高周波回路システム
【課題】進行波管等の電子管の負荷変動により高周波信号の位相が高速に変動した場合でも、その位相変動を抑制できる高周波回路システムを提供する。
【解決手段】電子管及び該電子管に所定の直流電圧を供給する電源装置を備えた高周波回路システムに、電子管へ入力する第１高周波信号と電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器を備える。電源装置は、位相比較器の出力電圧に基づき、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化がある場合、第１高周波信号の位相と第２高周波信号の位相が一致するように、カソード電極とヘリックス間に供給する直流電圧を制御する。
【解決手段】電子管及び該電子管に所定の直流電圧を供給する電源装置を備えた高周波回路システムに、電子管へ入力する第１高周波信号と電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器を備える。電源装置は、位相比較器の出力電圧に基づき、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化がある場合、第１高周波信号の位相と第２高周波信号の位相が一致するように、カソード電極とヘリックス間に供給する直流電圧を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波信号の増幅や発振等に用いられる電子管及び該電子管の各電極に所定の直流電圧を供給する電源装置を備えた高周波回路システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
進行波管は、電子銃から放出された電子ビームと高周波回路との相互作用により高周波（マイクロ波）信号の増幅や発振等を行うために用いる電子管である。進行波管１は、例えば図５に示すように、電子ビーム５０を放出する電子銃１０と、電子銃１０から放出された電子ビーム５０と高周波（マイクロ波）信号とを相互作用させる高周波回路であるヘリックス２０と、ヘリックス２０から出力された電子ビーム５０を捕捉するコレクタ電極３０と、電子銃１０から電子を引き出すと共に電子銃１０から放出された電子ビーム５０をスパイラル状のヘリックス２０内に導くアノード電極４０とを有する構成である。電子銃１０は、例えば熱電子を放出するカソード電極１１と、カソード電極１１に熱電子を放出させるための熱エネルギーを与えるヒータ１２と、カソード電極１１から放出された電子を集束して電子ビーム５０を形成するためのウェネルト電極１３とを備えている。
【０００３】
電子銃１０から放出された電子ビーム５０は、カソード電極１１とヘリックス２０との電位差により加速されてヘリックス２０内に導入され、ヘリックス２０の一端から入力された高周波信号と相互作用しながらヘリックス２０の内部を進行する。ヘリックス２０の内部を通過した電子ビーム５０はコレクタ電極３０で捕捉される。このとき、ヘリックス２０の他端からは電子ビーム５０との相互作用により増幅された高周波信号が出力される。
【０００４】
電源装置６０は、カソード電極１１に対してヘリックス２０の電位（ＨＥＬＩＸ）を基準に負の直流電圧（ヘリックス電圧Ｅｈｅｌ）を供給するヘリックス電源６１と、カソード電極１１の電位（Ｈ／Ｋ）を基準にコレクタ電極３０に対して正の直流電圧（コレクタ電圧Ｅｃｏｌ）を供給するコレクタ電源６２と、カソード電極１１の電位を基準にアノード電極４０に対して正の直流電圧（アノード電圧Ｅａ）を供給するアノード電源６３と、カソード電極１１の電位を基準に交流電圧または直流電圧であるヒータ電圧Ｅｈｅａｔを電子銃１０のヒータ１２に供給するヒータ電源６４とを有する構成である。ヘリックス２０は、通常、進行波管１のケースに接続されて接地される。
【０００５】
図５は１つのコレクタ電極３０を備えた進行波管１の構成例を示しているが、進行波管１には複数のコレクタ電極３０を備えた構成もある。また、図５では、アノード電極４０にアノード電圧Ｅａを供給する構成例を示しているが、アノード電極４０をヘリックス２０と接続することで接地する構成もある。
【０００６】
ヘリックス電圧Ｅｈｅｌ、コレクタ電圧Ｅｃｏｌ、アノード電圧Ｅａ及びヒータ電圧Ｅｈｅａｔは、例えば、トランスと、商用電源等から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路から供給される直流電圧を所要の周波数の交流電圧に変換する、トランスの一次巻線に接続されたインバータと、トランスの二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とを用いて生成される。通常、へリックス電圧Ｅｈｅｌは、数百〜数ｋＶ程度の直流高電圧に設定され、コレクタ電圧Ｅｃｏｌはヘリックス電圧Ｅｈｅｌよりも低い直流高電圧に設定される。アノード電圧Ｅａは、０Ｖ（カソード電極１１の電位）からへリックス電圧Ｅｈｅｌの範囲内で設定され、ヒータ電圧Ｅｈｅａｔは数Ｖ〜数十Ｖ程度に設定される。
【０００７】
ところで、進行波管１では、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが変動すると、進行波管１から出力される高周波信号の位相も変動することが知られている（例えば、特許文献１参照）。ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動は、進行波管１から高周波信号をバースト状に出力する場合等、進行波管１による負荷が急激に変動したときに起こる。なお、進行波管１から高周波信号をバースト状に出力するには、アノード電極４０にパルス状あるいはステップ状に電圧を印加すればよい。
【０００８】
近年の無線通信装置では、情報の伝送効率を向上させるために各種の位相偏移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）方式が採用されている。そのような無線通信装置が送信する無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号の増幅に進行波管１を用いると、進行波管１における位相変動が情報の誤送信の要因となってしまう。
【０００９】
したがって、図５に示すような進行波管１用の電源装置６０では、進行波管１による負荷の変動に起因するヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制することが望ましい。
【００１０】
ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制するには、例えば図６に示すように、へリックス電源６１が備える、カソード電極１１とヘリックス２０とに並列に接続する整流用コンデンサＣの数を増やしてその総容量を増大させる構成が考えられる。
【００１１】
しかしながら、そのような整流用コンデンサＣの総容量を増大させる構成では、電源装置６０の部品数が増えてしまう問題がある。一般に、容量が比較的大きく、また高耐圧用の整流用コンデンサＣは、パッケージサイズが大きいため、整流用コンデンサＣの数が増えると電源装置６０が大型になってしまう。
【００１２】
