電磁気的結合給電小型広帯域モノポールアンテナ
本発明は、長さが略λ０／４（但し、λ０は自由空間での波長）であり、スパイラル形態、フォルデッド（folded）形態及び螺旋（helix）形態のうち、いずれか一つの形態を有するストリップ線路プローブ及びこれと短絡されたパッチとを電磁気的に結合した形態のモノポールアンテナを開示し、集中素子を用いたアンテナの等価モデルを提示する。ストリップ線路はスパイラル（spiral）形態、螺旋（helix）形態、そして具現されたフォルデッド（folded）形態の中の一つである。したがって、共振周波数のインダクタンスとキャパシタンスを調整することによって、共振周波数の調節が可能になり、アンテナの応用目的によってデュアル帯域アンテナと広い帯域幅の単一帯域アンテナに設計することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナに関し、スパイラル（spiral）形態とフォルデッド（folded）形態、螺旋（helix）形態などからなる約λ０／４（但し、λ０は自由空間での波長）の長さを有するストリップ線路プローブと短絡されたパッチを電磁気的に結合した構造の小型広帯域モノポールアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在の無線通信システムは移動通信端末機（Cellular Phone）、個人携帯通信（ＰＣＳ）、ＩＭＴ−２０００、個人携帯情報端末機（ＰＤＡ）等、多様に速い速度で発展しており、市場規模も急速に成長している。最近、活発に研究、開発されている第３世代の移動通信であるＩＭＴ−２０００ではCellular、ＰＣＳから提供される音声と低速データは勿論、高速データとマルチメディアサービスを提供する。このような多様な移動通信システムの成長と共に高性能の小型個人携帯用端末機が研究されており、端末機の小型化のためには内蔵型小型アンテナの装着が必須的であるということができる。
【０００３】
既存の大部分の端末機にはヘリカルアンテナとモノポールアンテナのような外部リトラクタブル（retractable）アンテナが使われているが、外部引入／引出（retractable）アンテナは端末機の小型化に問題点として指摘されている。外蔵型アンテナの問題点を解決するために研究されている内蔵型小型アンテナは板形逆Ｆアンテナ（planar inverted F antenna: ＰＩＦＡ）と短絡マイクロストリップアンテナ（short-circuit microstrip antenna）などが提案された。
【０００４】
このような構造は設計が簡単な長所があるけれど、帯域幅が狭いという問題がある。ＰＩＦＡアンテナと短絡マイクロストリップアンテナの帯域幅の問題を解決するために２線式正常モードヘリカルアンテナ（normal mode helical antenna: ＮＭＨＡ）、二重ストリップミアンダーラインアンテナ、二重線路ＰＩＦＡアンテナとＰＩＦＡアンテナに寄生パッチを積層させる方法が提案された。[これらアンテナに関する詳細な事項は、1] K. Noguchi, M. Misusawa, T. Yamaguchi, and Y. Okumura, "Increasing the bandwidth of a meander line antenna consisting of two strips," IEEE AP-S Int. Symp. Digest, pp. 2198-2201, vol. 4, Montreal, Canada, July 1997; 2) K. Noguchi, M. Misusawa, M. Nkahama, T. Yamaguchi, Y. Okumura, and S. Betsudan, "Increasing the bandwidth of a normal mode helical antenna consisting of two strips," IEEE AP-S Int. Symp., pp. 782-785, vol. 2, Atlanta, USA, June 1998; 3) M. Olmos, H. D. Hristov, and R. Feick, "Inverted-F antennas with wideband match performance," Electron. Lett., vol. 16, no. 38, pp. 845-847, Aug. 2002; 4) S. Sakai and H. Arai, "Directivity gain enhancement of small antenna by parasitic patch," IEEE AP-S Int. Symp., pp. 320-323, vol. 1, Atlanta, USA, June 1998.などを参照されたい]。この中で、ミアンダーラインアンテナは２線式ＮＭＨＡとＰＩＦＡアンテナより広い周波数範囲で伝送線路モードであるバランスモード（balance mode）によるリアクタンス成分を輻射モードであるアンバランスモード（unbalance mode）にて相殺させることができるが、広い帯域幅を得ることは困難である。
【０００５】
広い帯域幅を得るためのもう一つの方法には、Ｌ−ストリップ給電またはＬ−プローブ給電に短絡面（shorting wall）を有するパッチを結合させて動作させる方法とＰＩＦＡアンテナと短絡された寄生パッチを電磁気的に連結させる方法などがある。[これに関するより詳細な事項は、1] C. L. Lee, B. L. Ooi, M. S. Leong, P. S. Kooi, and T. S. Yeo, "A novel coupled fed small antenna," Asia-Pacific Microwave Conf., pp. 1044-1047, vol. 3, Taipei, Taiwan, Dec. 2001; 2] Y. X. Gou, K. M. Luk, and, K. F. Lee, "L-probe proximity-fed short-circuited patch antennas," Electron. Lett., vol. 24, no. 35, pp. 2069-2070, Nov. 1999; 3] Y. J. Wang, C. K. Lee, W. J. Koh, and Y. B. Gan, "Design of small and broad-band internal antennas for IMT-2000 mobile handsets," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, no. 8, Aug. 2001を参照されたい]。このような構造は３０％以上の帯域幅を満たすことができるが、Ｌ−ストリップ給電線と短絡されたパッチが共振周波数の約λ０／４の長さを有しなければならないので、アンテナの大きさを減少させることに限界がある。
【０００６】
例えば、アンテナ装置と携帯用無線通信装置（Antenna apparatus and a portable wireless communication apparatus）という題目の米国特許番号第６，４５２，５５８号はＰＩＦＡ（planar inverted F antenna）アンテナとモノポールアンテナを接触させて連結した構造であって、ダイバシティ（diversity）アンテナで設計したことを開示する。受信アンテナを２つ使うことによって、電波を受信する経路を２つに作ることになって、無線受信段において同一な信号が互いに異なる種種なる大きさと位相を有して受信されるフェーディング現像が補正できるように設計したものである。
【０００７】
又別の例として、二重フォルドされたモノポールアンテナ（Double-folded monopole）という題目の米国特許番号第５,２８９,１９８号はワイヤーモノポールアンテナを折畳んで構成したアンテナを開示する。このアンテナは全長が共振周波数の１．０λ０の長さを有し、動作自体が進行波を用いる。電磁気的カップリングを用いて短絡されたパッチをモノポールアンテナとして動作させない特徴がある。
【０００８】
延いては、また"移動端末機用小型印刷螺旋形アンテナ"という題目の大韓民国特許出願番号第１０−２００１−７０００２４６号が提示するアンテナ構造は、スパイラル形態で具現したモノポールアンテナであって、接地ポストを用いてスパイラル形態のモノポールアンテナに直接連結してインピーダンスを整合する方法を取る。これらアンテナは以下に説明する本発明のアンテナとは基本的に異なる構造と特性を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、モノポールアンテナの単一の広帯域幅、または、デュアル帯域幅の具現が容易であり、小型で、かつ、共振周波数が低く、別途の整合回路がなくてもインピーダンス整合をなすことができる構造のモノポールアンテナを提供することをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成するための本発明によれば、小型広帯域モノポールアンテナは長さが略０．２５λ０（但し、λ０は自由空間での波長）であるストリップ線路プローブと短絡されたパッチを含んで提供される。広い周波数帯域幅は電磁気的に結合して給電する構造となり、前記ストリップ線路給電での直列共振と前記短絡されたパッチが前記ストリップ線路給電によりカップリングされて発生する並列共振とが結合して広い周波数帯域幅を有することを特徴とするモノポールアンテナが提供される。
【００１１】
前記アンテナにおいて、前記ストリップ線路プローブは、その形態がスパイラル（spiral）形態、螺旋（helix）形態、そして、直線のストリップ線路を折畳んで具現されたフォルデッド（folded）形態のうち、いずれか一つである。銅線はまたストリップ線路の代りに使用されることができる。
【００１２】
このような形態と長さで設計することによってアンテナは最小の面積で共振長さを有するように設計されることができる。
【００１３】
アンテナ大きさの小型化と広い帯域幅を得るために、キャパシタンス成分のモノポールアンテナで動作する短絡されたパッチを誘導成分のモノポールアンテナとしてストリップ線路のプルーフを電磁気的に結合することが好ましい。
【００１４】
より広い帯域幅を得るために、ストリップ線路給電の共振周波数と短絡されたパッチの共振周波数の調節が可能なのでそれぞれの共振が隣接した周波数で発生するように設計することが好ましい。延いては、共振が互いに異なる周波数で発生するようにしてデュアル帯域を有するように設計することができる。
【００１５】
本発明が提案するアンテナは小型アンテナであって、ストリップ線路給電と短絡されたパッチがそれぞれの共振周波数で全方向性のモノポール輻射パターンを有する。したがって、移動通信端末機の内蔵型アンテナとしてコンピュータの位置に制約なしにデータを送受信できるので、無線近距離通信網（Wireless ＬＡＮ）などの使用に適している。
【発明の効果】
【００１６】
以上、本発明はスパイラル形態とフォルデッド（folded）形態からなるストリップ線路給電と短絡されたパッチを電磁気的に結合した形態のモノポールアンテナを提案して、等価モデルを提示した。本発明のアンテナは、短絡されたパッチのキャパシタンス成分をストリップ給電線路のインダクタンス成分で補償することによって、広い帯域の帯域幅が得られる長所を有する。また、アンテナ設計変数の調節により短絡されたパッチとストリップ給電線路の共振周波数の調節が可能なので、広い単一帯域幅とデュアル帯域幅の具現が容易である。即ち、短絡されたパッチをストリップ線路給電とのカップリングにより電磁気的に連結することによって、ストリップ線路給電による共振と短絡されたパッチの共振を結合して広い帯域幅が得られる。したがって、アンテナはストリップ線路と短絡されたパッチの設計変数を調節することによって、インダクタンスとキャパシタンスを変化させることができる。このように、インダクタンスとキャパシタンスを調節してストリップ線路による共振と短絡されたパッチの共振を調節して共振周波数を変化させることによって、広い帯域幅またはデュアル帯域特性を有するアンテナを設計することができる。
【００１７】
また、短絡されたパッチは高い誘電率の誘電体を使用することによって、アンテナ構造の大きさを小さくすることができる。ストリップ給電線路はスパイラル、フォルデッド、ヘリカル形態などの変形された形態で具現することによって、最小の大きさで最大の共振長さを有するようにする設計が可能である。変形されたストリップ給電線路の全長は共振周波数の約０．２５λ０の長さを有することになる。即ち、本発明が提案するアンテナ構造は給電のためのストリップ線路を変形させて最小の体積で共振周波数の０．２５λ０共振長さを有するモノポールアンテナを具現することによって大きさを小型化することができる。
【００１８】
延いては、短絡されたパッチとストリップ給電線路を電磁気的カップリングを用いてインピーダンス整合特性を調節することが可能である。本発明のアンテナ構造はアンテナ自体で短絡されたパッチのキャパシタンスとストリップ給電線路のインダクタンスが調節できるので、別途の整合回路がなくてもインピーダンス整合特性を向上させて広い帯域の帯域幅が得られる。
【００１９】
四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナとフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの場合、中心周波数２．０ＧＨｚで１６．５％の帯域幅を有し、円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナは中心周波数２．１５ＧＨｚで１７．４％の帯域幅を得た。アンテナは帯域幅内でθ＝６５゜方向に最大輻射を表す全方向性のモノポールの輻射パターンを有することになる。したがって、提案したアンテナはCellular、ＰＣＳ、ＩＭＴ−２０００、ＰＤＡ、ＷＬＡＮ等、地上用移動通信端末機に内蔵型アンテナとして適するということができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、添付の図面を参照しつつ本発明の好ましい実施形態に対して詳細に説明する。付いて来る内容の本来の技術と詳細な描写及び統合説明は簡潔のために省略した。
【００２１】
本発明は、種種なる構造のモノポールアンテナを開示する。図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃは、その最初の例として、四角スパイラルストリップ線路１２給電モノポールアンテナの構造を図示する。スパイラルストリップ線路１２給電は直四角形態であって、スパイラルストリップ線路１２の全長はｌｓであり、線路幅はｗｓである。スパイラルストリップ線路１２は接地面２０からｈｆの高さで直径Φ１の同軸線２２によりプローブ１４給電をする。スパイラルストリップ線路１２の長さｌｓと接地面２０からのプローブ１４の高さｈｆの和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。一般に、接地面２０に垂直な方向に立てて具現したモノポールアンテナの場合、共振周波数の約０．２５λ０の共振長さを有することになる。したがって、スパイラル形態で給電を具現することによって最小の体積で最大の共振長さを有するモノポールアンテナを設計することができる。また、スパイラルストリップ線路１２給電は直列ＲＬＣ回路に等価化させることができる。直列ＲＬＣ回路において、Ｒは輻射抵抗、Ｌはストリップ線路１２とプローブ１４の直列インダクタンス、Ｃはストリップ線路１２のキャパシタンスである。しかしながら、スパイラルストリップ線路１２給電の大きさを減少させるために垂直な方向への高さを減らし、スパイラル形態で構成する。しかしながら、設計構成は給電の輻射抵抗の減少をもたらす。したがって、スパイラルストリップ線路１２給電の共振周波数は垂直形態のモノポールと比較して共振特性が低下されることになる。
【００２２】
