ＤＣ／ＡＣサイクロコンバータのための制御スキーム
【課題】より経済的な変圧器を採用できるよう、ＨＦインバータとサイクロコンバータとを制御すること。
【解決手段】方法は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することは、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間を提供する。ＨＦインバータを制御することは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータ３においてフリーホイーリング期間を提供する。
【解決手段】方法は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することは、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間を提供する。ＨＦインバータを制御することは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータ３においてフリーホイーリング期間を提供する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気車両及びハイブリッド電気車両に関する。特に、本発明は、補助電力を供給するために車両によって使用される補助電力システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明の譲受人は、電気車両及びハイブリッド電気車両並びにその中で使用するための電力システムを設計し、開発する。電力システムに関連する従来技術は、トラクション駆動用の主電力システムが他の目的で補助電力を提供するために分岐される補助電力システムの記述を含む。補助電力システムは、ラジオ、ヘッドライト、空調用ブロアなどのような、車両に通常組み込まれ又は付属する他の電気機器用の電力を提供するのに使用され得る。他の場合、補助電力システムは、シガレットライタや、携帯電話、ラップトップ・コンピュータその他の、シガレットライタ・ポケットに通常差し込まれる他のデバイスを充電するための電力パックなど、車両に頻繁に「差し込まれる」電気機器用の電力を提供するために必要とされ得る。さらに他の場合には、補助電力システムは、車両に通常は関連しない電気機器、例えば、電気髭剃り器、電気のこぎり、電気ドリル、電気研磨機などの電気ツールや、車両がキャンピング又は釣りに用いられるときに使用するための種々の電気機器用の、１１０ＶのＡＣ又はＤＣ電力を提供するために必要とされ得る。
【０００３】
図１は、ＤＣ電力源、高周波インバータ３、高周波変圧器５、及び負荷に接続されたサイクロコンバータ７を含む補助電力システムを示す。高周波インバータ３及びサイクロコンバータ７内のスイッチは、コントローラ１によって制御される。これらのスイッチを制御する方法の違いにより、公知のシステムと本発明の実施の形態とが区別される。
【０００４】
図２は、ＤＣ電力源からのＤＣ電圧（Ｖ＿ＤＣ）と高周波変圧器５（ＨＦ変圧器５）との間に結合される高周波インバータ３（ＨＦインバータ３）を示す。ＨＦインバータは、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を含む。スイッチＳ１は、バイパス・・ダイオード３０及びそれに対応する能動スイッチ素子２０を含む。同様に、スイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ４もバイパス・・ダイオード３２、３４、３６及びそれに対応する能動スイッチ素子２２、２４、２６を含む。
【０００５】
スイッチＳ１の能動スイッチ素子２０は、能動スイッチ素子２０に印加される制御信号に応じて、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３０は、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。同様に、スイッチＳ３の能動スイッチ素子２４は、選択的に、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３４は、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。
【０００６】
スイッチＳ２の能動スイッチ素子２２は、能動スイッチ素子２２に印加される制御信号に応じて、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３２は、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。同様に、スイッチＳ４の能動スイッチ素子２６は、選択的に、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３６は、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。能動スイッチ素子２０、２２、２４、２６は、典型的には、絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む。しかし、他のスイッチ技術が使用されてもよい。
【０００７】
動作において、ＨＦインバータのスイッチング周波数は３，０００〜３０，０００Ｈｚで選択される。ＨＦインバータは、ＤＣ供給電圧Ｖ＿ＤＣを、ＨＦ変圧器５を通過してサイクロコンバータ７のＡ＿ＢＵＳとＢ＿ＢＵＳとの間に印加されるべき方形波電力パルスに変換する。
【０００８】
図３は、ＨＦ変圧器５及びサイクロコンバータ７を示す。サイクロコンバータ７はブリッジ構成で配列された４つのスイッチ対ＡＵ、ＢＵ、ＡＶ及びＢＶを含む。変圧器５はＡ＿ＢＵＳとＢ＿ＢＵＳ（ブリッジのＡ端子及びＢ端子）によってブリッジに結合される。負荷側のフィルタは、インダクタＬ、ホール効果センサＨ及びコンデンサＣを含む。負荷側のフィルタは端子ＵとＶとの間でブリッジに結合される。
【０００９】
各スイッチ対は２つのスイッチを含む。スイッチ対ＡＵはＡ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＡＵＰ及びＡＵＮを含み、スイッチ対ＡＶは同様にＡ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＡＶＰ及びＡＶＮを含む。スイッチ対ＢＵはＢ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＢＵＰ及びＢＵＮを含み、スイッチ対ＢＶは同様にＢ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＢＶＰ及びＢＶＮを含む。スイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰは、図２のＳ１、Ｓ２、Ｓ３又はＳ４のいずれかのスイッチと全く同じに機能する。スイッチＡＵＮ、ＡＶＰ、ＢＵＰ及びＢＶＮは、バイパス・ダイオードがスイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰのダイオードの反対方向に接続されること、及び、能動スイッチ素子がスイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰのスイッチ素子の反対方向に電流を選択的に導通させることを除いて、同様に機能する。
【００１０】
コントローラ１は、潜在的に４つの動作状態を生成するために、各スイッチ対の２つのスイッチ素子を制御する。スイッチ対ＡＵを例として用いることにする。Ａ＿ＢＵＳからスイッチ対ＡＵを通ってインダクタＬに電流が流れることができないとき、又は、その逆のとき、ＡＵはオフである。オフ状態では、両方のスイッチ素子は電流を遮断し、２つのダイオードは電流を遮断するよう逆バイアスされる。オン状態では、両方のスイッチ素子は導通し、電流はスイッチ対ＡＵを通って両方向へ流れることができる。
【００１１】
第３の状態では、スイッチＡＵＰのスイッチ素子は、一方向導通を可能にするようオンになり、スイッチＡＵＮのスイッチ素子は、全ての導通を遮断するようオフとなり、それにより、Ａ＿ＢＵＳからスイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってインダクタＬに電流が流れる。しかし、電流は、スイッチＡＵＮのダイオードとスイッチ素子とによって遮断され、それにより、インダクタＬからの電流は、スイッチＡＵＮを通りスイッチＡＵＰを通ってＡ＿ＢＵＳに流れないように遮断される。
【００１２】
第４の状態では、スイッチＡＵＮのスイッチ素子は、一方向導通を可能にするようオンになり、スイッチＡＵＰのスイッチ素子は、全ての導通を遮断するようオフとなり、それにより、インダクタＬからスイッチＡＵＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＰのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳに電流が流れる。しかし、電流は、スイッチＡＵＰのダイオードとスイッチ素子とによって遮断され、それにより、Ａ＿ＢＵＳからの電流は、スイッチＡＵＰを通りスイッチＡＵＮを通ってインダクタＬに流れないように遮断される。
【００１３】
他のスイッチ対ＡＶ、ＢＵ、及びＢＶのそれぞれは、コントローラ１（図１）によって制御される４つの動作状態を生成するように同様に動作する。サイクロコンバータ７は、２５６の異なる導通状態のうちのいずれか１つの導通状態にあるように制御されることができる。
【００１４】
ＨＦ変圧器を伝播する電力パルスは、サイクロコンバータ７（図３）に印加されて、ある半サイクルの間はＢ＿ＢＵＳに対してＡ＿ＢＵＳを正にさせ、他の半サイクルの間はＡ＿ＢＵＳに対してＢ＿ＢＵＳを正にさせる。スイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ、ＢＶＰ、ＡＵＮ、ＡＶＰ、ＢＵＰ及びＢＶＮの正しい循環を使用することによって、両方の半サイクルからの電流は、同じ方向にインダクタＬを通過することができる。
【００１５】
第１モードは、Ｕノードからインダクタに電流が流れる時として定義される。第１モードでは、コントローラ１（図１）はサイクロコンバータ７のスイッチ素子の全てを制御し、ノードＵ上の電圧の方がノードＶ上の電圧よりも正であるようにさせる。
【００１６】
