非接触型通信装置、その受信回路
【課題】パッシブモードやアクティブモードの各種通信方式に対応可能な装置において、通信方式に応じて通信可能距離が最大となるようにする。
【解決手段】制御部１６は、通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。すなわち、各通信方式に応じた信号の電力スペクトル密度から、出力の信号対雑音比を最大化するための通過帯域を設定する。また、制御部１６は、磁界強度検出部１５から入力された磁界強度と、伝送速度（変調度）とに応じて、可変利得増幅器１２からの出力振幅が一定になるように、利得の制御を行う。
【解決手段】制御部１６は、通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。すなわち、各通信方式に応じた信号の電力スペクトル密度から、出力の信号対雑音比を最大化するための通過帯域を設定する。また、制御部１６は、磁界強度検出部１５から入力された磁界強度と、伝送速度（変調度）とに応じて、可変利得増幅器１２からの出力振幅が一定になるように、利得の制御を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に非接触ＩＣカード通信技術の拡張としてのＮＦＣ（近接通信）技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子マネーや電子乗車券などの分野において、非接触ＩＣカードの普及が進んでいる。非接触ＩＣカード通信技術の拡張として、近接通信（Ｎｅａｒ Ｆｉｅｌｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、以下ＮＦＣ）技術がＩＳＯ／ＩＥＣ １８０９２（ＮＦＣＩＰ−１）やＩＳＯ／ＩＥＣ ２１４８１（ＮＦＣＩＰ−２）として標準化され、携帯電話などへの適用が始まっている。
【０００３】
ＮＦＣの通信モードには、パッシブモードとアクティブモードの２種類があり、いずれかのモードを選択して通信を行う。パッシブモードは、既存の非接触ＩＣカードとの後方互換性を担保するための通信モードであり、通信を開始する側（イニシエータ）が伝送する情報で変調をかけた磁界を発生し、相手側（ターゲット）は、通信を開始した側が発生する無変調の磁界に対して、負荷変調を行うことにより応答を返すモードである。
【０００４】
一方、アクティブモードは、イニシエータとターゲットが相互に伝送する情報により変調をかけた磁界を発生させる（情報伝送後、磁界の発生を止める）ことにより通信を行うモードである。アクティブモードとパッシブモードのどちらを使用するかは、イニシエータが選択することになっている。
【０００５】
通信速度（伝送速度；転送レート）については、１０６ｋｂｐｓ、２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ等の複数の伝送速度が規定されている。パッシブモードにおけるイニシエータからターゲットへの通信およびアクティブモードにおいては、１０６ｋｂｐｓで通信を行うときには、変調度１００％のＡＳＫ変調で、符号は変形ミラー符号を用い、それ以上の伝送速度（２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ等）の時には、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調とし、符号はマンチェスタ符号を用いることになっている。
【０００６】
一方、パッシブモードにおける、ターゲットからイニシエータへの通信には負荷変調が用いられるが、１０６ｋｂｐｓの時は、マンチェスタ符号化された符号によりＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された８４７ｋＨｚ（１３．５６ＭＨｚ／１６）のサブキャリアによる負荷変調を用い、２１２ｋｂｐｓ／４２４ｋｂｐｓの時には、サブキャリアを用いない、マンチェスタ符号化された符号による負荷変調を用いることになっている。
【０００７】
上述したように、ＮＦＣでは複数種類の通信方式（上記伝送速度、変調方式、符号化方式、変調度、通信モード（アクティブ／パッシブ）等より成る）が規定されている。
通信時は、通信を行う両方の端末が、自身の対応可能である通信方式（伝送速度、変調方式、モード）についての情報を交換し、その中から選択するような手順が定められている（ＩＳＯ／ＩＥＣ１８０９２、もしくは、特に通信を行う端末のいずれかがＮＦＣＩＰ−１を越える通信能力を持つような場合については、特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２００６−２１１５１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＩＳＯ／ＩＥＣ １８０９２においては、磁界強度の最大値および最小値については規定しているものの、通信距離に関しては規定していない。またＮＦＣが適用される対象を考慮すると、アンテナの形状やサイズは多種多様である。
【０００９】
これにより、ＮＦＣ機能を搭載した端末によって通信可能距離が異なることが発生する。このとき、通信は双方向で行うことから、その成否は通信距離が短い方の端末によって制約されることになるので、もう一方の端末から見ると、通信範囲内に存在するのに通信できないような状況が発生する、と言う問題があった。また、採用した通信方式（伝送速度、変調方式、モード等）によっても、通信可能な距離が異なる可能性があり、通信方式に関わる情報をやり取りしている間は互いに通信可能であったのに、特定の通信方式を選択した瞬間に、通信が出来なくなってしまう、と言う問題が発生する懸念があった。
【００１０】
本発明の課題は、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置に係り、通信方式に応じてバンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することにより、更に変調度も考慮した利得決定を行うことにより、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することができる、非接触型通信装置、その受信回路等を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の非接触型通信装置における受信回路は、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定する。
【００１２】
上記構成の非接触型通信装置における受信回路では、受信信号に係る通信方式に応じて、バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定する。これは、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を略最大化するための通過帯域を決定・設定するものである。
【００１３】
また、例えば、前記増幅器は可変利得増幅器であり、前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部を更に有し、前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定する。
【００１４】
例えば、アクティブモードにおける各種通信方式では、伝送速度１０６ｋｂｐｓでは変調度が１００％、２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓの場合は変調度が８〜３０％となっている。これより、単に磁界強度に応じるだけでなく、伝送速度（それによる変調度）にも応じて、可変利得増幅器の利得を算出して設定することで、適切な利得を設定することができ、安定的に通信できるエリアを拡大することに貢献できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の非接触型通信装置、その受信回路等によれば、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置に係り、通信方式に応じてバンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することにより、更に変調度も考慮した利得決定を行うことにより、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本例の非接触型通信装置の受信回路の構成図を示す。
図示の本例の非接触型通信装置（上記ＮＦＣによる近接通信を行う装置）の受信回路１０は、通過帯域可変のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１、可変利得増幅器１２、２値化回路１３、復号器１４、磁界強度検出部１５、制御部１６、及び通信方式検出部１７から構成される。
【００１７】
尚、上記非接触型通信装置は、例えば非接触型ＩＣカード・リーダ／ライタや非接触型ＩＣカード機能搭載携帯電話等であるが、この例に限らない。また、上記非接触型通信装置は、上述したＮＦＣによる複数種類の通信方式（符号化方式や伝送速度（転送レート）、変調度等が異なる複数の通信方式）に対応可能である。また、上記非接触型通信装置は、アクティブモードとパッシブモードの両方の通信モードに対応可能であってもよい。更に、上記非接触型通信装置は、アクティブモードとパッシブモードのそれぞれに通信モードにおける複数種類の通信方式に対応可能であってもよい。
【００１８】
通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１には、アンテナ１により受信した磁界が検波器２により振幅復調された信号が入力される。通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域は、制御部１６によって設定・変更される。
【００１９】
バンドパスフィルタ１１の出力は、可変利得増幅器１２に入力して増幅された後、２値化回路１３によって２値化される。２値化回路１３の出力は、復号器１４及び通信方式検出部１７に入力される。
【００２０】
可変利得増幅器１２の利得は、制御部１６によって設定・変更される。
復号器１４は、制御部１６から設定される通信モード（以下、単に、モードという）および伝送速度に応じて、復号を行う。
【００２１】
磁界強度検出部１５は、アンテナ１により受信した磁界の磁界強度を、検波器２の出力の直流成分を観測することにより検出し、制御部１６へ出力する。
制御部１６は、上記アンテナ１により受信した信号に係る通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。つまり、送信側は何等かの通信方式により非接触で（磁界により）信号送信してくるので、この送信側が用いる通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。
【００２２】
これは、後述するように、特に各通信方式におけるモードおよび伝送速度に応じて（更に場合によっては自己がイニシエータであるかターゲットであるかによって）、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められているものである。これは、後述するように、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大化するための通過帯域が決定されているものである。
【００２３】
例えばモードがアクティブモードの場合、伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ａ）に示す通過帯域、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ｂ）に示す通過帯域、伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ｃ）に示す通過帯域が決められることになる（尚、アクティブモードの場合、自己がイニシエータであるかターゲットであるかは関係ない）。
【００２４】
また、例えば、モードがパッシブモードで自己がイニシエータである場合には、伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ａ）に示す通過帯域、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ｂ）に示す通過帯域、伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ｃ）に示す通過帯域が決められることになる。
【００２５】
尚、通過帯域の決定には後述するように符号化方式も関係するが、上記ＮＦＣの通信では、モード及び伝送速度（場合によっては、イニシエータ／ターゲット）に応じて、符号化方式も決まることになる。
【００２６】
予め、各通信方式（特にそのモードおよび伝送速度）に応じた信号の電力スペクトル密度から、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大化するための通過帯域が決定されて、各通信方式に対応付けて登録されている。これは制御部１６内のメモリ等に記憶されるものである。これより制御部１６は、上記送信側が用いる通信方式に応じた通過帯域を登録データから取得して、これに応じてバンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する（例えば後述するスイッチを切り替え制御することにより通過帯域を設定する）ことが可能となっている。