また、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制する他の構成としては、例えば図７に示すように、抵抗器Ｒ等を用いてへリックス電圧Ｅｈｅｌを分圧し、分圧したヘリックス電圧Ｅｈｅｌをトランス２００の一次巻線に接続されたインバータ２２０へ帰還（負帰還）させることで、トランス２００の二次巻線に接続された整流回路２３０から出力されるヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化する構成が考えられる。
【００１３】
しかしながら、そのような構成では、帰還ループ内に備えるインバータ２２０、トランス２００、整流回路２３０等による遅延量が大きいため、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが高速に変動した場合に追随することが困難である。そのため、進行波管１による負荷が急激に変動することでヘリックス電圧Ｅｈｅｌが高速に変動した場合、図７に示す構成では該ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制することができない。
【００１４】
なお、上記特許文献１では、進行波管から出力される高周波信号の位相を検出し、該検出した位相に基づいて該進行波管へ入力する高周波信号の位相を調整することで、進行波管における高周波信号の位相変動を補正する技術が記載されている。
【００１５】
また、特許文献２には、進行波管から高周波信号をバースト状に出力させるとき、トランスの二次巻線に接続された整流回路の出力側に接続されたシリーズレギュレータをバイパスするトランジスタ（充電バイパス回路）をＯＮさせて、該整流回路から整流用コンデンサへ高速に電荷を供給することで、負荷変動によって降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが元の電圧で安定するまでの時間を短縮する構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開平６−６１７６１号公報
【特許文献２】特開２００７−３２３９１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上述したように、図６に示した整流用コンデンサの数を増やしてその総容量を増大させる構成では、電源装置が大型になる問題がある。また、図７に示した負帰還回路を設ける構成では、ヘリックス電圧が高速に変動した場合に追随することが困難である。
【００１８】
特許文献２に記載された技術は、アノード電極にパルス状の信号を供給する場合、すなわち進行波管から高周波信号をバースト状に出力させるときにはヘリックス電圧を高速に安定させることができる。しかしながら、特許文献２に記載の電源装置では、アノード電極に供給するパルス状の信号に同期して上記充電バイパス回路を制御する構成であるため、それ以外の理由で進行波管による負荷が急激に変動してヘリックス電圧が変動し、位相が変化したときには対処できない。
【００１９】
本発明は上述したような背景技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、進行波管等の電子管の負荷変動により高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変化を抑制できる高周波回路システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するため本発明の高周波回路システムは、カソード電極及びヘリックスを備えた電子管と、
前記電子管へ入力する第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように、前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧を制御する電源装置と、
を有する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、進行波管等の電子管の負荷変動により高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示した高周波回路システムからレギュレータ回路を抜き出して示した本実施形態の要部の回路図である。
【図３】図２に示したレギュレータ回路によりヘリックス電圧が安定化する様子を示す模式図である。
【図４】第２の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【図５】背景技術の高周波回路システムの構成を示すブロック図である。
【図６】背景技術の電源装置の構成例を示す回路図である。
【図７】背景技術の電源装置の他の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【００２４】
図１に示すように、第１の実施の形態の高周波回路システムは、進行波管（ＴＷＴ）１と、進行波管１へ入力する高周波信号（第１高周波信号）と進行波管１から出力された高周波信号（第２高周波信号）との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器７０と、進行波管１へ入力する第１高周波信号の位相を一定量だけ進めるまたは遅らせて出力する移相器８０と、進行波管１の各電極に所定の直流電圧を供給すると共に、位相比較器７０の出力電圧に基づき、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化がある場合、第１高周波信号の位相と第２高周波信号の位相が一致するように、カソード電極とヘリックス間に供給するヘリックス電圧Ｅｈｅｌ電圧を制御する電源装置６０とを有する構成である。
【００２５】
なお、図１に示す電源装置６０は、へリックス電圧Ｅｈｅｌを生成するヘリックス電源の回路例のみ示している。電源装置６０は、ヘリックス電源だけでなく、図５に示したように、不図示のコレクタ電源、アノード電源、ヒータ電源等も備えている。
【００２６】
進行波管１は、入力された第１高周波信号を増幅して出力する、例えば図５に示した周知の電子管である。本発明は、進行波管１に限らず、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動によって増幅対象となる高周波（マイクロ波）信号の位相が変化する他の電子管にも適用可能である。
【００２７】
移相器８０には、進行波管１へ入力する第１高周波信号の一部が方向性結合器等を用いて分波されて供給される。移相器８０は、入力された第１高周波信号の位相を進めるまたは遅らせることで、通常時（進行波管１による負荷変動が無いとき）に進行波管１から出力される第２高周波信号と位相が一致する第１高周波信号を出力する。移相器８０は、入力された第１高周波信号の位相を電気的または機械的に変えることができれば、周知のどのような構成でもよい。
【００２８】
位相比較器７０には、進行波管１から出力された第２高周波信号の一部が方向性結合器等を用いて分波されて供給される。また、位相比較器７０には、移相器８０から出力された第１高周波信号が供給される。位相比較器７０は、移相器８０から出力された第１高周波信号と進行波管１から出力された第２高周波信号との位相差に一意に対応する電圧を出力する。位相比較器７０は、例えば移相器８０を用いることで、位相が一致する第１高周波信号と第２高周波信号とが入力されている場合は０［Ｖ］を出力し、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相が変化した場合は正（または負）の直流電圧を出力する。位相比較器７０は、２つの入力信号の位相差に対応する電圧を出力すればどのような構成でもよく、例えば位相差に比例する直流電圧を出力してもよく、位相差に反比例する直流電圧を出力してもよい。位相比較器７０には、進行波管１の増幅対象である高周波信号の周波数に適用可能な装置を用いればよく、例えば周知のミキサ回路等で実現できる。
