ディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラム
【課題】回路構成を簡素化し、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐ。
【解決手段】タップ係数演算回路２０、２１は、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム（例えば、ＭＭＡ：Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行う。ＭＭＡを用いることで、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力は、自動的にキャリア位相がリカバリされた状態になる。ＤＤ−ＬＭＳに切り替えた後も、周波数オフセット演算回路２２、２３は、同じアルゴリズムのまま動作を続けることになる。タップ係数演算回路２０、２１は、多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６で用いる等化係数を演算する。
【解決手段】タップ係数演算回路２０、２１は、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム（例えば、ＭＭＡ：Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行う。ＭＭＡを用いることで、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力は、自動的にキャリア位相がリカバリされた状態になる。ＤＤ−ＬＭＳに切り替えた後も、周波数オフセット演算回路２２、２３は、同じアルゴリズムのまま動作を続けることになる。タップ係数演算回路２０、２１は、多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６で用いる等化係数を演算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント技術を用いたディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル信号処理を用いたコヒーレント伝送方式が近年盛んに研究されており、特にＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を採用したコヒーレント伝送方式の研究がなされている（例えば、非特許文献１参照）。従来の直接検波方式に比べ、受信感度を高感度化でき、さらに受信機内でディジタル信号処理を行うことにより、波長分散や、偏波モード分散などの波形歪みを精度よく等化可能である。このため、特に光デバイスでは、補償が困難で、高速光信号の伝送距離を著しく制限していた偏波モード分散が、補償可能になり、１００Ｇｂ／ｓ／ｃｈ級の光信号の伝送距離が劇的に延伸した。
【０００３】
ディジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のディジタルフィルタで補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムに基づいた少数タップの適応フィルタで補償する方法を採用している。これにより、高速で、高周波数利用効率の光チャネルの長距離伝送が可能になった。ＱＰＳＫのような多値変調技術を用いる他に、周波数利用効率を上昇させるために、偏波多重技術を用いており、受信器において、ＣＭＡ（Constant modulus Algorithm）に代表されるブラインドアルゴリズムに基づく適応フィルタで偏波分離を行っている。
【０００４】
また、さらなる周波数利用効率向上のため、８値以上のＱＡＭ（Quadrature Amplitude modulation）フォーマットの研究も行われており（例えば、非特許文献２参照）、光信号の高密度化が進んでいる。これらの方式は、適応等化アルゴリズムとして、判定帰還型最小二乗平均アルゴリズム（ＤＤ−ＬＭＳ：Decision Directed Least mean square）を採用している。
【０００５】
ＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムは、光受信信号の等化だけでなく、位相リカバリも行うことが可能なアルゴリズムであるが、キャリア周波数オフセットや、高速な位相オフセットが存在する状況下では、収束が困難である。
【０００６】
図７（ａ）、（ｂ）は、従来技術による光多値偏波多重信号の受信機の構成を示すブロック図である。図７（ａ）において、光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、Ａ／Ｄ変換器１〜４において、２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換され、波長分散補償回路５で、光伝送路上で受けた波長分散の影響が補償され、バタフライ型の適応フィルタ６で、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタやフロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
【０００７】
