インターフェース回路
【課題】本発明は、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図ることを目的とする。
【解決手段】本発明によるインターフェース回路は、回転検出器(101)から得られる回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を用いて、回転検出器(101)の励磁信号である１次側信号(F(t))の信号レベルを調整することにより、前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))の信号レベルを調整する構成である。
【解決手段】本発明によるインターフェース回路は、回転検出器(101)から得られる回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を用いて、回転検出器(101)の励磁信号である１次側信号(F(t))の信号レベルを調整することにより、前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))の信号レベルを調整する構成である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターフェース回路に関し、特に、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図ることを目的とする。
【背景技術】
【０００２】
従来、回転検出器及び回転信号処理器には、信号レベルに影響する電気特性があり、かつ、物づくりにおいてこの電気特性はバラツキが発生するのが常である。
例えば、前述の特性を向上させるために、提案されたものとして特許文献１の構成を挙げることができる。
【０００３】
すなわち、図４はレゾルバ／デジタル変換回路のブロック構成図である。このレゾルバ／デジタル変換回路は、演算手段であるＣＰＵ１０５を用いてレゾルバの変圧比を求め、励磁回路のゲインをソフトウェアによって自動補正する。
【０００４】
図４において、１相励磁２相出力のレゾルバ１０１に、励磁回路１０６より、一定周波数、一定振幅の励磁信号Ａｓｉｎωｔを入力すると、レゾルバ１０１から出力信号として、Ｋｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔとＫｓ・Ａｓ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔが得られる。
【０００５】
この２つの出力信号は、ＡＤ変換器１０２と復調器１０３およびデジタルフィルタ１０４を介して得られた２つのデータであるＫｓ・Ａｓ・ｓｉｎθとＫｓ・Ａｓ・ｃｏｓθがＣＰＵ１０５に入力される。
【０００６】
ＣＰＵ１０５では、入力された２つのＫｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ、Ｋｓ・Ａｓ・ｃｏｓθデータを、それぞれ二乗して加算することで、Ｋｓ＾２・Ａｓ＾２（ｓｉｎ＾２θ＋ｃｏｓ＾２θ）を求め、その平方根を求めることで、Ｋｓ・Ａｓを算出し、さらにＡＤ変換器１０８より取り込んだ搬送波振幅Ａｓで除することで変圧比Ｋｓを得る。
【０００７】
次に、ＣＰＵ１０５は、上述の変圧比Ｋｓを不揮発性メモリ１０７にあらかじめ設定された基準変圧比Ｋｏで除することで変圧比の比率γｏを求める。さらに、ＣＰＵ１０５は、ＡＤ変換器１０８より取り込んだ搬送波振幅Ａｓを変圧比の比率γｏにて除することで自動補正した搬送波振幅Ａｃを励磁回路１０６に出力する。これによりレゾルバ出力を一定に保つことができる。
【０００８】
図５は、本発明におけるレゾルバ処理の全体フローを示したものであり、ステップ１にてレゾルバ出力信号ｓｉｎ、ｃｏｓ、搬送波ｒｅｆデータをＣＰＵ１０５に取り込み、ステップ２にてリファレンス振幅補正演算を行い、ステップ３にてフェールセーフ処理を行う。最後のステップ４にてモータ回転角度θを演算する。以下、フローチャートを用いて説明する。
【０００９】
図６は、上述した図５のリファレンス振幅補正演算（ステップ２）におけるフローの詳細を示したもので、６つのステップで構成、それぞれ順に１０ステップ〜１１ステップとする。
【００１０】
まず、ＣＰＵ１０５は、レゾルバ出力信号Ｋｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ、Ｋｓ・Ａｓ・ｃｏｓθ、搬送波信号Ａｓ・ｓｉｎωｔデータを取り込む（ステップ１０）。
【００１１】
次に、取り込んだレゾルバ出力信号データよりＫｓ＾２・Ａｓ＾２・（ｓｉｎ＾２θ＋ｃｏｓ＾２θ）を演算する（ステップ１１）。
【００１２】
