電源１０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ１と、直流電源２０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ２とは、負荷３０に対して並列に電力を授受する。電源ＰＳ１は、図６に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。同様に、電源ＰＳ２は、図７に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。
【０１３２】
すなわち、電源ＰＳ１は、直流電源１０の電圧Ｖ［１］および出力電圧Ｖｏの間で、式（２）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。同様に、電源ＰＳ２は、直流電源１０の電圧Ｖ［２］および出力電圧Ｖｏの間で、式（３）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
【０１３３】
パラレル接続モードでは、両方の電源で共通の制御（出力電圧Ｖｏの電圧制御）を同時に実行すると、負荷側で、電源ＰＳ１およびＰＳ２が並列接続される形になるため、回路が破綻する可能性がある。したがって、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の一方の電源が、出力電圧Ｖｏを制御する電圧源として動作する。そして、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の他方の電源は、当該電源の電流を電流指令値に制御する電流源として動作する。各電源ＰＳ１，ＰＳ２での電圧変換比は、電圧源または電流源として動作するように制御される。
【０１３４】
電源ＰＳ１を電流源とし電源ＰＳ２を電圧源として制御した場合には、直流電源１０の電力Ｐ［１］、直流電源２０の電力Ｐ［２］、負荷３０の電力Ｐｏおよび、電流源における電流指令値Ｉｉ＊の間には、下記（９）式の関係が成立する。
【０１３５】
Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｖ［１］・Ｉｉ＊ …（９）
直流電源１０の電圧Ｖ［１］の検出値に応じて、Ｐ＊＝Ｖ［１］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電流源を構成する直流電源１０の電力Ｐ［１］を電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【０１３６】
これに対して、電源ＰＳ２を電流源とし電源ＰＳ１を電圧源として制御した場合には、下記（１０）式の関係が成立する。
【０１３７】
Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｖ［２］・Ｉｉ＊ …（１０）
同様に、電流源を構成する直流電源２０の電力Ｐ［２］についても、Ｐ＊＝Ｖ［２］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
【０１３８】
図３２には直流電源１０に対応する電源ＰＳ１の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【０１３９】
図３２を参照して、電源ＰＳ１でのデューティ比Ｄａ（式（２）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）または電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。なお、図３２中では、デューティ比Ｄａを示す電圧信号を、同一の符号Ｄａで示している。
【０１４０】
電源ＰＳ１の制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａと、周期的なキャリア信号２５との比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって生成される。一般的に、キャリア信号２５には、三角波あるいはのこぎり波が用いられる。キャリア信号２５の周期は、各スイッチング素子のスイッチング周波数に相当し、キャリア信号２５の振幅は、Ｄａ＝１．０に対応する電圧に設定される。
【０１４１】
制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａを示す電圧が、キャリア信号２５の電圧よりも高いときに論理ハイレベル（以下、Ｈレベル）に設定される一方で、キャリア信号２５の電圧よりも低いときに論理ローレベル（以下、Ｌレベル）に設定される。制御パルス信号ＳＤａの周期（Ｈレベル期間＋Ｌレベル期間）に対するＨレベル期間の比、すなわち、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比は、Ｄａと同等である。
【０１４２】
制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。デューティ比Ｄａが高くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が高くなる。反対に、デューティ比Ｄａが低くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が長くなる。
【０１４３】
制御パルス信号ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。すなわち、制御パルス信号ＳＤａのＨレベル期間で下アーム素子がオンされる一方で、Ｌレベル期間で下アーム素子がオフされる。一方、制御パルス信号／ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１４４】
図３３には直流電源２０に対応する電源ＰＳ２の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
【０１４５】
図３３を参照して、電源ＰＳ２においても、電源ＰＳ１と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｂ（式（３）参照）に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂおよび、その反転信号／ＳＤｂが生成される。制御パルス信号ＳＤｂのデューティ比はＤｂと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｂのデューティは（１．０−Ｄｂ）と同等である。すなわち、デューティ比Ｄｂが高くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＨレベル期間が長くなる。反対に、デューティ比Ｄｂが低くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＬレベル期間が長くなる。
【０１４６】
制御パルス信号ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。制御パルス信号／ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１４７】