【００２９】
電源装置６０は、トランス１００と、商用電源等から供給される交流電圧を直流電圧に変換する第１整流回路１１０と、第１整流回路１１０から出力された直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する、トランス１００の一次巻線に接続されたインバータ１２０と、トランス１００の二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する第２整流回路１３０と、第２整流回路１３０の出力端と進行波管１のへリックスとの間に挿入される、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化を抑制するレギュレータ回路１４０とを備えている。
【００３０】
レギュレータ回路１４０は、第２整流回路１３０の出力端（カソード電極１１とヘリックス２０間に供給する直流電圧の出力端）と、進行波管１のへリックス２０との間にコレクタ・エミッタが直列に接続されたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタと並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１と、位相比較器７０の出力電圧に基づいてトランジスタＱ１を駆動（オン・オフ）するドライバ回路１４１とを備えている。
【００３１】
ツェナーダイオードＺＤ１には、例えばツェナー電圧Ｖｚが１００Ｖ程度の素子が用いられる。ツェナー電圧Ｖｚは、負荷変動によるヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変化量やトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の耐電圧を考慮して決定すればよい。
【００３２】
トランジスタＱ１は、ドライバ回路１４１により、通常時はオフされ、へリックス電圧Ｅｈｅｌが降下して進行波管１から出力される第２高周波信号の位相が変化し、位相比較器７０から２つの入力信号の位相差に対応する電圧（直流）が出力されると、オン（ＯＮ）される。トランジスタＱ１には、図１に示すようにバイポーラトランジスタを用いてもよく、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）等を用いてもよい。
【００３３】
ドライバ回路１４１は、位相比較器７０の出力電圧に基づいて、通常時はトランジスタＱ１をオフし、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１をオンできれば、周知のどのような回路を用いてもよい。
【００３４】
なお、図１は、電源装置６０に、抵抗器Ｒを用いてへリックス電圧Ｅｈｅｌを分圧してインバータ１２０へ負帰還する、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化するための回路を備えた構成例を示している。このような回路は、上述したようにヘリックス電圧Ｅｈｅｌが急激に変動した場合に追随できないため、本発明の効果に寄与するものではない。しかしながら、より安定したヘリックス電圧Ｅｈｅｌを得るためには、図１に示すようにヘリックス電圧Ｅｈｅｌをインバータ１２０へ負帰還することでヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化するための回路を備えていることが望ましい。
【００３５】
このような構成において、次に本実施形態の高周波回路システムの動作について図面を用いて説明する。
【００３６】
図２は図１に示した高周波回路システムからレギュレータ回路を抜き出して示した本実施形態の要部の回路図であり、図３は図２に示したレギュレータ回路によりヘリックス電圧が安定化する様子を示す模式図である。なお、図３はヘリックス電圧Ｅｈｅｌや高周波信号の位相が変化する様子を模式的に示したものであり、図３に示す電圧や位相の値は単なる一例を示したものである。また、図３に示すアノード電圧Ｅａの「ＬＯ」は、カソード電極１１と同電位を示しており、「ＨＩＧＨ」はカソード電極１１の電位に対する所定の正電圧を示している。
【００３７】
上述したように、レギュレータ回路１４０が備えるトランジスタＱ１は、通常時、位相比較器７０から、例えば０Ｖが出力されているため、オフ（ＯＦＦ）されている。図２に示すように、このとき第２整流回路１３０とヘリックス間にはツェナーダイオードＺＤ１が挿入されているため、進行波管１のへリックス２０とカソード電極１１間には、第２整流回路１３０の出力電圧に対してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ（例えば、１００Ｖ）だけ降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが供給される。
【００３８】
ここで、例えば図３（ａ）に示すように進行波管１のアノード電極４０にステップ状に所定の正電圧が印加されると、進行波管１からはステップ状に第２高周波信号が出力され、それに伴う負荷（進行波管１）の急減な変動により、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが降下し、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相（ＲＦ位相）が変化する。
【００３９】
このとき、位相比較器７０からは、２つの入力信号の位相差に対応する電圧、すなわち第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化に相当する電圧が出力されるため、ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオン（ＯＮ）される。その結果、ツェナーダイオードＺＤ１の両端がトランジスタＱ１でバイパスされ、第２整流回路１３０の出力電圧がトランジスタＱ１を介して出力されるため、図３（ｂ）の矢印で示すように進行波管１に供給されるヘリックス電圧Ｅｈｅｌが上昇する。また、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが上昇することで、図３（ｃ）の矢印で示すように進行波管１から出力される高周波信号の位相変化も抑制される。
【００４０】
ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオンされている状態では、進行波管１、位相比較器７０、ドライバ回路１４１及びトランジスタＱ１によって負帰還ループが形成される。そのため、ドライバ回路１４１は、入力電圧が０Ｖになるように、すなわち進行波管１から出力される第２高周波信号の位相と、移相器８０から出力される第１高周波信号の位相とが一致するようにトランジスタＱ１を駆動して、その出力電圧を調整する。
【００４１】
