ＲＦ増幅装置
【課題】トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴとを接続する際にＴＬＴのインピーダンス整合の条件を維持すること。
【解決手段】ＲＦ増幅装置は、アンテナに供給される送信電力を生成するトランジスタＱの出力電極に接続された伝送線路変圧器ＴＬＴを具備する。ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)にはトランジスタの出力電極からの送信電力が供給され、ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)は交流接地点に接続される。副線路の他端Ｌｉｎ(Ａ)は主線路の一端に接続され、主線路の他端Ｏｕｔ(Ａ)からアンテナに供給される送信電力が生成される。ＴＬＴの主線路と副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、副線路から主線路へ結合エネルギーが伝達される。トランジスタの出力電極と電気的に接続された接続部材ＢＷは、エネルギー結合部の一部の主線路と副線路との一方に形成された接続部ＣＰと接続される。
【解決手段】ＲＦ増幅装置は、アンテナに供給される送信電力を生成するトランジスタＱの出力電極に接続された伝送線路変圧器ＴＬＴを具備する。ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)にはトランジスタの出力電極からの送信電力が供給され、ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)は交流接地点に接続される。副線路の他端Ｌｉｎ(Ａ)は主線路の一端に接続され、主線路の他端Ｏｕｔ(Ａ)からアンテナに供給される送信電力が生成される。ＴＬＴの主線路と副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、副線路から主線路へ結合エネルギーが伝達される。トランジスタの出力電極と電気的に接続された接続部材ＢＷは、エネルギー結合部の一部の主線路と副線路との一方に形成された接続部ＣＰと接続される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送線路型整合回路を有するＲＦ(無線周波数)増幅装置に関し、特に最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持するのに有益な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される移動体通信には、複数の通信方式が存在する。例えば欧州では、第２世代無線通信方式として普及しているＧＳＭおよびＧＳＭのデータ通信速度を向上したＥＤＧＥに加えて、近年サービスが開始された第３世代無線通信方式であるＷ−ＣＤＭＡがある。また、北米では第２世代無線通信方式であるＤＣＳ、ＰＣＳに加えて、第３世代無線通信方式であるｃｄｍａ１ｘが普及している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data rate for GSM Evolutionの略である。Ｗ−ＣＤＭＡは、Wide-band Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellar Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。ｃｄｍａ１ｘは、Code Division Multiple Access 1xの略である。
【０００３】
下記非特許文献１には、伝送線路変圧器(ＴＬＴ；Transmission Line Transformer)による整合技術を、ＲＦ周波数とローエンドマイクロ波でのマルチオクターブインピーダンス変換に使用することが記載されている。伝統的に電力増幅器では、超低インピーダンスから５０Ωへオクターブもしくはそれ以上の帯域で変換する変圧器を実現するために、多数のインダクタ、容量、伝送線またはそれらの組み合わせがラダー回路で一般的に使用されている。これらの構成部品を使用した伝統的技術は、制限された周波数帯域を持つと伴に大きな回路サイズとなる。結合した伝送線の直線もしくはコイルのセクションを使用する伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は、広帯域を持つとともに小さな回路サイズとなる。この型の変圧器は、例えば配線回路基板、低温焼成セラミック(ＬＴＣＣ)、高温焼成セラミック(ＨＴＣＣ)、モノリシックシリコン(Ｓｉ)またはガリウムアセナイド(ＧａＡｓ)ＩＣのいずれの多層配線製造技術を用いるように設計されることができることも、下記非特許文献１に記載されている。
【０００４】
下記非特許文献２には、グァネラ(Guanella)型とルスロフ(Ruthroff)型の伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が紹介されるとともに、ＧａＡｓ基板上に３層配線を使用することにより非平衡グァネラ型伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が形成されることが記載されている。
【０００５】
下記非特許文献３には、伝統的な変圧器が磁束結合によるのに対して、伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は伝送線路モードで出力回路にエネルギーを伝達する点で相違することが記載されている。浮遊インダクタンスと寄生容量とは一般的に伝送線の特性インピーダンスに吸収されるので、伝統的な変圧器よりも結果として伝送線路変圧器(ＴＬＴ)はより広い帯域幅と大きな効率を示すとしている。オフチップの伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が２．４ＧＨｚブルートース応用の低雑音増幅器(ＬＮＡ)でシングルエンド信号から差動信号への変換およびその逆の変換に使用されている。
【０００６】
下記非特許文献４には、インピーダンス整合に変圧器は有益な構成要素であるが２〜３０ＭＨｚの周波数帯域では内部配線容量が考慮されなければならないのに対して、グァネラとルスロフとによる伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は驚異的大電力レベルで有益なもので、簡単に構成され、安価で、軽量で、広い帯域幅を扱えると記載している。ＳＳＢとＡＭ通信に使用する２〜３０ＭＨｚの周波数帯域の広帯域高出力高周波リニアアンプでは、フェライトトロイドに巻きついた伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が多段増幅器の段間と出力の整合回路に使用されている。
【０００７】
下記非特許文献５には、高効率が要求されるＲＦ通信用の電力増幅器の負荷として、チョークインダクタンスを使用することが記載されている。チョークインダクタンスがＤＣ電源から増幅器へ供給される電流の高調波を抑圧することも、下記非特許文献５に記載されている。
【０００８】
【非特許文献１】Ｉｎｄｅｒ Ｊ． Ｂａｈｌ， “Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ａｎｄ Ｃｏｐｍａｃｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”， ＩＥＥＥ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ｍａｇａｚｉｎｅ ＰＰ．５６−６２、Ａｕｇｕｓｔ ２００６．
【非特許文献２】Ｊ． Ｈｏｒｎ ｅｔ ａｌ， “Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ， ２００４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ， ＰＰ．２０１−２０４．
【非特許文献３】Ｂｉｌｌ Ｔｏｏｌｅ ｅｔ ａｌ，“Ａ Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ， Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ ＲＦ ＣＭＯＳ ＬＮＡ ｆｏｒ Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｕｓｉｎｇ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２７ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ２００１， ＥＳＳＣＩＲＣ， １８−２０ Ｓｅｐｔ， ２００１， ＰＰ．４３３−４３６．
【非特許文献４】ＯＣＴＡＶＩＵＳ ＰＩＴＺＡＬＩＳ ｅｔ ａｌ， “Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ６０−Ｗ ＨＦ Ｌｅｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−６， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９７１， ＰＰ．９３−１０３．
【非特許文献５】Ｂｒｅｔｔ Ｅ． Ｋｌｅｈｎ ｅｔ ａｌ，“ＡＮ ＥＸＡＣＴ ＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ ＣＬＡＳＳ−Ｅ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲＳ ＦＯＲ ＲＦ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２００４ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ＰＰ．２７７−２８０．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記非特許文献５に記載されているように、ＲＦ電力増幅器の負荷としてチョークインダクタが使用されている。本発明者等は本発明に先立って、ＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールの開発に従事した。ＲＦ電力増幅器の負荷を抵抗とした場合と比較して、ＲＦチョークを使用することにより電源電圧を半分とすることができる。しかし、このＲＦチョークインダクタには、大きな電流容量と高いＱファクターとが要求される。しかし、大きな電流容量と高いＱファクターとを実現するためには、半導体チップまたは多層配線基板の上のスパイラルコイルの占有面積が大きいと言う問題がある。
【００１０】
また、良く知られているように、携帯電話等のモバイル通信機器の５０Ωのアンテナに送信電力を低い電源電圧で供給するには、インピーダンス整合回路がＲＦ電力増幅器の出力と負荷としてのアンテナとの間に接続される。この整合回路としては、例えば無損失の１：４の変圧比を持つ変圧器を使用することにより、ＲＦ電力増幅器の５ボルトピークツーピーク振幅が２０ボルトピークツーピーク振幅になる。言い換えれば、整合回路としての変圧器を使用することにより、負荷インピーダンスを実効的に低い値に変換して、ＲＦ電力増幅器が出力する制限された振幅でも目標の送信電力を出力することができる。
【００１１】
前記非特許文献１に記載されているように、変圧器による伝統的技術と比較して伝送線路変圧器(ＴＬＴ)を使用することにより広帯域と小さな回路サイズとが実現されることができる。
【００１２】
図１は、本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００１３】
図１に示すＲＦ電力増幅器では、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極とＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔとの間には、インピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が接続されている。尚、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【００１４】
図１に示すように、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴは、多層配線基板等で構成されるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された多層配線によって形成されることができる。例えば、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは多層配線の下層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線の上層配線により形成され、その逆にすることもできる。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎと多層配線の上層配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとの間には、層間絶縁膜(図示せず)が配置されている。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には動作電圧Ｖｃｃが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)には電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰからの入力信号が供給可能である。すなわち、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)は、層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に接続される。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)には、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される。
【００１５】
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって、主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)から電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの変換出力電力が生成されることができる。すなわち、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜により、特性インピーダンスが形成される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せずに、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となる。
【００１６】
電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱはＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップに形成され、例えばＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合バイポーラトランジスタが使用される。また、他のＨＢＴとしては、シリコン半導体チップに形成された、ＳｉＧｅのヘテロ接合バイポーラトランジスタも使用されることもできる。従って、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップまたはシリコン半導体チップの表面に半導体製造プロセスによって製造された配線層ＣＢＰで形成される。この電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰは、並列接続の４本のボンディング・ワイヤーＢＷを介してＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部(ＣＰ)に接続されている。この並列接続の４本のボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生抵抗と低寄生インダクタンスとは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのアンペアオーダーのコレクタ電流による電圧降下を低減する。尚、この上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部ＣＰは、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッドである。
【００１７】
すなわち、このボンディング・パッドの接続部ＣＰは、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの伝送線と副線路Ｌｉｎの伝送線との誘導性・容量性結合のエネルギー伝達結合部分から離間して形成されている。離間の主たる第１の理由は、ボンディング・パッド接続部ＣＰに接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷから生成されるＲＦ周波数の磁束による伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部分への影響を低減するためである。離間の副次的な第２の理由は、ＲＦモジュールの製造時のボンディング・ワイヤＢＷのワイヤ・ボンディング工程でのワイヤ・ボンダーによる伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜への機械的圧力の影響を低減するためである。すなわち、ワイヤ・ボンダーによる圧力により、層間絶縁膜に亀裂が生じたり、亀裂によって層間絶縁膜の電気的絶縁性が低下する可能性を考慮して、ボンディング・パッド接続部ＣＰをエネルギー伝達結合部分から離間して形成したものである。
【００１８】
以上説明した第１と第２の理由からボンディング・パッド接続部ＣＰを伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの伝送線と副線路Ｌｉｎの伝送線との誘導性・容量性結合のエネルギー伝達結合部分から離間して形成してものであるが、本発明者等の検討によって新たな問題が明らかとされた。
【００１９】
それは上記の考慮に従ってボンディング・パッド接続部ＣＰをエネルギー伝達結合部分から離間したにもかかわらず、逆にＲＦ電力増幅器の出力とアンテナ入力との間のインピーダンス整合回路としての図１に示した伝送線路変圧器ＴＬＴを使用してもインピーダンス整合が得られないと言うものである。本発明者等がこのインピーダンス不整合の原因を検討した結果、以下の事項が明らかとされた。
【００２０】
図２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図１のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【００２１】
図２に示すように、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)と接地電位ＧＮＤとの間に出力容量Ｃｏｕｔが接続されている。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)と接地電位ＧＮＤとの間に入力容量Ｃｉｎが接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの交流接地点(動作電圧Ｖｃｃの供給点)と接地電位との間にバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。特に、図２に示すように、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間には、ボンディング・パッド接続部ＣＰの無視できない寄生インダクタンスによる追加インダクタＬａｄｄが存在している。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスと副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスとはインピーダンス不整合の原因とはならないが、ボンディング・パッド接続部ＣＰの無視できない寄生インダクタンスはインピーダンス不整合の原因とはなることが本発明者等による検討により明らかとされた。また、図１に示したＲＦ電力増幅器では、ボンディング・パッド接続部ＣＰは主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとから構成された伝送線路変圧器ＴＬＴの本体から外部に離間しているため、回路基板ＣＢの主表面での占有面積が大きくなるという問題もあった。
【００２２】
図３は、図１と図２とに示されたＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。尚、図３のスミスチャートは、５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０で割り算することで正規化されたものである。
【００２３】
図３のスミスチャートのスタート・ポイントＺ１はＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの出力インピーダンスであり、例えば出力インピーダンスＺ１は５Ωである。従って、スタート・ポイントＺ１の正規化した値は０．１＋ｊ・０で抵抗軸の直線上の０．１となっている。次に、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極には伝送線路変圧器ＴＬＴのボンディング・パッド接続部ＣＰの追加寄生インダクタＬａｄｄが接続されているので、スタート・ポイントＺ１から０．１定抵抗円上を右回りの軌跡でインピーダンスが移動する。図１に示すＲＦ電力増幅器では、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)のボンディング・パッド接続部ＣＰの長さは略８００μｍあり、追加寄生インダクタＬａｄｄは０．３５ｎＨのインダクタンスとなっている。その結果、第１移動先ポイントＺ２の正規化した値は、例えば０．１＋ｊ０．２となる。
