スイッチング電源
【課題】トランスの発振音が可聴帯域となるときにも、トランスの発振音を聞こえないようにする。
【課題解決手段】スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行うときには、一次コイルＬ１に流れる電流３２の最大値を、誤差検出回路３の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する。
【課題解決手段】スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行うときには、一次コイルＬ１に流れる電流３２の最大値を、誤差検出回路３の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流出力の電圧誤差に従ってスイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に係り、詳細には、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、スイッチングトランジスタの電流の最大値を、誤差検出回路の出力によって定まる電流値より少ない電流値に制限するスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受信機等の電源部に使用されるスイッチング電源の１つに、ＲＣＣ方式のスイッチング電源がある。しかし、ＲＣＣ方式のスイッチング電源では、負荷が極めて軽くなったことから、一次側が供給する電力より、二次側が消費する電力が少なくなる場合、数ｍＳ〜数１００μＳの周期でもって、スイッチングが停止するという、間欠スイッチングが生じる。このため、トランスからは、可聴帯域の不快な発振音が発生するという不具合を生じる。
【０００３】このような不具合を解消するための従来技術が、特開平７−１６３１４３号として提案されている。すなわち、この技術では、負荷への電力の供給が停止されたことを示すスタンバイ信号が送出されると、可聴範囲外の設定周期でスイッチング回路を間欠駆動する第２の発振停止指令部を設けている。従って、スイッチング回路は、第２の発振停止指令部の出力に従い、周期が強制された間欠的なスイッチング動作を行う。このため、間欠の周期は、可聴帯域外の周期となるので、トランスから生じる発振音も可聴帯域外の周波数となり、不快な発振音の発生が防止されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記構成を用いた場合では、以下に示す問題が生じていた。すなわち、第２の発振停止指令部がスイッチング回路を間欠駆動するときの周期は、平滑用コンデンサと、時定数用の抵抗とからなる時定数回路によって設定される。従って、間欠駆動の周期を可聴帯域外とするためには、時定数を小さくする必要がある。一方、時定数を小さくする方法には、平滑用コンデンサの容量を小さくする方法と、抵抗値を小さくする方法との２種がある。しかし、平滑用コンデンサの容量を小さくする場合では、負荷に所定値の電流を供給するときでは、容量不足となり、リップルの多い直流出力が負荷に供給されることになる。一方、抵抗値を小さくする場合では、抵抗に流れる電流値が多くなるため、損失が増加するという問題を招く。
【０００５】本発明は上記課題を解決するため創案されたものであって、請求項１記載の発明の目的は、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、一次コイルの電流の最大値を、電圧誤差に対応した値より少ない値とすることにより、トランスの発振音が可聴帯域となるときにも、トランスの発振音を聞こえないものとすることのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００６】また請求項２記載の発明の目的は、上記目的に加え、制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を与えることによって、制御トランジスタが、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、電圧誤差に基づくタイミングより速いタイミングとすることにより、一次コイルの電流の最大値を少なくするための制御回路を簡単化することのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００７】また請求項３記載の発明の目的は、上記目的に加え、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、補助コイルから送出される出力を、抵抗を介して、制御トランジスタの入力端子に導くことにより、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための制御回路を簡単化することのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００８】また請求項４記載の発明の目的は、上記目的に加え、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行っているかどうかを検出するための回路の構成を簡単なものとすることのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため請求項１記載の発明に係るスイッチング電源は、トランスに巻回された一次コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチングトランジスタと、前記トランスに巻回された二次コイルの出力を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路より送出される直流出力の電圧誤差を検出する誤差検出回路とを備え、前記誤差検出回路の出力に基づいて前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に適用し、前記スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、前記一次コイルに流れる電流の最大値を、前記誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する構成としている。
【００１０】すなわち、一次コイルに流れる電流の最大値が減少するときには、トランスを振動させようとする力が減少する。このため、トランスから発生する発振音の音量が減少する。
【００１１】また請求項２記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、前記スイッチングトランジスタの入力端子に与えられる入力信号を、前記誤差検出回路の出力が導かれた制御トランジスタを用いて制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に適用し、前記間欠スイッチング時には、前記制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える構成としている。
【００１２】すなわち、制御トランジスタの入力端子に与えるレベルを、誤差検出回路の出力変化に対応して変化すると共に、誤差検出回路の出力に対応したレベルより高いレベルとすれば、制御トランジスタは、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える。従って、誤差検出回路の出力と補助制御信号とを合成（例えば加算による合成）した信号を制御トランジスタの入力端子に印加すればよい。
【００１３】また請求項３記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、トランスには、前記スイッチングトランジスタに正帰還を与える補助コイルが巻回され、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源に適用し、前記補助制御回路は、一方の端子が前記補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出する構成としている。
【００１４】すなわち、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための補助制御回路は、１つの抵抗と、間欠信号が与えられたとき接続を閉じるスイッチ素子とでもって構成することができる。
【００１５】また請求項４記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えた構成としている。
【００１６】すなわち、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧は、出力電圧にのみ依存して変化する。また、間欠スイッチング時では、スイッチングが行われる期間の割合は、例えば、４０％等のように、少ない割合となる。従って、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧を平均化すれば、平均化された電圧の変化により、間欠スイッチングの生じたことが示される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例の形態を、図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の電気的接続を示す回路図である。
【００１８】本実施形態は、ＲＣＣ方式のスイッチング電源となっていて、トランス１には、スイッチングトランジスタＱ１に正帰還を与える補助コイルＬ３が巻回されている。そして、直流出力１２の電圧誤差を検出する誤差検出回路３の出力に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングを制御することにより、直流出力１２の電圧を安定化する構成となっている。このため、スイッチングトランジスタＱ１のベース（請求項記載の入力端子）に導かれる入力信号（補助コイルＬ３からの正帰還出力）を制御する制御トランジスタＱ２を備えている。また、制御トランジスタＱ２のベース（請求項記載の入力端子）には、誤差検出回路３の出力が導かれている。
