アンテナ装置
【課題】複雑な制御系やデータ処理系を伴わず、携帯電話端末内の、アンテナに割当てられる程度のスペースで、指向特性の切り替えが効果的になされ、必要に応じてマルチバンドに対応可能なアンテナ装置を構成する。
【解決手段】アンテナ素子２１は基板５０のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に配置されている。アンテナ素子２１には第１の給電端２２及び第２の給電端２３が引き出されている。第１の給電端２２及び第２の給電端２３と給電回路４０との間に指向性制御回路３０が設けられている。指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているとき、グランド領域ＧＡより遠い側の端部が開放端となってモノポールライクな指向性を示す。指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているとき、グランド領域ＧＡの上部が開放端となって逆Ｌライクな指向性を示す。
【解決手段】アンテナ素子２１は基板５０のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に配置されている。アンテナ素子２１には第１の給電端２２及び第２の給電端２３が引き出されている。第１の給電端２２及び第２の給電端２３と給電回路４０との間に指向性制御回路３０が設けられている。指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているとき、グランド領域ＧＡより遠い側の端部が開放端となってモノポールライクな指向性を示す。指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているとき、グランド領域ＧＡの上部が開放端となって逆Ｌライクな指向性を示す。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば携帯電話端末に備えられるアンテナ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話端末用のアンテナ装置において、人体の近接有無などの状態に応じてアンテナの指向特性を制御するものとして特許文献１，２が開示されている。
【０００３】
特許文献１には、人体頭部が近接した状態で使用される音声通信（通話）と、頭部が離れた状態で使用されるデータ通信という二つの使用状況に応じてアンテナの指向性を切り替えるアンテナ装置が開示されている。前記音声通信では人体頭部ＳＡＲ（Specific Absorption Rate）低減の観点が重視され、頭部反対方向への指向性が望まれるが、前記データ通信ではその制約が外れるため、どのような向きにおいてもなるべく確実に電波の授受ができるように無指向性であることが望まれる。この命題に対し、スイッチングで装荷／非装荷される無給電素子を設置し、無給電素子の装荷／非装荷の切り替えによって指向性を切り替えている。
【０００４】
図１は特許文献１に開示されているアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置２は、長方形板状の有限地板１１、この有限地板１１に接続された通話用スピーカー１２、有限地板１１の裏側に給電点１３を有する折り返しモノポールアンテナ１４、有限地板１１の表側にスイッチ１５を介して接地される無給電逆Ｌ素子１６、及び、スイッチ１５を制御する機能を含む通信識別部１７を有している。
【０００５】
このような構成で、前記アンテナ装置２はスイッチ１５の制御によって無給電逆Ｌ素子１６の装荷／非装荷を切り替えてアンテナの指向性を切り替えようとしている。
【０００６】
特許文献２は、アンテナ素子の底面側（＝頭部側、アンテナと頭部との間に介在する位置）に、基板グランドとはリアクタンスで接続された金属板を配したアンテナ装置が開示されている。この金属板を頭部反対方向に指向性を持たせる「反射板」とする考え方もあるが、反射器として動作するにはλ／４（９００ＭＨｚでは８３ｍｍ）の間隔が必要ということを考慮すると、「遮蔽板」と解するほうが妥当である。すなわち、前記金属板は頭部がアンテナに与える影響、及びアンテナが頭部に与える影響を軽減する「遮蔽板」とみなせる。すなわち、実質的にグランド電極上にアンテナ素子を配置したＯｎ−ＧＮＤ構成を採ることで人体影響による劣化を低減させている。
【０００７】
なお「指向性を切換える」という観点では、アレーアンテナが古くから研究されている。但し制御系，データ処理系が複雑，コスト高になることや、アレーを構成させるだけのスペースが確保できないことや、マルチバンドに対応させる必要があるなどの理由で、アレーアンテナは本願の対象分野である携帯端末には適していない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−１７４１２１号公報
【特許文献２】国際公開第２００７−０５４６１６号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、特許文献１の、反射器・導波器による指向性制御は、一般にλ／４以上のスペースが要るといわれている。そのため、まげて適用したとしても薄型の携帯電話端末では効果が低い、或いは携帯電話端末内に相当大きな構造物を設けることになるため、セットデザインに大きな負担となってしまう。すなわち、付加物によってスペースが占有される問題もあるが、設計段階で基板や筐体とアンテナ装置との適合設計を繰り返さなければならないことも懸念事項である。
【００１０】
また反射器・導波器は一般的に、どのバンドにも指向性効果を発揮させることは困難であり、マルチバンドへの対応の難易度が高い。
【００１１】
特許文献２においては、開放端位置をそのままにして、遮蔽板を配置する／しないを切り替える方法が想到されるが、Ｏｎ−ＧＮＤ状態では単指向性の効果が薄く、Ｎｏｎ−ＧＮＤ状態では遮蔽版の存在で特性劣化するおそれがある。
【００１２】
これを別表現に言い換えると、「アンテナに割当てられる程度のスペース内にて異なった指向性を現出させる」という観点からは、スペースを最大限に利用できていない。改善の余地があるということでもある。
【００１３】
そこで、この発明の目的は、複雑な制御系やデータ処理系を伴わず、携帯電話端末内の、アンテナに割当てられる程度のスペースで、指向特性の切り替えが効果的になされ、必要に応じてマルチバンドに対応可能なアンテナ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置であって、
前記アンテナ整合回路は、利用周波数帯域に応じて整合する可変マッチング回路で構成され、
前記アンテナ素子には、給電ポートであって、給電位置が切り替わることによって（前記アンテナ素子に近接するグランド電極に対する前記アンテナ素子の開放端の位置関係が変わることにより、）指向性が切り替わる複数の給電ポートを備え、
前記アンテナ整合回路を前記複数の給電ポートに選択的に接続するスイッチと、
前記スイッチの非接続ポートに繋がる高インピーダンス回路と、を備える。
【００１５】
この構成により、給電ポートの切り替えによって指向性が制御されるので、複雑な制御系やデータ処理系が不要であり、コストメリットが高く、携帯電話端末などのセットを設計する上で取り扱いが容易となる。
【００１６】
また、給電位置を切り替えた際に、非接続ポートには実質的に（高周波的に）何も接続されていない状態となる（すなわち非接続ポートと基板グランドとの間に容量が接続されたような状態にならない）ので、アンテナ素子上の電圧分布上の開放端位置に大きな乱れを生じない。そのため、指向性の切り替えを効果的に行うことができ、アンテナ効率の劣化も少ないアンテナ装置が得られる。
【００１７】
（２）前記可変マッチング回路は、整合状態と高インピーダンス状態とを切り替えることを特徴とする。
この構成により、高インピーダンス負荷及びその高インピーダンス負荷で選択的に終端するためのスイッチが不要となる。
【００１８】
（３）前記可変マッチング回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続される可変リアクタンス部と、前記給電部と前記可変リアクタンス部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
前記可変リアクタンス部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描く値に定められ、
前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に設定されたものとする。
【００１９】
この構成により、周囲影響に応じた良好なマッチング状態を供出できる。すなわち、人体の手や躰の影響によってずれる、アンテナと給電回路とのマッチング（＝アンテナの入力インピーダンス）が補正され、人体の手や躰の影響を受けた環境下でより良いＶＳＷＲ特性となる。
【００２０】
（４）前記可変容量素子は、例えばＭＥＭＳスイッチで構成される。
このことにより、高調波歪みの発生を抑えて整合をとることができる。
【００２１】
（５）前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部は、例えば多層基板にパッケージ化されている。
これにより、実装先の回路基板上に実装可能な部品として扱うことができ、回路基板上の占有面積が削減できる。
【００２２】
（６）前記アンテナ素子は、例えば誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成される。
この構成により、素子の小型化もさることながら実装先の回路基板上へのアンテナ整合回路用部品の実装が不要または少なくなり、その分全体の小型化が図れる。
【００２３】
（７）前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子単体での放射Ｑの良好なアンテナ素子である。
この構成により、放射Ｑの良好なアンテナを前記アンテナ整合回路に接続することによって、効率の高いアンテナ装置が構成できる。
【００２４】
（８）前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、アンテナ素子に対する給電点の位置、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである。
これにより、放射Ｑの良好なアンテナ素子を容易且つ確実に選定でき、高効率なアンテナ装置が構成できる。
【発明の効果】
【００２５】
この発明によれば、人体頭部ＳＡＲ（Specific Absorption Rate）低減の観点から、音声通信とデータ通信にそれぞれ適した指向性制御可能なアンテナ装置が提供できる。
【００２６】