【００２４】
次に、追加寄生インダクタＬａｄｄには伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎが接続されているので、副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスによって第１移動先ポイントＺ２から左回りの軌跡で例えば正規化した値が０．０８＋ｊ０．１の第２移動先ポイントＺ３にインピーダンスが移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスによって第２移動先ポイントＺ３から右回りの軌跡で例えば正規化した値が０．０４＋ｊ０．１５の第３移動先ポイントＺ４にインピーダンスが移動する。
【００２５】
次に、変圧比１：４の伝送線路変圧器ＴＬＴによって、第３移動先ポイントＺ４からインピーダンスは第３移動先ポイントＺ４の正規化した値の実数部と虚数部とがそれぞれ４倍された０．１６＋ｊ０．６の第４移動先ポイントＺ５に移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)には２０ｐＦのキャパシタンスの出力容量Ｃｏｕｔが接続されているので、第４移動先ポイントＺ５から右回りの軌跡で例えば正規化した値が２．０＋ｊ・０の第５移動先ポイントＺ６にインピーダンスが最終的に移動する。
【００２６】
目標とした最終移動先ポイントは５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０であったのに際して、図３のスミスチャートでの実際の最終移動先ポイントＺ６のインピーダンスは正規化した値が２．０＋ｊ・０の略１００Ωである。良く知られているように、反射係数Γは下記のようになり、反射電力はゼロとならず、目標とするインピーダンス整合の条件を得ることができない。
【００２７】
Γ＝(Ｚ６−Ｚ０)／(Ｚ６＋Ｚ０)＝−０．５ …(１式)
尚、図７は図１に示したＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。図７で、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰから伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰからスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の動作電源電圧Ｖｃｃに伝達される。
【００２８】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果なされたものである。従って、本発明の目的とするところは、ＲＦ増幅装置の最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持することにある。
【００２９】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００３１】
即ち、本発明の代表的なＲＦ増幅装置は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタ(Ｑ)と、電力トランジスタの出力電極(ＣＢＰ)に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ)とを具備する。
【００３２】
伝送線路変圧器の主線路(Ｌｏｕｔ)の一端(Ｉｎ(Ａ))には電力トランジスタの出力電極からの送信電力が供給され、伝送線路変圧器の副線路(Ｌｉｎ)の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は主線路の一端に接続され、主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))からアンテナに供給される送信電力が生成される。伝送線路変圧器の主線路と副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、副線路から主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００３３】
電力トランジスタの出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、エネルギー結合部の一部の主線路と副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４参照)。
【発明の効果】
【００３４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００３５】
すなわち、最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００３７】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ増幅装置は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタ(Ｑ)と、前記電力トランジスタの出力電極(ＣＢＰ)に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ)とを具備している。
【００３８】
前記伝送線路変圧器は、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００３９】
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４参照)。
【００４０】
前記実施の形態によれば、前記電力トランジスタの前記出力電極と前記主線路の前記一端(Ｉｎ(Ａ))との間の寄生インダクタンスを大幅に低減することができ、伝送線路変圧器(ＴＬＴ)のインピーダンス整合の条件を維持することができる(図６参照)。
【００４１】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｃｃ)が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００４２】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００４３】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタは半導体チップに形成され、前記半導体チップに形成された前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤ(ＢＷ)とボンディング・ボール(ＢＢ)とのいずれかである。前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板(ＣＢ)に形成されたボンディング・パッド接続部(ＣＰ)である。
【００４４】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは単一層のスパイラル状の共通配線層で形成されている(図１１参照)。
【００４５】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタと前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００４６】
他の具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００４７】
〔２〕本発明の他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置(ＲＦ＿ＰＡＭ)は、第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号(Ｐｉｎ＿ＬＢ)を増幅する第１電力増幅器(ＨＰＡ１)と、
前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号(Ｐｉｎ＿ＨＢ)を増幅する第２電力増幅器(ＨＰＡ２)とを具備している。
【００４８】
前記第１電力増幅器は、前記第１ＲＦ送信入力信号を増幅することにより無線装置のアンテナに供給される第１送信電力(Ｐｏｕｔ＿ＬＢ)を生成する第１電力トランジスタ(Ｑ１２)と、前記第１電力トランジスタの第１出力電極に接続された第１伝送線路変圧器(ＴＬＴ１２)とを含む。
【００４９】
前記第２電力増幅器は、前記第２ＲＦ送信入力信号を増幅することにより前記無線装置の前記アンテナに供給される第２送信電力(Ｐｏｕｔ＿ＨＢ)を生成する第２電力トランジスタ(Ｑ２２)と、前記第２電力トランジスタの第２出力電極に接続された第２伝送線路変圧器(ＴＬＴ２２)とを含む。
【００５０】
前記第１伝送線路変圧器と前記第２伝送線路変圧器のそれぞれは、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００５１】
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４、図１３参照)。
【００５２】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの伝送線路変圧器の前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｄｄ)が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００５３】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００５４】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００５５】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタは半導体チップに形成され、前記半導体チップに形成された前記それぞれの電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤ(ＢＷ)とボンディング・ボール(ＢＢ)とのいずれかである。前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板(ＣＢ)に形成されたボンディング・パッド接続部(ＣＰ)である。
【００５６】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかであり、前記第２ＲＦ送信入力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかである(図１３参照)。
【００５７】
他の具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００５８】
〔３〕本発明の他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置(ＲＦ＿ＰＡＭ１)は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する第１と第２の電力トランジスタ(Ｑ１、Ｑ２)と、前記第１と第２の電力トランジスタの第１と第２の出力電極に第１と第２の入力が接続された出力合成ストリップライン(ＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢ)と、前記出力合成ストリップラインの出力に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ１２)とを具備している。
【００５９】
前記伝送線路変圧器は、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記出力合成ストリップラインの前記出力からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００６０】
前記出力合成ストリップラインの前記出力と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図１４参照)。
【００６１】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｄｄ)が印加されることにより、前記副線路と出力合成ストリップラインとを介して前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００６２】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００６３】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００６４】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１と第２の電力トランジスタは半導体チップに形成される。前記半導体チップに形成された前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極と前記出力合成ストリップラインの前記第１と第２の入力とは、第１と第２のボンディング・ワイヤ(ＢＷ)を介して接続される。前記出力合成ストリップラインの前記出力は、第４のボンディング・ワイヤ(ＢＷ)を介して前記主線路の前記一端(Ｉｎ(Ａ))と接続される。
【００６５】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１と第２の電力トランジスタのそれぞれはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００６６】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【００６７】
《本発明の１つの実施の形態によるＲＦモジュール》
図４は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００６８】
まず、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器が図１に示す本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦパワーモジュールと相違するのは電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴとの接続構造のみであり、その他は基本的に同一である。
【００６９】
すなわち、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器では、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰが、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが近接して対向したエネルギー伝達結合部に形成されている。このエネルギー伝達結合部では、副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。具体的には、図４では、多層配線の下層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの上部には多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔが形成され、下層の副線路Ｌｉｎと上層の主線路Ｌｏｕｔとの間にエネルギー伝達結合部に形成される。すなわち、このエネルギー伝達結合部の上部の多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部が、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰに接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰとして形成されている。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【００７０】
図５は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図４のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。従って、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器では、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間のボンディング・パッド接続部ＣＰの寄生インダクタンスを図１と図２と比較して大幅に低減することが可能となった。すなわち、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間の寄生インダクタンスは、実質的に並列接続の４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生インダクタンスのみとなる。その結果、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴとを接続する際に、伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の条件を維持することが可能となる。
【００７１】
図４と図５とに示された伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎと出力インピーダンスＺｏｕｔとによる伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス変換について検討する。ここで、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのそれぞれの特性インピーダンスを、Ｚｏとする。伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に入力電圧Ｖｉｎが供給されると、この入力電圧Ｖｉｎは伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)と一端Ｌｉｎ(Ｂ)の交流接地点(動作電圧Ｖｃｃの供給点)との間に印加される。すると、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ伝達される誘導性・容量性結合エネルギーによって、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と他端Ｏｕｔ(Ａ)との間に入力電圧Ｖｉｎと略等しい電圧が誘起される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)の出力電圧Ｖｏｕｔは、次式で求められる。
【００７２】
Ｖｏｕｔ≒２Ｖｉｎ …(２式)
一方、伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)を短絡状態とした状態での伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)から見た伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎは、次式で求められる。
【００７３】
Ｚｉｎ＝Ｚｏ／２ …(３式)
一方、伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)を開放状態とした状態での伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ) から見た伝送線路変圧器ＴＬＴの出力インピーダンスＺｏｕｔは、次式で求められる。
【００７４】
Ｚｏｕｔ＝２Ｚｏ …(４式)
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎと出力インピーダンスＺｏｕｔとの比は１：４となり、図４と図５とに示された伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス変換比(変圧比)は１：４となる。
【００７５】
図６は、図４と図５とに示された本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。尚、図６のスミスチャートも、５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０で割り算することで正規化されたものである。
【００７６】
図６のスミスチャートのスタート・ポイントＺ１はＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの出力インピーダンスであり、例えば出力インピーダンスＺ１は５Ωである。従って、スタート・ポイントＺ１の正規化した値は０．１＋ｊ・０で抵抗軸の直線上の０．１となっている。まず、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極には、４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤＢＷと伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎが接続されている。従って、ボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生インダクタンスと副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスとによって、スタート・ポイントＺ１から例えば正規化した値が０．０８＋ｊ０．０５の第１移動先ポイントＺ３にインピーダンスが移動する。
【００７７】
次に、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎには伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔが接続されているので、主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスによって第１移動先ポイントＺ３から例えば正規化した値が０．０５＋ｊ０．１の第２移動先ポイントＺ４にインピーダンスが移動する。
【００７８】
