スイッチング電源
【課題】パルス負荷に対して、必要なパルスのみに大きな電力を供給することができ、しかも、簡易な構成により、自由にスイッチング素子のＯＮ幅を決定できる。
【解決手段】商用電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をトランスの一次コイルに接続し、スイッチング素子を駆動してトランスの二次コイルから直流電力を出力するスイッチング電源であって、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、制御回路が、スイッチング素子のＯＮ時間幅を電圧値により制御する制御端子を有し、パルス負荷に対して、パルス幅に応じた時間だけ時定数を有するコンデンサを含む時定数回路を備えるとともに、制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、制御端子電圧を低くして、スイッチング素子のＯＮ時間幅を狭くする。
【解決手段】商用電源を整流する整流回路と、整流回路の出力をトランスの一次コイルに接続し、スイッチング素子を駆動してトランスの二次コイルから直流電力を出力するスイッチング電源であって、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、制御回路が、スイッチング素子のＯＮ時間幅を電圧値により制御する制御端子を有し、パルス負荷に対して、パルス幅に応じた時間だけ時定数を有するコンデンサを含む時定数回路を備えるとともに、制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、制御端子電圧を低くして、スイッチング素子のＯＮ時間幅を狭くする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関し、特に、フライバックコンバータ方式のスイッチング電源において、モータ起動時等に発生するパルス負荷に対して、必要なパルスのみに大きな電力を供給できるスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ用のスイッチング電源やオーディオアンプのスイッチング電源では、必要とする電流のピークが平均負荷に対して、倍以上と高く、必要なピーク電流を常に供給できるスイッチング電源の性能を確保するためには、電源の大型化とコストアップが避けられないという問題があった。
【０００３】
上記の問題に対して、特許文献１に記載の技術では、オーディオアンプのスイッチング電源に関して、図６に示すように、以下の技術を開示している。
【０００４】
図６に示すように、特許文献１に記載のオーディオアンプ用スイッチング電源は、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔの間に一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとを有したトランスＴ１と、該トランスＴ１の一次巻線Ｐに接続したスイッチング素子Ｑ１と、該スイッチング素子Ｑ１に接続した電流検出回路２とドライブ回路３と、該ドライブ回路３に接続したＰＷＭコンパレータ４と、該ＰＷＭコンパレータ４に接続した発振器５とエラーアンプ６とを備え、前記電流検出回路２と前記エラーアンプ６との間にタイマー回路１ａと過電流検出回路１ｂと基準電圧可変回路１ｃとを接続した過電流保護回路１を備えている。
【０００５】
過電流保護回路１は、オーディオアンプ用スイッチング電源の入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔの間にトランスＴ１を設け、トランスＴ１は一次巻線Ｐと二次巻線Ｓを有しているものであり、一次巻線Ｐは一方を入力端子Ｖｉｎに接続すると共に他方は後述するスイッチング素子Ｑ１と接続しており、一対の入力端子Ｖｉｎの間にはコンデンサＣ１を設け、出力端子Ｖｏｕｔの片方はダイオードＤ１と平滑コイルＬ１とを直列させて二次巻線Ｓとに接続させると共に、他方は二次巻線Ｓに接続させており、更に、夫々の入力端子Ｖｏｕｔの間にはダイオードＤ２とコンデンサＣ２とを並列に接続されている。
【０００６】
そして、スイッチング素子Ｑ１はトランスＴ１の一次巻線Ｐと接続すると共に、後述する電流検出回路２とドライブ回路３に接続されている。
【０００７】
次に、ドライブ回路３の出力はスイッチング素子Ｑ１と接続され、ドライブ回路３の入力は後述するＰＷＭコンパレータ４の出力に接続させている。
【０００８】
次いで、ＰＷＭコンパレータ４は出力をドライブ回路３の入力に接続させると共に、ＰＷＭコンパレータ４の反転入力を発振器５に接続させており、ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力は後述するエラーアンプ６の出力に接続させており、発振器５から出力される三角波とエラーアンプ６から出力される電圧を比較して、ドライブ回路３に出力している。
【０００９】
さらに、エラーアンプ６は、過電流保護用のもので、エラーアンプ６の出力をＰＷＭコンパレータ４の非反転入力と接続させると共に、エラーアンプ６の反転入力は後述する過電流保護回路１の基準電圧可変回路１ｃに接続されており、エラーアンプ６の非反転入力は電流検出回路２と接続させると共に、エラーアンプ６と電流検出回路２の間に分岐点を設けて後述する過電流保護回路１のタイマー回路１ａと接続させている。そして、出カ電圧と後述する過電流保護回路１の基準電圧可変回路１ｃからの電圧との差を増幅してＰＷＭコンパレータ４に供給するものである。
【００１０】
さらに、過電流保護回路１は、電流検出回路２とエラーアンプ６との間に設けられ、電流検出回路２の出力にエラーアンプ６の非反転入力が接続され、電流検出回路２の出力とエラーアンプ６の非反転入力との間に分岐点を設けてタイマー回路１ａの入力と接続され、エラーアンプ６の反転入力は基準電圧可変回路１ｃに接続されており、過電流保護回路１はタイマー回路１ａと過電流検出回路１ｂと基準電圧可変回路１ｃとを接続されている。
【００１１】
次に、タイマー回路１ａは入力に電流検出回路２とエラーアンプ６の非反転入力とが接続され、出力に後述する過電流検出回路１ｂに接続させているもので、電流検出回路２の働きで、電流から変換された電圧により一定時間をかけて充電された電圧を過電流検出回路１ｂに出力するものである。
【００１２】
次いで、過電流検出回路１ｂは入力にタイマー回路１ａが接続され、出力に後述する基準電圧可変回路１ｃに接続させているもので、タイマー回路１ａより出力された電圧が設定された検出閾値以上の値に成った場合に後述する基準電圧可変回路１ｃに基準を切り換える信号を出力するものである。
【００１３】
さらに、基準電圧可変回路１ｃは入力に過電流検出回路１ｂが接続され、出力に過電流保護用のエラーアンプ６の反転入力に接続され、過電流検出回路１ｂからの信号により、基準電圧を低く可変することにより、過電流保護の設定値を低く設定変更するものである（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００５−２６１１４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記のスイッチング電源では、基準電圧可変回路１ｃの切り替え回路が作動して、過電流保護の設定値を低く設定変更するものであるが、これと同時に、スイッチＱ１の電流が小さくなり、電流検出回路の出力電圧が低下することにより、基準電圧可変回路１ｃの切り替え回路の動作を解除するように働き、再度、繰り返しの動作が発生するため、タイマー回路１ａ及び過電流回路１ｃの動作の設定が非常に困難であるという問題がある。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅制御が、ＰＷＭコンパレータ回路により、予め決められているため、基準電圧可変回路１ｃを追加するためには、ＰＷＭコンパレータ回路自体を変更する必要があるという問題があった。
【００１６】
そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、パルス負荷に対して、必要なパルスのみに大きな電力を供給することができ、しかも、簡易な構成により、パルス負荷に対する制御条件を設定できるスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の課題を解決するために、本発明は、以下の事項を提案している。
【００１８】
（１）本発明は、商用電源を整流する整流回路（例えば、図１の整流回路１０に相当）と、該整流回路の出力をトランスの一次コイル（例えば、図１のＮｐに相当）に接続し、スイッチング素子（例えば、図１のスイッチングトランジスタＱ１に相当）を駆動して前記トランスの二次コイル（例えば、図１のＮｓに相当）から直流電力を出力するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子の駆動を制御する制御回路（例えば、図１の制御回路２０に相当）を備え、該制御回路が、前記スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子（例えば、図１のＦ／Ｂ端子に相当）を有し、パルス負荷に対して、前記フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路（例えば、図１のコンデンサＣｔ１に相当）を備えるとともに、該フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、該コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、前記フィードバック制御端子電圧を低くして、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くする過負荷保護回路（例えば、図１の過負荷保護回路３０に相当）を備えたことを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００１９】
この発明によれば、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路が、スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子を有し、パルス負荷に対して、フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路を備え、フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、過負荷保護回路が、フィードバック制御端子電圧を低くして、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルス負荷には、時定数回路の設定により、必要な電力を供給する。また、出力短絡や過負荷状態が連続するような出力電力が大きい場合には、フィードバック制御端子の電圧が高く制御されるため、コンデンサがすばやく充電され、短時間で、過負荷保護回路が作動して、出力電力を低下させる。
【００２０】
（２）本発明は、（１）のスイッチング電源について、前記フィードバック制御端子が、定電流源（例えば、図２の定電流源に相当）に接続されるとともに、前記過負荷保護回路に接続され、前記過負荷保護回路により、前記フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、前記フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、前記スイッチング素子のオン時間幅を可変することを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００２１】
この発明によれば、フィードバック制御端子が、電流源に接続されるとともに、過負荷保護回路に接続され、過負荷保護回路により、フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、スイッチング素子のオン時間幅を可変する。したがって、過負荷保護回路が過負荷状態を検出して、適切にフィードバック端子から吸い込む電流を変化させることにより、スイッチング素子のオン時間幅を適切にコントロールすることができる。
【００２２】
（３）本発明は、（１）または（２）のスイッチング電源について、前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器（例えば、図１のコンパレータＩＣ１に相当）を備え、前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記比較器がスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提案している。
【００２３】
この発明によれば、フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器を備え、時定数回路により設定した時間が経過したときに、比較器がスイッチを動作させて、フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、時定数回路により設定した時間により、所望のパルスを通過させるとともに、それ以降は、スイッチング素子のオン時間幅を狭くして、出力電力を制限することにより、電源の安全性を確保することができる。
【００２４】
（４）本発明は、（１）または（２）のスイッチング電源において、前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータ（例えば、図５のＩＣ１１に相当）を備え、前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記シャントレギュレータがスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００２５】
この発明によれば、フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータを備え、時定数回路により設定した時間が経過したときに、シャントレギュレータがスイッチを動作させて、フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、フィードバック制御端子電圧を低下させて、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、時定数回路により設定した時間により、所望のパルスを通過させるとともに、それ以降は、スイッチング素子のオン時間幅を狭くして、出力電力を制限することにより、電源の安全性を確保することができる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、負荷異常による過電流状態であっても、時定数回路において設定した時間内で出力電流が制限されるため、高い安全性を確保できるという効果がある。また、時定数回路においてパルス負荷電流が流れている期間に対し、最適にパルス供給可能期間（ピーク電力が供給可能な時間）を設定することにより、電流を供給し続けた場合に比べて、出力リップル電圧幅を同じレベルに保ちつつ、実効電流の低減が可能となるため、損失が削減されるという効果がある。
【００２７】
さらに、コンデンサを含む時定数回路で、時間を設定するとともに、フィードバック制御端子の電圧値の状態により、パルス供給可能期間が制御されるため、簡単な構成で、自由度の高い制御を行うことができるという効果がある。例えば、出力ピーク電力が比較的小さいパルス負荷の場合には、パルス供給可能期間を広くし、出力ピーク電力が大きなパルス負荷の場合には、パルス供給可能期間を狭くするといったように、負荷電力値によりパルス供給可能期間が自動で制御され、スイッチング電源の保護を適切に行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。
【００２９】