なお、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電圧源として動作するときには、電源ＰＳ２が電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。反対に、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電流源として動作するときには、電源ＰＳ２が電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）によって算出される。
【０１４８】
図３４には、電圧源として動作する電源の制御ブロック２０１の構成例が示される。
図３４を参照して、制御ブロック２０１は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、電圧源として動作する電源ＰＳ１またはＰＳ２の伝達関数に相当する。
【０１４９】
図３５には、電流源として動作する電源の制御ブロック２０２の構成例が示される。
図３５を参照して、制御ブロック２０２は、電流指令値Ｉｉ＊と、電流制御される直流電源１０または２０の電流Ｉｉ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｉＦＦとの和に従って、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉを生成する。伝達関数Ｈｉは、電流源として動作する電源ＰＳ２またはＰＳ１の伝達関数に相当する。
【０１５０】
図３６には、パラレル接続モードにおける各制御データの設定が示される。図３６の左欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電流源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電圧源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【０１５１】
図３６の左欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源１０の電流Ｉ［１］となる。なお、電圧制御によって制御される電圧は、電源ＰＳ１，ＰＳ２のいずれを電圧源としても出力電圧Ｖｏである。
【０１５２】
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【０１５３】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１１）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１２）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。
【０１５４】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１１）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１２）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｉ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｖ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【０１５５】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電流制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電圧制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。
【０１５６】
スイッチング素子Ｓ１は、図６および図７の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。
【０１５７】
この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１５８】
スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図７の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１５９】
同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１６０】
また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。
【０１６１】
図３６の右欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電圧源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電流源として制御した場合の各制御データの設定が示される。
【０１６２】
図３６の右欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源２０の電流Ｉ［２］となる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。
【０１６３】
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
【０１６４】
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１３）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１４）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。
【０１６５】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１３）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１４）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｖ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｉ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
【０１６６】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電圧制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電流制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。すなわち、直流電源１０および直流電源２０における電圧制御および電流制御の組合せに関らず、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は同様に生成される。
【０１６７】
パラレル接続モードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図２に示したＶ［２］＞Ｖ［１］のときの動作と、図３に示したＶ［１］＞Ｖ［２］の動作とが、自然に切替えられる。さらに、各動作において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、電源ＰＳ１，ＰＳ２のそれぞれにおいて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。