図１や図２に示したように、レギュレータ回路１４０は、主信号経路にドライバ回路１４１及びトランジスタＱ１のみ備える簡易な構成であるため、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化を補正するための負帰還ループの遅延量が少なくて済む。そのため、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変化が抑制される。
【００４２】
また、本実施形態の高周波回路システムは、進行波管１に入力する第１高周波信号に対する進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化に基づいてヘリックス電圧Ｅｈｅｌを補正する構成であり、特許文献２のようにアノード電極４０に供給する信号に同期して制御するものではない。したがって、図３に示したようにアノード電極４０にステップ状の電圧を印加することで進行波管１から第２高周波信号をバースト状に出力させるときだけでなく、その他の理由で進行波管１による負荷が急激に変動して第２高周波信号の位相が変化した場合でも対処することができる。
【００４３】
さらに、上述したように進行波管１のへリックス２０は接地されているため、図１や図２に示したレギュレータ回路１４０は、接地電位を基準とする比較的低い直流電圧で動作する回路素子を用いて実現できる。そのため、高電圧で動作する特殊な回路部品を用いる必要がなく、レギュレータ回路１４０を設けることによるコストの増大を抑制できる。
（第２の実施の形態）
図４は、第２の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【００４４】
図４に示すように、第２の実施の形態の高周波回路システムは、進行波管１へ入力する第１高周波信号を分波して位相比較器７０へ直接供給し、レギュレータ回路１４０の入力端に所定の直流電圧を印加するための直流電源１４２を備える構成である。すなわち、第２の実施の形態の高周波回路システムは、図１に示した移相器８０が不要な構成である。その他の構成は第１の実施の形態の高周波回路システムと同様であるため、その説明は省略する。
【００４５】
図４に示す第２の実施の形態の高周波回路システムでは、通常時、位相比較器７０からは、進行波管１へ入力する第１高周波信号と進行波管１から出力された第２高周波信号との位相差に対応する直流電圧が出力されている。
【００４６】
直流電源１４２は、通常時にトランジスタＱ１がオフし、第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１がオンするように、例えば通常時における位相比較器７０の出力電圧を相殺するような（例えばドライバ回路１４１の入力端における電圧を０Ｖにするような）直流電圧を出力する。
【００４７】
このような構成でも、図１に示した第１の実施の形態の高周波回路システムと同様に、通常時は、トランジスタＱ１がオフされているため、進行波管１のへリックス２０とカソード電極１１間には、第２整流回路１３０の出力電圧に対してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ（例えば、１００Ｖ）だけ降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが供給される。
【００４８】
また、負荷（進行波管１）の急減な変動により、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが降下し、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相（ＲＦ位相）が変化すると、位相比較器７０からは進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化に相当する電圧が出力され、ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオン（ＯＮ）されて、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの降下及び高周波信号の位相変化が抑制される。
【００４９】
したがって、図４に示した第２の実施の形態の高周波回路システムも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５０】
なお、図４に示した直流電源１４２は、図１に示した第１の実施の形態のレギュレータ回路１４０に設けることも可能である。例えば移相器８０から出力される第１高周波信号の位相が進行波管１から出力される第２高周波信号の位相と一致していない場合、位相比較器７０からはそれらの位相差に対応する直流電圧が出力される。その場合も、直流電源１４２は、通常時にトランジスタＱ１がオフし、第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１がオンするように、例えば通常時における位相比較器７０の出力電圧を相殺するような直流電圧を生成し、ドライバ回路１４１の入力端へ供給すればよい。
【符号の説明】
【００５１】
１ 進行波管
１０ 電子銃
１１ カソード電極
１２ ヒータ
１３ ウェネルト電極
２０ ヘリックス
３０ コレクタ電極
４０ アノード電極
５０ 電子ビーム
６０ 電源装置
６１ ヘリックス電源
６２ コレクタ電源
６３ アノード電源
６４ ヒータ電源
７０ 位相比較器
８０ 移相器
１００ トランス
１１０ 第１整流回路
１２０ インバータ
１３０ 第２整流回路
１４０ レギュレータ回路
１４１ ドライバ回路
１４２ 直流電源
Ｑ１ トランジスタ
ＺＤ１ ツェナーダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波信号の増幅や発振等に用いられる電子管及び該電子管の各電極に所定の直流電圧を供給する電源装置を備えた高周波回路システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
進行波管は、電子銃から放出された電子ビームと高周波回路との相互作用により高周波（マイクロ波）信号の増幅や発振等を行うために用いる電子管である。進行波管１は、例えば図５に示すように、電子ビーム５０を放出する電子銃１０と、電子銃１０から放出された電子ビーム５０と高周波（マイクロ波）信号とを相互作用させる高周波回路であるヘリックス２０と、ヘリックス２０から出力された電子ビーム５０を捕捉するコレクタ電極３０と、電子銃１０から電子を引き出すと共に電子銃１０から放出された電子ビーム５０をスパイラル状のヘリックス２０内に導くアノード電極４０とを有する構成である。電子銃１０は、例えば熱電子を放出するカソード電極１１と、カソード電極１１に熱電子を放出させるための熱エネルギーを与えるヒータ１２と、カソード電極１１から放出された電子を集束して電子ビーム５０を形成するためのウェネルト電極１３とを備えている。
【０００３】
電子銃１０から放出された電子ビーム５０は、カソード電極１１とヘリックス２０との電位差により加速されてヘリックス２０内に導入され、ヘリックス２０の一端から入力された高周波信号と相互作用しながらヘリックス２０の内部を進行する。ヘリックス２０の内部を通過した電子ビーム５０はコレクタ電極３０で捕捉される。このとき、ヘリックス２０の他端からは電子ビーム５０との相互作用により増幅された高周波信号が出力される。
【０００４】