【００２７】
上記「各通信方式に対応付けて登録」は、例えば、モードおよび伝送速度に対応付けて通過帯域を登録するものであってもよい。あるいは、自己がターゲットである場合に関しては、伝送速度のみに対応付けて登録するものであってもよい。
【００２８】
自己がイニシエータである場合には、自己で通信方式を決めてポーリング等を行っているので、このポーリングに対する返信の通信方式は分かっていることになる。一方、自己がターゲットである場合には、通信方式検出部１７によって送信側が用いる通信方式を判別する必要がある。
【００２９】
通信方式検出部１７は、例えば参考文献（特開２００２−３４２７２５号公報）に記載の従来手法によって、通信方式を検出する。すなわち、２値化回路１３によって２値化された信号の立ち上がりと立下りを検出して、その間の時間（時間幅）を計測し、この計測結果から変調方式を判別することができる。但し、この例に限らないものであり、何等かの方法で送信側が用いる通信方式を検出するものである。
【００３０】
また、制御部１６は、復号器１４のモードおよび伝送速度を設定する。
また、制御部１６は、磁界強度検出部１５にて検出された磁界強度と、上記伝送速度とに基づいて、可変利得増幅器１２の利得を算出して設定する。本手法では、詳しくは後述するように、磁界強度だけでなく、伝送速度に応じた（変調度に応じた）所定の値を用いて、利得を算出する。
【００３１】
アンテナ１より受信される磁界は、振幅変調されている。このとき、変調信号はモードおよび伝送速度に応じて異なる。イニシエータは、自身がアクティブモードで通信するか、パッシブモードで通信するか、について上位アプリケーションより指示される。一方、ターゲットは、イニシエータが発生させている磁界が存在する時はパッシブモードで、磁界が存在しないときは（上述した、イニシエータが情報伝送後に磁界の発生を止めた場合）アクティブモードで通信する。
【００３２】
以降、アクティブモードの場合とパッシブモードの場合に分けて説明を行う。
尚、以下の説明では、アクティブモードにおける複数種類の通信方式は、特に以下の３種類の通信方式であるものとして説明するが、この例に限るものではない。
・通信方式Ａ；伝送速度１０６ｋｂｐｓ、変調度１００％のＡＳＫ変調、変形ミラー符号化方式。
・通信方式Ｂ；伝送速度２１２ｋｂｐｓ、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調、マンチェスタ符号化。
・通信方式Ｃ；伝送速度４２４ｋｂｐｓ、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調、マンチェスタ符号化。
【００３３】
アクティブモードの場合、伝送速度が１０６ｋｂｐｓの時は変形ミラー符号化（図２）、２１２ｋｂｐｓ以上（ここでは、２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓとするが、この例に限らない）の時はマンチェスタ符号化された信号である（図３）。
【００３４】
図２に示すように、変形ミラー符号の場合、概ね１ビット時間の１／４の長さのパルスが、データの“１”の時には１ビットの後半に発生し、データの“０”の時は無変調状態となる。ただし、“０”が２ビット以上連続する場合は、２ビット目以降のビットの最初に上記１ビット時間の１／４の長さのパルスを発生させる。
【００３５】
アクティブモードで伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合、受信磁界波形は例えば図４に示すような波形となる。
変形ミラー符号の電力スペクトル密度の周波数特性は、概ねパルス幅（時間）の２倍の逆数である周波数と、伝送速度の半分の周波数との間に制限される。パルス幅は上記の通り１ビット時間の１／４の長さであり、その２倍は１ビット時間の半分となるので、その逆数となる周波数である。伝送速度は１０６ｋｂｐｓであるので、その１ビット長は９．４３μｓであるので、その半分の時間（４．７１５μｓ）を周期とする周波数は、約２１２ｋＨｚとなる。一方、伝送速度１０６ｋｂｐｓの半分の周波数は５３ｋＨｚである。
【００３６】
よって、この場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ５３ｋＨｚ〜２１２ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。尚、これは、復号器１４に入力される信号のＳ／Ｎ比が最大になることを意味することになる。
【００３７】
一方、図３に示すように、マンチェスタ符号の場合は、１ビットの中間において、必ずＨｉ→Ｌｏ（‘０’）もしくはＬｏ→Ｈｉ（‘１’）の遷移が発生するような符号化である。アクティブモードで伝送速度が２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓの場合、受信磁界波形は例えば図５に示すような波形となる。ここでは、特に２１２ｋｂｐｓの場合を示すが、波形自体は４２４ｋｂｐｓの場合も同様である（当然、１ｂｉｔ長は異なるが）。
【００３８】
マンチェスタ符号の場合、その電力スペクトル密度の周波数特性は、伝送速度から決まる周波数とその半分の周波数の間に制限される。
すなわち、この場合には基本的に、後述する図５に示す波形における図示のＡの周波数成分と図示のＢの周波数成分を抽出できればよい。図示のＢの周波数成分が上記伝送速度から決まる周波数である。ここで、図上縦の点線で区切られる各区間が上記伝送速度による１ｂｉｔ長を意味し、図５は伝送速度２１２ｋｂｐｓの例なので１ｂｉｔ長＝４．７１５μｓとなる。図示の通り、Ｂの周波数成分はこの１ｂｉｔ長を周期とするものなので、２１２ｋＨｚとなる。また、図示のＡの周波数成分は、図示の通りこの１ｂｉｔ長の２倍を周期とするものなので、１０６ｋＨｚとなる（つまり、２１２ｋＨｚの半分の周波数）。
【００３９】
よって、この場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ１０６ｋＨｚ〜２１２ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。
【００４０】
同様にして、アクティブモードで伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ２１２ｋＨｚ〜４２４ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。
【００４１】
アンテナ１にて受信された磁界は、検波器２に入力される。検波器２は、受信磁界信号の包絡線を出力する。検波出力信号の電力スペクトル密度の周波数特性は、モードおよび伝送速度に応じて、上述の各符号の電力スペクトル密度と同等になる。
【００４２】
検波出力信号は、通過帯域が可変であるバンドパスフィルタ１１に入力される。制御部１６は、通信相手（送信側）が用いる通信方式（特にモードや伝送速度）に応じて、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）がほぼ最大になるように、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する。例えば、アクティブモードの１０６ｋｂｐｓの時は、変形ミラー符号を用いているので、上記のとおりその周波数はパルス幅（時間）の倍の周波数である２１２ｋＨｚと、伝送速度の半分の周波数である５３ｋＨｚの間に制限されるので、バンドパスフィルタ１１の通過帯域の上限周波数を２１２ｋＨｚ程度、下限周波数を５３ｋＨｚ程度とする（図６（ａ））。
【００４３】
尚、実際には、通過帯域内に５３ｋＨｚと２１２ｋＨｚとが確実に含まれるように、上限周波数は２１２ｋＨｚより多少大きく、下限周波数は５３ｋＨｚより多少小さくなるように設定する。これは、他の伝送速度の場合にも同様である。
【００４４】
同様にして、アクティブモードの２１２ｋｂｐｓの時は、マンチェスタ符号を用いているので、制御部１６は、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を、その上限周波数が２１２ｋＨｚ程度、下限周波数が１０６ｋＨｚ程度となるように制御する（図６（ｂ））。アクティブモードの４２４ｋｂｐｓの時も同様に、制御部１６は、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を、その上限周波数が４２４ｋＨｚ程度、下限周波数が２１２ｋＨｚ程度となるように制御すればよい（図６（ｃ））。
【００４５】
上述したように、通信相手による通信方式におけるモードがアクティブモードである場合、制御部１６は、自己がイニシエータであるかターゲットであるかは関係なく、当該通信方式における伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する。
【００４６】
但し、自己がイニシエータである場合には通信相手は自己（イニシエータ）が決定した通信方式により通信を行うが、自己がターゲットである場合には、通信相手による通信方式（特に伝送速度）を上記通信方式検出部１７により検出する必要がある。
【００４７】
図７、図８に、通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタ１１の例（その１）、（その２）を示す。図示の例では、１次のアクティブバンドパスフィルタとなっている。
尚、図７、図８に示す構成は、基本的にはオペアンプを用いた一般的なバンドパスフィルタの構成であり、これについては特に説明せず、通過帯域を可変とするための構成についてのみ説明するものとする。
【００４８】
図７においては、通過域の下限周波数はコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１から求まる時定数により決定され、通過域の上限周波数はコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２から求まる時定数により決定される。そして、抵抗Ｒ１は複数の異なる抵抗値の抵抗からスイッチＳ１により選択するものである。同様に、抵抗Ｒ２も複数の異なる抵抗値の抵抗からスイッチＳ２により選択するものである。
【００４９】
図８においても、図７と同様に、通過域の下限周波数はコンデンサＣ３および抵抗Ｒ３から求まる時定数により決定され、通過域の上限周波数はコンデンサＣ４および抵抗Ｒ４から求まる時定数により決定される。そして、コンデンサＣ３は複数の異なる容量のコンデンサからスイッチＳ３により選択するものである。同様に、コンデンサＣ４も複数の異なる容量のコンデンサからスイッチＳ４により選択するものである。
【００５０】
バンドパスフィルタ１１が図７に示す構成の場合、制御部１６は、スイッチＳ１、Ｓ２を切り換え制御して、上記異なる抵抗値の複数の抵抗のなかから任意の抵抗を上記抵抗Ｒ１，Ｒ２として選択することにより、通過域を制御する。
【００５１】
バンドパスフィルタ１１が図８に示す構成の場合、制御部１６は、スイッチＳ３，Ｓ４を切り換え制御して、異なる容量の複数のコンデンサのなかから任意のコンデンサを上記コンデンサＣ３，Ｃ４として選択することにより、通過域を制御する。
【００５２】
なお、図７において、上記複数の抵抗を用意する代わりに例えばＰＩＮダイオードのような可変抵抗素子を用いてもよい。図８においても同様に、上記複数のコンデンサを用意する代わりに、バラクタダイオードのような可変容量素子も用いてもよい。当然、この場合には、制御部１６は、上記スイッチの切り替え制御に代えて、可変抵抗素子の抵抗値や可変容量素子の容量を変更する制御を行うことになる。
【００５３】
図７には、図中に示す通り、上記コンデンサＣ１、Ｃ２の容量、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２として選択される複数の抵抗の抵抗値の具体例を示してある。図８においても同様に、図中に図示の通り、上記コンデンサＣ３、Ｃ４として選択される複数のコンデンサの容量、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値の具体例を示してある。勿論、これは単なる一例を示しているものであり、この例に限るものではない。
【００５４】
図７に示す例では、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量はそれぞれ１０００ｐＦ、１００ｐＦである。抵抗Ｒ１として選択される４つの抵抗の抵抗値は、それぞれ、４．７ｋΩ、２．７ｋΩ、１．２ｋΩ、３３０ｋΩである。尚、抵抗値を４種類用意しているのは、図６（ａ）〜（ｃ）に示す３種類の下限周波数（５３ｋHz、１０６ｋHz、２１２ｋHz）だけではなく、後述する図１０（ａ）に示すパッシブモード時の下限周波数（７４１ｋHz）にも対応する為である。
【００５５】
また、抵抗Ｒ２として選択される３つの抵抗の抵抗値は、それぞれ、５．６ｋΩ、２．７ｋΩ、１．２ｋΩである。この場合も、上記と同様、抵抗値を３種類用意しているのは、図６（ａ）〜（ｃ）に示す２種類の上限周波数（２１２ｋHz、４２４ｋHz）だけでなく、後述する図１０（ａ）に示すパッシブモード時の下限周波数（９５３ｋHz）にも対応する為である。
