音声信号伝送システム
【課題】簡便な構成で音声信号を伝送可能な音声信号伝送システムを提供する。
【解決手段】アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタ
ル変換器１５と、アナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声信号をアナ
ログ音声信号に変換して出力するデジタル・アナログ変換器とを備え、アナログ・デジタ
ル変換器１５は、比較器１８と積分器１７とを有し、比較器１８および積分器１７により
発振回路１６を構成することで、アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパル
ス幅が変化するデジタル音声信号に変換し、デジタル・アナログ変換器は、デジタル音声
信号をアナログ音声信号に変換するローパスフィルタ回路を有している。
【解決手段】アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタ
ル変換器１５と、アナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声信号をアナ
ログ音声信号に変換して出力するデジタル・アナログ変換器とを備え、アナログ・デジタ
ル変換器１５は、比較器１８と積分器１７とを有し、比較器１８および積分器１７により
発振回路１６を構成することで、アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパル
ス幅が変化するデジタル音声信号に変換し、デジタル・アナログ変換器は、デジタル音声
信号をアナログ音声信号に変換するローパスフィルタ回路を有している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声信号伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログ音声信号を長距離に亘って伝送するには、外部ノイズを抑えるため、同軸ケー
ブル等が使用される。また、伝送距離が比較的短い場合には、長いスピーカー・ケーブル
を用いて、アナログ音声信号をスピーカーに伝送し出力させる。１つの音声入力装置から
複数の音声出力装置（スピーカー等）にアナログ音声信号を伝送する場合、１つの音声出
力装置ごとに１本ずつ複数のケーブルが使用される。
【０００３】
そのため、音声入力装置の増幅器出力から何本もの同軸ケーブルを配線したり、何本も
のスピーカー・ケーブルを長距離に亘って束のように引き回したりと、配線に大変な手間
が掛かる。例えば、駅の構内放送のように何台ものスピーカーからアナウンスする場合、
放送設備から何本もの同軸ケーブルが引き出されて、その１本１本が各スピーカーアンプ
まで配線されるので、配線量が多く、配線の手間も掛かる作業となる。また、異常があっ
た場合に、どの配線に異常があるかを探す必要があり、管理の手間も掛かる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１４２９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで、アナログ音声信号をデジタル化して伝送することも考えられるが（例えば、特
許文献１を参照）、専用のアナログ・デジタル変換器を使用するため、回路が複雑になり
、高価な電子部品や電子機器等を用いる必要もあった。
【０００６】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、簡便な構成で音声信号を伝送
可能な音声信号伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
このような目的達成のため、本発明に係る音声信号伝送システムは、アナログ音声信号
をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタル変換器と、前記アナログ・デ
ジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記アナログ音声信号に変換して出
力するデジタル・アナログ変換器とを備え、前記アナログ・デジタル変換器は、比較器と
積分器とを有し、前記比較器および前記積分器により発振回路を構成することで、前記ア
ナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅が変化する前記デジタル音声信
号に変換し、前記デジタル・アナログ変換器は、前記デジタル音声信号を前記アナログ音
声信号に変換するローパスフィルタ回路を有している。
【０００８】
なお、上述の発明において、前記比較器の出力端子と正相入力端子との間に前記積分器
を電気的に接続して、前記発振回路を構成することが好ましい。
【０００９】
また、上述の発明において、前記デジタル・アナログ変換器が複数設けられる場合には
、前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記複数の前記
デジタル・アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段（例えば、実施形態における出力
回路１９）を備えることが好ましい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、比較器および積分器により発振回路を構成することで、アナログ音声
信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅が変化するデジタル音声信号に変換するた
め、簡単な発振回路でアナログ音声信号に変換することができ、簡便な構成で音声信号を
伝送することが可能になる。
【００１１】
なお、比較器の出力端子と正相入力端子との間に積分器を電気的に接続して、発振回路
を構成することにより、簡単な回路構成で、アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換
することができる。
【００１２】
また、アナログ・デジタル変換器から出力されたデジタル音声信号を複数のデジタル・
アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段を備えることで、既存の通信規格（例えば、
ＲＳ−４８５等）を用いて、アナログ・デジタル変換器から出力された同一のデジタル音
声信号を複数のデジタル・アナログ変換器に対して同時に伝送することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】発振回路の回路図である。
【図２】音声信号伝送システムのシステム構成図である。
【図３】音声入力装置のブロック図である。
【図４】入力信号がない状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図５】正の入力信号が入力された状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図６】負の入力信号が入力された状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図７】入力アナログ信号の変化に対するデジタル信号の変化を示すグラフである。
【図８】音声出力装置のブロック図である。
【図９】ローパスフィルタ回路の回路図である。
【図１０】入力デジタル信号の変化に対するアナログ信号の変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面を参照して本発明の好ましい実施形態について説明する。本実施形態に係る
音声信号伝送システム１を図２に示している。この音声信号伝送システム１は、１つの音
声入力装置１０と、複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄと、音声入力装置１０と各音声出
力装置２０Ａ〜２０Ｄとをそれぞれ電気的に接続する伝送ケーブル３０とを備えて構成さ
れる。なお、図２において、複数の音声出力装置として、第１音声出力装置２０Ａ、第２
音声出力装置２０Ｂ、第３音声出力装置２０Ｃ、および第４音声出力装置２０Ｄを示して
いるが、これに限られるものではなく、これよりも多数もしくは少数の音声出力装置を用
いることができる。
【００１５】
音声入力装置１０は、図３に示すように、マイクロホン１１（音声信号を外部から入力
する装置としてマイクロホン１１を例示しているが、当該マイクロホン１１を他の音声信
号入力装置と置き換えてもよい）と、マイクロホン１１から音声信号が入力される増幅器
１２と、増幅器１２と電気的に接続されたアナログ・デジタル変換器１５と、伝送ケーブ
ル３０と電気的に接続される出力回路１９とを有して構成される。マイクロホン１１は、
音声（音波）を電気信号（アナログ音声信号）に変換・増幅して増幅器１２に出力する。
増幅器１２は、マイクロホン１１から入力されたアナログ音声信号を必要な電気信号の大
きさまで増幅してアナログ・デジタル変換器１５に出力する。アナログ・デジタル変換器
１５は、増幅器１２から入力されたアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力
回路１９に出力する。出力回路１９は、ＩＣ（Integrated Circuit）等の電子部品を用い
て構成され、アナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声信号を所定の通
信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）で各音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄに向けて送信（出力
）する。
【００１６】
なお、所定の通信規格として、例えば、バス型のマルチポイント接続に対応し、複数対
複数の接続が可能な通信規格であるＲＳ−４８５や、一対複数のマルチドロップ接続に対
応した通信規格であるＲＳ−４２２等が用いられる。このようにして音声入力装置１０の
出力回路１９から出力されたデジタル音声信号は、伝送ケーブル３０を介して、各音声出
力装置２０Ａ〜２０Ｄにそれぞれ送信される。
【００１７】
ところで、アナログ・デジタル変換器１５は、図１に示すように、一方の端子が増幅器
１２と接続された第１の入力側コンデンサＣｃ１と、第１の入力側コンデンサＣｃ１と直
列に接続された入力側抵抗器Ｒｉと、入力側抵抗器Ｒｉと直列に接続された発振回路１６