組み込み先電子機器内のアンテナに割当てられる程度のスペースに、指向性が大きく異なる少なくとも二つの状態を発現させることができる。
【００２７】
小型・マルチバンド対応のための切替え機能（Reconfigurable機能）と指向性切換え機能を融合させること、又は人体の影響によるマッチングのずれに対応する機能（Adjustable機能）と指向性切換え機能とを融合させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】特許文献１に開示されているアンテナ装置の構成を示す図である。
【図２】図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
【図３】図３（Ａ）は、指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。図３（Ｂ）は、指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。
【図４】図４（Ａ）はモノポールライクの状態でのアンテナ装置に電界強度の分布を表す図である。図４（Ｂ）は逆Ｌライクの状態でのアンテナ装置の電界強度の分布を表す図である。
【図５】指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す斜視図上に表した図である。
【図６】指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す平面図上に表した図である。
【図７】ローバンドにおいて、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。
【図８】ハイバンドにおいて、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。
【図９】マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）の作用について示す図である。
【図１０】アンテナ装置のリターンロスの周波数特性について、ローバンドとハイバンドを共に表した図である。
【図１１】第２の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
【図１２】第３の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
【図１３】第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。
【図１４】第５の実施形態に係るアンテナ装置の二つの構成例を示す図である。
【図１５】第６の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
《第１の実施形態》
図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。回路基板（以下、単に「基板」という。）５０にはグランド領域ＧＡ及び非グランド領域ＮＧＡが設けられていて、この基板５０上に指向性制御回路３０が構成されている。そして、アンテナ素子２１が基板５０のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に（グランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとを跨ぐように）配置されている。
【００３０】
アンテナ素子２１には第１の給電端２２及び第２の給電端２３が引き出されている。これら第１の給電端２２及び第２の給電端２３と給電回路４０との間に指向性制御回路３０が設けられている。
【００３１】
図２（Ｂ）は、前記指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択している状態、図２（Ｃ）は、前記指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択している状態をそれぞれ示している。図２（Ｂ），図２（Ｃ）において図中の複数の曲線は、電界の分布を示すために模式的に描いた電気力線である。
指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているとき、図２（Ｂ）に表れているように、アンテナ素子２１の二つの端部のうち、第１の給電端２２より遠い側、すなわちグランド領域ＧＡより遠い側が開放端（電界最大の端部）となる。
指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているとき、図２（Ｃ）に表れているように、アンテナ素子２１の二つの端部のうち、第２の給電端２３より遠い側、すなわちグランド領域ＧＡの上部が開放端（電界最大の端部）となる。
【００３２】
図３（Ａ）は、指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。図３（Ｂ）は、指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。
【００３３】
アンテナ素子２１の開放端が基板のグランド領域から遠ざかっている状態では、モノポールアンテナのように作用する。以下、この状態を「モノポールライク」と呼ぶこととする。
【００３４】
アンテナ素子２１の開放端が基板のグランド領域に近接している状態では、逆Ｌアンテナ（inverted L antenna）のように作用する。以下、この状態を「逆Ｌライク」と呼ぶこととする。
【００３５】
図４（Ａ）はモノポールライクの状態でのアンテナ装置に電界強度の分布を表す図である。図４（Ｂ）は逆Ｌライクの状態でのアンテナ装置の電界強度の分布を表す図である。
【００３６】
モノポールライクの状態では、図３（Ａ）及び図４（Ａ）に表れているように、ほぼ無指向性となる。逆Ｌライクの状態では、図３（Ｂ）及び図４（Ｂ）に表れているように、基板５０の裏面側（人体頭部側）を向く電界強度が、基板５０のアンテナ素子２１が搭載されている面側（人体頭部から離れている面側）を向く電界強度より弱い。
【００３７】
前記指向性制御回路３０は、データ通信時に第１の給電端２２を選択して、モノポールライクのアンテナとし、音声通信時に第２の給電端２３を選択して、逆Ｌライクのアンテナとする。
【００３８】
このように、アンテナ素子２１が配置される、限られたアンテナスペース２０内で、異なった指向性を発現させることができる。
【００３９】
ところで、人体は低導電率・高誘電体であるので、人体の近接時には、人体に電気力線が吸い込まれ、電磁界エネルギーが人体内にてロスとして霧散してしまう。人体近接において逆Ｌライクはモノポールライクに比べ、人体内でのロス（＝１／Ｑloss）がに少ない。したがって、逆ＬライクではＳＡＲが大きく低減される。但し逆Ｌライクのアンテナは１／Ｑｒ（Ｑｒ：放射Ｑ）が劣化するため、必然的に帯域幅が狭くなる。しかし、前述の可変マッチング回路でマッチングさせることにより広帯域特性が維持できる。
【００４０】
上述のように給電端の選択によって得られる指向性の状態は、開放端が頭部反対方向で基板グランドに対向する位置にある場合と、基板グランドからより遠ざかる位置にある場合とを切り替えるものである。この意図から、各々の給電端の位置はアンテナ素子２１の開放端からほぼλ／４（×整数倍）だけ戻った位置になるように設けられる。
【００４１】
図５は、前記指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す斜視図上に表した図、図６はそれを平面図上に表した図である。
前記指向性制御回路３０は、４ポートのスイッチ３１、高インピーダンス負荷３２、可変マッチング回路３３で構成されている。
【００４２】
スイッチ３１は、ポートＰ１とＰ３とを導通させ、且つポートＰ２とＰ４とを導通させる状態（第１の状態）と、ポートＰ１とＰ４とを導通させ、且つポートＰ２とＰ３とを導通させる状態（第２の状態）とを切り替える。第１の状態では第２の給電端２３が高インピーダンス負荷３２に接続され、第１の給電端２２が可変マッチング回路３３に接続される。第２の状態では第１の給電端２２が高インピーダンス負荷３２に接続され、第２の給電端２３が可変マッチング回路３３に接続される。
【００４３】
前記高インピーダンス負荷３２は、スイッチ３１の非接続ポートに十分に高いインピーダンス負荷を接続して終端処理を行うために設けている。
【００４４】
すなわち、限られたアンテナスペース内で開放端位置ができるだけ離れた（違った）位置になるように二つの給電端を設けているので、一方の給電端を選択したとき、他方の給電端は開放端側となる。可変マッチング回路３３が接続されない側の給電端（非選択給電端）は、そのままではスイッチのオフ容量が存在し、このオフ容量を介して基板グランドと接続された状態となってしまう。つまり意図した開放端状態の位置を乱してしまう。これを防ぐために、非選択給電端を高インピーダンス負荷３２で終端することにより、高周波的に“きれた”状態を現出させる。
【００４５】
可変マッチング回路３３は、可変リアクタンス部ＲＣ及びマッチング部Ｍで構成されている。可変リアクタンス部ＲＣはインダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路がアンテナ素子２１の根元部に直列に接続される。マッチング部ＭはインダクタＬ２（本発明に係る並列インダクタ）とキャパシタＣ２（本発明に係る並列キャパシタ）の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路が給電回路４０と可変リアクタンス部ＲＣとの間でシャントに接続されている。
【００４６】
前記キャパシタＣ１，Ｃ２はそれぞれＭＥＭＳスイッチで構成された可変容量素子である。可変リアクタンス部ＲＣのリアクタンスによってアンテナの共振周波数がローバンド用とハイバンド用に切り替えられる。また、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の容量の切り替えによって、ローバンドとハイバンドの何れにおいても複共振させる。
【００４７】
なお、可変容量素子をＭＥＭＳスイッチで構成することによって、ロスの低減、消費電力の低減、耐電力性／耐歪性が向上する。
【００４８】
図７は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。図７（Ａ）はローバンド側の通信ポートから可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図７（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００４９】