続いて、Ｋｓ＾２・Ａｓ＾２の平方根演算を行い、Ｋｓ・Ａｓを求める（ステップ１２）。ステップ１２で求めたＫｓ・Ａｓを、先に取り込んだＡｓ・ｓｉｎωｔのピーク検出を行うことでＡｓを算出し、そのＡｓで除することでＫｓを求める（ステップ１３）。
【００１３】
このＫｓを不揮発性メモリ１０７に記憶させてある基準変圧比Ｋｏにて除することで変圧比の比率γｏを求める（ステップ１４）。最後に、搬送波振幅Ａｓを変圧比の比率γｏで除することで自動補正された搬送波振幅Ａｃを得る（ステップ１５）。この自動補正した搬送波振幅Ａｃを励磁回路１０６に出力することで、変圧比の異なるレゾルバが接続されても、常にレゾルバ出力を一定にできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００９−２５０６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のレゾルバ／デジタル変換方法及び装置は、以上のように構成されているため、次のような課題が存在していた。
すなわち、従来方法においては、ＣＰＵ回路を用いて多くの変換回路等を制御しているため、ＣＰＵ回路への負担が重くなるものと考えられる。
【００１６】
本発明は、従来装置のＣＰＵ回路は用いないで、予め目標値となる信号レベル設定値である基準値に追従し続けるフィードバック制御を採用して、各回転信号のレベルを自動調整するようにしたインターフェース回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明によるインターフェース回路は、回転検出器の１次側へ１次側信号を入力することにより、前記回転検出器の２次側から回転角度に応じた複数の回転信号を出力し、前記回転検出器と前記各回転信号を処理する回転信号処理器とのインターフェースを行うインターフェース回路において、前記回転信号を用いて前記１次側信号の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号の信号レベルを調整する構成であり、また、前記各回転信号より得た演算信号を予め設定された基準値と比較して得た差分を前記回転検出器の１次側にフィードバックする構成であり、また、前記演算信号は、前記回転信号の二乗和で得る構成であり、また、前記二乗和演算から前記１次側信号のレベル設定まではデジタル回路で構成したものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によるインターフェース回路は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
すなわち、回転検出器の１次側へ１次側信号を入力することにより、前記回転検出器の２次側から回転角度に応じた複数の回転信号を出力し、前記回転検出器と前記各回転信号を処理する回転信号処理器とのインターフェースを行うインターフェース回路において、前記回転信号を用いて前記１次側信号の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号の信号レベルを調整することにより、従来のようなＣＰＵ回路を用いることなく、フィードバック制御によって、２次側の信号レベルを制御することができ、電気特性の変化を考慮することがなくなり、回転信号の信頼性を大幅に向上できる。
また、前記各回転信号より得た演算信号を予め設定された基準値と比較して得た差分を前記回転検出器の１次側にフィードバックすることにより、簡単なフィードバック制御で高い信頼性を得ることができる。
また、前記演算信号は、前記回転信号の二乗和で得ることにより、デジタル回路によって簡単に構成できる。
また、前記二乗和演算から前記１次側信号のレベル設定まではデジタル回路で構成したことにより、回転信号処理器の全ての構成をデジタル化でき、回路形成が大幅に簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明による回路信号のインターフェース回路を示すブロック図である。
【図２】図１の他の形態のインターフェース回路を示すブロック図である。
【図３】図２の形態の回転信号を示す波形図である。
【図４】従来のレゾルバ／デジタル変換方法及び回路を示すブロック図である。
【図５】図４の動作を示すフロー図である。
【図６】図５のステップ２の詳細動作を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明は、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図るようにしたインターフェース回路を提供することを目的とする。
【実施例】
【００２１】
以下、図面と共に本発明によるインターフェース回路の好適な実施の形態について説明する。