とを有して構成される。第１の入力側コンデンサＣｃ１は、増幅器１２から入力されるア
ナログ音声信号について、ＤＣ（直流）成分を除去するとともに、単一電源で回路を構成
する場合に、回路のバイアス電位に対して影響がないようにＡＣ（交流）成分のみの結合
とするものである。これにより、低周波成分を除去することができるとともに、基準電圧
を非常に安定なものとしている従来のアナログ・デジタル変換器のような精度安定を必要
としない、アナログ音声信号の信号変化のみを発振回路１６に入力することができる。
【００１８】
入力側抵抗器Ｒｉは、アナログ音声信号に応じて、発振回路１６の積分器１７に流れる
電流を変化させる（すなわち変調する）ための電流の大きさを決めるものである。なお、
本実施形態において、アナログ・デジタル変換器１５に入力されるアナログ音声信号の入
力電圧をＶｉとし、入力側抵抗器Ｒｉを流れる電流をＩｉとする。
【００１９】
発振回路１６は、積分器１７と、比較器１８と、２つの発振用抵抗器Ｒｃ１，Ｒｃ２と
を有して構成される。また、積分器（積分回路）１７は、積分用演算増幅器Ｕｆと、積分
用抵抗器Ｒｆと、積分用コンデンサＣｆとを有して構成される。積分用演算増幅器Ｕｆの
正相入力端子（＋入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧Ｖоは、片電源
の場合には電源電圧の１／２とし、両電源の場合にはグラウンド電圧とする。積分用演算
増幅器Ｕｆの逆相入力端子（−入力端子）には、積分用抵抗器Ｒｆの一方の端子と、積分
用コンデンサＣｆの一方の端子と、入力側抵抗器Ｒｉの端子が接続される。積分用演算増
幅器Ｕｆの出力端子は、第１発振用抵抗器Ｒｃ１を介して比較器１８の正相入力端子と接
続される。また、積分用演算増幅器Ｕｆの出力端子と第１発振用抵抗器Ｒｃ１の一方の端
子との接続点には、積分用コンデンサＣｆの他方の端子が接続される。
【００２０】
比較器１８の逆相入力端子（−入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧
Ｖоは、積分用演算増幅器Ｕｆに入力されているものと同一のものである。比較器１８の
正相入力端子（＋入力端子）は、上述したように、第１発振用抵抗器Ｒｃ１を介して積分
用演算増幅器Ｕｆの出力端子と接続されるが、比較器１８の正相入力端子と第１発振用抵
抗器Ｒｃ１の他方の端子との接続点には、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の一方の端子が接続さ
れる。比較器１８の出力端子には、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の他方の端子と、積分用抵抗
器Ｒｆの他方の端子が接続される。これにより、比較器１８の出力端子と正相入力端子と
の間に積分器１７が電気的に接続される。また、比較器１８の出力端子は、出力回路１９
と接続される。
【００２１】
このような発振回路１６において、積分器１７の出力電圧Ｖｓと比較器１８の出力電圧
Ｖｄは、第１発振用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比により分圧されて、
比較器１８の正相入力端子に入力される。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖ
оに達すると、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆方向
になることで、回路が発振するようになっている。このように、市販の安価なオペアンプ
（積分用演算増幅器Ｕｆ）と比較器１８により簡単に、発振回路１６を構成することがで
きる。また、発振回路１６の安定度はアナログ音声信号に影響しなければよいので、高価
な回路部品により高い安定度を得る必要もない。
【００２２】
第１発振用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比は、積分器１７の出力電圧
Ｖｓが飽和するより前に、比較器１８の入力電圧が基準電圧Ｖоに達するような比率に設
定される。このとき、積分器１７の出力電圧Ｖｓが電源電圧内で安定して発振できるよう
に、通常、第１発振用抵抗器Ｒｃ１の抵抗値が第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗値より小さ
くなるように設定される。
【００２３】
次に、発振回路１６の動作について図４〜図６を参照しながら説明する。図４は、入力
信号（入力電圧Ｖｉ）がない状態での積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出
力電圧Ｖｄの変化を示している。なお、図４のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉ
の交流成分のみを考える場合は、第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うこ
とができる。
【００２４】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧の状態になった時点（図４における
ａ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積
分用抵抗器Ｒｆを介して電流（この電流を便宜的に正方向電流Ｉｆと称する）が流れる。
この正方向電流Ｉｆは積分器１７へ流れるので、アナログ音声信号の入力がない場合、積
分電流Ｉｃ＝Ｉｆとして積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出
力電圧Ｖｓは、積分電流Ｉｃによる充電に比例して徐々に低下する。例えば、積分用コン
デンサＣｆの静電容量をＣｆとし、積分用抵抗器Ｒｆの抵抗値をＲｆとすると、両電源の
場合（基準電圧Ｖｏ＝０）で入力電流Ｉｉ＝０のとき、Ｖｓ＝−（１／Ｃｆ）・∫（Ｖｄ
／Ｒｆ）・ｄｔとなる。
【００２５】
前述したように、積分器１７の出力電圧Ｖｓと比較器１８の出力電圧Ｖｄは、第１発振
用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比により分圧されて、比較器１８の正相
入力端子に入力される。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなっ
た時点（図４におけるｂ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（
ロー）電圧に切り替わる。
【００２６】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆを介してハ
イ電圧の場合と逆方向の電流（この電流を便宜的に逆方向電流−Ｉｆと称する）が流れる
。そうすると、積分電流Ｉｃもハイ電圧の場合と逆方向の電流となるので、アナログ音声
信号の入力がない場合、積分電流Ｉｃ＝−Ｉｆとして積分用コンデンサＣｆが放電される
。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、積分用コンデンサＣｆによる放電に比例して
徐々に上昇する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点
（図４におけるｃ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）
電圧に切り替わる。
【００２７】
以降同様にして、図４におけるｄ，ｅ，ｆ…の時点で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（
高低）反転して積分器１７の動作が逆方向になることにより、発振が継続される。このよ
うにして、アナログ音声信号の入力がない状態に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが
矩形のパルス状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、比較器１８の出力電
圧Ｖｄが両極電圧の場合でも、発振周波数の大きな変動がないので、コンデンサ結合によ
り、デジタル音声信号を出力回路１９へ簡単に伝送することが可能である。
【００２８】
図５は、正電圧の入力信号が入力された場合の積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較
器１８の出力電圧Ｖｄの変化を（実線で）示している。また、入力信号がない状態での積
分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出力電圧Ｖｄの変化を破線で示している。
なお、図５のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉの交流成分のみを考える場合は、
第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うことができる。
【００２９】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧の状態になった時点（図５における
ｂ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆ
を介して逆方向電流−Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が正電圧の場合、積分器（積分回
路）１７に（正方向の）入力電流Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（−Ｉｆ＋Ｉｉ）と
して積分用コンデンサＣｆが放電される。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、入力
電流Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が少なくなるので、積分用コンデンサＣｆによる
放電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも緩やかな変化率で上昇する。
そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点（図５におけるｃ
′時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）電圧に切り替わ
る。