Adjustableな作用を奏する可変マッチング回路は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２で小円軌跡をスミスチャートの第１象限から中央（５０Ω）付近に移動させることを基本とし、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで賄うことが大きな特徴である。何故（１）（２）のいずれにおいても共通のアーキテクチャ（＝回路構成）で賄えるのか、以後で説明する。
【００５０】
図７（Ａ）はローバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図７（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。
【００５１】
後述するように、人体の影響は、スミスチャートの第１象限にある小円軌跡の大きさがその位置で小さくなるように作用する。
【００５２】
図７（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。
【００５３】
図８は図６に示したマッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。図８（Ａ）はローバンド側の使用ポートから可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図８（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００５４】
図８（Ａ）はハイバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図８（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。
【００５５】
図８（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。
【００５６】
なお、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０は第１象限だけでなく第２象限にもかかっているが、マッチング部ＭのキャパシタＣ２（並列Ｃ）の作用によって、スミスチャートの中心部へ近づくことになる。前記マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）は、給電部から可変マッチング回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描くが、小円軌跡が前記並列Ｃでスミスチャートの中心部へ近づく位置であればよい。すなわち、前記「ほぼ第１象限」の「ほぼ」の意味は、この意味である。
【００５７】
このように、マッチング部ＭのインダクタＬ２によってインピーダンス軌跡の小円（後にスミスチャート上の中央付近で回転する小円）を描かせ、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限から前記小円を含む軌跡の回転をスミスチャート上の中央（５０Ω）付近に移動させる。すなわち、周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡がスミスチャートの中央で小円を描く。このことは、マッチング部Ｍが、給電部からアンテナ接続部の方向に見たリターンロス特性が所定の周波数帯域で複共振するインピーダンス回路を構成することを意味する。
【００５８】
なお、マッチング部ＭのインダクタＬ２は、後述するように、インピーダンス軌跡を小円化するとともにスミスチャートの第１象限に位置させる作用がある。このインダクタＬ２は、ローバンドの共振系とハイバンドの共振系とで最適値が異なるが、ローバンド／ハイバンドの切り替えをできる限り行わなくて済むように、両者間の中間的（妥協的）な値に固定している。
【００５９】
図９は、マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）の作用について示す図である。（Ａ）は給電部から可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００６０】
本発明の可変マッチング回路のアーキテクチャのもう一つの特徴は、スミスチャート上のインピーダンス軌跡を小円にするとともにスミスチャート上の第１象限に位置させることである。このことはローバンド・ハイバンドともに、人体の影響を受けた際に第１象限（初期位置）において小円がより小さくなる方向に作用するので、マッチング部ＭのキャパシタＣ２でスミスチャート上の中央を狙う場合有利に作用する。
【００６１】
図９（Ａ）において、マッチング部のインダクタＬ２を備えない場合は、軌跡ＳＣＴ０のうち周波数１７１０〜２１７０ＭＨｚの範囲はスミスチャート上の第１象限及び第３象限に存在し、元々５０Ωより低い領域にある。マッチング部インダクタＬ２を設けることにより、軌跡ＳＣＴ０は軌跡ＳＣＴ１のように小円状態になるとともにスミスチャート上の第１象限方向へ移動する。
【００６２】
リターンロスで表せば、図９（Ｂ）のようにマッチング部インダクタＬ２がない場合のリターンロスＲＬ０からマッチング部インダクタＬ２が存在する場合のリターンロスＲＬ１に変化する。
【００６３】
以上に述べたように、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限に形成された小円軌跡を中央（５０Ω）付近に移動させる際に、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで対応することができる。すなわち、Reconfigure機能とAdjust機能を併せ持つものとなる。
【００６４】
図１０は前記アンテナ装置のリターンロスの周波数特性について、ローバンドとハイバンドを共に表した図である。このように、前記可変マッチング回路３３の作用によって、ローバンドとハイバンドの何れにおいても複共振（二共振）する。アンテナの指向性の切り替えはスイッチ３１で行うが、モノポールライク、逆Ｌライクのいずれの場合でも図１０に示した特性が得られる。
【００６５】
《第２の実施形態》
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は第２の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）の何れも、モノポールライクで使用する時に作用する可変マッチング回路３３Ｍと逆Ｌライクで使用する時に作用する可変マッチング回路３３Ｉとを備えている。
【００６６】
図１１（Ａ）において、モノポールライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｍ及びスイッチ３４が可変マッチング回路３３Ｍ側を選択し、スイッチ３１Ｉが高インピーダンス負荷３２Ｉ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。また、逆Ｌライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｉ及びスイッチ３４が可変マッチング回路３３Ｉ側を選択し、スイッチ３１Ｍが高インピーダンス負荷３２Ｍ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。
【００６７】
図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）に示した高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉを一つの高インピーダンス負荷３２で兼用させるようにスイッチ３１を構成したものである。その他の構成は図１１（Ａ）と同様である。
【００６８】
このような構成により、アンテナ素子の給電端の切り替えに適した可変マッチング回路を設計して用いることができる。また、図１１（Ａ）の例では、さらに、アンテナ素子の給電端の切り替えに適した高インピーダンス負荷による終端が可能となる。
【００６９】
《第３の実施形態》
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は第３の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）の何れも、可変マッチング回路の可変リアクタンス部とマッチング部との間にスイッチを配置している。
【００７０】
図１２（Ａ）において、可変リアクタンス部ＲＣＭとマッチング部ＭＭとによってモノポールライク用の可変マッチング回路として作用する。また、可変リアクタンス部ＲＣＩとマッチング部ＭＩとによって逆Ｌライク用の可変マッチング回路として作用する。
【００７１】
モノポールライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｍ及びスイッチ３４がマッチング部ＭＭ側を選択し、スイッチ３１Ｉが高インピーダンス負荷３２Ｉ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。また、逆Ｌライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｉ及びスイッチ３４がマッチング部ＭＩ側を選択し、スイッチ３１Ｍが高インピーダンス負荷３２Ｍ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。
【００７２】
図１２（Ｂ）は、図１２（Ａ）に示したマッチング部ＭＭ，ＭＩを一つのマッチング部Ｍで兼用させ、図１２（Ａ）に示した高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉを一つの高インピーダンス負荷３２で兼用させたものである。その他の構成は図１２（Ａ）と同様である。
【００７３】
《第４の実施形態》
図１３は第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。このアンテナ装置は、アンテナ素子２１の二つの給電端に可変マッチング回路３３Ｍ，３３Ｉを、スイッチを介さずに接続し、給電回路４０と可変マッチング回路３３Ｍ，３３Ｉとの間にスイッチ３４を設けている。
【００７４】
図１３において、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍ及び逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉは、いずれも使用周波数帯で整合状態と高インピーダンス状態とに切り替えることができる。
【００７５】
スイッチ３４がモノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍを選択している状態で、逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉが高インピーダンス負荷として作用するように、可変マッチング回路３３Ｉを制御する。
【００７６】