次に、変圧比１：４の伝送線路変圧器ＴＬＴによって、第２移動先ポイントＺ４からインピーダンスは第２移動先ポイントＺ４の正規化した値の実数部と虚数部とがそれぞれ４倍された０．２＋ｊ０．４の第３移動先ポイントＺ５に移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)には２０ｐＦのキャパシタンスの出力容量Ｃｏｕｔが接続されているので、第３移動先ポイントＺ５から右回りの軌跡で例えば正規化した値が１．０＋ｊ・０の第４移動先ポイントＺ６にインピーダンスが最終的に移動する。
【００７９】
目標とした最終移動先ポイントは５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０であったのに際して、図６のスミスチャートでの実際の最終移動先ポイントＺ６のインピーダンスは正規化した値が１．０＋ｊ・０の略５０Ωである。従って、反射係数Γは下記のようになり、反射電力は略ゼロとなり、目標とするインピーダンス整合の条件を得ることができる。
【００８０】
Γ＝(Ｚ６−Ｚ０)／(Ｚ６＋Ｚ０)≒０ …(５式)
また図４に示すように、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴは、多層配線セラミック絶縁基板等で構成されるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された多層メタライズ配線によって形成されることができる。例えば、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは多層配線セラミック絶縁基板の内部の下層メタライズ層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線セラミック絶縁基板の主表面の最上層メタライズ配線により形成され、その逆にすることもできる。下層メタライズ層配線により形成された副線路Ｌｉｎと最上層メタライズ配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとの間には、層間絶縁膜(図示せず)が配置されている。下層メタライズ層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には動作電圧Ｖｃｃが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)には電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰからの入力信号が供給可能である。すなわち、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)は、層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に接続される。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)には、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される。
【００８１】
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって、主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)から電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの変換出力電力が生成されることができる。すなわち、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜により、特性インピーダンスが形成される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せずに、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となる。
【００８２】
電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱはＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップに形成され、例えばＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合バイポーラトランジスタが使用される。また、他のＨＢＴとしては、シリコン半導体チップに形成された、ＳｉＧｅのヘテロ接合バイポーラトランジスタも使用されることもできる。従って、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップまたはシリコン半導体チップの表面に半導体製造プロセスによって製造された配線層ＣＢＰで形成される。この電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰは、並列接続の４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤーＢＷを介してＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部(ＣＰ)に接続されている。この並列接続の４本のボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生抵抗と低寄生インダクタンスとは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのアンペアオーダーのコレクタ電流による電圧降下を低減する。尚、この上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部ＣＰは、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッドである。
【００８３】
また、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑは並列接続された複数の単位ＨＢＴで構成され、複数の単位ＨＢＴのコレクタ・エミッタ電流経路は並列接続され、複数の単位ＨＢＴのベース電極も並列接続されている。電力トランジスタは並列接続された複数の単位パワーＭＯＳトランジスタで構成されることもでき、複数の単位パワーＭＯＳのドレイン・ソース電流経路は並列接続され、複数の単位パワーＭＯＳのゲート電極も並列接続される。電力ＨＢＴまたはパワーＭＯＳの半導体チップは、多層配線セラミック絶縁基板に形成された低熱抵抗の金属放熱構造の主表面にハンダによって電気的に熱的に接続される。この放熱構造の裏面は、携帯電話端末のマザーボード内部の面積の大きな接地配線にハンダによって電気的に熱的に接続される。低熱抵抗の金属放熱構造としては、サーマル・ビアや放熱ヘッダ等を使用することができる。この時に、電力ＨＢＴのエミッタまたはパワーＭＯＳのソースが低熱抵抗の金属放熱構造と電気的に接続されることによって、電力ＨＢＴまたはパワーＭＯＳはエミッタ接地またはソース接地のＲＦ増幅素子として安定に動作することができる。
【００８４】
また、図８は図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。図８で、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰから伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰからスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の動作電源電圧Ｖｃｃに伝達される。
【００８５】
《他の実施の形態によるＲＦモジュール》
図９は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００８６】
図９に示すＲＦパワーモジュールでは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極は、４本のボンディング・ワイヤではなく４個のボンディング・ボールＢＢを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部のボンディング・パッド接続部ＣＰと接続される。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段のヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔとの間には第１層層間絶縁膜(図示せず)が形成され、この第１層層間絶縁膜には４個のボンディング・ボールＢＢのための開口が形成されている。
【００８７】
更に、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)は、上層の第２層層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)と接続される。
【００８８】
従って、図９でも、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、トランジスタＱのコレクタ出力電極からスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されることができる。
【００８９】
図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。図１０に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのそれぞれのコーナー部分が円形状とされている点が図４の実施の形態との相違であり、その他は図４の実施の形態と同一である。それにより、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとに、ＲＦ信号が流れる際のコーナー部分での高周波損失を低減することができる。また、コーナーだけではなく、全ての路線において外形を円形で構成しても良い。
【００９０】
図１１は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。図１１に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが、多層配線層ではなく同一平面上の共通配線層で形成されている点が図４の実施の形態との相違であり、その他は図４の実施の形態と同一である。
【００９１】
すなわち、図１１に示すＲＦパワーモジュールでは、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが単一層のスパイラル状(螺旋状)の共通配線層で形成されている。更に、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)は、共通配線層によって伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。従って、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面で単一層の共通配線層で略平行に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間に、誘導性・容量性のエネルギー伝達結合部分が形成される。その結果、図１１に示すＲＦパワーモジュールでも、図４に示すＲＦパワーモジュールと同様に伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。
【００９２】
また、図１１でも、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、トランジスタＱのコレクタ出力電極から単一層の共通配線層を介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されている。
【００９３】
図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００９４】
図１２に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢは、多層配線セラミック絶縁基板ではなく、半導体基板である。本発明の好適な実施の形態では、回路基板ＣＢを構成する半導体基板は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体のＧａＡｓ半絶縁性基板である。従って、図１２に示すＲＦパワーモジュールは、モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)の形態で形成されている。図１２に示すように、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体のＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢには、ＧａＡｓとＩｎＰとの電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑが形成されると伴に伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが形成されている。伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路ＬｉｎはＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢの多層配線の下層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線の主表面の上層配線により形成され、その逆にすることもできる。ＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢの多層配線の下層配線により形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは、スルー接続配線Ｔｈを介して多層配線の上層配線により形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。このように、図１２では、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとは、化合物半導体製造プロセスによって形成されることができる。
【００９５】
図１２では、特にＨＢＴＱのコレクタ電極ＣＣＰは、コレクタ電極ＣＣＰの上部に形成された多層配線の上層配線によって下層配線によって形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。
【００９６】
従って、図１２でも、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの上層配線の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で上層配線の主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極からスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの下層配線の副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で下層配線の副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの下層配線の副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されている。
【００９７】
《具体的な実施の形態によるＲＦモジュール》
図１３は、本発明の１つの具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。同図に示すようにＲＦ電力増幅装置は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭとして構成されている。
【００９８】
携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送受信アナログ信号処理集積回路(ＲＦＩＣと言う)から、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとが、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とにそれぞれ供給される。第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持ち、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ。
【００９９】
ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号とＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号とは第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとして、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力に供給される。尚、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚで、ＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。
【０１００】
ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号とは第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給される。また、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号も第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給されることもできる。尚、ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚで、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。
【０１０１】
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１では、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、結合容量Ｃ１１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１で構成された段間整合回路を介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２で増幅される。ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力から、伝送線路変圧器ＴＬＴ２１で構成された出力整合回路を介して第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１１の出力電極には段間整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿ＳｔｇＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力電極には出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
【０１０２】
第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２では、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、結合容量Ｃ２１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ２１で構成された段間整合回路を介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２で増幅される。ＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力から、伝送線路変圧器ＴＬＴ２２で構成された出力整合回路を介して第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の出力電極には段間整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力電極には出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
【０１０３】
図１３の右下に示すように、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２は、入力と出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔと、入力と出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路Ｌｏｕｔと結合された副線路Ｌｉｎとを含んでいる。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔの入力は、増幅素子Ｑ１２の出力電極に接続される。副線路Ｌｉｎの交流接地点に接地電圧レベルＧＮＤと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、交流接地点から副線路Ｌｉｎを介して増幅素子Ｑ１２の出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。主線路Ｌｏｕｔの入力と出力とに入力容量Ｃｉｎと出力容量Ｃｏｕｔとがそれぞれ接続され、副線路Ｌｉｎの交流接地点にはバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。
【０１０４】