【００５６】
また、図８に示す例では、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値はそれぞれ１．５ｋΩ、１５ｋΩである。そして、上記コンデンサＣ３として選択される複数のコンデンサの容量は、図示の通り、３３００ｐＦ、１５００ｐＦ、８２０ｐＦ、２２０ｐＦである。４種類ある理由は、上記抵抗Ｒ１が４種類ある理由と同じである。また、上記コンデンサＣ４として選択される複数のコンデンサの容量は、図示の通り、２７ｐＦ、１５ｐＦ、７ｐＦである。３種類ある理由は、上記抵抗Ｒ２が３種類ある理由と同じである。
【００５７】
尚、上記図７、図８に示す抵抗値Ｒ１，Ｒ２やコンデンサ容量Ｃ３，Ｃ４の具体的な数値例は、例えば、図６、図１０に示す各下限周波数、上限周波数が、通過周波数帯内に入るようにして、且つＥ１２系列（もしくは素子として標準的な値→７ｐＦのみ）にて実現できるような数値を用いている。
【００５８】
また、尚、図７の回路構成とした場合、抵抗値Ｒ１，Ｒ２の変更により、１次のアクティブバンドパスフィルタとなっているバンドパスフィルタ１１の通過帯域内の増加率（Ｒ２／Ｒ１）も変化してしまう為、後段の可変利得増幅器１２で補正する必要がある。具体的には、制御部１６が、後述する（１）式の代わりに、以下の式により利得Ｇを算出して、これを可変利得増幅器１２に設定する。
【００５９】
Ｇ ＝ Ａ・Ｒ／Ｈ・Ｒ１／Ｒ２
図８の回路構成の場合には、上記問題は発生しないので、後述する（１）式をそのまま用いればよい。
【００６０】
以上説明したように、制御部１６は、そのときの送信側による通信方式（特にモードおよび伝送速度）に応じた信号の電力スペクトル密度に対応する通過帯域を設定することができ、これによってバンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができる。
【００６１】
次に、以下、可変利得増幅器１２の利得を決定する処理について説明する。
ここで、振幅変調の変調度は、１０６ｋｂｐｓの時は１００％、２１２ｋｂｐｓ以上の時は８〜３０％程度となっている。したがって、受信される磁界の波形は、それぞれ、１０６ｋｂｐｓの場合は図４、２１２ｋｂｐｓ以上（ここでは２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓとするが、この例に限らない）の場合は図５のようになる。
【００６２】
図４、図５より明らかなように、バンドパスフィルタ１１による出力信号の振幅は、２１２ｋｂｐｓ以上の場合は１０６ｋｂｐｓの場合に比べて小さいものとなる。これより、本手法では、以下に説明するように、磁界強度だけでなく伝送速度にも応じて、利得を決定する。すなわち、仮に磁界強度が同じとした場合でも、２１２ｋｂｐｓ以上の場合は１０６ｋｂｐｓの場合に比べて利得が大きくなるように利得を決定する。
【００６３】
検波出力信号は、バンドパスフィルタ１１の他に、磁界強度検出部１５にも入力される。磁界強度検出部１５では、受信磁界の包絡線検波出力である検波器出力のＤＣ成分を、信号受信時にサンプリングし、受信磁界強度として制御部１６に出力する。
【００６４】
バンドパスフィルタ１１の出力信号は、可変利得増幅器１２に入力される。可変利得増幅器１２の利得Ｇは制御部１６により設定される。制御部１６は、磁界強度検出部１５から入力された磁界強度と伝送速度に基づいて、可変利得増幅器１２からの出力振幅がほぼ一定になるように、利得Ｇの制御を行う。利得Ｇの決定には、例えば下式（（１）式）を用いる。
【００６５】
Ｇ ＝ Ａ・Ｒ／Ｈ ・・・（１）式
ここで、Ｇは設定する電圧利得、Ａは予め定められた定数、およびＨは磁界強度（Ａ／ｍ）である。Ｒは伝送速度より決まる値であり、例えば伝送速度１０６ｋｂｐｓ（変調度：１００％）を基準とするものとして例えばＲ＝‘１’とすると、２１２／４２４ｋｂｐｓの時は、変調度が８〜３０％であり、変調度が１００％の時に対して包絡線の振幅は約１５〜４５％となることから、例えばＲ＝‘３’とする。こうすることにより、変調度が８〜３０％の場合でも、後段の２値化回路１３で変換するのに十分な振幅精度が得られる。換言すれば、上記（１）式により利得を算出することで、変調度が小さい場合でも可変利得増幅器１２からの出力振幅が小さくなることがなく、変調度が１００％の場合と略同様に、十分な振幅が得られるようになる。
【００６６】
これによって、通信距離の最大化、つまり通信方式（この場合、特に変調度）に係らず安定的に通信できるエリアを拡大することができる。
尚、上記Ｒの値は、予め設計者等が決定して制御部１６内のメモリ等に設定しておくものである（各伝送速度に対応付けて登録しておく）。これより、制御部１６は、伝送速度に応じたＲの値を用いて、上記（１）式により利得Ｇを算出することになる。
【００６７】
可変利得増幅器１２の出力は、２値化回路１３によって、２値のデータに変換され、さらに復号器１４において、モードおよび伝送速度の設定に応じて、復号される。
次にパッシブモードの場合における、説明を行う。
【００６８】
パッシブモードにおいて、ターゲットが受信する場合は、イニシエータからターゲットへ通信を行う場合の変調方式は、アクティブモードの場合と同等であるので（変形ミラー符号で伝送速度が１０６ｋｂｐｓ、もしくはマンチェスタ符号化で伝送速度が２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓ）、上記アクティブモードと同様の制御を適用することが可能である。尚、自己がイニシエータではない状態でアンテナ１によって信号（磁界）受信した場合に、自己がターゲットであると判定する。
【００６９】
すなわち、パッシブモードで自己がターゲットとしてイニシエータからの信号を受信するときには、例えば伝送速度２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓではマンチェスタ符号を用いる通信方式が用いられるので、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には、図１０（ｂ）に示すように、すなわち上記図６（ｂ）に示すものと同様に、バンドパスフィルタ１１の通過域の上限周波数を２１２ｋＨｚ程度、下限周波数を１０６ｋＨｚ程度とする。４２４ｋｂｐｓの時も同様に、図１０（ｃ）に示すように、通過域の上限周波数を４２４ｋＨｚ程度、下限周波数を２１２ｋＨｚ程度とすればよい（図６（ｃ）と同様）。
【００７０】
伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合も、同様に考えてよい（図６（ａ）と同様）。
また、パッシブモードで自己がターゲットとして受信するときには、可変利得増幅器１２の利得の決定・設定処理も、上記アクティブモードの場合と同様に行う。すなわち、制御部１６は上記（１）式により磁界強度と伝送速度（変調度）に応じた利得Ｇを算出して可変利得増幅器１２に設定する。
【００７１】
また、特に、パッシブモードで伝送速度が２１２ｋｂｐｓおよび４２４ｋｂｐｓの場合は、ターゲットが受信する場合もイニシエータが受信する場合も、送信側による通信方式はアクティブモードの時と同様の変調方式／符号化（マンチェスタ符号化）であり、受信波形も同様になる（図５と同様）。したがって、アクティブモードの時と同様に、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の帯域を切り替えることにより、その出力のＳ／Ｎ比が最大化される。
【００７２】
上述したことから、自己がターゲットである場合には、モードに関係なく、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められると考えてよい。一方、自己がイニシエータである場合には、上記の通り、通信方式におけるモードおよび伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められるものであるが、これは特に伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合に、モードがパッシブモードであるかアクティブモードであるかによって、図６（ａ）と後述する図１０（ａ）に示すように通過帯域が異なるからである。よって、もし伝送速度１０６ｋｂｐｓの通信方式には対応しない装置であるならば、自己がイニシエータであるかターゲットであるかに関係なく、更にモードも関係なく、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められると考えてもよい。
【００７３】
尚、自己がターゲットの場合は、モードや伝送速度は通信方式検出部１７が検出し、制御部１６はこの検出結果に応じた上記の通りバンドパスフィルタ１１の通過帯域を設定する。自己がイニシエータの場合は、モードや伝送速度は事前に特定できているので、通信方式検出部１７を用いる必要性は特にないが、確認的な意味で、通信方式検出部１７による検出結果も用いても良い。
【００７４】
一方、パッシブモードにおいてイニシエータが受信する場合には、伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合は、受信磁界波形は例えば図９のようになる。この場合、受信磁界波形の包絡線の周波数帯域は、サブキャリアの周波数である８４７ｋＨｚを中心とした、マンチェスタ符号化による帯域制限による±１０６ｋＨｚの間に制限される。すなわち、図９に示す信号波形は、１０６ｋｂｐｓのマンチェスタ符号化された信号に対して８４７ｋＨｚを掛けた信号と見做せるので、抽出したい（バンドパスフィルタを通過させたい）周波数帯は、８４７ｋＨｚ±１０６ｋＨｚ程度となる。よって、この場合には、制御部１６は、図１０（ａ）に示すように、バンドパスフィルタ１１の通過帯域の上限周波数を９５３ｋＨｚ程度、下限周波数を７４１ｋＨｚ程度とする。
【００７５】
なお、パッシブモードにおいてイニシエータが受信する場合の伝送速度は、イニシエータが送信した時と同じ伝送速度を用いることになっている。これは、アクティブモードでも同様である。よって、この場合には、制御部１６は、通信方式検出部１７による検出を行う必要なく、モードや伝送速度を認識できており、これに応じて通過帯域や利得を決定することができる。
【００７６】
また、パッシブモードのイニシエータの受信時は、自身の発する磁界に対してターゲットが負荷変調を行ったものを受信することから、受信磁界強度と包絡線振幅は線形関係にはなく、また負荷変調の変調度は伝送速度に依存しないことから、増幅器１２の利得Ｇは固定にする。
【００７７】
尚、制御部１６は、例えばＣＰＵ／ＭＰＵ等であり、内蔵のメモリ内に記憶されているアプリケーションプログラムを実行することにより、上記通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域の決定処理や、上記可変利得増幅器１２の利得の算出処理を実行する。この処理の際に必要なデータも、当該メモリ内に予め記憶・登録されている。
【００７８】
この登録データとしては、例えば、図６、図１０等に示した、各モード・伝送速度毎に対応する通過帯域（通過域の下限周波数と上限周波数）のデータである。勿論、この各通過帯域に応じたスイッチＳ１，Ｓ２又はＳ３，Ｓ４の切り替え制御方法を示すデータ又はプログラムも、メモリに記憶されている。
【００７９】
また、上記登録データとしては、上記（１）式におけるＲの値も、各モード・伝送速度に対応付けて登録されている。上記説明の例では、アクティブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合にはＲ＝‘１’、アクティブモードで伝送速度２１２／４２４ｋｂｐｓの場合にはＲ＝‘３’が登録されていることになる。この様に、磁界強度だけでなくモード・伝送速度に応じた所定の値も用いて、上記（１）式により利得を算出することで、変調度が小さい場合でも可変利得増幅器１２からの出力振幅が十分な大きさとなるように、利得の制御を行うことができる。
【００８０】
上述したように、本例の受信回路によれば、モード（通信モード）および伝送速度に応じて通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域の決定・設定を行うことにより、受信機の設定が最適となり、復号器に入力される信号のＳ／Ｎ比がほぼ最大となる。これにより通信可能距離がほぼ最大となる近接通信装置が実現可能となる。さらには、受信した磁界強度と伝送速度に応じて、可変利得増幅器１２の利得を算出・設定することによって、変調度に係らず可変利得増幅器１２からの出力振幅がほぼ一定になるように、利得の制御を行うことができる。これも、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することに貢献できる。
【００８１】
尚、上記「モード（通信モード）および伝送速度に応じて」の通信モードは、上記のようにアクティブモード、パッシブモードの何れかであると考えてよいが、これに限らず、例えば、アクティブモードでターゲット受信、アクティブモードでイニシエータ受信、パッシブモードでターゲット受信、パッシブモードでイニシエータ受信の何れかであると考えても良い。
【００８２】
図１１に、上記通信方式検出部１７の構成例を示す。