また、スイッチ３４が逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉを選択している状態で、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍが高インピーダンス負荷として作用するように可変マッチング回路３３Ｍを制御する。
このような構成により、可変マッチング回路で高インピーダンス負荷を兼用できる。
【００７７】
《第５の実施形態》
図１４は、第５の実施形態に係るアンテナ装置の二つの構成例を示す図である。
図１４（Ａ）の回路構成は図１１（Ａ）に示したものと同じである。指向性制御回路３０をモジュール化する際、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍと逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉをそれぞれモジュール化してもよい。この二つを一つの可変マッチング回路３３としてモジュール化してもよい。また、高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉも含めて一つのモジュール３５を構成してもよい。さらには、スイッチ３４も含めて指向性制御回路３０全体を一つのモジュールにしてもよい。
【００７８】
図１４（Ｂ）の回路構成は図１２（Ａ）に示したものと同じである。指向性制御回路をモジュール化する際、モノポールライク用の可変マッチング回路のマッチング部ＭＭと逆Ｌライク用の可変マッチング回路のマッチング部ＭＩをそれぞれモジュール化してもよい。この二つを一つのマッチング部モジュールＭとしてもよい。また、高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉも含めて一つのモジュール３６を構成してもよい。さらには、スイッチ３４も含めて一つのモジュール３７を構成してもよい。
【００７９】
なお、前記モジュールはＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）などを用いて多層プロセスでパッケージ化することができる。
また、アンテナ素子を基板を主とする構造体で構成し、その構造体に前記可変マッチング回路を内包させてもよい。
これらの構成によって、全体の小型化とともに、実装基板上の省スペースに寄与できる。また、セットメーカ先での実装時の取扱いが容易になる。
【００８０】
《第６の実施形態》
図１５（Ａ）・図１５（Ｂ）は第６の実施形態に係る二つのアンテナ装置の構成図である。
これらの例では、アンテナ素子２１の端部のうち、逆Ｌライク状態のときに開放端となる位置に誘電体６０を装荷している。そのため、逆Ｌライク状態のとき、アンテナ素子２１の開放端とグランド領域ＧＡとの間の誘電率が高くなり、基板５０のアンテナ素子２１の配置面側（人体頭部反対面側）を向く電界強度がより強くなる。このことにより、指向性状態を強調できる。
【００８１】
特に、図１５（Ｂ）に示すように、逆Ｌライク時に誘電体６０の装荷状態をオン、モノポールライク時に誘電体６０の装荷をオフするようにスイッチＳＷを設けてもよい。
【００８２】
《第７の実施形態》
第７の実施形態では、放射Ｑの良いアンテナの選択について示す。
結論としては、この発明のアンテナ整合回路を適用した場合の効率は、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる可変リアクタンス部以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とを含んだアンテナ）そのものの持つ放射Ｑに依存する。このアンテナにはできる限り放射Ｑの良いもの（値の小さなもの）を選択すべきである。
【００８３】
発明者は、この効果を実験的に検証した。
まず、放射Ｑの異なる２種類のアンテナを準備し、各々にアンテナ整合回路を適用し、その特性を測定した。
【００８４】
２種類のアンテナの何れも、共振周波数を所望の値に持ってくるよう給電端に可変リアクタンス部を挿入し、アンテナ素子に対して、図２に示したアンテナ素子の長手方向（図における左右方向）の給電位置を変えるように構成した。
【００８５】
その結果、アンテナ素子に対して中央給電になるようにすることによってハイバンドに対して良好な（値の小さな）アンテナの放射Ｑが得られることが分かった。
また、可変マッチング回路を装荷した場合に、ハイバンドにおいてアンテナの放射Ｑの実力が反映され、放射Ｑが良好な（値が小さな）アンテナである程、高効率特性が得られた。
【００８６】
上述の例では中央給電アンテナと端部給電アンテナとを比較して放射Ｑの良好なアンテナを選択すべきであることを示したが、単に給電形式以外に、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズによっても放射Ｑは異なるので、これらのいずれか又はこれらの複数の組み合わせを選定条件として、放射Ｑの良好な（値の小さな）アンテナ素子を選定すればよい。
【００８７】
なお、図２に示した例では、アンテナ素子２１を基板のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に配置したが、指向性の切り替えができれば、アンテナ素子はグランド領域又は非グランド領域の何れに配置してもよい。
【００８８】
前記可変マッチング回路は、二つの周波数帯で広帯域な２共振特性を有しつつ、周囲環境に応じてマッチングを調整するものであったが、本発明はこれに限らない。例えば、
（ａ）１共振であるもの、
（ｂ）π型／Ｔ型のような回路構成で可変リアクタンス素子を包含するもの（Reconfigureの観点がないもの）、
（ｃ）複数のマッチング回路を予め準備しておき、人体近接の程度に対応して、経路選択でマッチング回路を切り替える、
などに適用してもよい。
【００８９】
また、アンテナ素子は誘電体の基体に電極パターンを形成したものに限らず、磁性体基体に電極パターンを形成して構成してもよい。
【００９０】
また、アンテナ素子電極の構成、アンテナ素子電極と基板上の導体パターンとのインターフェースは、以上に示した各実施形態に限られるものでなく、その他の公知の構成を採用してもよい。
【００９１】
また、Reconfigureの対象はローバンド［ＧＳＭ８００／９００］ ／ ハイバンド［ＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳ］の切り替えに限らない。もっと別のシステムを追加した(WLAN/Bluetooth/Wimaxなど)であってもよいし、もっとPentabandを細かい周波数帯域分割でカバーする場合もあり得る。その際、準備する容量値は細かく設定されることとなる。
【００９２】
また、アンテナ素子は、基本波・高調波が割当てられたものや、素子中にリアクタンス素子が挿入されて複数のバンドに共振点を有するものであってもよい。また導体が連続して平面に広がった形状に限らず、屈曲していてもよいし、ループ状であってもよい。
【００９３】
また、以上に示した例では、可変リアクタンス部を並列のＬＣ共振回路で構成したが、これに限らない。総体としてリアクタンス可変ができればよく、ＬＣ直列共振回路や、特許文献３（特開２００８−１１３２３３号公報）のようなＬＣ共振子に＋αのディスクリート素子を付加したものであってもよい。
【００９４】
また、可変リアクタンス部のＬＣ共振子のインダクタ及びマッチング部のインダクタはディスクリート素子に限らず、例えばラインパターンなどに置換してもよい。
【００９５】
また、マッチング部のインダクタは、できる限り切替え動作を行わなくて済むように共通値（ローバンド／ハイバンド間の中間的［妥協的］な値）に固定する旨の説明を行ったが、これを各バンドに最適なインダクタンス値を実現するために、可変インダクタとしてもよい。そのためにＬＣ共振回路を構成してもよい。
【符号の説明】
【００９６】
ＧＡ…グランド領域
Ｍ…マッチング部
ＭＩ…マッチング部
ＭＭ…マッチング部
ＭＭ，ＭＩ…マッチング部
ＮＧＡ…非グランド領域
ＲＣ…可変リアクタンス部
ＲＣＩ…可変リアクタンス部
ＲＣＭ…可変リアクタンス部
２０…アンテナスペース
２１…アンテナ素子
２２…第１の給電端
２３…第２の給電端
３０…指向性制御回路
３１…スイッチ
３１Ｍ，３１Ｉ，３４…スイッチ
３２…高インピーダンス負荷
３２Ｍ，３２Ｉ…高インピーダンス負荷
３３…可変マッチング回路
３３Ｍ，３３Ｉ…可変マッチング回路
３４…スイッチ
３５，３６，３７…モジュール
４０…給電回路
５０…回路基板
６０…誘電体
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば携帯電話端末に備えられるアンテナ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話端末用のアンテナ装置において、人体の近接有無などの状態に応じてアンテナの指向特性を制御するものとして特許文献１，２が開示されている。
【０００３】
特許文献１には、人体頭部が近接した状態で使用される音声通信（通話）と、頭部が離れた状態で使用されるデータ通信という二つの使用状況に応じてアンテナの指向性を切り替えるアンテナ装置が開示されている。前記音声通信では人体頭部ＳＡＲ（Specific Absorption Rate）低減の観点が重視され、頭部反対方向への指向性が望まれるが、前記データ通信ではその制約が外れるため、どのような向きにおいてもなるべく確実に電波の授受ができるように無指向性であることが望まれる。この命題に対し、スイッチングで装荷／非装荷される無給電素子を設置し、無給電素子の装荷／非装荷の切り替えによって指向性を切り替えている。
【０００４】
図１は特許文献１に開示されているアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置２は、長方形板状の有限地板１１、この有限地板１１に接続された通話用スピーカー１２、有限地板１１の裏側に給電点１３を有する折り返しモノポールアンテナ１４、有限地板１１の表側にスイッチ１５を介して接地される無給電逆Ｌ素子１６、及び、スイッチ１５を制御する機能を含む通信識別部１７を有している。
【０００５】
このような構成で、前記アンテナ装置２はスイッチ１５の制御によって無給電逆Ｌ素子１６の装荷／非装荷を切り替えてアンテナの指向性を切り替えようとしている。
【０００６】
特許文献２は、アンテナ素子の底面側（＝頭部側、アンテナと頭部との間に介在する位置）に、基板グランドとはリアクタンスで接続された金属板を配したアンテナ装置が開示されている。この金属板を頭部反対方向に指向性を持たせる「反射板」とする考え方もあるが、反射器として動作するにはλ／４（９００ＭＨｚでは８３ｍｍ）の間隔が必要ということを考慮すると、「遮蔽板」と解するほうが妥当である。すなわち、前記金属板は頭部がアンテナに与える影響、及びアンテナが頭部に与える影響を軽減する「遮蔽板」とみなせる。すなわち、実質的にグランド電極上にアンテナ素子を配置したＯｎ−ＧＮＤ構成を採ることで人体影響による劣化を低減させている。