スパイラルストリップ線路１２給電の共振特性を向上させて、共振帯域幅を向上させるために短絡されたパッチ１０をスパイラルストリップ線路１２給電とプローブ１４を電磁気的に結合する。短絡されたパッチ１０は正四角形態であって、長さＬ、幅W、高さｈであり、パッチ１０の中央地点を直径Φ２の短絡ピン１６を用いて接地面２０と連結される。短絡されたパッチ１０の大きさを減少させるためにパッチ１０の下面には高誘電率の誘電体基板１８ａが付加される。誘電体基板１８ｂは接地面２０にさらに付加される。四角スパイラルストリップ線路のプローブ１４と短絡されたパッチの短絡ピン１６との間の間隔はｄとする。短絡されたパッチ１０はスパイラルストリップ線路１２給電のインピーダンス整合特性を向上させると共に、給電線から電磁気的結合の影響により共振を起こすことになって、キャパシタンス成分のパッチ１０が結合されたモノポールアンテナとして動作することになる。また、短絡されたパッチ１０は並列ＲＬＣ共振回路に等価化される。したがって、スパイラルストリップ線路給電アンテナは直列共振を有するスパイラルストリップ線路１２給電とスパイラルストリップ線路１２と電磁気的に結合して並列共振をする短絡されたパッチ１０が各々モノポールアンテナとして動作することになる。アンテナはストリップ線路１２給電と短絡されたパッチ１０のインダクタンスとキャパシタンスの調節により共振特性の調節が可能になり、このような特性を用いて広い単一帯域またはデュアル帯域特性を有するようにアンテナを設計することができる。
【００２３】
図２Ａと図２Ｂは、本発明に係るモノポールアンテナの２番目の例であって、円形スパイラルストリップ線路３２給電モノポールアンテナの構造を図示する。円形スパイラルストリップ線路３２の全長はｌｓであり、線路幅はｗｓである。スパイラルストリップ線路３２は接地面４０からｈｆの高さで直径Φ１の同軸線によりプローブ給電する。スパイラルストリップ線路３２の長さｌｓと接地面４０からのプローブ３４の高さｈｆの和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。円形スパイラルストリップ線路３２給電と電磁気的に結合した短絡された円形パッチ３０は直径２ρ、高さｈであり、パッチ３０の中央地点を直径Φ２の短絡ピン３６を用いて接地面４０と連結される。短絡された円形パッチ３０の短絡ピン３６と円形スパイラル給電の垂直プローブ３４との間の間隔はｄとなる。図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃの場合と同様に、円形パッチ３０の下面には高誘電率の誘電体基板３８ａが付加される。そして、誘電体基板３８ｂも接地面４０に付加される。
【００２４】
スパイラル形態のストリップ線路を若干変形すれば螺旋形（helix type）のストリップ線路を作ることができる。但し、螺旋形で作ってもストリップ線路の長さは約０．２５λ０と同一にしなければならない。
【００２５】
３番目の例として、図３Ａ乃至３Ｄは、フォルデッドストリップ線路５２とプロープ５４、短絡されたパッチ５０を含んで給電モノポールアンテナの構造を図示する。フォルデッドストリップ線路形態の給電は図３Ａの斜視図に図示されたように、直線のストリップ線路５２を折畳んで具現した形態であって、上板ストリップ線路５２ａと下板ストリップ 線路５２Ｂとから構成される。そして、上板ストリップ線路５２ａと下板ストリップ線路５２Ｂはｗｓの幅を有し、それら間の垂直間隔はｈｆ２としてストリップに連結される。プロープ５４は接地面２０からｈｆの高さで直径Φ１を有する。フォルデッドストリップ線路５２の全長と接地面６０からプローブ５４の高さｈｆ１の和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。図３Ｃは短絡されたパッチ５０を給電と電磁気的に結合させたアンテナの平面図である。短絡されたパッチ５０は、長さＬ、幅Ｗの四角形パッチであり、接地面６０での高さｈを有し、パッチ５０の中央地点は直径Φ２の短絡ピン５６を用いて接地面６０と連結される。短絡ピン５６とフォルデッドストリップ線路５２給電の垂直プローブ５４との間の間隔はｄと決める。前記の場合と同様に、四角形パッチ５０の下面には高誘電率の誘電体基板５８ａが付加される。そして、誘電体基板５８ｂも接地面６０に付加される。
【００２６】
前記に表したアンテナ構造は直列ＲＬＣ共振回路で動作するストリップ線路給電と並列ＲＬＣ共振回路である短絡されたパッチを電磁気的に結合した形態であって同一な動作原理を有することになる。
【００２７】
次に、本発明に係るモノポールアンテナの設計方案と特性を説明する。本発明者はアンテナの設計のための電磁気（ＥＭ）シミュレーションはジランド（Zeland）社のＩＥ３D装備で遂行した。パッチ１０の下面に付加される誘電体基板１８ａとしては、比誘電率εr１＝１０．２であり、厚さｈ１＝１．２７ｍｍであるＲＴ Duroid ６０１０基板を使用し、接地面２０の上面に付加される誘電体基板１８ｂとしては、比誘電率εr２＝３．３８を有し、厚さｈ２＝０．８１３ｍｍであるＲＯ ４００３基板を使用して、無限グラウンド（infinite-ground）でシミュレーションした。また、アンテナの等価モデル具現のための回路設計はアジレント（Agilent）社のＡＤＳを用いてシミュレーションした。
【００２８】
図１Ａ乃至図１Ｃのアンテナ構造は、図４の等価モデルに表すことができる。図１のアンテナで四角スパイラルストリップ線路（１２または８０）はλ０／４のモノポールアンテナで動作することになり、直列ＲＬＣ共振回路で等価化させることができることになる。四角スパイラルストリップ線路（１２または８０）を直線のストリップ線路と仮定すれば、ストリップ線路のインダクタンスLstrip（nH）の初期設計値は次のように求められる。下記の <数式１>乃至<数式２>に関するより詳細な説明は" C. S. Walker, Capacitance, Inductance, and Crosstalk Analysis, Boston: Artech House Inc., 1990"に記載されている。
【００２９】
【数１】
【００３０】
【数２】
【００３１】
<数式１>と<数式２>において、ｗｓとｌｓは四角スパイラルストリップ線路１２の幅と全長である。また、Kｇは補正係数（correction factor）であり、ｈｆはストリップ線路１２の高さを表す。スパイラルストリップ線路給電のプローブをビア（via）と仮定すれば、プローブ１４でのインダクタンスLprobe（nH）は<数式３>と<数式４>のように求められる。これに関するより具体的な<数式３>と<数式４>の内容は、"M. E. Goldfard and R. A. Pucel, 'Modeling via hole grounds in microstrip', IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 1, no. 6, pp.135-137, June 1991"を参照されたい。
【００３２】
【数３】
【００３３】
【数４】
【００３４】
<数式３>と<数式４>において、Φ１はプローブ１４の直径、ｈｆはプローブ１４の高さを表す。したがって、プローブ１４とスパイラルストリップ線路１２の全体インダクタンスLseはLstripとLprobeの和で表すことができる。
【００３５】
短絡されたパッチ（１０または７０）は、給電でストリップ線路１２とプロープ１４がカップリングされて動作するキャパシタンス成分のモノポールアンテナであって、並列ＲＬＣ共振回路で動作する。短絡ピン１６のインダクタンスは<数式３>を使用して求められる。短絡されたパッチ１０と接地面２０との間の誘電率を自由空間（εr＝１）と仮定すれば、並列ＲＬＣ共振回路でパッチ１０のキャパシタンスCp(pF)とパッチ１０外部キャパシタンスCpe(pF)の初期設計値は次の<数式５>と<数式６>を使用して求められる。これに関する詳細な事項は"C. H. Friedman, 'Wide-band matching of a small disk-loaded monopole', IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-33, No. 10, pp. 1142-1148. Oct. 1985."と"H. Foltz, J. S. McLean, and L. Bonder, 'Closed-form lumped element models for folded, disk-loaded monopoles', IEEE AP-S Int. Symp., pp. 576-579, vol. 1, 2002."を参照されたい。
【００３６】
【数５】
【００３７】
【数６】
【００３８】
前記に表した<数式４>を用いて四角スパイラルストリップ線路１２給電の直列インダクタンスと短絡されたパッチ１０の並列キャパシタンスの初期設計値を<数式５>と<数式６>で決めることができる。しかしながら、初期設計式にはパッチ１０と接地面２０との間の誘電率の変化、短絡されたパッチ１０で給電線によるキャパシタンスの変化とスパイラルストリップ線路１２と短絡されたパッチ１０との間でのカップリング影響などが考慮されていない。したがって、上記の式だけでは正確な結果が得られないので、シミュレーションによる最適化が必要である。図２Ａ乃至図２Ｂと図３Ａ乃至図３Ｄのアンテナ構造でも図１Ａ乃至図１Ｃと同一な動作原理を有することになるので、等価回路は同一になる。前記で言及した色々な実施形態において、ストリップ線路の長さはアンテナのデザイン案によって０．２４λ０または０．２６λ０に計算されることもあるが、略０．２４λ０〜０．２６λ０の長さならば好ましい設計特性が得られ、理論的には０．２５λ０の長さが最適であることを明らかにしようとする。
【００３９】
図５には、図１Ａ乃至図１Ｃの四角スパイラルストリップ線路給電自体のインピーダンス変化とスパイラルストリップ線路給電に短絡されたパッチが結合されたアンテナのインピーダンスの変化を表す。図１Ａで四角スパイラルストリップ線路１２の長さはｌｓ＝３７．２ｍｍであり、プローブ１４の高さはｈｆ＝７．５ｍｍである。短絡されたパッチ１０は長さＬ＝１１．０ｍｍ、幅W＝１１．０ｍｍ、高さｈ＝１１．０ｍｍ、短絡ピン１６の直径Φ２は１．６ｍｍであり、四角スパイラルストリップ線路１２のプローブ１４と短絡されたパッチ１０の短絡ピン１６との間の間隔ｄ＝３．６ｍｍである。四角スパイラルストリップ線路１２給電は共振周波数が２．０ＧＨｚであるモノポールアンテナである。実線で表示された四角スパイラルストリップ線路１２給電のインピーダンス変化から見て、プローブ給電をスパイラル形態にすることで、最小の体積で最大の物理的共振長さを有することができるので、モノポールアンテナ構造の大きさを減少させることができるが、共振周波数の波長に比べて給電の高さが低いので、輻射抵抗が低くなってスパイラルストリップ線路自体の共振特性はそれほど良いのではないことが分かる。四角スパイラルストリップ線路１２給電に短絡されたパッチ１０を連結した時のインピーダンスの変化から見て、スパイラルストリップ線路１２の直列共振と給電からカップリングされて動作する短絡されたパッチ１０の並列共振とが結合されて、二重共振の形態で表れることが分かる。
【００４０】
図６は、図１Ａのアンテナでパッチ１０の短絡ピン１６の直径変化によるアンテナの反射損失特性変化を表す。パッチの短絡ピン１６の直径が１．４ｍｍ、１．６ｍｍ、１．８ｍｍに増加することにつれて、低い共振周波数ｆＬが１．８３ＧＨｚから１．９５ＧＨｚまで高まることになり、高い共振周波数ｆＨは約２．１ＧＨｚに維持される。短絡されたパッチ１０はｆＬの共振周波数を有することになり、ｆＨはスパイラルストリップ線路１２の共振周波数となる。パッチ１０の短絡ピン１６の直径が増加することにつれて、短絡ピン１６でのリアクタンスはキャパシティブな値を有することになる。したがって、短絡されたパッチ１０の共振周波数は高まることになるので、短絡されたパッチ１０の共振周波数ｆＬを高い周波数に移動させることになる。
【００４１】
図７は、図１Ａの四角スパイラルストリップ線路１２給電の高さを変化させたアンテナのインピーダンス変化を表す。短絡ピン１６の直径が１．６ｍｍである時、スパイラル給電線路１２の高さｈｆを６．５ｍｍから８．５ｍｍに高めると、短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２の間隔が減ることになる。また、短絡ピン１６とプルーブ１４との間のカップリング地域が増加し、短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２給電との間のカップリング地域が短くなる。したがって、パッチとスパイラルストリップ線路１２のカップリングが増加することになるので、インピーダンス軌跡は大きくなり、スパイラルストリップ線路のインダクタンスが増加してインピーダンス軌跡はスミスチャートで上に動くことになる。
【００４２】
図８は、図１Ａの四角スパイラルストリップ線路１２給電の長さを変化させたアンテナの反射損失を表す。以前の場合と同様に、給電部のスパイラル１２の長さＬｓを３５．２ｍｍから３９．２ｍｍまで変化させた。その結果、スパイラル１２の長さを増加させることによって、スパイラルストリップ線路のインダクタンスが増加することになって、共振周波数ｆＨは２．１９ＧＨｚから２．０５ＧＨｚに低くなる。
【００４３】
図６、図７、そして図８の結果から短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２とプロープ１４の給電の変数を調整することによって、インダクタンスとキャパシタンスを変化させて共振周波数ｆＬとｆＨの調節が可能であることが分かる。スパイラルストリップ線路１２と短絡されたパッチ１０の共振周波数を隣接するように位置させて広い単一帯域が得られ、互いに異なる周波数に位置させてデュアル帯域がなされるように設計することができる。
【００４４】
図９Ａ乃至図９Ｂは、図１Ａ乃至図１Ｃのアンテナで等価回路とＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失とインピーダンス変化を表す。そして、<表１>は最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図９Ａと図９Ｂの反射損失で等価回路を回路シミュレータ（circuit simulator）を用いて計算した結果とＥＭシミュレーションとを比較して見れば、共振周波数が類似するように表れることを確認することができる。ＥＭシミュレーションでアンテナはＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）≦２を基準にして１．８３５ＧＨｚから２．１７ＧＨｚまで約１６．５％の帯域幅を表す。図９Ｂはインピーダンスの変化を比較したことを表す。結果を見れば、２つの計算値が類似するように表れることになる。等価回路とＥＭシミュレーションで変数調整に対してインピーダンスの変化が若干の差を表すことは、等価回路では変数の調整に対してインダクタンスの変化だけを考慮したが、ＥＭシミュレーションではインダクタンスの変化の以外にキャパシタンスの変化と電磁気的現象まで考慮して計算された結果であるためである。しかしながら、結果から等価回路を通じてインダクタンスとキャパシタンスを変化させることによって、アンテナの特性が調整できることが分かる。
【００４５】
<表１>は四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を例示したものである。
【００４６】
【表１】
【００４７】
図１０Ａ乃至図１０Ｂは、図２（ａ）乃至図２Ｂの円形スパイラルストリップ給電モノポールアンテナでＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失（Return Loss）とインピーダンス変化を表す。そして、<表２>は最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図１０Ａの反射損失を見れば、ＶＳＷＲ≦２を基準にして１．９６５ＧＨｚから２．３４ＧＨｚまで約１７．４％の帯域幅を表す。図１０Ｂは、インピーダンスの変化を比較したことを表す。円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナと四角スパイラルストリップ線路アンテナの結果（図９Ａ乃至図９Ｂと図１０Ａ乃至図１０Ｂ）を比較して見れば、円形スパイラルストリップ線路アンテナの共振がより高い周波数で表れることになる。これは円形パッチのキャパシタンスが四角パッチのキャパシタンスより少ない値を有することになって共振周波数が上昇した結果である。