【００１９】ダイオードＤ７とコンデンサＣ６とからなるブロック２は、トランス１の一次コイルＬ１に流れる電流をスイッチングするとき、二次コイルＬ２から送出される出力を整流平滑する整流平滑回路となっている。また、トランジスタＱ６、発光ダイオードＤ８、ツェナーダイオードＤ９、および、３つの抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７からなるブロックは、直流出力１２の電圧誤差を検出する誤差検出回路となっている。そして、検出した電圧誤差を、フォトトランジスタＱ３を介して、制御トランジスタＱ２のベースに送出する。
【００２０】トランジスタＱ７、ダイオードＤ１０、および、３つの抵抗Ｒ１８〜Ｒ２０からなるブロック４は、負荷装置（例えばテレビ等）の動作を停止させるときには、直流出力１２の電圧を、約１／３の電圧に低下させる降圧指示回路となっている。このため、降圧指示回路４は、負荷装置を制御するマイクロコンピュータからの出力１３が、動作停止（待機状態）を示すＬレベルとなるときには、誤差検出回路３内に設けられた分圧回路の分圧比を変更する。
【００２１】トランジスタＱ４、ダイオードＤ４、および、３つの抵抗Ｒ９〜Ｒ１１からなるブロック５は、補助制御回路となっており、間欠スイッチング時には、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行するタイミングを、フォトカプラ７の出力（誤差検出回路３の出力）に対応したタイミングより速いタイミングに変える。すなわち、補助制御回路５は、間欠検出回路６から間欠信号２２が与えられたときには、制御トランジスタＱ２のベースに補助制御信号２３を送出し、制御トランジスタＱ２がオンとなるタイミングを速める。従って、制御トランジスタＱ２は、スイッチングトランジスタＱ１がオフに移行するタイミングを速めることになる。
【００２２】トランジスタＱ５、ダイオードＤ５，Ｄ６、コンデンサＣ５、および、３つの抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４からなるブロックは、スイッチングトランジスタＱ１がオフとなるとき、補助コイルＬ３に発生する電圧に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行っているかどうかを検出する間欠検出回路６となっている。そして、スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行っていることを検出したときには、間欠信号２２を補助制御回路５に送出する。
【００２３】上記構成からなる実施形態をより詳細に説明すると、直流入力Ｐ＋と直流入力Ｐ−とは、商用電源を整流平滑することにより得られた直流源となっている。このため、直流入力Ｐ＋は、一次コイルＬ１の一方の端子に導かれている。また、一次コイルＬ１の他方の端子は、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタは、エミッタ電流を電圧として検出するための抵抗Ｒ５を介して、直流入力Ｐ−に接続されている。
【００２４】一方の端子が直流入力Ｐ＋に接続された抵抗Ｒ１は、スイッチングトランジスタＱ１に起動電流を供給する素子となっている。このため抵抗Ｒ１の他方の端子は、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間には、負荷が極めて軽くなるとき、間欠スイッチングを生じ易くさせるため、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ４とからなる直列回路が接続されている。
【００２５】制御トランジスタＱ２は、誤差検出回路３から送出され、電圧誤差を示す出力に従ったタイミングでもって、スイッチングトランジスタＱ１をオン状態からオフ状態に移行させることにより、直流出力１２の電圧を安定化するための素子となっている。このため、制御トランジスタＱ２のコレクタは、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されている。また、制御トランジスタＱ２のベースには、フォトトランジスタＱ３のエミッタが接続されている。
【００２６】また、制御トランジスタＱ２のベースと直流入力Ｐ−との間には、ベース電位の上昇を遅らせるためのコンデンサＣ２が接続されている。そして、コンデンサＣ２には、コンデンサＣ２の電荷を放電させるため、抵抗Ｒ６が並列に接続されている。また、電源投入時にスイッチングトランジスタＱ１に流れる電流を制限するため、抵抗Ｒ５により検出された電圧が、ダイオードＤ２を介して、制御トランジスタＱ２のベースに与えられている。また、制御トランジスタＱ２のエミッタは直流入力Ｐ−に接続されている。
【００２７】一方の端子が直流入力Ｐ−に接続された補助コイルＬ３は、スイッチングトランジスタＱ１に正帰還を与えるためのコイルとなっている。このため、補助コイルＬ３の他方の端子は、ダイオードＤ１と、ベース電流を制限する抵抗Ｒ２とを介して、スイッチングトランジスタＱ１のベースに導かれている。また、ダイオードＤ１には、スイッチングトランジスタＱ１のターンオフを速めるため、コンデンサＣ１が並列に接続されている。また、補助コイルＬ３の他方の端子は、抵抗Ｒ３を介して、制御トランジスタＱ２のベースに接続されている。
【００２８】また、補助コイルＬ３の他方の端子は、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ７とからなる直列回路と、抵抗Ｒ８とを介して、フォトトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。そして、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点と直流入力Ｐ−との間には、コンデンサＣ４に蓄積された電荷を放電させるための電流経路となるダイオードＤ３が接続されている。
【００２９】抵抗Ｒ９は、間欠スイッチングが行われるときには、制御トランジスタＱ２のベースに供給される電流を増加させるための素子となっている。すなわち、制御トランジスタＱ２のベースに補助制御信号２３を送出する素子となっている。このため、抵抗Ｒ９の一方の端子は、補助コイルＬ３の他方の端子に接続されている。また、トランジスタＱ４は、間欠スイッチング時には接続が閉じられるスイッチ素子となっている。このため、抵抗Ｒ９の他方の端子は、トランジスタＱ４のエミッタに接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタは、補助制御信号２３として、制御トランジスタＱ２のベースに導かれている。
【００３０】また、トランジスタＱ４のエミッタとベースとの間には、ベース電位をエミッタ電位に引き上げるため、抵抗Ｒ１０とダイオードＤ４とからなる直列回路が接続されている。また、トランジスタＱ４のベースには、抵抗Ｒ１１を介して、間欠信号２２が導かれている。このため、トランジスタＱ４がオンとなるときには、抵抗Ｒ９の他方の端子から送出される電流が、補助制御信号２３として、制御トランジスタＱ２のベースに流れることになる。
【００３１】抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とからなり、直流入力Ｐ＋と直流入力Ｐ−との間に接続された直列回路は、直流入力Ｐ＋の電圧を分圧する分圧回路となっている。そして、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点は、トランジスタＱ５のベースに導かれている。また、ダイオードＤ５は、補助コイルＬ３の出力を整流することにより、マイナス電圧を取り出すための素子となっている。このため、ダイオードＤ５のカソードは、補助コイルＬ３の他方の端子に接続されている。
【００３２】一方、コンデンサＣ５は、ダイオードＤ５の出力を平均化するための素子となっている。このため、ダイオードＤ５のアノードは、抵抗Ｒ１４を介して、コンデンサＣ５の一方の端子に接続されている。また、コンデンサＣ５の他方の端子は、直流入力Ｐ−に接続されている。また、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５との接続点は、トランジスタＱ５のベースに接続されている。また、トランジスタＱ５のエミッタは、ダイオードＤ６を介して、直流入力Ｐ−に接続されている。
【００３３】間欠検出回路６は、上記した構成となっている。このため、トランジスタＱ５のベースには、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点から送出される電圧と、スイッチングトランジスタＱ１のオフ時に補助コイルＬ３から出力され、コンデンサＣ５により平均化された出力との加算値が印加される。従って、トランジスタＱ５のベースに印加される電圧は、補助コイルＬ３の他方の端子（経路２１）に生じるマイナスレベルの電圧が低いときでは、プラスレベルとなり、トランジスタＱ５はオンとなる。一方、経路２１に生じるマイナスレベルの電圧が、マイナス方向に高いときでは、トランジスタＱ５のベース電位はマイナスとなり、トランジスタＱ５はオフとなる。
【００３４】二次コイルＬ２の一方の端子には、ダイオードＤ７のアノードが接続され、ダイオードＤ７のカソードには 一方の端子が接地されたコンデンサＣ６の他方の端子が接続されている。また、二次コイルＬ２の他方の端子は接地されている。なお、整流平滑回路２から送出される直流出力１２の電圧は約１２０Ｖとなっていて、テレビの水平出力回路の動作電源となっている。
【００３５】トランジスタＱ６は、直流出力１２の電圧誤差を検出し、検出した電圧誤差に対応する電流でもって、発光ダイオードＤ８を駆動する素子となっている。このため、トランジスタＱ６のエミッタには、ツェナーダイオードＤ９が発生する基準電圧が与えられている。また、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７とからなり、直流出力１２の電圧を分圧する分圧回路の出力が与えられている。また、トランジスタＱ６のコレクタには、発光ダイオードＤ８のカソードが接続され、発光ダイオードＤ８のアノードは、抵抗Ｒ１５を介して、直流出力１２に接続されている。