図１３に示すＲＦモジュールでは、ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２は、ＬＤＭＯＳ(Lateral Diffused MOS)と呼ばれるＲＦ増幅に適したＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳトランジスタである。また、図１３に示すＲＦモジュールでは、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２の全ては、図４、図８、図９、図１０、図１１、図１２のいずかの実施の形態と同様に、構成されることが可能である。すなわち、ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２のドレイン出力電極の伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)との接続部が、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部に形成される。その結果、回路基板の主表面の占有面積を低減することができると伴に、出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２２でのアンテナとのインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【０１０５】
図１４は、本発明の更に他の１つの具体的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の具体的な構成を示す図である。
【０１０６】
同図に示すように本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１は、１つのパッケージ中に組み込まれている。ＲＦ増幅素子であるＮチャンネルのＬＤＭＯＳとパワー制御やバイアス制御などのための内部回路とは、１個のシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ上に形成されている。シリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ内部の下方には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とを送信するための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が配置されている。チップ内部の上方には、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とを送信するための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が配置されている。チップ内部の中央には、パワー検出器ＤＥＴと、電圧レギュレータＶｒｅｇと、モード信号ＭＯＤＥが供給されるモードスイッチ制御回路Ｍｄ＿Ｓｗとが配置されている。このシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣは、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の配線基板上に配置されている。この配線基板上には、整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２や多数の容量素子Ｃ１２、Ｃ２２・・・の受動素子と２個のパワーカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢ、ＰＣＰＬ＿ＨＢと２個の出力用のストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢ、ＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢ等も配置されている。伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、上述したように配線基板上の多層配線を利用して形成される。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出するものであり、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出するものである。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの一端は終端抵抗Ｒ３４を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢのバイアス電圧変化により第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のＡＰＣ制御が行われる。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＨＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの一端は終端抵抗Ｒ３５を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢのバイアス電圧変化により第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のＡＰＣ制御が行われる。
【０１０７】
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢは並列接続された２個の増幅器で構成され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢも並列接続された２個の増幅器で構成されている。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の入力は入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの出力により並列に駆動され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の入力も入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの出力により並列に駆動される。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の出力は、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの２つの入力に供給される。Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力から、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが出力される。同様に、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の出力も、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの２つの入力に供給される。Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの出力から、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが出力される。また、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の右側から、パワー検出器ＤＥＴのパワー検出信号ＶＤＥＴが出力されている。ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の左側から、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢと、モード信号ＭＯＤＥとが供給される。また、並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢと並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢとは、ＤＤ−ＣＩＭＡ型と呼ばれる増幅器により構成されている。尚、ＤＤ−ＣＩＭＡは、Divided-Device and Collectively Impedance-Matched Amplifierの略である。
【０１０８】
また、図１４に示すＲＦモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１でも、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２の全ては、図４、図８、図９、図１０、図１１、図１２のいずれかの実施の形態と同様に、構成されることが可能である。すなわち、ＲＦ・ＬＤＭＯＳのドレイン出力電極の伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)との接続部が、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部に形成される。その結果、回路基板の主表面の占有面積を低減することができると伴に、出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２２でのアンテナとのインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【０１０９】
特に、図１４の下部に示すように２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力信号は、ボンディング・ワイヤＢＷを介してＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの２つの入力に供給される。このＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力も、ボンディング・ワイヤＢＷを介して第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢのための出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２のボンディング・パッド接続部ＣＰに接続されている。このボンディング・パッド接続部ＣＰも、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのエネルギー伝達結合部に形成されている。図１４でも、多層配線の下層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎの上部には多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔが形成され、下層の副線路Ｌｉｎと上層の主線路Ｌｏｕｔとの間にエネルギー伝達結合部に形成される。すなわち、このエネルギー伝達結合部の上部の主線路Ｌｏｕｔの一部が、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力に接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰとして形成されている。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔ＿ＬＢからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【０１１０】
また、図１４でも、副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、副線路Ｌｉｎと出力合成ストリップライン出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢとを介して２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。
【０１１１】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１１２】
例えば、ＲＦ電力増幅器の電力トランジスタとしてはＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合またはＳｉＧｅのヘテロ接合のバイポーラトランジスタやＬＤＭＯＳ以外にもＨＥＭＴなどのＧａＡｓを初めとする化合物半導体を使用するＦＥＴを使用することもできる。
【０１１３】
更に、伝送線路変圧器の主線路と副線路とは四角形や円形状のコーナー部分を持つ四角形以外にも、５角形や６角形等の多角形やスパイラル等の円形とすることができる。
【０１１４】
また、本発明を主に携帯電話端末について述べたが、本発明は携帯電話端末に限定されるものではなく、携帯電話基地局、無線ＬＡＮ、車載機器、家電製品、その他の無線通信を用いる機器、装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】図１は、本発明に先立って本発明者等により検討された伝送線路型整合回路を示す回路図である。
【図２】図２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図１のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【図３】図３は、図１と図２とに示されたＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器によるインピーダンス不整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。
【図４】図４は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図５】図５は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタと伝送線路変圧器とを含む図４のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【図６】図６は、図４と図５とに示された本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。
【図７】図７は図１に示したＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。
【図８】図８は図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールの回路基板の主表面の上面を示す図である。
【図９】図９は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の１つの具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。
【図１４】図１４は、本発明の更に他の１つの具体的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールの具体的な構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１１６】
ＣＢ 回路基板
Ｑ 電力トランジスタ
ＣＢＰ コレクタ出力電極
ＢＷ ボンディング・ワイヤ
ＣＰ ボンディング・パッド接続部
ＴＬＴ 伝送線路変圧器
Ｌｏｕｔ 主線路
Ｌｉｎ 副線路
Ｉｎ(Ａ) 主線路の一端
Ｏｕｔ(Ａ) 主線路の他端
Ｌｉｎ(Ａ) 副線路の他端
Ｌｉｎ(Ｂ) 副線路の一端
Ｔｈ スルー接続配線
Ｃｉｎ 入力容量
Ｃｏｕｔ 出力容量
Ｃｐａｓｓ パス容量
Ｖｃｃ 動作電圧
ＢＢ ボンディング・ボール
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送線路型整合回路を有するＲＦ(無線周波数)増幅装置に関し、特に最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持するのに有益な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される移動体通信には、複数の通信方式が存在する。例えば欧州では、第２世代無線通信方式として普及しているＧＳＭおよびＧＳＭのデータ通信速度を向上したＥＤＧＥに加えて、近年サービスが開始された第３世代無線通信方式であるＷ−ＣＤＭＡがある。また、北米では第２世代無線通信方式であるＤＣＳ、ＰＣＳに加えて、第３世代無線通信方式であるｃｄｍａ１ｘが普及している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data rate for GSM Evolutionの略である。Ｗ−ＣＤＭＡは、Wide-band Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellar Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。ｃｄｍａ１ｘは、Code Division Multiple Access 1xの略である。
【０００３】
下記非特許文献１には、伝送線路変圧器(ＴＬＴ；Transmission Line Transformer)による整合技術を、ＲＦ周波数とローエンドマイクロ波でのマルチオクターブインピーダンス変換に使用することが記載されている。伝統的に電力増幅器では、超低インピーダンスから５０Ωへオクターブもしくはそれ以上の帯域で変換する変圧器を実現するために、多数のインダクタ、容量、伝送線またはそれらの組み合わせがラダー回路で一般的に使用されている。これらの構成部品を使用した伝統的技術は、制限された周波数帯域を持つと伴に大きな回路サイズとなる。結合した伝送線の直線もしくはコイルのセクションを使用する伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は、広帯域を持つとともに小さな回路サイズとなる。この型の変圧器は、例えば配線回路基板、低温焼成セラミック(ＬＴＣＣ)、高温焼成セラミック(ＨＴＣＣ)、モノリシックシリコン(Ｓｉ)またはガリウムアセナイド(ＧａＡｓ)ＩＣのいずれの多層配線製造技術を用いるように設計されることができることも、下記非特許文献１に記載されている。
【０００４】
下記非特許文献２には、グァネラ(Guanella)型とルスロフ(Ruthroff)型の伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が紹介されるとともに、ＧａＡｓ基板上に３層配線を使用することにより非平衡グァネラ型伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が形成されることが記載されている。
【０００５】
下記非特許文献３には、伝統的な変圧器が磁束結合によるのに対して、伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は伝送線路モードで出力回路にエネルギーを伝達する点で相違することが記載されている。浮遊インダクタンスと寄生容量とは一般的に伝送線の特性インピーダンスに吸収されるので、伝統的な変圧器よりも結果として伝送線路変圧器(ＴＬＴ)はより広い帯域幅と大きな効率を示すとしている。オフチップの伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が２．４ＧＨｚブルートース応用の低雑音増幅器(ＬＮＡ)でシングルエンド信号から差動信号への変換およびその逆の変換に使用されている。
【０００６】
下記非特許文献４には、インピーダンス整合に変圧器は有益な構成要素であるが２〜３０ＭＨｚの周波数帯域では内部配線容量が考慮されなければならないのに対して、グァネラとルスロフとによる伝送線路変圧器(ＴＬＴ)は驚異的大電力レベルで有益なもので、簡単に構成され、安価で、軽量で、広い帯域幅を扱えると記載している。ＳＳＢとＡＭ通信に使用する２〜３０ＭＨｚの周波数帯域の広帯域高出力高周波リニアアンプでは、フェライトトロイドに巻きついた伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が多段増幅器の段間と出力の整合回路に使用されている。
【０００７】
下記非特許文献５には、高効率が要求されるＲＦ通信用の電力増幅器の負荷として、チョークインダクタンスを使用することが記載されている。チョークインダクタンスがＤＣ電源から増幅器へ供給される電流の高調波を抑圧することも、下記非特許文献５に記載されている。
【０００８】
【非特許文献１】Ｉｎｄｅｒ Ｊ． Ｂａｈｌ， “Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ａｎｄ Ｃｏｐｍａｃｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ”， ＩＥＥＥ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ｍａｇａｚｉｎｅ ＰＰ．５６−６２、Ａｕｇｕｓｔ ２００６．
【非特許文献２】Ｊ． Ｈｏｒｎ ｅｔ ａｌ， “Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ， ２００４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ， ＰＰ．２０１−２０４．
【非特許文献３】Ｂｉｌｌ Ｔｏｏｌｅ ｅｔ ａｌ，“Ａ Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ， Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ ＲＦ ＣＭＯＳ ＬＮＡ ｆｏｒ Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｕｓｉｎｇ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２７ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ２００１， ＥＳＳＣＩＲＣ， １８−２０ Ｓｅｐｔ， ２００１， ＰＰ．４３３−４３６．
【非特許文献４】ＯＣＴＡＶＩＵＳ ＰＩＴＺＡＬＩＳ ｅｔ ａｌ， “Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ６０−Ｗ ＨＦ Ｌｅｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−６， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９７１， ＰＰ．９３−１０３．