尚、従来例と同一又は同等部分には、同一符号を付して説明する。
図１において、符号１０１で示されるものは、レゾルバからなり１次側信号Ｆ（ｔ）が１次側１０１Ａに入力される回転検出器であり、この回転検出器１０１の２次側１０１Ｂからは、回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ）及び回転信号Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）が出力され、回転信号処理器５０の第１回転信号入力回路１１０及び第２回転信号入力回路１１１に各々入力されている。
【００２２】
前記第１、第２回転信号入力回路１１０，１１１は、所定のゲインＧを有し、各回転信号入力回路１１０，１１１からの第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ），Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）は、図示しない回転信号処理１１２へ送られると共に、第１、第２二乗回路１１３，１１４へ供給される。
【００２３】
前記第１、第２二乗回路１１３，１１４からの第１、第２二乗信号１１５、１１６は、加算器１１７で加算されて絶対値二乗和１１８となり、この絶対値二乗和１１８はピーク検出回路１１９（使用しない場合もある）でピークが検出され、演算信号である二乗和信号１２０として減算器１２１に入力されている。
【００２４】
前記減算器１２１には、前記各回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ）、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）の目標値に相当すると共に予め設定された基準値１０７が入力され、この減算器１２１にて前記二乗和信号１２０が前記基準値１０７と比較されてその差分１２２が周知の補償器１２３に入力される。
【００２５】
前記補償器１２３からの出力信号１２４と１次側出力レベル初期値１２５とは、加算器１２６で加算され、加算出力１２７として、励磁回路１０６を構成する信号発生器１２８及びアンプ１２９を経て励磁信号である１次側信号Ｆ(t)として前記回転検出器１０１の１次側１０１Ａに供給されている。
【００２６】
前述の構成において、前記回転検出器１０１は１次側１０１Ａに１次側信号Ｆ(t)を入力すると、２次側１０１Ｂより回転角度に応じてＫ・Ｆ(t)ｓｉｎθ、Ｋ・Ｆ(t)ｃｏｓθで表わされる振幅変調信号が得られる回転検出器１０１である。
前記回転信号処理器５０においては第１、第２回転信号入力回路１１０，１１１においてＧ倍された第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)が、回転信号処理１１２に用いられる構成となっている。
ここでＧ倍された各回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の二乗和を取ると次のとおり回転検出器１０１の回転に依存しない信号を得ることができる。
【００２７】
【数１】
【００２８】
尚、ここで二乗和の代わりに絶対値二乗和を取ってもやはり回転検出器１０１の回転に依存しない信号を得ることができる。
【００２９】
【数２】
【００３０】
この二乗和信号（絶対値二乗和）１２０は、各回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の目標値に相当する基準値１０７と比較され、その差分１２２がフィードバックループの安定化および、特性改善のための補償器１２３を介して１次側信号Ｆ(t)を発生させるための信号発生器１２８に導入される。
尚、二乗和信号１２０にはキャリア成分である１次側信号Ｆ(t)が含まれるため、必要に応じてピーク検出回路１１９を介してから基準値１０７と比較しても良いが、フィードバックループの帯域幅が１次側信号F(ｔ)の周波数よりも十分低ければ無くても良い。
また、補償器１２３出力である出力信号１２４に１次側出力レベル初期値が加算されているが、これはフィードバックループをすばやく整定させるために、ある程度目標値に近い状態から本回路を起動するため用いるものである。
以上のような構成をとることによりフィードバックループは、制御偏差である二乗和信号１２０と基準値１０７の差を零にしようと常に動作するため、結果として回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は設定した基準値１０７に相当するレベルに自動的に調整される。
【００３１】
図２は、本発明の他の形態である。