【００３６】抵抗Ｒ１８は、誤差検出回路３に設けられ、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７からなる分圧回路の分圧比を変更するための素子となっている。このため、抵抗Ｒ１８の一方の端子は、直流出力１２に接続されている。また、抵抗Ｒ１８の他方の端子は、ダイオードＤ１０を介して、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点に導かれている。また、トランジスタＱ７は、分圧比を変更するときには接続が開かれ、分圧比を変更しないときには、接続が閉じられるスイッチ素子となっている。このため、トランジスタＱ７のコレクタは、抵抗Ｒ１８の他方の端子に接続されている。また、エミッタは接地されている。そして、トランジスタＱ７のベースには、抵抗Ｒ２０を介して、テレビの動作を制御するマイクロコンピュータの出力１３が導かれている（抵抗Ｒ１９は、トランジスタＱ７のベースが開放となることを防止する）。
【００３７】なお、本実施形態は、複数種の電圧の直流出力を送出する構成となっている。このため、トランス１には、その他の直流出力のための二次コイルが巻回されると共に、各二次コイルには整流平滑回路が接続されているが、これらの二次コイルと整流平滑回路とは、図示が省略されている。
【００３８】図２は、補助コイルＬ３の他方の端子（経路２１）のレベルと、トランジスタＱ５のベース電位との変化を示す説明図である。また、図３は、実施形態の主要点の状態を示す説明図である。必要に応じて同図を参照しつつ、実施形態の動作を説明する。
【００３９】負荷に所定の動作を行わせるとき（通常動作時）には、マイクロコンピュータの出力１３はＨレベルに設定される。従って、トランジスタＱ７はオンとなり、トランジスタＱ７のコレクタ電位は、トランジスタＱ６のベース電位より低くなる。このため、抵抗Ｒ１８は、トランジスタＱ６のベースから切り離される。従って、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７により分圧された電圧が印加される。その結果、発光ダイオードＤ８は、定格値（約１２０Ｖ）に対する直流出力１２の電圧誤差に対応した電流でもって駆動される。このとき、補助コイルＬ３の他方の端子から送出される電圧の変化を、図２の４１によって示す。
【００４０】一方、テレビの動作を待機状態とするときには、出力１３はＬレベルに設定される。このため、トランジスタＱ７はオフになる。その結果、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１８との並列回路の抵抗値と、抵抗Ｒ１７の抵抗値とにより分圧された電圧が印加される。その結果、直流出力１２の電圧が、定格値（約１２０Ｖ）の約１／３の電圧（約４０Ｖ）となるように、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングが制御される。このときでは、その他の直流出力（図示を省略）の電圧も１／３となるため、水平発振が停止し、直流出力１２の負荷電流は０近傍となる。そして、直流出力１２の電圧が１／３となり、負荷電流が０近傍となるときには、二次側が消費する電力より、一次側から供給される電力が多くなる。その結果、間欠スイッチングが生じる。
【００４１】すなわち、負荷電流が０近傍になった結果として、発光ダイオードＤ８の電流が極めて多くなり、フォトトランジスタＱ３の出力電流も、極めて多くなる。従って、制御トランジスタＱ２のベース電流も極めて多くなるので、スイッチングの１周期を過ぎたときにも、コンデンサＣ２に蓄積された電荷の影響により、制御トランジスタＱ２はオン状態を続ける。このため、スイッチングの１周期を過ぎたときにも、スイッチングトランジスタＱ１はオン状態に移行しない。その結果、スイッチング動作が停止する。
【００４２】スイッチング動作が停止すると、経路２１の電圧が０Ｖとなり、フォトトランジスタＱ３の出力電流が０となるので、制御トランジスタＱ２は、短時間のうちに、オフ状態に移行する。しかし、スイッチングトランジスタＱ１は、制御トランジスタＱ２がオフに移行したときにも、経路２１の電圧が０Ｖとなっているので、直ちにオン状態に移行することができない。そして、起動抵抗Ｒ１を流れる電流がコンデンサＣ３を充電し、スイッチングトランジスタＱ１のベース電位が、スイッチングトランジスタＱ１に電流を流すことが可能となるレベルまで上昇したとき、スイッチングトランジスタＱ１は、オフ状態からオン状態に移行し、スイッチングが再開される。そして、複数回のスイッチングが行われたときには、上記と同様に、制御トランジスタＱ２がオン状態を続けることになり、スイッチングが停止する。つまり、間欠スイッチングとなる。
【００４３】上記した間欠スイッチング時には、直流出力１２の電圧は、定格値の１／３に安定化されている。また、経路２１に生じるマイナスレベルの電圧は、直流出力１２の電圧に対応する。このため、補助コイルＬ３の他方の端子に生じる電圧の変化は、４２に示すような変化とする。すなわち、間欠スイッチング時の経路２１のマイナスレベルは、通常動作時のマイナスレベルの１／３となる。従って、ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とからなる回路の出力電圧は、マイナス値が１／３以下の値になる（スイッチング時の電圧が１／３であり、かつ、スイッチング停止時では０Ｖとなる。従って平均値は１／３より少ない）。一方、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の分圧電圧は、通常動作時と待機状態時とで変化しない。従って、トランジスタＱ５のベース電位は、通常動作時では、４３に示すようにマイナスレベルとなるので、トランジスタＱ５はオフとなる。一方、待機状態時では、ベース電位は、４４に示すようにプラスレベルとなるので、トランジスタＱ５はオンとなる。
【００４４】トランジスタＱ５がオン状態となるときでは、トランジスタＱ４がオンとなる。このため、制御トランジスタＱ２のベースに、経路２３を介して、抵抗Ｒ９からの電流が流れる。その結果、制御トランジスタＱ２のベース電位の上昇速度が速くなる。従って、制御トランジスタＱ２がオフ状態からオン状態に移行するタイミングは、抵抗Ｒ９の経路を設けない場合のタイミング（誤差検出回路３の出力に基づくタイミングであり、Ｔ２により示す）に比したときには、速いタイミング（図３R>３のＴ１により示す）となる。
【００４５】一方、スイッチングトランジスタＱ１は、制御トランジスタＱ２がオフからオンに移行したとき、オン状態からオフ状態に移行する。従って、スイッチングトランジスタＱ１は、抵抗Ｒ９の経路が形成される場合では、タイミングＴ１において、オン状態からオフ状態に移行する。一方、一次コイルＬ１に流れる電流は、一次的な増加を示す。従って、タイミングＴ１においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値ｉ１は、タイミングＴ２においてオフ状態に移行する場合の最大値ｉ２に比すると、減少した値となる。
【００４６】図４の３２ｂは、一次コイルＬ１の電流の最大値がｉ１となるときの、一次コイルＬ１の電流変化を概略的に示している。すなわち、補助制御信号２３が送出されないときの間欠スイッチング時の電流変化（最大値がｉ２となるときの電流変化）３２ａと比較すると、電流の最大値が制限されている。また、間欠の１周期のそれぞれにおいて、スイッチングの回数が増加している。
【００４７】一次コイルＬ１に流れる電流の最大値が減少するときには、トランス１を振動させようとする力が減少するので、トランス１から発生する発振音の音量が減少する。従って、タイミングＴ１においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合の音量は、タイミングＴ２においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合の音量に比したときには、抑制された音量となる。従って、通常の使用状態における距離から聴く場合では、トランス１から発生する発振音は、聞き取ることが困難な音量となる。つまり、トランス１からの発振音が聞こえなくなる。
【００４８】以下に、本発明に係るスイッチング電源の第２の実施形態について説明する。なお、第２の実施形態は、図１に示す第１の実施形態から、降圧指示回路４を省略した構成となっている。また、間欠検出回路の構成を、図５に示す構成に変更している。なお、その他の部分については、回路図として示すときには、第１の実施形態の構成と第２の実施形態の構成とは、同一となっている。従って、本実施形態は、通常動作時と待機状態時との双方において、直流出力１２の電圧が同一となるように制御される。
【００４９】以下に、第２の実施形態の間欠検出回路の構成について説明するが、第１の実施形態の間欠検出回路６との対応関係を分かりやすいものとするため、構成または機能が同一となる素子については、図１における符号と同一符号を付与している。
【００５０】本実施形態の間欠検出回路の構成は、図１に示す間欠検出回路６に、ツェナーダイオードＤ１４を追加した構成となっている。すなわち、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５との接続点２７には、ツェナーダイオードＤ１４のアノードが接続されている。また、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点２８には、ツェナーダイオードＤ１４のカソードが接続されている。従って、ツェナーダイオードＤ１４にツェナー電流が流れる場合では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧に対し、ツェナー電圧分だけ高い電圧に維持される。
【００５１】図６は、本実施形態の主要点のレベル変化を示す説明図である。必要に応じて同図を参照しつつ、実施形態の動作を説明する。