上述したように、パッシブモードにおいては、本例の非接触型通信装置（ＩＣカード・リーダ・ライタ装置等）がイニシエータとして通信方式を決めてポーリングを行ってＩＣカードからの返信を待つことになるので、通信方式を特定して（自己が決めた通信方式で）待ち受けることができる。これは、他の非接触型通信装置等と通信を行うモードであるアクティブモード（双方向通信）においても、自己がイニシエータである場合には同様である。よって、自己がターゲットとなる場合に、通信方式検出部１７によって通信方式を検出する必要がある。
【００８３】
そして、上記の通り、自己がターゲットの場合、伝送速度が分かれば、通過帯域も利得も決定することができる。よって、ここでは、通信方式検出部１７による検出結果は、例えば、「４２４kbps」、「２１２kbps」、「１０６kbps」の何れかであるものとする。つまり、ここでは、通信方式検出部１７は受信信号に係る通信方式における伝送速度を判別するものと考えてよい。
【００８４】
図１１に示す例では、通信方式検出部１７は、データ変化点検出部２１、基準時間生成タイマー部２２、変化点検出カウンタ部２３、通信方式判定部２４を有する。通信方式判定部２４による判定結果が、上記通信方式検出部１７による検出結果であり、制御部１６へと出力される。
【００８５】
２値化回路１３の出力（受信信号の復調データ）は、データ変化点検出部２１に入力される。データ変化点検出部２１は、この復調データのレベル変化点を検出して、この検出信号を基準時間生成タイマー部２２と変化点検出カウンタ部２３へ出力する。変化点検出カウンタ部２３は、レベル変化点の検出回数をカウントする。基準時間生成タイマー部２２は最初のレベル変化点検出時点から所定時間の計測を行う。通信方式判定部２４は、この所定時間内のレベル変化点検出回数に応じて、通信方式（伝送速度）を判定して、判定結果を制御部１６へと出力する。
【００８６】
図１２（ａ）〜（ｃ）に、通信方式検出部１７の動作タイミングチャートを示す。本例では、前述の双方向通信106kbps，212kbps，424kbps受信時の動作タイミングチャートを、それぞれ図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）に示す。
【００８７】
データ変化点検出部２１は、入力された復調データを基準クロック（例えば、1.695MHz）でサンプリングし、レベル変化点（復調データの立上り又は立下り）を検出して、この検出信号を基準時間生成タイマー部２２と変化点検出カウンタ部２３へ出力する。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「データ変化点」がこの検出信号の一例であり、図示の通り、復調データの立上り又は立下りがある毎に１パルス‘１’出力される。
【００８８】
基準時間生成タイマー部２２は、データ変化点検出部２１からの検出信号に基づき、受信開始タイミングを決定し、そこから基準クロックで動作するタイマーを起動して、所定時間の計測を行なう。図１２（ａ）〜（ｃ）の例では図示の通り、データ変化点の先頭（最初の検出信号を受信した時点）を受信開始タイミングとし、所定時間＝9.43μs（1.695MHz基準クロックで16カウント，106kbpsの1bit時間に相当）の時間計測を行う。尚、図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「受信開始タイミング」信号は、基準時間生成タイマー部２２が受信開始タイミングに上記変化点検出カウンタ部２３へ出力する。
【００８９】
変化点検出カウンタ部２３は、上記「受信開始タイミング」信号がＯＮ（‘１’）になった時点からレベル変化回数のカウントを開始する。すなわち、この開始時点から上記データ変化点検出部２１からの検出信号１パルスがある毎に、＋１カウントアップする。カウンタの初期値は例えば‘０’である。このカウンタ値は、次段の通信方式判定部２４へ出力される。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「データ変化点カウンタ」の数値が、このカウンタ値の一例である。
【００９０】
通信方式判定部２４では、所定期間内の復調データのレベル変化回数の結果から、受信信号の通信方式（伝送速度）を判定する。例えば、基準時間生成タイマー部２２が上記所定の時間経過することでタイマアップすると、このタイマアップ信号を通信方式判定部２４へ出力するものとした場合、通信方式判定部２４は、このタイマアップ信号受信時の上記カウンタ値を、上記「所定期間内の復調データのレベル変化回数の結果」（以下、単に、レベル変化回数という）として、この“レベル変化回数”と後述する通信方式判定テーブル（図１３に一例を示す）とによって、受信信号の通信方式を判定する。
【００９１】
ここで、図１２（ａ）〜（ｃ）では、上記タイマアップ時を黒逆三角（▼）のマークで示してある。図示の通り、図１２（ａ）に示す伝送速度（転送レート）が４２４(kbps)の通信方式の場合には、タイマアップ時のカウンタ値は‘８’であるので、上記レベル変化回数は‘８’となる。同様に、図１２（ｂ）に示す転送レートが２１２(kbps)の通信方式の場合にはレベル変化回数は‘４’であり、図１２（ｃ）に示す転送レートが１０６(kbps)の通信方式の場合にはレベル変化回数は‘２’となっている。
【００９２】
この様に、各通信方式によって所定期間内の復調データのレベル変化回数が異なることから、これに応じて予め後述する通信方式判定テーブルに判定条件と判定結果を登録しておけば、上記レベル変化回数を用いてこのテーブルを参照することで、受信信号の通信方式（伝送速度）を判定することができる。
【００９３】
尚、上記の通りここでは、通信方式判定部２４による通信方式の判定結果は、「４２４kbps」、「２１２kbps」、「１０６kbps」の何れかとなる。
図１３は、通信方式判定部２４における判定条件を示す図である。すなわち、通信方式判定テーブル３０の一例を示す図である。
【００９４】
図示の通信方式判定テーブル３０には、判定条件である各データ変化点カウンタ値３１に対応付けて、判定結果３２が登録されている。図示の例では、判定条件が、判定条件１、判定条件２の２つあるが、これらを両方用いるのではなく、どちらか一方を用いる。
【００９５】
判定条件１は、レベル変化点回数の条件を固定値で設定した場合である。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す例では、上記の通りレベル変化回数がそれぞれ‘８’、‘４’、‘２’であるので、これに応じて判定条件１は‘８’、‘４’、‘２’となっている。当然、例えば判定条件１が‘８’の場合には、判定結果３２は「４２４(kbps)」となっている。よって、上記レベル変化回数＝‘８’の場合には、このテーブル３０を参照することで、判定結果は「４２４(kbps)」となり、受信信号の通信方式を正しく判定することができる。
【００９６】
但し、必ずしも常に図１２（ａ）〜（ｃ）に示す例の通りになるとは限らず、多少の変動が生じたりノイズ等の影響を受ける可能性がある。例えば、「４２４(kbps)」の場合にレベル変化回数が‘７’等となる可能性もある。図１３に示す判定条件２は、この様なことも考慮した判定条件である。
【００９７】
すなわち、判定条件２は、レベル変化点回数の判定条件で上限値・下限値を任意に設定可能とした構成の場合の設定例である。換言すれば、多少の変動が生じたりノイズ等の影響を受ける可能性を考慮して、判定条件にある程度の幅（マージン）を持たせるようにしたものである。図示の通り、例えば、「２１２(kbps)」に対しては、判定条件２は‘３〜５’となっている。
【００９８】
以上説明したように、通信方式検出部１７は、例えば図１１に示す構成によれば、所定期間内の復調データのレベル変化回数と予め登録される通信方式判定テーブル３０とに基づいて、自装置が「ターゲット」である場合でも、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際に、その通信方式を判別することができる。よって、ＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことが可能となる。
【００９９】
また、上記参考文献記載の従来手法では、復調信号にノイズなどの影響で正規の信号とは異なるパルス幅になった場合、誤受信・誤検出する可能性があるが、上述した本手法によれば、データ変化点の検出回数に基づいて通信方式を判別するので、ノイズ等の影響により多少検出回数が変わっても、判定条件にある程度のマージンを加えておけば、誤受信・誤検出を低減することが可能となる。
【０１００】
尚、通信方式判定部２４による上記判定動作は、例えばマイクロプロセッサ等が、メモリ等に予め記憶されている所定のアプリケーションプログラムを実行することにより（その際、上記通信方式等判定テーブル３０を参照することで）実現してもよいし、専用のハードウェア回路を構成することにより実現してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本例の非接触型通信装置の受信回路の構成図である。
【図２】変形ミラー符号化について説明する為の図である。
【図３】マンチェスタ符号化について説明する為の図である。
【図４】アクティブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合の受信磁界波形例である。
【図５】アクティブモードで伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合の受信磁界波形例である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は各伝送速度に応じたバンドパスフィルタの特性例（アクティブモード）である。
【図７】通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタの構成例（その１）である。
【図８】通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタの構成例（その２）である。
【図９】パッシブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合のイニシエータの受信磁界波形例である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は各伝送速度に応じたバンドパスフィルタの特性例（パッシブモード）である。
【図１１】通信方式検出部の構成例である。
【図１２】通信方式検出部の動作タイミングチャート図である。
【図１３】通信方式判定テーブルの一例である。
【符号の説明】
【０１０２】
１０ 非接触型通信装置の受信回路
１１ 通過帯域可変のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２ 可変利得増幅器
１３ ２値化回路
１４ 復号器
１５ 磁界強度検出部
１６ 制御部
１７ 通信方式検出部
２１ データ変化点検出部
２２ 基準時間生成タイマー部
２３ 変化点検出カウンタ部
２４ 通信方式判定部
３０ 通信方式判定テーブル
３１ データ変化点カウンタ値（判定条件）
３２ 判定結果
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に非接触ＩＣカード通信技術の拡張としてのＮＦＣ（近接通信）技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子マネーや電子乗車券などの分野において、非接触ＩＣカードの普及が進んでいる。非接触ＩＣカード通信技術の拡張として、近接通信（Ｎｅａｒ Ｆｉｅｌｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、以下ＮＦＣ）技術がＩＳＯ／ＩＥＣ １８０９２（ＮＦＣＩＰ−１）やＩＳＯ／ＩＥＣ ２１４８１（ＮＦＣＩＰ−２）として標準化され、携帯電話などへの適用が始まっている。
【０００３】
ＮＦＣの通信モードには、パッシブモードとアクティブモードの２種類があり、いずれかのモードを選択して通信を行う。パッシブモードは、既存の非接触ＩＣカードとの後方互換性を担保するための通信モードであり、通信を開始する側（イニシエータ）が伝送する情報で変調をかけた磁界を発生し、相手側（ターゲット）は、通信を開始した側が発生する無変調の磁界に対して、負荷変調を行うことにより応答を返すモードである。
【０００４】
一方、アクティブモードは、イニシエータとターゲットが相互に伝送する情報により変調をかけた磁界を発生させる（情報伝送後、磁界の発生を止める）ことにより通信を行うモードである。アクティブモードとパッシブモードのどちらを使用するかは、イニシエータが選択することになっている。
【０００５】
通信速度（伝送速度；転送レート）については、１０６ｋｂｐｓ、２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ等の複数の伝送速度が規定されている。パッシブモードにおけるイニシエータからターゲットへの通信およびアクティブモードにおいては、１０６ｋｂｐｓで通信を行うときには、変調度１００％のＡＳＫ変調で、符号は変形ミラー符号を用い、それ以上の伝送速度（２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ等）の時には、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調とし、符号はマンチェスタ符号を用いることになっている。