【００３０】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積分用抵抗器
Ｒｆを介して正方向電流Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が正電圧の場合、積分器（積分
回路）１７に（正方向の）入力電流Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（Ｉｆ＋Ｉｉ）と
して積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、入力
電流Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が多くなるので、積分電流Ｉｃによる充電に比例
して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも急な変化率で低下する。そして、比較器
１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなった時点（図５におけるｄ時点）で、比較
器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（ロー）電圧に切り替わる。
【００３１】
以降同様にして、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆
方向になることにより、発振が継続される。このようにして、アナログ音声信号として正
電圧の入力信号が入力された場合に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが矩形のパルス
状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、積分用コンデンサＣｆでの充放電
に拘らず、入力電流Ｉｉの値が同じであるため、積分電流Ｉｃの向きが反転する際に入力
電流Ｉｉが逆向きに作用する。従って、アナログ音声信号として正電圧の入力信号が入力
された場合のデジタル音声信号の周期は、アナログ音声信号の入力がない場合と同じであ
り、入力電流Ｉｉの値に応じて、比較器１８の出力電圧Ｖｄの高（ハイ）電圧と低（ロー
）電圧の期間比、すなわち、パルスのデューティー比が変化することになる。図５の例で
は、アナログ音声信号として正電圧の入力信号が入力された場合、アナログ音声信号の入
力がない場合と比較して、比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧からハイ電圧に切り替わ
る時点がｃからｃ′へ変化するように、ロー電圧の期間が長くなるとともにハイ電圧の期
間が短くなる。
【００３２】
図６は、負電圧の入力信号が入力された場合の積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較
器１８の出力電圧Ｖｄの変化を（実線で）示している。また、入力信号がない状態での積
分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出力電圧Ｖｄの変化を破線で示している。
なお、図６のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉの交流成分のみを考える場合は、
第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うことができる。
【００３３】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧の状態になった時点（図６における
ｄ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆ
を介して逆方向電流−Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が負電圧の場合、積分器（積分回
路）１７に正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（−Ｉ
ｆ−Ｉｉ）として積分用コンデンサＣｆが放電される。そのため、積分器１７の出力電圧
Ｖｓは、入力電流−Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が多くなるので、積分用コンデン
サＣｆによる放電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも急な変化率で上
昇する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点（図６に
おけるｅ″時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）電圧に
切り替わる。
【００３４】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積分用抵抗器
Ｒｆを介して正方向電流Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が負電圧の場合、積分器（積分
回路）１７に正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（Ｉ
ｆ−Ｉｉ）として積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出力電圧
Ｖｓは、入力電流−Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が少なくなるので、積分電流Ｉｃ
による充電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも緩やかな変化率で低下
する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなった時点（図６にお
けるｆ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（ロー）電圧に切り
替わる。
【００３５】
以降同様にして、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆
方向になることにより、発振が継続される。このようにして、アナログ音声信号として負
電圧の入力信号が入力された場合に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが矩形のパルス
状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、積分用コンデンサＣｆでの充放電
に拘らず、正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉの値が同じであるため、積分電流Ｉｃ
の向きが反転する際に入力電流−Ｉｉが逆向きに作用する。従って、アナログ音声信号と
して負電圧の入力信号が入力された場合のデジタル音声信号の周期は、アナログ音声信号
の入力がない場合と同じであり、正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉの値に応じて、
比較器１８の出力電圧Ｖｄの高（ハイ）電圧と低（ロー）電圧の期間比、すなわち、パル
スのデューティー比が変化することになる。図６の例では、アナログ音声信号として負電
圧の入力信号が入力された場合、アナログ音声信号の入力がない場合と比較して、比較器
１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧からハイ電圧に切り替わる時点がｅからｅ″へ変化するよ
うに、ハイ電圧の期間が長くなるとともにロー電圧の期間が短くなる。
【００３６】
なお、発振回路１６の動作説明において、一方向から電流が供給される向きを一義的に
決めて説明を行っている。そのため、電流方向を逆方向に定義すれば、逆方向電流が流れ
たときに積分用コンデンサＣｆが充電される。このように、充電の反対を放電と定義し、
便宜的に充電および放電のうち一方を定義して説明を行っている。また、比較器１８の低
（ロー）電圧が出力回路１９の低（ロー）電圧とは限らない。インターフェースの定義に
よって、ハイ電圧およびロー電圧のどちらに定義してもよい。
【００３７】
以上の説明からわかるように、アナログ音声信号の入力波形の変化は、デジタル音声信
号のパルス幅比（デューティー比）の変化となる。図７は、アナログ音声信号である入力
信号（入力電圧Ｖｉ）の変化が、デジタル音声信号（比較器１８の出力電圧Ｖｄ）におけ
る高（ハイ）電圧と低（ロー）電圧の期間幅の変化に置き換えられることを示している。
なお、デジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）は、アナログ音声信号の周波数（数
ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ）と比べて十分に高い周波数（数１００ｋＨｚ）であるから、図７に
示すデジタル音声信号の実際の波形は、アナログ音声信号の入力波形と比較して、繰り返
し回数がさらに多くなる。また、デジタル音声信号の発振周波数は、比較器１８の出力電
圧Ｖｄ、基準電圧Ｖо、第１発振用抵抗器Ｒｃ１の抵抗値、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵
抗値、積分用コンデンサＣｆの静電容量、および積分用抵抗器Ｒｆの抵抗値により決定さ
れる。
【００３８】
デジタル音声信号におけるパルス幅比（デューティー比）が変化すると、そのデジタル
音声信号のＤＣ（直流）成分が変化することになる。デジタル音声信号のＤＣ成分は、デ
ジタル音声信号を積分することで検出することができる。なお、デジタル音声信号の積分
は、デジタル音声信号から低周波数成分を取り出すことに相当する。そのため、デジタル
音声信号からアナログ音声信号を再生するには、デジタル音声信号を積分すればよく、す
なわち、ローパスフィルタによりデジタル音声信号から低周波数成分を取り出せばよい。
アナログ音声信号の周波数とデジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）との間に十分
な開きがあれば、簡単なローパスフィルタでデジタル音声信号の低周波数成分を分離する
ことができる。また、簡単なローパスフィルタは、汎用のオペアンプＩＣを使用すること
で容易に回路構成することができるため、必要な次数（段数）のローパスフィルタを用い
て、アナログ音声信号を安価で容易に分離（再生）することが可能である。そこで、各音