このとき、タップ係数演算回路７、８は、各々、適応等化のタップ係数の初期収束を、ＣＭＡベースのアルゴリズムを用いて行い、最尤推定法などのアルゴリズムによって周波数オフセットや位相オフセットを推定する。位相オフセット補償回路９、１０では、位相のオフセット補償を行い、周波数オフセット補償回路１１、１２では、周波数のオフセット補償を行い、最終的に、判定回路１３、１４で、シンボル点が判定される。
【０００８】
その後、安定した状態になると、図７（ｂ）に示すように、タップ係数演算回路７ａ、７ｂにおいて、ＤＤ−ＬＭＳをタップ係数演算に用い、位相オフセット補償回路９、１０、及び周波数オフセット補償回路１１、１２における、周波数オフセット補償、位相オフセット補償のアルゴリズムも、判定指向のアルゴリズムに切り替える。
【０００９】
多値ＱＡＭ信号でＣＭＡを用いる場合、ｖｉｔｅｒｖｉ＆ｖｉｔｅｒｖｉアルゴリズムや、最尤推定法で位相オフセット・周波数オフセット推定が可能ではあるものの、アルゴリズムが複雑化し、さらに、これらの推定アルゴリズムは、ＤＤ−ＬＭＳに移行した際には使用されない。また、ＣＭＡは、受信した光信号の状態によっては、送信された偏波多重信号の同一の偏波成分を補足する可能性がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】”10 x 111 Gbit/s, 50 GHz Spaced, POLMUX-RZ-DQPSK Transmission over 2375 km Employing Coherent Equalisation”, C.S.R.Flugder et al., OFC2007 paper: PDP22
【非特許文献２】”112-Gb/s polarization-multiplexed 16-QAM on a 25-GHz WDM grid “, Peter J. Winzer et al., ECOC2008, Th3.E.5
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このように、従来のブラインドアルゴリズムを初期収束に用いた８値以上の多値のディジタルコヒーレント受信方式では、偏波多重信号を偏波分離する際に、同一偏波補足問題や、タップ係数演算アルゴリズムの切り替え後に、位相オフセット・周波数オフセット推定のアルゴリズムを切り替える必要があり、回路構成が複雑になるという問題があった。また、従来のアルゴリズムでは、偏波分離の際に、Ｘ偏波、Ｙ偏波と分離すべき信号を、Ｘ偏波、Ｘ偏波、またはＹ偏波、Ｙ偏波と同一の偏波を捕捉する場合があるという問題があった。
【００１２】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができるディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理する方法であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップとを含み、前記係数演算ステップは、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理方法である。
【００１４】
本発明は、上記の発明において、前記係数演算ステップは、ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理ステップは、前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。
【００１５】
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算ステップは、等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行うことを特徴とする。
【００１６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路とを備え、前記係数演算回路は、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理装置である。
【００１７】
本発明は、上記の発明において、前記係数演算回路は、ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理回路は、前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。
【００１８】
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算回路は、前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出することを特徴とする。
【００１９】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置のコンピュータに、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能を実行させることを特徴とするプログラムである。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態によるループフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の実施形態による偏波多重１６ＱＡＭ信号の復調後コンスタレーションを示す図である。
【図５】本発明の実施形態による偏波多重６４ＱＡＭ信号の復調後コンスタレーションを示す図である。