デジタル回路主体で構成しており、回転信号の二乗和演算、すなわち、図２の形態においては、各二乗回路１１３，１１４から１次側信号F(ｔ)のレベル設定までをデジタル回路で行うことを特徴としている。
従って、各回転信号入力回路１１０，１１１においてＧ倍された回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は各Ａ／Ｄ変換器２００，２０１を介してＡ／Ｄ変換され、２の補数コードとなり、デジタル的に各二乗回路１１３，１１４により絶対値二乗和演算され、各回転信号の目標値に相当するデジタル基準値１０７とデジタル減算器１２１にて比較される。デジタル減算により得られた制御偏差である差分１２２は補償器１２３である積分器を介して信号発生器１２８に導入される。尚、この実施形態では補償器１２３によりフィードバックループ帯域幅をF(ｔ)の周波数よりも十分低く設定できるため、図１に記載しているピーク検出回路は省略している。
【００３２】
前記第１二乗回路１１３及び第２二乗回路１１４は、各Ａ／Ｄ変換回路２００，２０１からのデジタル出力２００ａ，２０１ａが、乗算器２００ｂ，２０１ｂ及びＭＳＢマスク処理２００ｃ，２０１ｃを経て加算器１１７で加算されて、二乗和信号１２０として前記減算器１２１に供給されている。尚、図１と同一部分には同一符号を付している。
【００３３】
図３は図２の実施形態における第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)レベルの変化をシミュレーションした結果である。前記第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の初期値を図２の１次側出力レベル初期値（デジタル）にて１Ｖｐ−ｐに設定し、目標値をデジタル基準値にて２Ｖｐ−ｐに設定している。最終的に第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は目標信号レベルに安定している。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明によるインターフェース回路は、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図ることができる。
【符号の説明】
【００３５】
５０ 回転信号処理器
１０１ 回転検出器（レゾルバ）
１０１Ａ １次側
１０１Ｂ ２次側
１０６ 励磁回路
１０７ 基準値
１１０ 第１回転信号入力回路
１１１ 第２回転信号入力回路
Ｋ・sinθ・Ｆ(t)、Ｋ・cosθ・Ｆ(t) 回転信号
Ｋ・Ｇ・sinθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・cosθ・Ｆ(t) 第１、第２回転信号
１１２ 回転信号処理
１１３ 第１二乗回路
１１４ 第２二乗回路
１１５ 第１二乗信号
１１６ 第２二乗信号
１１７ 加算器
１１８ 絶対値二乗和
１１９ ピーク検出回路
１２０ 二乗和信号
１２１ 減算器
１２２ 差分
１２３ 補償器
１２４ 出力信号
１２５ １次側出力レベル初期値
１２６ 加算器
１２７ 加算出力
１２８ 信号発生器
１２９ アンプ
Ｆ(t) １次側信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターフェース回路に関し、特に、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図ることを目的とする。
【背景技術】
【０００２】
従来、回転検出器及び回転信号処理器には、信号レベルに影響する電気特性があり、かつ、物づくりにおいてこの電気特性はバラツキが発生するのが常である。
例えば、前述の特性を向上させるために、提案されたものとして特許文献１の構成を挙げることができる。
【０００３】
すなわち、図４はレゾルバ／デジタル変換回路のブロック構成図である。このレゾルバ／デジタル変換回路は、演算手段であるＣＰＵ１０５を用いてレゾルバの変圧比を求め、励磁回路のゲインをソフトウェアによって自動補正する。
【０００４】
図４において、１相励磁２相出力のレゾルバ１０１に、励磁回路１０６より、一定周波数、一定振幅の励磁信号Ａｓｉｎωｔを入力すると、レゾルバ１０１から出力信号として、Ｋｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔとＫｓ・Ａｓ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔが得られる。
【０００５】
この２つの出力信号は、ＡＤ変換器１０２と復調器１０３およびデジタルフィルタ１０４を介して得られた２つのデータであるＫｓ・Ａｓ・ｓｉｎθとＫｓ・Ａｓ・ｃｏｓθがＣＰＵ１０５に入力される。