【０００６】
一方、パッシブモードにおける、ターゲットからイニシエータへの通信には負荷変調が用いられるが、１０６ｋｂｐｓの時は、マンチェスタ符号化された符号によりＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された８４７ｋＨｚ（１３．５６ＭＨｚ／１６）のサブキャリアによる負荷変調を用い、２１２ｋｂｐｓ／４２４ｋｂｐｓの時には、サブキャリアを用いない、マンチェスタ符号化された符号による負荷変調を用いることになっている。
【０００７】
上述したように、ＮＦＣでは複数種類の通信方式（上記伝送速度、変調方式、符号化方式、変調度、通信モード（アクティブ／パッシブ）等より成る）が規定されている。
通信時は、通信を行う両方の端末が、自身の対応可能である通信方式（伝送速度、変調方式、モード）についての情報を交換し、その中から選択するような手順が定められている（ＩＳＯ／ＩＥＣ１８０９２、もしくは、特に通信を行う端末のいずれかがＮＦＣＩＰ−１を越える通信能力を持つような場合については、特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２００６−２１１５１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＩＳＯ／ＩＥＣ １８０９２においては、磁界強度の最大値および最小値については規定しているものの、通信距離に関しては規定していない。またＮＦＣが適用される対象を考慮すると、アンテナの形状やサイズは多種多様である。
【０００９】
これにより、ＮＦＣ機能を搭載した端末によって通信可能距離が異なることが発生する。このとき、通信は双方向で行うことから、その成否は通信距離が短い方の端末によって制約されることになるので、もう一方の端末から見ると、通信範囲内に存在するのに通信できないような状況が発生する、と言う問題があった。また、採用した通信方式（伝送速度、変調方式、モード等）によっても、通信可能な距離が異なる可能性があり、通信方式に関わる情報をやり取りしている間は互いに通信可能であったのに、特定の通信方式を選択した瞬間に、通信が出来なくなってしまう、と言う問題が発生する懸念があった。
【００１０】
本発明の課題は、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置に係り、通信方式に応じてバンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することにより、更に変調度も考慮した利得決定を行うことにより、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することができる、非接触型通信装置、その受信回路等を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の非接触型通信装置における受信回路は、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定する。
【００１２】
上記構成の非接触型通信装置における受信回路では、受信信号に係る通信方式に応じて、バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定する。これは、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を略最大化するための通過帯域を決定・設定するものである。
【００１３】
また、例えば、前記増幅器は可変利得増幅器であり、前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部を更に有し、前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定する。
【００１４】
例えば、アクティブモードにおける各種通信方式では、伝送速度１０６ｋｂｐｓでは変調度が１００％、２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓの場合は変調度が８〜３０％となっている。これより、単に磁界強度に応じるだけでなく、伝送速度（それによる変調度）にも応じて、可変利得増幅器の利得を算出して設定することで、適切な利得を設定することができ、安定的に通信できるエリアを拡大することに貢献できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の非接触型通信装置、その受信回路等によれば、近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置に係り、通信方式に応じてバンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することにより、更に変調度も考慮した利得決定を行うことにより、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本例の非接触型通信装置の受信回路の構成図を示す。
図示の本例の非接触型通信装置（上記ＮＦＣによる近接通信を行う装置）の受信回路１０は、通過帯域可変のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１、可変利得増幅器１２、２値化回路１３、復号器１４、磁界強度検出部１５、制御部１６、及び通信方式検出部１７から構成される。
【００１７】
尚、上記非接触型通信装置は、例えば非接触型ＩＣカード・リーダ／ライタや非接触型ＩＣカード機能搭載携帯電話等であるが、この例に限らない。また、上記非接触型通信装置は、上述したＮＦＣによる複数種類の通信方式（符号化方式や伝送速度（転送レート）、変調度等が異なる複数の通信方式）に対応可能である。また、上記非接触型通信装置は、アクティブモードとパッシブモードの両方の通信モードに対応可能であってもよい。更に、上記非接触型通信装置は、アクティブモードとパッシブモードのそれぞれに通信モードにおける複数種類の通信方式に対応可能であってもよい。
【００１８】
通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１には、アンテナ１により受信した磁界が検波器２により振幅復調された信号が入力される。通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域は、制御部１６によって設定・変更される。
【００１９】
バンドパスフィルタ１１の出力は、可変利得増幅器１２に入力して増幅された後、２値化回路１３によって２値化される。２値化回路１３の出力は、復号器１４及び通信方式検出部１７に入力される。
【００２０】
可変利得増幅器１２の利得は、制御部１６によって設定・変更される。
復号器１４は、制御部１６から設定される通信モード（以下、単に、モードという）および伝送速度に応じて、復号を行う。
【００２１】
磁界強度検出部１５は、アンテナ１により受信した磁界の磁界強度を、検波器２の出力の直流成分を観測することにより検出し、制御部１６へ出力する。
制御部１６は、上記アンテナ１により受信した信号に係る通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。つまり、送信側は何等かの通信方式により非接触で（磁界により）信号送信してくるので、この送信側が用いる通信方式に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を決定・設定する。
【００２２】
これは、後述するように、特に各通信方式におけるモードおよび伝送速度に応じて（更に場合によっては自己がイニシエータであるかターゲットであるかによって）、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められているものである。これは、後述するように、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大化するための通過帯域が決定されているものである。
【００２３】
例えばモードがアクティブモードの場合、伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ａ）に示す通過帯域、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ｂ）に示す通過帯域、伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には後述する図６（ｃ）に示す通過帯域が決められることになる（尚、アクティブモードの場合、自己がイニシエータであるかターゲットであるかは関係ない）。
【００２４】
また、例えば、モードがパッシブモードで自己がイニシエータである場合には、伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ａ）に示す通過帯域、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ｂ）に示す通過帯域、伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には後述する図１０（ｃ）に示す通過帯域が決められることになる。
【００２５】
尚、通過帯域の決定には後述するように符号化方式も関係するが、上記ＮＦＣの通信では、モード及び伝送速度（場合によっては、イニシエータ／ターゲット）に応じて、符号化方式も決まることになる。
【００２６】
予め、各通信方式（特にそのモードおよび伝送速度）に応じた信号の電力スペクトル密度から、バンドパスフィルタ出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大化するための通過帯域が決定されて、各通信方式に対応付けて登録されている。これは制御部１６内のメモリ等に記憶されるものである。これより制御部１６は、上記送信側が用いる通信方式に応じた通過帯域を登録データから取得して、これに応じてバンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する（例えば後述するスイッチを切り替え制御することにより通過帯域を設定する）ことが可能となっている。
【００２７】
上記「各通信方式に対応付けて登録」は、例えば、モードおよび伝送速度に対応付けて通過帯域を登録するものであってもよい。あるいは、自己がターゲットである場合に関しては、伝送速度のみに対応付けて登録するものであってもよい。
【００２８】
自己がイニシエータである場合には、自己で通信方式を決めてポーリング等を行っているので、このポーリングに対する返信の通信方式は分かっていることになる。一方、自己がターゲットである場合には、通信方式検出部１７によって送信側が用いる通信方式を判別する必要がある。
【００２９】
通信方式検出部１７は、例えば参考文献（特開２００２−３４２７２５号公報）に記載の従来手法によって、通信方式を検出する。すなわち、２値化回路１３によって２値化された信号の立ち上がりと立下りを検出して、その間の時間（時間幅）を計測し、この計測結果から変調方式を判別することができる。但し、この例に限らないものであり、何等かの方法で送信側が用いる通信方式を検出するものである。
【００３０】
また、制御部１６は、復号器１４のモードおよび伝送速度を設定する。
また、制御部１６は、磁界強度検出部１５にて検出された磁界強度と、上記伝送速度とに基づいて、可変利得増幅器１２の利得を算出して設定する。本手法では、詳しくは後述するように、磁界強度だけでなく、伝送速度に応じた（変調度に応じた）所定の値を用いて、利得を算出する。
【００３１】
アンテナ１より受信される磁界は、振幅変調されている。このとき、変調信号はモードおよび伝送速度に応じて異なる。イニシエータは、自身がアクティブモードで通信するか、パッシブモードで通信するか、について上位アプリケーションより指示される。一方、ターゲットは、イニシエータが発生させている磁界が存在する時はパッシブモードで、磁界が存在しないときは（上述した、イニシエータが情報伝送後に磁界の発生を止めた場合）アクティブモードで通信する。
【００３２】
以降、アクティブモードの場合とパッシブモードの場合に分けて説明を行う。
尚、以下の説明では、アクティブモードにおける複数種類の通信方式は、特に以下の３種類の通信方式であるものとして説明するが、この例に限るものではない。
・通信方式Ａ；伝送速度１０６ｋｂｐｓ、変調度１００％のＡＳＫ変調、変形ミラー符号化方式。
・通信方式Ｂ；伝送速度２１２ｋｂｐｓ、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調、マンチェスタ符号化。
・通信方式Ｃ；伝送速度４２４ｋｂｐｓ、変調度８〜３０％のＡＳＫ変調、マンチェスタ符号化。
【００３３】
アクティブモードの場合、伝送速度が１０６ｋｂｐｓの時は変形ミラー符号化（図２）、２１２ｋｂｐｓ以上（ここでは、２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓとするが、この例に限らない）の時はマンチェスタ符号化された信号である（図３）。
【００３４】