【図６】本発明の実施形態による偏波多重１６ＱＡＭ信号の伝送実験結果を示す図である。
【図７】従来の光多値偏波多重信号の受信機の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００２３】
本発明は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路のタップ係数演算回路に、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム（例えば、ＭＭＡ：Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行うことを特徴とする。ＭＭＡを用いることで、ＦＩＲフィルタ出力段で、位相オフセットが補償され、ＤＤ−ＬＭＳに切り替えた後も、周波数オフセット演算回路は同じアルゴリズムのまま動作を続けることになる。また、Ｘ偏波側タップ係数演算回路の結果をＹ偏波側のタップ係数演算回路で用いることを特徴とする。これにより、同一の偏波を捕捉することを防ぐという効果を奏する。以下、詳細に説明する。
【００２４】
まず、本実施形態の説明において使用する変数、定数及び記号を示す。
Ｘ０（ｔ），Ｙ０（ｔ）：波長分差補償回路の出力信号
Ｘ１（ｔ），Ｙ１（ｔ）：バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路の出力信号
Ｘ２（ｔ），Ｙ２（ｔ）：周波数オフセット補償回路の出力信号
Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙ：バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数
μ：タップ係数のステップサイズ
εｘ，εｙ：Ｘ偏波及びＹ偏波における誤差信号
θｘｎ，θｙｎ：Ｘ偏波及びＹ偏波に対する位相を補正する値
η：時刻の経過により減衰する実数係数
εｐｏｌ：誤差信号
ν：忘却係数
α（ｎ）：Ｘ偏波出力とＹ偏波出力との相関値
Ｓｘ（ｎ），Ｓｙ（ｎ）：判定回路の出力信号
φｘ（ｎ），φｙ（ｎ）：位相検出回路の出力信号
φｘｎ，φｙｎ：ＮＣＯ(Numerically-Controlled Oscillator)への入力信号
Ｋ１，Ｋ２：位相検出回路における比例経路、積分経路のゲイン
Ｒ：等化する信号の多値数に応じた定数
【００２５】
図１は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図７に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、Ａ／Ｄ変換器１〜４において、２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換される。ディジタル複素信号列は、波長分散補償回路５に入力され、光伝送路上で受けた波長分散の影響を補償する。
【００２６】
より具体的には、波長分散補償回路５は、例えば、波長分散量から波長分散の伝達関数を演算し、周波数領域で等化を行う。また、波長分散の伝達関数からそのインパルスレスポンスを演算し、時間領域のＦＩＲフィルタで波長分散の補償を行ってもよい。波長分散補償回路５から出力されたディジタル複素信号列は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６に入力される。
【００２７】
波長分散補償回路５から出力される各偏波成分を、信号Ｘ０（ｔ），信号Ｙ０（ｔ）とし、バタフライ型のＦＩＲフィルタの各成分を、Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙと置くと、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６から出力される信号Ｘ１（ｔ），信号Ｙ１（ｔ）は、次式（１）で与えられる。
【００２８】
【数１】
【００２９】
ここで、タップ係数Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙにより表される行列Ｈは、タップ数ＬのＦＩＲフィルタを示す行列であり、タップ係数Ｈｘｘ，Ｈｘｙには、タップ係数演算回路２０で逐次演算されたタップ係数が設定され、タップ係数Ｈｙｘ，Ｈｙｙには、タップ演算回路２１で逐次演算されたタップ係数が設定される。このバタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６により、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタや、フロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
【００３０】
次に、周波数オフセット補償回路１５、１６は、各々、周波数オフセット演算回路２２、２３で演算された周波数オフセット値を用いて、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６から出力されたディジタル複素信号列Ｘ１，Ｙ１の周波数オフセットを補償し、最後に判定回路１３、１４によってシンボル点が判定される。
【００３１】