第１の半サイクルは、Ａ＿ＢＵＳ上の電圧がＢ＿ＢＵＳ上の電圧に対して正であるときであると定義される（図６、Ａ＿ＢＵＳを参照されたい）。図４を参照すると、第１の半サイクルの期間に、Ａ＿ＢＵＳ上の電圧は、Ａ＿ＢＵＳからスイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってノードＵ上に渡されることができる。同時に、電流は、ノードＶ上の電圧がＢ＿ＢＵＳ上の電圧と実質的に同じ電圧（スイッチ対ＢＶのスイッチの両端の電圧降下だけ低い）になるまで、ノードＶからスイッチＢＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＢＶＮのダイオードを通ってＢ＿ＢＵＳへ取り出されることができる。
【００１７】
他の半サイクルは、Ｂ＿ＢＵＳ上の電圧がＡ＿ＢＵＳ上の電圧に対して正であるときであると定義される（図６、Ｂ＿ＢＵＳを参照されたい）。図５を参照すると、他の半サイクルの期間に、Ｂ＿ＢＵＳ上の電圧は、Ｂ＿ＢＵＳからスイッチＢＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＢＵＮのダイオードを通ってノードＵ上に渡されることができる。同時に、電流は、ノードＶ上の電圧がＡ＿ＢＵＳ上の電圧と実質的に同じ電圧（スイッチ対ＡＶのスイッチの両端の電圧降下だけ低い）になるまで、ノードＶからスイッチＡＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＮのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ取り出されることができる。
【００１８】
こうして、第１モードでは、Ａ＿ＢＵＳがＢ＿ＢＵＳよりも正であるか否かに関わらず、ノードＶに印加される電圧よりも正である電圧をノードＵに印加するように、コントローラ１はスイッチを動作させることができる。コントローラ１はスイッチをしてＵノードに正の電力パルスを印加させしめる。こうして、ノードＵは、周期的なスイッチング・スパイク（図６、Ｕを参照されたい）を伴うが、ノードＶ上の電圧に対して正のＤＣ電圧を生成することができる。コンデンサＣ及びインダクタＬは、スイッチング・スパイクを実質的に除去する負荷端フィルタを構成する（図６、ＯＵＴＰＵＴを参照されたい）。
【００１９】
同様に、第２モードでは、スイッチは、ノードＵに印加される電圧よりも正である電圧をノードＶに印加するように動作することができる。こうして、ノードＵは、ノードＶ上の電圧を基準にして負のＤＣ電圧を生成することができる。
【００２０】
上述した第１モードと第２モードとを交互に行うことによって、交流電圧波形がノードＵとノードＶとの間で提供されることができ、第１モードと第２モードと間のスイッチング・レートは、ＤＣ（すなわち、第１モード又は第２モードであるが、交流モードではない）から、ＨＦインバータのスイッチング周波数の直下の周波数までの範囲で任意に選択され得る。
【００２１】
第１モードと第２モードとの間の特定の交番周波数は、サイクロコンバータ７内のスイッチを動作させる制御信号を生成する、コントローラ１のロジックによって定義される。ほとんどのシステムにおいて、第１モードと第２モードとの間の、また、その逆の交番周波数は、６０Ｈｚで動作する地上ＡＣ電力システム上で動作するように設計された負荷に整合するように、６０Ｈｚであることになる。しかし、４００Ｈｚ、９００Ｈｚ、さらに１，６００Ｈｚなどの他の周波数も望ましい。これらの周波数は標準的なＡＣ電力システムでも使用されるからである。
【００２２】
ホール効果センサＨ、コンデンサＣ及びインダクタＬは、ノードＵとノードＶとの間のフィルタを形成する。このフィルタのフィルタ定数ＲＣは、第１モードと第２モードとの間の交番周波数より高い周波数を除去するローパス・フィルタとして設計される。しばしば、サイクロコンバータ７のスイッチ状態間のスイッチング期間に、ノードＵとノードＶにわたって電圧スパイクが瞬間的に印加される場合がある。コンデンサＣとインダクタＬとからなるフィルタは、これらの電圧スパイクを吸収して除去して、ノードＵとノードＶとの間に平滑な電圧を提供する。ホール効果センサＨはコントローラ１に対してフィードバックを提供して、インダクタＬを通過する電流方向をコントローラに知らせる。
【００２３】
典型的な動作においては、ＨＦインバータ３は、全サイクルが２，０００Ｈｚから４０，０００Ｈｚの間で、典型的には３，０００Ｈｚから３０，０００Ｈｚの間で選択され得る所定のレートで反復するに足るレートでスイッチングする。第１の半サイクルの期間に、スイッチＳ１及びＳ４がオンし、スイッチＳ２及びＳ３がオフするので、電流は、変圧器５の点の付された側に流れ、ＤＣ電力源からの電圧Ｖ＿ＤＣは変圧器５に印加され、変圧器５の一次巻き線の点の付された側に印加される電圧は、一次巻き線の他の側に印加される電圧より正になる。他の半サイクルの期間には、スイッチＳ２及びＳ３がオンし、スイッチＳ１及びＳ４がオフするので、電流は、変圧器５の点の付された側から流出し、ＤＣ電力源からの電圧Ｖ＿ＤＣは変圧器５に印加され、変圧器５の一次巻き線の点の付された側に印加される電圧は、一次巻き線の他の側に印加される電圧より負になる。これらの半サイクルを交互に行うことによって、方形波電圧が変圧器５の一次巻き線に印加される。スイッチＳ１及びＳ４は第１の半サイクルの期間には閉じ、一方、スイッチＳ２及びＳ３は開いて、電流は変圧器５の一次巻き線を通して一方向に流れる。その後、他の半サイクルの期間、スイッチＳ２及びＳ３は閉じ、一方、スイッチＳ１及びＳ４は開いて、電流は変圧器５の一次巻き線を通して反対方向に流れる。一般に、変圧器のサイズと、特に、変圧器のコア材料、巻き線などは、コア材料が半サイクル中に磁気飽和しないように選択される。
【００２４】
コントローラ１がサイクロコンバータ７を図４及び図５に関して先に説明したように動作させるときに、サイクロコンバータ出力ＯＵＴＰＵＴ（図４、５）に伝達される電力は、図６に示すタイミング・シーケンスを使用して最大化される。この動作は、電力伝達期間（ＰＴ期間）と呼ばれる。
【００２５】
しかし、多くの場合、最大未満の電力伝達が望ましい。これを達成するために、サイクロコンバータ７でのスイッチのパルス幅変調（ＰＷＭ）が採用される。ＰＷＭを理解するために、図４及び図５に関して先に述べた第１モードだけを考えることにする。第１モードにおいては、Ａ＿ＢＵＳがＢ＿ＢＵＳよりも正であるか、又はその逆であるかに関わらず、ノードＶに印加される電圧よりも正である電圧をノードＵに印加するように、コントローラ１によってサイクロコンバータ７のスイッチが動作する。先に説明したように、ＨＦインバータサイクルの第１の半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）期間には、スイッチ対ＡＵのスイッチは、Ａ＿ＢＵＳからノードＵへ正の電圧を印加するように動作し、他の半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）期間には、スイッチ対ＢＵのスイッチは、Ｂ＿ＢＵＳからノードＵへ正の電圧を印加するように動作する。図６を参照されたい。
【００２６】
最大未満の電力伝達を行うために、それぞれの半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）は、（先に説明した第１モード又は第２モードのような）電力伝達ＰＴ期間とフリーホイーリングＦＷ期間とに分割される。例えば、第１の半サイクルでは、電力伝達ＰＴ期間は全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である（図７を参照されたい）。次いで、他の半サイクルでは、電力伝達ＰＴ期間は同様に全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である（図７を参照されたい）。
【００２７】
図７において、第１及び第２の半サイクルがそれぞれ、第１及び第２の列に示される。基準時間Ｔ０は第１の半サイクルの始まりで開始する。第１の半サイクルは、ＰＴ期間で始まり、それにＦＷ期間が続く。第２の半サイクルは、ＰＴ期間で始まり、それにＦＷ期間が続く。図７の最後の４つの列は、ＦＷ期間だけのスイッチ対ＡＵ、ＡＶ、ＢＵ及びＢＶのオン又はオフ状態を示す。ＰＴ期間でのスイッチの動作は先に説明した通りである。ＦＷ期間では、スイッチ対ＡＵ及びＡＶはオンになるので、電流は、ノードＵからインダクタＬへ流れるときには図８に示すように、また、インダクタＬからノードＵへ流れるときには図９に示されるように流れる。しかし、スイッチ対ＡＵ及びＡＶは、いずれかの方向に流れる電流に対してオンである。また、ＦＷ期間には、スイッチ対ＢＵ及びＢＶはオフになるので、ノードＵとノードＶは、図８及び図９に示すように、Ｂ＿ＢＵＳから分離される。フリーホイーリング期間にはノードＵとノードＶは短絡される。こうして、最大電力の半分だけが、サイクロコンバータ７を通して伝達される。
【００２８】
フリーホイーリング期間に、コントローラ１は、ノードＵとノードＶが短絡されるようにサイクロコンバータ７のスイッチを制御する。これを行う一方法は、Ａ＿ＢＵＳをノードＵとノードＶとに対して短絡することである。これを行う別の方法は、Ｂ＿ＢＵＳをノードＵとノードＶとに対して短絡することである。インダクタＬからホール効果センサＨを通りコンデンサＣ内に電流が流れる場合、スイッチＡＵＰ及びＡＶＰのスイッチ素子は、図８に示すようにオンにされる。電流は、コンデンサＣからスイッチＡＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＮのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ、次いで、スイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってインダクタＬに戻る回路を流れ続ける。ノードＵとノードＶとの間の電圧は短絡され、スイッチの両端の小さな電圧降下を除いてＡ＿ＢＵＳの電圧にクランプされる。ホール効果センサＨが電流方向を検知してコントローラにその方向を報告するので、コントローラ１は電流方向を知っている。
【００２９】
同様に、コンデンサＣからホール効果センサＨを通りインダクタＬに電流が流れる場合、スイッチＡＵＮ及びＡＶＮのスイッチ素子は、図９に示すようにオンにされる。電流は、インダクタＬからスイッチＡＵＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＰのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ、次いで、スイッチＡＶＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＰのダイオードを通ってコンデンサＣに戻る回路を流れ続ける。ノードＵとノードＶとの間の電圧は短絡され、スイッチの両端の小さな電圧降下を除いてＡ＿ＢＵＳの電圧にクランプされる。ホール効果センサＨが電流方向を検知してコントローラにその方向を報告するので、コントローラ１は電流方向を知っている。