【非特許文献５】Ｂｒｅｔｔ Ｅ． Ｋｌｅｈｎ ｅｔ ａｌ，“ＡＮ ＥＸＡＣＴ ＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ ＣＬＡＳＳ−Ｅ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲＳ ＦＯＲ ＲＦ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２００４ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ＰＰ．２７７−２８０．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記非特許文献５に記載されているように、ＲＦ電力増幅器の負荷としてチョークインダクタが使用されている。本発明者等は本発明に先立って、ＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールの開発に従事した。ＲＦ電力増幅器の負荷を抵抗とした場合と比較して、ＲＦチョークを使用することにより電源電圧を半分とすることができる。しかし、このＲＦチョークインダクタには、大きな電流容量と高いＱファクターとが要求される。しかし、大きな電流容量と高いＱファクターとを実現するためには、半導体チップまたは多層配線基板の上のスパイラルコイルの占有面積が大きいと言う問題がある。
【００１０】
また、良く知られているように、携帯電話等のモバイル通信機器の５０Ωのアンテナに送信電力を低い電源電圧で供給するには、インピーダンス整合回路がＲＦ電力増幅器の出力と負荷としてのアンテナとの間に接続される。この整合回路としては、例えば無損失の１：４の変圧比を持つ変圧器を使用することにより、ＲＦ電力増幅器の５ボルトピークツーピーク振幅が２０ボルトピークツーピーク振幅になる。言い換えれば、整合回路としての変圧器を使用することにより、負荷インピーダンスを実効的に低い値に変換して、ＲＦ電力増幅器が出力する制限された振幅でも目標の送信電力を出力することができる。
【００１１】
前記非特許文献１に記載されているように、変圧器による伝統的技術と比較して伝送線路変圧器(ＴＬＴ)を使用することにより広帯域と小さな回路サイズとが実現されることができる。
【００１２】
図１は、本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００１３】
図１に示すＲＦ電力増幅器では、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極とＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔとの間には、インピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器(ＴＬＴ)が接続されている。尚、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【００１４】
図１に示すように、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴは、多層配線基板等で構成されるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された多層配線によって形成されることができる。例えば、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは多層配線の下層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線の上層配線により形成され、その逆にすることもできる。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎと多層配線の上層配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとの間には、層間絶縁膜(図示せず)が配置されている。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には動作電圧Ｖｃｃが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)には電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰからの入力信号が供給可能である。すなわち、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)は、層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に接続される。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)には、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される。
【００１５】
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって、主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)から電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの変換出力電力が生成されることができる。すなわち、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜により、特性インピーダンスが形成される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せずに、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となる。
【００１６】
電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱはＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップに形成され、例えばＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合バイポーラトランジスタが使用される。また、他のＨＢＴとしては、シリコン半導体チップに形成された、ＳｉＧｅのヘテロ接合バイポーラトランジスタも使用されることもできる。従って、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップまたはシリコン半導体チップの表面に半導体製造プロセスによって製造された配線層ＣＢＰで形成される。この電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰは、並列接続の４本のボンディング・ワイヤーＢＷを介してＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部(ＣＰ)に接続されている。この並列接続の４本のボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生抵抗と低寄生インダクタンスとは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのアンペアオーダーのコレクタ電流による電圧降下を低減する。尚、この上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部ＣＰは、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッドである。
【００１７】
すなわち、このボンディング・パッドの接続部ＣＰは、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの伝送線と副線路Ｌｉｎの伝送線との誘導性・容量性結合のエネルギー伝達結合部分から離間して形成されている。離間の主たる第１の理由は、ボンディング・パッド接続部ＣＰに接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷから生成されるＲＦ周波数の磁束による伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部分への影響を低減するためである。離間の副次的な第２の理由は、ＲＦモジュールの製造時のボンディング・ワイヤＢＷのワイヤ・ボンディング工程でのワイヤ・ボンダーによる伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜への機械的圧力の影響を低減するためである。すなわち、ワイヤ・ボンダーによる圧力により、層間絶縁膜に亀裂が生じたり、亀裂によって層間絶縁膜の電気的絶縁性が低下する可能性を考慮して、ボンディング・パッド接続部ＣＰをエネルギー伝達結合部分から離間して形成したものである。
【００１８】
以上説明した第１と第２の理由からボンディング・パッド接続部ＣＰを伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの伝送線と副線路Ｌｉｎの伝送線との誘導性・容量性結合のエネルギー伝達結合部分から離間して形成してものであるが、本発明者等の検討によって新たな問題が明らかとされた。
【００１９】
それは上記の考慮に従ってボンディング・パッド接続部ＣＰをエネルギー伝達結合部分から離間したにもかかわらず、逆にＲＦ電力増幅器の出力とアンテナ入力との間のインピーダンス整合回路としての図１に示した伝送線路変圧器ＴＬＴを使用してもインピーダンス整合が得られないと言うものである。本発明者等がこのインピーダンス不整合の原因を検討した結果、以下の事項が明らかとされた。
【００２０】
図２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図１のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【００２１】
図２に示すように、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)と接地電位ＧＮＤとの間に出力容量Ｃｏｕｔが接続されている。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)と接地電位ＧＮＤとの間に入力容量Ｃｉｎが接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの交流接地点(動作電圧Ｖｃｃの供給点)と接地電位との間にバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。特に、図２に示すように、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間には、ボンディング・パッド接続部ＣＰの無視できない寄生インダクタンスによる追加インダクタＬａｄｄが存在している。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスと副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスとはインピーダンス不整合の原因とはならないが、ボンディング・パッド接続部ＣＰの無視できない寄生インダクタンスはインピーダンス不整合の原因とはなることが本発明者等による検討により明らかとされた。また、図１に示したＲＦ電力増幅器では、ボンディング・パッド接続部ＣＰは主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとから構成された伝送線路変圧器ＴＬＴの本体から外部に離間しているため、回路基板ＣＢの主表面での占有面積が大きくなるという問題もあった。
【００２２】
図３は、図１と図２とに示されたＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。尚、図３のスミスチャートは、５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０で割り算することで正規化されたものである。
【００２３】
図３のスミスチャートのスタート・ポイントＺ１はＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの出力インピーダンスであり、例えば出力インピーダンスＺ１は５Ωである。従って、スタート・ポイントＺ１の正規化した値は０．１＋ｊ・０で抵抗軸の直線上の０．１となっている。次に、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極には伝送線路変圧器ＴＬＴのボンディング・パッド接続部ＣＰの追加寄生インダクタＬａｄｄが接続されているので、スタート・ポイントＺ１から０．１定抵抗円上を右回りの軌跡でインピーダンスが移動する。図１に示すＲＦ電力増幅器では、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)のボンディング・パッド接続部ＣＰの長さは略８００μｍあり、追加寄生インダクタＬａｄｄは０．３５ｎＨのインダクタンスとなっている。その結果、第１移動先ポイントＺ２の正規化した値は、例えば０．１＋ｊ０．２となる。
【００２４】
次に、追加寄生インダクタＬａｄｄには伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎが接続されているので、副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスによって第１移動先ポイントＺ２から左回りの軌跡で例えば正規化した値が０．０８＋ｊ０．１の第２移動先ポイントＺ３にインピーダンスが移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスによって第２移動先ポイントＺ３から右回りの軌跡で例えば正規化した値が０．０４＋ｊ０．１５の第３移動先ポイントＺ４にインピーダンスが移動する。
【００２５】
次に、変圧比１：４の伝送線路変圧器ＴＬＴによって、第３移動先ポイントＺ４からインピーダンスは第３移動先ポイントＺ４の正規化した値の実数部と虚数部とがそれぞれ４倍された０．１６＋ｊ０．６の第４移動先ポイントＺ５に移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)には２０ｐＦのキャパシタンスの出力容量Ｃｏｕｔが接続されているので、第４移動先ポイントＺ５から右回りの軌跡で例えば正規化した値が２．０＋ｊ・０の第５移動先ポイントＺ６にインピーダンスが最終的に移動する。
【００２６】
目標とした最終移動先ポイントは５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０であったのに際して、図３のスミスチャートでの実際の最終移動先ポイントＺ６のインピーダンスは正規化した値が２．０＋ｊ・０の略１００Ωである。良く知られているように、反射係数Γは下記のようになり、反射電力はゼロとならず、目標とするインピーダンス整合の条件を得ることができない。
【００２７】
Γ＝(Ｚ６−Ｚ０)／(Ｚ６＋Ｚ０)＝−０．５ …(１式)
尚、図７は図１に示したＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。図７で、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰから伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰからスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の動作電源電圧Ｖｃｃに伝達される。
【００２８】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果なされたものである。従って、本発明の目的とするところは、ＲＦ増幅装置の最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持することにある。
【００２９】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００３１】
即ち、本発明の代表的なＲＦ増幅装置は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタ(Ｑ)と、電力トランジスタの出力電極(ＣＢＰ)に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ)とを具備する。
【００３２】
伝送線路変圧器の主線路(Ｌｏｕｔ)の一端(Ｉｎ(Ａ))には電力トランジスタの出力電極からの送信電力が供給され、伝送線路変圧器の副線路(Ｌｉｎ)の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は主線路の一端に接続され、主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))からアンテナに供給される送信電力が生成される。伝送線路変圧器の主線路と副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、副線路から主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００３３】
電力トランジスタの出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、エネルギー結合部の一部の主線路と副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４参照)。
【発明の効果】
【００３４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００３５】
すなわち、最終増幅段の電力トランジスタの出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器とを接続する際に伝送線路変圧器のインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００３７】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ増幅装置は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタ(Ｑ)と、前記電力トランジスタの出力電極(ＣＢＰ)に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ)とを具備している。
【００３８】
前記伝送線路変圧器は、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００３９】
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４参照)。
【００４０】
前記実施の形態によれば、前記電力トランジスタの前記出力電極と前記主線路の前記一端(Ｉｎ(Ａ))との間の寄生インダクタンスを大幅に低減することができ、伝送線路変圧器(ＴＬＴ)のインピーダンス整合の条件を維持することができる(図６参照)。
【００４１】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｃｃ)が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００４２】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００４３】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタは半導体チップに形成され、前記半導体チップに形成された前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤ(ＢＷ)とボンディング・ボール(ＢＢ)とのいずれかである。前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板(ＣＢ)に形成されたボンディング・パッド接続部(ＣＰ)である。
【００４４】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは単一層のスパイラル状の共通配線層で形成されている(図１１参照)。
【００４５】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタと前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００４６】
他の具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００４７】
〔２〕本発明の他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置(ＲＦ＿ＰＡＭ)は、第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号(Ｐｉｎ＿ＬＢ)を増幅する第１電力増幅器(ＨＰＡ１)と、
前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号(Ｐｉｎ＿ＨＢ)を増幅する第２電力増幅器(ＨＰＡ２)とを具備している。
【００４８】
前記第１電力増幅器は、前記第１ＲＦ送信入力信号を増幅することにより無線装置のアンテナに供給される第１送信電力(Ｐｏｕｔ＿ＬＢ)を生成する第１電力トランジスタ(Ｑ１２)と、前記第１電力トランジスタの第１出力電極に接続された第１伝送線路変圧器(ＴＬＴ１２)とを含む。
【００４９】
前記第２電力増幅器は、前記第２ＲＦ送信入力信号を増幅することにより前記無線装置の前記アンテナに供給される第２送信電力(Ｐｏｕｔ＿ＨＢ)を生成する第２電力トランジスタ(Ｑ２２)と、前記第２電力トランジスタの第２出力電極に接続された第２伝送線路変圧器(ＴＬＴ２２)とを含む。
【００５０】
前記第１伝送線路変圧器と前記第２伝送線路変圧器のそれぞれは、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００５１】
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図４、図１３参照)。