次に、本実施形態によるタップ係数演算回路２０、２１のアルゴリズム切り替えと周波数オフセット補償とについて説明する。タップ係数演算回路２０、２１では、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム、例えば、ＭＭＡ（Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行う。ここで、タップ係数演算回路２１では、Ｘ偏波側のタップ係数演算回路２０の結果を用いて演算を実行し、同一の偏波成分補足を回避する。
【００３２】
ＭＭＡを用いることで、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力信号は、自動的にキャリア位相がリカバリされた状態になる。光送信器の光源と受信機内の局部発振光源の周波数オフセットが残留しているため、周波数オフセット補償をバタフライ型ＦＩＲ型フィルタ回路６の出力段で行う。
【００３３】
タップ係数、及び周波数オフセット推定の収束後、ＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムに移行する。ＭＭＡを用いて演算されるタップ係数は、入力信号列に対して多値信号のシンボル点を復元するので、ＤＤ−ＬＭＳにアルゴリズムを切り替えた時に、等化係数をそのまま引き継ぐことができる。
【００３４】
ＤＤ−ＬＭＳに移行した際も、周波数オフセット推定のアルゴリズム切り替えを行う必要はなく、周波数オフセット演算回路２２、２３は、動作を続け、ＭＭＡ動作時と同様に周波数オフセットを補償する。
【００３５】
タップ係数演算回路２０、２１で用いる更新式は、数式（２）で与えられる。ｎは処理するディジタルサンプル列を表す。例えば、行列Ｈのタップ数が５の場合、波長分散補償回路５の出力の複素共役Ｘ０＊（ｎ）は、長さ５の複素信号列ベクトルである。θｘｎ，θｙｎは、Ｘ偏波、Ｙ偏波成分それぞれの周波数オフセット演算回路２２、２３で推定された位相補正項である。μは、係数更新のステップサイズである。εｘ，εｙは、誤差信号を表す。従来方式のように、図７（ａ）、（ｂ）に示す位相オフセット補償回路９、１０を別途設けなくても受信が可能になる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
また、各偏波成分の判定回路１３、１４に入力される信号Ｘ２，Ｙ２は、数式（３）で与えられる。
【００３８】
【数３】
【００３９】
本実施形態では、アルゴリズムによらず同一の更新式を用いるため、誤差信号εｘ，εｙ、及び周波数オフセット演算回路２２、２３で演算される位相補正項θｘｎ，θｙｎの演算式のみを、初期収束と収束後とで、下記に記述するように切り替えればよい。ＭＭＡを用いる場合の誤差信号は、数式（４）を用いて演算する。Ｒｅ［＊］は、変数の実部、Ｉｍ［＊］は、変数の虚部を出力する関数である。Ｒは定数で、等化する信号の多値数によって最適値が異なる。
【００４０】
【数４】
【００４１】
ここで本実施形態の特徴は、Ｘ偏波の出力信号Ｘ２を用いた数式（５）で表される誤差信号εｐｏｌをＹ偏波の誤差信号に加算することで、同一偏波の補足を回避するところにある。α（ｎ）は、サンプルｎにおける、Ｘ偏波出力とＹ偏波出力の相関を表す。ηは、時刻の経過により減衰する実数係数である。νは、１より小さい実数の忘却係数である。
【００４２】
【数５】
【００４３】
数式（５）では、１シンボルを用いて、同一偏波補足を回避するが、α（ｎ）を拡張して前後の数シンボルのＸ２を用いて誤差信号εｐｏｌを演算してもよい。ＭＭＡによりタップ係数が収束した後は、数式（６）に従うＤＤ−ＬＭＳによりタップ係数の更新演算を行う。Ｓｘ（ｎ），Ｓｙ（ｎ）は、ｎ番目のシンボルの判定回路１３、１４の出力結果を示す信号である。
【００４４】
【数６】
【００４５】
次に、周波数オフセット演算回路２２、２３について説明する。周波数オフセット演算回路２２、２３は、各々、位相検出回路２２−１、２３−１、ループフィルタ２２−２、２３−２、及びＮＣＯ（Numerically-Controlled Oscillator）２２−３、２３−３を備えている。
【００４６】
図２は、本実施形態による周波数オフセット演算回路２２、２３のループフィルタ２２−２、２３−２の構成例を示すブロック図である。ループフィルタ２２−２、２３−２として、図２のような一般的なアクティブフィルタを用いる場合、ＮＣＯ（Numerically-Controlled Oscillator）２２−３、２３−３に入力される信号φｘｎ，φｙｎは、数式（７）で与えられる。
【００４７】
【数７】
【００４８】
φｘ，φｙは、位相検出回路２２−１、２３−１の出力である。Ｋ１，Ｋ２は、アクティブフィルタのゲインで、Ｋ１は、比例経路、Ｋ２は、積分経路のゲインである。Ｋ１，Ｋ２を調整することにより、補償可能な周波数オフセット量、及び収束時間を設定することができる。ＮＣＯ２２−３、２３−３の出力位相θｘｎ，θｙｎは、φｘｎ，φｙｎをそれぞれ時間積分して得られる。
【００４９】
本実施形態では、収束速度を早めるため、位相検出回路２２−１、２３−１は、周波数オフセット推定値の収束状態により位相検出方法を切り替える。周波数オフセット推定値が真の値より離れている場合、判定回路１３、１４の出力の信頼度が低い。このときは、判定回路１３、１４の出力の符号を用いて、数式（８）に従って位相を検出する。Ｓｉｇｎ（＊）は、変数の符号を出力する関数である。
【００５０】
【数８】
【００５１】