【００３０】
代わりに、コントローラ１は、ＦＷ期間にオンであるようにスイッチＡＵＰ、ＡＶＰ、ＡＵＮ、ＡＶＮのスイッチ素子を制御することができ、ホール効果センサＨによって電流方向を検知する必要性がない。この配置はノードＵ及びノードＶ上の電圧をクランプすることになる。
【００３１】
代わりに、コントローラ１は、フリーホイーリング期間にサイクロコンバータ７のスイッチを制御して、同様に２分の１サイクル中にオンになるようにスイッチＢＵＰ及びＢＶＰのスイッチ素子を制御し、同様に他の半サイクル期間にオンになるようにスイッチＢＵＮ及びＢＶＮのスイッチ素子を制御することによって、ノードＵとノードＶとの間の電圧をクランプすることができる。また、代替の変形では、コントローラ１は、スイッチＢＵＰ、ＢＵＮ、ＢＶＮ、及びＢＶＰのスイッチ素子が電流の方向に関わらず全てオンになるように、フリーホイーリング期間にサイクロコンバータ７のスイッチを制御することができる。
【００３２】
先に説明したフリーホイーリングのいずれの場合でも、ノードＵとノードＶとの間の電圧が短絡されるため、フリーホイーリング期間には、サイクロコンバータ７を通して電力は伝達されない。これにより、インダクタＬ及びコンデンサＣに伝達される電力量が低減される。電力伝達期間が第１の半サイクルの期間に全サイクルの２５％である特定の例示的な場合においては、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である。他の半サイクルでは、電力伝達期間は全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である。したがって、最大伝達可能電力の５０％（例えば、各半サイクルの２５％）だけが実際にはサイクロコンバータ７を通して伝達される。ノードＵとノードＶとの間のフィルタのフィルタ定数ＬＣは、ＨＦ電力パルス（図７を参照されたい）を平滑化する時定数ＬＣを有するように選択される。これは、出力端子（すなわち、コンデンサＣとホール効果センサＨとの間のノード）とノードＶとにおける変動を平均化する。この文脈では、コンデンサＣは、出力端子ＯＵＴＰＵＴ（すなわち、コンデンサＣとホール効果センサＨとの間のノード）とノードＶとの間の分岐コンデンサとして機能し、インダクタＬは、出力端子ＯＵＴＰＵＴに達する前に電圧スパイクを低減する入力チョークとして機能する。
【００３３】
正弦波状電圧出力波形を得るために、コントローラ１は、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルのパーセンテージと電力伝達期間のために使用される半サイクルの対応するパーセンテージを調節するように、サイクロコンバータ７のスイッチを制御する。最初に、半サイクル（すなわち、全サイクルの５０％）の全てが、フリーホイーリング期間のために使用され、電力伝達期間のためには半サイクルは使用されない。こうして、最初はサイクロコンバータの電圧出力はゼロである。ピークに達するまで、電力伝達期間のために使用される半サイクルのパーセンテージは徐々に増加され、その後、パーセンテージは再び徐々にゼロに減少する。それに対応して、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルの対応するパーセンテージは徐々に最小まで減少し、その後、徐々に増加する。これらのパーセンテージにおける正確な増減率は、所望の出力周波数、例えば６０ＨｚにおいてノードＶを基準にした出力端子ＯＵＴＰＵＴの正弦波出力電圧の半周期を提供するように選択される。例えば、所望の出力周波数が６０Ｈｚである場合、半周期は、１秒の１／１２０又は（８＋１／３）ミリ秒であることになる。サイクロコンバータのスイッチをこのように制御することによって、三角形又は方形の波形が生成され得る。
【００３４】
基本波の形状を形成することに加えて、コントローラ１は、出力電圧波形のスケール、すなわち、送出される電力のＲＭＳを制御するように、サイクロコンバータ７に命令する。コントローラ１は、所望のピーク正弦波振幅に応じて出力電圧波形の大きさがスケーリングされるように、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルのパーセンテージを調節するようにサイクロコンバータ７に命令する。
【００３５】
（８＋１／３）ミリ秒の波形サイクル半周期の終わりにゼロ交差が起こり、（８＋１／３）ミリ秒の波形サイクル半周期は、ノードＵとノードＶ上の電圧が反転されて繰り返される。
【００３６】
このサイクロコンバータ動作によって、任意の出力波形が、コントローラによって規定される任意の所定の周波数で提供されることができる。所定の周波数は、ＤＣから、ＨＦインバータのサイクル周波数（例えば、３，０００Ｈｚ〜３０，０００Ｈｚ）の直下の周波数までの任意の周波数であることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
先に述べた公知の整流方式を用いると、ＨＦ変圧器５は、５０％デューティサイクルに対して全ＤＣライン電圧を受け取るようにサイズ決めされなければならない。変圧器の磁性材料は、印加される電力パルスの長さにわたって飽和を回避するよう調整されなければならない。また、この方式は低周波ゼロ電流検出期間におけるＨＦ出力インダクタ電流整流問題を有するので、整流部品の早すぎる焼損及びノイズをもたらす。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明の方法の実施の形態は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することは、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間を提供する。ＨＦインバータを制御することは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータ３においてフリーホイーリング期間を提供する。
【００３９】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態において、媒体はプロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含む。第１モジュールは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。第２モジュールは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびにＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。
【００４０】
本発明のコントローラの実施の形態は、サイクロコンバータを制御する第１回路とＨＦインバータを制御する第２回路とを含む。サイクロコンバータを制御する第１回路は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供する。ＨＦインバータを制御する第２回路は、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供する。
【００４１】
本発明は、以下の図を参照して好ましい実施の形態の以下の説明において詳細に述べられるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明においては、コントローラ１は、より経済的な変圧器５が採用されるように、ＨＦインバータ３及びサイクロコンバータ７を制御する。サイクロコンバータ７がフリーホイーリングＦＷ期間にあるときはいつも、スイッチＳ１とＳ３又はスイッチＳ２とＳ４がオンになるように、コントローラ１はＨＦインバータ３のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４（図２）を制御する。これによって、サイクロコンバータ７がフリーホイーリングＦＷ期間にあるときに、ＨＦ変圧器５の一次側の両端の電圧は確実にゼロに短絡される。ＨＦインバータ３は、サイクロコンバータ７がフリーホイーリング期間にあるときはいつでも、強制的にフリーホイーリング期間に入れられる。ＨＦ変圧器の一次側の両端子は、ＤＣ源の正側又はＤＣ源の負側に短絡される。
【００４３】
ＨＦ変圧器内のピークフラックスは、
β＝ＫＤＶ
によって与えられる。ここで、Ｋは比例定数、Ｄはデューティサイクル、Ｖは一次側の両端に印加される入力ライン電圧である。デューティサイクルが減少するにつれて、ピークフラックスβもまた減少する。つまり、デューティサイクルが制限されるとき、より経済的な変圧器を使用することができる。本発明は、サイクロコンバータ７のフリーホイーリング期間を利用して、ＨＦインバータのデューティサイクルＤを低下させる。
【００４４】
本発明の方法の或る実施の形態においては、方法は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することにより、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータに少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間が提供される。ＨＦインバータを制御することにより、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびに、ＨＦインバータ３にフリーホイーリング期間が提供される。
【００４５】
例えば、図１０は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む方法を示す。図１０においては、フリーホイーリング期間がサイクロコンバータ及びＨＦインバータに強制される。２分の１サイクルのパーセンテージとしてのフリーホイーリング期間の継続時間は、伝達される電力量の関数であり、負荷条件及びオペレータの電力コマンドに応答するコントローラの他の部分又は別個のコントローラによって決定される。しかし、半サイクルのパーセンテージが決定されると、フリーホイーリング期間の継続時間は、サイクロコンバータ及びＨＦインバータの制御に対して重畳される。図１０では、フリーホイーリング期間は最初にサイクロコンバータに課され、次にＨＦインバータに課される。しかし、これら２つのイベント間の遅れ時間は、システムの効率を最大にするよう、典型的にはマイクロ秒のオーダーであり非常に小さい。最も単純でかつ電力の最も低いマイクロプロセッサでさえも、数マイクロ秒で状態を変化させることができる。コントローラ１はまた、図１２に示すのと実質的に同じ時間に、サイクロコンバータとＨＦインバータの制御にフリーホイーリング期間を重畳させる。
【００４６】