声出力装置２０Ａ〜２０Ｄにはそれぞれ、デジタル・アナログ変換器としてローパスフィ
ルタ回路が設けられている。
【００３９】
各音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄは、それぞれ同様の構成である。そのため、本実施形態
においては、第１音声出力装置２０Ａについてのみ説明を行い、他の音声出力装置２０Ｂ
〜２０Ｄの説明を省略する。第１音声出力装置２０Ａは、図８に示すように、伝送ケーブ
ル３０と電気的に接続される入力回路２１と、入力回路２１と電気的に接続されたデジタ
ル・アナログ変換器２２と、デジタル・アナログ変換器２２と電気的に接続されたドライ
ブ回路２６と、ドライブ回路２６と電気的に接続されたスピーカー２７（音声信号を処理
する装置としてスピーカー２７を例示しているが、当該スピーカー２７を他の音声信号処
理装置と置き換えてもよい）とを有して構成される。
【００４０】
入力回路２１は、ＩＣ（Integrated Circuit）等の電子部品を用いて構成され、音声入
力装置１０の出力回路１９から所定の通信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）で送信されて
きたデジタル音声信号を受信して、デジタル・アナログ変換器２２に出力する。デジタル
・アナログ変換器２２は、入力回路２１から入力されたデジタル音声信号をアナログ音声
信号に変換してドライブ回路２６に出力する。ドライブ回路２６は、アナログ音声信号を
増幅する増幅器で、デジタル・アナログ変換器２２から入力されたアナログ音声信号を増
幅してスピーカー２７に出力する。スピーカー２７は、ドライブ回路２６から入力された
電気信号（アナログ音声信号）を膜の機械的振動に変えて音を出し、音声入力装置１０の
マイクロホン１１に入力された音声を出力する。
【００４１】
ところで、デジタル・アナログ変換器２２は、図９に示すように、一方の端子が入力回
路２１と接続された第２の入力側コンデンサＣｃ２と、第２の入力側コンデンサＣｃ２と
直列に接続されたローパスフィルタ回路２３と、ローパスフィルタ回路２３と直列に接続
された出力側コンデンサＣｃ３とを有して構成される。第２の入力側コンデンサＣｃ２は
、入力回路２１とローパスフィルタ回路２３との間に電位差がある場合に、ＡＣ（交流）
成分のみの結合としてＤＣ（直流）電位差をなくすものである。また、出力側コンデンサ
Ｃｃ３は、ローパスフィルタ回路２３とドライブ回路２６との間に電位差がある場合に、
ＡＣ（交流）成分のみの結合としてＤＣ（直流）電位差をなくすものである。なお、第２
の入力側コンデンサＣｃ２および出力側コンデンサＣｃ３は、必要がなければ設けなくて
もよい。
【００４２】
ローパスフィルタ回路２３は、例えば、第１ローパスフィルタ回路２４と、第１ローパ
スフィルタ回路２４と直列に接続された第２ローパスフィルタ回路２５とからなり、４次
のローパスフィルタを構成している。第１ローパスフィルタ回路２４は、多重帰還型ロー
パスフィルタであり、第１演算増幅器Ｕ１と、３つの抵抗器Ｒ１〜Ｒ３と、２つのコンデ
ンサＣ１〜Ｃ２とを有して構成される。第１演算増幅器Ｕ１の正相入力端子（＋入力端子
）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧Ｖоは、片電源の場合には電源電圧の１／
２とし、両電源の場合にはグラウンド電圧とする。第１演算増幅器Ｕ１の逆相入力端子（
−入力端子）は、第１抵抗器Ｒ１および第２抵抗器Ｒ２を介して、第２の入力側コンデン
サＣｃ２（すなわち、入力回路２１）と接続される。第１演算増幅器Ｕ１の出力端子は、
第２ローパスフィルタ回路２５と接続される。
【００４３】
第１抵抗器Ｒ１と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第３抵抗器Ｒ３の一方の端子が接続
され、第３抵抗器Ｒ３の他方の端子が第１演算増幅器Ｕ１の出力端子と接続される。また
、第１抵抗器Ｒ１と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第１コンデンサＣ１の一方の端子が
接続され、第１コンデンサＣ１の他方の端子が接地される。第１演算増幅器Ｕ１の逆相入
力端子と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第２コンデンサＣ２の一方の端子が接続され、
第２コンデンサＣ２の他方の端子が第１演算増幅器Ｕ１の出力端子と接続される。
【００４４】
第２ローパスフィルタ回路２５は、多重帰還型ローパスフィルタであり、第２演算増幅
器Ｕ２と、３つの抵抗器Ｒ４〜Ｒ６と、２つのコンデンサＣ３〜Ｃ４とを有して構成され
る。第２演算増幅器Ｕ２の正相入力端子（＋入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される
。基準電圧Ｖоは、第１演算増幅器Ｕ１の場合と同様に設定される。第２演算増幅器Ｕ２
の逆相入力端子（−入力端子）は、第４抵抗器Ｒ４および第５抵抗器Ｒ５を介して、第１
ローパスフィルタ回路２４（すなわち、第１演算増幅器Ｕ１の出力端子）と接続される。
第２演算増幅器Ｕ２の出力端子は、出力側コンデンサＣｃ３（すなわち、ドライブ回路２
６）と接続される。
【００４５】
第４抵抗器Ｒ４と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第６抵抗器Ｒ６の一方の端子が接続
され、第６抵抗器Ｒ６の他方の端子が第２演算増幅器Ｕ２の出力端子と接続される。また
、第４抵抗器Ｒ４と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第３コンデンサＣ３の一方の端子が
接続され、第３コンデンサＣ３の他方の端子が接地される。第２演算増幅器Ｕ２の逆相入
力端子と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第４コンデンサＣ４の一方の端子が接続され、
第４コンデンサＣ４の他方の端子が第２演算増幅器Ｕ２の出力端子と接続される。
【００４６】
このようなローパスフィルタ回路２３により、デジタル音声信号の発振周波数（搬送周
波数）を含む高周波数成分を減衰させて、音声周波数を含む低周波数成分を通過させるこ
とで、入力回路２１から入力されたデジタル音声信号をアナログ音声信号に変換して再生
することができる。図１０は、デジタル音声信号として発振回路１６（比較器１８）の出
力電圧Ｖｄが入力された場合のローパスフィルタ回路２３の出力電圧Ｖｆの変化を示して
いる。図１０より、デジタル音声信号のデューティー比の変化が直流電位の変化となり、
アナログ音声信号の電圧の変化として再生されることがわかる。なお、前述したように、
デジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）は、アナログ音声信号の周波数（数ｋＨｚ
〜１０ｋＨｚ）と比べて十分に高い周波数（数１００ｋＨｚ）であるから、図１０に示す
デジタル音声信号の実際の波形は、アナログ音声信号の出力波形と比較して、繰り返し回
数がさらに多くなる。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態によれば、比較器１８および積分器１７により発振回
路１６を構成することで、アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅（
デューティー比）が変化するデジタル音声信号に変換するため、簡単な発振回路でアナロ
グ音声信号に変換することができ、簡便な構成で音声信号を伝送することが可能になる。
【００４８】
なお、比較器１８の出力端子と正相入力端子との間に積分器１７を電気的に接続して、
発振回路１６を構成することにより、簡単な回路構成で、アナログ音声信号をデジタル音
声信号に変換することができる。
【００４９】
また、音声入力装置１０のアナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声
信号を、複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄのデジタル・アナログ変換器２２にそれぞれ
伝送する出力回路１９を備えることで、既存の通信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）を用
いて、アナログ・デジタル変換器１５から出力された同一のデジタル音声信号を複数のデ
ジタル・アナログ変換器２２に対して同時に伝送することができる。
【００５０】
なお、上述の実施形態において、増幅器１２にマイクロホン１１が接続されているが、
これに限られるものではなく、外部増幅器からのアナログ音声信号が入力される構成であ
ってもよい。
【００５１】
また、上述の実施形態において、ドライブ回路２６にスピーカー２７が接続されている
が、これに限られるものではなく、デジタル・アナログ変換器２２が再生したアナログ音
声信号を、ドライブ回路２６の増幅器を介して、別体の音声信号処理装置へ出力する構成
であってもよい。
【００５２】
また、上述の実施形態において、１つの音声入力装置１０（アナログ・デジタル変換器
１５）に対して複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄ（デジタル・アナログ変換器２２）が
電気的に接続されているが、これに限られるものではなく、既存の通信規格（ＲＳ−４８
５）を用いて、複数の音声入力装置（アナログ・デジタル変換器）を複数の音声出力装置
（デジタル・アナログ変換器）と電気的に接続することも可能である。
【００５３】
また、上述の実施形態において、４次のローパスフィルタを構成しているが、これに限
られるものではない。ローパスフィルタの次数は、アナログ音声信号と搬送デジタル信号
との分離抑圧能力（具体的には、音声周波数に対する搬送周波数の抑圧比）によって決ま
るものであり、必要に応じて、４次よりも次数の高い（もしくは低い）ローパスフィルタ
を構成することができる。
【符号の説明】
【００５４】
１ 音声信号伝送システム
１０ 音声入力装置
１５ アナログ・デジタル変換器
１６ 発振回路
１７ 積分器
１８ 比較器
１９ 出力回路
２０ 音声出力装置
２１ 入力回路
２２ デジタル・アナログ変換器
２３ ローパスフィルタ回路