【０００７】
なお「指向性を切換える」という観点では、アレーアンテナが古くから研究されている。但し制御系，データ処理系が複雑，コスト高になることや、アレーを構成させるだけのスペースが確保できないことや、マルチバンドに対応させる必要があるなどの理由で、アレーアンテナは本願の対象分野である携帯端末には適していない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−１７４１２１号公報
【特許文献２】国際公開第２００７−０５４６１６号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、特許文献１の、反射器・導波器による指向性制御は、一般にλ／４以上のスペースが要るといわれている。そのため、まげて適用したとしても薄型の携帯電話端末では効果が低い、或いは携帯電話端末内に相当大きな構造物を設けることになるため、セットデザインに大きな負担となってしまう。すなわち、付加物によってスペースが占有される問題もあるが、設計段階で基板や筐体とアンテナ装置との適合設計を繰り返さなければならないことも懸念事項である。
【００１０】
また反射器・導波器は一般的に、どのバンドにも指向性効果を発揮させることは困難であり、マルチバンドへの対応の難易度が高い。
【００１１】
特許文献２においては、開放端位置をそのままにして、遮蔽板を配置する／しないを切り替える方法が想到されるが、Ｏｎ−ＧＮＤ状態では単指向性の効果が薄く、Ｎｏｎ−ＧＮＤ状態では遮蔽版の存在で特性劣化するおそれがある。
【００１２】
これを別表現に言い換えると、「アンテナに割当てられる程度のスペース内にて異なった指向性を現出させる」という観点からは、スペースを最大限に利用できていない。改善の余地があるということでもある。
【００１３】
そこで、この発明の目的は、複雑な制御系やデータ処理系を伴わず、携帯電話端末内の、アンテナに割当てられる程度のスペースで、指向特性の切り替えが効果的になされ、必要に応じてマルチバンドに対応可能なアンテナ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置であって、
前記アンテナ整合回路は、利用周波数帯域に応じて整合する可変マッチング回路で構成され、
前記アンテナ素子には、給電ポートであって、給電位置が切り替わることによって（前記アンテナ素子に近接するグランド電極に対する前記アンテナ素子の開放端の位置関係が変わることにより、）指向性が切り替わる複数の給電ポートを備え、
前記アンテナ整合回路を前記複数の給電ポートに選択的に接続するスイッチと、
前記スイッチの非接続ポートに繋がる高インピーダンス回路と、を備える。
【００１５】
この構成により、給電ポートの切り替えによって指向性が制御されるので、複雑な制御系やデータ処理系が不要であり、コストメリットが高く、携帯電話端末などのセットを設計する上で取り扱いが容易となる。
【００１６】
また、給電位置を切り替えた際に、非接続ポートには実質的に（高周波的に）何も接続されていない状態となる（すなわち非接続ポートと基板グランドとの間に容量が接続されたような状態にならない）ので、アンテナ素子上の電圧分布上の開放端位置に大きな乱れを生じない。そのため、指向性の切り替えを効果的に行うことができ、アンテナ効率の劣化も少ないアンテナ装置が得られる。
【００１７】
（２）前記可変マッチング回路は、整合状態と高インピーダンス状態とを切り替えることを特徴とする。
この構成により、高インピーダンス負荷及びその高インピーダンス負荷で選択的に終端するためのスイッチが不要となる。
【００１８】
（３）前記可変マッチング回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続される可変リアクタンス部と、前記給電部と前記可変リアクタンス部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
前記可変リアクタンス部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描く値に定められ、
前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に設定されたものとする。
【００１９】
この構成により、周囲影響に応じた良好なマッチング状態を供出できる。すなわち、人体の手や躰の影響によってずれる、アンテナと給電回路とのマッチング（＝アンテナの入力インピーダンス）が補正され、人体の手や躰の影響を受けた環境下でより良いＶＳＷＲ特性となる。
【００２０】
（４）前記可変容量素子は、例えばＭＥＭＳスイッチで構成される。
このことにより、高調波歪みの発生を抑えて整合をとることができる。
【００２１】
（５）前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部は、例えば多層基板にパッケージ化されている。
これにより、実装先の回路基板上に実装可能な部品として扱うことができ、回路基板上の占有面積が削減できる。
【００２２】
（６）前記アンテナ素子は、例えば誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成される。
この構成により、素子の小型化もさることながら実装先の回路基板上へのアンテナ整合回路用部品の実装が不要または少なくなり、その分全体の小型化が図れる。
【００２３】
（７）前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子単体での放射Ｑの良好なアンテナ素子である。
この構成により、放射Ｑの良好なアンテナを前記アンテナ整合回路に接続することによって、効率の高いアンテナ装置が構成できる。
【００２４】
（８）前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、アンテナ素子に対する給電点の位置、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである。
これにより、放射Ｑの良好なアンテナ素子を容易且つ確実に選定でき、高効率なアンテナ装置が構成できる。
【発明の効果】
【００２５】
この発明によれば、人体頭部ＳＡＲ（Specific Absorption Rate）低減の観点から、音声通信とデータ通信にそれぞれ適した指向性制御可能なアンテナ装置が提供できる。
【００２６】
組み込み先電子機器内のアンテナに割当てられる程度のスペースに、指向性が大きく異なる少なくとも二つの状態を発現させることができる。
【００２７】
小型・マルチバンド対応のための切替え機能（Reconfigurable機能）と指向性切換え機能を融合させること、又は人体の影響によるマッチングのずれに対応する機能（Adjustable機能）と指向性切換え機能とを融合させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】特許文献１に開示されているアンテナ装置の構成を示す図である。
【図２】図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
【図３】図３（Ａ）は、指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。図３（Ｂ）は、指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。
【図４】図４（Ａ）はモノポールライクの状態でのアンテナ装置に電界強度の分布を表す図である。図４（Ｂ）は逆Ｌライクの状態でのアンテナ装置の電界強度の分布を表す図である。
【図５】指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す斜視図上に表した図である。
【図６】指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す平面図上に表した図である。
【図７】ローバンドにおいて、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。
【図８】ハイバンドにおいて、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。
【図９】マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）の作用について示す図である。
【図１０】アンテナ装置のリターンロスの周波数特性について、ローバンドとハイバンドを共に表した図である。
【図１１】第２の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
【図１２】第３の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
【図１３】第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。
【図１４】第５の実施形態に係るアンテナ装置の二つの構成例を示す図である。
【図１５】第６の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
《第１の実施形態》
図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図である。回路基板（以下、単に「基板」という。）５０にはグランド領域ＧＡ及び非グランド領域ＮＧＡが設けられていて、この基板５０上に指向性制御回路３０が構成されている。そして、アンテナ素子２１が基板５０のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に（グランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとを跨ぐように）配置されている。
【００３０】
アンテナ素子２１には第１の給電端２２及び第２の給電端２３が引き出されている。これら第１の給電端２２及び第２の給電端２３と給電回路４０との間に指向性制御回路３０が設けられている。
【００３１】
図２（Ｂ）は、前記指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択している状態、図２（Ｃ）は、前記指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択している状態をそれぞれ示している。図２（Ｂ），図２（Ｃ）において図中の複数の曲線は、電界の分布を示すために模式的に描いた電気力線である。