【００５２】待機状態となり、直流出力１２の電流が０近傍となるときには、既に述べた理由と同一の理由により、スイッチングトランジスタＱ１は、間欠スイッチングを行う。一方、接続点２７の電圧は、ダイオードＤ５のカソードの電圧を平均化した電圧となる。このため、接続点２７の電圧は、経路２１がマイナスレベルになる時間的比率が変化すると、レベルが変化する。一方、連続的なスイッチング動作が行われているときには、経路２１がマイナスレベルとなる時間的比率が大きく、間欠スイッチングとなるときには、経路２１がマイナスレベルとなる時間的比率が小さい。従って、通常動作時の連続的なスイッチング動作が行われているときには、接続点２７の電圧は、５１に示すように、マイナスレベルの大きい電圧となるが、間欠スイッチングとなるときには、接続点２７の電圧は、５２に示すように、マイナスレベルの小さい電圧となる。
【００５３】接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧を、ツェナーダイオードＤ１４のツェナー電圧分だけ、プラス側にシフトさせた電圧となる。従って、連続的なスイッチング動作時では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧（５１により示す）を、ツェナー電圧分だけシフトさせた電圧（破線５３により示す）となる。また、間欠スイッチング時では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧（５２により示す）を、ツェナー電圧分だけシフトさせた電圧（破線５４により示す）となる。
【００５４】破線５３により示す電圧は、マイナスレベルの電圧となっている。従って、トランジスタＱ５はオフに設定される。従って、トランジスタＱ４はオフとなるので、補助制御信号２３は送出されない。しかし、破線５４により示す電圧は、０．６Ｖを越える電圧となっている。従って、トランジスタＱ５はオンに設定される。従って、トランジスタＱ４がオンとなるので、補助制御信号２３が送出されることになる。
【００５５】すなわち、連続的なスイッチング時では、補助制御信号２３は送出されず、間欠スイッチングが生じたときにのみ、補助制御信号２３が送出されることになる。従って、補助制御信号２３が送出される場合、制御トランジスタＱ２がオフからオンに移行するタイミングは、誤差検出回路３の出力に基づくタイミングＴ２より速いタイミングＴ１となる。このため、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値はｉ１となり、誤差検出回路３の出力に基づく最大値ｉ２より減少する。そして、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値が減少するときには、トランス１を振動させようとする力が減少するので、トランス１から発生する発振音の音量が減少する。その結果、トランス１からの発振音は聞こえなくなる。
【００５６】以上説明したように、第２の実施形態を用いる場合では、補助コイルＬ３の他方の端子に発生する電圧を平均化した値が、連続的なスイッチング時と間欠スイッチング時とで、変化幅が狭くなるときにも、トランジスタＱ５のオンオフを制御することが可能となっている。
【００５７】なお、本発明は上記実施形態に限定されず、トランジスタＱ４のオンオフの制御については、間欠検出回路６から送出される間欠信号２２によって行う構成とした場合について説明したが、その他の構成として、例えば、負荷装置を制御するマイクロコンピュータの出力を、フォトカプラ等の絶縁素子を介して、トランジスタＱ４のベースに導くことにより、マイクロコンピュータを用いて、トランジスタＱ４のオンオフを制御する構成、等とすることが可能である。
【００５８】
【発明の効果】請求項１記載の発明に係るスイッチング電源は、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、一次コイルに流れる電流の最大値を、誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する構成としている。このため、間欠スイッチング時には、一次コイルに流れる電流の最大値が減少するので、トランスを振動させようとする力が減少する。その結果、トランスから発生する発振音の音量が減少するので、トランスの発振音が可聴帯域となるときにも、トランスの発振音を聞こえないものとすることが可能になっている。
【００５９】また請求項２記載の発明に係るスイッチング電源は、間欠スイッチング時には、制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える構成としている。すなわち、制御トランジスタの入力端子に与えるレベルを、誤差検出回路の出力変化に対応して変化すると共に、誤差検出回路の出力に対応したレベルより高いレベルとすれば、制御トランジスタは、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える。従って、誤差検出回路の出力と補助制御信号とを合成した信号を制御トランジスタの入力端子に印加すればよいので、一次コイルの電流の最大値を少なくするための制御回路を簡単化することが可能になっている。
【００６０】また請求項３記載の発明に係るスイッチング電源は、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源に適用し、前記補助制御回路は、一方の端子が補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出する構成としている。従って、補助制御回路は、１つの抵抗と、間欠信号が与えられたとき接続を閉じるスイッチ素子とでもって構成することができるので、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための制御回路を簡単化することが可能になっている。
【００６１】また請求項４記載の発明に係るスイッチング電源は、前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えた構成としている。すなわち、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧を平均化すれば、平均化された電圧の変化により、間欠スイッチングの生じたことが示される。このため、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行っているかどうかを検出する検出回路の構成を簡単なものとすることが可能になっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の電気的接続を示す回路図である。
【図２】補助コイルの出力レベルと接続点２４のレベルとの変化を示す説明図である。
【図３】主要点の状態を示す説明図である。
【図４】間欠スイッチング時の一次コイルの電流変化を示す説明図である。
【図５】第２の実施形態の間欠検出回路の電気的接続を示す回路図である。
【図６】補助コイルの出力および接続点２７，２８のレベル変化を示す説明図である。
【符号の説明】
２ 整流平滑回路
３ 誤差検出回路
４ 降圧指示回路
５ 補助制御回路
６ 間欠検出回路
１２ 直流出力
２２ 間欠信号
２３ 補助制御信号
ｉ１ 補助制御信号が送出されるときの一次コイルの電流の最大値
ｉ２ 補助制御信号が送出されないときの一次コイルの電流の最大値
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル
Ｌ３ 補助コイル
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 制御トランジスタ
Ｔ１ 補助制御信号によって速められたタイミング
Ｔ２ 誤差検出回路の出力により定まるタイミング
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流出力の電圧誤差に従ってスイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に係り、詳細には、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、スイッチングトランジスタの電流の最大値を、誤差検出回路の出力によって定まる電流値より少ない電流値に制限するスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受信機等の電源部に使用されるスイッチング電源の１つに、ＲＣＣ方式のスイッチング電源がある。しかし、ＲＣＣ方式のスイッチング電源では、負荷が極めて軽くなったことから、一次側が供給する電力より、二次側が消費する電力が少なくなる場合、数ｍＳ〜数１００μＳの周期でもって、スイッチングが停止するという、間欠スイッチングが生じる。このため、トランスからは、可聴帯域の不快な発振音が発生するという不具合を生じる。
【０００３】このような不具合を解消するための従来技術が、特開平７−１６３１４３号として提案されている。すなわち、この技術では、負荷への電力の供給が停止されたことを示すスタンバイ信号が送出されると、可聴範囲外の設定周期でスイッチング回路を間欠駆動する第２の発振停止指令部を設けている。従って、スイッチング回路は、第２の発振停止指令部の出力に従い、周期が強制された間欠的なスイッチング動作を行う。このため、間欠の周期は、可聴帯域外の周期となるので、トランスから生じる発振音も可聴帯域外の周波数となり、不快な発振音の発生が防止されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記構成を用いた場合では、以下に示す問題が生じていた。すなわち、第２の発振停止指令部がスイッチング回路を間欠駆動するときの周期は、平滑用コンデンサと、時定数用の抵抗とからなる時定数回路によって設定される。従って、間欠駆動の周期を可聴帯域外とするためには、時定数を小さくする必要がある。一方、時定数を小さくする方法には、平滑用コンデンサの容量を小さくする方法と、抵抗値を小さくする方法との２種がある。しかし、平滑用コンデンサの容量を小さくする場合では、負荷に所定値の電流を供給するときでは、容量不足となり、リップルの多い直流出力が負荷に供給されることになる。一方、抵抗値を小さくする場合では、抵抗に流れる電流値が多くなるため、損失が増加するという問題を招く。