【００４８】
<表２>は円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を表したものである。
【００４９】
【表２】
【００５０】
図１１は、図３Ａのフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナでＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失とインピーダンス変化を表す。表３に最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図１１Ａの反射損失を見れば、ＶＳＷＲ≦２を基準にして１．８３５ＧＨｚから２．１６５ＧＨｚまで約１６．５％の帯域幅を表す。図１１Ｂはインピーダンスの変化を比較したことを表す。フォルデッドストリップ線路アンテナの結果から四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナと類似の特性を表すことが分かる。
【００５１】
そして、<表３>はフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を表すものである。
【００５２】
【表３】
【００５３】
図１２Ａ乃至図１２Ｂと図１３Ａ乃至図１３Ｂは、図１Ｃの四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナにおいて、帯域幅内の周波数である１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚで、ｘ−ｚ平面とｙ−ｚ平面に切断した輻射パターンの断面図である。図１２Ａ乃至図１２Ｂと図１３Ａ乃至図１３Ｂは１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚでモノポール形態の輻射パターンを有することになる。また、帯域幅内で輻射パターンは主ビーム方向に対して同一偏波と交差偏波の差は３０ｄＢ以上の優れる線形偏波を有することになる。ｘ−ｚ平面とｙ−ｚ平面を比較した際、ｙ−ｚ平面で交差偏波が高く表れることは、アンテナ構造の非対称性による影響である。
【００５４】
図１４は、１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚで主ビーム方向であるアンテナに水平のｘ−ｙ平面で切断した輻射パターンである。図１４において、主ビーム方向に対してアンテナ平面に対してＥθが全方向性の輻射パターンを有することが確認できる。モノポール形態の全方向性の輻射パターンは地上用移動通信に適した輻射パターン特性である。主ビーム方向であるアンテナの利得は帯域幅で２ｄＢｉ以上の値を有することになる。
【００５５】
本発明の他の実施形態では、短絡ピンの個数によってアンテナの特性が変化する種種なる構造のモノポールアンテナを開示する。
【００５６】
図１５Ａ乃至図１５Ｄは、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【００５７】
図１５Ａ乃至図１５Ｃに図示されたアンテナは、多数の短絡ピンを連結した四角パッチ１５０と、プローブ１５３給電された四角スパイラルストリップ線路１５１とから構成されている。
【００５８】
ここで、図１５Ａ乃至図１５Ｃは、各々１つ、２つ、そして３つの短絡ピンを四角パッチ１５０に連結した構造の正面図であり、図１５Ｄは本発明の実施形態に係るアンテナの側面図である。
【００５９】
ここで、四角パッチ１５０は長さＬ、幅Ｗの四角形態であり、ｈの高さに位置している。四角パッチ１５０と連結された短絡ピンは１つである時はパッチの中央に位置したのであり（１５２）、２つ以上の時はパッチ１５０の中央からｙ軸方向に配列して接地面と連結させた（１５４、１５５）。そして、短絡ピンは同一な直径Φ１を有し、配列間隔はｇである。
【００６０】
そして、四角スパイラルストリップ線路１５１は全長ｌｓ、幅はｗｓを有し、高さｈｆで直径Φ２であるプローブ１５３により給電された。この際、プローブ１５３の直径が四角スパイラルストリップ線路１５１の幅より大きいため、四角スパイラルストリップ線路１５１の端部には一辺の長さａを有する小型正四角形パッチを使用してプローブ１５３と連結した。四角パッチ１５０の短絡ピン（１５２、１５４及び１５５中の一つ）と四角スパイラルストリップ線路１５１給電のプローブ１５３はｄの距離に離れて電磁気的に連結されている。そして、図１Ａ乃至図１Ｃの実施形態と同様に、パッチ１５０の下面には高誘電率の誘電体基板１５６ａが付加され、接地面の上面も誘電体１５８が付加される。
【００６１】
以下では、本発明の実施形態に係るアンテナの説明のために、上記の図１Ａ乃至図１Ｃでのようなデータを用いてシミュレーションすることにする。
【００６２】
図１６Ａ乃至図１６Ｂは、本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた際、アンテナの反射損失とインピーダンス変化を示す例示図である。
【００６３】
図１６Ａ乃至図１６Ｂにおいて、四角パッチ１５０の大きさはＬ＝Ｗ＝１１．０ｍｍであり、短絡ピンの直径Φ１＝１．０ｍｍである。そして、四角パッチに１つの短絡ピンを連結した場合には四角パッチの正中央に短絡ピンを位置させたのであり、多数の短絡ピンを連結した時は短絡ピンを四角パッチの中心からｙ軸方向にｇ＝３．０ｍｍの間隔で配列した。また、四角スパイラルストリップ線路は全長ｌｓ＝２９．６８ｍｍと線幅ｗｓ＝０．５ｍｍであり、四角スパイラルストリップ線路と連結されたプローブは、直径Φ２＝０．８６ｍｍと高さｈｆ＝８．４ｍｍであり、プローブと短絡ピンとの間の間隔はｄ＝３．９ｍｍである。
【００６４】
ここで、短絡ピンの数が増加することにつれて、四角パッチで短絡ピンが占める面積が増加してパッチのキャパシタンスは減少することになる。したがって、図１６Ａに示すように、アンテナの反射損失（Return Loss）では短絡ピンの数が１つから３つに増加することによって、アンテナの中心周波数が約１．６９ＧＨｚから２．１９ＧＨｚ、そして、２．５１ＧＨｚに上昇する。
【００６５】
このような中心周波数の上昇によりプローブと短絡ピンとの間隔、そして四角スパイラルストリップ線路とパッチとの間の間隔が電気的に遠ざかるので、これらの間のカップリングが減少することになる。
【００６６】
図１６Ｂは、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピン数の増加によるインピーダンス特性を示すスミスチャートである。
【００６７】
図１６Ｂを参照すれば、本発明の実施形態に係るアンテナにおいて、短絡ピン数の増加によるキャパシタンスの減少はアンテナのインピーダンス軌跡をキャパシティブな領域からインダクティブな領域へ移動させることになり、カップリングの減少はインピーダンス軌跡の大きさを小さくなるようにすることが分かる。
【００６８】
以上の図１５Ａ乃至図１５Ｄ、図１６Ａ乃至図１６Ｂで注意深く見たように、短絡ピンの数を増加させることによって、反射損失と入力インピーダンスの特性を変化させることができる。
【００６９】
また、短絡ピンの位置を変化させることによって、そのような変化を与えることができるが、これに対しては以下の図１７乃至図１９を通じて説明することにする。
【００７０】
図１７は、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンと給電プローブとの間の距離調節による入力インピーダンスの特性変化を示す説明例示図である。
【００７１】
図１７は、四角パッチに２つの短絡ピンが間隔ｇ＝３．０ｍｍに配列された際、短絡ピンと給電プローブとの間の距離ｄを調節することによって、アンテナの入力インピーダンス特性が変化することを表したものである。
【００７２】
本図面に係る実施形態において、短絡された四角パッチの大きさ、四角スパイラルストリップ線路給電の長さと高さなどの内容は、図１６Ａ乃至図１６Ｂで例示したものと同一に設定する。そして、距離ｄを変数にしてアンテナの入力インピーダンス特性変化を注意深くみる。
【００７３】
ここで、図１７に図示されたことによれば、距離ｄは短絡された四角パッチと給電プローブの電磁気的結合程度を決めることになり、アンテナの入力インピーダンスを変化させることになって帯域幅に影響を及ぼす。
【００７４】
より詳しくは、短絡ピンとプローブの距離ｄが１．９ｍｍである時は短絡された四角パッチモノポールとプローブ給電スパイラルストリップ線路モノポールとの間の電磁気的結合が発生しなくなって、インピーダンス軌跡の大きさが小さい。ところが、両モノポールの距離が増加しながら電磁気的結合は順次強く表れることになり、ｄ＝７．９ｍｍである時に結合力は最大になってインピーダンス軌跡が最も大きく表れることになる。しかしながら、距離が７．９ｍｍより増加すれば電磁気的結合力はまた弱くなって、図示されたように１０．９ｍｍまたは１３．９ｍｍではインピーダンス軌跡が小さくなる。
【００７５】
したがって、四角パッチの短絡ピンと給電プローブの間隔を調節して電磁気的結合力を変化させることによって、アンテナが最大の帯域幅を有するように設計できることが分かる。
【００７６】
図１８Ａ乃至図１８Ｃは、本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【００７７】
本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造は、四角パッチに２つの短絡ピンを連結した構造であって、四角スパイラルストリップ線路は全長ｌｓ＝２３．７３ｍｍと線幅ｗｓ＝０．５ｍｍであり、スパイラルストリップ線路の高さｈｆ＝８．５ｍｍであり、プローブと短絡ピンとの間の間隔はｄ＝４．２ｍｍとする。
【００７８】
このような構造で短絡ピンの配列間隔ｇによる四角パッチでの電流分布は図１８Ａ乃至図１８Ｃの通りである。
【００７９】
図１８Ａ乃至図１８Ｃにおいて、２つの短絡ピンの配列間隔が２．５ｍｍ、４．５ｍｍ、６．５ｍｍを参照してそれぞれの共振周波数で四角パッチの電流分布から見て、それぞれの場合においてパッチの中央（即ち、短絡ピン間）では電流がほとんど流れないで、パッチの縁部から短絡ピンのみに向けて流れることになって、電流が流れることになる経路が短くなることが分かる。
【００８０】
したがって、給電プローブと電磁気的に結合された２つの短絡ピンでは同位相で電流が流れることになって、２つの短絡ピンでの電位差は０となる。
【００８１】
そして、四角パッチに連結された短絡ピンの配列間隔が狭い場合にはパッチでの電流分布は短絡ピンが一つである時のように、四角パッチの四方へ同一に流れることになる。しかしながら、短絡ピンの配列間隔が広くなるほど電位差がない２つの短絡ピン間の四角パッチ中央部分では電流が流れない。したがって、四角パッチで電流分布の面積が減少するので短絡された四角パッチの共振周波数は上昇することになる。
【００８２】
図１９Ａ乃至図１９Ｂは、本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による反射損失とインピーダンス変化を示す説明例示図である。
【００８３】
図１９Ａに示すように、２つの短絡ピンの配列間隔が２．５ｍｍ、４．５ｍｍ及び６．５ｍｍに増加することになれば、アンテナの共振周波数は約２．０５ＧＨｚから２．４ＧＨｚに上昇することが分かる。特に、虚数値を見れば、配列間隔が２．５ｍｍの時は、アンテナのリアクタンスはキャパシタンス成分に表れるけれど、６．５ｍｍに増加しながら四角パッチでのキャパシタンスが減少することになるので、インダクタンス成分が大きくなる。
【００８４】
したがって、図１６Ａと図１９Ｂの結果から、四角パッチに連結された短絡ピンの個数と配列間隔の変化はアンテナのリアクタンス値を変化させることになるので、短絡ピンを調節することによってアンテナの共振周波数を移動させることを確認することができる。
【００８５】
このように、四角パッチに連結された短絡ピン数の変化と短絡ピンの位置変化による特性の変化を用いて最適化されたアンテナを設計することができる。
【００８６】
【表４】
【００８７】
四角パッチの大きさはＬ＝Ｗ＝１１．０ｍｍであり、短絡ピンの直径Φ１ ＝１．０ｍｍ、短絡ピンの配列間隔ｇ＝３．０ｍｍとした場合において、四角パッチに連結された短絡ピンが１つ、２つ、３つに増加する際、それぞれの最適化されたアンテナ設計変数を<表４>に表す。
【００８８】
この際、短絡ピンの数が増加することにつれて、四角スパイラルストリップ線路の長さｌｓは４０．７３ｍｍから１９．０８ｍｍに減少することになる。これは、短絡ピンの数が増加することによってアンテナのキャパシタンスが減少することになるので、共振がよく起こるためにはアンテナのインダクタンスも共に減少されなければならないためである。
【００８９】
また、プローブの高さｈｆと短絡ピンとプローブとの間の距離ｄを調節して最大の帯域幅を満たす最適化された設計変数を決定した。
【００９０】
図２０は<表４>に表した四角パッチに連結された短絡ピンの数による最適化されたアンテナの反射損失を示す例示図である。
【００９１】
そして、<表５>は図２０に示すような四角パッチに連結された短絡ピンの数に係る最適化されたアンテナの特性を表す。
【００９２】
【表５】
【００９３】
図２０と<表５>を参照すれば、四角パッチに１つの短絡ピンを連結した時、アンテナの帯域幅は"ＶＳＷＲ≦２"を基準にして１．７５３ＧＨｚから２．０４７ＧＨｚまでであり、中心周波数１．９ＧＨｚで１５．４７％を有し、短絡ピンが２つの時は１．９９５ＧＨｚから２．４７１ＧＨｚまでであり、中心周波数２．２３３ＧＨｚで２１．３２％の帯域幅が得られた。そして、３つの短絡ピンが連結されている時、アンテナは帯域幅が２．１９７ＧＨｚから２．８９７ＧＨｚまでであり、中心周波数２．５４ＧＨｚで２７．５６％を有することになる。
【００９４】
また、中心周波数で自由空間の波長を基準にしたアンテナの電気的体積は短絡ピンが１つ連結された時、０．０７λ０×０．０７λ０×０．０７λ０であり、２つの時は、０．０８２λ０×０．０８２λ０×０．０８２λ０であり、そして３つの場合には０．０９３λ０×０．０９３λ０×０．０９３λ０であって、電気的大きさが小さいことが分かる。
【００９５】
以下の図２１Ａ乃至図２３Ｂは、アンテナの短絡ピン数が１つ、２つ、３つである際、それぞれの帯域幅内の周波数でｘ−ｚ平面と、ｙ−ｚ平面で計算した輻射パターンの例示図である。
【００９６】
図２１Ａ乃至図２３Ｂにおいて、アンテナは略θ＝７２゜の主ビーム方向を有し、Φの全方向に輻射されるモノポール形態の輻射パターンを有することを例示する。
【００９７】
図２１Ａ乃至図２１Ｂは短絡ピンが一つである場合のアンテナの輻射パターンを１．８ＧＨｚ（ａ）、２．０ＧＨｚ（ｂ）に分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが１つである時、最大利得は１．８ＧＨｚで０．７ｄＢｉであり、２．０ＧＨｚで１．２ｄＢｉである。
【００９８】
図２２Ａ乃至図２２Ｂは、短絡ピンが２つである場合のアンテナの輻射パターンを２．１ＧＨｚ、２．４ＧＨｚに分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが２つの時、最大利得は２．１ＧＨｚで３．０ｄＢｉであり、２．４ＧＨｚで ４．０ｄＢｉである。
【００９９】
図２３Ａ乃至図２３Ｂは短絡ピンが３つである場合のアンテナの輻射パターンを２．３ＧＨｚ、２．７ＧＨｚに分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが３つである時、最大利得は２．３ＧＨｚで３．５ｄＢｉであり、２．７ＧＨｚで ４．８ｄＢｉである。
【０１００】
図２４は、３つの短絡ピンを有する場合の又別の実施形態に係る構造図である。
【０１０１】
図１５Ｃに係る３つの短絡ピンを有する場合とは異に、３つの短絡ピンが一列でなく三角形の形態をなすことができる。この場合、プローブとの距離ｄとそれぞれの短絡ピン間の距離ｇが問題となる。
【０１０２】
この際、プローブとの距離はそれぞれの短絡ピン間を連結した三角形の重心を基準にして距離を計算する。また、それぞれの短絡ピン間の距離は一定であると仮定する。
【０１０３】
図２５は、４つの短絡ピンを有する場合の実施形態に係る構造図である。図２５でもそれぞれの短絡ピンは一列に備えられなくて、四角形の形態で備えられる。