本方法の実施の形態の変形では、方法は、さらに、第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御すること、及び、別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御することを含む。第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御することにより、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータに第２のフリーホイーリング期間が提供される。別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御することにより、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびに、ＨＦインバータに他のフリーホイーリング期間が提供される。
【００４７】
図１１は、第１のフリーホイーリング期間が、間断なく、サイクロコンバータとＨＦインバータとの制御に課され、その後、ある時間遅延後に、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータとＨＦインバータとの制御に課される方法を示す。
【００４８】
本方法の実施の形態の変形の例では、サイクロコンバータは、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内に起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内に起こるように制御される。例えば、図７を参照されたい。
【００４９】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態では、媒体は、プロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含む。第１モジュールは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。第２モジュールは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびにＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。
【００５０】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態の変形では、媒体は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するようプロセッサを制御することが可能な第３モジュールと、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびにＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するようプロセッサを制御することが可能な第４モジュールとを更に含む。
【００５１】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態の変形の例においては、第１モジュール及び第３モジュールは、さらに、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内に起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内に起こるように、プロセッサを制御することが可能である。
【００５２】
本発明のコントローラの実施の形態では、コントローラは、サイクロコンバータを制御する第１回路とＨＦインバータを制御する第２回路とを含む。サイクロコンバータを制御する第１回路は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供する。ＨＦインバータを制御する第２回路は、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供する。
【００５３】
コントローラ１を構成する回路は、ドライバの組みと、マイクロコンピュータ、通常のプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）又はディスクリート部品で作られた等価な回路との組み合わせからなり得る。コントローラは、サイクロコンバータ７の１６個の能動スイッチ素子、及び、ＨＦインバータの４個の能動スイッチ素子をオン／オフする制御信号を提供する順次機械に過ぎない。例えば、本発明の実施の形態はコントローラで実行されるプログラムである。
【００５４】
本発明のコントローラの実施の形態の変形では、コントローラは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御する第３回路と、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御する第４回路とを含む。
【００５５】
本発明のコントローラの実施の形態の変形の例では、コントローラの第１回路及び第３回路は、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、サイクロコンバータを更に制御する。
【００５６】
ＤＣ／ＡＣサイクロコンバータのための新規な制御方式の好ましい実施の形態（これは例示的であって、制限的でないことを意図される）を述べたが、当業者なら、上記教示に照らして修正及び変形を加えることができることに留意されたい。したがって、理解されるように、添付の請求項によって規定される本発明の範囲内にある変更が、開示された本発明の特定の実施の形態に加えられてもよい。
【００５７】
特許法によって要求される詳細及び特徴に関して本発明を述べてきたが、特許請求され、所望されかつ特許状によって保護されるものは、添付の特許請求の範囲において述べられている。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明に従って制御されるタイプのＤＣ−ＡＣシステムを示す機能ブロック図である。
【図２】図１のＨＦインバータの略図である。
【図３】図１のサイクロコンバータの略図である。
【図４】電力伝達状態についてのスイッチの１つの動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図５】電力伝達状態についてのスイッチの別の動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図６】電力伝達状態を示すタイミング図である。
【図７】フリーホイーリング期間を有するＰＷＭ制御型電力伝達状態を示すタイミング図である。
【図８】フリーホイーリング状態についてのスイッチの１つの動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図９】フリーホイーリング状態についてのスイッチの別の動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図１０】本発明に係る制御方式の実施の形態を示すフローチャートである。
【図１１】本発明に係る制御方式の別の実施の形態を示すフローチャートである。
【図１２】本発明に係る制御方式の更に別の実施の形態を示すフローチャートである。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気車両及びハイブリッド電気車両に関する。特に、本発明は、補助電力を供給するために車両によって使用される補助電力システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明の譲受人は、電気車両及びハイブリッド電気車両並びにその中で使用するための電力システムを設計し、開発する。電力システムに関連する従来技術は、トラクション駆動用の主電力システムが他の目的で補助電力を提供するために分岐される補助電力システムの記述を含む。補助電力システムは、ラジオ、ヘッドライト、空調用ブロアなどのような、車両に通常組み込まれ又は付属する他の電気機器用の電力を提供するのに使用され得る。他の場合、補助電力システムは、シガレットライタや、携帯電話、ラップトップ・コンピュータその他の、シガレットライタ・ポケットに通常差し込まれる他のデバイスを充電するための電力パックなど、車両に頻繁に「差し込まれる」電気機器用の電力を提供するために必要とされ得る。さらに他の場合には、補助電力システムは、車両に通常は関連しない電気機器、例えば、電気髭剃り器、電気のこぎり、電気ドリル、電気研磨機などの電気ツールや、車両がキャンピング又は釣りに用いられるときに使用するための種々の電気機器用の、１１０ＶのＡＣ又はＤＣ電力を提供するために必要とされ得る。
【０００３】
図１は、ＤＣ電力源、高周波インバータ３、高周波変圧器５、及び負荷に接続されたサイクロコンバータ７を含む補助電力システムを示す。高周波インバータ３及びサイクロコンバータ７内のスイッチは、コントローラ１によって制御される。これらのスイッチを制御する方法の違いにより、公知のシステムと本発明の実施の形態とが区別される。
【０００４】
図２は、ＤＣ電力源からのＤＣ電圧（Ｖ＿ＤＣ）と高周波変圧器５（ＨＦ変圧器５）との間に結合される高周波インバータ３（ＨＦインバータ３）を示す。ＨＦインバータは、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を含む。スイッチＳ１は、バイパス・・ダイオード３０及びそれに対応する能動スイッチ素子２０を含む。同様に、スイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ４もバイパス・・ダイオード３２、３４、３６及びそれに対応する能動スイッチ素子２２、２４、２６を含む。
【０００５】
スイッチＳ１の能動スイッチ素子２０は、能動スイッチ素子２０に印加される制御信号に応じて、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３０は、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。同様に、スイッチＳ３の能動スイッチ素子２４は、選択的に、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３４は、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。
【０００６】