【０００５】本発明は上記課題を解決するため創案されたものであって、請求項１記載の発明の目的は、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、一次コイルの電流の最大値を、電圧誤差に対応した値より少ない値とすることにより、トランスの発振音が可聴帯域となるときにも、トランスの発振音を聞こえないものとすることのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００６】また請求項２記載の発明の目的は、上記目的に加え、制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を与えることによって、制御トランジスタが、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、電圧誤差に基づくタイミングより速いタイミングとすることにより、一次コイルの電流の最大値を少なくするための制御回路を簡単化することのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００７】また請求項３記載の発明の目的は、上記目的に加え、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、補助コイルから送出される出力を、抵抗を介して、制御トランジスタの入力端子に導くことにより、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための制御回路を簡単化することのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００８】また請求項４記載の発明の目的は、上記目的に加え、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行っているかどうかを検出するための回路の構成を簡単なものとすることのできるスイッチング電源を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため請求項１記載の発明に係るスイッチング電源は、トランスに巻回された一次コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチングトランジスタと、前記トランスに巻回された二次コイルの出力を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路より送出される直流出力の電圧誤差を検出する誤差検出回路とを備え、前記誤差検出回路の出力に基づいて前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に適用し、前記スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、前記一次コイルに流れる電流の最大値を、前記誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する構成としている。
【００１０】すなわち、一次コイルに流れる電流の最大値が減少するときには、トランスを振動させようとする力が減少する。このため、トランスから発生する発振音の音量が減少する。
【００１１】また請求項２記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、前記スイッチングトランジスタの入力端子に与えられる入力信号を、前記誤差検出回路の出力が導かれた制御トランジスタを用いて制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源に適用し、前記間欠スイッチング時には、前記制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える構成としている。
【００１２】すなわち、制御トランジスタの入力端子に与えるレベルを、誤差検出回路の出力変化に対応して変化すると共に、誤差検出回路の出力に対応したレベルより高いレベルとすれば、制御トランジスタは、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える。従って、誤差検出回路の出力と補助制御信号とを合成（例えば加算による合成）した信号を制御トランジスタの入力端子に印加すればよい。
【００１３】また請求項３記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、トランスには、前記スイッチングトランジスタに正帰還を与える補助コイルが巻回され、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源に適用し、前記補助制御回路は、一方の端子が前記補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出する構成としている。
【００１４】すなわち、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための補助制御回路は、１つの抵抗と、間欠信号が与えられたとき接続を閉じるスイッチ素子とでもって構成することができる。
【００１５】また請求項４記載の発明に係るスイッチング電源は、上記構成に加え、前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えた構成としている。
【００１６】すなわち、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧は、出力電圧にのみ依存して変化する。また、間欠スイッチング時では、スイッチングが行われる期間の割合は、例えば、４０％等のように、少ない割合となる。従って、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧を平均化すれば、平均化された電圧の変化により、間欠スイッチングの生じたことが示される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例の形態を、図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の電気的接続を示す回路図である。
【００１８】本実施形態は、ＲＣＣ方式のスイッチング電源となっていて、トランス１には、スイッチングトランジスタＱ１に正帰還を与える補助コイルＬ３が巻回されている。そして、直流出力１２の電圧誤差を検出する誤差検出回路３の出力に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングを制御することにより、直流出力１２の電圧を安定化する構成となっている。このため、スイッチングトランジスタＱ１のベース（請求項記載の入力端子）に導かれる入力信号（補助コイルＬ３からの正帰還出力）を制御する制御トランジスタＱ２を備えている。また、制御トランジスタＱ２のベース（請求項記載の入力端子）には、誤差検出回路３の出力が導かれている。
【００１９】ダイオードＤ７とコンデンサＣ６とからなるブロック２は、トランス１の一次コイルＬ１に流れる電流をスイッチングするとき、二次コイルＬ２から送出される出力を整流平滑する整流平滑回路となっている。また、トランジスタＱ６、発光ダイオードＤ８、ツェナーダイオードＤ９、および、３つの抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７からなるブロックは、直流出力１２の電圧誤差を検出する誤差検出回路となっている。そして、検出した電圧誤差を、フォトトランジスタＱ３を介して、制御トランジスタＱ２のベースに送出する。
【００２０】トランジスタＱ７、ダイオードＤ１０、および、３つの抵抗Ｒ１８〜Ｒ２０からなるブロック４は、負荷装置（例えばテレビ等）の動作を停止させるときには、直流出力１２の電圧を、約１／３の電圧に低下させる降圧指示回路となっている。このため、降圧指示回路４は、負荷装置を制御するマイクロコンピュータからの出力１３が、動作停止（待機状態）を示すＬレベルとなるときには、誤差検出回路３内に設けられた分圧回路の分圧比を変更する。
【００２１】トランジスタＱ４、ダイオードＤ４、および、３つの抵抗Ｒ９〜Ｒ１１からなるブロック５は、補助制御回路となっており、間欠スイッチング時には、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行するタイミングを、フォトカプラ７の出力（誤差検出回路３の出力）に対応したタイミングより速いタイミングに変える。すなわち、補助制御回路５は、間欠検出回路６から間欠信号２２が与えられたときには、制御トランジスタＱ２のベースに補助制御信号２３を送出し、制御トランジスタＱ２がオンとなるタイミングを速める。従って、制御トランジスタＱ２は、スイッチングトランジスタＱ１がオフに移行するタイミングを速めることになる。
【００２２】トランジスタＱ５、ダイオードＤ５，Ｄ６、コンデンサＣ５、および、３つの抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４からなるブロックは、スイッチングトランジスタＱ１がオフとなるとき、補助コイルＬ３に発生する電圧に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行っているかどうかを検出する間欠検出回路６となっている。そして、スイッチングトランジスタＱ１が間欠スイッチングを行っていることを検出したときには、間欠信号２２を補助制御回路５に送出する。
【００２３】上記構成からなる実施形態をより詳細に説明すると、直流入力Ｐ＋と直流入力Ｐ−とは、商用電源を整流平滑することにより得られた直流源となっている。このため、直流入力Ｐ＋は、一次コイルＬ１の一方の端子に導かれている。また、一次コイルＬ１の他方の端子は、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタは、エミッタ電流を電圧として検出するための抵抗Ｒ５を介して、直流入力Ｐ−に接続されている。