電源装置６０は、カソード電極１１に対してヘリックス２０の電位（ＨＥＬＩＸ）を基準に負の直流電圧（ヘリックス電圧Ｅｈｅｌ）を供給するヘリックス電源６１と、カソード電極１１の電位（Ｈ／Ｋ）を基準にコレクタ電極３０に対して正の直流電圧（コレクタ電圧Ｅｃｏｌ）を供給するコレクタ電源６２と、カソード電極１１の電位を基準にアノード電極４０に対して正の直流電圧（アノード電圧Ｅａ）を供給するアノード電源６３と、カソード電極１１の電位を基準に交流電圧または直流電圧であるヒータ電圧Ｅｈｅａｔを電子銃１０のヒータ１２に供給するヒータ電源６４とを有する構成である。ヘリックス２０は、通常、進行波管１のケースに接続されて接地される。
【０００５】
図５は１つのコレクタ電極３０を備えた進行波管１の構成例を示しているが、進行波管１には複数のコレクタ電極３０を備えた構成もある。また、図５では、アノード電極４０にアノード電圧Ｅａを供給する構成例を示しているが、アノード電極４０をヘリックス２０と接続することで接地する構成もある。
【０００６】
ヘリックス電圧Ｅｈｅｌ、コレクタ電圧Ｅｃｏｌ、アノード電圧Ｅａ及びヒータ電圧Ｅｈｅａｔは、例えば、トランスと、商用電源等から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路から供給される直流電圧を所要の周波数の交流電圧に変換する、トランスの一次巻線に接続されたインバータと、トランスの二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とを用いて生成される。通常、へリックス電圧Ｅｈｅｌは、数百〜数ｋＶ程度の直流高電圧に設定され、コレクタ電圧Ｅｃｏｌはヘリックス電圧Ｅｈｅｌよりも低い直流高電圧に設定される。アノード電圧Ｅａは、０Ｖ（カソード電極１１の電位）からへリックス電圧Ｅｈｅｌの範囲内で設定され、ヒータ電圧Ｅｈｅａｔは数Ｖ〜数十Ｖ程度に設定される。
【０００７】
ところで、進行波管１では、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが変動すると、進行波管１から出力される高周波信号の位相も変動することが知られている（例えば、特許文献１参照）。ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動は、進行波管１から高周波信号をバースト状に出力する場合等、進行波管１による負荷が急激に変動したときに起こる。なお、進行波管１から高周波信号をバースト状に出力するには、アノード電極４０にパルス状あるいはステップ状に電圧を印加すればよい。
【０００８】
近年の無線通信装置では、情報の伝送効率を向上させるために各種の位相偏移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）方式が採用されている。そのような無線通信装置が送信する無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号の増幅に進行波管１を用いると、進行波管１における位相変動が情報の誤送信の要因となってしまう。
【０００９】
したがって、図５に示すような進行波管１用の電源装置６０では、進行波管１による負荷の変動に起因するヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制することが望ましい。
【００１０】
ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制するには、例えば図６に示すように、へリックス電源６１が備える、カソード電極１１とヘリックス２０とに並列に接続する整流用コンデンサＣの数を増やしてその総容量を増大させる構成が考えられる。
【００１１】
しかしながら、そのような整流用コンデンサＣの総容量を増大させる構成では、電源装置６０の部品数が増えてしまう問題がある。一般に、容量が比較的大きく、また高耐圧用の整流用コンデンサＣは、パッケージサイズが大きいため、整流用コンデンサＣの数が増えると電源装置６０が大型になってしまう。
【００１２】
また、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制する他の構成としては、例えば図７に示すように、抵抗器Ｒ等を用いてへリックス電圧Ｅｈｅｌを分圧し、分圧したヘリックス電圧Ｅｈｅｌをトランス２００の一次巻線に接続されたインバータ２２０へ帰還（負帰還）させることで、トランス２００の二次巻線に接続された整流回路２３０から出力されるヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化する構成が考えられる。
【００１３】
しかしながら、そのような構成では、帰還ループ内に備えるインバータ２２０、トランス２００、整流回路２３０等による遅延量が大きいため、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが高速に変動した場合に追随することが困難である。そのため、進行波管１による負荷が急激に変動することでヘリックス電圧Ｅｈｅｌが高速に変動した場合、図７に示す構成では該ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動を抑制することができない。
【００１４】
なお、上記特許文献１では、進行波管から出力される高周波信号の位相を検出し、該検出した位相に基づいて該進行波管へ入力する高周波信号の位相を調整することで、進行波管における高周波信号の位相変動を補正する技術が記載されている。
【００１５】
また、特許文献２には、進行波管から高周波信号をバースト状に出力させるとき、トランスの二次巻線に接続された整流回路の出力側に接続されたシリーズレギュレータをバイパスするトランジスタ（充電バイパス回路）をＯＮさせて、該整流回路から整流用コンデンサへ高速に電荷を供給することで、負荷変動によって降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが元の電圧で安定するまでの時間を短縮する構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開平６−６１７６１号公報
【特許文献２】特開２００７−３２３９１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上述したように、図６に示した整流用コンデンサの数を増やしてその総容量を増大させる構成では、電源装置が大型になる問題がある。また、図７に示した負帰還回路を設ける構成では、ヘリックス電圧が高速に変動した場合に追随することが困難である。
【００１８】
特許文献２に記載された技術は、アノード電極にパルス状の信号を供給する場合、すなわち進行波管から高周波信号をバースト状に出力させるときにはヘリックス電圧を高速に安定させることができる。しかしながら、特許文献２に記載の電源装置では、アノード電極に供給するパルス状の信号に同期して上記充電バイパス回路を制御する構成であるため、それ以外の理由で進行波管による負荷が急激に変動してヘリックス電圧が変動し、位相が変化したときには対処できない。
【００１９】
本発明は上述したような背景技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、進行波管等の電子管の負荷変動により高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変化を抑制できる高周波回路システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するため本発明の高周波回路システムは、カソード電極及びヘリックスを備えた電子管と、