＜第１の実施形態＞
以下、図１から図４を用いて、本発明に係る第１の実施形態について説明する。
【００３０】
＜スイッチング電源の構成＞
本実施形態に係るスイッチング電源は、主として、図１に示すように、整流回路１０と、チョークコイルＮｐおよび制御巻線Ｎｃとからなる一次巻線と、二次巻線Ｎｓと、制御回路２０と、過負荷保護回路３０と、出力平滑回路４０と、出力電圧検出回路５０と、スイッチングトランジスタＱ１と、電流制限抵抗Ｒ１と、フォトカプラＰＨ１とから構成されている。
【００３１】
整流回路１０は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流を一次巻線のチョークコイルＮｐに供給する。一次巻線のチョークコイルＮｐは、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮの場合に、Ｎｐ端子間に印加される電圧により、電磁エネルギーを蓄積し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦの場合に、蓄積した電磁エネルギーを負荷に供給する。
【００３２】
制御巻線Ｎｃは、チョークコイルＮｐを流れる電流に対応した信号を制御回路２０のＺ／Ｃ端子に供給する。この信号は、制御回路３０におけるスイッチングトランジスタＱ１をＯＮするためのトリガ信号となる。二次巻線Ｎｓの一端は、整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、この整流ダイオードＤ２が平滑コンデンサＣ４に接続され、出力電圧となる。
【００３３】
制御回路２０は、Ｚ／Ｃ端子およびＦ／Ｂ端子に入力される信号により、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮタイミングとＯＮ時間幅とを制御する。具体的には、Ｚ／Ｃ端子には、ＯＮタイミング調整抵抗Ｒ２を介して、制御巻線Ｎｃが接続されている。そして、Ｚ／Ｃ端子に「Ｈｉ」から「Ｌｏｗ」に遷移するトリガ信号を入力すると、ＤＲ端子からスイッチングトランジスタＱ１のゲートにＯＮ信号を出力し、スイッチングトランジスタＱ１をＯＮする。
【００３４】
また、Ｆ／Ｂ端子には、フォトカプラＰＨ１の一部をなすフォトトランジスタが接続され、出力電圧検出回路５０に設けられた発光ダイオードから射出される光を受光して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。なお、本実施形態では、スイッチングトランジスタＱ１が、ＭＯＳＦＥＴにより構成されているが、ＩＧＢＴＦＥＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やバイポーラトランジスタ等でも構成することができる。
【００３５】
過負荷保護回路３０は、Ｆ／Ｂ端子の電圧で抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１からなる時定数回路のコンデンサＣｔ１を充放電し、コンデンサＣｔ１の端子電圧を基準電圧Ｖｒｅfと比較し、時定数回路における所定の設定時間の経過後、比較結果に応じて、制御回路２０のＦ／Ｂ端子電圧を可変する。なお、詳細な構成に関しては、後述する。また、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００３６】
出力平滑回路４０は、二次巻線Ｎｓから供給される電圧波形を平滑化して出力電圧を得る。出力電圧検出回路５０は、出力電圧を検出するための抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧値を基準電圧と比較して、その比較結果に応じて、フォトカプラＰＨ１の一部をなす発光ダイオードを点灯させる。発光ダイオードから射出される光は、制御回路２０のＦ／Ｂ端子に接続されたフォトトランジスタにおいて受光され、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。
【００３７】
また、スイッチングトランジスタＱ１には、ソースに電流検出抵抗Ｒ１が接続されるとともに、並列にダンパコンデンサＣ１が接続されている。
【００３８】
＜スイッチング電源の動作＞
本実施形態に係るスイッチング電源はＲＣＣ方式を基本回路としているため、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮすると、チョークコイルＮｐにより電磁エネルギーが蓄積される。そして、Ｆ／Ｂ端子により設定された時間に達し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦすると、チョークコイルＮｐにより蓄えられた電磁エネルギーが出力平滑回路４０を経て出力に供給される。そして、チョークコイルＮｐにより蓄えられた電磁エネルギーが、すべて供給されるとダイオードＤ２の導通がなくなり、二次巻線Ｎｓの電流がゼロになると、制御巻線Ｎｃに発生する電圧も正から負へと反転する。
【００３９】
これにより、制御回路２０のＤＲ端子から、スイッチングトランジスタＱ１へＯＮ信号が出力され、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮする。すなわち、チョークコイルＮｐから出力する電磁エネルギーが小さい場合にはＯＮ期間、ＯＦＦ期間とも短く（発振周波数が高く）、出力する電磁エネルギーが大きい場合は周期が長く（発振周波数が低く）なるよう動作する。
【００４０】
＜過負荷保護回路の構成＞
本実施形態に係る過負荷保護回路３０は、図１に示すように、Ｆ／Ｂ端子に接続されたＲ５、Ｒ６と、Ｆ／Ｂ端子に接続され、時定数回路を形成する抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１と、プラス端子がコンデンサＣｔ１に接続され、マイナス端子に基準電圧が接続されたコンパレータＩＣ１と、抵抗Ｒ７を介して、コンパレータＩＣ１の出力がベースに接続され、コレクタが抵抗Ｒ５に接続されたスイッチングトランジスタＱ２とから構成されている。なお、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００４１】
＜Ｆ／Ｂ端子部の構成および動作＞
過負荷保護回路の動作を説明する前に、Ｆ／Ｂ端子部の構成および動作について、図２および図３を用いて説明する。
【００４２】
Ｆ／Ｂ端子部は、図２に示すように、定電流源と最大ＯＮ幅を設定するためのＲ６とに接続されて構成されている。また、Ｆ／Ｂ端子部には、フォトトランジスタＰＨ１が接続されている。フォトトランジスタＰＨ１は、出力電圧検出回路５０内に設けられたフォトダイオードとともに、フォトカプラを形成している。
【００４３】
出力電圧検出回路５０内に設けられたフォトダイオードは、出力電圧が所定の閾値を超えたときに、その電圧値に応じた光量で点灯する。フォトトランジスタＰＨ１は、フォトダイオードからの光を受光してＯＮし、受光量に応じた電流を定電流源から引き抜くように動作する。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧は低下する。つまり、Ｆ／Ｂ端子電圧は、フォトトランジスタＰＨ１がＯＦＦのとき、定電流源からの電圧値とＲ６の抵抗で決まる定電圧を維持し、フォトトランジスタＰＨ１がＯＮすると、その受光量に応じた電圧だけ低下して変動する。
【００４４】
また、Ｆ／Ｂ端子電圧（ＶＦＢ）とスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅とは、図３に示されるような関係がある。つまり、Ｆ／Ｂ端子電圧（ＶＦＢ）が、一定の電圧値から低下すると、その電圧に比例して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を狭くする。
【００４５】
＜過負荷保護回路の動作＞