【０００６】
ＣＰＵ１０５では、入力された２つのＫｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ、Ｋｓ・Ａｓ・ｃｏｓθデータを、それぞれ二乗して加算することで、Ｋｓ＾２・Ａｓ＾２（ｓｉｎ＾２θ＋ｃｏｓ＾２θ）を求め、その平方根を求めることで、Ｋｓ・Ａｓを算出し、さらにＡＤ変換器１０８より取り込んだ搬送波振幅Ａｓで除することで変圧比Ｋｓを得る。
【０００７】
次に、ＣＰＵ１０５は、上述の変圧比Ｋｓを不揮発性メモリ１０７にあらかじめ設定された基準変圧比Ｋｏで除することで変圧比の比率γｏを求める。さらに、ＣＰＵ１０５は、ＡＤ変換器１０８より取り込んだ搬送波振幅Ａｓを変圧比の比率γｏにて除することで自動補正した搬送波振幅Ａｃを励磁回路１０６に出力する。これによりレゾルバ出力を一定に保つことができる。
【０００８】
図５は、本発明におけるレゾルバ処理の全体フローを示したものであり、ステップ１にてレゾルバ出力信号ｓｉｎ、ｃｏｓ、搬送波ｒｅｆデータをＣＰＵ１０５に取り込み、ステップ２にてリファレンス振幅補正演算を行い、ステップ３にてフェールセーフ処理を行う。最後のステップ４にてモータ回転角度θを演算する。以下、フローチャートを用いて説明する。
【０００９】
図６は、上述した図５のリファレンス振幅補正演算（ステップ２）におけるフローの詳細を示したもので、６つのステップで構成、それぞれ順に１０ステップ〜１１ステップとする。
【００１０】
まず、ＣＰＵ１０５は、レゾルバ出力信号Ｋｓ・Ａｓ・ｓｉｎθ、Ｋｓ・Ａｓ・ｃｏｓθ、搬送波信号Ａｓ・ｓｉｎωｔデータを取り込む（ステップ１０）。
【００１１】
次に、取り込んだレゾルバ出力信号データよりＫｓ＾２・Ａｓ＾２・（ｓｉｎ＾２θ＋ｃｏｓ＾２θ）を演算する（ステップ１１）。
【００１２】
続いて、Ｋｓ＾２・Ａｓ＾２の平方根演算を行い、Ｋｓ・Ａｓを求める（ステップ１２）。ステップ１２で求めたＫｓ・Ａｓを、先に取り込んだＡｓ・ｓｉｎωｔのピーク検出を行うことでＡｓを算出し、そのＡｓで除することでＫｓを求める（ステップ１３）。
【００１３】
このＫｓを不揮発性メモリ１０７に記憶させてある基準変圧比Ｋｏにて除することで変圧比の比率γｏを求める（ステップ１４）。最後に、搬送波振幅Ａｓを変圧比の比率γｏで除することで自動補正された搬送波振幅Ａｃを得る（ステップ１５）。この自動補正した搬送波振幅Ａｃを励磁回路１０６に出力することで、変圧比の異なるレゾルバが接続されても、常にレゾルバ出力を一定にできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００９−２５０６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従来のレゾルバ／デジタル変換方法及び装置は、以上のように構成されているため、次のような課題が存在していた。
すなわち、従来方法においては、ＣＰＵ回路を用いて多くの変換回路等を制御しているため、ＣＰＵ回路への負担が重くなるものと考えられる。
【００１６】
本発明は、従来装置のＣＰＵ回路は用いないで、予め目標値となる信号レベル設定値である基準値に追従し続けるフィードバック制御を採用して、各回転信号のレベルを自動調整するようにしたインターフェース回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明によるインターフェース回路は、回転検出器の１次側へ１次側信号を入力することにより、前記回転検出器の２次側から回転角度に応じた複数の回転信号を出力し、前記回転検出器と前記各回転信号を処理する回転信号処理器とのインターフェースを行うインターフェース回路において、前記回転信号を用いて前記１次側信号の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号の信号レベルを調整する構成であり、また、前記各回転信号より得た演算信号を予め設定された基準値と比較して得た差分を前記回転検出器の１次側にフィードバックする構成であり、また、前記演算信号は、前記回転信号の二乗和で得る構成であり、また、前記二乗和演算から前記１次側信号のレベル設定まではデジタル回路で構成したものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によるインターフェース回路は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