【０１６８】
次に、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける制御動作について説明する。図３７には、シリーズ接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
【０１６９】
図３７を参照して、シリーズ接続モードでは、負荷３０に対して、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２が直列に接続される。このため、電源ＰＳ１およびＰＳ２を流れる電流は共通となる。したがって、出力電圧Ｖｏを制御するためには、電源ＰＳ１およびＰＳ２は、共通に電圧制御されることが必要である。
【０１７０】
直列接続された電源ＰＳ１およびＰＳ２は、図１０に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。すなわち、電源ＰＳ１，ＰＳ２は、直流電源１０，２０の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と、出力電圧Ｖｏとの間で、式（４）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
【０１７１】
シリーズ接続モードでは、直流電源１０の電力Ｐ［１］および直流電源２０の電力Ｐ［２］を直接制御することはできない。直流電源１０の電力Ｐ［１］および電圧Ｖ［１］と、直流電源２０の電力Ｐ［２］および電圧Ｖ［２］との間には、下記（１５）式の関係が成立する。なお、電力Ｐ［１］および電力Ｐ［２］の和が、負荷３０の電力Ｐｏとなる点（Ｐｏ＝Ｐ［１］＋Ｐ［２］）は、パラレル接続モードと同様である。
【０１７２】
Ｐ［１］：Ｐ［２］＝Ｖ［１］：Ｖ［２］ …（１５）
図３８を参照して、電源ＰＳ１，ＰＳ２に共通のデューティ比Ｄｃ（式（４）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３９）によって算出される。なお、図３８中では、デューティ比Ｄｃを示す電圧信号を、同一の符号Ｄｃで示している。
【０１７３】
制御パルス信号ＳＤｃは、図３２および図３３と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｃ（式（４）参照）に基づいて生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。制御パルス信号ＳＤｃのデューティはデューティ比Ｄｃと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｃのデューティは（１−Ｄｃ）と同等である。
【０１７４】
制御パルス信号ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。
【０１７５】
図３９には、シリーズ接続モードにおける制御ブロック２０３の構成例が示される。
図３９を参照して、制御ブロック２０３は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、直列接続された電源ＰＳ１，ＰＳ２の伝達関数に相当する。
【０１７６】
図４０には、シリーズ接続モードにおける各制御データの設定が示される。
図４０を参照して、図３９に示した電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、デューティ比Ｄｃに用いられる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。図３９中の伝達関数Ｈｖは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。ま フィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１６）に示すように、直列接続された電源電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］と、出力電圧Ｖｏとの電圧差に応じて設定される。
【０１７７】
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−（Ｖ［２］＋Ｖ［１］））／Ｖｏ …（１６）
デューティ比Ｄｃ（Ｄｃ＝Ｄｖ）に応じて、図３８に示した制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃが生成される。
【０１７８】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃに従って、図１０に示した昇圧チョッパ回路を制御するように設定される。
【０１７９】
シリーズ接続モードでは、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０が直列に接続される。したがって、制御信号ＳＧ３は、Ｈレベルに固定される。
【０１８０】
スイッチング素子Ｓ１は、図１０の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号／ＳＤｃが制御信号ＳＧ１として用いられる。また、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、図１０の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号ＳＤｃが制御信号ＳＧ２，ＳＧ４として用いられる。
【０１８１】
これにより、直列接続された直流電源１０および２０と、電源配線ＰＬとの間で、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に制御するためのデューティ比Ｄｃに従った直流電力変換が実行できる。
【０１８２】
（電動車両への適用例）
次に、本実施の形態に従う電源システムを具体的に適用した電動車両の電源システムの構成例および動作について説明する。
【０１８３】
図４１は、本発明の実施の形態による電源システムが適用された車両電源システムの構成例を示す回路図である。
【０１８４】
図４１を参照して、直流電源１０としては、複数の二次電池セルが直列接続された組電池が用いられる。また、直流電源２０としては、直列接続された複数の電気二重層キャパシタが用いられる。さらに、電力変換器５０からの直流電圧が出力される電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間には平滑コンデンサ３５が設けられる。
【０１８５】
負荷３０は、電源配線ＰＬ上の直流電圧Ｖｏを３相交流電圧に変換するための３相インバータ３１と、３相インバータ３１からの３相交流電力を受けて動作するモータジェネレータ３２とを含む。たとえば、モータジェネレータ３２は、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機で構成される。すなわち、モータジェネレータ３２は、
電気自動車やハイブリッド自動車等の減速時には、回生発電を行う。モータジェネレータ３２の発電動作時には、３相インバータ３１は、モータジェネレータ３２が発電した３相交流電力を直流電力に変換して電源配線ＰＬに出力する。この直流電力によって、直流電源１０および／または直流電源２０を充電することができる。