前記電子管へ入力する第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように、前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧を制御する電源装置と、
を有する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、進行波管等の電子管の負荷変動により高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示した高周波回路システムからレギュレータ回路を抜き出して示した本実施形態の要部の回路図である。
【図３】図２に示したレギュレータ回路によりヘリックス電圧が安定化する様子を示す模式図である。
【図４】第２の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【図５】背景技術の高周波回路システムの構成を示すブロック図である。
【図６】背景技術の電源装置の構成例を示す回路図である。
【図７】背景技術の電源装置の他の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【００２４】
図１に示すように、第１の実施の形態の高周波回路システムは、進行波管（ＴＷＴ）１と、進行波管１へ入力する高周波信号（第１高周波信号）と進行波管１から出力された高周波信号（第２高周波信号）との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器７０と、進行波管１へ入力する第１高周波信号の位相を一定量だけ進めるまたは遅らせて出力する移相器８０と、進行波管１の各電極に所定の直流電圧を供給すると共に、位相比較器７０の出力電圧に基づき、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化がある場合、第１高周波信号の位相と第２高周波信号の位相が一致するように、カソード電極とヘリックス間に供給するヘリックス電圧Ｅｈｅｌ電圧を制御する電源装置６０とを有する構成である。
【００２５】
なお、図１に示す電源装置６０は、へリックス電圧Ｅｈｅｌを生成するヘリックス電源の回路例のみ示している。電源装置６０は、ヘリックス電源だけでなく、図５に示したように、不図示のコレクタ電源、アノード電源、ヒータ電源等も備えている。
【００２６】
進行波管１は、入力された第１高周波信号を増幅して出力する、例えば図５に示した周知の電子管である。本発明は、進行波管１に限らず、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変動によって増幅対象となる高周波（マイクロ波）信号の位相が変化する他の電子管にも適用可能である。
【００２７】
移相器８０には、進行波管１へ入力する第１高周波信号の一部が方向性結合器等を用いて分波されて供給される。移相器８０は、入力された第１高周波信号の位相を進めるまたは遅らせることで、通常時（進行波管１による負荷変動が無いとき）に進行波管１から出力される第２高周波信号と位相が一致する第１高周波信号を出力する。移相器８０は、入力された第１高周波信号の位相を電気的または機械的に変えることができれば、周知のどのような構成でもよい。
【００２８】
位相比較器７０には、進行波管１から出力された第２高周波信号の一部が方向性結合器等を用いて分波されて供給される。また、位相比較器７０には、移相器８０から出力された第１高周波信号が供給される。位相比較器７０は、移相器８０から出力された第１高周波信号と進行波管１から出力された第２高周波信号との位相差に一意に対応する電圧を出力する。位相比較器７０は、例えば移相器８０を用いることで、位相が一致する第１高周波信号と第２高周波信号とが入力されている場合は０［Ｖ］を出力し、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相が変化した場合は正（または負）の直流電圧を出力する。位相比較器７０は、２つの入力信号の位相差に対応する電圧を出力すればどのような構成でもよく、例えば位相差に比例する直流電圧を出力してもよく、位相差に反比例する直流電圧を出力してもよい。位相比較器７０には、進行波管１の増幅対象である高周波信号の周波数に適用可能な装置を用いればよく、例えば周知のミキサ回路等で実現できる。
【００２９】
電源装置６０は、トランス１００と、商用電源等から供給される交流電圧を直流電圧に変換する第１整流回路１１０と、第１整流回路１１０から出力された直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する、トランス１００の一次巻線に接続されたインバータ１２０と、トランス１００の二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する第２整流回路１３０と、第２整流回路１３０の出力端と進行波管１のへリックスとの間に挿入される、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化を抑制するレギュレータ回路１４０とを備えている。
【００３０】
レギュレータ回路１４０は、第２整流回路１３０の出力端（カソード電極１１とヘリックス２０間に供給する直流電圧の出力端）と、進行波管１のへリックス２０との間にコレクタ・エミッタが直列に接続されたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタと並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１と、位相比較器７０の出力電圧に基づいてトランジスタＱ１を駆動（オン・オフ）するドライバ回路１４１とを備えている。
【００３１】
ツェナーダイオードＺＤ１には、例えばツェナー電圧Ｖｚが１００Ｖ程度の素子が用いられる。ツェナー電圧Ｖｚは、負荷変動によるヘリックス電圧Ｅｈｅｌの変化量やトランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の耐電圧を考慮して決定すればよい。
【００３２】
トランジスタＱ１は、ドライバ回路１４１により、通常時はオフされ、へリックス電圧Ｅｈｅｌが降下して進行波管１から出力される第２高周波信号の位相が変化し、位相比較器７０から２つの入力信号の位相差に対応する電圧（直流）が出力されると、オン（ＯＮ）される。トランジスタＱ１には、図１に示すようにバイポーラトランジスタを用いてもよく、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）等を用いてもよい。
【００３３】
ドライバ回路１４１は、位相比較器７０の出力電圧に基づいて、通常時はトランジスタＱ１をオフし、第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１をオンできれば、周知のどのような回路を用いてもよい。
【００３４】