３０ 伝送ケーブル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声信号伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログ音声信号を長距離に亘って伝送するには、外部ノイズを抑えるため、同軸ケー
ブル等が使用される。また、伝送距離が比較的短い場合には、長いスピーカー・ケーブル
を用いて、アナログ音声信号をスピーカーに伝送し出力させる。１つの音声入力装置から
複数の音声出力装置（スピーカー等）にアナログ音声信号を伝送する場合、１つの音声出
力装置ごとに１本ずつ複数のケーブルが使用される。
【０００３】
そのため、音声入力装置の増幅器出力から何本もの同軸ケーブルを配線したり、何本も
のスピーカー・ケーブルを長距離に亘って束のように引き回したりと、配線に大変な手間
が掛かる。例えば、駅の構内放送のように何台ものスピーカーからアナウンスする場合、
放送設備から何本もの同軸ケーブルが引き出されて、その１本１本が各スピーカーアンプ
まで配線されるので、配線量が多く、配線の手間も掛かる作業となる。また、異常があっ
た場合に、どの配線に異常があるかを探す必要があり、管理の手間も掛かる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１４２９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで、アナログ音声信号をデジタル化して伝送することも考えられるが（例えば、特
許文献１を参照）、専用のアナログ・デジタル変換器を使用するため、回路が複雑になり
、高価な電子部品や電子機器等を用いる必要もあった。
【０００６】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、簡便な構成で音声信号を伝送
可能な音声信号伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
このような目的達成のため、本発明に係る音声信号伝送システムは、アナログ音声信号
をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタル変換器と、前記アナログ・デ
ジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記アナログ音声信号に変換して出
力するデジタル・アナログ変換器とを備え、前記アナログ・デジタル変換器は、比較器と
積分器とを有し、前記比較器および前記積分器により発振回路を構成することで、前記ア
ナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅が変化する前記デジタル音声信
号に変換し、前記デジタル・アナログ変換器は、前記デジタル音声信号を前記アナログ音
声信号に変換するローパスフィルタ回路を有している。
【０００８】
なお、上述の発明において、前記比較器の出力端子と正相入力端子との間に前記積分器
を電気的に接続して、前記発振回路を構成することが好ましい。
【０００９】
また、上述の発明において、前記デジタル・アナログ変換器が複数設けられる場合には
、前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記複数の前記
デジタル・アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段（例えば、実施形態における出力
回路１９）を備えることが好ましい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、比較器および積分器により発振回路を構成することで、アナログ音声
信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅が変化するデジタル音声信号に変換するた
め、簡単な発振回路でアナログ音声信号に変換することができ、簡便な構成で音声信号を
伝送することが可能になる。
【００１１】
なお、比較器の出力端子と正相入力端子との間に積分器を電気的に接続して、発振回路
を構成することにより、簡単な回路構成で、アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換
することができる。
【００１２】
また、アナログ・デジタル変換器から出力されたデジタル音声信号を複数のデジタル・
アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段を備えることで、既存の通信規格（例えば、
ＲＳ−４８５等）を用いて、アナログ・デジタル変換器から出力された同一のデジタル音
声信号を複数のデジタル・アナログ変換器に対して同時に伝送することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】発振回路の回路図である。
【図２】音声信号伝送システムのシステム構成図である。
【図３】音声入力装置のブロック図である。
【図４】入力信号がない状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図５】正の入力信号が入力された状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図６】負の入力信号が入力された状態での積分器出力および比較器出力の変化を示すグラフである。
【図７】入力アナログ信号の変化に対するデジタル信号の変化を示すグラフである。
【図８】音声出力装置のブロック図である。
【図９】ローパスフィルタ回路の回路図である。
【図１０】入力デジタル信号の変化に対するアナログ信号の変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面を参照して本発明の好ましい実施形態について説明する。本実施形態に係る
音声信号伝送システム１を図２に示している。この音声信号伝送システム１は、１つの音
声入力装置１０と、複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄと、音声入力装置１０と各音声出
力装置２０Ａ〜２０Ｄとをそれぞれ電気的に接続する伝送ケーブル３０とを備えて構成さ
れる。なお、図２において、複数の音声出力装置として、第１音声出力装置２０Ａ、第２
音声出力装置２０Ｂ、第３音声出力装置２０Ｃ、および第４音声出力装置２０Ｄを示して
いるが、これに限られるものではなく、これよりも多数もしくは少数の音声出力装置を用
いることができる。
【００１５】
音声入力装置１０は、図３に示すように、マイクロホン１１（音声信号を外部から入力
する装置としてマイクロホン１１を例示しているが、当該マイクロホン１１を他の音声信
号入力装置と置き換えてもよい）と、マイクロホン１１から音声信号が入力される増幅器
１２と、増幅器１２と電気的に接続されたアナログ・デジタル変換器１５と、伝送ケーブ
ル３０と電気的に接続される出力回路１９とを有して構成される。マイクロホン１１は、
音声（音波）を電気信号（アナログ音声信号）に変換・増幅して増幅器１２に出力する。
増幅器１２は、マイクロホン１１から入力されたアナログ音声信号を必要な電気信号の大
きさまで増幅してアナログ・デジタル変換器１５に出力する。アナログ・デジタル変換器
１５は、増幅器１２から入力されたアナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力
回路１９に出力する。出力回路１９は、ＩＣ（Integrated Circuit）等の電子部品を用い
て構成され、アナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声信号を所定の通
信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）で各音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄに向けて送信（出力
）する。
【００１６】
なお、所定の通信規格として、例えば、バス型のマルチポイント接続に対応し、複数対
複数の接続が可能な通信規格であるＲＳ−４８５や、一対複数のマルチドロップ接続に対
応した通信規格であるＲＳ−４２２等が用いられる。このようにして音声入力装置１０の
出力回路１９から出力されたデジタル音声信号は、伝送ケーブル３０を介して、各音声出
力装置２０Ａ〜２０Ｄにそれぞれ送信される。
【００１７】
ところで、アナログ・デジタル変換器１５は、図１に示すように、一方の端子が増幅器
１２と接続された第１の入力側コンデンサＣｃ１と、第１の入力側コンデンサＣｃ１と直
列に接続された入力側抵抗器Ｒｉと、入力側抵抗器Ｒｉと直列に接続された発振回路１６
とを有して構成される。第１の入力側コンデンサＣｃ１は、増幅器１２から入力されるア
ナログ音声信号について、ＤＣ（直流）成分を除去するとともに、単一電源で回路を構成
する場合に、回路のバイアス電位に対して影響がないようにＡＣ（交流）成分のみの結合
とするものである。これにより、低周波成分を除去することができるとともに、基準電圧
を非常に安定なものとしている従来のアナログ・デジタル変換器のような精度安定を必要
としない、アナログ音声信号の信号変化のみを発振回路１６に入力することができる。
【００１８】
入力側抵抗器Ｒｉは、アナログ音声信号に応じて、発振回路１６の積分器１７に流れる
電流を変化させる（すなわち変調する）ための電流の大きさを決めるものである。なお、
本実施形態において、アナログ・デジタル変換器１５に入力されるアナログ音声信号の入
力電圧をＶｉとし、入力側抵抗器Ｒｉを流れる電流をＩｉとする。
【００１９】
発振回路１６は、積分器１７と、比較器１８と、２つの発振用抵抗器Ｒｃ１，Ｒｃ２と
を有して構成される。また、積分器（積分回路）１７は、積分用演算増幅器Ｕｆと、積分
用抵抗器Ｒｆと、積分用コンデンサＣｆとを有して構成される。積分用演算増幅器Ｕｆの
正相入力端子（＋入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧Ｖоは、片電源
の場合には電源電圧の１／２とし、両電源の場合にはグラウンド電圧とする。積分用演算
増幅器Ｕｆの逆相入力端子（−入力端子）には、積分用抵抗器Ｒｆの一方の端子と、積分
用コンデンサＣｆの一方の端子と、入力側抵抗器Ｒｉの端子が接続される。積分用演算増
幅器Ｕｆの出力端子は、第１発振用抵抗器Ｒｃ１を介して比較器１８の正相入力端子と接
続される。また、積分用演算増幅器Ｕｆの出力端子と第１発振用抵抗器Ｒｃ１の一方の端
子との接続点には、積分用コンデンサＣｆの他方の端子が接続される。
【００２０】