【０１８６】
図４１のシステム構成例では、二次電池で構成される直流電源１０を定常的な電力供給源として使用し、電気二重層キャパシタで構成される直流電源１０を補助的な電力供給源として使用することが好ましい。このため、パラレル接続モードでは、直流電源１０の電力を制御して、二次電池の過充電または過放電を防止するために、直流電源１０を電流制御する。一方、直流電源２０は電圧制御される。
【０１８７】
パラレル接続モードでは、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に従って制御するとともに、負荷３０に対して直流電源１０および２０から並列に電力を授受できる。このため、一方の直流電源からの出力確保が困難な状態（たとえば極低温時）においても、負荷３０に必要なエネルギを供給することが可能である。また、直流電源１０，２０の電力を独立に制御することができるので、直流電源１０，２０の各電力を精密に管理できる。すなわち、直流電源１０，２０の各々を、より安全に使用できる。また、直流電源１０および２０が独立して制御できるので、直流電源１０，２０の間で電力の授受を行うことも可能となる。この結果、たとえば、負荷３０の作動前に、電源配線ＰＬを介して、直流電源１０，２０の一方の電源によって、他方の電源をプリチャージすることも可能である。
【０１８８】
なお、図示は省略するが、負荷３０（モータジェネレータ３２）が発電した回生状態時にも、直流電源１０に充電される電力Ｐ［１］を電流制御によって一定値に維持するとともに、残りの電力を直流電源２０に受入れる電力配分制御を、出力電圧Ｖｏの制御と同時に実現することができる。
【０１８９】
一方、シリーズ接続モードでは、負荷３０の電力Ｐｏが同じであれば、電力変換器５０内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を流れる電流が、パラレル接続モードよりも低下する。シリーズ接続モードでは、直列接続によって電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する直流電力変換が実行される一方で、パラレル接続モードでは、電圧Ｖ［１］に対する直流電力変換による電流と、電圧Ｖ［２］に対する直流電力変換による電流との和が各スイッチング素子を流れるからである。したがって、シリーズ接続モードでは、スイッチング素子での電力損失を低下することにより、効率を向上することができる。さらに、シリーズ接続モードでは、負荷３０と直流電源１０，２０との間での電力授受に伴う電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］の変動の影響を受けることなく、出力電圧Ｖｏを制御することができる。
【０１９０】
また、パラレル接続モードでは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは、電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下すると、１．０に近い値となってしまう。したがって、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４のいずれかのＨレベル期間比が１．０に近づく可能性がある。実際の昇圧チョッパ回路の制御では、上アーム素子および下アーム素子が同時にオンすることを確実に防止するためのデッドタイムを設ける必要があるため、実現可能なデューティ比Ｄａ，Ｄｂには上限値が存在する。したがって、パラレル接続モードのみでは、一方の直流電源の電圧がある程度低下すると電圧制御が不能となってしまう。すなわち、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル制御モードには一定の限界が存在する。
【０１９１】
これに対して、シリーズ接続モードにおけるデューティ比Ｄｃは、電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下しても、それ程大きな値とはならない。したがって、パラレル接続モードの場合とは異なり、一方の直流電源の電圧がある程度低下した場合にも電圧制御を継続することができる。この結果、シリーズ接続モードでは、直流電源１０，２０を直列接続することにより、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル接続モードよりも有利である。
【０１９２】
なお、実施の形態２を適用したシリーズ接続モードにおいても、デューティ比Ｄｃは演算されないものの、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、実際にはデューティ比Ｄｃに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフが制御されるので、上記の特徴点は共通に適用される。
【０１９３】
このように実施の形態３による電源システム（車両電源システム）では、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、２つの直流電源１０，２０を並列接続するモードと直列接続するモードとを使い分けることができる。この結果、電動車両の電源システムにおいて、負荷電力への対応性（消費電力の供給および発電電力の受入）および電力管理性が向上するパラレル接続モードと、効率および蓄積エネルギの活用性に優れたシリーズ接続モードとを使い分けることができる。これにより、２つの直流電源１０，２０を有効に使用して、同一の蓄積電力に対する電動車両の走行距離を延ばすことができる。
【０１９４】
なお、本実施の形態では、直流電源１０および直流電源２０について、二次電池および電気二重層キャパシタに代表される、異なる種類の直流電源を適用する例を説明した。異なる種類、特に、エネルギ密度およびパワー密度（ラゴンプロット）が異なる直流電源を組み合せて負荷へ電力を供給する態様とすれば、特にパラレル接続モードにおいて、互いに苦手な動作領域での出力を補うような形で、広い動作領域に対して負荷電力の確保が容易となる。
【０１９５】
また、出力電圧が異なる２つの直流電源を組み合わせる場合にも、シリーズ接続モードおよびパラレル接続モードの切替によって、直流電源を有効に使用できることが期待される。ただし、直流電源１０および２０が、同一定格電圧の電源および／または同一種類の電源であっても、本発明の適用は妨げられることはない点について確認的に記載する。たとえば、同一タイプの直流電源を主電源および副電源として用いる場合に、本発明による電源システムを構成することが好適である。
【０１９６】
また、負荷３０は、制御された直流電圧Ｖｏによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機およびインバータによって負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。
【０１９７】
さらに、電力変換器５０の構成についても、図１の例示に限定されるものではない。すなわち、電力変換器に含まれる複数のスイッチング素子の少なくとも一部が、第１の直流電源に対する電力変換経路と、第２の直流電源に対する電力変換経路との両方に含まれるように配置される構成であれば、実施の形態１による位相制御および、実施の形態２によるシリーズ接続モードでの制御処理を適用することが可能である。