なお、図１は、電源装置６０に、抵抗器Ｒを用いてへリックス電圧Ｅｈｅｌを分圧してインバータ１２０へ負帰還する、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化するための回路を備えた構成例を示している。このような回路は、上述したようにヘリックス電圧Ｅｈｅｌが急激に変動した場合に追随できないため、本発明の効果に寄与するものではない。しかしながら、より安定したヘリックス電圧Ｅｈｅｌを得るためには、図１に示すようにヘリックス電圧Ｅｈｅｌをインバータ１２０へ負帰還することでヘリックス電圧Ｅｈｅｌを安定化するための回路を備えていることが望ましい。
【００３５】
このような構成において、次に本実施形態の高周波回路システムの動作について図面を用いて説明する。
【００３６】
図２は図１に示した高周波回路システムからレギュレータ回路を抜き出して示した本実施形態の要部の回路図であり、図３は図２に示したレギュレータ回路によりヘリックス電圧が安定化する様子を示す模式図である。なお、図３はヘリックス電圧Ｅｈｅｌや高周波信号の位相が変化する様子を模式的に示したものであり、図３に示す電圧や位相の値は単なる一例を示したものである。また、図３に示すアノード電圧Ｅａの「ＬＯ」は、カソード電極１１と同電位を示しており、「ＨＩＧＨ」はカソード電極１１の電位に対する所定の正電圧を示している。
【００３７】
上述したように、レギュレータ回路１４０が備えるトランジスタＱ１は、通常時、位相比較器７０から、例えば０Ｖが出力されているため、オフ（ＯＦＦ）されている。図２に示すように、このとき第２整流回路１３０とヘリックス間にはツェナーダイオードＺＤ１が挿入されているため、進行波管１のへリックス２０とカソード電極１１間には、第２整流回路１３０の出力電圧に対してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ（例えば、１００Ｖ）だけ降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが供給される。
【００３８】
ここで、例えば図３（ａ）に示すように進行波管１のアノード電極４０にステップ状に所定の正電圧が印加されると、進行波管１からはステップ状に第２高周波信号が出力され、それに伴う負荷（進行波管１）の急減な変動により、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが降下し、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相（ＲＦ位相）が変化する。
【００３９】
このとき、位相比較器７０からは、２つの入力信号の位相差に対応する電圧、すなわち第１高周波信号に対する第２高周波信号の位相変化に相当する電圧が出力されるため、ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオン（ＯＮ）される。その結果、ツェナーダイオードＺＤ１の両端がトランジスタＱ１でバイパスされ、第２整流回路１３０の出力電圧がトランジスタＱ１を介して出力されるため、図３（ｂ）の矢印で示すように進行波管１に供給されるヘリックス電圧Ｅｈｅｌが上昇する。また、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが上昇することで、図３（ｃ）の矢印で示すように進行波管１から出力される高周波信号の位相変化も抑制される。
【００４０】
ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオンされている状態では、進行波管１、位相比較器７０、ドライバ回路１４１及びトランジスタＱ１によって負帰還ループが形成される。そのため、ドライバ回路１４１は、入力電圧が０Ｖになるように、すなわち進行波管１から出力される第２高周波信号の位相と、移相器８０から出力される第１高周波信号の位相とが一致するようにトランジスタＱ１を駆動して、その出力電圧を調整する。
【００４１】
図１や図２に示したように、レギュレータ回路１４０は、主信号経路にドライバ回路１４１及びトランジスタＱ１のみ備える簡易な構成であるため、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化を補正するための負帰還ループの遅延量が少なくて済む。そのため、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相が高速に変化した場合でも、その位相変化が抑制される。
【００４２】
また、本実施形態の高周波回路システムは、進行波管１に入力する第１高周波信号に対する進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化に基づいてヘリックス電圧Ｅｈｅｌを補正する構成であり、特許文献２のようにアノード電極４０に供給する信号に同期して制御するものではない。したがって、図３に示したようにアノード電極４０にステップ状の電圧を印加することで進行波管１から第２高周波信号をバースト状に出力させるときだけでなく、その他の理由で進行波管１による負荷が急激に変動して第２高周波信号の位相が変化した場合でも対処することができる。
【００４３】
さらに、上述したように進行波管１のへリックス２０は接地されているため、図１や図２に示したレギュレータ回路１４０は、接地電位を基準とする比較的低い直流電圧で動作する回路素子を用いて実現できる。そのため、高電圧で動作する特殊な回路部品を用いる必要がなく、レギュレータ回路１４０を設けることによるコストの増大を抑制できる。
（第２の実施の形態）
図４は、第２の実施の形態の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。
【００４４】
図４に示すように、第２の実施の形態の高周波回路システムは、進行波管１へ入力する第１高周波信号を分波して位相比較器７０へ直接供給し、レギュレータ回路１４０の入力端に所定の直流電圧を印加するための直流電源１４２を備える構成である。すなわち、第２の実施の形態の高周波回路システムは、図１に示した移相器８０が不要な構成である。その他の構成は第１の実施の形態の高周波回路システムと同様であるため、その説明は省略する。
【００４５】
図４に示す第２の実施の形態の高周波回路システムでは、通常時、位相比較器７０からは、進行波管１へ入力する第１高周波信号と進行波管１から出力された第２高周波信号との位相差に対応する直流電圧が出力されている。
【００４６】
直流電源１４２は、通常時にトランジスタＱ１がオフし、第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１がオンするように、例えば通常時における位相比較器７０の出力電圧を相殺するような（例えばドライバ回路１４１の入力端における電圧を０Ｖにするような）直流電圧を出力する。
【００４７】
このような構成でも、図１に示した第１の実施の形態の高周波回路システムと同様に、通常時は、トランジスタＱ１がオフされているため、進行波管１のへリックス２０とカソード電極１１間には、第２整流回路１３０の出力電圧に対してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ（例えば、１００Ｖ）だけ降下したヘリックス電圧Ｅｈｅｌが供給される。
【００４８】