【００２４】一方の端子が直流入力Ｐ＋に接続された抵抗Ｒ１は、スイッチングトランジスタＱ１に起動電流を供給する素子となっている。このため抵抗Ｒ１の他方の端子は、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間には、負荷が極めて軽くなるとき、間欠スイッチングを生じ易くさせるため、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ４とからなる直列回路が接続されている。
【００２５】制御トランジスタＱ２は、誤差検出回路３から送出され、電圧誤差を示す出力に従ったタイミングでもって、スイッチングトランジスタＱ１をオン状態からオフ状態に移行させることにより、直流出力１２の電圧を安定化するための素子となっている。このため、制御トランジスタＱ２のコレクタは、スイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されている。また、制御トランジスタＱ２のベースには、フォトトランジスタＱ３のエミッタが接続されている。
【００２６】また、制御トランジスタＱ２のベースと直流入力Ｐ−との間には、ベース電位の上昇を遅らせるためのコンデンサＣ２が接続されている。そして、コンデンサＣ２には、コンデンサＣ２の電荷を放電させるため、抵抗Ｒ６が並列に接続されている。また、電源投入時にスイッチングトランジスタＱ１に流れる電流を制限するため、抵抗Ｒ５により検出された電圧が、ダイオードＤ２を介して、制御トランジスタＱ２のベースに与えられている。また、制御トランジスタＱ２のエミッタは直流入力Ｐ−に接続されている。
【００２７】一方の端子が直流入力Ｐ−に接続された補助コイルＬ３は、スイッチングトランジスタＱ１に正帰還を与えるためのコイルとなっている。このため、補助コイルＬ３の他方の端子は、ダイオードＤ１と、ベース電流を制限する抵抗Ｒ２とを介して、スイッチングトランジスタＱ１のベースに導かれている。また、ダイオードＤ１には、スイッチングトランジスタＱ１のターンオフを速めるため、コンデンサＣ１が並列に接続されている。また、補助コイルＬ３の他方の端子は、抵抗Ｒ３を介して、制御トランジスタＱ２のベースに接続されている。
【００２８】また、補助コイルＬ３の他方の端子は、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ７とからなる直列回路と、抵抗Ｒ８とを介して、フォトトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。そして、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との接続点と直流入力Ｐ−との間には、コンデンサＣ４に蓄積された電荷を放電させるための電流経路となるダイオードＤ３が接続されている。
【００２９】抵抗Ｒ９は、間欠スイッチングが行われるときには、制御トランジスタＱ２のベースに供給される電流を増加させるための素子となっている。すなわち、制御トランジスタＱ２のベースに補助制御信号２３を送出する素子となっている。このため、抵抗Ｒ９の一方の端子は、補助コイルＬ３の他方の端子に接続されている。また、トランジスタＱ４は、間欠スイッチング時には接続が閉じられるスイッチ素子となっている。このため、抵抗Ｒ９の他方の端子は、トランジスタＱ４のエミッタに接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタは、補助制御信号２３として、制御トランジスタＱ２のベースに導かれている。
【００３０】また、トランジスタＱ４のエミッタとベースとの間には、ベース電位をエミッタ電位に引き上げるため、抵抗Ｒ１０とダイオードＤ４とからなる直列回路が接続されている。また、トランジスタＱ４のベースには、抵抗Ｒ１１を介して、間欠信号２２が導かれている。このため、トランジスタＱ４がオンとなるときには、抵抗Ｒ９の他方の端子から送出される電流が、補助制御信号２３として、制御トランジスタＱ２のベースに流れることになる。
【００３１】抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とからなり、直流入力Ｐ＋と直流入力Ｐ−との間に接続された直列回路は、直流入力Ｐ＋の電圧を分圧する分圧回路となっている。そして、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点は、トランジスタＱ５のベースに導かれている。また、ダイオードＤ５は、補助コイルＬ３の出力を整流することにより、マイナス電圧を取り出すための素子となっている。このため、ダイオードＤ５のカソードは、補助コイルＬ３の他方の端子に接続されている。
【００３２】一方、コンデンサＣ５は、ダイオードＤ５の出力を平均化するための素子となっている。このため、ダイオードＤ５のアノードは、抵抗Ｒ１４を介して、コンデンサＣ５の一方の端子に接続されている。また、コンデンサＣ５の他方の端子は、直流入力Ｐ−に接続されている。また、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５との接続点は、トランジスタＱ５のベースに接続されている。また、トランジスタＱ５のエミッタは、ダイオードＤ６を介して、直流入力Ｐ−に接続されている。
【００３３】間欠検出回路６は、上記した構成となっている。このため、トランジスタＱ５のベースには、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点から送出される電圧と、スイッチングトランジスタＱ１のオフ時に補助コイルＬ３から出力され、コンデンサＣ５により平均化された出力との加算値が印加される。従って、トランジスタＱ５のベースに印加される電圧は、補助コイルＬ３の他方の端子（経路２１）に生じるマイナスレベルの電圧が低いときでは、プラスレベルとなり、トランジスタＱ５はオンとなる。一方、経路２１に生じるマイナスレベルの電圧が、マイナス方向に高いときでは、トランジスタＱ５のベース電位はマイナスとなり、トランジスタＱ５はオフとなる。
【００３４】二次コイルＬ２の一方の端子には、ダイオードＤ７のアノードが接続され、ダイオードＤ７のカソードには 一方の端子が接地されたコンデンサＣ６の他方の端子が接続されている。また、二次コイルＬ２の他方の端子は接地されている。なお、整流平滑回路２から送出される直流出力１２の電圧は約１２０Ｖとなっていて、テレビの水平出力回路の動作電源となっている。
【００３５】トランジスタＱ６は、直流出力１２の電圧誤差を検出し、検出した電圧誤差に対応する電流でもって、発光ダイオードＤ８を駆動する素子となっている。このため、トランジスタＱ６のエミッタには、ツェナーダイオードＤ９が発生する基準電圧が与えられている。また、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７とからなり、直流出力１２の電圧を分圧する分圧回路の出力が与えられている。また、トランジスタＱ６のコレクタには、発光ダイオードＤ８のカソードが接続され、発光ダイオードＤ８のアノードは、抵抗Ｒ１５を介して、直流出力１２に接続されている。
【００３６】抵抗Ｒ１８は、誤差検出回路３に設けられ、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７からなる分圧回路の分圧比を変更するための素子となっている。このため、抵抗Ｒ１８の一方の端子は、直流出力１２に接続されている。また、抵抗Ｒ１８の他方の端子は、ダイオードＤ１０を介して、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点に導かれている。また、トランジスタＱ７は、分圧比を変更するときには接続が開かれ、分圧比を変更しないときには、接続が閉じられるスイッチ素子となっている。このため、トランジスタＱ７のコレクタは、抵抗Ｒ１８の他方の端子に接続されている。また、エミッタは接地されている。そして、トランジスタＱ７のベースには、抵抗Ｒ２０を介して、テレビの動作を制御するマイクロコンピュータの出力１３が導かれている（抵抗Ｒ１９は、トランジスタＱ７のベースが開放となることを防止する）。
【００３７】なお、本実施形態は、複数種の電圧の直流出力を送出する構成となっている。このため、トランス１には、その他の直流出力のための二次コイルが巻回されると共に、各二次コイルには整流平滑回路が接続されているが、これらの二次コイルと整流平滑回路とは、図示が省略されている。
【００３８】図２は、補助コイルＬ３の他方の端子（経路２１）のレベルと、トランジスタＱ５のベース電位との変化を示す説明図である。また、図３は、実施形態の主要点の状態を示す説明図である。必要に応じて同図を参照しつつ、実施形態の動作を説明する。
【００３９】負荷に所定の動作を行わせるとき（通常動作時）には、マイクロコンピュータの出力１３はＨレベルに設定される。従って、トランジスタＱ７はオンとなり、トランジスタＱ７のコレクタ電位は、トランジスタＱ６のベース電位より低くなる。このため、抵抗Ｒ１８は、トランジスタＱ６のベースから切り離される。従って、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７により分圧された電圧が印加される。その結果、発光ダイオードＤ８は、定格値（約１２０Ｖ）に対する直流出力１２の電圧誤差に対応した電流でもって駆動される。このとき、補助コイルＬ３の他方の端子から送出される電圧の変化を、図２の４１によって示す。
【００４０】一方、テレビの動作を待機状態とするときには、出力１３はＬレベルに設定される。このため、トランジスタＱ７はオフになる。その結果、トランジスタＱ６のベースには、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１８との並列回路の抵抗値と、抵抗Ｒ１７の抵抗値とにより分圧された電圧が印加される。その結果、直流出力１２の電圧が、定格値（約１２０Ｖ）の約１／３の電圧（約４０Ｖ）となるように、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングが制御される。このときでは、その他の直流出力（図示を省略）の電圧も１／３となるため、水平発振が停止し、直流出力１２の負荷電流は０近傍となる。そして、直流出力１２の電圧が１／３となり、負荷電流が０近傍となるときには、二次側が消費する電力より、一次側から供給される電力が多くなる。その結果、間欠スイッチングが生じる。