すなわち、回転検出器の１次側へ１次側信号を入力することにより、前記回転検出器の２次側から回転角度に応じた複数の回転信号を出力し、前記回転検出器と前記各回転信号を処理する回転信号処理器とのインターフェースを行うインターフェース回路において、前記回転信号を用いて前記１次側信号の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号の信号レベルを調整することにより、従来のようなＣＰＵ回路を用いることなく、フィードバック制御によって、２次側の信号レベルを制御することができ、電気特性の変化を考慮することがなくなり、回転信号の信頼性を大幅に向上できる。
また、前記各回転信号より得た演算信号を予め設定された基準値と比較して得た差分を前記回転検出器の１次側にフィードバックすることにより、簡単なフィードバック制御で高い信頼性を得ることができる。
また、前記演算信号は、前記回転信号の二乗和で得ることにより、デジタル回路によって簡単に構成できる。
また、前記二乗和演算から前記１次側信号のレベル設定まではデジタル回路で構成したことにより、回転信号処理器の全ての構成をデジタル化でき、回路形成が大幅に簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明による回路信号のインターフェース回路を示すブロック図である。
【図２】図１の他の形態のインターフェース回路を示すブロック図である。
【図３】図２の形態の回転信号を示す波形図である。
【図４】従来のレゾルバ／デジタル変換方法及び回路を示すブロック図である。
【図５】図４の動作を示すフロー図である。
【図６】図５のステップ２の詳細動作を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明は、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図るようにしたインターフェース回路を提供することを目的とする。
【実施例】
【００２１】
以下、図面と共に本発明によるインターフェース回路の好適な実施の形態について説明する。
尚、従来例と同一又は同等部分には、同一符号を付して説明する。
図１において、符号１０１で示されるものは、レゾルバからなり１次側信号Ｆ（ｔ）が１次側１０１Ａに入力される回転検出器であり、この回転検出器１０１の２次側１０１Ｂからは、回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ）及び回転信号Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）が出力され、回転信号処理器５０の第１回転信号入力回路１１０及び第２回転信号入力回路１１１に各々入力されている。
【００２２】
前記第１、第２回転信号入力回路１１０，１１１は、所定のゲインＧを有し、各回転信号入力回路１１０，１１１からの第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ），Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）は、図示しない回転信号処理１１２へ送られると共に、第１、第２二乗回路１１３，１１４へ供給される。
【００２３】
前記第１、第２二乗回路１１３，１１４からの第１、第２二乗信号１１５、１１６は、加算器１１７で加算されて絶対値二乗和１１８となり、この絶対値二乗和１１８はピーク検出回路１１９（使用しない場合もある）でピークが検出され、演算信号である二乗和信号１２０として減算器１２１に入力されている。
【００２４】
前記減算器１２１には、前記各回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ）、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）の目標値に相当すると共に予め設定された基準値１０７が入力され、この減算器１２１にて前記二乗和信号１２０が前記基準値１０７と比較されてその差分１２２が周知の補償器１２３に入力される。
【００２５】
前記補償器１２３からの出力信号１２４と１次側出力レベル初期値１２５とは、加算器１２６で加算され、加算出力１２７として、励磁回路１０６を構成する信号発生器１２８及びアンプ１２９を経て励磁信号である１次側信号Ｆ(t)として前記回転検出器１０１の１次側１０１Ａに供給されている。
【００２６】
前述の構成において、前記回転検出器１０１は１次側１０１Ａに１次側信号Ｆ(t)を入力すると、２次側１０１Ｂより回転角度に応じてＫ・Ｆ(t)ｓｉｎθ、Ｋ・Ｆ(t)ｃｏｓθで表わされる振幅変調信号が得られる回転検出器１０１である。
前記回転信号処理器５０においては第１、第２回転信号入力回路１１０，１１１においてＧ倍された第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)が、回転信号処理１１２に用いられる構成となっている。