【０１０４】
この場合もプローブとの距離ｄはそれぞれの短絡ピン間を連結した四角形の重心を基準にして距離を計算する。また、それぞれの短絡ピン間の距離は一定であると仮定する。
【０１０５】
以上でのように、多数の短絡ピンはパッチの中央に一列で配列されたり、一定の形態の三角形または四角形で具現されることができるが、窮極的には多数の短絡ピンはパッチ上にランダムな形態で具現されることができる。このようにランダムな形態で具現される場合、変数ｄとｇは該当形態によって得られる。
【０１０６】
以上では本発明の好ましい実施形態を参照して説明したが、該当技術分野の熟練した当業者は特許請求範囲に記載された本発明の思想及び領域から外れない範囲内で本発明を多様に修正及び変更させることができる。したがって、特許請求範囲の等価的な意味や範囲に属する全ての変化は全て本発明の権利範囲に属することを明す。
【０１０７】
以上、本発明の実施形態に対して図示及び説明したが、本発明は前記の実施形態に限るのではなく、特許請求範囲で請求された本発明の要旨から外れない範囲で当該本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者であれば誰でも多様な変動と修正が可能であることは勿論であり、そのような変動と修正はは記載された請求範囲内にあることになる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１Ａ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図１Ｂ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図１Ｃ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの斜視図を示す。
【図２Ａ】円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図２Ｂ】円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図３Ａ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの斜視図を示す。
【図３Ｂ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの部分詳細図を示す。
【図３Ｃ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図３Ｄ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図４】アンテナの等価モデルである。
【図５】スパイラルストリップ線路給電のインピーダンス特性と短絡されたパッチが結合されたアンテナのインピーダンス特性を示す図である。
【図６】短絡ピンの直径の変化による反射損失を示す図である。
【図７】スパイラルストリップ線路の高さの変化によるインピーダンス変化を示す図である。
【図８】スパイラル給電線路の長さの変化を示す図である。
【図９Ａ】等価回路とＥＭシミュレーションの比較により得られた反射損失の変化を示す図である。
【図９Ｂ】等価回路とＥＭシミュレーションの比較により得られたインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１０Ａ】円形スパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分る反射損失の変化を示す図である。
【図１０Ｂ】円形スパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分るインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１１Ａ】フォルデッドスパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分る反射損失の変化を示す図である。
【図１１Ｂ】フォルデッドスパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分るインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１２Ａ】ｘ−ｚ平面において、１．９５ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１２Ｂ】ｙ−ｚ平面において、１．９５ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１３Ａ】ｘ−ｚ平面において、２．１ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１３Ｂ】ｙ−ｚ平面において、２．１ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１４】ｘ−ｙ平面で計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１５Ａ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｂ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｃ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｄ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１６Ａ】本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた時のアンテナの反射損失を示す例示図である。
【図１６Ｂ】本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた時のアンテナのインピーダンス変化を示す例示図である。
【図１７】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンと給電プローブとの間の距離調節による入力インピーダンス特性の変化を示す説明例示図である。
【図１８Ａ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１８Ｂ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１８Ｃ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１９Ａ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による反射損失を示す説明例示図である。
【図１９Ｂ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節によるインピーダンスの変化を示す説明例示図である。
【図２０】表４で表した四角パッチに連結された短絡ピンの数による最適化されたアンテナの反射損失を示す例示図である。
【図２１】短絡ピンが一つである場合のアンテナの輻射パターンを１．８ＧＨｚ、２．０ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２２】短絡ピンが２つである場合のアンテナの輻射パターンを２．１ＧＨｚ、２．４ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２３】短絡ピンが３つである場合のアンテナの輻射パターンを２．３ＧＨｚ、２．７ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２４】３つの短絡ピンを有する場合の更に別の実施形態に係る構造図である。
【図２５】４つの短絡ピンを有する場合の実施形態に係る構造図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１０ パッチ
１２ スパイラルストリップ線路
１４ プローブ
１６ 短絡ピン
１８ａ 誘電体基板
１８ｂ 誘電体基板
２０ 接地面
２２ 同軸線
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナに関し、スパイラル（spiral）形態とフォルデッド（folded）形態、螺旋（helix）形態などからなる約λ０／４（但し、λ０は自由空間での波長）の長さを有するストリップ線路プローブと短絡されたパッチを電磁気的に結合した構造の小型広帯域モノポールアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在の無線通信システムは移動通信端末機（Cellular Phone）、個人携帯通信（ＰＣＳ）、ＩＭＴ−２０００、個人携帯情報端末機（ＰＤＡ）等、多様に速い速度で発展しており、市場規模も急速に成長している。最近、活発に研究、開発されている第３世代の移動通信であるＩＭＴ−２０００ではCellular、ＰＣＳから提供される音声と低速データは勿論、高速データとマルチメディアサービスを提供する。このような多様な移動通信システムの成長と共に高性能の小型個人携帯用端末機が研究されており、端末機の小型化のためには内蔵型小型アンテナの装着が必須的であるということができる。
【０００３】
既存の大部分の端末機にはヘリカルアンテナとモノポールアンテナのような外部リトラクタブル（retractable）アンテナが使われているが、外部引入／引出（retractable）アンテナは端末機の小型化に問題点として指摘されている。外蔵型アンテナの問題点を解決するために研究されている内蔵型小型アンテナは板形逆Ｆアンテナ（planar inverted F antenna: ＰＩＦＡ）と短絡マイクロストリップアンテナ（short-circuit microstrip antenna）などが提案された。
【０００４】
このような構造は設計が簡単な長所があるけれど、帯域幅が狭いという問題がある。ＰＩＦＡアンテナと短絡マイクロストリップアンテナの帯域幅の問題を解決するために２線式正常モードヘリカルアンテナ（normal mode helical antenna: ＮＭＨＡ）、二重ストリップミアンダーラインアンテナ、二重線路ＰＩＦＡアンテナとＰＩＦＡアンテナに寄生パッチを積層させる方法が提案された。[これらアンテナに関する詳細な事項は、1] K. Noguchi, M. Misusawa, T. Yamaguchi, and Y. Okumura, "Increasing the bandwidth of a meander line antenna consisting of two strips," IEEE AP-S Int. Symp. Digest, pp. 2198-2201, vol. 4, Montreal, Canada, July 1997; 2) K. Noguchi, M. Misusawa, M. Nkahama, T. Yamaguchi, Y. Okumura, and S. Betsudan, "Increasing the bandwidth of a normal mode helical antenna consisting of two strips," IEEE AP-S Int. Symp., pp. 782-785, vol. 2, Atlanta, USA, June 1998; 3) M. Olmos, H. D. Hristov, and R. Feick, "Inverted-F antennas with wideband match performance," Electron. Lett., vol. 16, no. 38, pp. 845-847, Aug. 2002; 4) S. Sakai and H. Arai, "Directivity gain enhancement of small antenna by parasitic patch," IEEE AP-S Int. Symp., pp. 320-323, vol. 1, Atlanta, USA, June 1998.などを参照されたい]。この中で、ミアンダーラインアンテナは２線式ＮＭＨＡとＰＩＦＡアンテナより広い周波数範囲で伝送線路モードであるバランスモード（balance mode）によるリアクタンス成分を輻射モードであるアンバランスモード（unbalance mode）にて相殺させることができるが、広い帯域幅を得ることは困難である。
【０００５】
広い帯域幅を得るためのもう一つの方法には、Ｌ−ストリップ給電またはＬ−プローブ給電に短絡面（shorting wall）を有するパッチを結合させて動作させる方法とＰＩＦＡアンテナと短絡された寄生パッチを電磁気的に連結させる方法などがある。[これに関するより詳細な事項は、1] C. L. Lee, B. L. Ooi, M. S. Leong, P. S. Kooi, and T. S. Yeo, "A novel coupled fed small antenna," Asia-Pacific Microwave Conf., pp. 1044-1047, vol. 3, Taipei, Taiwan, Dec. 2001; 2] Y. X. Gou, K. M. Luk, and, K. F. Lee, "L-probe proximity-fed short-circuited patch antennas," Electron. Lett., vol. 24, no. 35, pp. 2069-2070, Nov. 1999; 3] Y. J. Wang, C. K. Lee, W. J. Koh, and Y. B. Gan, "Design of small and broad-band internal antennas for IMT-2000 mobile handsets," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, no. 8, Aug. 2001を参照されたい]。このような構造は３０％以上の帯域幅を満たすことができるが、Ｌ−ストリップ給電線と短絡されたパッチが共振周波数の約λ０／４の長さを有しなければならないので、アンテナの大きさを減少させることに限界がある。
【０００６】
例えば、アンテナ装置と携帯用無線通信装置（Antenna apparatus and a portable wireless communication apparatus）という題目の米国特許番号第６，４５２，５５８号はＰＩＦＡ（planar inverted F antenna）アンテナとモノポールアンテナを接触させて連結した構造であって、ダイバシティ（diversity）アンテナで設計したことを開示する。受信アンテナを２つ使うことによって、電波を受信する経路を２つに作ることになって、無線受信段において同一な信号が互いに異なる種種なる大きさと位相を有して受信されるフェーディング現像が補正できるように設計したものである。
【０００７】
又別の例として、二重フォルドされたモノポールアンテナ（Double-folded monopole）という題目の米国特許番号第５,２８９,１９８号はワイヤーモノポールアンテナを折畳んで構成したアンテナを開示する。このアンテナは全長が共振周波数の１．０λ０の長さを有し、動作自体が進行波を用いる。電磁気的カップリングを用いて短絡されたパッチをモノポールアンテナとして動作させない特徴がある。
【０００８】
延いては、また"移動端末機用小型印刷螺旋形アンテナ"という題目の大韓民国特許出願番号第１０−２００１−７０００２４６号が提示するアンテナ構造は、スパイラル形態で具現したモノポールアンテナであって、接地ポストを用いてスパイラル形態のモノポールアンテナに直接連結してインピーダンスを整合する方法を取る。これらアンテナは以下に説明する本発明のアンテナとは基本的に異なる構造と特性を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、モノポールアンテナの単一の広帯域幅、または、デュアル帯域幅の具現が容易であり、小型で、かつ、共振周波数が低く、別途の整合回路がなくてもインピーダンス整合をなすことができる構造のモノポールアンテナを提供することをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成するための本発明によれば、小型広帯域モノポールアンテナは長さが略０．２５λ０（但し、λ０は自由空間での波長）であるストリップ線路プローブと短絡されたパッチを含んで提供される。広い周波数帯域幅は電磁気的に結合して給電する構造となり、前記ストリップ線路給電での直列共振と前記短絡されたパッチが前記ストリップ線路給電によりカップリングされて発生する並列共振とが結合して広い周波数帯域幅を有することを特徴とするモノポールアンテナが提供される。