スイッチＳ２の能動スイッチ素子２２は、能動スイッチ素子２２に印加される制御信号に応じて、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３２は、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。同様に、スイッチＳ４の能動スイッチ素子２６は、選択的に、ＨＦ変圧器からＶ＿ＤＣへ電流を導通させ又は遮断することができる。バイパス・ダイオード３６は、Ｖ＿ＤＣからＨＦ変圧器へ電流を導通させることができるが、他の方向へ導通させることはできない。能動スイッチ素子２０、２２、２４、２６は、典型的には、絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を含む。しかし、他のスイッチ技術が使用されてもよい。
【０００７】
動作において、ＨＦインバータのスイッチング周波数は３，０００〜３０，０００Ｈｚで選択される。ＨＦインバータは、ＤＣ供給電圧Ｖ＿ＤＣを、ＨＦ変圧器５を通過してサイクロコンバータ７のＡ＿ＢＵＳとＢ＿ＢＵＳとの間に印加されるべき方形波電力パルスに変換する。
【０００８】
図３は、ＨＦ変圧器５及びサイクロコンバータ７を示す。サイクロコンバータ７はブリッジ構成で配列された４つのスイッチ対ＡＵ、ＢＵ、ＡＶ及びＢＶを含む。変圧器５はＡ＿ＢＵＳとＢ＿ＢＵＳ（ブリッジのＡ端子及びＢ端子）によってブリッジに結合される。負荷側のフィルタは、インダクタＬ、ホール効果センサＨ及びコンデンサＣを含む。負荷側のフィルタは端子ＵとＶとの間でブリッジに結合される。
【０００９】
各スイッチ対は２つのスイッチを含む。スイッチ対ＡＵはＡ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＡＵＰ及びＡＵＮを含み、スイッチ対ＡＶは同様にＡ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＡＶＰ及びＡＶＮを含む。スイッチ対ＢＵはＢ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＢＵＰ及びＢＵＮを含み、スイッチ対ＢＶは同様にＢ＿ＢＵＳに接続されてスイッチＢＶＰ及びＢＶＮを含む。スイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰは、図２のＳ１、Ｓ２、Ｓ３又はＳ４のいずれかのスイッチと全く同じに機能する。スイッチＡＵＮ、ＡＶＰ、ＢＵＰ及びＢＶＮは、バイパス・ダイオードがスイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰのダイオードの反対方向に接続されること、及び、能動スイッチ素子がスイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ及びＢＶＰのスイッチ素子の反対方向に電流を選択的に導通させることを除いて、同様に機能する。
【００１０】
コントローラ１は、潜在的に４つの動作状態を生成するために、各スイッチ対の２つのスイッチ素子を制御する。スイッチ対ＡＵを例として用いることにする。Ａ＿ＢＵＳからスイッチ対ＡＵを通ってインダクタＬに電流が流れることができないとき、又は、その逆のとき、ＡＵはオフである。オフ状態では、両方のスイッチ素子は電流を遮断し、２つのダイオードは電流を遮断するよう逆バイアスされる。オン状態では、両方のスイッチ素子は導通し、電流はスイッチ対ＡＵを通って両方向へ流れることができる。
【００１１】
第３の状態では、スイッチＡＵＰのスイッチ素子は、一方向導通を可能にするようオンになり、スイッチＡＵＮのスイッチ素子は、全ての導通を遮断するようオフとなり、それにより、Ａ＿ＢＵＳからスイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってインダクタＬに電流が流れる。しかし、電流は、スイッチＡＵＮのダイオードとスイッチ素子とによって遮断され、それにより、インダクタＬからの電流は、スイッチＡＵＮを通りスイッチＡＵＰを通ってＡ＿ＢＵＳに流れないように遮断される。
【００１２】
第４の状態では、スイッチＡＵＮのスイッチ素子は、一方向導通を可能にするようオンになり、スイッチＡＵＰのスイッチ素子は、全ての導通を遮断するようオフとなり、それにより、インダクタＬからスイッチＡＵＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＰのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳに電流が流れる。しかし、電流は、スイッチＡＵＰのダイオードとスイッチ素子とによって遮断され、それにより、Ａ＿ＢＵＳからの電流は、スイッチＡＵＰを通りスイッチＡＵＮを通ってインダクタＬに流れないように遮断される。
【００１３】
他のスイッチ対ＡＶ、ＢＵ、及びＢＶのそれぞれは、コントローラ１（図１）によって制御される４つの動作状態を生成するように同様に動作する。サイクロコンバータ７は、２５６の異なる導通状態のうちのいずれか１つの導通状態にあるように制御されることができる。
【００１４】
ＨＦ変圧器を伝播する電力パルスは、サイクロコンバータ７（図３）に印加されて、ある半サイクルの間はＢ＿ＢＵＳに対してＡ＿ＢＵＳを正にさせ、他の半サイクルの間はＡ＿ＢＵＳに対してＢ＿ＢＵＳを正にさせる。スイッチＡＵＰ、ＡＶＮ、ＢＵＮ、ＢＶＰ、ＡＵＮ、ＡＶＰ、ＢＵＰ及びＢＶＮの正しい循環を使用することによって、両方の半サイクルからの電流は、同じ方向にインダクタＬを通過することができる。
【００１５】
第１モードは、Ｕノードからインダクタに電流が流れる時として定義される。第１モードでは、コントローラ１（図１）はサイクロコンバータ７のスイッチ素子の全てを制御し、ノードＵ上の電圧の方がノードＶ上の電圧よりも正であるようにさせる。
【００１６】
第１の半サイクルは、Ａ＿ＢＵＳ上の電圧がＢ＿ＢＵＳ上の電圧に対して正であるときであると定義される（図６、Ａ＿ＢＵＳを参照されたい）。図４を参照すると、第１の半サイクルの期間に、Ａ＿ＢＵＳ上の電圧は、Ａ＿ＢＵＳからスイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってノードＵ上に渡されることができる。同時に、電流は、ノードＶ上の電圧がＢ＿ＢＵＳ上の電圧と実質的に同じ電圧（スイッチ対ＢＶのスイッチの両端の電圧降下だけ低い）になるまで、ノードＶからスイッチＢＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＢＶＮのダイオードを通ってＢ＿ＢＵＳへ取り出されることができる。
【００１７】
他の半サイクルは、Ｂ＿ＢＵＳ上の電圧がＡ＿ＢＵＳ上の電圧に対して正であるときであると定義される（図６、Ｂ＿ＢＵＳを参照されたい）。図５を参照すると、他の半サイクルの期間に、Ｂ＿ＢＵＳ上の電圧は、Ｂ＿ＢＵＳからスイッチＢＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＢＵＮのダイオードを通ってノードＵ上に渡されることができる。同時に、電流は、ノードＶ上の電圧がＡ＿ＢＵＳ上の電圧と実質的に同じ電圧（スイッチ対ＡＶのスイッチの両端の電圧降下だけ低い）になるまで、ノードＶからスイッチＡＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＮのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ取り出されることができる。
【００１８】
こうして、第１モードでは、Ａ＿ＢＵＳがＢ＿ＢＵＳよりも正であるか否かに関わらず、ノードＶに印加される電圧よりも正である電圧をノードＵに印加するように、コントローラ１はスイッチを動作させることができる。コントローラ１はスイッチをしてＵノードに正の電力パルスを印加させしめる。こうして、ノードＵは、周期的なスイッチング・スパイク（図６、Ｕを参照されたい）を伴うが、ノードＶ上の電圧に対して正のＤＣ電圧を生成することができる。コンデンサＣ及びインダクタＬは、スイッチング・スパイクを実質的に除去する負荷端フィルタを構成する（図６、ＯＵＴＰＵＴを参照されたい）。
【００１９】
同様に、第２モードでは、スイッチは、ノードＵに印加される電圧よりも正である電圧をノードＶに印加するように動作することができる。こうして、ノードＵは、ノードＶ上の電圧を基準にして負のＤＣ電圧を生成することができる。
【００２０】
上述した第１モードと第２モードとを交互に行うことによって、交流電圧波形がノードＵとノードＶとの間で提供されることができ、第１モードと第２モードと間のスイッチング・レートは、ＤＣ（すなわち、第１モード又は第２モードであるが、交流モードではない）から、ＨＦインバータのスイッチング周波数の直下の周波数までの範囲で任意に選択され得る。
【００２１】
第１モードと第２モードとの間の特定の交番周波数は、サイクロコンバータ７内のスイッチを動作させる制御信号を生成する、コントローラ１のロジックによって定義される。ほとんどのシステムにおいて、第１モードと第２モードとの間の、また、その逆の交番周波数は、６０Ｈｚで動作する地上ＡＣ電力システム上で動作するように設計された負荷に整合するように、６０Ｈｚであることになる。しかし、４００Ｈｚ、９００Ｈｚ、さらに１，６００Ｈｚなどの他の周波数も望ましい。これらの周波数は標準的なＡＣ電力システムでも使用されるからである。
【００２２】
ホール効果センサＨ、コンデンサＣ及びインダクタＬは、ノードＵとノードＶとの間のフィルタを形成する。このフィルタのフィルタ定数ＲＣは、第１モードと第２モードとの間の交番周波数より高い周波数を除去するローパス・フィルタとして設計される。しばしば、サイクロコンバータ７のスイッチ状態間のスイッチング期間に、ノードＵとノードＶにわたって電圧スパイクが瞬間的に印加される場合がある。コンデンサＣとインダクタＬとからなるフィルタは、これらの電圧スパイクを吸収して除去して、ノードＵとノードＶとの間に平滑な電圧を提供する。ホール効果センサＨはコントローラ１に対してフィードバックを提供して、インダクタＬを通過する電流方向をコントローラに知らせる。
【００２３】
典型的な動作においては、ＨＦインバータ３は、全サイクルが２，０００Ｈｚから４０，０００Ｈｚの間で、典型的には３，０００Ｈｚから３０，０００Ｈｚの間で選択され得る所定のレートで反復するに足るレートでスイッチングする。第１の半サイクルの期間に、スイッチＳ１及びＳ４がオンし、スイッチＳ２及びＳ３がオフするので、電流は、変圧器５の点の付された側に流れ、ＤＣ電力源からの電圧Ｖ＿ＤＣは変圧器５に印加され、変圧器５の一次巻き線の点の付された側に印加される電圧は、一次巻き線の他の側に印加される電圧より正になる。他の半サイクルの期間には、スイッチＳ２及びＳ３がオンし、スイッチＳ１及びＳ４がオフするので、電流は、変圧器５の点の付された側から流出し、ＤＣ電力源からの電圧Ｖ＿ＤＣは変圧器５に印加され、変圧器５の一次巻き線の点の付された側に印加される電圧は、一次巻き線の他の側に印加される電圧より負になる。これらの半サイクルを交互に行うことによって、方形波電圧が変圧器５の一次巻き線に印加される。スイッチＳ１及びＳ４は第１の半サイクルの期間には閉じ、一方、スイッチＳ２及びＳ３は開いて、電流は変圧器５の一次巻き線を通して一方向に流れる。その後、他の半サイクルの期間、スイッチＳ２及びＳ３は閉じ、一方、スイッチＳ１及びＳ４は開いて、電流は変圧器５の一次巻き線を通して反対方向に流れる。一般に、変圧器のサイズと、特に、変圧器のコア材料、巻き線などは、コア材料が半サイクル中に磁気飽和しないように選択される。