比較器１８の逆相入力端子（−入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧
Ｖоは、積分用演算増幅器Ｕｆに入力されているものと同一のものである。比較器１８の
正相入力端子（＋入力端子）は、上述したように、第１発振用抵抗器Ｒｃ１を介して積分
用演算増幅器Ｕｆの出力端子と接続されるが、比較器１８の正相入力端子と第１発振用抵
抗器Ｒｃ１の他方の端子との接続点には、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の一方の端子が接続さ
れる。比較器１８の出力端子には、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の他方の端子と、積分用抵抗
器Ｒｆの他方の端子が接続される。これにより、比較器１８の出力端子と正相入力端子と
の間に積分器１７が電気的に接続される。また、比較器１８の出力端子は、出力回路１９
と接続される。
【００２１】
このような発振回路１６において、積分器１７の出力電圧Ｖｓと比較器１８の出力電圧
Ｖｄは、第１発振用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比により分圧されて、
比較器１８の正相入力端子に入力される。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖ
оに達すると、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆方向
になることで、回路が発振するようになっている。このように、市販の安価なオペアンプ
（積分用演算増幅器Ｕｆ）と比較器１８により簡単に、発振回路１６を構成することがで
きる。また、発振回路１６の安定度はアナログ音声信号に影響しなければよいので、高価
な回路部品により高い安定度を得る必要もない。
【００２２】
第１発振用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比は、積分器１７の出力電圧
Ｖｓが飽和するより前に、比較器１８の入力電圧が基準電圧Ｖоに達するような比率に設
定される。このとき、積分器１７の出力電圧Ｖｓが電源電圧内で安定して発振できるよう
に、通常、第１発振用抵抗器Ｒｃ１の抵抗値が第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗値より小さ
くなるように設定される。
【００２３】
次に、発振回路１６の動作について図４〜図６を参照しながら説明する。図４は、入力
信号（入力電圧Ｖｉ）がない状態での積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出
力電圧Ｖｄの変化を示している。なお、図４のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉ
の交流成分のみを考える場合は、第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うこ
とができる。
【００２４】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧の状態になった時点（図４における
ａ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積
分用抵抗器Ｒｆを介して電流（この電流を便宜的に正方向電流Ｉｆと称する）が流れる。
この正方向電流Ｉｆは積分器１７へ流れるので、アナログ音声信号の入力がない場合、積
分電流Ｉｃ＝Ｉｆとして積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出
力電圧Ｖｓは、積分電流Ｉｃによる充電に比例して徐々に低下する。例えば、積分用コン
デンサＣｆの静電容量をＣｆとし、積分用抵抗器Ｒｆの抵抗値をＲｆとすると、両電源の
場合（基準電圧Ｖｏ＝０）で入力電流Ｉｉ＝０のとき、Ｖｓ＝−（１／Ｃｆ）・∫（Ｖｄ
／Ｒｆ）・ｄｔとなる。
【００２５】
前述したように、積分器１７の出力電圧Ｖｓと比較器１８の出力電圧Ｖｄは、第１発振
用抵抗器Ｒｃ１と第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵抗比により分圧されて、比較器１８の正相
入力端子に入力される。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなっ
た時点（図４におけるｂ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（
ロー）電圧に切り替わる。
【００２６】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆを介してハ
イ電圧の場合と逆方向の電流（この電流を便宜的に逆方向電流−Ｉｆと称する）が流れる
。そうすると、積分電流Ｉｃもハイ電圧の場合と逆方向の電流となるので、アナログ音声
信号の入力がない場合、積分電流Ｉｃ＝−Ｉｆとして積分用コンデンサＣｆが放電される
。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、積分用コンデンサＣｆによる放電に比例して
徐々に上昇する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点
（図４におけるｃ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）
電圧に切り替わる。
【００２７】
以降同様にして、図４におけるｄ，ｅ，ｆ…の時点で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（
高低）反転して積分器１７の動作が逆方向になることにより、発振が継続される。このよ
うにして、アナログ音声信号の入力がない状態に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが
矩形のパルス状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、比較器１８の出力電
圧Ｖｄが両極電圧の場合でも、発振周波数の大きな変動がないので、コンデンサ結合によ
り、デジタル音声信号を出力回路１９へ簡単に伝送することが可能である。
【００２８】
図５は、正電圧の入力信号が入力された場合の積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較
器１８の出力電圧Ｖｄの変化を（実線で）示している。また、入力信号がない状態での積
分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出力電圧Ｖｄの変化を破線で示している。
なお、図５のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉの交流成分のみを考える場合は、
第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うことができる。
【００２９】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧の状態になった時点（図５における
ｂ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆ
を介して逆方向電流−Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が正電圧の場合、積分器（積分回
路）１７に（正方向の）入力電流Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（−Ｉｆ＋Ｉｉ）と
して積分用コンデンサＣｆが放電される。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、入力
電流Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が少なくなるので、積分用コンデンサＣｆによる
放電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも緩やかな変化率で上昇する。
そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点（図５におけるｃ
′時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）電圧に切り替わ
る。
【００３０】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積分用抵抗器
Ｒｆを介して正方向電流Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が正電圧の場合、積分器（積分
回路）１７に（正方向の）入力電流Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（Ｉｆ＋Ｉｉ）と
して積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出力電圧Ｖｓは、入力
電流Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が多くなるので、積分電流Ｉｃによる充電に比例
して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも急な変化率で低下する。そして、比較器
１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなった時点（図５におけるｄ時点）で、比較
器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（ロー）電圧に切り替わる。
【００３１】
以降同様にして、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆
方向になることにより、発振が継続される。このようにして、アナログ音声信号として正
電圧の入力信号が入力された場合に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが矩形のパルス
状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、積分用コンデンサＣｆでの充放電