【００１１】
前記アンテナにおいて、前記ストリップ線路プローブは、その形態がスパイラル（spiral）形態、螺旋（helix）形態、そして、直線のストリップ線路を折畳んで具現されたフォルデッド（folded）形態のうち、いずれか一つである。銅線はまたストリップ線路の代りに使用されることができる。
【００１２】
このような形態と長さで設計することによってアンテナは最小の面積で共振長さを有するように設計されることができる。
【００１３】
アンテナ大きさの小型化と広い帯域幅を得るために、キャパシタンス成分のモノポールアンテナで動作する短絡されたパッチを誘導成分のモノポールアンテナとしてストリップ線路のプルーフを電磁気的に結合することが好ましい。
【００１４】
より広い帯域幅を得るために、ストリップ線路給電の共振周波数と短絡されたパッチの共振周波数の調節が可能なのでそれぞれの共振が隣接した周波数で発生するように設計することが好ましい。延いては、共振が互いに異なる周波数で発生するようにしてデュアル帯域を有するように設計することができる。
【００１５】
本発明が提案するアンテナは小型アンテナであって、ストリップ線路給電と短絡されたパッチがそれぞれの共振周波数で全方向性のモノポール輻射パターンを有する。したがって、移動通信端末機の内蔵型アンテナとしてコンピュータの位置に制約なしにデータを送受信できるので、無線近距離通信網（Wireless ＬＡＮ）などの使用に適している。
【発明の効果】
【００１６】
以上、本発明はスパイラル形態とフォルデッド（folded）形態からなるストリップ線路給電と短絡されたパッチを電磁気的に結合した形態のモノポールアンテナを提案して、等価モデルを提示した。本発明のアンテナは、短絡されたパッチのキャパシタンス成分をストリップ給電線路のインダクタンス成分で補償することによって、広い帯域の帯域幅が得られる長所を有する。また、アンテナ設計変数の調節により短絡されたパッチとストリップ給電線路の共振周波数の調節が可能なので、広い単一帯域幅とデュアル帯域幅の具現が容易である。即ち、短絡されたパッチをストリップ線路給電とのカップリングにより電磁気的に連結することによって、ストリップ線路給電による共振と短絡されたパッチの共振を結合して広い帯域幅が得られる。したがって、アンテナはストリップ線路と短絡されたパッチの設計変数を調節することによって、インダクタンスとキャパシタンスを変化させることができる。このように、インダクタンスとキャパシタンスを調節してストリップ線路による共振と短絡されたパッチの共振を調節して共振周波数を変化させることによって、広い帯域幅またはデュアル帯域特性を有するアンテナを設計することができる。
【００１７】
また、短絡されたパッチは高い誘電率の誘電体を使用することによって、アンテナ構造の大きさを小さくすることができる。ストリップ給電線路はスパイラル、フォルデッド、ヘリカル形態などの変形された形態で具現することによって、最小の大きさで最大の共振長さを有するようにする設計が可能である。変形されたストリップ給電線路の全長は共振周波数の約０．２５λ０の長さを有することになる。即ち、本発明が提案するアンテナ構造は給電のためのストリップ線路を変形させて最小の体積で共振周波数の０．２５λ０共振長さを有するモノポールアンテナを具現することによって大きさを小型化することができる。
【００１８】
延いては、短絡されたパッチとストリップ給電線路を電磁気的カップリングを用いてインピーダンス整合特性を調節することが可能である。本発明のアンテナ構造はアンテナ自体で短絡されたパッチのキャパシタンスとストリップ給電線路のインダクタンスが調節できるので、別途の整合回路がなくてもインピーダンス整合特性を向上させて広い帯域の帯域幅が得られる。
【００１９】
四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナとフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの場合、中心周波数２．０ＧＨｚで１６．５％の帯域幅を有し、円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナは中心周波数２．１５ＧＨｚで１７．４％の帯域幅を得た。アンテナは帯域幅内でθ＝６５゜方向に最大輻射を表す全方向性のモノポールの輻射パターンを有することになる。したがって、提案したアンテナはCellular、ＰＣＳ、ＩＭＴ−２０００、ＰＤＡ、ＷＬＡＮ等、地上用移動通信端末機に内蔵型アンテナとして適するということができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、添付の図面を参照しつつ本発明の好ましい実施形態に対して詳細に説明する。付いて来る内容の本来の技術と詳細な描写及び統合説明は簡潔のために省略した。
【００２１】
本発明は、種種なる構造のモノポールアンテナを開示する。図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃは、その最初の例として、四角スパイラルストリップ線路１２給電モノポールアンテナの構造を図示する。スパイラルストリップ線路１２給電は直四角形態であって、スパイラルストリップ線路１２の全長はｌｓであり、線路幅はｗｓである。スパイラルストリップ線路１２は接地面２０からｈｆの高さで直径Φ１の同軸線２２によりプローブ１４給電をする。スパイラルストリップ線路１２の長さｌｓと接地面２０からのプローブ１４の高さｈｆの和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。一般に、接地面２０に垂直な方向に立てて具現したモノポールアンテナの場合、共振周波数の約０．２５λ０の共振長さを有することになる。したがって、スパイラル形態で給電を具現することによって最小の体積で最大の共振長さを有するモノポールアンテナを設計することができる。また、スパイラルストリップ線路１２給電は直列ＲＬＣ回路に等価化させることができる。直列ＲＬＣ回路において、Ｒは輻射抵抗、Ｌはストリップ線路１２とプローブ１４の直列インダクタンス、Ｃはストリップ線路１２のキャパシタンスである。しかしながら、スパイラルストリップ線路１２給電の大きさを減少させるために垂直な方向への高さを減らし、スパイラル形態で構成する。しかしながら、設計構成は給電の輻射抵抗の減少をもたらす。したがって、スパイラルストリップ線路１２給電の共振周波数は垂直形態のモノポールと比較して共振特性が低下されることになる。
【００２２】
スパイラルストリップ線路１２給電の共振特性を向上させて、共振帯域幅を向上させるために短絡されたパッチ１０をスパイラルストリップ線路１２給電とプローブ１４を電磁気的に結合する。短絡されたパッチ１０は正四角形態であって、長さＬ、幅W、高さｈであり、パッチ１０の中央地点を直径Φ２の短絡ピン１６を用いて接地面２０と連結される。短絡されたパッチ１０の大きさを減少させるためにパッチ１０の下面には高誘電率の誘電体基板１８ａが付加される。誘電体基板１８ｂは接地面２０にさらに付加される。四角スパイラルストリップ線路のプローブ１４と短絡されたパッチの短絡ピン１６との間の間隔はｄとする。短絡されたパッチ１０はスパイラルストリップ線路１２給電のインピーダンス整合特性を向上させると共に、給電線から電磁気的結合の影響により共振を起こすことになって、キャパシタンス成分のパッチ１０が結合されたモノポールアンテナとして動作することになる。また、短絡されたパッチ１０は並列ＲＬＣ共振回路に等価化される。したがって、スパイラルストリップ線路給電アンテナは直列共振を有するスパイラルストリップ線路１２給電とスパイラルストリップ線路１２と電磁気的に結合して並列共振をする短絡されたパッチ１０が各々モノポールアンテナとして動作することになる。アンテナはストリップ線路１２給電と短絡されたパッチ１０のインダクタンスとキャパシタンスの調節により共振特性の調節が可能になり、このような特性を用いて広い単一帯域またはデュアル帯域特性を有するようにアンテナを設計することができる。
【００２３】
図２Ａと図２Ｂは、本発明に係るモノポールアンテナの２番目の例であって、円形スパイラルストリップ線路３２給電モノポールアンテナの構造を図示する。円形スパイラルストリップ線路３２の全長はｌｓであり、線路幅はｗｓである。スパイラルストリップ線路３２は接地面４０からｈｆの高さで直径Φ１の同軸線によりプローブ給電する。スパイラルストリップ線路３２の長さｌｓと接地面４０からのプローブ３４の高さｈｆの和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。円形スパイラルストリップ線路３２給電と電磁気的に結合した短絡された円形パッチ３０は直径２ρ、高さｈであり、パッチ３０の中央地点を直径Φ２の短絡ピン３６を用いて接地面４０と連結される。短絡された円形パッチ３０の短絡ピン３６と円形スパイラル給電の垂直プローブ３４との間の間隔はｄとなる。図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃの場合と同様に、円形パッチ３０の下面には高誘電率の誘電体基板３８ａが付加される。そして、誘電体基板３８ｂも接地面４０に付加される。
【００２４】
スパイラル形態のストリップ線路を若干変形すれば螺旋形（helix type）のストリップ線路を作ることができる。但し、螺旋形で作ってもストリップ線路の長さは約０．２５λ０と同一にしなければならない。
【００２５】
３番目の例として、図３Ａ乃至３Ｄは、フォルデッドストリップ線路５２とプロープ５４、短絡されたパッチ５０を含んで給電モノポールアンテナの構造を図示する。フォルデッドストリップ線路形態の給電は図３Ａの斜視図に図示されたように、直線のストリップ線路５２を折畳んで具現した形態であって、上板ストリップ線路５２ａと下板ストリップ 線路５２Ｂとから構成される。そして、上板ストリップ線路５２ａと下板ストリップ線路５２Ｂはｗｓの幅を有し、それら間の垂直間隔はｈｆ２としてストリップに連結される。プロープ５４は接地面２０からｈｆの高さで直径Φ１を有する。フォルデッドストリップ線路５２の全長と接地面６０からプローブ５４の高さｈｆ１の和は共振周波数での約０．２５λ０をなすことになる。図３Ｃは短絡されたパッチ５０を給電と電磁気的に結合させたアンテナの平面図である。短絡されたパッチ５０は、長さＬ、幅Ｗの四角形パッチであり、接地面６０での高さｈを有し、パッチ５０の中央地点は直径Φ２の短絡ピン５６を用いて接地面６０と連結される。短絡ピン５６とフォルデッドストリップ線路５２給電の垂直プローブ５４との間の間隔はｄと決める。前記の場合と同様に、四角形パッチ５０の下面には高誘電率の誘電体基板５８ａが付加される。そして、誘電体基板５８ｂも接地面６０に付加される。
【００２６】
前記に表したアンテナ構造は直列ＲＬＣ共振回路で動作するストリップ線路給電と並列ＲＬＣ共振回路である短絡されたパッチを電磁気的に結合した形態であって同一な動作原理を有することになる。
【００２７】
次に、本発明に係るモノポールアンテナの設計方案と特性を説明する。本発明者はアンテナの設計のための電磁気（ＥＭ）シミュレーションはジランド（Zeland）社のＩＥ３D装備で遂行した。パッチ１０の下面に付加される誘電体基板１８ａとしては、比誘電率εr１＝１０．２であり、厚さｈ１＝１．２７ｍｍであるＲＴ Duroid ６０１０基板を使用し、接地面２０の上面に付加される誘電体基板１８ｂとしては、比誘電率εr２＝３．３８を有し、厚さｈ２＝０．８１３ｍｍであるＲＯ ４００３基板を使用して、無限グラウンド（infinite-ground）でシミュレーションした。また、アンテナの等価モデル具現のための回路設計はアジレント（Agilent）社のＡＤＳを用いてシミュレーションした。
【００２８】
図１Ａ乃至図１Ｃのアンテナ構造は、図４の等価モデルに表すことができる。図１のアンテナで四角スパイラルストリップ線路（１２または８０）はλ０／４のモノポールアンテナで動作することになり、直列ＲＬＣ共振回路で等価化させることができることになる。四角スパイラルストリップ線路（１２または８０）を直線のストリップ線路と仮定すれば、ストリップ線路のインダクタンスLstrip（nH）の初期設計値は次のように求められる。下記の <数式１>乃至<数式２>に関するより詳細な説明は" C. S. Walker, Capacitance, Inductance, and Crosstalk Analysis, Boston: Artech House Inc., 1990"に記載されている。
【００２９】
【数１】
【００３０】
【数２】
【００３１】
<数式１>と<数式２>において、ｗｓとｌｓは四角スパイラルストリップ線路１２の幅と全長である。また、Kｇは補正係数（correction factor）であり、ｈｆはストリップ線路１２の高さを表す。スパイラルストリップ線路給電のプローブをビア（via）と仮定すれば、プローブ１４でのインダクタンスLprobe（nH）は<数式３>と<数式４>のように求められる。これに関するより具体的な<数式３>と<数式４>の内容は、"M. E. Goldfard and R. A. Pucel, 'Modeling via hole grounds in microstrip', IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 1, no. 6, pp.135-137, June 1991"を参照されたい。
【００３２】
【数３】
【００３３】
【数４】
【００３４】
<数式３>と<数式４>において、Φ１はプローブ１４の直径、ｈｆはプローブ１４の高さを表す。したがって、プローブ１４とスパイラルストリップ線路１２の全体インダクタンスLseはLstripとLprobeの和で表すことができる。
【００３５】
短絡されたパッチ（１０または７０）は、給電でストリップ線路１２とプロープ１４がカップリングされて動作するキャパシタンス成分のモノポールアンテナであって、並列ＲＬＣ共振回路で動作する。短絡ピン１６のインダクタンスは<数式３>を使用して求められる。短絡されたパッチ１０と接地面２０との間の誘電率を自由空間（εr＝１）と仮定すれば、並列ＲＬＣ共振回路でパッチ１０のキャパシタンスCp(pF)とパッチ１０外部キャパシタンスCpe(pF)の初期設計値は次の<数式５>と<数式６>を使用して求められる。これに関する詳細な事項は"C. H. Friedman, 'Wide-band matching of a small disk-loaded monopole', IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-33, No. 10, pp. 1142-1148. Oct. 1985."と"H. Foltz, J. S. McLean, and L. Bonder, 'Closed-form lumped element models for folded, disk-loaded monopoles', IEEE AP-S Int. Symp., pp. 576-579, vol. 1, 2002."を参照されたい。
【００３６】
【数５】
【００３７】
【数６】
【００３８】
前記に表した<数式４>を用いて四角スパイラルストリップ線路１２給電の直列インダクタンスと短絡されたパッチ１０の並列キャパシタンスの初期設計値を<数式５>と<数式６>で決めることができる。しかしながら、初期設計式にはパッチ１０と接地面２０との間の誘電率の変化、短絡されたパッチ１０で給電線によるキャパシタンスの変化とスパイラルストリップ線路１２と短絡されたパッチ１０との間でのカップリング影響などが考慮されていない。したがって、上記の式だけでは正確な結果が得られないので、シミュレーションによる最適化が必要である。図２Ａ乃至図２Ｂと図３Ａ乃至図３Ｄのアンテナ構造でも図１Ａ乃至図１Ｃと同一な動作原理を有することになるので、等価回路は同一になる。前記で言及した色々な実施形態において、ストリップ線路の長さはアンテナのデザイン案によって０．２４λ０または０．２６λ０に計算されることもあるが、略０．２４λ０〜０．２６λ０の長さならば好ましい設計特性が得られ、理論的には０．２５λ０の長さが最適であることを明らかにしようとする。