【００２４】
コントローラ１がサイクロコンバータ７を図４及び図５に関して先に説明したように動作させるときに、サイクロコンバータ出力ＯＵＴＰＵＴ（図４、５）に伝達される電力は、図６に示すタイミング・シーケンスを使用して最大化される。この動作は、電力伝達期間（ＰＴ期間）と呼ばれる。
【００２５】
しかし、多くの場合、最大未満の電力伝達が望ましい。これを達成するために、サイクロコンバータ７でのスイッチのパルス幅変調（ＰＷＭ）が採用される。ＰＷＭを理解するために、図４及び図５に関して先に述べた第１モードだけを考えることにする。第１モードにおいては、Ａ＿ＢＵＳがＢ＿ＢＵＳよりも正であるか、又はその逆であるかに関わらず、ノードＶに印加される電圧よりも正である電圧をノードＵに印加するように、コントローラ１によってサイクロコンバータ７のスイッチが動作する。先に説明したように、ＨＦインバータサイクルの第１の半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）期間には、スイッチ対ＡＵのスイッチは、Ａ＿ＢＵＳからノードＵへ正の電圧を印加するように動作し、他の半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）期間には、スイッチ対ＢＵのスイッチは、Ｂ＿ＢＵＳからノードＵへ正の電圧を印加するように動作する。図６を参照されたい。
【００２６】
最大未満の電力伝達を行うために、それぞれの半サイクル（全サイクルの５０％デューティサイクル）は、（先に説明した第１モード又は第２モードのような）電力伝達ＰＴ期間とフリーホイーリングＦＷ期間とに分割される。例えば、第１の半サイクルでは、電力伝達ＰＴ期間は全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である（図７を参照されたい）。次いで、他の半サイクルでは、電力伝達ＰＴ期間は同様に全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である（図７を参照されたい）。
【００２７】
図７において、第１及び第２の半サイクルがそれぞれ、第１及び第２の列に示される。基準時間Ｔ０は第１の半サイクルの始まりで開始する。第１の半サイクルは、ＰＴ期間で始まり、それにＦＷ期間が続く。第２の半サイクルは、ＰＴ期間で始まり、それにＦＷ期間が続く。図７の最後の４つの列は、ＦＷ期間だけのスイッチ対ＡＵ、ＡＶ、ＢＵ及びＢＶのオン又はオフ状態を示す。ＰＴ期間でのスイッチの動作は先に説明した通りである。ＦＷ期間では、スイッチ対ＡＵ及びＡＶはオンになるので、電流は、ノードＵからインダクタＬへ流れるときには図８に示すように、また、インダクタＬからノードＵへ流れるときには図９に示されるように流れる。しかし、スイッチ対ＡＵ及びＡＶは、いずれかの方向に流れる電流に対してオンである。また、ＦＷ期間には、スイッチ対ＢＵ及びＢＶはオフになるので、ノードＵとノードＶは、図８及び図９に示すように、Ｂ＿ＢＵＳから分離される。フリーホイーリング期間にはノードＵとノードＶは短絡される。こうして、最大電力の半分だけが、サイクロコンバータ７を通して伝達される。
【００２８】
フリーホイーリング期間に、コントローラ１は、ノードＵとノードＶが短絡されるようにサイクロコンバータ７のスイッチを制御する。これを行う一方法は、Ａ＿ＢＵＳをノードＵとノードＶとに対して短絡することである。これを行う別の方法は、Ｂ＿ＢＵＳをノードＵとノードＶとに対して短絡することである。インダクタＬからホール効果センサＨを通りコンデンサＣ内に電流が流れる場合、スイッチＡＵＰ及びＡＶＰのスイッチ素子は、図８に示すようにオンにされる。電流は、コンデンサＣからスイッチＡＶＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＮのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ、次いで、スイッチＡＵＰのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＮのダイオードを通ってインダクタＬに戻る回路を流れ続ける。ノードＵとノードＶとの間の電圧は短絡され、スイッチの両端の小さな電圧降下を除いてＡ＿ＢＵＳの電圧にクランプされる。ホール効果センサＨが電流方向を検知してコントローラにその方向を報告するので、コントローラ１は電流方向を知っている。
【００２９】
同様に、コンデンサＣからホール効果センサＨを通りインダクタＬに電流が流れる場合、スイッチＡＵＮ及びＡＶＮのスイッチ素子は、図９に示すようにオンにされる。電流は、インダクタＬからスイッチＡＵＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＵＰのダイオードを通ってＡ＿ＢＵＳへ、次いで、スイッチＡＶＮのスイッチ素子を通りスイッチＡＶＰのダイオードを通ってコンデンサＣに戻る回路を流れ続ける。ノードＵとノードＶとの間の電圧は短絡され、スイッチの両端の小さな電圧降下を除いてＡ＿ＢＵＳの電圧にクランプされる。ホール効果センサＨが電流方向を検知してコントローラにその方向を報告するので、コントローラ１は電流方向を知っている。
【００３０】
代わりに、コントローラ１は、ＦＷ期間にオンであるようにスイッチＡＵＰ、ＡＶＰ、ＡＵＮ、ＡＶＮのスイッチ素子を制御することができ、ホール効果センサＨによって電流方向を検知する必要性がない。この配置はノードＵ及びノードＶ上の電圧をクランプすることになる。
【００３１】
代わりに、コントローラ１は、フリーホイーリング期間にサイクロコンバータ７のスイッチを制御して、同様に２分の１サイクル中にオンになるようにスイッチＢＵＰ及びＢＶＰのスイッチ素子を制御し、同様に他の半サイクル期間にオンになるようにスイッチＢＵＮ及びＢＶＮのスイッチ素子を制御することによって、ノードＵとノードＶとの間の電圧をクランプすることができる。また、代替の変形では、コントローラ１は、スイッチＢＵＰ、ＢＵＮ、ＢＶＮ、及びＢＶＰのスイッチ素子が電流の方向に関わらず全てオンになるように、フリーホイーリング期間にサイクロコンバータ７のスイッチを制御することができる。
【００３２】
先に説明したフリーホイーリングのいずれの場合でも、ノードＵとノードＶとの間の電圧が短絡されるため、フリーホイーリング期間には、サイクロコンバータ７を通して電力は伝達されない。これにより、インダクタＬ及びコンデンサＣに伝達される電力量が低減される。電力伝達期間が第１の半サイクルの期間に全サイクルの２５％である特定の例示的な場合においては、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である。他の半サイクルでは、電力伝達期間は全サイクルの２５％であり、フリーホイーリング期間は全サイクルの２５％である。したがって、最大伝達可能電力の５０％（例えば、各半サイクルの２５％）だけが実際にはサイクロコンバータ７を通して伝達される。ノードＵとノードＶとの間のフィルタのフィルタ定数ＬＣは、ＨＦ電力パルス（図７を参照されたい）を平滑化する時定数ＬＣを有するように選択される。これは、出力端子（すなわち、コンデンサＣとホール効果センサＨとの間のノード）とノードＶとにおける変動を平均化する。この文脈では、コンデンサＣは、出力端子ＯＵＴＰＵＴ（すなわち、コンデンサＣとホール効果センサＨとの間のノード）とノードＶとの間の分岐コンデンサとして機能し、インダクタＬは、出力端子ＯＵＴＰＵＴに達する前に電圧スパイクを低減する入力チョークとして機能する。
【００３３】
正弦波状電圧出力波形を得るために、コントローラ１は、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルのパーセンテージと電力伝達期間のために使用される半サイクルの対応するパーセンテージを調節するように、サイクロコンバータ７のスイッチを制御する。最初に、半サイクル（すなわち、全サイクルの５０％）の全てが、フリーホイーリング期間のために使用され、電力伝達期間のためには半サイクルは使用されない。こうして、最初はサイクロコンバータの電圧出力はゼロである。ピークに達するまで、電力伝達期間のために使用される半サイクルのパーセンテージは徐々に増加され、その後、パーセンテージは再び徐々にゼロに減少する。それに対応して、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルの対応するパーセンテージは徐々に最小まで減少し、その後、徐々に増加する。これらのパーセンテージにおける正確な増減率は、所望の出力周波数、例えば６０ＨｚにおいてノードＶを基準にした出力端子ＯＵＴＰＵＴの正弦波出力電圧の半周期を提供するように選択される。例えば、所望の出力周波数が６０Ｈｚである場合、半周期は、１秒の１／１２０又は（８＋１／３）ミリ秒であることになる。サイクロコンバータのスイッチをこのように制御することによって、三角形又は方形の波形が生成され得る。
【００３４】
基本波の形状を形成することに加えて、コントローラ１は、出力電圧波形のスケール、すなわち、送出される電力のＲＭＳを制御するように、サイクロコンバータ７に命令する。コントローラ１は、所望のピーク正弦波振幅に応じて出力電圧波形の大きさがスケーリングされるように、フリーホイーリング期間のために使用される半サイクルのパーセンテージを調節するようにサイクロコンバータ７に命令する。
【００３５】
（８＋１／３）ミリ秒の波形サイクル半周期の終わりにゼロ交差が起こり、（８＋１／３）ミリ秒の波形サイクル半周期は、ノードＵとノードＶ上の電圧が反転されて繰り返される。
【００３６】
このサイクロコンバータ動作によって、任意の出力波形が、コントローラによって規定される任意の所定の周波数で提供されることができる。所定の周波数は、ＤＣから、ＨＦインバータのサイクル周波数（例えば、３，０００Ｈｚ〜３０，０００Ｈｚ）の直下の周波数までの任意の周波数であることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３７】