指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているとき、図２（Ｂ）に表れているように、アンテナ素子２１の二つの端部のうち、第１の給電端２２より遠い側、すなわちグランド領域ＧＡより遠い側が開放端（電界最大の端部）となる。
指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているとき、図２（Ｃ）に表れているように、アンテナ素子２１の二つの端部のうち、第２の給電端２３より遠い側、すなわちグランド領域ＧＡの上部が開放端（電界最大の端部）となる。
【００３２】
図３（Ａ）は、指向性制御回路３０が第１の給電端２２側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。図３（Ｂ）は、指向性制御回路３０が第２の給電端２３側を選択しているときの電界ループを基板５０の側面から見た図である。
【００３３】
アンテナ素子２１の開放端が基板のグランド領域から遠ざかっている状態では、モノポールアンテナのように作用する。以下、この状態を「モノポールライク」と呼ぶこととする。
【００３４】
アンテナ素子２１の開放端が基板のグランド領域に近接している状態では、逆Ｌアンテナ（inverted L antenna）のように作用する。以下、この状態を「逆Ｌライク」と呼ぶこととする。
【００３５】
図４（Ａ）はモノポールライクの状態でのアンテナ装置に電界強度の分布を表す図である。図４（Ｂ）は逆Ｌライクの状態でのアンテナ装置の電界強度の分布を表す図である。
【００３６】
モノポールライクの状態では、図３（Ａ）及び図４（Ａ）に表れているように、ほぼ無指向性となる。逆Ｌライクの状態では、図３（Ｂ）及び図４（Ｂ）に表れているように、基板５０の裏面側（人体頭部側）を向く電界強度が、基板５０のアンテナ素子２１が搭載されている面側（人体頭部から離れている面側）を向く電界強度より弱い。
【００３７】
前記指向性制御回路３０は、データ通信時に第１の給電端２２を選択して、モノポールライクのアンテナとし、音声通信時に第２の給電端２３を選択して、逆Ｌライクのアンテナとする。
【００３８】
このように、アンテナ素子２１が配置される、限られたアンテナスペース２０内で、異なった指向性を発現させることができる。
【００３９】
ところで、人体は低導電率・高誘電体であるので、人体の近接時には、人体に電気力線が吸い込まれ、電磁界エネルギーが人体内にてロスとして霧散してしまう。人体近接において逆Ｌライクはモノポールライクに比べ、人体内でのロス（＝１／Ｑloss）がに少ない。したがって、逆ＬライクではＳＡＲが大きく低減される。但し逆Ｌライクのアンテナは１／Ｑｒ（Ｑｒ：放射Ｑ）が劣化するため、必然的に帯域幅が狭くなる。しかし、前述の可変マッチング回路でマッチングさせることにより広帯域特性が維持できる。
【００４０】
上述のように給電端の選択によって得られる指向性の状態は、開放端が頭部反対方向で基板グランドに対向する位置にある場合と、基板グランドからより遠ざかる位置にある場合とを切り替えるものである。この意図から、各々の給電端の位置はアンテナ素子２１の開放端からほぼλ／４（×整数倍）だけ戻った位置になるように設けられる。
【００４１】
図５は、前記指向性制御回路３０の具体的な構成例を示す斜視図上に表した図、図６はそれを平面図上に表した図である。
前記指向性制御回路３０は、４ポートのスイッチ３１、高インピーダンス負荷３２、可変マッチング回路３３で構成されている。
【００４２】
スイッチ３１は、ポートＰ１とＰ３とを導通させ、且つポートＰ２とＰ４とを導通させる状態（第１の状態）と、ポートＰ１とＰ４とを導通させ、且つポートＰ２とＰ３とを導通させる状態（第２の状態）とを切り替える。第１の状態では第２の給電端２３が高インピーダンス負荷３２に接続され、第１の給電端２２が可変マッチング回路３３に接続される。第２の状態では第１の給電端２２が高インピーダンス負荷３２に接続され、第２の給電端２３が可変マッチング回路３３に接続される。
【００４３】
前記高インピーダンス負荷３２は、スイッチ３１の非接続ポートに十分に高いインピーダンス負荷を接続して終端処理を行うために設けている。
【００４４】
すなわち、限られたアンテナスペース内で開放端位置ができるだけ離れた（違った）位置になるように二つの給電端を設けているので、一方の給電端を選択したとき、他方の給電端は開放端側となる。可変マッチング回路３３が接続されない側の給電端（非選択給電端）は、そのままではスイッチのオフ容量が存在し、このオフ容量を介して基板グランドと接続された状態となってしまう。つまり意図した開放端状態の位置を乱してしまう。これを防ぐために、非選択給電端を高インピーダンス負荷３２で終端することにより、高周波的に“きれた”状態を現出させる。
【００４５】
可変マッチング回路３３は、可変リアクタンス部ＲＣ及びマッチング部Ｍで構成されている。可変リアクタンス部ＲＣはインダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路がアンテナ素子２１の根元部に直列に接続される。マッチング部ＭはインダクタＬ２（本発明に係る並列インダクタ）とキャパシタＣ２（本発明に係る並列キャパシタ）の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路が給電回路４０と可変リアクタンス部ＲＣとの間でシャントに接続されている。
【００４６】
前記キャパシタＣ１，Ｃ２はそれぞれＭＥＭＳスイッチで構成された可変容量素子である。可変リアクタンス部ＲＣのリアクタンスによってアンテナの共振周波数がローバンド用とハイバンド用に切り替えられる。また、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の容量の切り替えによって、ローバンドとハイバンドの何れにおいても複共振させる。
【００４７】
なお、可変容量素子をＭＥＭＳスイッチで構成することによって、ロスの低減、消費電力の低減、耐電力性／耐歪性が向上する。
【００４８】
図７は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。図７（Ａ）はローバンド側の通信ポートから可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図７（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００４９】
Adjustableな作用を奏する可変マッチング回路は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２で小円軌跡をスミスチャートの第１象限から中央（５０Ω）付近に移動させることを基本とし、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで賄うことが大きな特徴である。何故（１）（２）のいずれにおいても共通のアーキテクチャ（＝回路構成）で賄えるのか、以後で説明する。
【００５０】
図７（Ａ）はローバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図７（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。
【００５１】
後述するように、人体の影響は、スミスチャートの第１象限にある小円軌跡の大きさがその位置で小さくなるように作用する。
【００５２】
図７（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。
【００５３】
図８は図６に示したマッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。図８（Ａ）はローバンド側の使用ポートから可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図８（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００５４】
図８（Ａ）はハイバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図８（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。
【００５５】
図８（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。
【００５６】
なお、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０は第１象限だけでなく第２象限にもかかっているが、マッチング部ＭのキャパシタＣ２（並列Ｃ）の作用によって、スミスチャートの中心部へ近づくことになる。前記マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）は、給電部から可変マッチング回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描くが、小円軌跡が前記並列Ｃでスミスチャートの中心部へ近づく位置であればよい。すなわち、前記「ほぼ第１象限」の「ほぼ」の意味は、この意味である。
【００５７】
このように、マッチング部ＭのインダクタＬ２によってインピーダンス軌跡の小円（後にスミスチャート上の中央付近で回転する小円）を描かせ、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限から前記小円を含む軌跡の回転をスミスチャート上の中央（５０Ω）付近に移動させる。すなわち、周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡がスミスチャートの中央で小円を描く。このことは、マッチング部Ｍが、給電部からアンテナ接続部の方向に見たリターンロス特性が所定の周波数帯域で複共振するインピーダンス回路を構成することを意味する。
【００５８】
なお、マッチング部ＭのインダクタＬ２は、後述するように、インピーダンス軌跡を小円化するとともにスミスチャートの第１象限に位置させる作用がある。このインダクタＬ２は、ローバンドの共振系とハイバンドの共振系とで最適値が異なるが、ローバンド／ハイバンドの切り替えをできる限り行わなくて済むように、両者間の中間的（妥協的）な値に固定している。
【００５９】
図９は、マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）の作用について示す図である。（Ａ）は給電部から可変マッチング回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。
【００６０】