【００４１】すなわち、負荷電流が０近傍になった結果として、発光ダイオードＤ８の電流が極めて多くなり、フォトトランジスタＱ３の出力電流も、極めて多くなる。従って、制御トランジスタＱ２のベース電流も極めて多くなるので、スイッチングの１周期を過ぎたときにも、コンデンサＣ２に蓄積された電荷の影響により、制御トランジスタＱ２はオン状態を続ける。このため、スイッチングの１周期を過ぎたときにも、スイッチングトランジスタＱ１はオン状態に移行しない。その結果、スイッチング動作が停止する。
【００４２】スイッチング動作が停止すると、経路２１の電圧が０Ｖとなり、フォトトランジスタＱ３の出力電流が０となるので、制御トランジスタＱ２は、短時間のうちに、オフ状態に移行する。しかし、スイッチングトランジスタＱ１は、制御トランジスタＱ２がオフに移行したときにも、経路２１の電圧が０Ｖとなっているので、直ちにオン状態に移行することができない。そして、起動抵抗Ｒ１を流れる電流がコンデンサＣ３を充電し、スイッチングトランジスタＱ１のベース電位が、スイッチングトランジスタＱ１に電流を流すことが可能となるレベルまで上昇したとき、スイッチングトランジスタＱ１は、オフ状態からオン状態に移行し、スイッチングが再開される。そして、複数回のスイッチングが行われたときには、上記と同様に、制御トランジスタＱ２がオン状態を続けることになり、スイッチングが停止する。つまり、間欠スイッチングとなる。
【００４３】上記した間欠スイッチング時には、直流出力１２の電圧は、定格値の１／３に安定化されている。また、経路２１に生じるマイナスレベルの電圧は、直流出力１２の電圧に対応する。このため、補助コイルＬ３の他方の端子に生じる電圧の変化は、４２に示すような変化とする。すなわち、間欠スイッチング時の経路２１のマイナスレベルは、通常動作時のマイナスレベルの１／３となる。従って、ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とからなる回路の出力電圧は、マイナス値が１／３以下の値になる（スイッチング時の電圧が１／３であり、かつ、スイッチング停止時では０Ｖとなる。従って平均値は１／３より少ない）。一方、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の分圧電圧は、通常動作時と待機状態時とで変化しない。従って、トランジスタＱ５のベース電位は、通常動作時では、４３に示すようにマイナスレベルとなるので、トランジスタＱ５はオフとなる。一方、待機状態時では、ベース電位は、４４に示すようにプラスレベルとなるので、トランジスタＱ５はオンとなる。
【００４４】トランジスタＱ５がオン状態となるときでは、トランジスタＱ４がオンとなる。このため、制御トランジスタＱ２のベースに、経路２３を介して、抵抗Ｒ９からの電流が流れる。その結果、制御トランジスタＱ２のベース電位の上昇速度が速くなる。従って、制御トランジスタＱ２がオフ状態からオン状態に移行するタイミングは、抵抗Ｒ９の経路を設けない場合のタイミング（誤差検出回路３の出力に基づくタイミングであり、Ｔ２により示す）に比したときには、速いタイミング（図３R>３のＴ１により示す）となる。
【００４５】一方、スイッチングトランジスタＱ１は、制御トランジスタＱ２がオフからオンに移行したとき、オン状態からオフ状態に移行する。従って、スイッチングトランジスタＱ１は、抵抗Ｒ９の経路が形成される場合では、タイミングＴ１において、オン状態からオフ状態に移行する。一方、一次コイルＬ１に流れる電流は、一次的な増加を示す。従って、タイミングＴ１においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値ｉ１は、タイミングＴ２においてオフ状態に移行する場合の最大値ｉ２に比すると、減少した値となる。
【００４６】図４の３２ｂは、一次コイルＬ１の電流の最大値がｉ１となるときの、一次コイルＬ１の電流変化を概略的に示している。すなわち、補助制御信号２３が送出されないときの間欠スイッチング時の電流変化（最大値がｉ２となるときの電流変化）３２ａと比較すると、電流の最大値が制限されている。また、間欠の１周期のそれぞれにおいて、スイッチングの回数が増加している。
【００４７】一次コイルＬ１に流れる電流の最大値が減少するときには、トランス１を振動させようとする力が減少するので、トランス１から発生する発振音の音量が減少する。従って、タイミングＴ１においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合の音量は、タイミングＴ２においてスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態に移行する場合の音量に比したときには、抑制された音量となる。従って、通常の使用状態における距離から聴く場合では、トランス１から発生する発振音は、聞き取ることが困難な音量となる。つまり、トランス１からの発振音が聞こえなくなる。
【００４８】以下に、本発明に係るスイッチング電源の第２の実施形態について説明する。なお、第２の実施形態は、図１に示す第１の実施形態から、降圧指示回路４を省略した構成となっている。また、間欠検出回路の構成を、図５に示す構成に変更している。なお、その他の部分については、回路図として示すときには、第１の実施形態の構成と第２の実施形態の構成とは、同一となっている。従って、本実施形態は、通常動作時と待機状態時との双方において、直流出力１２の電圧が同一となるように制御される。
【００４９】以下に、第２の実施形態の間欠検出回路の構成について説明するが、第１の実施形態の間欠検出回路６との対応関係を分かりやすいものとするため、構成または機能が同一となる素子については、図１における符号と同一符号を付与している。
【００５０】本実施形態の間欠検出回路の構成は、図１に示す間欠検出回路６に、ツェナーダイオードＤ１４を追加した構成となっている。すなわち、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５との接続点２７には、ツェナーダイオードＤ１４のアノードが接続されている。また、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点２８には、ツェナーダイオードＤ１４のカソードが接続されている。従って、ツェナーダイオードＤ１４にツェナー電流が流れる場合では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧に対し、ツェナー電圧分だけ高い電圧に維持される。
【００５１】図６は、本実施形態の主要点のレベル変化を示す説明図である。必要に応じて同図を参照しつつ、実施形態の動作を説明する。
【００５２】待機状態となり、直流出力１２の電流が０近傍となるときには、既に述べた理由と同一の理由により、スイッチングトランジスタＱ１は、間欠スイッチングを行う。一方、接続点２７の電圧は、ダイオードＤ５のカソードの電圧を平均化した電圧となる。このため、接続点２７の電圧は、経路２１がマイナスレベルになる時間的比率が変化すると、レベルが変化する。一方、連続的なスイッチング動作が行われているときには、経路２１がマイナスレベルとなる時間的比率が大きく、間欠スイッチングとなるときには、経路２１がマイナスレベルとなる時間的比率が小さい。従って、通常動作時の連続的なスイッチング動作が行われているときには、接続点２７の電圧は、５１に示すように、マイナスレベルの大きい電圧となるが、間欠スイッチングとなるときには、接続点２７の電圧は、５２に示すように、マイナスレベルの小さい電圧となる。
【００５３】接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧を、ツェナーダイオードＤ１４のツェナー電圧分だけ、プラス側にシフトさせた電圧となる。従って、連続的なスイッチング動作時では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧（５１により示す）を、ツェナー電圧分だけシフトさせた電圧（破線５３により示す）となる。また、間欠スイッチング時では、接続点２８の電圧は、接続点２７の電圧（５２により示す）を、ツェナー電圧分だけシフトさせた電圧（破線５４により示す）となる。
【００５４】破線５３により示す電圧は、マイナスレベルの電圧となっている。従って、トランジスタＱ５はオフに設定される。従って、トランジスタＱ４はオフとなるので、補助制御信号２３は送出されない。しかし、破線５４により示す電圧は、０．６Ｖを越える電圧となっている。従って、トランジスタＱ５はオンに設定される。従って、トランジスタＱ４がオンとなるので、補助制御信号２３が送出されることになる。
【００５５】すなわち、連続的なスイッチング時では、補助制御信号２３は送出されず、間欠スイッチングが生じたときにのみ、補助制御信号２３が送出されることになる。従って、補助制御信号２３が送出される場合、制御トランジスタＱ２がオフからオンに移行するタイミングは、誤差検出回路３の出力に基づくタイミングＴ２より速いタイミングＴ１となる。このため、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値はｉ１となり、誤差検出回路３の出力に基づく最大値ｉ２より減少する。そして、一次コイルＬ１に流れる電流の最大値が減少するときには、トランス１を振動させようとする力が減少するので、トランス１から発生する発振音の音量が減少する。その結果、トランス１からの発振音は聞こえなくなる。
【００５６】以上説明したように、第２の実施形態を用いる場合では、補助コイルＬ３の他方の端子に発生する電圧を平均化した値が、連続的なスイッチング時と間欠スイッチング時とで、変化幅が狭くなるときにも、トランジスタＱ５のオンオフを制御することが可能となっている。