先に述べた公知の整流方式を用いると、ＨＦ変圧器５は、５０％デューティサイクルに対して全ＤＣライン電圧を受け取るようにサイズ決めされなければならない。変圧器の磁性材料は、印加される電力パルスの長さにわたって飽和を回避するよう調整されなければならない。また、この方式は低周波ゼロ電流検出期間におけるＨＦ出力インダクタ電流整流問題を有するので、整流部品の早すぎる焼損及びノイズをもたらす。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
本発明の方法の実施の形態は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することは、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間を提供する。ＨＦインバータを制御することは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータ３においてフリーホイーリング期間を提供する。
【００３９】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態において、媒体はプロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含む。第１モジュールは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。第２モジュールは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびにＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。
【００４０】
本発明のコントローラの実施の形態は、サイクロコンバータを制御する第１回路とＨＦインバータを制御する第２回路とを含む。サイクロコンバータを制御する第１回路は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供する。ＨＦインバータを制御する第２回路は、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供する。
【００４１】
本発明は、以下の図を参照して好ましい実施の形態の以下の説明において詳細に述べられるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明においては、コントローラ１は、より経済的な変圧器５が採用されるように、ＨＦインバータ３及びサイクロコンバータ７を制御する。サイクロコンバータ７がフリーホイーリングＦＷ期間にあるときはいつも、スイッチＳ１とＳ３又はスイッチＳ２とＳ４がオンになるように、コントローラ１はＨＦインバータ３のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４（図２）を制御する。これによって、サイクロコンバータ７がフリーホイーリングＦＷ期間にあるときに、ＨＦ変圧器５の一次側の両端の電圧は確実にゼロに短絡される。ＨＦインバータ３は、サイクロコンバータ７がフリーホイーリング期間にあるときはいつでも、強制的にフリーホイーリング期間に入れられる。ＨＦ変圧器の一次側の両端子は、ＤＣ源の正側又はＤＣ源の負側に短絡される。
【００４３】
ＨＦ変圧器内のピークフラックスは、
β＝ＫＤＶ
によって与えられる。ここで、Ｋは比例定数、Ｄはデューティサイクル、Ｖは一次側の両端に印加される入力ライン電圧である。デューティサイクルが減少するにつれて、ピークフラックスβもまた減少する。つまり、デューティサイクルが制限されるとき、より経済的な変圧器を使用することができる。本発明は、サイクロコンバータ７のフリーホイーリング期間を利用して、ＨＦインバータのデューティサイクルＤを低下させる。
【００４４】
本発明の方法の或る実施の形態においては、方法は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む。サイクロコンバータ７を制御することにより、ＨＦインバータ３の各サイクルに対してサイクロコンバータに少なくとも第１のフリーホイーリングＦＷ期間が提供される。ＨＦインバータを制御することにより、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびに、ＨＦインバータ３にフリーホイーリング期間が提供される。
【００４５】
例えば、図１０は、結合されたＨＦインバータ３の制御と協調してサイクロコンバータ７を制御することを含む方法を示す。図１０においては、フリーホイーリング期間がサイクロコンバータ及びＨＦインバータに強制される。２分の１サイクルのパーセンテージとしてのフリーホイーリング期間の継続時間は、伝達される電力量の関数であり、負荷条件及びオペレータの電力コマンドに応答するコントローラの他の部分又は別個のコントローラによって決定される。しかし、半サイクルのパーセンテージが決定されると、フリーホイーリング期間の継続時間は、サイクロコンバータ及びＨＦインバータの制御に対して重畳される。図１０では、フリーホイーリング期間は最初にサイクロコンバータに課され、次にＨＦインバータに課される。しかし、これら２つのイベント間の遅れ時間は、システムの効率を最大にするよう、典型的にはマイクロ秒のオーダーであり非常に小さい。最も単純でかつ電力の最も低いマイクロプロセッサでさえも、数マイクロ秒で状態を変化させることができる。コントローラ１はまた、図１２に示すのと実質的に同じ時間に、サイクロコンバータとＨＦインバータの制御にフリーホイーリング期間を重畳させる。
【００４６】
本方法の実施の形態の変形では、方法は、さらに、第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御すること、及び、別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御することを含む。第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御することにより、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータに第２のフリーホイーリング期間が提供される。別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御することにより、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびに、ＨＦインバータに他のフリーホイーリング期間が提供される。
【００４７】
図１１は、第１のフリーホイーリング期間が、間断なく、サイクロコンバータとＨＦインバータとの制御に課され、その後、ある時間遅延後に、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータとＨＦインバータとの制御に課される方法を示す。
【００４８】
本方法の実施の形態の変形の例では、サイクロコンバータは、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内に起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内に起こるように制御される。例えば、図７を参照されたい。
【００４９】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態では、媒体は、プロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含む。第１モジュールは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。第２モジュールは、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータに提供されるたびにＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するよう、プロセッサを制御することができる。
【００５０】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態の変形では、媒体は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御するようプロセッサを制御することが可能な第３モジュールと、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびにＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御するようプロセッサを制御することが可能な第４モジュールとを更に含む。
【００５１】
本発明のプロセッサ読み取り可能媒体の実施の形態の変形の例においては、第１モジュール及び第３モジュールは、さらに、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内に起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内に起こるように、プロセッサを制御することが可能である。
【００５２】
本発明のコントローラの実施の形態では、コントローラは、サイクロコンバータを制御する第１回路とＨＦインバータを制御する第２回路とを含む。サイクロコンバータを制御する第１回路は、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供する。ＨＦインバータを制御する第２回路は、第１のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供する。
【００５３】
コントローラ１を構成する回路は、ドライバの組みと、マイクロコンピュータ、通常のプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）又はディスクリート部品で作られた等価な回路との組み合わせからなり得る。コントローラは、サイクロコンバータ７の１６個の能動スイッチ素子、及び、ＨＦインバータの４個の能動スイッチ素子をオン／オフする制御信号を提供する順次機械に過ぎない。例えば、本発明の実施の形態はコントローラで実行されるプログラムである。
【００５４】
本発明のコントローラの実施の形態の変形では、コントローラは、ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するようにサイクロコンバータを制御する第３回路と、第２のフリーホイーリング期間がサイクロコンバータにおいて提供されるたびに、ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するようにＨＦインバータを制御する第４回路とを含む。