ここでＧ倍された各回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の二乗和を取ると次のとおり回転検出器１０１の回転に依存しない信号を得ることができる。
【００２７】
【数１】
【００２８】
尚、ここで二乗和の代わりに絶対値二乗和を取ってもやはり回転検出器１０１の回転に依存しない信号を得ることができる。
【００２９】
【数２】
【００３０】
この二乗和信号（絶対値二乗和）１２０は、各回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の目標値に相当する基準値１０７と比較され、その差分１２２がフィードバックループの安定化および、特性改善のための補償器１２３を介して１次側信号Ｆ(t)を発生させるための信号発生器１２８に導入される。
尚、二乗和信号１２０にはキャリア成分である１次側信号Ｆ(t)が含まれるため、必要に応じてピーク検出回路１１９を介してから基準値１０７と比較しても良いが、フィードバックループの帯域幅が１次側信号F(ｔ)の周波数よりも十分低ければ無くても良い。
また、補償器１２３出力である出力信号１２４に１次側出力レベル初期値が加算されているが、これはフィードバックループをすばやく整定させるために、ある程度目標値に近い状態から本回路を起動するため用いるものである。
以上のような構成をとることによりフィードバックループは、制御偏差である二乗和信号１２０と基準値１０７の差を零にしようと常に動作するため、結果として回転信号Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は設定した基準値１０７に相当するレベルに自動的に調整される。
【００３１】
図２は、本発明の他の形態である。
デジタル回路主体で構成しており、回転信号の二乗和演算、すなわち、図２の形態においては、各二乗回路１１３，１１４から１次側信号F(ｔ)のレベル設定までをデジタル回路で行うことを特徴としている。
従って、各回転信号入力回路１１０，１１１においてＧ倍された回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は各Ａ／Ｄ変換器２００，２０１を介してＡ／Ｄ変換され、２の補数コードとなり、デジタル的に各二乗回路１１３，１１４により絶対値二乗和演算され、各回転信号の目標値に相当するデジタル基準値１０７とデジタル減算器１２１にて比較される。デジタル減算により得られた制御偏差である差分１２２は補償器１２３である積分器を介して信号発生器１２８に導入される。尚、この実施形態では補償器１２３によりフィードバックループ帯域幅をF(ｔ)の周波数よりも十分低く設定できるため、図１に記載しているピーク検出回路は省略している。
【００３２】
前記第１二乗回路１１３及び第２二乗回路１１４は、各Ａ／Ｄ変換回路２００，２０１からのデジタル出力２００ａ，２０１ａが、乗算器２００ｂ，２０１ｂ及びＭＳＢマスク処理２００ｃ，２０１ｃを経て加算器１１７で加算されて、二乗和信号１２０として前記減算器１２１に供給されている。尚、図１と同一部分には同一符号を付している。
【００３３】
図３は図２の実施形態における第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)レベルの変化をシミュレーションした結果である。前記第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)の初期値を図２の１次側出力レベル初期値（デジタル）にて１Ｖｐ−ｐに設定し、目標値をデジタル基準値にて２Ｖｐ−ｐに設定している。最終的に第１、第２回転信号Ｋ・Ｇ・ｓｉｎθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・ｃｏｓθ・Ｆ(t)は目標信号レベルに安定している。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明によるインターフェース回路は、回転検出器から得られた回転信号を用いて１次側信号の信号レベルを調整することにより、２次側の各回転信号の信号レベルを調整して信号の精度向上を図ることができる。
【符号の説明】
【００３５】
５０ 回転信号処理器
１０１ 回転検出器（レゾルバ）
１０１Ａ １次側
１０１Ｂ ２次側
１０６ 励磁回路
１０７ 基準値
１１０ 第１回転信号入力回路
１１１ 第２回転信号入力回路
Ｋ・sinθ・Ｆ(t)、Ｋ・cosθ・Ｆ(t) 回転信号
Ｋ・Ｇ・sinθ・Ｆ(t)、Ｋ・Ｇ・cosθ・Ｆ(t) 第１、第２回転信号