【００５２】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの伝送線路変圧器の前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｄｄ)が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００５３】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００５４】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００５５】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタは半導体チップに形成され、前記半導体チップに形成された前記それぞれの電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤ(ＢＷ)とボンディング・ボール(ＢＢ)とのいずれかである。前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板(ＣＢ)に形成されたボンディング・パッド接続部(ＣＰ)である。
【００５６】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかであり、前記第２ＲＦ送信入力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかである(図１３参照)。
【００５７】
他の具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００５８】
〔３〕本発明の他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置(ＲＦ＿ＰＡＭ１)は、無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する第１と第２の電力トランジスタ(Ｑ１、Ｑ２)と、前記第１と第２の電力トランジスタの第１と第２の出力電極に第１と第２の入力が接続された出力合成ストリップライン(ＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢ)と、前記出力合成ストリップラインの出力に接続された伝送線路変圧器(ＴＬＴ１２)とを具備している。
【００５９】
前記伝送線路変圧器は、主線路(Ｌｏｕｔ)と副線路(Ｌｉｎ)とを含む。前記主線路の一端(Ｉｎ(Ａ))には前記出力合成ストリップラインの前記出力からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端(Ｌｉｎ(Ｂ))は交流接地点に接続される。前記副線路の他端(Ｌｉｎ(Ａ))は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端(Ｏｕｔ(Ａ))から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成される。前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達される。
【００６０】
前記出力合成ストリップラインの前記出力と電気的に接続された接続部材(ＢＷ)は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部(ＣＰ)と電気的に接続されていることを特徴する(図１４参照)。
【００６１】
好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧(Ｖｄｄ)が印加されることにより、前記副線路と出力合成ストリップラインとを介して前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極に前記動作電圧が供給される。
【００６２】
より好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板(ＣＢ)に形成された多層配線で構成されている。
【００６３】
他のより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されている(図１２参照)。
【００６４】
更により好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１と第２の電力トランジスタは半導体チップに形成される。前記半導体チップに形成された前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極と前記出力合成ストリップラインの前記第１と第２の入力とは、第１と第２のボンディング・ワイヤ(ＢＷ)を介して接続される。前記出力合成ストリップラインの前記出力は、第４のボンディング・ワイヤ(ＢＷ)を介して前記主線路の前記一端(Ｉｎ(Ａ))と接続される。
【００６５】
具体的な一つの実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１と第２の電力トランジスタのそれぞれはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかである。
【００６６】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【００６７】
《本発明の１つの実施の形態によるＲＦモジュール》
図４は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００６８】
まず、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器が図１に示す本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦパワーモジュールと相違するのは電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴとの接続構造のみであり、その他は基本的に同一である。
【００６９】
すなわち、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器では、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰが、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが近接して対向したエネルギー伝達結合部に形成されている。このエネルギー伝達結合部では、副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。具体的には、図４では、多層配線の下層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの上部には多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔが形成され、下層の副線路Ｌｉｎと上層の主線路Ｌｏｕｔとの間にエネルギー伝達結合部に形成される。すなわち、このエネルギー伝達結合部の上部の多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部が、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰに接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰとして形成されている。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【００７０】
図５は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図４のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。従って、図４に示すＲＦパワーモジュールのＲＦ電力増幅器では、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間のボンディング・パッド接続部ＣＰの寄生インダクタンスを図１と図２と比較して大幅に低減することが可能となった。すなわち、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極と伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)との間の寄生インダクタンスは、実質的に並列接続の４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生インダクタンスのみとなる。その結果、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極とインピーダンス整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴとを接続する際に、伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の条件を維持することが可能となる。
【００７１】
図４と図５とに示された伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎと出力インピーダンスＺｏｕｔとによる伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス変換について検討する。ここで、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのそれぞれの特性インピーダンスを、Ｚｏとする。伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に入力電圧Ｖｉｎが供給されると、この入力電圧Ｖｉｎは伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)と一端Ｌｉｎ(Ｂ)の交流接地点(動作電圧Ｖｃｃの供給点)との間に印加される。すると、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ伝達される誘導性・容量性結合エネルギーによって、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と他端Ｏｕｔ(Ａ)との間に入力電圧Ｖｉｎと略等しい電圧が誘起される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)の出力電圧Ｖｏｕｔは、次式で求められる。
【００７２】
Ｖｏｕｔ≒２Ｖｉｎ …(２式)
一方、伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)を短絡状態とした状態での伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)から見た伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎは、次式で求められる。
【００７３】
Ｚｉｎ＝Ｚｏ／２ …(３式)
一方、伝送線路変圧器ＴＬＴの入力端子としての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力端子Ｉｎ(Ａ)を開放状態とした状態での伝送線路変圧器ＴＬＴの出力端子としての主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ) から見た伝送線路変圧器ＴＬＴの出力インピーダンスＺｏｕｔは、次式で求められる。
【００７４】
Ｚｏｕｔ＝２Ｚｏ …(４式)
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの入力インピーダンスＺｉｎと出力インピーダンスＺｏｕｔとの比は１：４となり、図４と図５とに示された伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス変換比(変圧比)は１：４となる。
【００７５】
図６は、図４と図５とに示された本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。尚、図６のスミスチャートも、５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０で割り算することで正規化されたものである。
【００７６】
図６のスミスチャートのスタート・ポイントＺ１はＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力の電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの出力インピーダンスであり、例えば出力インピーダンスＺ１は５Ωである。従って、スタート・ポイントＺ１の正規化した値は０．１＋ｊ・０で抵抗軸の直線上の０．１となっている。まず、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極には、４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤＢＷと伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎが接続されている。従って、ボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生インダクタンスと副線路Ｌｉｎの寄生インダクタンスとによって、スタート・ポイントＺ１から例えば正規化した値が０．０８＋ｊ０．０５の第１移動先ポイントＺ３にインピーダンスが移動する。
【００７７】
次に、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎには伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔが接続されているので、主線路Ｌｏｕｔの寄生インダクタンスによって第１移動先ポイントＺ３から例えば正規化した値が０．０５＋ｊ０．１の第２移動先ポイントＺ４にインピーダンスが移動する。
【００７８】
次に、変圧比１：４の伝送線路変圧器ＴＬＴによって、第２移動先ポイントＺ４からインピーダンスは第２移動先ポイントＺ４の正規化した値の実数部と虚数部とがそれぞれ４倍された０．２＋ｊ０．４の第３移動先ポイントＺ５に移動する。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの出力端子Ｏｕｔ(Ａ)には２０ｐＦのキャパシタンスの出力容量Ｃｏｕｔが接続されているので、第３移動先ポイントＺ５から右回りの軌跡で例えば正規化した値が１．０＋ｊ・０の第４移動先ポイントＺ６にインピーダンスが最終的に移動する。
【００７９】
目標とした最終移動先ポイントは５０Ωのアンテナの負荷インピーダンスＺ０であったのに際して、図６のスミスチャートでの実際の最終移動先ポイントＺ６のインピーダンスは正規化した値が１．０＋ｊ・０の略５０Ωである。従って、反射係数Γは下記のようになり、反射電力は略ゼロとなり、目標とするインピーダンス整合の条件を得ることができる。
【００８０】
Γ＝(Ｚ６−Ｚ０)／(Ｚ６＋Ｚ０)≒０ …(５式)
また図４に示すように、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴは、多層配線セラミック絶縁基板等で構成されるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された多層メタライズ配線によって形成されることができる。例えば、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは多層配線セラミック絶縁基板の内部の下層メタライズ層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線セラミック絶縁基板の主表面の最上層メタライズ配線により形成され、その逆にすることもできる。下層メタライズ層配線により形成された副線路Ｌｉｎと最上層メタライズ配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとの間には、層間絶縁膜(図示せず)が配置されている。下層メタライズ層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には動作電圧Ｖｃｃが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)には電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰからの入力信号が供給可能である。すなわち、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)は、層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に接続される。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)には、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される。
【００８１】
従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって、主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)から電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑの変換出力電力が生成されることができる。すなわち、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間の層間絶縁膜により、特性インピーダンスが形成される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せずに、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となる。
【００８２】
電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱはＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップに形成され、例えばＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合バイポーラトランジスタが使用される。また、他のＨＢＴとしては、シリコン半導体チップに形成された、ＳｉＧｅのヘテロ接合バイポーラトランジスタも使用されることもできる。従って、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体チップまたはシリコン半導体チップの表面に半導体製造プロセスによって製造された配線層ＣＢＰで形成される。この電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰは、並列接続の４本のアルミニュームのボンディング・ワイヤーＢＷを介してＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部(ＣＰ)に接続されている。この並列接続の４本のボンディング・ワイヤＢＷによる低寄生抵抗と低寄生インダクタンスとは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのアンペアオーダーのコレクタ電流による電圧降下を低減する。尚、この上層配線の主線路Ｌｏｕｔの接続部ＣＰは、４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッドである。
【００８３】
また、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑは並列接続された複数の単位ＨＢＴで構成され、複数の単位ＨＢＴのコレクタ・エミッタ電流経路は並列接続され、複数の単位ＨＢＴのベース電極も並列接続されている。電力トランジスタは並列接続された複数の単位パワーＭＯＳトランジスタで構成されることもでき、複数の単位パワーＭＯＳのドレイン・ソース電流経路は並列接続され、複数の単位パワーＭＯＳのゲート電極も並列接続される。電力ＨＢＴまたはパワーＭＯＳの半導体チップは、多層配線セラミック絶縁基板に形成された低熱抵抗の金属放熱構造の主表面にハンダによって電気的に熱的に接続される。この放熱構造の裏面は、携帯電話端末のマザーボード内部の面積の大きな接地配線にハンダによって電気的に熱的に接続される。低熱抵抗の金属放熱構造としては、サーマル・ビアや放熱ヘッダ等を使用することができる。この時に、電力ＨＢＴのエミッタまたはパワーＭＯＳのソースが低熱抵抗の金属放熱構造と電気的に接続されることによって、電力ＨＢＴまたはパワーＭＯＳはエミッタ接地またはソース接地のＲＦ増幅素子として安定に動作することができる。
【００８４】
また、図８は図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。図８で、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極ＣＢＰから伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極ＣＢＰからスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の動作電源電圧Ｖｃｃに伝達される。
【００８５】
《他の実施の形態によるＲＦモジュール》
図９は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００８６】
図９に示すＲＦパワーモジュールでは、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタＱのコレクタ出力電極は、４本のボンディング・ワイヤではなく４個のボンディング・ボールＢＢを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部のボンディング・パッド接続部ＣＰと接続される。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段のヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)ＱのＲＦコレクタ出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑと伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔとの間には第１層層間絶縁膜(図示せず)が形成され、この第１層層間絶縁膜には４個のボンディング・ボールＢＢのための開口が形成されている。