本発明の可変マッチング回路のアーキテクチャのもう一つの特徴は、スミスチャート上のインピーダンス軌跡を小円にするとともにスミスチャート上の第１象限に位置させることである。このことはローバンド・ハイバンドともに、人体の影響を受けた際に第１象限（初期位置）において小円がより小さくなる方向に作用するので、マッチング部ＭのキャパシタＣ２でスミスチャート上の中央を狙う場合有利に作用する。
【００６１】
図９（Ａ）において、マッチング部のインダクタＬ２を備えない場合は、軌跡ＳＣＴ０のうち周波数１７１０〜２１７０ＭＨｚの範囲はスミスチャート上の第１象限及び第３象限に存在し、元々５０Ωより低い領域にある。マッチング部インダクタＬ２を設けることにより、軌跡ＳＣＴ０は軌跡ＳＣＴ１のように小円状態になるとともにスミスチャート上の第１象限方向へ移動する。
【００６２】
リターンロスで表せば、図９（Ｂ）のようにマッチング部インダクタＬ２がない場合のリターンロスＲＬ０からマッチング部インダクタＬ２が存在する場合のリターンロスＲＬ１に変化する。
【００６３】
以上に述べたように、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限に形成された小円軌跡を中央（５０Ω）付近に移動させる際に、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで対応することができる。すなわち、Reconfigure機能とAdjust機能を併せ持つものとなる。
【００６４】
図１０は前記アンテナ装置のリターンロスの周波数特性について、ローバンドとハイバンドを共に表した図である。このように、前記可変マッチング回路３３の作用によって、ローバンドとハイバンドの何れにおいても複共振（二共振）する。アンテナの指向性の切り替えはスイッチ３１で行うが、モノポールライク、逆Ｌライクのいずれの場合でも図１０に示した特性が得られる。
【００６５】
《第２の実施形態》
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は第２の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）の何れも、モノポールライクで使用する時に作用する可変マッチング回路３３Ｍと逆Ｌライクで使用する時に作用する可変マッチング回路３３Ｉとを備えている。
【００６６】
図１１（Ａ）において、モノポールライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｍ及びスイッチ３４が可変マッチング回路３３Ｍ側を選択し、スイッチ３１Ｉが高インピーダンス負荷３２Ｉ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。また、逆Ｌライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｉ及びスイッチ３４が可変マッチング回路３３Ｉ側を選択し、スイッチ３１Ｍが高インピーダンス負荷３２Ｍ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。
【００６７】
図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）に示した高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉを一つの高インピーダンス負荷３２で兼用させるようにスイッチ３１を構成したものである。その他の構成は図１１（Ａ）と同様である。
【００６８】
このような構成により、アンテナ素子の給電端の切り替えに適した可変マッチング回路を設計して用いることができる。また、図１１（Ａ）の例では、さらに、アンテナ素子の給電端の切り替えに適した高インピーダンス負荷による終端が可能となる。
【００６９】
《第３の実施形態》
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は第３の実施形態に係る２つのアンテナ装置の構成図である。
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）の何れも、可変マッチング回路の可変リアクタンス部とマッチング部との間にスイッチを配置している。
【００７０】
図１２（Ａ）において、可変リアクタンス部ＲＣＭとマッチング部ＭＭとによってモノポールライク用の可変マッチング回路として作用する。また、可変リアクタンス部ＲＣＩとマッチング部ＭＩとによって逆Ｌライク用の可変マッチング回路として作用する。
【００７１】
モノポールライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｍ及びスイッチ３４がマッチング部ＭＭ側を選択し、スイッチ３１Ｉが高インピーダンス負荷３２Ｉ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。また、逆Ｌライクアンテナとして用いる場合、スイッチ３１Ｉ及びスイッチ３４がマッチング部ＭＩ側を選択し、スイッチ３１Ｍが高インピーダンス負荷３２Ｍ側を選択するように、スイッチ３１Ｍ，３１Ｉ，３４を制御する。
【００７２】
図１２（Ｂ）は、図１２（Ａ）に示したマッチング部ＭＭ，ＭＩを一つのマッチング部Ｍで兼用させ、図１２（Ａ）に示した高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉを一つの高インピーダンス負荷３２で兼用させたものである。その他の構成は図１２（Ａ）と同様である。
【００７３】
《第４の実施形態》
図１３は第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成図である。このアンテナ装置は、アンテナ素子２１の二つの給電端に可変マッチング回路３３Ｍ，３３Ｉを、スイッチを介さずに接続し、給電回路４０と可変マッチング回路３３Ｍ，３３Ｉとの間にスイッチ３４を設けている。
【００７４】
図１３において、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍ及び逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉは、いずれも使用周波数帯で整合状態と高インピーダンス状態とに切り替えることができる。
【００７５】
スイッチ３４がモノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍを選択している状態で、逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉが高インピーダンス負荷として作用するように、可変マッチング回路３３Ｉを制御する。
【００７６】
また、スイッチ３４が逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉを選択している状態で、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍが高インピーダンス負荷として作用するように可変マッチング回路３３Ｍを制御する。
このような構成により、可変マッチング回路で高インピーダンス負荷を兼用できる。
【００７７】
《第５の実施形態》
図１４は、第５の実施形態に係るアンテナ装置の二つの構成例を示す図である。
図１４（Ａ）の回路構成は図１１（Ａ）に示したものと同じである。指向性制御回路３０をモジュール化する際、モノポールライク用の可変マッチング回路３３Ｍと逆Ｌライク用の可変マッチング回路３３Ｉをそれぞれモジュール化してもよい。この二つを一つの可変マッチング回路３３としてモジュール化してもよい。また、高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉも含めて一つのモジュール３５を構成してもよい。さらには、スイッチ３４も含めて指向性制御回路３０全体を一つのモジュールにしてもよい。
【００７８】
図１４（Ｂ）の回路構成は図１２（Ａ）に示したものと同じである。指向性制御回路をモジュール化する際、モノポールライク用の可変マッチング回路のマッチング部ＭＭと逆Ｌライク用の可変マッチング回路のマッチング部ＭＩをそれぞれモジュール化してもよい。この二つを一つのマッチング部モジュールＭとしてもよい。また、高インピーダンス負荷３２Ｍ，３２Ｉも含めて一つのモジュール３６を構成してもよい。さらには、スイッチ３４も含めて一つのモジュール３７を構成してもよい。
【００７９】
なお、前記モジュールはＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）などを用いて多層プロセスでパッケージ化することができる。
また、アンテナ素子を基板を主とする構造体で構成し、その構造体に前記可変マッチング回路を内包させてもよい。
これらの構成によって、全体の小型化とともに、実装基板上の省スペースに寄与できる。また、セットメーカ先での実装時の取扱いが容易になる。
【００８０】
《第６の実施形態》
図１５（Ａ）・図１５（Ｂ）は第６の実施形態に係る二つのアンテナ装置の構成図である。
これらの例では、アンテナ素子２１の端部のうち、逆Ｌライク状態のときに開放端となる位置に誘電体６０を装荷している。そのため、逆Ｌライク状態のとき、アンテナ素子２１の開放端とグランド領域ＧＡとの間の誘電率が高くなり、基板５０のアンテナ素子２１の配置面側（人体頭部反対面側）を向く電界強度がより強くなる。このことにより、指向性状態を強調できる。
【００８１】
特に、図１５（Ｂ）に示すように、逆Ｌライク時に誘電体６０の装荷状態をオン、モノポールライク時に誘電体６０の装荷をオフするようにスイッチＳＷを設けてもよい。
【００８２】
《第７の実施形態》
第７の実施形態では、放射Ｑの良いアンテナの選択について示す。
結論としては、この発明のアンテナ整合回路を適用した場合の効率は、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる可変リアクタンス部以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とを含んだアンテナ）そのものの持つ放射Ｑに依存する。このアンテナにはできる限り放射Ｑの良いもの（値の小さなもの）を選択すべきである。
【００８３】
発明者は、この効果を実験的に検証した。
まず、放射Ｑの異なる２種類のアンテナを準備し、各々にアンテナ整合回路を適用し、その特性を測定した。
【００８４】
２種類のアンテナの何れも、共振周波数を所望の値に持ってくるよう給電端に可変リアクタンス部を挿入し、アンテナ素子に対して、図２に示したアンテナ素子の長手方向（図における左右方向）の給電位置を変えるように構成した。
【００８５】
その結果、アンテナ素子に対して中央給電になるようにすることによってハイバンドに対して良好な（値の小さな）アンテナの放射Ｑが得られることが分かった。
また、可変マッチング回路を装荷した場合に、ハイバンドにおいてアンテナの放射Ｑの実力が反映され、放射Ｑが良好な（値が小さな）アンテナである程、高効率特性が得られた。