【００３９】
図５には、図１Ａ乃至図１Ｃの四角スパイラルストリップ線路給電自体のインピーダンス変化とスパイラルストリップ線路給電に短絡されたパッチが結合されたアンテナのインピーダンスの変化を表す。図１Ａで四角スパイラルストリップ線路１２の長さはｌｓ＝３７．２ｍｍであり、プローブ１４の高さはｈｆ＝７．５ｍｍである。短絡されたパッチ１０は長さＬ＝１１．０ｍｍ、幅W＝１１．０ｍｍ、高さｈ＝１１．０ｍｍ、短絡ピン１６の直径Φ２は１．６ｍｍであり、四角スパイラルストリップ線路１２のプローブ１４と短絡されたパッチ１０の短絡ピン１６との間の間隔ｄ＝３．６ｍｍである。四角スパイラルストリップ線路１２給電は共振周波数が２．０ＧＨｚであるモノポールアンテナである。実線で表示された四角スパイラルストリップ線路１２給電のインピーダンス変化から見て、プローブ給電をスパイラル形態にすることで、最小の体積で最大の物理的共振長さを有することができるので、モノポールアンテナ構造の大きさを減少させることができるが、共振周波数の波長に比べて給電の高さが低いので、輻射抵抗が低くなってスパイラルストリップ線路自体の共振特性はそれほど良いのではないことが分かる。四角スパイラルストリップ線路１２給電に短絡されたパッチ１０を連結した時のインピーダンスの変化から見て、スパイラルストリップ線路１２の直列共振と給電からカップリングされて動作する短絡されたパッチ１０の並列共振とが結合されて、二重共振の形態で表れることが分かる。
【００４０】
図６は、図１Ａのアンテナでパッチ１０の短絡ピン１６の直径変化によるアンテナの反射損失特性変化を表す。パッチの短絡ピン１６の直径が１．４ｍｍ、１．６ｍｍ、１．８ｍｍに増加することにつれて、低い共振周波数ｆＬが１．８３ＧＨｚから１．９５ＧＨｚまで高まることになり、高い共振周波数ｆＨは約２．１ＧＨｚに維持される。短絡されたパッチ１０はｆＬの共振周波数を有することになり、ｆＨはスパイラルストリップ線路１２の共振周波数となる。パッチ１０の短絡ピン１６の直径が増加することにつれて、短絡ピン１６でのリアクタンスはキャパシティブな値を有することになる。したがって、短絡されたパッチ１０の共振周波数は高まることになるので、短絡されたパッチ１０の共振周波数ｆＬを高い周波数に移動させることになる。
【００４１】
図７は、図１Ａの四角スパイラルストリップ線路１２給電の高さを変化させたアンテナのインピーダンス変化を表す。短絡ピン１６の直径が１．６ｍｍである時、スパイラル給電線路１２の高さｈｆを６．５ｍｍから８．５ｍｍに高めると、短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２の間隔が減ることになる。また、短絡ピン１６とプルーブ１４との間のカップリング地域が増加し、短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２給電との間のカップリング地域が短くなる。したがって、パッチとスパイラルストリップ線路１２のカップリングが増加することになるので、インピーダンス軌跡は大きくなり、スパイラルストリップ線路のインダクタンスが増加してインピーダンス軌跡はスミスチャートで上に動くことになる。
【００４２】
図８は、図１Ａの四角スパイラルストリップ線路１２給電の長さを変化させたアンテナの反射損失を表す。以前の場合と同様に、給電部のスパイラル１２の長さＬｓを３５．２ｍｍから３９．２ｍｍまで変化させた。その結果、スパイラル１２の長さを増加させることによって、スパイラルストリップ線路のインダクタンスが増加することになって、共振周波数ｆＨは２．１９ＧＨｚから２．０５ＧＨｚに低くなる。
【００４３】
図６、図７、そして図８の結果から短絡されたパッチ１０とスパイラルストリップ線路１２とプロープ１４の給電の変数を調整することによって、インダクタンスとキャパシタンスを変化させて共振周波数ｆＬとｆＨの調節が可能であることが分かる。スパイラルストリップ線路１２と短絡されたパッチ１０の共振周波数を隣接するように位置させて広い単一帯域が得られ、互いに異なる周波数に位置させてデュアル帯域がなされるように設計することができる。
【００４４】
図９Ａ乃至図９Ｂは、図１Ａ乃至図１Ｃのアンテナで等価回路とＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失とインピーダンス変化を表す。そして、<表１>は最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図９Ａと図９Ｂの反射損失で等価回路を回路シミュレータ（circuit simulator）を用いて計算した結果とＥＭシミュレーションとを比較して見れば、共振周波数が類似するように表れることを確認することができる。ＥＭシミュレーションでアンテナはＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）≦２を基準にして１．８３５ＧＨｚから２．１７ＧＨｚまで約１６．５％の帯域幅を表す。図９Ｂはインピーダンスの変化を比較したことを表す。結果を見れば、２つの計算値が類似するように表れることになる。等価回路とＥＭシミュレーションで変数調整に対してインピーダンスの変化が若干の差を表すことは、等価回路では変数の調整に対してインダクタンスの変化だけを考慮したが、ＥＭシミュレーションではインダクタンスの変化の以外にキャパシタンスの変化と電磁気的現象まで考慮して計算された結果であるためである。しかしながら、結果から等価回路を通じてインダクタンスとキャパシタンスを変化させることによって、アンテナの特性が調整できることが分かる。
【００４５】
<表１>は四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を例示したものである。
【００４６】
【表１】
【００４７】
図１０Ａ乃至図１０Ｂは、図２（ａ）乃至図２Ｂの円形スパイラルストリップ給電モノポールアンテナでＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失（Return Loss）とインピーダンス変化を表す。そして、<表２>は最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図１０Ａの反射損失を見れば、ＶＳＷＲ≦２を基準にして１．９６５ＧＨｚから２．３４ＧＨｚまで約１７．４％の帯域幅を表す。図１０Ｂは、インピーダンスの変化を比較したことを表す。円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナと四角スパイラルストリップ線路アンテナの結果（図９Ａ乃至図９Ｂと図１０Ａ乃至図１０Ｂ）を比較して見れば、円形スパイラルストリップ線路アンテナの共振がより高い周波数で表れることになる。これは円形パッチのキャパシタンスが四角パッチのキャパシタンスより少ない値を有することになって共振周波数が上昇した結果である。
【００４８】
<表２>は円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を表したものである。
【００４９】
【表２】
【００５０】
図１１は、図３Ａのフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナでＥＭシミュレーションを通じて得た最適化されたアンテナの反射損失とインピーダンス変化を表す。表３に最適化されたアンテナ設計変数の例を表す。図１１Ａの反射損失を見れば、ＶＳＷＲ≦２を基準にして１．８３５ＧＨｚから２．１６５ＧＨｚまで約１６．５％の帯域幅を表す。図１１Ｂはインピーダンスの変化を比較したことを表す。フォルデッドストリップ線路アンテナの結果から四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナと類似の特性を表すことが分かる。
【００５１】
そして、<表３>はフォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの最適化された設計変数を表すものである。
【００５２】
【表３】
【００５３】
図１２Ａ乃至図１２Ｂと図１３Ａ乃至図１３Ｂは、図１Ｃの四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナにおいて、帯域幅内の周波数である１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚで、ｘ−ｚ平面とｙ−ｚ平面に切断した輻射パターンの断面図である。図１２Ａ乃至図１２Ｂと図１３Ａ乃至図１３Ｂは１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚでモノポール形態の輻射パターンを有することになる。また、帯域幅内で輻射パターンは主ビーム方向に対して同一偏波と交差偏波の差は３０ｄＢ以上の優れる線形偏波を有することになる。ｘ−ｚ平面とｙ−ｚ平面を比較した際、ｙ−ｚ平面で交差偏波が高く表れることは、アンテナ構造の非対称性による影響である。
【００５４】
図１４は、１．９５ＧＨｚと２．１ＧＨｚで主ビーム方向であるアンテナに水平のｘ−ｙ平面で切断した輻射パターンである。図１４において、主ビーム方向に対してアンテナ平面に対してＥθが全方向性の輻射パターンを有することが確認できる。モノポール形態の全方向性の輻射パターンは地上用移動通信に適した輻射パターン特性である。主ビーム方向であるアンテナの利得は帯域幅で２ｄＢｉ以上の値を有することになる。
【００５５】
本発明の他の実施形態では、短絡ピンの個数によってアンテナの特性が変化する種種なる構造のモノポールアンテナを開示する。
【００５６】
図１５Ａ乃至図１５Ｄは、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【００５７】
図１５Ａ乃至図１５Ｃに図示されたアンテナは、多数の短絡ピンを連結した四角パッチ１５０と、プローブ１５３給電された四角スパイラルストリップ線路１５１とから構成されている。
【００５８】
ここで、図１５Ａ乃至図１５Ｃは、各々１つ、２つ、そして３つの短絡ピンを四角パッチ１５０に連結した構造の正面図であり、図１５Ｄは本発明の実施形態に係るアンテナの側面図である。
【００５９】
ここで、四角パッチ１５０は長さＬ、幅Ｗの四角形態であり、ｈの高さに位置している。四角パッチ１５０と連結された短絡ピンは１つである時はパッチの中央に位置したのであり（１５２）、２つ以上の時はパッチ１５０の中央からｙ軸方向に配列して接地面と連結させた（１５４、１５５）。そして、短絡ピンは同一な直径Φ１を有し、配列間隔はｇである。
【００６０】
そして、四角スパイラルストリップ線路１５１は全長ｌｓ、幅はｗｓを有し、高さｈｆで直径Φ２であるプローブ１５３により給電された。この際、プローブ１５３の直径が四角スパイラルストリップ線路１５１の幅より大きいため、四角スパイラルストリップ線路１５１の端部には一辺の長さａを有する小型正四角形パッチを使用してプローブ１５３と連結した。四角パッチ１５０の短絡ピン（１５２、１５４及び１５５中の一つ）と四角スパイラルストリップ線路１５１給電のプローブ１５３はｄの距離に離れて電磁気的に連結されている。そして、図１Ａ乃至図１Ｃの実施形態と同様に、パッチ１５０の下面には高誘電率の誘電体基板１５６ａが付加され、接地面の上面も誘電体１５８が付加される。
【００６１】
以下では、本発明の実施形態に係るアンテナの説明のために、上記の図１Ａ乃至図１Ｃでのようなデータを用いてシミュレーションすることにする。
【００６２】
図１６Ａ乃至図１６Ｂは、本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた際、アンテナの反射損失とインピーダンス変化を示す例示図である。
【００６３】
図１６Ａ乃至図１６Ｂにおいて、四角パッチ１５０の大きさはＬ＝Ｗ＝１１．０ｍｍであり、短絡ピンの直径Φ１＝１．０ｍｍである。そして、四角パッチに１つの短絡ピンを連結した場合には四角パッチの正中央に短絡ピンを位置させたのであり、多数の短絡ピンを連結した時は短絡ピンを四角パッチの中心からｙ軸方向にｇ＝３．０ｍｍの間隔で配列した。また、四角スパイラルストリップ線路は全長ｌｓ＝２９．６８ｍｍと線幅ｗｓ＝０．５ｍｍであり、四角スパイラルストリップ線路と連結されたプローブは、直径Φ２＝０．８６ｍｍと高さｈｆ＝８．４ｍｍであり、プローブと短絡ピンとの間の間隔はｄ＝３．９ｍｍである。
【００６４】
ここで、短絡ピンの数が増加することにつれて、四角パッチで短絡ピンが占める面積が増加してパッチのキャパシタンスは減少することになる。したがって、図１６Ａに示すように、アンテナの反射損失（Return Loss）では短絡ピンの数が１つから３つに増加することによって、アンテナの中心周波数が約１．６９ＧＨｚから２．１９ＧＨｚ、そして、２．５１ＧＨｚに上昇する。
【００６５】
このような中心周波数の上昇によりプローブと短絡ピンとの間隔、そして四角スパイラルストリップ線路とパッチとの間の間隔が電気的に遠ざかるので、これらの間のカップリングが減少することになる。
【００６６】
図１６Ｂは、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピン数の増加によるインピーダンス特性を示すスミスチャートである。
【００６７】
図１６Ｂを参照すれば、本発明の実施形態に係るアンテナにおいて、短絡ピン数の増加によるキャパシタンスの減少はアンテナのインピーダンス軌跡をキャパシティブな領域からインダクティブな領域へ移動させることになり、カップリングの減少はインピーダンス軌跡の大きさを小さくなるようにすることが分かる。
【００６８】
以上の図１５Ａ乃至図１５Ｄ、図１６Ａ乃至図１６Ｂで注意深く見たように、短絡ピンの数を増加させることによって、反射損失と入力インピーダンスの特性を変化させることができる。
【００６９】
また、短絡ピンの位置を変化させることによって、そのような変化を与えることができるが、これに対しては以下の図１７乃至図１９を通じて説明することにする。
【００７０】
図１７は、本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンと給電プローブとの間の距離調節による入力インピーダンスの特性変化を示す説明例示図である。
【００７１】
図１７は、四角パッチに２つの短絡ピンが間隔ｇ＝３．０ｍｍに配列された際、短絡ピンと給電プローブとの間の距離ｄを調節することによって、アンテナの入力インピーダンス特性が変化することを表したものである。
【００７２】
本図面に係る実施形態において、短絡された四角パッチの大きさ、四角スパイラルストリップ線路給電の長さと高さなどの内容は、図１６Ａ乃至図１６Ｂで例示したものと同一に設定する。そして、距離ｄを変数にしてアンテナの入力インピーダンス特性変化を注意深くみる。
【００７３】
ここで、図１７に図示されたことによれば、距離ｄは短絡された四角パッチと給電プローブの電磁気的結合程度を決めることになり、アンテナの入力インピーダンスを変化させることになって帯域幅に影響を及ぼす。
【００７４】
より詳しくは、短絡ピンとプローブの距離ｄが１．９ｍｍである時は短絡された四角パッチモノポールとプローブ給電スパイラルストリップ線路モノポールとの間の電磁気的結合が発生しなくなって、インピーダンス軌跡の大きさが小さい。ところが、両モノポールの距離が増加しながら電磁気的結合は順次強く表れることになり、ｄ＝７．９ｍｍである時に結合力は最大になってインピーダンス軌跡が最も大きく表れることになる。しかしながら、距離が７．９ｍｍより増加すれば電磁気的結合力はまた弱くなって、図示されたように１０．９ｍｍまたは１３．９ｍｍではインピーダンス軌跡が小さくなる。
【００７５】
したがって、四角パッチの短絡ピンと給電プローブの間隔を調節して電磁気的結合力を変化させることによって、アンテナが最大の帯域幅を有するように設計できることが分かる。
【００７６】
図１８Ａ乃至図１８Ｃは、本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【００７７】