また、負荷（進行波管１）の急減な変動により、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌが降下し、進行波管１から出力される第２高周波信号の位相（ＲＦ位相）が変化すると、位相比較器７０からは進行波管１から出力される第２高周波信号の位相変化に相当する電圧が出力され、ドライバ回路１４１によってトランジスタＱ１がオン（ＯＮ）されて、ヘリックス電圧Ｅｈｅｌの降下及び高周波信号の位相変化が抑制される。
【００４９】
したがって、図４に示した第２の実施の形態の高周波回路システムも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５０】
なお、図４に示した直流電源１４２は、図１に示した第１の実施の形態のレギュレータ回路１４０に設けることも可能である。例えば移相器８０から出力される第１高周波信号の位相が進行波管１から出力される第２高周波信号の位相と一致していない場合、位相比較器７０からはそれらの位相差に対応する直流電圧が出力される。その場合も、直流電源１４２は、通常時にトランジスタＱ１がオフし、第２高周波信号の位相変化時にトランジスタＱ１がオンするように、例えば通常時における位相比較器７０の出力電圧を相殺するような直流電圧を生成し、ドライバ回路１４１の入力端へ供給すればよい。
【符号の説明】
【００５１】
１ 進行波管
１０ 電子銃
１１ カソード電極
１２ ヒータ
１３ ウェネルト電極
２０ ヘリックス
３０ コレクタ電極
４０ アノード電極
５０ 電子ビーム
６０ 電源装置
６１ ヘリックス電源
６２ コレクタ電源
６３ アノード電源
６４ ヒータ電源
７０ 位相比較器
８０ 移相器
１００ トランス
１１０ 第１整流回路
１２０ インバータ
１３０ 第２整流回路
１４０ レギュレータ回路
１４１ ドライバ回路
１４２ 直流電源
Ｑ１ トランジスタ
ＺＤ１ ツェナーダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
カソード電極及びヘリックスを備えた電子管と、
前記電子管へ入力する第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように、前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧を制御する電源装置と、
を有する高周波回路システム。
【請求項２】
前記電子管へ入力する第１高周波信号の位相を一定量だけ進めるまたは遅らせて出力する移相器をさらに有し、
前記位相比較器は、
前記移相器から出力された第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する請求項１記載の高周波回路システム。
【請求項３】
前記電源装置は、
前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧の出力端と前記へリックスとの間に直列に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタと並列に接続されたツェナーダイオードと、
前記位相比較器の出力電圧に基づいて前記トランジスタを駆動するドライバ回路と、
を備えたレギュレータ回路を有し、
前記ドライバ回路は、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化が無い場合は、前記カソード電極とヘリックス間に所定の直流電圧から前記ツェナーダイオードのツェナー電圧だけ降下させた電圧を供給し、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合は、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように前記トランジスタを駆動する請求項１記載の高周波回路システム。
【請求項４】
前記レギュレータ回路は、
前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化が無いときに前記位相比較器から出力される電圧を相殺するための直流電圧を生成し、前記ドライバ回路の入力端へ供給する直流電源をさらに備える請求項１から３のいずれか１項記載の高周波回路システム。
【請求項５】
前記へリックスが接地された請求項１から４のいずれか１項記載の高周波回路システム。
【請求項１】
カソード電極及びヘリックスを備えた電子管と、
前記電子管へ入力する第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する位相比較器と、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように、前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧を制御する電源装置と、
を有する高周波回路システム。
【請求項２】
前記電子管へ入力する第１高周波信号の位相を一定量だけ進めるまたは遅らせて出力する移相器をさらに有し、
前記位相比較器は、
前記移相器から出力された第１高周波信号と前記電子管から出力された第２高周波信号との位相差に対応する電圧を出力する請求項１記載の高周波回路システム。
【請求項３】
前記電源装置は、
前記カソード電極と前記ヘリックス間に供給する直流電圧の出力端と前記へリックスとの間に直列に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタと並列に接続されたツェナーダイオードと、
前記位相比較器の出力電圧に基づいて前記トランジスタを駆動するドライバ回路と、
を備えたレギュレータ回路を有し、
前記ドライバ回路は、
前記位相比較器の出力電圧に基づき、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化が無い場合は、前記カソード電極とヘリックス間に所定の直流電圧から前記ツェナーダイオードのツェナー電圧だけ降下させた電圧を供給し、前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化がある場合は、前記第１高周波信号の位相と前記第２高周波信号の位相が一致するように前記トランジスタを駆動する請求項１記載の高周波回路システム。
【請求項４】
前記レギュレータ回路は、
前記第１高周波信号に対する前記第２高周波信号の位相変化が無いときに前記位相比較器から出力される電圧を相殺するための直流電圧を生成し、前記ドライバ回路の入力端へ供給する直流電源をさらに備える請求項１から３のいずれか１項記載の高周波回路システム。
【請求項５】
前記へリックスが接地された請求項１から４のいずれか１項記載の高周波回路システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−２１６４６１（Ｐ２０１２−２１６４６１Ａ）
【公開日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−８１８８０（Ｐ２０１１−８１８８０）
【出願日】平成２３年４月１日（２０１１．４．１）
【出願人】（３９６００７９８２）株式会社ネットコムセック (13)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月１日（２０１１．４．１）
【出願人】（３９６００７９８２）株式会社ネットコムセック (13)
【Ｆターム（参考）】
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