【０１９８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１９９】
この発明は、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するため電源システムに適用することができる。
【符号の説明】
【０２００】
１０，２０ 直流電源、１５ 配線、２５ キャリア信号、３０ 負荷、３１ インバータ、３２ モータジェネレータ、３５ 平滑コンデンサ、４０ 制御装置、５０ 電力変換器、５５ 共振減衰回路、６１ 抵抗素子（比較例）、７０，７１ 共振回路、１０２〜１０９，１１１〜１１４，１２０，１２１，１３０，１３１，１４０〜１４４ 電流経路、１１８，１１９ 巻線、１８０ コア、２０１〜２０３ 制御ブロック、Ｃ２，Ｃ４ 出力容量（スイッチング素子）、Ｃ３ キャパシタ（共振減衰回路）、Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ＤＴ，Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｉ，Ｄｖ デューティ比指令値、ＤｉＦＦ，ＤｖＦＦ フィードフォワード制御量、ＧＬ 接地配線、Ｈｉ，Ｈｖ 伝達関数、Ｉ［１］，Ｉ［２］ 電流（直流電源１０，２０）、ｉｄｍｐ 振動電流、Ｉｉ＊ 電流指令値、Ｉｉ 電流、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｌ３，Ｌ４ リアクトル（共振減衰回路）、Ｎ１〜Ｎ３ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＳ１，ＰＳ２ 電源、Ｐｉ 電力指令値、Ｒ３ 抵抗（共振減衰回路）、Ｓ１〜Ｓ４ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤａ，／ＳＤａ，ＳＤｂ，／ＳＤｂ，ＳＤｃ，／ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４ 制御信号、Ｔ１〜 期間、Ｖ［１］，Ｖ［２］ 電圧（直流電源１０，２０）、Ｖｄｍｐ 振動電圧、Ｖｍ１，Ｖｍ２ 誘起電圧、Ｖｏ＊ 電圧指令値、Ｖｏ 出力電圧、Ｖｘ，Ｖｙ 安定電位。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源と、
第２の直流電源と、
負荷に電気的に接続される電源配線と前記第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器とを備え、
前記電力変換器は、
前記第１の直流電源と前記電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、前記第２の直流電源と前記電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置された複数のスイッチング素子と、
前記第１の電力変換経路に含まれるように配置された第１のリアクトルと、
前記第２の電力変換経路に含まれるように配置された第２のリアクトルと、
前記第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である共振減衰回路とを含み、
前記共振減衰回路は、
前記第１のリアクトルと磁気結合された第３のリアクトルと、
前記第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、前記第３のリアクトルに対して直列に接続される第４のリアクトルと、
前記第３および第４のリアクトルと直列に接続される、キャパシタおよび抵抗とを有し、
前記電源配線上の出力電圧を制御するように前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置をさらに備える、電源システム。
【請求項２】
前記複数のスイッチング素子は、
第１のノードおよび前記電源配線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の正極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の負極端子と前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
前記第１のリアクトルは、前記第１の直流電源の正極端子と前記第２のノードとの間に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第２の直流電源の正極端子と前記第１のノードとの間に電気的に接続される、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記第１のリアクトルおよび前記第３のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される、請求項１または２に記載の電源システム。
【請求項４】
前記第２のリアクトルおよび前記第４のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される、請求項１または２に記載の電源システム。
【請求項５】
前記電力変換器は、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される、請求項１または２記載の電源システム。
【請求項６】
前記電力変換器は、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成され、
前記電力変換器は、前記第１の動作モードでは、前記第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための制御信号に従って、前記第２および第４のスイッチング素子と前記第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２記載の電源システム。
【請求項７】
前記電力変換器は、前記第１の動作モードでは、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換について、前記出力電圧が指令電圧と一致するように制御する、請求項５または６に記載の電源システム。
【請求項８】
前記電力変換器は、前記第２の動作モードでは、前記第１の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための第１の制御信号と、前記第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための第２の制御信号との論理和に従って、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項５記載の電源システム。
【請求項９】
前記電力変換器は、前記第２の動作モードでは、前記第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源と、前記電源配線との間の前記直流電力変換については前記出力電圧が指令電圧と一致するように制御する一方で、前記第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源と前記電源配線との間の前記直流電力変換については前記他方の直流電源の電流が指令電流と一致するように制御する、請求項５または８に記載の電源システム。
【請求項１０】