図２に示すように、変形ミラー符号の場合、概ね１ビット時間の１／４の長さのパルスが、データの“１”の時には１ビットの後半に発生し、データの“０”の時は無変調状態となる。ただし、“０”が２ビット以上連続する場合は、２ビット目以降のビットの最初に上記１ビット時間の１／４の長さのパルスを発生させる。
【００３５】
アクティブモードで伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合、受信磁界波形は例えば図４に示すような波形となる。
変形ミラー符号の電力スペクトル密度の周波数特性は、概ねパルス幅（時間）の２倍の逆数である周波数と、伝送速度の半分の周波数との間に制限される。パルス幅は上記の通り１ビット時間の１／４の長さであり、その２倍は１ビット時間の半分となるので、その逆数となる周波数である。伝送速度は１０６ｋｂｐｓであるので、その１ビット長は９．４３μｓであるので、その半分の時間（４．７１５μｓ）を周期とする周波数は、約２１２ｋＨｚとなる。一方、伝送速度１０６ｋｂｐｓの半分の周波数は５３ｋＨｚである。
【００３６】
よって、この場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ５３ｋＨｚ〜２１２ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。尚、これは、復号器１４に入力される信号のＳ／Ｎ比が最大になることを意味することになる。
【００３７】
一方、図３に示すように、マンチェスタ符号の場合は、１ビットの中間において、必ずＨｉ→Ｌｏ（‘０’）もしくはＬｏ→Ｈｉ（‘１’）の遷移が発生するような符号化である。アクティブモードで伝送速度が２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓの場合、受信磁界波形は例えば図５に示すような波形となる。ここでは、特に２１２ｋｂｐｓの場合を示すが、波形自体は４２４ｋｂｐｓの場合も同様である（当然、１ｂｉｔ長は異なるが）。
【００３８】
マンチェスタ符号の場合、その電力スペクトル密度の周波数特性は、伝送速度から決まる周波数とその半分の周波数の間に制限される。
すなわち、この場合には基本的に、後述する図５に示す波形における図示のＡの周波数成分と図示のＢの周波数成分を抽出できればよい。図示のＢの周波数成分が上記伝送速度から決まる周波数である。ここで、図上縦の点線で区切られる各区間が上記伝送速度による１ｂｉｔ長を意味し、図５は伝送速度２１２ｋｂｐｓの例なので１ｂｉｔ長＝４．７１５μｓとなる。図示の通り、Ｂの周波数成分はこの１ｂｉｔ長を周期とするものなので、２１２ｋＨｚとなる。また、図示のＡの周波数成分は、図示の通りこの１ｂｉｔ長の２倍を周期とするものなので、１０６ｋＨｚとなる（つまり、２１２ｋＨｚの半分の周波数）。
【００３９】
よって、この場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ１０６ｋＨｚ〜２１２ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。
【００４０】
同様にして、アクティブモードで伝送速度４２４ｋｂｐｓの場合には、バンドパスフィルタ１１の通過帯域をほぼ２１２ｋＨｚ〜４２４ｋＨｚ程度とすることで、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができることになる。
【００４１】
アンテナ１にて受信された磁界は、検波器２に入力される。検波器２は、受信磁界信号の包絡線を出力する。検波出力信号の電力スペクトル密度の周波数特性は、モードおよび伝送速度に応じて、上述の各符号の電力スペクトル密度と同等になる。
【００４２】
検波出力信号は、通過帯域が可変であるバンドパスフィルタ１１に入力される。制御部１６は、通信相手（送信側）が用いる通信方式（特にモードや伝送速度）に応じて、バンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）がほぼ最大になるように、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する。例えば、アクティブモードの１０６ｋｂｐｓの時は、変形ミラー符号を用いているので、上記のとおりその周波数はパルス幅（時間）の倍の周波数である２１２ｋＨｚと、伝送速度の半分の周波数である５３ｋＨｚの間に制限されるので、バンドパスフィルタ１１の通過帯域の上限周波数を２１２ｋＨｚ程度、下限周波数を５３ｋＨｚ程度とする（図６（ａ））。
【００４３】
尚、実際には、通過帯域内に５３ｋＨｚと２１２ｋＨｚとが確実に含まれるように、上限周波数は２１２ｋＨｚより多少大きく、下限周波数は５３ｋＨｚより多少小さくなるように設定する。これは、他の伝送速度の場合にも同様である。
【００４４】
同様にして、アクティブモードの２１２ｋｂｐｓの時は、マンチェスタ符号を用いているので、制御部１６は、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を、その上限周波数が２１２ｋＨｚ程度、下限周波数が１０６ｋＨｚ程度となるように制御する（図６（ｂ））。アクティブモードの４２４ｋｂｐｓの時も同様に、制御部１６は、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を、その上限周波数が４２４ｋＨｚ程度、下限周波数が２１２ｋＨｚ程度となるように制御すればよい（図６（ｃ））。
【００４５】
上述したように、通信相手による通信方式におけるモードがアクティブモードである場合、制御部１６は、自己がイニシエータであるかターゲットであるかは関係なく、当該通信方式における伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域を制御する。
【００４６】
但し、自己がイニシエータである場合には通信相手は自己（イニシエータ）が決定した通信方式により通信を行うが、自己がターゲットである場合には、通信相手による通信方式（特に伝送速度）を上記通信方式検出部１７により検出する必要がある。
【００４７】
図７、図８に、通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタ１１の例（その１）、（その２）を示す。図示の例では、１次のアクティブバンドパスフィルタとなっている。
尚、図７、図８に示す構成は、基本的にはオペアンプを用いた一般的なバンドパスフィルタの構成であり、これについては特に説明せず、通過帯域を可変とするための構成についてのみ説明するものとする。
【００４８】
図７においては、通過域の下限周波数はコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１から求まる時定数により決定され、通過域の上限周波数はコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２から求まる時定数により決定される。そして、抵抗Ｒ１は複数の異なる抵抗値の抵抗からスイッチＳ１により選択するものである。同様に、抵抗Ｒ２も複数の異なる抵抗値の抵抗からスイッチＳ２により選択するものである。
【００４９】
図８においても、図７と同様に、通過域の下限周波数はコンデンサＣ３および抵抗Ｒ３から求まる時定数により決定され、通過域の上限周波数はコンデンサＣ４および抵抗Ｒ４から求まる時定数により決定される。そして、コンデンサＣ３は複数の異なる容量のコンデンサからスイッチＳ３により選択するものである。同様に、コンデンサＣ４も複数の異なる容量のコンデンサからスイッチＳ４により選択するものである。
【００５０】
バンドパスフィルタ１１が図７に示す構成の場合、制御部１６は、スイッチＳ１、Ｓ２を切り換え制御して、上記異なる抵抗値の複数の抵抗のなかから任意の抵抗を上記抵抗Ｒ１，Ｒ２として選択することにより、通過域を制御する。
【００５１】
バンドパスフィルタ１１が図８に示す構成の場合、制御部１６は、スイッチＳ３，Ｓ４を切り換え制御して、異なる容量の複数のコンデンサのなかから任意のコンデンサを上記コンデンサＣ３，Ｃ４として選択することにより、通過域を制御する。
【００５２】
なお、図７において、上記複数の抵抗を用意する代わりに例えばＰＩＮダイオードのような可変抵抗素子を用いてもよい。図８においても同様に、上記複数のコンデンサを用意する代わりに、バラクタダイオードのような可変容量素子も用いてもよい。当然、この場合には、制御部１６は、上記スイッチの切り替え制御に代えて、可変抵抗素子の抵抗値や可変容量素子の容量を変更する制御を行うことになる。
【００５３】
図７には、図中に示す通り、上記コンデンサＣ１、Ｃ２の容量、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２として選択される複数の抵抗の抵抗値の具体例を示してある。図８においても同様に、図中に図示の通り、上記コンデンサＣ３、Ｃ４として選択される複数のコンデンサの容量、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値の具体例を示してある。勿論、これは単なる一例を示しているものであり、この例に限るものではない。
【００５４】
図７に示す例では、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量はそれぞれ１０００ｐＦ、１００ｐＦである。抵抗Ｒ１として選択される４つの抵抗の抵抗値は、それぞれ、４．７ｋΩ、２．７ｋΩ、１．２ｋΩ、３３０ｋΩである。尚、抵抗値を４種類用意しているのは、図６（ａ）〜（ｃ）に示す３種類の下限周波数（５３ｋHz、１０６ｋHz、２１２ｋHz）だけではなく、後述する図１０（ａ）に示すパッシブモード時の下限周波数（７４１ｋHz）にも対応する為である。
【００５５】
また、抵抗Ｒ２として選択される３つの抵抗の抵抗値は、それぞれ、５．６ｋΩ、２．７ｋΩ、１．２ｋΩである。この場合も、上記と同様、抵抗値を３種類用意しているのは、図６（ａ）〜（ｃ）に示す２種類の上限周波数（２１２ｋHz、４２４ｋHz）だけでなく、後述する図１０（ａ）に示すパッシブモード時の下限周波数（９５３ｋHz）にも対応する為である。
【００５６】
また、図８に示す例では、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値はそれぞれ１．５ｋΩ、１５ｋΩである。そして、上記コンデンサＣ３として選択される複数のコンデンサの容量は、図示の通り、３３００ｐＦ、１５００ｐＦ、８２０ｐＦ、２２０ｐＦである。４種類ある理由は、上記抵抗Ｒ１が４種類ある理由と同じである。また、上記コンデンサＣ４として選択される複数のコンデンサの容量は、図示の通り、２７ｐＦ、１５ｐＦ、７ｐＦである。３種類ある理由は、上記抵抗Ｒ２が３種類ある理由と同じである。
【００５７】
尚、上記図７、図８に示す抵抗値Ｒ１，Ｒ２やコンデンサ容量Ｃ３，Ｃ４の具体的な数値例は、例えば、図６、図１０に示す各下限周波数、上限周波数が、通過周波数帯内に入るようにして、且つＥ１２系列（もしくは素子として標準的な値→７ｐＦのみ）にて実現できるような数値を用いている。
【００５８】
また、尚、図７の回路構成とした場合、抵抗値Ｒ１，Ｒ２の変更により、１次のアクティブバンドパスフィルタとなっているバンドパスフィルタ１１の通過帯域内の増加率（Ｒ２／Ｒ１）も変化してしまう為、後段の可変利得増幅器１２で補正する必要がある。具体的には、制御部１６が、後述する（１）式の代わりに、以下の式により利得Ｇを算出して、これを可変利得増幅器１２に設定する。
【００５９】
Ｇ ＝ Ａ・Ｒ／Ｈ・Ｒ１／Ｒ２
図８の回路構成の場合には、上記問題は発生しないので、後述する（１）式をそのまま用いればよい。
【００６０】
以上説明したように、制御部１６は、そのときの送信側による通信方式（特にモードおよび伝送速度）に応じた信号の電力スペクトル密度に対応する通過帯域を設定することができ、これによってバンドパスフィルタ１１の出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）をほぼ最大化することができる。
【００６１】
次に、以下、可変利得増幅器１２の利得を決定する処理について説明する。
ここで、振幅変調の変調度は、１０６ｋｂｐｓの時は１００％、２１２ｋｂｐｓ以上の時は８〜３０％程度となっている。したがって、受信される磁界の波形は、それぞれ、１０６ｋｂｐｓの場合は図４、２１２ｋｂｐｓ以上（ここでは２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓとするが、この例に限らない）の場合は図５のようになる。
【００６２】
図４、図５より明らかなように、バンドパスフィルタ１１による出力信号の振幅は、２１２ｋｂｐｓ以上の場合は１０６ｋｂｐｓの場合に比べて小さいものとなる。これより、本手法では、以下に説明するように、磁界強度だけでなく伝送速度にも応じて、利得を決定する。すなわち、仮に磁界強度が同じとした場合でも、２１２ｋｂｐｓ以上の場合は１０６ｋｂｐｓの場合に比べて利得が大きくなるように利得を決定する。
【００６３】
検波出力信号は、バンドパスフィルタ１１の他に、磁界強度検出部１５にも入力される。磁界強度検出部１５では、受信磁界の包絡線検波出力である検波器出力のＤＣ成分を、信号受信時にサンプリングし、受信磁界強度として制御部１６に出力する。
【００６４】