Ｆ／Ｂ端子の電圧は、抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１とからなる時定数回路に供給される。ここで、時定数回路の時定数は、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルスに必要な電力を供給できるように設定される。Ｆ／Ｂ端子の電圧は、上記のように、フォトトランジスタＰＨ１の受光量に応じて変動するため、コンデンサＣｔ１は、この電圧により充放電される。
【００４６】
そして、コンパレータＩＣ２により、コンデンサＣｔ１の端子電圧と基準電圧とが比較され、時定数回路における所定の設定時間の経過後、コンデンサＣｔ１の端子電圧が基準電圧よりも高くなると、スイッチングトランジスタＱ２のベースに駆動信号が与えられ、Ｆ／Ｂ端子からＱ２のコレクタに電流が流れる。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を制御する。
【００４７】
＜出力特性＞
図４は、縦軸が出力電圧、横軸を出力電流としてプロットした出力特性例で、実線は、過負荷保護回路が動作していない状態の出力特性を示している。
【００４８】
過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００４９】
以上、説明したように、本実施形態によれば、過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００５０】
＜第２の実施形態＞
本実施形態に係るスイッチング電源について、図５を用いて、説明する。
【００５１】
本実施形態に係るスイッチング電源は、第１の実施形態に係るスイッチング電源に対して、過負荷保護回路３１の構成が異なっている。具体的には、Ｆ／Ｂ端子に接続されたＲ１１、Ｒ１２と、同様に、Ｆ／Ｂ端子に接続され、コンデンサＣｔ１１と時定数回路を形成するＲｔ１１と、コンデンサＣｔ１１の端子電圧が入力され、一端がトランジスタＱ１２のベース―エミッタ間抵抗Ｒ１５に直列に接続される抵抗Ｒ１４に接続されるシャントレギュレータＩＣ１１と、トランジスタＱ１２のエミッタとＧＮＤ間に設けられた基準電源と、トランジスタＱ１２のエミッタとトランジスタＱ１１のベースの間に設けられた抵抗Ｒ１６と、トランジスタＱ１１のベース―エミッタ間抵抗Ｒ１７と、トランジスタＱ１１とから構成されている。なお、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００５２】
次に、本実施形態に係る過負荷保護回路３１の動作について説明する。
Ｆ／Ｂ端子の電圧は、抵抗Ｒｔ１１、コンデンサＣｔ１１とからなる時定数回路に供給される。ここで、時定数回路の時定数は、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルスに必要な電力を供給できるように設定される。Ｆ／Ｂ端子の電圧は、上記のように、フォトトランジスタＰＨ１の受光量に応じて変動するため、コンデンサＣｔ１１は、この電圧により充放電される。
【００５３】
そして、コンデンサＣｔ１１が接続されるシャントレギュレータＩＣ１１により、コンデンサＣｔ１１の端子電圧がシャントレギュレータＩＣ１１の閾値を超えると、トランジスタＱ１２のベース―エミッタ間に所定の電圧が印加され、ＯＮする。トランジスタＱ１２がＯＮすると、トランジスタＱ１１がＯＮして、Ｆ／Ｂ端子からＱ２のコレクタに電流が流れる。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を制御する。
【００５４】
したがって、本実施形態によれば、第１の実施形態と同様、過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００５５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】第１の実施形態に係るスイッチング電源の一実施例を示した回路図である。
【図２】第１の実施形態に係るＦ／Ｂ端子部の構成を示す図である。
【図３】Ｆ／Ｂ端子電圧とスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅との関係を示した図である。
【図４】第１の実施形態に係るスイッチング電源の図出力特性図である。
【図５】第２の実施形態に係る過負荷保護回路の構成を示す図である。
【図６】従来例に係るスイッチング電源の構成を示した図である。
【符号の説明】
【００５７】
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｃ 制御巻線
Ｎｓ 二次巻線
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 過負荷保護回路３０内のスイッチ
Ｑ１１ 過負荷保護回路３１内のスイッチ
Ｑ１２ 過負荷保護回路３１内のスイッチ
Ｄ２ 出力平滑回路４０内のダイオード
Ｃ１ ダンパ用コンデンサ
Ｃ２ ＯＮトリガ用のタイミング調整コンデンサ
Ｃ４ 出力平滑回路４０内の平滑コンデンサ
Ｃ７ 入力平滑化用コンデンサ
Ｃｔ１、Ｃｔ１１ 過負荷保護回路３０、３１内で時定数回路を形成するコンデンサ
Ｃ１１ 過負荷保護回路３１内で時定数回路を形成するコンデンサ
Ｒ１ スイッチングトランジスタＱ１電流検出用の抵抗
Ｒ２ ＯＮトリガ用のタイミング調整抵抗
Ｒ３，Ｒ４ 出力電圧設定用抵抗
Ｒ６ スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅調整抵抗
Ｒｔ１、Ｒｔ１１ 過負荷保護回路３０、３１内で時定数回路を形成する抵抗
Ｒ１３ 過負荷保護回路３１内で時定数回路を形成する抵抗
ＧＮＤ グランド
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
ＩＣ１ コンパレータ
ＩＣ１１ シャントレギュレータ
１０ 整流回路
２０ スイッチングトランジスタＱ１の制御回路
３０ 過負荷保護回路
３１ 過負荷保護回路
４０ 出力平滑回路
５０ 出力電圧検出回路
Ｚ／Ｃ 制御回路２０内のＯＮトリガ入力端子
Ｆ／Ｂ 制御回路２０内のＯＮ幅制御入力端子
ＤＲ 制御回路２０内のスイッチングトランジスタＱ１のゲート・ドライブ出力
ＯＣＰ 制御回路２０内の過電流検出端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関し、特に、フライバックコンバータ方式のスイッチング電源において、モータ起動時等に発生するパルス負荷に対して、必要なパルスのみに大きな電力を供給できるスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ用のスイッチング電源やオーディオアンプのスイッチング電源では、必要とする電流のピークが平均負荷に対して、倍以上と高く、必要なピーク電流を常に供給できるスイッチング電源の性能を確保するためには、電源の大型化とコストアップが避けられないという問題があった。
【０００３】
上記の問題に対して、特許文献１に記載の技術では、オーディオアンプのスイッチング電源に関して、図６に示すように、以下の技術を開示している。
【０００４】
図６に示すように、特許文献１に記載のオーディオアンプ用スイッチング電源は、入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔの間に一次巻線Ｐと二次巻線Ｓとを有したトランスＴ１と、該トランスＴ１の一次巻線Ｐに接続したスイッチング素子Ｑ１と、該スイッチング素子Ｑ１に接続した電流検出回路２とドライブ回路３と、該ドライブ回路３に接続したＰＷＭコンパレータ４と、該ＰＷＭコンパレータ４に接続した発振器５とエラーアンプ６とを備え、前記電流検出回路２と前記エラーアンプ６との間にタイマー回路１ａと過電流検出回路１ｂと基準電圧可変回路１ｃとを接続した過電流保護回路１を備えている。
【０００５】