【００８７】
更に、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)は、上層の第２層層間絶縁膜に形成されるスルー接続配線Ｔｈを介して、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)と接続される。
【００８８】
従って、図９でも、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、トランジスタＱのコレクタ出力電極からスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されることができる。
【００８９】
図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。図１０に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのそれぞれのコーナー部分が円形状とされている点が図４の実施の形態との相違であり、その他は図４の実施の形態と同一である。それにより、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとに、ＲＦ信号が流れる際のコーナー部分での高周波損失を低減することができる。また、コーナーだけではなく、全ての路線において外形を円形で構成しても良い。
【００９０】
図１１は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。図１１に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが、多層配線層ではなく同一平面上の共通配線層で形成されている点が図４の実施の形態との相違であり、その他は図４の実施の形態と同一である。
【００９１】
すなわち、図１１に示すＲＦパワーモジュールでは、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが単一層のスパイラル状(螺旋状)の共通配線層で形成されている。更に、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)は、共通配線層によって伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。従って、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面で単一層の共通配線層で略平行に形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間に、誘導性・容量性のエネルギー伝達結合部分が形成される。その結果、図１１に示すＲＦパワーモジュールでも、図４に示すＲＦパワーモジュールと同様に伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへ、誘導性・容量性結合エネルギーが伝達される。
【００９２】
また、図１１でも、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、トランジスタＱのコレクタ出力電極から単一層の共通配線層を介して伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されている。
【００９３】
図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【００９４】
図１２に示すＲＦパワーモジュールでは、ＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢは、多層配線セラミック絶縁基板ではなく、半導体基板である。本発明の好適な実施の形態では、回路基板ＣＢを構成する半導体基板は、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体のＧａＡｓ半絶縁性基板である。従って、図１２に示すＲＦパワーモジュールは、モノリシックマイクロ波集積回路(ＭＭＩＣ)の形態で形成されている。図１２に示すように、ＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体のＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢには、ＧａＡｓとＩｎＰとの電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑが形成されると伴に伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとが形成されている。伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路ＬｉｎはＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢの多層配線の下層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔは多層配線の主表面の上層配線により形成され、その逆にすることもできる。ＧａＡｓ半絶縁性基板ＣＢの多層配線の下層配線により形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎは、スルー接続配線Ｔｈを介して多層配線の上層配線により形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。このように、図１２では、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとは、化合物半導体製造プロセスによって形成されることができる。
【００９５】
図１２では、特にＨＢＴＱのコレクタ電極ＣＣＰは、コレクタ電極ＣＣＰの上部に形成された多層配線の上層配線によって下層配線によって形成された伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に接続されている。
【００９６】
従って、図１２でも、電力ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)Ｑのコレクタ出力電極から伝送線路変圧器ＴＬＴの上層配線の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、時計回りの方向で上層配線の主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ(Ａ)へ伝達される。また、電力トランジスタＱのコレクタ出力電極からスルー接続配線Ｔｈを介して伝送線路変圧器ＴＬＴの下層配線の副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)に供給されたＲＦ電力は、反時計回りの方向で下層配線の副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)に伝達される。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの下層配線の副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)には、動作電源電圧Ｖｃｃが供給されている。
【００９７】
《具体的な実施の形態によるＲＦモジュール》
図１３は、本発明の１つの具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。同図に示すようにＲＦ電力増幅装置は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭとして構成されている。
【００９８】
携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送受信アナログ信号処理集積回路(ＲＦＩＣと言う)から、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとが、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とにそれぞれ供給される。第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持ち、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ。
【００９９】
ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号とＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号とは第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとして、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力に供給される。尚、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚで、ＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。
【０１００】
ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号とは第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給される。また、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号も第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給されることもできる。尚、ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚで、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。
【０１０１】
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１では、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、結合容量Ｃ１１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１で構成された段間整合回路を介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２で増幅される。ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力から、伝送線路変圧器ＴＬＴ２１で構成された出力整合回路を介して第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１１の出力電極には段間整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿ＳｔｇＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力電極には出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
【０１０２】
第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２では、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、結合容量Ｃ２１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ２１で構成された段間整合回路を介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２で増幅される。ＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力から、伝送線路変圧器ＴＬＴ２２で構成された出力整合回路を介して第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の出力電極には段間整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力電極には出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
【０１０３】
図１３の右下に示すように、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２は、入力と出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔと、入力と出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路Ｌｏｕｔと結合された副線路Ｌｉｎとを含んでいる。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔの入力は、増幅素子Ｑ１２の出力電極に接続される。副線路Ｌｉｎの交流接地点に接地電圧レベルＧＮＤと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、交流接地点から副線路Ｌｉｎを介して増幅素子Ｑ１２の出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。主線路Ｌｏｕｔの入力と出力とに入力容量Ｃｉｎと出力容量Ｃｏｕｔとがそれぞれ接続され、副線路Ｌｉｎの交流接地点にはバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。
【０１０４】
図１３に示すＲＦモジュールでは、ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２は、ＬＤＭＯＳ(Lateral Diffused MOS)と呼ばれるＲＦ増幅に適したＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳトランジスタである。また、図１３に示すＲＦモジュールでは、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２の全ては、図４、図８、図９、図１０、図１１、図１２のいずかの実施の形態と同様に、構成されることが可能である。すなわち、ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２のドレイン出力電極の伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)との接続部が、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部に形成される。その結果、回路基板の主表面の占有面積を低減することができると伴に、出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２２でのアンテナとのインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【０１０５】
図１４は、本発明の更に他の１つの具体的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の具体的な構成を示す図である。
【０１０６】
同図に示すように本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１は、１つのパッケージ中に組み込まれている。ＲＦ増幅素子であるＮチャンネルのＬＤＭＯＳとパワー制御やバイアス制御などのための内部回路とは、１個のシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ上に形成されている。シリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ内部の下方には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とを送信するための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が配置されている。チップ内部の上方には、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とを送信するための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が配置されている。チップ内部の中央には、パワー検出器ＤＥＴと、電圧レギュレータＶｒｅｇと、モード信号ＭＯＤＥが供給されるモードスイッチ制御回路Ｍｄ＿Ｓｗとが配置されている。このシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣは、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の配線基板上に配置されている。この配線基板上には、整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２や多数の容量素子Ｃ１２、Ｃ２２・・・の受動素子と２個のパワーカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢ、ＰＣＰＬ＿ＨＢと２個の出力用のストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢ、ＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢ等も配置されている。伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、上述したように配線基板上の多層配線を利用して形成される。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出するものであり、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出するものである。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの一端は終端抵抗Ｒ３４を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢのバイアス電圧変化により第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のＡＰＣ制御が行われる。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＨＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの一端は終端抵抗Ｒ３５を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢのバイアス電圧変化により第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のＡＰＣ制御が行われる。
【０１０７】
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢは並列接続された２個の増幅器で構成され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢも並列接続された２個の増幅器で構成されている。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の入力は入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの出力により並列に駆動され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の入力も入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの出力により並列に駆動される。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の出力は、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの２つの入力に供給される。Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力から、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが出力される。同様に、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の出力も、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの２つの入力に供給される。Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの出力から、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが出力される。また、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の右側から、パワー検出器ＤＥＴのパワー検出信号ＶＤＥＴが出力されている。ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の左側から、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢと、モード信号ＭＯＤＥとが供給される。また、並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢと並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢとは、ＤＤ−ＣＩＭＡ型と呼ばれる増幅器により構成されている。尚、ＤＤ−ＣＩＭＡは、Divided-Device and Collectively Impedance-Matched Amplifierの略である。
【０１０８】