バンドパスフィルタ１１の出力信号は、可変利得増幅器１２に入力される。可変利得増幅器１２の利得Ｇは制御部１６により設定される。制御部１６は、磁界強度検出部１５から入力された磁界強度と伝送速度に基づいて、可変利得増幅器１２からの出力振幅がほぼ一定になるように、利得Ｇの制御を行う。利得Ｇの決定には、例えば下式（（１）式）を用いる。
【００６５】
Ｇ ＝ Ａ・Ｒ／Ｈ ・・・（１）式
ここで、Ｇは設定する電圧利得、Ａは予め定められた定数、およびＨは磁界強度（Ａ／ｍ）である。Ｒは伝送速度より決まる値であり、例えば伝送速度１０６ｋｂｐｓ（変調度：１００％）を基準とするものとして例えばＲ＝‘１’とすると、２１２／４２４ｋｂｐｓの時は、変調度が８〜３０％であり、変調度が１００％の時に対して包絡線の振幅は約１５〜４５％となることから、例えばＲ＝‘３’とする。こうすることにより、変調度が８〜３０％の場合でも、後段の２値化回路１３で変換するのに十分な振幅精度が得られる。換言すれば、上記（１）式により利得を算出することで、変調度が小さい場合でも可変利得増幅器１２からの出力振幅が小さくなることがなく、変調度が１００％の場合と略同様に、十分な振幅が得られるようになる。
【００６６】
これによって、通信距離の最大化、つまり通信方式（この場合、特に変調度）に係らず安定的に通信できるエリアを拡大することができる。
尚、上記Ｒの値は、予め設計者等が決定して制御部１６内のメモリ等に設定しておくものである（各伝送速度に対応付けて登録しておく）。これより、制御部１６は、伝送速度に応じたＲの値を用いて、上記（１）式により利得Ｇを算出することになる。
【００６７】
可変利得増幅器１２の出力は、２値化回路１３によって、２値のデータに変換され、さらに復号器１４において、モードおよび伝送速度の設定に応じて、復号される。
次にパッシブモードの場合における、説明を行う。
【００６８】
パッシブモードにおいて、ターゲットが受信する場合は、イニシエータからターゲットへ通信を行う場合の変調方式は、アクティブモードの場合と同等であるので（変形ミラー符号で伝送速度が１０６ｋｂｐｓ、もしくはマンチェスタ符号化で伝送速度が２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓ）、上記アクティブモードと同様の制御を適用することが可能である。尚、自己がイニシエータではない状態でアンテナ１によって信号（磁界）受信した場合に、自己がターゲットであると判定する。
【００６９】
すなわち、パッシブモードで自己がターゲットとしてイニシエータからの信号を受信するときには、例えば伝送速度２１２ｋｂｐｓや４２４ｋｂｐｓではマンチェスタ符号を用いる通信方式が用いられるので、伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合には、図１０（ｂ）に示すように、すなわち上記図６（ｂ）に示すものと同様に、バンドパスフィルタ１１の通過域の上限周波数を２１２ｋＨｚ程度、下限周波数を１０６ｋＨｚ程度とする。４２４ｋｂｐｓの時も同様に、図１０（ｃ）に示すように、通過域の上限周波数を４２４ｋＨｚ程度、下限周波数を２１２ｋＨｚ程度とすればよい（図６（ｃ）と同様）。
【００７０】
伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合も、同様に考えてよい（図６（ａ）と同様）。
また、パッシブモードで自己がターゲットとして受信するときには、可変利得増幅器１２の利得の決定・設定処理も、上記アクティブモードの場合と同様に行う。すなわち、制御部１６は上記（１）式により磁界強度と伝送速度（変調度）に応じた利得Ｇを算出して可変利得増幅器１２に設定する。
【００７１】
また、特に、パッシブモードで伝送速度が２１２ｋｂｐｓおよび４２４ｋｂｐｓの場合は、ターゲットが受信する場合もイニシエータが受信する場合も、送信側による通信方式はアクティブモードの時と同様の変調方式／符号化（マンチェスタ符号化）であり、受信波形も同様になる（図５と同様）。したがって、アクティブモードの時と同様に、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の帯域を切り替えることにより、その出力のＳ／Ｎ比が最大化される。
【００７２】
上述したことから、自己がターゲットである場合には、モードに関係なく、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められると考えてよい。一方、自己がイニシエータである場合には、上記の通り、通信方式におけるモードおよび伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められるものであるが、これは特に伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合に、モードがパッシブモードであるかアクティブモードであるかによって、図６（ａ）と後述する図１０（ａ）に示すように通過帯域が異なるからである。よって、もし伝送速度１０６ｋｂｐｓの通信方式には対応しない装置であるならば、自己がイニシエータであるかターゲットであるかに関係なく、更にモードも関係なく、伝送速度に応じて、バンドパスフィルタ１１の通過帯域が決められると考えてもよい。
【００７３】
尚、自己がターゲットの場合は、モードや伝送速度は通信方式検出部１７が検出し、制御部１６はこの検出結果に応じた上記の通りバンドパスフィルタ１１の通過帯域を設定する。自己がイニシエータの場合は、モードや伝送速度は事前に特定できているので、通信方式検出部１７を用いる必要性は特にないが、確認的な意味で、通信方式検出部１７による検出結果も用いても良い。
【００７４】
一方、パッシブモードにおいてイニシエータが受信する場合には、伝送速度が１０６ｋｂｐｓの場合は、受信磁界波形は例えば図９のようになる。この場合、受信磁界波形の包絡線の周波数帯域は、サブキャリアの周波数である８４７ｋＨｚを中心とした、マンチェスタ符号化による帯域制限による±１０６ｋＨｚの間に制限される。すなわち、図９に示す信号波形は、１０６ｋｂｐｓのマンチェスタ符号化された信号に対して８４７ｋＨｚを掛けた信号と見做せるので、抽出したい（バンドパスフィルタを通過させたい）周波数帯は、８４７ｋＨｚ±１０６ｋＨｚ程度となる。よって、この場合には、制御部１６は、図１０（ａ）に示すように、バンドパスフィルタ１１の通過帯域の上限周波数を９５３ｋＨｚ程度、下限周波数を７４１ｋＨｚ程度とする。
【００７５】
なお、パッシブモードにおいてイニシエータが受信する場合の伝送速度は、イニシエータが送信した時と同じ伝送速度を用いることになっている。これは、アクティブモードでも同様である。よって、この場合には、制御部１６は、通信方式検出部１７による検出を行う必要なく、モードや伝送速度を認識できており、これに応じて通過帯域や利得を決定することができる。
【００７６】
また、パッシブモードのイニシエータの受信時は、自身の発する磁界に対してターゲットが負荷変調を行ったものを受信することから、受信磁界強度と包絡線振幅は線形関係にはなく、また負荷変調の変調度は伝送速度に依存しないことから、増幅器１２の利得Ｇは固定にする。
【００７７】
尚、制御部１６は、例えばＣＰＵ／ＭＰＵ等であり、内蔵のメモリ内に記憶されているアプリケーションプログラムを実行することにより、上記通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域の決定処理や、上記可変利得増幅器１２の利得の算出処理を実行する。この処理の際に必要なデータも、当該メモリ内に予め記憶・登録されている。
【００７８】
この登録データとしては、例えば、図６、図１０等に示した、各モード・伝送速度毎に対応する通過帯域（通過域の下限周波数と上限周波数）のデータである。勿論、この各通過帯域に応じたスイッチＳ１，Ｓ２又はＳ３，Ｓ４の切り替え制御方法を示すデータ又はプログラムも、メモリに記憶されている。
【００７９】
また、上記登録データとしては、上記（１）式におけるＲの値も、各モード・伝送速度に対応付けて登録されている。上記説明の例では、アクティブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合にはＲ＝‘１’、アクティブモードで伝送速度２１２／４２４ｋｂｐｓの場合にはＲ＝‘３’が登録されていることになる。この様に、磁界強度だけでなくモード・伝送速度に応じた所定の値も用いて、上記（１）式により利得を算出することで、変調度が小さい場合でも可変利得増幅器１２からの出力振幅が十分な大きさとなるように、利得の制御を行うことができる。
【００８０】
上述したように、本例の受信回路によれば、モード（通信モード）および伝送速度に応じて通過帯域可変のバンドパスフィルタ１１の通過帯域の決定・設定を行うことにより、受信機の設定が最適となり、復号器に入力される信号のＳ／Ｎ比がほぼ最大となる。これにより通信可能距離がほぼ最大となる近接通信装置が実現可能となる。さらには、受信した磁界強度と伝送速度に応じて、可変利得増幅器１２の利得を算出・設定することによって、変調度に係らず可変利得増幅器１２からの出力振幅がほぼ一定になるように、利得の制御を行うことができる。これも、通信距離の最大化、つまり安定的に通信できるエリアを拡大することに貢献できる。
【００８１】
尚、上記「モード（通信モード）および伝送速度に応じて」の通信モードは、上記のようにアクティブモード、パッシブモードの何れかであると考えてよいが、これに限らず、例えば、アクティブモードでターゲット受信、アクティブモードでイニシエータ受信、パッシブモードでターゲット受信、パッシブモードでイニシエータ受信の何れかであると考えても良い。
【００８２】
図１１に、上記通信方式検出部１７の構成例を示す。
上述したように、パッシブモードにおいては、本例の非接触型通信装置（ＩＣカード・リーダ・ライタ装置等）がイニシエータとして通信方式を決めてポーリングを行ってＩＣカードからの返信を待つことになるので、通信方式を特定して（自己が決めた通信方式で）待ち受けることができる。これは、他の非接触型通信装置等と通信を行うモードであるアクティブモード（双方向通信）においても、自己がイニシエータである場合には同様である。よって、自己がターゲットとなる場合に、通信方式検出部１７によって通信方式を検出する必要がある。
【００８３】
そして、上記の通り、自己がターゲットの場合、伝送速度が分かれば、通過帯域も利得も決定することができる。よって、ここでは、通信方式検出部１７による検出結果は、例えば、「４２４kbps」、「２１２kbps」、「１０６kbps」の何れかであるものとする。つまり、ここでは、通信方式検出部１７は受信信号に係る通信方式における伝送速度を判別するものと考えてよい。
【００８４】
図１１に示す例では、通信方式検出部１７は、データ変化点検出部２１、基準時間生成タイマー部２２、変化点検出カウンタ部２３、通信方式判定部２４を有する。通信方式判定部２４による判定結果が、上記通信方式検出部１７による検出結果であり、制御部１６へと出力される。
【００８５】
２値化回路１３の出力（受信信号の復調データ）は、データ変化点検出部２１に入力される。データ変化点検出部２１は、この復調データのレベル変化点を検出して、この検出信号を基準時間生成タイマー部２２と変化点検出カウンタ部２３へ出力する。変化点検出カウンタ部２３は、レベル変化点の検出回数をカウントする。基準時間生成タイマー部２２は最初のレベル変化点検出時点から所定時間の計測を行う。通信方式判定部２４は、この所定時間内のレベル変化点検出回数に応じて、通信方式（伝送速度）を判定して、判定結果を制御部１６へと出力する。
【００８６】
図１２（ａ）〜（ｃ）に、通信方式検出部１７の動作タイミングチャートを示す。本例では、前述の双方向通信106kbps，212kbps，424kbps受信時の動作タイミングチャートを、それぞれ図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）に示す。
【００８７】
データ変化点検出部２１は、入力された復調データを基準クロック（例えば、1.695MHz）でサンプリングし、レベル変化点（復調データの立上り又は立下り）を検出して、この検出信号を基準時間生成タイマー部２２と変化点検出カウンタ部２３へ出力する。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「データ変化点」がこの検出信号の一例であり、図示の通り、復調データの立上り又は立下りがある毎に１パルス‘１’出力される。
【００８８】
基準時間生成タイマー部２２は、データ変化点検出部２１からの検出信号に基づき、受信開始タイミングを決定し、そこから基準クロックで動作するタイマーを起動して、所定時間の計測を行なう。図１２（ａ）〜（ｃ）の例では図示の通り、データ変化点の先頭（最初の検出信号を受信した時点）を受信開始タイミングとし、所定時間＝9.43μs（1.695MHz基準クロックで16カウント，106kbpsの1bit時間に相当）の時間計測を行う。尚、図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「受信開始タイミング」信号は、基準時間生成タイマー部２２が受信開始タイミングに上記変化点検出カウンタ部２３へ出力する。
【００８９】