本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造は、四角パッチに２つの短絡ピンを連結した構造であって、四角スパイラルストリップ線路は全長ｌｓ＝２３．７３ｍｍと線幅ｗｓ＝０．５ｍｍであり、スパイラルストリップ線路の高さｈｆ＝８．５ｍｍであり、プローブと短絡ピンとの間の間隔はｄ＝４．２ｍｍとする。
【００７８】
このような構造で短絡ピンの配列間隔ｇによる四角パッチでの電流分布は図１８Ａ乃至図１８Ｃの通りである。
【００７９】
図１８Ａ乃至図１８Ｃにおいて、２つの短絡ピンの配列間隔が２．５ｍｍ、４．５ｍｍ、６．５ｍｍを参照してそれぞれの共振周波数で四角パッチの電流分布から見て、それぞれの場合においてパッチの中央（即ち、短絡ピン間）では電流がほとんど流れないで、パッチの縁部から短絡ピンのみに向けて流れることになって、電流が流れることになる経路が短くなることが分かる。
【００８０】
したがって、給電プローブと電磁気的に結合された２つの短絡ピンでは同位相で電流が流れることになって、２つの短絡ピンでの電位差は０となる。
【００８１】
そして、四角パッチに連結された短絡ピンの配列間隔が狭い場合にはパッチでの電流分布は短絡ピンが一つである時のように、四角パッチの四方へ同一に流れることになる。しかしながら、短絡ピンの配列間隔が広くなるほど電位差がない２つの短絡ピン間の四角パッチ中央部分では電流が流れない。したがって、四角パッチで電流分布の面積が減少するので短絡された四角パッチの共振周波数は上昇することになる。
【００８２】
図１９Ａ乃至図１９Ｂは、本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による反射損失とインピーダンス変化を示す説明例示図である。
【００８３】
図１９Ａに示すように、２つの短絡ピンの配列間隔が２．５ｍｍ、４．５ｍｍ及び６．５ｍｍに増加することになれば、アンテナの共振周波数は約２．０５ＧＨｚから２．４ＧＨｚに上昇することが分かる。特に、虚数値を見れば、配列間隔が２．５ｍｍの時は、アンテナのリアクタンスはキャパシタンス成分に表れるけれど、６．５ｍｍに増加しながら四角パッチでのキャパシタンスが減少することになるので、インダクタンス成分が大きくなる。
【００８４】
したがって、図１６Ａと図１９Ｂの結果から、四角パッチに連結された短絡ピンの個数と配列間隔の変化はアンテナのリアクタンス値を変化させることになるので、短絡ピンを調節することによってアンテナの共振周波数を移動させることを確認することができる。
【００８５】
このように、四角パッチに連結された短絡ピン数の変化と短絡ピンの位置変化による特性の変化を用いて最適化されたアンテナを設計することができる。
【００８６】
【表４】
【００８７】
四角パッチの大きさはＬ＝Ｗ＝１１．０ｍｍであり、短絡ピンの直径Φ１ ＝１．０ｍｍ、短絡ピンの配列間隔ｇ＝３．０ｍｍとした場合において、四角パッチに連結された短絡ピンが１つ、２つ、３つに増加する際、それぞれの最適化されたアンテナ設計変数を<表４>に表す。
【００８８】
この際、短絡ピンの数が増加することにつれて、四角スパイラルストリップ線路の長さｌｓは４０．７３ｍｍから１９．０８ｍｍに減少することになる。これは、短絡ピンの数が増加することによってアンテナのキャパシタンスが減少することになるので、共振がよく起こるためにはアンテナのインダクタンスも共に減少されなければならないためである。
【００８９】
また、プローブの高さｈｆと短絡ピンとプローブとの間の距離ｄを調節して最大の帯域幅を満たす最適化された設計変数を決定した。
【００９０】
図２０は<表４>に表した四角パッチに連結された短絡ピンの数による最適化されたアンテナの反射損失を示す例示図である。
【００９１】
そして、<表５>は図２０に示すような四角パッチに連結された短絡ピンの数に係る最適化されたアンテナの特性を表す。
【００９２】
【表５】
【００９３】
図２０と<表５>を参照すれば、四角パッチに１つの短絡ピンを連結した時、アンテナの帯域幅は"ＶＳＷＲ≦２"を基準にして１．７５３ＧＨｚから２．０４７ＧＨｚまでであり、中心周波数１．９ＧＨｚで１５．４７％を有し、短絡ピンが２つの時は１．９９５ＧＨｚから２．４７１ＧＨｚまでであり、中心周波数２．２３３ＧＨｚで２１．３２％の帯域幅が得られた。そして、３つの短絡ピンが連結されている時、アンテナは帯域幅が２．１９７ＧＨｚから２．８９７ＧＨｚまでであり、中心周波数２．５４ＧＨｚで２７．５６％を有することになる。
【００９４】
また、中心周波数で自由空間の波長を基準にしたアンテナの電気的体積は短絡ピンが１つ連結された時、０．０７λ０×０．０７λ０×０．０７λ０であり、２つの時は、０．０８２λ０×０．０８２λ０×０．０８２λ０であり、そして３つの場合には０．０９３λ０×０．０９３λ０×０．０９３λ０であって、電気的大きさが小さいことが分かる。
【００９５】
以下の図２１Ａ乃至図２３Ｂは、アンテナの短絡ピン数が１つ、２つ、３つである際、それぞれの帯域幅内の周波数でｘ−ｚ平面と、ｙ−ｚ平面で計算した輻射パターンの例示図である。
【００９６】
図２１Ａ乃至図２３Ｂにおいて、アンテナは略θ＝７２゜の主ビーム方向を有し、Φの全方向に輻射されるモノポール形態の輻射パターンを有することを例示する。
【００９７】
図２１Ａ乃至図２１Ｂは短絡ピンが一つである場合のアンテナの輻射パターンを１．８ＧＨｚ（ａ）、２．０ＧＨｚ（ｂ）に分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが１つである時、最大利得は１．８ＧＨｚで０．７ｄＢｉであり、２．０ＧＨｚで１．２ｄＢｉである。
【００９８】
図２２Ａ乃至図２２Ｂは、短絡ピンが２つである場合のアンテナの輻射パターンを２．１ＧＨｚ、２．４ＧＨｚに分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが２つの時、最大利得は２．１ＧＨｚで３．０ｄＢｉであり、２．４ＧＨｚで ４．０ｄＢｉである。
【００９９】
図２３Ａ乃至図２３Ｂは短絡ピンが３つである場合のアンテナの輻射パターンを２．３ＧＨｚ、２．７ＧＨｚに分けて図示したものであって、短絡ピンが増加するほどアンテナの利得が増加することになるが、短絡ピンが３つである時、最大利得は２．３ＧＨｚで３．５ｄＢｉであり、２．７ＧＨｚで ４．８ｄＢｉである。
【０１００】
図２４は、３つの短絡ピンを有する場合の又別の実施形態に係る構造図である。
【０１０１】
図１５Ｃに係る３つの短絡ピンを有する場合とは異に、３つの短絡ピンが一列でなく三角形の形態をなすことができる。この場合、プローブとの距離ｄとそれぞれの短絡ピン間の距離ｇが問題となる。
【０１０２】
この際、プローブとの距離はそれぞれの短絡ピン間を連結した三角形の重心を基準にして距離を計算する。また、それぞれの短絡ピン間の距離は一定であると仮定する。
【０１０３】
図２５は、４つの短絡ピンを有する場合の実施形態に係る構造図である。図２５でもそれぞれの短絡ピンは一列に備えられなくて、四角形の形態で備えられる。
【０１０４】
この場合もプローブとの距離ｄはそれぞれの短絡ピン間を連結した四角形の重心を基準にして距離を計算する。また、それぞれの短絡ピン間の距離は一定であると仮定する。
【０１０５】
以上でのように、多数の短絡ピンはパッチの中央に一列で配列されたり、一定の形態の三角形または四角形で具現されることができるが、窮極的には多数の短絡ピンはパッチ上にランダムな形態で具現されることができる。このようにランダムな形態で具現される場合、変数ｄとｇは該当形態によって得られる。
【０１０６】
以上では本発明の好ましい実施形態を参照して説明したが、該当技術分野の熟練した当業者は特許請求範囲に記載された本発明の思想及び領域から外れない範囲内で本発明を多様に修正及び変更させることができる。したがって、特許請求範囲の等価的な意味や範囲に属する全ての変化は全て本発明の権利範囲に属することを明す。
【０１０７】
以上、本発明の実施形態に対して図示及び説明したが、本発明は前記の実施形態に限るのではなく、特許請求範囲で請求された本発明の要旨から外れない範囲で当該本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者であれば誰でも多様な変動と修正が可能であることは勿論であり、そのような変動と修正はは記載された請求範囲内にあることになる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１Ａ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図１Ｂ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図１Ｃ】四角スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの斜視図を示す。
【図２Ａ】円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図２Ｂ】円形スパイラルストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図３Ａ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの斜視図を示す。
【図３Ｂ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの部分詳細図を示す。
【図３Ｃ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの正面図を示す。
【図３Ｄ】フォルデッドストリップ線路給電モノポールアンテナの側面図を示す。
【図４】アンテナの等価モデルである。
【図５】スパイラルストリップ線路給電のインピーダンス特性と短絡されたパッチが結合されたアンテナのインピーダンス特性を示す図である。
【図６】短絡ピンの直径の変化による反射損失を示す図である。
【図７】スパイラルストリップ線路の高さの変化によるインピーダンス変化を示す図である。
【図８】スパイラル給電線路の長さの変化を示す図である。
【図９Ａ】等価回路とＥＭシミュレーションの比較により得られた反射損失の変化を示す図である。
【図９Ｂ】等価回路とＥＭシミュレーションの比較により得られたインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１０Ａ】円形スパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分る反射損失の変化を示す図である。
【図１０Ｂ】円形スパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分るインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１１Ａ】フォルデッドスパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分る反射損失の変化を示す図である。
【図１１Ｂ】フォルデッドスパイラルストリップ線路給電アンテナの特性が分るインピーダンス特性の変化を示す図である。
【図１２Ａ】ｘ−ｚ平面において、１．９５ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１２Ｂ】ｙ−ｚ平面において、１．９５ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１３Ａ】ｘ−ｚ平面において、２．１ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１３Ｂ】ｙ−ｚ平面において、２．１ＧＨｚで計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１４】ｘ−ｙ平面で計算されたアンテナの輻射パターンを示す図である。
【図１５Ａ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｂ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｃ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１５Ｄ】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンの数を変化させた場合の構造図である。
【図１６Ａ】本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた時のアンテナの反射損失を示す例示図である。
【図１６Ｂ】本発明の実施形態に係るアンテナで四角パッチに連結された短絡ピンの数を変化させた時のアンテナのインピーダンス変化を示す例示図である。
【図１７】本発明の実施形態に係るアンテナで短絡ピンと給電プローブとの間の距離調節による入力インピーダンス特性の変化を示す説明例示図である。
【図１８Ａ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１８Ｂ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１８Ｃ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による電流分布を示す説明例示図である。
【図１９Ａ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節による反射損失を示す説明例示図である。
【図１９Ｂ】本発明の実施形態に係る２つの短絡ピンを有するアンテナ構造で短絡ピン間の距離調節によるインピーダンスの変化を示す説明例示図である。
【図２０】表４で表した四角パッチに連結された短絡ピンの数による最適化されたアンテナの反射損失を示す例示図である。
【図２１】短絡ピンが一つである場合のアンテナの輻射パターンを１．８ＧＨｚ、２．０ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２２】短絡ピンが２つである場合のアンテナの輻射パターンを２．１ＧＨｚ、２．４ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２３】短絡ピンが３つである場合のアンテナの輻射パターンを２．３ＧＨｚ、２．７ＧＨｚに分けて示す図である。
【図２４】３つの短絡ピンを有する場合の更に別の実施形態に係る構造図である。
【図２５】４つの短絡ピンを有する場合の実施形態に係る構造図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１０ パッチ
１２ スパイラルストリップ線路
１４ プローブ
１６ 短絡ピン
１８ａ 誘電体基板
１８ｂ 誘電体基板
２０ 接地面
２２ 同軸線
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の長さを有するストリップ線路プローブと、短絡されたパッチとを電磁気的に結合して給電する構造であり、前記ストリップ線路給電での直列共振と、前記短絡されたパッチが前記ストリップ線路給電によりカップリングされて発生する並列共振とが結合して広い周波数帯域幅を有することを特徴とするモノポールアンテナ。
【請求項２】
前記所定の長さは、０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項３】
前記ストリップ線路プローブの形態は、スパイラル形態、螺旋形態、および直線のストリップ線路を折畳んで具現されたフォルデッド形態のうちのいずれか一つであることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項４】
前記短絡されたパッチはキャパシタンス成分のモノポールで動作し、前記ストリップ給電線路はインダクタンス成分のモノポールで動作することにより、前記短絡されたパッチのキャパシタンス成分を前記ストリップ給電線路のインダクタンス成分で補償することにより広い帯域の帯域幅が得られることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項５】
前記ストリップ線路給電の共振周波数と前記短絡されたパッチの共振周波数が隣接した周波数になるようにして広い単一帯域幅を有するようにすることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項６】