過電流保護回路１は、オーディオアンプ用スイッチング電源の入力端子Ｖｉｎと出力端子Ｖｏｕｔの間にトランスＴ１を設け、トランスＴ１は一次巻線Ｐと二次巻線Ｓを有しているものであり、一次巻線Ｐは一方を入力端子Ｖｉｎに接続すると共に他方は後述するスイッチング素子Ｑ１と接続しており、一対の入力端子Ｖｉｎの間にはコンデンサＣ１を設け、出力端子Ｖｏｕｔの片方はダイオードＤ１と平滑コイルＬ１とを直列させて二次巻線Ｓとに接続させると共に、他方は二次巻線Ｓに接続させており、更に、夫々の入力端子Ｖｏｕｔの間にはダイオードＤ２とコンデンサＣ２とを並列に接続されている。
【０００６】
そして、スイッチング素子Ｑ１はトランスＴ１の一次巻線Ｐと接続すると共に、後述する電流検出回路２とドライブ回路３に接続されている。
【０００７】
次に、ドライブ回路３の出力はスイッチング素子Ｑ１と接続され、ドライブ回路３の入力は後述するＰＷＭコンパレータ４の出力に接続させている。
【０００８】
次いで、ＰＷＭコンパレータ４は出力をドライブ回路３の入力に接続させると共に、ＰＷＭコンパレータ４の反転入力を発振器５に接続させており、ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力は後述するエラーアンプ６の出力に接続させており、発振器５から出力される三角波とエラーアンプ６から出力される電圧を比較して、ドライブ回路３に出力している。
【０００９】
さらに、エラーアンプ６は、過電流保護用のもので、エラーアンプ６の出力をＰＷＭコンパレータ４の非反転入力と接続させると共に、エラーアンプ６の反転入力は後述する過電流保護回路１の基準電圧可変回路１ｃに接続されており、エラーアンプ６の非反転入力は電流検出回路２と接続させると共に、エラーアンプ６と電流検出回路２の間に分岐点を設けて後述する過電流保護回路１のタイマー回路１ａと接続させている。そして、出カ電圧と後述する過電流保護回路１の基準電圧可変回路１ｃからの電圧との差を増幅してＰＷＭコンパレータ４に供給するものである。
【００１０】
さらに、過電流保護回路１は、電流検出回路２とエラーアンプ６との間に設けられ、電流検出回路２の出力にエラーアンプ６の非反転入力が接続され、電流検出回路２の出力とエラーアンプ６の非反転入力との間に分岐点を設けてタイマー回路１ａの入力と接続され、エラーアンプ６の反転入力は基準電圧可変回路１ｃに接続されており、過電流保護回路１はタイマー回路１ａと過電流検出回路１ｂと基準電圧可変回路１ｃとを接続されている。
【００１１】
次に、タイマー回路１ａは入力に電流検出回路２とエラーアンプ６の非反転入力とが接続され、出力に後述する過電流検出回路１ｂに接続させているもので、電流検出回路２の働きで、電流から変換された電圧により一定時間をかけて充電された電圧を過電流検出回路１ｂに出力するものである。
【００１２】
次いで、過電流検出回路１ｂは入力にタイマー回路１ａが接続され、出力に後述する基準電圧可変回路１ｃに接続させているもので、タイマー回路１ａより出力された電圧が設定された検出閾値以上の値に成った場合に後述する基準電圧可変回路１ｃに基準を切り換える信号を出力するものである。
【００１３】
さらに、基準電圧可変回路１ｃは入力に過電流検出回路１ｂが接続され、出力に過電流保護用のエラーアンプ６の反転入力に接続され、過電流検出回路１ｂからの信号により、基準電圧を低く可変することにより、過電流保護の設定値を低く設定変更するものである（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００５−２６１１４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記のスイッチング電源では、基準電圧可変回路１ｃの切り替え回路が作動して、過電流保護の設定値を低く設定変更するものであるが、これと同時に、スイッチＱ１の電流が小さくなり、電流検出回路の出力電圧が低下することにより、基準電圧可変回路１ｃの切り替え回路の動作を解除するように働き、再度、繰り返しの動作が発生するため、タイマー回路１ａ及び過電流回路１ｃの動作の設定が非常に困難であるという問題がある。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅制御が、ＰＷＭコンパレータ回路により、予め決められているため、基準電圧可変回路１ｃを追加するためには、ＰＷＭコンパレータ回路自体を変更する必要があるという問題があった。
【００１６】
そこで、本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、パルス負荷に対して、必要なパルスのみに大きな電力を供給することができ、しかも、簡易な構成により、パルス負荷に対する制御条件を設定できるスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の課題を解決するために、本発明は、以下の事項を提案している。
【００１８】
（１）本発明は、商用電源を整流する整流回路（例えば、図１の整流回路１０に相当）と、該整流回路の出力をトランスの一次コイル（例えば、図１のＮｐに相当）に接続し、スイッチング素子（例えば、図１のスイッチングトランジスタＱ１に相当）を駆動して前記トランスの二次コイル（例えば、図１のＮｓに相当）から直流電力を出力するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子の駆動を制御する制御回路（例えば、図１の制御回路２０に相当）を備え、該制御回路が、前記スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子（例えば、図１のＦ／Ｂ端子に相当）を有し、パルス負荷に対して、前記フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路（例えば、図１のコンデンサＣｔ１に相当）を備えるとともに、該フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、該コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、前記フィードバック制御端子電圧を低くして、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くする過負荷保護回路（例えば、図１の過負荷保護回路３０に相当）を備えたことを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００１９】
この発明によれば、スイッチング素子の駆動を制御する制御回路が、スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子を有し、パルス負荷に対して、フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路を備え、フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、過負荷保護回路が、フィードバック制御端子電圧を低くして、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルス負荷には、時定数回路の設定により、必要な電力を供給する。また、出力短絡や過負荷状態が連続するような出力電力が大きい場合には、フィードバック制御端子の電圧が高く制御されるため、コンデンサがすばやく充電され、短時間で、過負荷保護回路が作動して、出力電力を低下させる。
【００２０】
（２）本発明は、（１）のスイッチング電源について、前記フィードバック制御端子が、定電流源（例えば、図２の定電流源に相当）に接続されるとともに、前記過負荷保護回路に接続され、前記過負荷保護回路により、前記フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、前記フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、前記スイッチング素子のオン時間幅を可変することを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００２１】