に拘らず、入力電流Ｉｉの値が同じであるため、積分電流Ｉｃの向きが反転する際に入力
電流Ｉｉが逆向きに作用する。従って、アナログ音声信号として正電圧の入力信号が入力
された場合のデジタル音声信号の周期は、アナログ音声信号の入力がない場合と同じであ
り、入力電流Ｉｉの値に応じて、比較器１８の出力電圧Ｖｄの高（ハイ）電圧と低（ロー
）電圧の期間比、すなわち、パルスのデューティー比が変化することになる。図５の例で
は、アナログ音声信号として正電圧の入力信号が入力された場合、アナログ音声信号の入
力がない場合と比較して、比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧からハイ電圧に切り替わ
る時点がｃからｃ′へ変化するように、ロー電圧の期間が長くなるとともにハイ電圧の期
間が短くなる。
【００３２】
図６は、負電圧の入力信号が入力された場合の積分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較
器１８の出力電圧Ｖｄの変化を（実線で）示している。また、入力信号がない状態での積
分器１７の出力電圧Ｖｓの変化と比較器１８の出力電圧Ｖｄの変化を破線で示している。
なお、図６のように基準電圧Ｖоに対する入力電圧Ｖｉの交流成分のみを考える場合は、
第１の入力側コンデンサＣｃ１が無いものとして扱うことができる。
【００３３】
まず、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧の状態になった時点（図６における
ｄ時点）から説明する。比較器１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧なので、積分用抵抗器Ｒｆ
を介して逆方向電流−Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が負電圧の場合、積分器（積分回
路）１７に正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（−Ｉ
ｆ−Ｉｉ）として積分用コンデンサＣｆが放電される。そのため、積分器１７の出力電圧
Ｖｓは、入力電流−Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が多くなるので、積分用コンデン
サＣｆによる放電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも急な変化率で上
昇する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも高くなった時点（図６に
おけるｅ″時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが低（ロー）電圧から高（ハイ）電圧に
切り替わる。
【００３４】
このとき、比較器１８の出力電圧Ｖｄがハイ電圧なので、比較器１８から積分用抵抗器
Ｒｆを介して正方向電流Ｉｆが流れる。アナログ音声信号が負電圧の場合、積分器（積分
回路）１７に正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉが流れるため、積分電流Ｉｃ＝（Ｉ
ｆ−Ｉｉ）として積分用コンデンサＣｆが充電される。そのため、積分器１７の出力電圧
Ｖｓは、入力電流−Ｉｉの分だけ積分電流Ｉｃの絶対値が少なくなるので、積分電流Ｉｃ
による充電に比例して、アナログ音声信号の入力がない場合よりも緩やかな変化率で低下
する。そして、比較器１８への入力電圧が基準電圧Ｖоよりも低くなった時点（図６にお
けるｆ時点）で、比較器１８の出力電圧Ｖｄが高（ハイ）電圧から低（ロー）電圧に切り
替わる。
【００３５】
以降同様にして、比較器１８の出力電圧Ｖｄが（高低）反転して積分器１７の動作が逆
方向になることにより、発振が継続される。このようにして、アナログ音声信号として負
電圧の入力信号が入力された場合に対応した、比較器１８の出力電圧Ｖｄが矩形のパルス
状となるデジタル音声信号を得ることができる。なお、積分用コンデンサＣｆでの充放電
に拘らず、正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉの値が同じであるため、積分電流Ｉｃ
の向きが反転する際に入力電流−Ｉｉが逆向きに作用する。従って、アナログ音声信号と
して負電圧の入力信号が入力された場合のデジタル音声信号の周期は、アナログ音声信号
の入力がない場合と同じであり、正電圧の場合と逆方向の入力電流−Ｉｉの値に応じて、
比較器１８の出力電圧Ｖｄの高（ハイ）電圧と低（ロー）電圧の期間比、すなわち、パル
スのデューティー比が変化することになる。図６の例では、アナログ音声信号として負電
圧の入力信号が入力された場合、アナログ音声信号の入力がない場合と比較して、比較器
１８の出力電圧Ｖｄがロー電圧からハイ電圧に切り替わる時点がｅからｅ″へ変化するよ
うに、ハイ電圧の期間が長くなるとともにロー電圧の期間が短くなる。
【００３６】
なお、発振回路１６の動作説明において、一方向から電流が供給される向きを一義的に
決めて説明を行っている。そのため、電流方向を逆方向に定義すれば、逆方向電流が流れ
たときに積分用コンデンサＣｆが充電される。このように、充電の反対を放電と定義し、
便宜的に充電および放電のうち一方を定義して説明を行っている。また、比較器１８の低
（ロー）電圧が出力回路１９の低（ロー）電圧とは限らない。インターフェースの定義に
よって、ハイ電圧およびロー電圧のどちらに定義してもよい。
【００３７】
以上の説明からわかるように、アナログ音声信号の入力波形の変化は、デジタル音声信
号のパルス幅比（デューティー比）の変化となる。図７は、アナログ音声信号である入力
信号（入力電圧Ｖｉ）の変化が、デジタル音声信号（比較器１８の出力電圧Ｖｄ）におけ
る高（ハイ）電圧と低（ロー）電圧の期間幅の変化に置き換えられることを示している。
なお、デジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）は、アナログ音声信号の周波数（数
ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ）と比べて十分に高い周波数（数１００ｋＨｚ）であるから、図７に
示すデジタル音声信号の実際の波形は、アナログ音声信号の入力波形と比較して、繰り返
し回数がさらに多くなる。また、デジタル音声信号の発振周波数は、比較器１８の出力電
圧Ｖｄ、基準電圧Ｖо、第１発振用抵抗器Ｒｃ１の抵抗値、第２発振用抵抗器Ｒｃ２の抵
抗値、積分用コンデンサＣｆの静電容量、および積分用抵抗器Ｒｆの抵抗値により決定さ
れる。
【００３８】
デジタル音声信号におけるパルス幅比（デューティー比）が変化すると、そのデジタル
音声信号のＤＣ（直流）成分が変化することになる。デジタル音声信号のＤＣ成分は、デ
ジタル音声信号を積分することで検出することができる。なお、デジタル音声信号の積分
は、デジタル音声信号から低周波数成分を取り出すことに相当する。そのため、デジタル
音声信号からアナログ音声信号を再生するには、デジタル音声信号を積分すればよく、す
なわち、ローパスフィルタによりデジタル音声信号から低周波数成分を取り出せばよい。
アナログ音声信号の周波数とデジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）との間に十分
な開きがあれば、簡単なローパスフィルタでデジタル音声信号の低周波数成分を分離する
ことができる。また、簡単なローパスフィルタは、汎用のオペアンプＩＣを使用すること
で容易に回路構成することができるため、必要な次数（段数）のローパスフィルタを用い
て、アナログ音声信号を安価で容易に分離（再生）することが可能である。そこで、各音
声出力装置２０Ａ〜２０Ｄにはそれぞれ、デジタル・アナログ変換器としてローパスフィ
ルタ回路が設けられている。
【００３９】
各音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄは、それぞれ同様の構成である。そのため、本実施形態
においては、第１音声出力装置２０Ａについてのみ説明を行い、他の音声出力装置２０Ｂ
〜２０Ｄの説明を省略する。第１音声出力装置２０Ａは、図８に示すように、伝送ケーブ
ル３０と電気的に接続される入力回路２１と、入力回路２１と電気的に接続されたデジタ
ル・アナログ変換器２２と、デジタル・アナログ変換器２２と電気的に接続されたドライ
ブ回路２６と、ドライブ回路２６と電気的に接続されたスピーカー２７（音声信号を処理
する装置としてスピーカー２７を例示しているが、当該スピーカー２７を他の音声信号処
理装置と置き換えてもよい）とを有して構成される。
【００４０】
入力回路２１は、ＩＣ（Integrated Circuit）等の電子部品を用いて構成され、音声入
力装置１０の出力回路１９から所定の通信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）で送信されて
きたデジタル音声信号を受信して、デジタル・アナログ変換器２２に出力する。デジタル
・アナログ変換器２２は、入力回路２１から入力されたデジタル音声信号をアナログ音声
信号に変換してドライブ回路２６に出力する。ドライブ回路２６は、アナログ音声信号を
増幅する増幅器で、デジタル・アナログ変換器２２から入力されたアナログ音声信号を増
幅してスピーカー２７に出力する。スピーカー２７は、ドライブ回路２６から入力された
電気信号（アナログ音声信号）を膜の機械的振動に変えて音を出し、音声入力装置１０の
マイクロホン１１に入力された音声を出力する。
【００４１】
ところで、デジタル・アナログ変換器２２は、図９に示すように、一方の端子が入力回
路２１と接続された第２の入力側コンデンサＣｃ２と、第２の入力側コンデンサＣｃ２と
直列に接続されたローパスフィルタ回路２３と、ローパスフィルタ回路２３と直列に接続
された出力側コンデンサＣｃ３とを有して構成される。第２の入力側コンデンサＣｃ２は
、入力回路２１とローパスフィルタ回路２３との間に電位差がある場合に、ＡＣ（交流）
成分のみの結合としてＤＣ（直流）電位差をなくすものである。また、出力側コンデンサ
Ｃｃ３は、ローパスフィルタ回路２３とドライブ回路２６との間に電位差がある場合に、
ＡＣ（交流）成分のみの結合としてＤＣ（直流）電位差をなくすものである。なお、第２
の入力側コンデンサＣｃ２および出力側コンデンサＣｃ３は、必要がなければ設けなくて
もよい。
【００４２】
ローパスフィルタ回路２３は、例えば、第１ローパスフィルタ回路２４と、第１ローパ