前記ストリップ線路給電の共振と前記短絡されたパッチの共振が互いに異なる周波数で発生するようにしてデュアル帯域を有するように設計されたことを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項７】
前記アンテナは小型アンテナであって、周波数帯域幅内で全方向性のモノポール輻射パターンを有することを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項８】
前記ストリップ線路は四角形スパイラルストリップ線路であり、接地面から所定高さで同軸線によりプローブ給電され、前記四角形スパイラルストリップ線路の長さと、接地面からのプローブ高さとの和は、共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であって、
前記短絡されたパッチは四角形であり、前記四角形スパイラルストリップ線路より広い面積を占めて、中央地点が短絡ピンを通じて接地面と連結されることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項９】
前記短絡されたパッチとストリップラインとの間に配置される誘電体基板を更に含むことを特徴とする請求項８記載のモノポールアンテナ。
【請求項１０】
アンテナのリアクタンス調整ができる所定の数の短絡ピンを含むことを特徴とする請求項８記載のモノポールアンテナ。
【請求項１１】
前記短絡ピンは、前記短絡パッチに所定の形態で配列されることを特徴とする請求項１０記載のモノポールアンテナ。
【請求項１２】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンとプローブとの間の距離を調節して電磁気結合力（coupling force）を調節することによって調整されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１３】
前記短絡ピンと前記プローブとの間の距離は前記プローブと前記短絡ピンの重心（gravity center）との間の距離と同一であることを特徴とする請求項１２記載のモノポールアンテナ。
【請求項１４】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１５】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１６】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１７】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１８】
前記トリップ線路は円形スパイラルストリップ線路であり、接地面から所定の高さ（Ｈｆ）で同軸線によりプローブ給電され、前記円形スパイラルストリップ線路の長さと接地面からのプローブ高さとの和は、共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６ λ０の間の値であって、
前記短絡されたパッチは円形であり、前記円形スパイラルストリップ線路より広い面積を占めて、中央地点が短絡ピンを通じて接地面と連結されることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１９】
前記短絡されたパッチとストリップラインとの間に配置される誘電体基板を更に含むことを特徴とする請求項１８記載のモノポールアンテナ。
【請求項２０】
アンテナのリアクタンス調整ができる所定の数の短絡ピンを含むことを特徴とする請求項１８記載のモノポールアンテナ。
【請求項２１】
前記短絡ピンは前記短絡パッチに所定の形態で配列されることを特徴とする請求項２０記載のモノポールアンテナ。
【請求項２２】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンとプローブとの間の距離を調節して電磁気結合力（coupling force）を調節することによって調整されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２３】
前記短絡ピンと前記プローブとの間の距離は、前記プローブと前記短絡ピンの重心（gravity center）との間の距離と同一であることを特徴とする請求項２２記載のモノポールアンテナ。
【請求項２４】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２５】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２６】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２７】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２８】
前記フォルデッド形態のストリップ線路プローブは所定の幅を有する上板ストリップ線路と下板ストリップ線路とからなり、前記上板及び下板ストリップ線路は所定の間隔離隔してストリップで連結され、前記フォルデッドストリップ線路はプローブを用いて接地面から所定の高さで給電され、前記フォルデッドストリップ線路の全長と前記接地面から前記プローブ高さの和は共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２９】
前記短絡されたパッチと前記ストリップ線路との間に配置される誘電体基板を更に備えることを特徴とする請求項２８記載のモノポールアンテナ。
【請求項１】
所定の長さを有するストリップ線路プローブと、短絡されたパッチとを電磁気的に結合して給電する構造であり、前記ストリップ線路給電での直列共振と、前記短絡されたパッチが前記ストリップ線路給電によりカップリングされて発生する並列共振とが結合して広い周波数帯域幅を有することを特徴とするモノポールアンテナ。
【請求項２】
前記所定の長さは、０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項３】
前記ストリップ線路プローブの形態は、スパイラル形態、螺旋形態、および直線のストリップ線路を折畳んで具現されたフォルデッド形態のうちのいずれか一つであることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項４】
前記短絡されたパッチはキャパシタンス成分のモノポールで動作し、前記ストリップ給電線路はインダクタンス成分のモノポールで動作することにより、前記短絡されたパッチのキャパシタンス成分を前記ストリップ給電線路のインダクタンス成分で補償することにより広い帯域の帯域幅が得られることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項５】
前記ストリップ線路給電の共振周波数と前記短絡されたパッチの共振周波数が隣接した周波数になるようにして広い単一帯域幅を有するようにすることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項６】
前記ストリップ線路給電の共振と前記短絡されたパッチの共振が互いに異なる周波数で発生するようにしてデュアル帯域を有するように設計されたことを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項７】
前記アンテナは小型アンテナであって、周波数帯域幅内で全方向性のモノポール輻射パターンを有することを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項８】
前記ストリップ線路は四角形スパイラルストリップ線路であり、接地面から所定高さで同軸線によりプローブ給電され、前記四角形スパイラルストリップ線路の長さと、接地面からのプローブ高さとの和は、共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であって、
前記短絡されたパッチは四角形であり、前記四角形スパイラルストリップ線路より広い面積を占めて、中央地点が短絡ピンを通じて接地面と連結されることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項９】
前記短絡されたパッチとストリップラインとの間に配置される誘電体基板を更に含むことを特徴とする請求項８記載のモノポールアンテナ。
【請求項１０】
アンテナのリアクタンス調整ができる所定の数の短絡ピンを含むことを特徴とする請求項８記載のモノポールアンテナ。
【請求項１１】
前記短絡ピンは、前記短絡パッチに所定の形態で配列されることを特徴とする請求項１０記載のモノポールアンテナ。
【請求項１２】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンとプローブとの間の距離を調節して電磁気結合力（coupling force）を調節することによって調整されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１３】
前記短絡ピンと前記プローブとの間の距離は前記プローブと前記短絡ピンの重心（gravity center）との間の距離と同一であることを特徴とする請求項１２記載のモノポールアンテナ。
【請求項１４】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１５】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１６】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１７】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項１１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１８】
前記トリップ線路は円形スパイラルストリップ線路であり、接地面から所定の高さ（Ｈｆ）で同軸線によりプローブ給電され、前記円形スパイラルストリップ線路の長さと接地面からのプローブ高さとの和は、共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６ λ０の間の値であって、
前記短絡されたパッチは円形であり、前記円形スパイラルストリップ線路より広い面積を占めて、中央地点が短絡ピンを通じて接地面と連結されることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項１９】
前記短絡されたパッチとストリップラインとの間に配置される誘電体基板を更に含むことを特徴とする請求項１８記載のモノポールアンテナ。
【請求項２０】
アンテナのリアクタンス調整ができる所定の数の短絡ピンを含むことを特徴とする請求項１８記載のモノポールアンテナ。
【請求項２１】
前記短絡ピンは前記短絡パッチに所定の形態で配列されることを特徴とする請求項２０記載のモノポールアンテナ。
【請求項２２】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンとプローブとの間の距離を調節して電磁気結合力（coupling force）を調節することによって調整されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２３】
前記短絡ピンと前記プローブとの間の距離は、前記プローブと前記短絡ピンの重心（gravity center）との間の距離と同一であることを特徴とする請求項２２記載のモノポールアンテナ。
【請求項２４】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２５】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピン同士間の間隔を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２６】
前記アンテナの共振周波数は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２７】
前記アンテナの帯域幅は前記短絡ピンの数を変更することによって調節されることを特徴とする請求項２１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２８】
前記フォルデッド形態のストリップ線路プローブは所定の幅を有する上板ストリップ線路と下板ストリップ線路とからなり、前記上板及び下板ストリップ線路は所定の間隔離隔してストリップで連結され、前記フォルデッドストリップ線路はプローブを用いて接地面から所定の高さで給電され、前記フォルデッドストリップ線路の全長と前記接地面から前記プローブ高さの和は共振周波数での０．２４λ０（但し、λ０は自由空間での波長）と０．２６λ０の間の値であることを特徴とする請求項１記載のモノポールアンテナ。
【請求項２９】
前記短絡されたパッチと前記ストリップ線路との間に配置される誘電体基板を更に備えることを特徴とする請求項２８記載のモノポールアンテナ。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０Ａ】
【図１０Ｂ】
【図１１Ａ】
【図１１Ｂ】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１３Ａ】
【図１３Ｂ】
【図１４】
【図１５Ａ】
【図１５Ｂ】
【図１５Ｃ】
【図１５Ｄ】
【図１６Ａ】
【図１６Ｂ】
【図１７】
【図１８】
【図１９Ａ】
【図１９Ｂ】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図３Ｄ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０Ａ】
【図１０Ｂ】
【図１１Ａ】
【図１１Ｂ】
【図１２Ａ】
【図１２Ｂ】
【図１３Ａ】
【図１３Ｂ】
【図１４】
【図１５Ａ】
【図１５Ｂ】
【図１５Ｃ】
【図１５Ｄ】
【図１６Ａ】
【図１６Ｂ】
【図１７】
【図１８】
【図１９Ａ】
【図１９Ｂ】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公表番号】特表２００７−５０４７６８（Ｐ２００７−５０４７６８Ａ）
【公表日】平成１９年３月１日（２００７．３．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５２６０２７（Ｐ２００６−５２６０２７）
【出願日】平成１６年９月８日（２００４．９．８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＫＲ２００４／００２２７７
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０２４９９８
【国際公開日】平成１７年３月１７日（２００５．３．１７）
【出願人】（５０３４４７０３６）サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【出願人】（５０５００２２３３）アジョウ・ユニヴァーシティ・インダストリー・コーオペレーション・ファンデーション (5)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年３月１日（２００７．３．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年９月８日（２００４．９．８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＫＲ２００４／００２２７７
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０２４９９８
【国際公開日】平成１７年３月１７日（２００５．３．１７）
【出願人】（５０３４４７０３６）サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【出願人】（５０５００２２３３）アジョウ・ユニヴァーシティ・インダストリー・コーオペレーション・ファンデーション (5)
【Ｆターム（参考）】
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