この発明によれば、フィードバック制御端子が、電流源に接続されるとともに、過負荷保護回路に接続され、過負荷保護回路により、フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、スイッチング素子のオン時間幅を可変する。したがって、過負荷保護回路が過負荷状態を検出して、適切にフィードバック端子から吸い込む電流を変化させることにより、スイッチング素子のオン時間幅を適切にコントロールすることができる。
【００２２】
（３）本発明は、（１）または（２）のスイッチング電源について、前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器（例えば、図１のコンパレータＩＣ１に相当）を備え、前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記比較器がスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源を提案している。
【００２３】
この発明によれば、フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器を備え、時定数回路により設定した時間が経過したときに、比較器がスイッチを動作させて、フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、時定数回路により設定した時間により、所望のパルスを通過させるとともに、それ以降は、スイッチング素子のオン時間幅を狭くして、出力電力を制限することにより、電源の安全性を確保することができる。
【００２４】
（４）本発明は、（１）または（２）のスイッチング電源において、前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータ（例えば、図５のＩＣ１１に相当）を備え、前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記シャントレギュレータがスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とするスイッチング電源を提案している。
【００２５】
この発明によれば、フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータを備え、時定数回路により設定した時間が経過したときに、シャントレギュレータがスイッチを動作させて、フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、フィードバック制御端子電圧を低下させて、スイッチング素子のオン時間幅を狭くする。したがって、時定数回路により設定した時間により、所望のパルスを通過させるとともに、それ以降は、スイッチング素子のオン時間幅を狭くして、出力電力を制限することにより、電源の安全性を確保することができる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、負荷異常による過電流状態であっても、時定数回路において設定した時間内で出力電流が制限されるため、高い安全性を確保できるという効果がある。また、時定数回路においてパルス負荷電流が流れている期間に対し、最適にパルス供給可能期間（ピーク電力が供給可能な時間）を設定することにより、電流を供給し続けた場合に比べて、出力リップル電圧幅を同じレベルに保ちつつ、実効電流の低減が可能となるため、損失が削減されるという効果がある。
【００２７】
さらに、コンデンサを含む時定数回路で、時間を設定するとともに、フィードバック制御端子の電圧値の状態により、パルス供給可能期間が制御されるため、簡単な構成で、自由度の高い制御を行うことができるという効果がある。例えば、出力ピーク電力が比較的小さいパルス負荷の場合には、パルス供給可能期間を広くし、出力ピーク電力が大きなパルス負荷の場合には、パルス供給可能期間を狭くするといったように、負荷電力値によりパルス供給可能期間が自動で制御され、スイッチング電源の保護を適切に行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。
【００２９】
＜第１の実施形態＞
以下、図１から図４を用いて、本発明に係る第１の実施形態について説明する。
【００３０】
＜スイッチング電源の構成＞
本実施形態に係るスイッチング電源は、主として、図１に示すように、整流回路１０と、チョークコイルＮｐおよび制御巻線Ｎｃとからなる一次巻線と、二次巻線Ｎｓと、制御回路２０と、過負荷保護回路３０と、出力平滑回路４０と、出力電圧検出回路５０と、スイッチングトランジスタＱ１と、電流制限抵抗Ｒ１と、フォトカプラＰＨ１とから構成されている。
【００３１】
整流回路１０は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流を一次巻線のチョークコイルＮｐに供給する。一次巻線のチョークコイルＮｐは、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮの場合に、Ｎｐ端子間に印加される電圧により、電磁エネルギーを蓄積し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦの場合に、蓄積した電磁エネルギーを負荷に供給する。
【００３２】
制御巻線Ｎｃは、チョークコイルＮｐを流れる電流に対応した信号を制御回路２０のＺ／Ｃ端子に供給する。この信号は、制御回路３０におけるスイッチングトランジスタＱ１をＯＮするためのトリガ信号となる。二次巻線Ｎｓの一端は、整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、この整流ダイオードＤ２が平滑コンデンサＣ４に接続され、出力電圧となる。
【００３３】
制御回路２０は、Ｚ／Ｃ端子およびＦ／Ｂ端子に入力される信号により、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮタイミングとＯＮ時間幅とを制御する。具体的には、Ｚ／Ｃ端子には、ＯＮタイミング調整抵抗Ｒ２を介して、制御巻線Ｎｃが接続されている。そして、Ｚ／Ｃ端子に「Ｈｉ」から「Ｌｏｗ」に遷移するトリガ信号を入力すると、ＤＲ端子からスイッチングトランジスタＱ１のゲートにＯＮ信号を出力し、スイッチングトランジスタＱ１をＯＮする。
【００３４】
また、Ｆ／Ｂ端子には、フォトカプラＰＨ１の一部をなすフォトトランジスタが接続され、出力電圧検出回路５０に設けられた発光ダイオードから射出される光を受光して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。なお、本実施形態では、スイッチングトランジスタＱ１が、ＭＯＳＦＥＴにより構成されているが、ＩＧＢＴＦＥＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やバイポーラトランジスタ等でも構成することができる。
【００３５】
過負荷保護回路３０は、Ｆ／Ｂ端子の電圧で抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１からなる時定数回路のコンデンサＣｔ１を充放電し、コンデンサＣｔ１の端子電圧を基準電圧Ｖｒｅfと比較し、時定数回路における所定の設定時間の経過後、比較結果に応じて、制御回路２０のＦ／Ｂ端子電圧を可変する。なお、詳細な構成に関しては、後述する。また、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００３６】
出力平滑回路４０は、二次巻線Ｎｓから供給される電圧波形を平滑化して出力電圧を得る。出力電圧検出回路５０は、出力電圧を検出するための抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧値を基準電圧と比較して、その比較結果に応じて、フォトカプラＰＨ１の一部をなす発光ダイオードを点灯させる。発光ダイオードから射出される光は、制御回路２０のＦ／Ｂ端子に接続されたフォトトランジスタにおいて受光され、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間幅を制御する。