１１２ 回転信号処理
１１３ 第１二乗回路
１１４ 第２二乗回路
１１５ 第１二乗信号
１１６ 第２二乗信号
１１７ 加算器
１１８ 絶対値二乗和
１１９ ピーク検出回路
１２０ 二乗和信号
１２１ 減算器
１２２ 差分
１２３ 補償器
１２４ 出力信号
１２５ １次側出力レベル初期値
１２６ 加算器
１２７ 加算出力
１２８ 信号発生器
１２９ アンプ
Ｆ(t) １次側信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転検出器(101)の１次側(101A)へ１次側信号(F(t))を入力することにより、前記回転検出器(101)の２次側(101B)から回転角度に応じた複数の回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を出力し、前記回転検出器(101)と前記各回転信号（K・sinθ・F（t)，K・cosθ・F（t)）を処理する回転信号処理器(50)とのインターフェースを行うインターフェース回路において、
前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を用いて前記１次側信号(F(t))の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号（K・sinθ・F（t)，K・cosθ・F（t)）の信号レベルを調整することを特徴とするインターフェース回路。
【請求項２】
前記各回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))より得た演算信号(120)を予め設定された基準値(107)と比較して得た差分(122)を前記回転検出器(101)の１次側(101A)にフィードバックすることを特徴とする請求項１記載のインターフェース回路。
【請求項３】
前記演算信号(120)は、前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))の二乗和で得ることを特徴とする請求項１又は２記載のインターフェース回路。
【請求項４】
前記二乗和演算から前記１次側信号(F(t))のレベル設定までをデジタル回路で構成したことを特徴とする請求項３記載のインターフェース回路。
【請求項１】
回転検出器(101)の１次側(101A)へ１次側信号(F(t))を入力することにより、前記回転検出器(101)の２次側(101B)から回転角度に応じた複数の回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を出力し、前記回転検出器(101)と前記各回転信号（K・sinθ・F（t)，K・cosθ・F（t)）を処理する回転信号処理器(50)とのインターフェースを行うインターフェース回路において、
前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))を用いて前記１次側信号(F(t))の信号レベルを調整することにより、前記各回転信号（K・sinθ・F（t)，K・cosθ・F（t)）の信号レベルを調整することを特徴とするインターフェース回路。
【請求項２】
前記各回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))より得た演算信号(120)を予め設定された基準値(107)と比較して得た差分(122)を前記回転検出器(101)の１次側(101A)にフィードバックすることを特徴とする請求項１記載のインターフェース回路。
【請求項３】
前記演算信号(120)は、前記回転信号（K・sinθ・F(t),K・cosθ・F（t))の二乗和で得ることを特徴とする請求項１又は２記載のインターフェース回路。
【請求項４】
前記二乗和演算から前記１次側信号(F(t))のレベル設定までをデジタル回路で構成したことを特徴とする請求項３記載のインターフェース回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−４４５５３（Ｐ２０１３−４４５５３Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８０５１８（Ｐ２０１１−１８０５１８）
【出願日】平成２３年８月２２日（２０１１．８．２２）
【出願人】（０００２０３６３４）多摩川精機株式会社 (669)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２２日（２０１１．８．２２）
【出願人】（０００２０３６３４）多摩川精機株式会社 (669)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]