変化点検出カウンタ部２３は、上記「受信開始タイミング」信号がＯＮ（‘１’）になった時点からレベル変化回数のカウントを開始する。すなわち、この開始時点から上記データ変化点検出部２１からの検出信号１パルスがある毎に、＋１カウントアップする。カウンタの初期値は例えば‘０’である。このカウンタ値は、次段の通信方式判定部２４へ出力される。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す「データ変化点カウンタ」の数値が、このカウンタ値の一例である。
【００９０】
通信方式判定部２４では、所定期間内の復調データのレベル変化回数の結果から、受信信号の通信方式（伝送速度）を判定する。例えば、基準時間生成タイマー部２２が上記所定の時間経過することでタイマアップすると、このタイマアップ信号を通信方式判定部２４へ出力するものとした場合、通信方式判定部２４は、このタイマアップ信号受信時の上記カウンタ値を、上記「所定期間内の復調データのレベル変化回数の結果」（以下、単に、レベル変化回数という）として、この“レベル変化回数”と後述する通信方式判定テーブル（図１３に一例を示す）とによって、受信信号の通信方式を判定する。
【００９１】
ここで、図１２（ａ）〜（ｃ）では、上記タイマアップ時を黒逆三角（▼）のマークで示してある。図示の通り、図１２（ａ）に示す伝送速度（転送レート）が４２４(kbps)の通信方式の場合には、タイマアップ時のカウンタ値は‘８’であるので、上記レベル変化回数は‘８’となる。同様に、図１２（ｂ）に示す転送レートが２１２(kbps)の通信方式の場合にはレベル変化回数は‘４’であり、図１２（ｃ）に示す転送レートが１０６(kbps)の通信方式の場合にはレベル変化回数は‘２’となっている。
【００９２】
この様に、各通信方式によって所定期間内の復調データのレベル変化回数が異なることから、これに応じて予め後述する通信方式判定テーブルに判定条件と判定結果を登録しておけば、上記レベル変化回数を用いてこのテーブルを参照することで、受信信号の通信方式（伝送速度）を判定することができる。
【００９３】
尚、上記の通りここでは、通信方式判定部２４による通信方式の判定結果は、「４２４kbps」、「２１２kbps」、「１０６kbps」の何れかとなる。
図１３は、通信方式判定部２４における判定条件を示す図である。すなわち、通信方式判定テーブル３０の一例を示す図である。
【００９４】
図示の通信方式判定テーブル３０には、判定条件である各データ変化点カウンタ値３１に対応付けて、判定結果３２が登録されている。図示の例では、判定条件が、判定条件１、判定条件２の２つあるが、これらを両方用いるのではなく、どちらか一方を用いる。
【００９５】
判定条件１は、レベル変化点回数の条件を固定値で設定した場合である。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す例では、上記の通りレベル変化回数がそれぞれ‘８’、‘４’、‘２’であるので、これに応じて判定条件１は‘８’、‘４’、‘２’となっている。当然、例えば判定条件１が‘８’の場合には、判定結果３２は「４２４(kbps)」となっている。よって、上記レベル変化回数＝‘８’の場合には、このテーブル３０を参照することで、判定結果は「４２４(kbps)」となり、受信信号の通信方式を正しく判定することができる。
【００９６】
但し、必ずしも常に図１２（ａ）〜（ｃ）に示す例の通りになるとは限らず、多少の変動が生じたりノイズ等の影響を受ける可能性がある。例えば、「４２４(kbps)」の場合にレベル変化回数が‘７’等となる可能性もある。図１３に示す判定条件２は、この様なことも考慮した判定条件である。
【００９７】
すなわち、判定条件２は、レベル変化点回数の判定条件で上限値・下限値を任意に設定可能とした構成の場合の設定例である。換言すれば、多少の変動が生じたりノイズ等の影響を受ける可能性を考慮して、判定条件にある程度の幅（マージン）を持たせるようにしたものである。図示の通り、例えば、「２１２(kbps)」に対しては、判定条件２は‘３〜５’となっている。
【００９８】
以上説明したように、通信方式検出部１７は、例えば図１１に示す構成によれば、所定期間内の復調データのレベル変化回数と予め登録される通信方式判定テーブル３０とに基づいて、自装置が「ターゲット」である場合でも、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際に、その通信方式を判別することができる。よって、ＮＦＣの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことが可能となる。
【００９９】
また、上記参考文献記載の従来手法では、復調信号にノイズなどの影響で正規の信号とは異なるパルス幅になった場合、誤受信・誤検出する可能性があるが、上述した本手法によれば、データ変化点の検出回数に基づいて通信方式を判別するので、ノイズ等の影響により多少検出回数が変わっても、判定条件にある程度のマージンを加えておけば、誤受信・誤検出を低減することが可能となる。
【０１００】
尚、通信方式判定部２４による上記判定動作は、例えばマイクロプロセッサ等が、メモリ等に予め記憶されている所定のアプリケーションプログラムを実行することにより（その際、上記通信方式等判定テーブル３０を参照することで）実現してもよいし、専用のハードウェア回路を構成することにより実現してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本例の非接触型通信装置の受信回路の構成図である。
【図２】変形ミラー符号化について説明する為の図である。
【図３】マンチェスタ符号化について説明する為の図である。
【図４】アクティブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合の受信磁界波形例である。
【図５】アクティブモードで伝送速度２１２ｋｂｐｓの場合の受信磁界波形例である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は各伝送速度に応じたバンドパスフィルタの特性例（アクティブモード）である。
【図７】通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタの構成例（その１）である。
【図８】通過帯域を可変とするためのバンドパスフィルタの構成例（その２）である。
【図９】パッシブモードで伝送速度１０６ｋｂｐｓの場合のイニシエータの受信磁界波形例である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は各伝送速度に応じたバンドパスフィルタの特性例（パッシブモード）である。
【図１１】通信方式検出部の構成例である。
【図１２】通信方式検出部の動作タイミングチャート図である。
【図１３】通信方式判定テーブルの一例である。
【符号の説明】
【０１０２】
１０ 非接触型通信装置の受信回路
１１ 通過帯域可変のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２ 可変利得増幅器
１３ ２値化回路
１４ 復号器
１５ 磁界強度検出部
１６ 制御部
１７ 通信方式検出部
２１ データ変化点検出部
２２ 基準時間生成タイマー部
２３ 変化点検出カウンタ部
２４ 通信方式判定部
３０ 通信方式判定テーブル
３１ データ変化点カウンタ値（判定条件）
３２ 判定結果
【特許請求の範囲】
【請求項１】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、
アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、
前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することを特徴とする非接触型通信装置における受信回路。
【請求項２】
前記増幅器は可変利得増幅器であり、
前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部を更に有し、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定することを特徴とする請求項１記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項３】
前記複数種類の通信方式はアクティブモードにおける各種通信方式であることを特徴とする請求項１又は２記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項４】
前記複数種類の通信方式には更にパッシブモードにおける各種通信方式も含まれることを特徴とする請求項３記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項５】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、
アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部と、前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部とを有し、
前記増幅器は可変利得増幅器であり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定することを特徴とする非接触型通信装置における受信回路。
【請求項６】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置であって、
受信回路を有し、該受信回路は、アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、
前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することを特徴とする非接触型通信装置。
【請求項１】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、
アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、
前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することを特徴とする非接触型通信装置における受信回路。
【請求項２】
前記増幅器は可変利得増幅器であり、
前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部を更に有し、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定することを特徴とする請求項１記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項３】
前記複数種類の通信方式はアクティブモードにおける各種通信方式であることを特徴とする請求項１又は２記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項４】
前記複数種類の通信方式には更にパッシブモードにおける各種通信方式も含まれることを特徴とする請求項３記載の非接触型通信装置における受信回路。
【請求項５】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置における受信回路であって、
アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部と、前記検波器出力を入力して前記アンテナにより受信した磁界の磁界強度を検出して前記制御部へ出力する磁界強度検出部とを有し、
前記増幅器は可変利得増幅器であり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式における伝送速度及び前記磁界強度に基づいて、前記可変利得増幅器の利得を算出して設定することを特徴とする非接触型通信装置における受信回路。
【請求項６】
近接通信における複数種類の通信方式に対応可能な非接触型通信装置であって、
受信回路を有し、該受信回路は、アンテナによる受信信号を検波器を介して入力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力を入力して増幅する増幅器と、該増幅器の出力を２値化して復号器へ出力する２値化回路と、制御部とを有し、
前記バンドパスフィルタは通過帯域可変のバンドパスフィルタであり、
前記制御部は、前記受信信号に係る通信方式に応じて、前記バンドパスフィルタの通過帯域を決定・設定することを特徴とする非接触型通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００９−２７８３８９（Ｐ２００９−２７８３８９Ａ）
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１２７７９１（Ｐ２００８−１２７７９１）
【出願日】平成２０年５月１５日（２００８．５．１５）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年５月１５日（２００８．５．１５）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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