【００３７】
また、スイッチングトランジスタＱ１には、ソースに電流検出抵抗Ｒ１が接続されるとともに、並列にダンパコンデンサＣ１が接続されている。
【００３８】
＜スイッチング電源の動作＞
本実施形態に係るスイッチング電源はＲＣＣ方式を基本回路としているため、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮすると、チョークコイルＮｐにより電磁エネルギーが蓄積される。そして、Ｆ／Ｂ端子により設定された時間に達し、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦすると、チョークコイルＮｐにより蓄えられた電磁エネルギーが出力平滑回路４０を経て出力に供給される。そして、チョークコイルＮｐにより蓄えられた電磁エネルギーが、すべて供給されるとダイオードＤ２の導通がなくなり、二次巻線Ｎｓの電流がゼロになると、制御巻線Ｎｃに発生する電圧も正から負へと反転する。
【００３９】
これにより、制御回路２０のＤＲ端子から、スイッチングトランジスタＱ１へＯＮ信号が出力され、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮする。すなわち、チョークコイルＮｐから出力する電磁エネルギーが小さい場合にはＯＮ期間、ＯＦＦ期間とも短く（発振周波数が高く）、出力する電磁エネルギーが大きい場合は周期が長く（発振周波数が低く）なるよう動作する。
【００４０】
＜過負荷保護回路の構成＞
本実施形態に係る過負荷保護回路３０は、図１に示すように、Ｆ／Ｂ端子に接続されたＲ５、Ｒ６と、Ｆ／Ｂ端子に接続され、時定数回路を形成する抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１と、プラス端子がコンデンサＣｔ１に接続され、マイナス端子に基準電圧が接続されたコンパレータＩＣ１と、抵抗Ｒ７を介して、コンパレータＩＣ１の出力がベースに接続され、コレクタが抵抗Ｒ５に接続されたスイッチングトランジスタＱ２とから構成されている。なお、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００４１】
＜Ｆ／Ｂ端子部の構成および動作＞
過負荷保護回路の動作を説明する前に、Ｆ／Ｂ端子部の構成および動作について、図２および図３を用いて説明する。
【００４２】
Ｆ／Ｂ端子部は、図２に示すように、定電流源と最大ＯＮ幅を設定するためのＲ６とに接続されて構成されている。また、Ｆ／Ｂ端子部には、フォトトランジスタＰＨ１が接続されている。フォトトランジスタＰＨ１は、出力電圧検出回路５０内に設けられたフォトダイオードとともに、フォトカプラを形成している。
【００４３】
出力電圧検出回路５０内に設けられたフォトダイオードは、出力電圧が所定の閾値を超えたときに、その電圧値に応じた光量で点灯する。フォトトランジスタＰＨ１は、フォトダイオードからの光を受光してＯＮし、受光量に応じた電流を定電流源から引き抜くように動作する。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧は低下する。つまり、Ｆ／Ｂ端子電圧は、フォトトランジスタＰＨ１がＯＦＦのとき、定電流源からの電圧値とＲ６の抵抗で決まる定電圧を維持し、フォトトランジスタＰＨ１がＯＮすると、その受光量に応じた電圧だけ低下して変動する。
【００４４】
また、Ｆ／Ｂ端子電圧（ＶＦＢ）とスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅とは、図３に示されるような関係がある。つまり、Ｆ／Ｂ端子電圧（ＶＦＢ）が、一定の電圧値から低下すると、その電圧に比例して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を狭くする。
【００４５】
＜過負荷保護回路の動作＞
Ｆ／Ｂ端子の電圧は、抵抗Ｒｔ１、コンデンサＣｔ１とからなる時定数回路に供給される。ここで、時定数回路の時定数は、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルスに必要な電力を供給できるように設定される。Ｆ／Ｂ端子の電圧は、上記のように、フォトトランジスタＰＨ１の受光量に応じて変動するため、コンデンサＣｔ１は、この電圧により充放電される。
【００４６】
そして、コンパレータＩＣ２により、コンデンサＣｔ１の端子電圧と基準電圧とが比較され、時定数回路における所定の設定時間の経過後、コンデンサＣｔ１の端子電圧が基準電圧よりも高くなると、スイッチングトランジスタＱ２のベースに駆動信号が与えられ、Ｆ／Ｂ端子からＱ２のコレクタに電流が流れる。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を制御する。
【００４７】
＜出力特性＞
図４は、縦軸が出力電圧、横軸を出力電流としてプロットした出力特性例で、実線は、過負荷保護回路が動作していない状態の出力特性を示している。
【００４８】
過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００４９】
以上、説明したように、本実施形態によれば、過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００５０】
＜第２の実施形態＞
本実施形態に係るスイッチング電源について、図５を用いて、説明する。
【００５１】
本実施形態に係るスイッチング電源は、第１の実施形態に係るスイッチング電源に対して、過負荷保護回路３１の構成が異なっている。具体的には、Ｆ／Ｂ端子に接続されたＲ１１、Ｒ１２と、同様に、Ｆ／Ｂ端子に接続され、コンデンサＣｔ１１と時定数回路を形成するＲｔ１１と、コンデンサＣｔ１１の端子電圧が入力され、一端がトランジスタＱ１２のベース―エミッタ間抵抗Ｒ１５に直列に接続される抵抗Ｒ１４に接続されるシャントレギュレータＩＣ１１と、トランジスタＱ１２のエミッタとＧＮＤ間に設けられた基準電源と、トランジスタＱ１２のエミッタとトランジスタＱ１１のベースの間に設けられた抵抗Ｒ１６と、トランジスタＱ１１のベース―エミッタ間抵抗Ｒ１７と、トランジスタＱ１１とから構成されている。なお、本実施形態では、コンデンサＣｔ１に供給する電流を設定するために、抵抗Ｒｔ１を例示したが、これに限らず、定電流源やツェナーダイオード等を用いてもよい。
【００５２】
次に、本実施形態に係る過負荷保護回路３１の動作について説明する。
Ｆ／Ｂ端子の電圧は、抵抗Ｒｔ１１、コンデンサＣｔ１１とからなる時定数回路に供給される。ここで、時定数回路の時定数は、モータ起動時のパルス負荷のように、瞬時に大きな電力を必要とするパルスに必要な電力を供給できるように設定される。Ｆ／Ｂ端子の電圧は、上記のように、フォトトランジスタＰＨ１の受光量に応じて変動するため、コンデンサＣｔ１１は、この電圧により充放電される。
【００５３】
そして、コンデンサＣｔ１１が接続されるシャントレギュレータＩＣ１１により、コンデンサＣｔ１１の端子電圧がシャントレギュレータＩＣ１１の閾値を超えると、トランジスタＱ１２のベース―エミッタ間に所定の電圧が印加され、ＯＮする。トランジスタＱ１２がＯＮすると、トランジスタＱ１１がＯＮして、Ｆ／Ｂ端子からＱ２のコレクタに電流が流れる。これにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下して、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅を制御する。
【００５４】
したがって、本実施形態によれば、第１の実施形態と同様、過負荷状態が継続して、過負荷保護回路が動作する場合には、上述のように、Ｆ／Ｂ端子のインピーダンスが低くなることにより、Ｆ／Ｂ端子の電圧が低下するため、図４の点線部のような出力特性となる。したがって、過負荷が継続するような異常状態が発生した場合は、出力電力を制限して、安全性を高めることができる。