また、図１４に示すＲＦモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１でも、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２の全ては、図４、図８、図９、図１０、図１１、図１２のいずれかの実施の形態と同様に、構成されることが可能である。すなわち、ＲＦ・ＬＤＭＯＳのドレイン出力電極の伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)と副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ(Ａ)との接続部が、主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの間のエネルギー伝達結合部に形成される。その結果、回路基板の主表面の占有面積を低減することができると伴に、出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２２でのアンテナとのインピーダンス整合の条件を維持することができる。
【０１０９】
特に、図１４の下部に示すように２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力信号は、ボンディング・ワイヤＢＷを介してＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの２つの入力に供給される。このＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力も、ボンディング・ワイヤＢＷを介して第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢのための出力整合回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２のボンディング・パッド接続部ＣＰに接続されている。このボンディング・パッド接続部ＣＰも、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎのエネルギー伝達結合部に形成されている。図１４でも、多層配線の下層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎの上部には多層配線の上層配線の伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔが形成され、下層の副線路Ｌｉｎと上層の主線路Ｌｏｕｔとの間にエネルギー伝達結合部に形成される。すなわち、このエネルギー伝達結合部の上部の主線路Ｌｏｕｔの一部が、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力に接続された４本のボンディング・ワイヤＢＷのためのボンディング・パッド接続部ＣＰとして形成されている。また、ボンディング・パッド接続部ＣＰとしての伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一部は、ＲＦ電力増幅器の最終増幅段の２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力信号が供給される伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ(Ａ)でもある。また、ＲＦパワーモジュールの出力端子Ｐｏｕｔ＿ＬＢからは、携帯電話の５０Ωのアンテナ(図示せず)に供給される送信電力が出力される。
【０１１０】
また、図１４でも、副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ(Ｂ)の交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、副線路Ｌｉｎと出力合成ストリップライン出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢとを介して２個のＲＦ・ＬＤＭＯＳＱ１、Ｑ２のドレイン出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。
【０１１１】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１１２】
例えば、ＲＦ電力増幅器の電力トランジスタとしてはＧａＡｓとＩｎＰとのヘテロ接合またはＳｉＧｅのヘテロ接合のバイポーラトランジスタやＬＤＭＯＳ以外にもＨＥＭＴなどのＧａＡｓを初めとする化合物半導体を使用するＦＥＴを使用することもできる。
【０１１３】
更に、伝送線路変圧器の主線路と副線路とは四角形や円形状のコーナー部分を持つ四角形以外にも、５角形や６角形等の多角形やスパイラル等の円形とすることができる。
【０１１４】
また、本発明を主に携帯電話端末について述べたが、本発明は携帯電話端末に限定されるものではなく、携帯電話基地局、無線ＬＡＮ、車載機器、家電製品、その他の無線通信を用いる機器、装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】図１は、本発明に先立って本発明者等により検討された伝送線路型整合回路を示す回路図である。
【図２】図２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタと伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む図１のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【図３】図３は、図１と図２とに示されたＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器によるインピーダンス不整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。
【図４】図４は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図５】図５は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタと伝送線路変圧器とを含む図４のＲＦ電力増幅器の最終増幅段の等価回路を示す図である。
【図６】図６は、図４と図５とに示された本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器の最終増幅段の出力とアンテナ入力との間の伝送線路変圧器ＴＬＴのインピーダンス整合の状態を解析したスミスチャートを示す図である。
【図７】図７は図１に示したＲＦパワーモジュールの回路基板ＣＢの主表面の上面を示す図である。
【図８】図８は図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールの回路基板の主表面の上面を示す図である。
【図９】図９は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールに内蔵されたＲＦ電力増幅器を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の１つの具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。
【図１４】図１４は、本発明の更に他の１つの具体的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールの具体的な構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１１６】
ＣＢ 回路基板
Ｑ 電力トランジスタ
ＣＢＰ コレクタ出力電極
ＢＷ ボンディング・ワイヤ
ＣＰ ボンディング・パッド接続部
ＴＬＴ 伝送線路変圧器
Ｌｏｕｔ 主線路
Ｌｉｎ 副線路
Ｉｎ(Ａ) 主線路の一端
Ｏｕｔ(Ａ) 主線路の他端
Ｌｉｎ(Ａ) 副線路の他端
Ｌｉｎ(Ｂ) 副線路の一端
Ｔｈ スルー接続配線
Ｃｉｎ 入力容量
Ｃｏｕｔ 出力容量
Ｃｐａｓｓ パス容量
Ｖｃｃ 動作電圧
ＢＢ ボンディング・ボール
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタと、前記電力トランジスタの出力電極に接続された伝送線路変圧器とを具備してなり、
前記伝送線路変圧器は、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続され、
前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤとボンディング・ボールとのいずれかであり、
前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板に形成されたボンディング・パッド接続部であることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは単一層のスパイラル状の共通配線層で形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記電力トランジスタと前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項８】
第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、
前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを具備してなり、
前記第１電力増幅器は、前記第１ＲＦ送信入力信号を増幅することにより無線装置のアンテナに供給される第１送信電力を生成する第１電力トランジスタと、前記第１電力トランジスタの第１出力電極に接続された第１伝送線路変圧器とを含み、
前記第２電力増幅器は、前記第２ＲＦ送信入力信号を増幅することにより前記無線装置の前記アンテナに供給される第２送信電力を生成する第２電力トランジスタと、前記第２電力トランジスタの第２出力電極に接続された第２伝送線路変圧器とを含み、
前記第１伝送線路変圧器と前記第２伝送線路変圧器のそれぞれは、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続され、
前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項９】
請求項８において、
前記それぞれの伝送線路変圧器の前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１０】
請求項８において、
前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１１】
請求項８において、
前記それぞれの電力トランジスタと前記第それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１２】
請求項９において、
前記それぞれの電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記それぞれの電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤとボンディング・ボールとのいずれかであり、
前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板に形成されたボンディング・パッド接続部であることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１３】
請求項８において、
前記第１ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかであり、前記第２ＲＦ送信入力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１４】
請求項８において、
前記それぞれの電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１５】
無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する第１と第２の電力トランジスタと、前記第１と第２の電力トランジスタの第１と第２の出力電極に第１と第２の入力が接続された出力合成ストリップラインと、前記出力合成ストリップラインの出力に接続された伝送線路変圧器とを具備してなり、
前記伝送線路変圧器は、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記出力合成ストリップラインの前記出力からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続される。前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記出力合成ストリップラインの前記出力と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路と出力合成ストリップラインとを介して前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１７】
請求項１５において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１８】
請求項１５において、
前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１９】
請求項１７において、
前記第１と第２の電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極と前記出力合成ストリップラインの前記第１と第２の入力とは、第１と第２のボンディング・ワイヤを介して接続され、
前記出力合成ストリップラインの前記出力は、第４のボンディング・ワイヤを介して前記主線路の前記一端と接続されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項２０】
請求項１５において、
前記第１と第２の電力トランジスタのそれぞれはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１】
無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する電力トランジスタと、前記電力トランジスタの出力電極に接続された伝送線路変圧器とを具備してなり、
前記伝送線路変圧器は、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続され、
前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤとボンディング・ボールとのいずれかであり、
前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板に形成されたボンディング・パッド接続部であることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは単一層のスパイラル状の共通配線層で形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記電力トランジスタと前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項８】
第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、
前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを具備してなり、
前記第１電力増幅器は、前記第１ＲＦ送信入力信号を増幅することにより無線装置のアンテナに供給される第１送信電力を生成する第１電力トランジスタと、前記第１電力トランジスタの第１出力電極に接続された第１伝送線路変圧器とを含み、
前記第２電力増幅器は、前記第２ＲＦ送信入力信号を増幅することにより前記無線装置の前記アンテナに供給される第２送信電力を生成する第２電力トランジスタと、前記第２電力トランジスタの第２出力電極に接続された第２伝送線路変圧器とを含み、
前記第１伝送線路変圧器と前記第２伝送線路変圧器のそれぞれは、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記電力トランジスタの前記出力電極からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続され、
前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項９】
請求項８において、
前記それぞれの伝送線路変圧器の前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路を介して前記電力トランジスタの前記出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１０】
請求項８において、
前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１１】
請求項８において、
前記それぞれの電力トランジスタと前記第それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１２】
請求項９において、
前記それぞれの電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記それぞれの電力トランジスタの前記出力電極と電気的に接続された前記接続部材はボンディング・ワイヤとボンディング・ボールとのいずれかであり、
前記接続部材と電気的に接続され前記エネルギー結合部の前記一部に形成された前記接続部は、前記絶縁基板に形成されたボンディング・パッド接続部であることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１３】
請求項８において、
前記第１ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかであり、前記第２ＲＦ送信入力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１４】
請求項８において、
前記それぞれの電力トランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１５】
無線装置のアンテナに供給される送信電力を生成する第１と第２の電力トランジスタと、前記第１と第２の電力トランジスタの第１と第２の出力電極に第１と第２の入力が接続された出力合成ストリップラインと、前記出力合成ストリップラインの出力に接続された伝送線路変圧器とを具備してなり、
前記伝送線路変圧器は、主線路と副線路とを含み、
前記主線路の一端には前記出力合成ストリップラインの前記出力からの前記送信電力が供給され、前記副線路の一端は交流接地点に接続される。前記副線路の他端は前記主線路の前記一端に接続され、前記主線路の他端から前記アンテナに供給される前記送信電力が生成され、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とが近接して対向したエネルギー結合部では、前記副線路から前記主線路へ結合エネルギーが伝達され、
前記出力合成ストリップラインの前記出力と電気的に接続された接続部材は、前記エネルギー結合部の一部の前記主線路と前記副線路とのいずれか一方に形成された接続部と電気的に接続されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記副線路の前記一端の前記交流接地点には接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記副線路と出力合成ストリップラインとを介して前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極に前記動作電圧が供給されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１７】
請求項１５において、
前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは絶縁基板に形成された多層配線で構成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１８】
請求項１５において、
前記それぞれの電力トランジスタと前記それぞれの伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とはモノリシックマイクロ波集積回路の半導体基板に形成されていることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項１９】
請求項１７において、
前記第１と第２の電力トランジスタは半導体チップに形成され、
前記半導体チップに形成された前記第１と第２の電力トランジスタの前記第１と第２の出力電極と前記出力合成ストリップラインの前記第１と第２の入力とは、第１と第２のボンディング・ワイヤを介して接続され、
前記出力合成ストリップラインの前記出力は、第４のボンディング・ワイヤを介して前記主線路の前記一端と接続されることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【請求項２０】
請求項１５において、
前記第１と第２の電力トランジスタのそれぞれはヘテロ接合バイポーラトランジスタとＬＤＭＯＳとのいずれかであることを特徴とするＲＦ増幅装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２００９−８８７７０（Ｐ２００９−８８７７０Ａ）
【公開日】平成２１年４月２３日（２００９．４．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２５３３９１（Ｐ２００７−２５３３９１）
【出願日】平成１９年９月２８日（２００７．９．２８）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月２３日（２００９．４．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年９月２８日（２００７．９．２８）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]