【００５５】
本発明のコントローラの実施の形態の変形の例では、コントローラの第１回路及び第３回路は、第１のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、第２のフリーホイーリング期間がＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、サイクロコンバータを更に制御する。
【００５６】
ＤＣ／ＡＣサイクロコンバータのための新規な制御方式の好ましい実施の形態（これは例示的であって、制限的でないことを意図される）を述べたが、当業者なら、上記教示に照らして修正及び変形を加えることができることに留意されたい。したがって、理解されるように、添付の請求項によって規定される本発明の範囲内にある変更が、開示された本発明の特定の実施の形態に加えられてもよい。
【００５７】
特許法によって要求される詳細及び特徴に関して本発明を述べてきたが、特許請求され、所望されかつ特許状によって保護されるものは、添付の特許請求の範囲において述べられている。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明に従って制御されるタイプのＤＣ−ＡＣシステムを示す機能ブロック図である。
【図２】図１のＨＦインバータの略図である。
【図３】図１のサイクロコンバータの略図である。
【図４】電力伝達状態についてのスイッチの１つの動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図５】電力伝達状態についてのスイッチの別の動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図６】電力伝達状態を示すタイミング図である。
【図７】フリーホイーリング期間を有するＰＷＭ制御型電力伝達状態を示すタイミング図である。
【図８】フリーホイーリング状態についてのスイッチの１つの動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図９】フリーホイーリング状態についてのスイッチの別の動作設定を示す、図３のサイクロコンバータの回路略図である。
【図１０】本発明に係る制御方式の実施の形態を示すフローチャートである。
【図１１】本発明に係る制御方式の別の実施の形態を示すフローチャートである。
【図１２】本発明に係る制御方式の更に別の実施の形態を示すフローチャートである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御するステップと、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御するステップと、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御するステップと、
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように前記サイクロコンバータが制御される、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
プロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含むプロセッサ読み取り可能媒体であって、前記ロジックモジュールが、
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように前記サイクロコンバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第１モジュールと、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように前記ＨＦインバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第２モジュールと、
を備える媒体。
【請求項５】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように前記サイクロコンバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第３モジュールと、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように前記ＨＦインバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第４モジュールと、
をさらに備える、請求項４に記載の媒体。
【請求項６】
前記第１モジュール及び前記第３モジュールが、前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、前記プロセッサを制御することがさらに可能である、請求項５に記載の媒体。
【請求項７】
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御する第１の手段と、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御する第２の手段と、
を備えるコントローラ。
【請求項８】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御する第３の手段と、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御する第４の手段と、
を更に備える、請求項７に記載のコントローラ。
【請求項９】
前記第１の手段及び前記第３の手段が、前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、前記サイクロコンバータを制御する、請求項８に記載のコントローラ。
【請求項１】
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御するステップと、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御するステップと、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御するステップと、
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように前記サイクロコンバータが制御される、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
プロセッサを制御することが可能なロジックモジュールを含むプロセッサ読み取り可能媒体であって、前記ロジックモジュールが、
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように前記サイクロコンバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第１モジュールと、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように前記ＨＦインバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第２モジュールと、
を備える媒体。
【請求項５】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように前記サイクロコンバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第３モジュールと、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように前記ＨＦインバータを制御するよう、前記プロセッサを制御することが可能な第４モジュールと、
をさらに備える、請求項４に記載の媒体。
【請求項６】
前記第１モジュール及び前記第３モジュールが、前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、前記プロセッサを制御することがさらに可能である、請求項５に記載の媒体。
【請求項７】
ＨＦインバータの各サイクルに対してサイクロコンバータにおいて少なくとも第１のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御する第１の手段と、
前記第１のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいてフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御する第２の手段と、
を備えるコントローラ。
【請求項８】
前記ＨＦインバータの各サイクルに対して前記サイクロコンバータにおいて第２のフリーホイーリング期間を提供するように、前記サイクロコンバータを制御する第３の手段と、
前記第２のフリーホイーリング期間が前記サイクロコンバータにおいて提供されるたびに前記ＨＦインバータにおいて別のフリーホイーリング期間を提供するように、前記ＨＦインバータを制御する第４の手段と、
を更に備える、請求項７に記載のコントローラ。
【請求項９】
前記第１の手段及び前記第３の手段が、前記第１のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第１の半サイクル内で起こり、前記第２のフリーホイーリング期間が前記ＨＦインバータの各サイクルの第２の半サイクル内で起こるように、前記サイクロコンバータを制御する、請求項８に記載のコントローラ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００８−６１４９７（Ｐ２００８−６１４９７Ａ）
【公開日】平成２０年３月１３日（２００８．３．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２２２５６２（Ｐ２００７−２２２５６２）
【出願日】平成１９年８月２９日（２００７．８．２９）
【出願人】（５０５２１２０４９）ジーエム・グローバル・テクノロジー・オペレーションズ・インコーポレーテッド (221)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年３月１３日（２００８．３．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年８月２９日（２００７．８．２９）
【出願人】（５０５２１２０４９）ジーエム・グローバル・テクノロジー・オペレーションズ・インコーポレーテッド (221)
【Ｆターム（参考）】
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