スフィルタ回路２４と直列に接続された第２ローパスフィルタ回路２５とからなり、４次
のローパスフィルタを構成している。第１ローパスフィルタ回路２４は、多重帰還型ロー
パスフィルタであり、第１演算増幅器Ｕ１と、３つの抵抗器Ｒ１〜Ｒ３と、２つのコンデ
ンサＣ１〜Ｃ２とを有して構成される。第１演算増幅器Ｕ１の正相入力端子（＋入力端子
）には、基準電圧Ｖоが入力される。基準電圧Ｖоは、片電源の場合には電源電圧の１／
２とし、両電源の場合にはグラウンド電圧とする。第１演算増幅器Ｕ１の逆相入力端子（
−入力端子）は、第１抵抗器Ｒ１および第２抵抗器Ｒ２を介して、第２の入力側コンデン
サＣｃ２（すなわち、入力回路２１）と接続される。第１演算増幅器Ｕ１の出力端子は、
第２ローパスフィルタ回路２５と接続される。
【００４３】
第１抵抗器Ｒ１と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第３抵抗器Ｒ３の一方の端子が接続
され、第３抵抗器Ｒ３の他方の端子が第１演算増幅器Ｕ１の出力端子と接続される。また
、第１抵抗器Ｒ１と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第１コンデンサＣ１の一方の端子が
接続され、第１コンデンサＣ１の他方の端子が接地される。第１演算増幅器Ｕ１の逆相入
力端子と第２抵抗器Ｒ２との接続点には、第２コンデンサＣ２の一方の端子が接続され、
第２コンデンサＣ２の他方の端子が第１演算増幅器Ｕ１の出力端子と接続される。
【００４４】
第２ローパスフィルタ回路２５は、多重帰還型ローパスフィルタであり、第２演算増幅
器Ｕ２と、３つの抵抗器Ｒ４〜Ｒ６と、２つのコンデンサＣ３〜Ｃ４とを有して構成され
る。第２演算増幅器Ｕ２の正相入力端子（＋入力端子）には、基準電圧Ｖоが入力される
。基準電圧Ｖоは、第１演算増幅器Ｕ１の場合と同様に設定される。第２演算増幅器Ｕ２
の逆相入力端子（−入力端子）は、第４抵抗器Ｒ４および第５抵抗器Ｒ５を介して、第１
ローパスフィルタ回路２４（すなわち、第１演算増幅器Ｕ１の出力端子）と接続される。
第２演算増幅器Ｕ２の出力端子は、出力側コンデンサＣｃ３（すなわち、ドライブ回路２
６）と接続される。
【００４５】
第４抵抗器Ｒ４と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第６抵抗器Ｒ６の一方の端子が接続
され、第６抵抗器Ｒ６の他方の端子が第２演算増幅器Ｕ２の出力端子と接続される。また
、第４抵抗器Ｒ４と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第３コンデンサＣ３の一方の端子が
接続され、第３コンデンサＣ３の他方の端子が接地される。第２演算増幅器Ｕ２の逆相入
力端子と第５抵抗器Ｒ５との接続点には、第４コンデンサＣ４の一方の端子が接続され、
第４コンデンサＣ４の他方の端子が第２演算増幅器Ｕ２の出力端子と接続される。
【００４６】
このようなローパスフィルタ回路２３により、デジタル音声信号の発振周波数（搬送周
波数）を含む高周波数成分を減衰させて、音声周波数を含む低周波数成分を通過させるこ
とで、入力回路２１から入力されたデジタル音声信号をアナログ音声信号に変換して再生
することができる。図１０は、デジタル音声信号として発振回路１６（比較器１８）の出
力電圧Ｖｄが入力された場合のローパスフィルタ回路２３の出力電圧Ｖｆの変化を示して
いる。図１０より、デジタル音声信号のデューティー比の変化が直流電位の変化となり、
アナログ音声信号の電圧の変化として再生されることがわかる。なお、前述したように、
デジタル音声信号の発振周波数（搬送周波数）は、アナログ音声信号の周波数（数ｋＨｚ
〜１０ｋＨｚ）と比べて十分に高い周波数（数１００ｋＨｚ）であるから、図１０に示す
デジタル音声信号の実際の波形は、アナログ音声信号の出力波形と比較して、繰り返し回
数がさらに多くなる。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態によれば、比較器１８および積分器１７により発振回
路１６を構成することで、アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に応じてパルス幅（
デューティー比）が変化するデジタル音声信号に変換するため、簡単な発振回路でアナロ
グ音声信号に変換することができ、簡便な構成で音声信号を伝送することが可能になる。
【００４８】
なお、比較器１８の出力端子と正相入力端子との間に積分器１７を電気的に接続して、
発振回路１６を構成することにより、簡単な回路構成で、アナログ音声信号をデジタル音
声信号に変換することができる。
【００４９】
また、音声入力装置１０のアナログ・デジタル変換器１５から出力されたデジタル音声
信号を、複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄのデジタル・アナログ変換器２２にそれぞれ
伝送する出力回路１９を備えることで、既存の通信規格（例えば、ＲＳ−４８５等）を用
いて、アナログ・デジタル変換器１５から出力された同一のデジタル音声信号を複数のデ
ジタル・アナログ変換器２２に対して同時に伝送することができる。
【００５０】
なお、上述の実施形態において、増幅器１２にマイクロホン１１が接続されているが、
これに限られるものではなく、外部増幅器からのアナログ音声信号が入力される構成であ
ってもよい。
【００５１】
また、上述の実施形態において、ドライブ回路２６にスピーカー２７が接続されている
が、これに限られるものではなく、デジタル・アナログ変換器２２が再生したアナログ音
声信号を、ドライブ回路２６の増幅器を介して、別体の音声信号処理装置へ出力する構成
であってもよい。
【００５２】
また、上述の実施形態において、１つの音声入力装置１０（アナログ・デジタル変換器
１５）に対して複数の音声出力装置２０Ａ〜２０Ｄ（デジタル・アナログ変換器２２）が
電気的に接続されているが、これに限られるものではなく、既存の通信規格（ＲＳ−４８
５）を用いて、複数の音声入力装置（アナログ・デジタル変換器）を複数の音声出力装置
（デジタル・アナログ変換器）と電気的に接続することも可能である。
【００５３】
また、上述の実施形態において、４次のローパスフィルタを構成しているが、これに限
られるものではない。ローパスフィルタの次数は、アナログ音声信号と搬送デジタル信号
との分離抑圧能力（具体的には、音声周波数に対する搬送周波数の抑圧比）によって決ま
るものであり、必要に応じて、４次よりも次数の高い（もしくは低い）ローパスフィルタ
を構成することができる。
【符号の説明】
【００５４】
１ 音声信号伝送システム
１０ 音声入力装置
１５ アナログ・デジタル変換器
１６ 発振回路
１７ 積分器
１８ 比較器
１９ 出力回路
２０ 音声出力装置
２１ 入力回路
２２ デジタル・アナログ変換器
２３ ローパスフィルタ回路
３０ 伝送ケーブル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタル変換器と
、
前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記アナログ音
声信号に変換して出力するデジタル・アナログ変換器とを備え、
前記アナログ・デジタル変換器は、比較器と積分器とを有し、前記比較器および前記積
分器により発振回路を構成することで、前記アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に
応じてパルス幅が変化する前記デジタル音声信号に変換し、
前記デジタル・アナログ変換器は、前記デジタル音声信号を前記アナログ音声信号に変
換するローパスフィルタ回路を有することを特徴とする音声信号伝送システム。
【請求項２】
前記比較器の出力端子と正相入力端子との間に前記積分器を電気的に接続して、前記発
振回路を構成することを特徴とする請求項１に記載の音声信号伝送システム。
【請求項３】
前記デジタル・アナログ変換器が複数設けられ、
前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記複数の前記
デジタル・アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段を備えることを特徴とする請求項
１または２に記載の音声信号伝送システム。
【請求項１】
アナログ音声信号をデジタル音声信号に変換して出力するアナログ・デジタル変換器と
、
前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記アナログ音
声信号に変換して出力するデジタル・アナログ変換器とを備え、
前記アナログ・デジタル変換器は、比較器と積分器とを有し、前記比較器および前記積
分器により発振回路を構成することで、前記アナログ音声信号を当該アナログ音声信号に
応じてパルス幅が変化する前記デジタル音声信号に変換し、
前記デジタル・アナログ変換器は、前記デジタル音声信号を前記アナログ音声信号に変
換するローパスフィルタ回路を有することを特徴とする音声信号伝送システム。
【請求項２】
前記比較器の出力端子と正相入力端子との間に前記積分器を電気的に接続して、前記発
振回路を構成することを特徴とする請求項１に記載の音声信号伝送システム。
【請求項３】
前記デジタル・アナログ変換器が複数設けられ、
前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記デジタル音声信号を前記複数の前記
デジタル・アナログ変換器にそれぞれ伝送する伝送手段を備えることを特徴とする請求項
１または２に記載の音声信号伝送システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−５２１５（Ｐ２０１３−５２１５Ａ）
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３４１６３（Ｐ２０１１−１３４１６３）
【出願日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【出願人】（０００１０５３３８）ケル株式会社 (51)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月１６日（２０１１．６．１６）
【出願人】（０００１０５３３８）ケル株式会社 (51)
【Ｆターム（参考）】
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