【００５５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】第１の実施形態に係るスイッチング電源の一実施例を示した回路図である。
【図２】第１の実施形態に係るＦ／Ｂ端子部の構成を示す図である。
【図３】Ｆ／Ｂ端子電圧とスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅との関係を示した図である。
【図４】第１の実施形態に係るスイッチング電源の図出力特性図である。
【図５】第２の実施形態に係る過負荷保護回路の構成を示す図である。
【図６】従来例に係るスイッチング電源の構成を示した図である。
【符号の説明】
【００５７】
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｃ 制御巻線
Ｎｓ 二次巻線
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 過負荷保護回路３０内のスイッチ
Ｑ１１ 過負荷保護回路３１内のスイッチ
Ｑ１２ 過負荷保護回路３１内のスイッチ
Ｄ２ 出力平滑回路４０内のダイオード
Ｃ１ ダンパ用コンデンサ
Ｃ２ ＯＮトリガ用のタイミング調整コンデンサ
Ｃ４ 出力平滑回路４０内の平滑コンデンサ
Ｃ７ 入力平滑化用コンデンサ
Ｃｔ１、Ｃｔ１１ 過負荷保護回路３０、３１内で時定数回路を形成するコンデンサ
Ｃ１１ 過負荷保護回路３１内で時定数回路を形成するコンデンサ
Ｒ１ スイッチングトランジスタＱ１電流検出用の抵抗
Ｒ２ ＯＮトリガ用のタイミング調整抵抗
Ｒ３，Ｒ４ 出力電圧設定用抵抗
Ｒ６ スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ幅調整抵抗
Ｒｔ１、Ｒｔ１１ 過負荷保護回路３０、３１内で時定数回路を形成する抵抗
Ｒ１３ 過負荷保護回路３１内で時定数回路を形成する抵抗
ＧＮＤ グランド
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
ＩＣ１ コンパレータ
ＩＣ１１ シャントレギュレータ
１０ 整流回路
２０ スイッチングトランジスタＱ１の制御回路
３０ 過負荷保護回路
３１ 過負荷保護回路
４０ 出力平滑回路
５０ 出力電圧検出回路
Ｚ／Ｃ 制御回路２０内のＯＮトリガ入力端子
Ｆ／Ｂ 制御回路２０内のＯＮ幅制御入力端子
ＤＲ 制御回路２０内のスイッチングトランジスタＱ１のゲート・ドライブ出力
ＯＣＰ 制御回路２０内の過電流検出端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を整流する整流回路と、該整流回路の出力をトランスの一次コイルに接続し、スイッチング素子を駆動して前記トランスの二次コイルから直流電力を出力するスイッチング電源であって、
前記スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、
該制御回路が、前記スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子を有し、
パルス負荷に対して、前記フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路を備えるとともに、該フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、該コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、前記フィードバック制御端子電圧を低くして、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くする過負荷保護回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記フィードバック制御端子が、電流源に接続されるとともに、前記過負荷保護回路に接続され、前記過負荷保護回路により、前記フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、前記フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、前記スイッチング素子のオン時間幅を可変することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器を備え、
前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記比較器がスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータを備え、
前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記シャントレギュレータがスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項１】
商用電源を整流する整流回路と、該整流回路の出力をトランスの一次コイルに接続し、スイッチング素子を駆動して前記トランスの二次コイルから直流電力を出力するスイッチング電源であって、
前記スイッチング素子の駆動を制御する制御回路を備え、
該制御回路が、前記スイッチング素子のオン時間幅を電圧値により制御するフィードバック制御端子を有し、
パルス負荷に対して、前記フィードバック制御端子にかかる電圧値およびパルス幅を検出するためのコンデンサを含む時定数回路を備えるとともに、該フィードバック制御端子の電圧によりコンデンサの充放電を行い、該コンデンサの端子電圧が所定の閾値を超えたときに、前記フィードバック制御端子電圧を低くして、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くする過負荷保護回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記フィードバック制御端子が、電流源に接続されるとともに、前記過負荷保護回路に接続され、前記過負荷保護回路により、前記フィードバック端子から吸い込む電流を変化させて、前記フィードバック制御端子の電圧を変動させ、この生じた電圧によって、前記スイッチング素子のオン時間幅を可変することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較する比較器を備え、
前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記比較器がスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記過負荷保護回路が、前記フィードバック制御端子電圧と基準電圧とを比較するシャントレギュレータを備え、
前記時定数回路により設定した時間が経過したときに、前記シャントレギュレータがスイッチを動作させて、前記フィードバック制御端子から吸い込む電流を変化させることにより、前記フィードバック制御端子電圧を低下させて、前記スイッチング素子のオン時間幅を狭くすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００９−２４７０７３（Ｐ２００９−２４７０７３Ａ）
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−８８９２４（Ｐ２００８−８８９２４）
【出願日】平成２０年３月２９日（２００８．３．２９）
【出願人】（０００００２０３７）新電元工業株式会社 (776)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月２９日（２００８．３．２９）
【出願人】（０００００２０３７）新電元工業株式会社 (776)
【Ｆターム（参考）】
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