【００８６】
上述の例では中央給電アンテナと端部給電アンテナとを比較して放射Ｑの良好なアンテナを選択すべきであることを示したが、単に給電形式以外に、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズによっても放射Ｑは異なるので、これらのいずれか又はこれらの複数の組み合わせを選定条件として、放射Ｑの良好な（値の小さな）アンテナ素子を選定すればよい。
【００８７】
なお、図２に示した例では、アンテナ素子２１を基板のグランド領域ＧＡと非グランド領域ＮＧＡとの中間位置に配置したが、指向性の切り替えができれば、アンテナ素子はグランド領域又は非グランド領域の何れに配置してもよい。
【００８８】
前記可変マッチング回路は、二つの周波数帯で広帯域な２共振特性を有しつつ、周囲環境に応じてマッチングを調整するものであったが、本発明はこれに限らない。例えば、
（ａ）１共振であるもの、
（ｂ）π型／Ｔ型のような回路構成で可変リアクタンス素子を包含するもの（Reconfigureの観点がないもの）、
（ｃ）複数のマッチング回路を予め準備しておき、人体近接の程度に対応して、経路選択でマッチング回路を切り替える、
などに適用してもよい。
【００８９】
また、アンテナ素子は誘電体の基体に電極パターンを形成したものに限らず、磁性体基体に電極パターンを形成して構成してもよい。
【００９０】
また、アンテナ素子電極の構成、アンテナ素子電極と基板上の導体パターンとのインターフェースは、以上に示した各実施形態に限られるものでなく、その他の公知の構成を採用してもよい。
【００９１】
また、Reconfigureの対象はローバンド［ＧＳＭ８００／９００］ ／ ハイバンド［ＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳ］の切り替えに限らない。もっと別のシステムを追加した(WLAN/Bluetooth/Wimaxなど)であってもよいし、もっとPentabandを細かい周波数帯域分割でカバーする場合もあり得る。その際、準備する容量値は細かく設定されることとなる。
【００９２】
また、アンテナ素子は、基本波・高調波が割当てられたものや、素子中にリアクタンス素子が挿入されて複数のバンドに共振点を有するものであってもよい。また導体が連続して平面に広がった形状に限らず、屈曲していてもよいし、ループ状であってもよい。
【００９３】
また、以上に示した例では、可変リアクタンス部を並列のＬＣ共振回路で構成したが、これに限らない。総体としてリアクタンス可変ができればよく、ＬＣ直列共振回路や、特許文献３（特開２００８−１１３２３３号公報）のようなＬＣ共振子に＋αのディスクリート素子を付加したものであってもよい。
【００９４】
また、可変リアクタンス部のＬＣ共振子のインダクタ及びマッチング部のインダクタはディスクリート素子に限らず、例えばラインパターンなどに置換してもよい。
【００９５】
また、マッチング部のインダクタは、できる限り切替え動作を行わなくて済むように共通値（ローバンド／ハイバンド間の中間的［妥協的］な値）に固定する旨の説明を行ったが、これを各バンドに最適なインダクタンス値を実現するために、可変インダクタとしてもよい。そのためにＬＣ共振回路を構成してもよい。
【符号の説明】
【００９６】
ＧＡ…グランド領域
Ｍ…マッチング部
ＭＩ…マッチング部
ＭＭ…マッチング部
ＭＭ，ＭＩ…マッチング部
ＮＧＡ…非グランド領域
ＲＣ…可変リアクタンス部
ＲＣＩ…可変リアクタンス部
ＲＣＭ…可変リアクタンス部
２０…アンテナスペース
２１…アンテナ素子
２２…第１の給電端
２３…第２の給電端
３０…指向性制御回路
３１…スイッチ
３１Ｍ，３１Ｉ，３４…スイッチ
３２…高インピーダンス負荷
３２Ｍ，３２Ｉ…高インピーダンス負荷
３３…可変マッチング回路
３３Ｍ，３３Ｉ…可変マッチング回路
３４…スイッチ
３５，３６，３７…モジュール
４０…給電回路
５０…回路基板
６０…誘電体
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置であって、
前記アンテナ整合回路は、利用周波数帯域に応じて整合する可変マッチング回路で構成され、
前記アンテナ素子には、給電ポートであって、給電位置が切り替わることによって指向性が切り替わる複数の給電ポートを備え、
前記アンテナ整合回路を前記複数の給電ポートに選択的に接続するスイッチと、
前記スイッチの非接続ポートに繋がる高インピーダンス回路と、を備えた、アンテナ装置。
【請求項２】
前記可変マッチング回路は整合状態と高インピーダンス状態とを切り替える、請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記可変マッチング回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続される可変リアクタンス部と、前記給電部と前記可変リアクタンス部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
前記可変リアクタンス部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描く値に定められ、
前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に設定された、請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記可変マッチング回路は、ＭＥＭＳスイッチで構成された可変容量素子を備える、請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部が、誘電体層と導体層との積層体である多層基板にパッケージ化された、請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記アンテナ素子は誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成され、前記基体に前記アンテナ整合回路を内包させた、請求項１〜５のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子の単体で放射Ｑの良好なアンテナ素子である、請求項１〜６のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、前記アンテナ素子に対する給電点の位置、前記アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、前記アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである、請求項７に記載のアンテナ装置。
【請求項１】
アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置であって、
前記アンテナ整合回路は、利用周波数帯域に応じて整合する可変マッチング回路で構成され、
前記アンテナ素子には、給電ポートであって、給電位置が切り替わることによって指向性が切り替わる複数の給電ポートを備え、
前記アンテナ整合回路を前記複数の給電ポートに選択的に接続するスイッチと、
前記スイッチの非接続ポートに繋がる高インピーダンス回路と、を備えた、アンテナ装置。
【請求項２】
前記可変マッチング回路は整合状態と高インピーダンス状態とを切り替える、請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記可変マッチング回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続される可変リアクタンス部と、前記給電部と前記可変リアクタンス部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
前記可変リアクタンス部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描く値に定められ、
前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に設定された、請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記可変マッチング回路は、ＭＥＭＳスイッチで構成された可変容量素子を備える、請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部が、誘電体層と導体層との積層体である多層基板にパッケージ化された、請求項１〜４のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記アンテナ素子は誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成され、前記基体に前記アンテナ整合回路を内包させた、請求項１〜５のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子の単体で放射Ｑの良好なアンテナ素子である、請求項１〜６のいずれかに記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、前記アンテナ素子に対する給電点の位置、前記アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、前記アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである、請求項７に記載のアンテナ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図４】
【図２】
【図３】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図４】
【公開番号】特開２０１１−５５４２８（Ｐ２０１１−５５４２８Ａ）
【公開日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２０４８１１（Ｐ２００９−２０４８１１）
【出願日】平成２１年９月４日（２００９．９．４）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
２．Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月４日（２００９．９．４）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
２．Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
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