【００５７】なお、本発明は上記実施形態に限定されず、トランジスタＱ４のオンオフの制御については、間欠検出回路６から送出される間欠信号２２によって行う構成とした場合について説明したが、その他の構成として、例えば、負荷装置を制御するマイクロコンピュータの出力を、フォトカプラ等の絶縁素子を介して、トランジスタＱ４のベースに導くことにより、マイクロコンピュータを用いて、トランジスタＱ４のオンオフを制御する構成、等とすることが可能である。
【００５８】
【発明の効果】請求項１記載の発明に係るスイッチング電源は、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、一次コイルに流れる電流の最大値を、誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限する構成としている。このため、間欠スイッチング時には、一次コイルに流れる電流の最大値が減少するので、トランスを振動させようとする力が減少する。その結果、トランスから発生する発振音の音量が減少するので、トランスの発振音が可聴帯域となるときにも、トランスの発振音を聞こえないものとすることが可能になっている。
【００５９】また請求項２記載の発明に係るスイッチング電源は、間欠スイッチング時には、制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える構成としている。すなわち、制御トランジスタの入力端子に与えるレベルを、誤差検出回路の出力変化に対応して変化すると共に、誤差検出回路の出力に対応したレベルより高いレベルとすれば、制御トランジスタは、スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変える。従って、誤差検出回路の出力と補助制御信号とを合成した信号を制御トランジスタの入力端子に印加すればよいので、一次コイルの電流の最大値を少なくするための制御回路を簡単化することが可能になっている。
【００６０】また請求項３記載の発明に係るスイッチング電源は、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源に適用し、前記補助制御回路は、一方の端子が補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出する構成としている。従って、補助制御回路は、１つの抵抗と、間欠信号が与えられたとき接続を閉じるスイッチ素子とでもって構成することができるので、制御トランジスタがオンとなるタイミングを速めるための制御回路を簡単化することが可能になっている。
【００６１】また請求項４記載の発明に係るスイッチング電源は、前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えた構成としている。すなわち、スイッチングトランジスタがオフとなるとき、補助コイルに発生する電圧を平均化すれば、平均化された電圧の変化により、間欠スイッチングの生じたことが示される。このため、スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行っているかどうかを検出する検出回路の構成を簡単なものとすることが可能になっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の電気的接続を示す回路図である。
【図２】補助コイルの出力レベルと接続点２４のレベルとの変化を示す説明図である。
【図３】主要点の状態を示す説明図である。
【図４】間欠スイッチング時の一次コイルの電流変化を示す説明図である。
【図５】第２の実施形態の間欠検出回路の電気的接続を示す回路図である。
【図６】補助コイルの出力および接続点２７，２８のレベル変化を示す説明図である。
【符号の説明】
２ 整流平滑回路
３ 誤差検出回路
４ 降圧指示回路
５ 補助制御回路
６ 間欠検出回路
１２ 直流出力
２２ 間欠信号
２３ 補助制御信号
ｉ１ 補助制御信号が送出されるときの一次コイルの電流の最大値
ｉ２ 補助制御信号が送出されないときの一次コイルの電流の最大値
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル
Ｌ３ 補助コイル
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 制御トランジスタ
Ｔ１ 補助制御信号によって速められたタイミング
Ｔ２ 誤差検出回路の出力により定まるタイミング
【特許請求の範囲】
【請求項１】 トランスに巻回された一次コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチングトランジスタと、前記トランスに巻回された二次コイルの出力を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路より送出される直流出力の電圧誤差を検出する誤差検出回路とを備え、前記誤差検出回路の出力に基づいて前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源において、前記スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、前記一次コイルに流れる電流の最大値を、前記誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】 前記スイッチングトランジスタの入力端子に与えられる入力信号を、前記誤差検出回路の出力が導かれた制御トランジスタを用いて制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源において、前記間欠スイッチング時には、前記制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】 前記トランスには、前記スイッチングトランジスタに正帰還を与える補助コイルが巻回され、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源において、前記補助制御回路は、一方の端子が前記補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源。
【請求項４】 前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えたことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源。
【請求項１】 トランスに巻回された一次コイルに流れる電流をスイッチングするスイッチングトランジスタと、前記トランスに巻回された二次コイルの出力を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路より送出される直流出力の電圧誤差を検出する誤差検出回路とを備え、前記誤差検出回路の出力に基づいて前記スイッチングトランジスタのスイッチングを制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源において、前記スイッチングトランジスタが間欠スイッチングを行うときには、前記一次コイルに流れる電流の最大値を、前記誤差検出回路の出力に対応して定まる電流の最大値より少ない電流値に制限することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】 前記スイッチングトランジスタの入力端子に与えられる入力信号を、前記誤差検出回路の出力が導かれた制御トランジスタを用いて制御することにより、前記直流出力の電圧を安定化するスイッチング電源において、前記間欠スイッチング時には、前記制御トランジスタの入力端子に補助制御信号を送出する補助制御回路を備え、前記制御トランジスタは、前記誤差検出回路の出力が導かれた入力端子に前記補助制御信号が与えられたときには、前記スイッチングトランジスタをオフ状態に移行させるタイミングを、前記誤差検出回路の出力に対応して定まるタイミングより速いタイミングに変えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】 前記トランスには、前記スイッチングトランジスタに正帰還を与える補助コイルが巻回され、前記制御トランジスタの入力端子にはコンデンサが接続されたスイッチング電源において、前記補助制御回路は、一方の端子が前記補助コイルに接続された抵抗を備えると共に、前記間欠スイッチングを行っていることを示す間欠信号が与えられたときには、前記抵抗の他方の端子から送出される出力を、前記補助制御信号として、前記制御トランジスタの入力端子に送出することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源。
【請求項４】 前記スイッチングトランジスタがオフとなるとき前記補助コイルに発生する電圧に基づいて前記間欠スイッチングを検出すると共に、検出結果を前記間欠信号として前記補助制御回路に送出する間欠検出回路を備えたことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０００−２１７３５２（Ｐ２０００−２１７３５２Ａ）
【公開日】平成１２年８月４日（２０００．８．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願平１１−１０９５５
【出願日】平成１１年１月１９日（１９９９．１．１９）
【出願人】（０００２０１１１３）船井電機株式会社 (7,855)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１２年８月４日（２０００．８．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１１年１月１９日（１９９９．１．１９）
【出願人】（０００２０１１１３）船井電機株式会社 (7,855)
【Ｆターム（参考）】
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