前記電力変換器は、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成され、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の動作モードでは前記第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、前記第２の動作モードでは前記出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む、請求項１記載の電源システム。
【請求項１】
第１の直流電源と、
第２の直流電源と、
負荷に電気的に接続される電源配線と前記第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器とを備え、
前記電力変換器は、
前記第１の直流電源と前記電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、前記第２の直流電源と前記電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置された複数のスイッチング素子と、
前記第１の電力変換経路に含まれるように配置された第１のリアクトルと、
前記第２の電力変換経路に含まれるように配置された第２のリアクトルと、
前記第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である共振減衰回路とを含み、
前記共振減衰回路は、
前記第１のリアクトルと磁気結合された第３のリアクトルと、
前記第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、前記第３のリアクトルに対して直列に接続される第４のリアクトルと、
前記第３および第４のリアクトルと直列に接続される、キャパシタおよび抵抗とを有し、
前記電源配線上の出力電圧を制御するように前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置をさらに備える、電源システム。
【請求項２】
前記複数のスイッチング素子は、
第１のノードおよび前記電源配線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の正極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の負極端子と前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
前記第１のリアクトルは、前記第１の直流電源の正極端子と前記第２のノードとの間に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第２の直流電源の正極端子と前記第１のノードとの間に電気的に接続される、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記第１のリアクトルおよび前記第３のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される、請求項１または２に記載の電源システム。
【請求項４】
前記第２のリアクトルおよび前記第４のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される、請求項１または２に記載の電源システム。
【請求項５】
前記電力変換器は、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される、請求項１または２記載の電源システム。
【請求項６】
前記電力変換器は、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成され、
前記電力変換器は、前記第１の動作モードでは、前記第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための制御信号に従って、前記第２および第４のスイッチング素子と前記第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２記載の電源システム。
【請求項７】
前記電力変換器は、前記第１の動作モードでは、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換について、前記出力電圧が指令電圧と一致するように制御する、請求項５または６に記載の電源システム。
【請求項８】
前記電力変換器は、前記第２の動作モードでは、前記第１の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための第１の制御信号と、前記第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための第２の制御信号との論理和に従って、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項５記載の電源システム。
【請求項９】
前記電力変換器は、前記第２の動作モードでは、前記第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源と、前記電源配線との間の前記直流電力変換については前記出力電圧が指令電圧と一致するように制御する一方で、前記第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源と前記電源配線との間の前記直流電力変換については前記他方の直流電源の電流が指令電流と一致するように制御する、請求項５または８に記載の電源システム。
【請求項１０】
前記電力変換器は、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で前記直流電力変換を実行する第１の動作モードと、前記複数のスイッチング素子の制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電源配線に対して並列に前記直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成され、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の動作モードでは前記第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、前記第２の動作モードでは前記出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む、請求項１記載の電源システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【公開番号】特開２０１３−１３２３３（Ｐ２０１３−１３２３３Ａ）
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４４２１０（Ｐ２０１１−１４４２１０）
【出願日】平成２３年６月２９日（２０１１．６．２９）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２９日（２０１１．６．２９）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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