周波数オフセット値、及び等化フィルタの係数がある程度収束し、判定回路１３、１４の出力の信頼度が向上したときには、位相検出回路２２−１、２３−１は、数式（９）に従い、精度良く位相誤差を検出し、周波数オフセット推定の精度を向上させる。
【００５２】
【数９】
【００５３】
図３は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の動作を説明するためのフローチャートである。まず、波長分散補償回路５は、Ａ／Ｄ変換器１〜４で２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換された光信号の波長分散の補償処理を行う（ステップＳ１）。次に、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６は、所定の等化係数に従って、波長分散補償回路５から出力される信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う（等化処理）（ステップＳ２）。
【００５４】
次に、周波数オフセット補償回路１５、１６は、上記等化処理された信号の周波数オフセットを補償し（ステップＳ３）、判定回路１３、１４は、周波数オフセット補償された信号のシンボル判定を行う（ステップＳ４）。次に、周波数オフセット演算回路２２、２３は、周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償回路１５、１６の出力信号と判定回路１３、１４の出力信号（シンボル判定結果）とを用いて演算する（ステップＳ５）。
【００５５】
そして、タップ係数演算回路２０、２１は、判定回路１３、１４の出力信号（シンボル判定結果）と周波数オフセット演算回路２２、２３で推定された周波数オフセット値とバタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力信号とを用いて、等化処理で用いる等化係数を演算する（ステップＳ６）。このとき、タップ係数演算回路２１は、Ｙ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波側のタップ係数演算回路２０の出力を用いて、偏波多重信号の異なる偏波成分であるＹ偏波成分を取得するように等化係数を演算する。これにより、同一の偏波成分補足を回避する。
【００５６】
図４、及び図５は、本実施形態よる、１６０Ｇｂ／ｓ、１６ＱＡＭ信号、及び２４０Ｇｂ／ｓ、６４ＱＡＭ信号の偏波多重信号を復調したコンスタレーションを示す図である。また、図６は、本実施形態よる、１６０Ｇｂ／ｓの偏波多重１６ＱＡＭ信号を用いた伝送実験の結果を示す図ある。誤り訂正符号（ＦＥＣ）の閾値である９．１ｄＢを３１２０ｋｍ伝送後で超えており、長距離伝送後でも品質良く多値信号を受信できることが分かる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
以上説明したように、本発明によれば、コヒーレント光伝送システムにおいて、既知信号を用いずに多値光偏波多重信号を同一偏波補足せずに高品質で受信できる。
【符号の説明】
【００５８】
１〜４ Ａ／Ｄ
５ 波長分散補償回路
６ バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路
１３、１４ 判定回路
１５、１６ 周波数オフセット補償回路
２０、２１ タップ係数演算回路
２２、２３ 周波数オフセット演算回路
２２−１、２３−１ 位相検出回路
２２−２、２３−２ ループフィルタ
２２−３、２３−３ ＮＣＯ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント技術を用いたディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル信号処理を用いたコヒーレント伝送方式が近年盛んに研究されており、特にＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を採用したコヒーレント伝送方式の研究がなされている（例えば、非特許文献１参照）。従来の直接検波方式に比べ、受信感度を高感度化でき、さらに受信機内でディジタル信号処理を行うことにより、波長分散や、偏波モード分散などの波形歪みを精度よく等化可能である。このため、特に光デバイスでは、補償が困難で、高速光信号の伝送距離を著しく制限していた偏波モード分散が、補償可能になり、１００Ｇｂ／ｓ／ｃｈ級の光信号の伝送距離が劇的に延伸した。
【０００３】
ディジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のディジタルフィルタで補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムに基づいた少数タップの適応フィルタで補償する方法を採用している。これにより、高速で、高周波数利用効率の光チャネルの長距離伝送が可能になった。ＱＰＳＫのような多値変調技術を用いる他に、周波数利用効率を上昇させるために、偏波多重技術を用いており、受信器において、ＣＭＡ（Constant modulus Algorithm）に代表されるブラインドアルゴリズムに基づく適応フィルタで偏波分離を行っている。
【０００４】
また、さらなる周波数利用効率向上のため、８値以上のＱＡＭ（Quadrature Amplitude modulation）フォーマットの研究も行われており（例えば、非特許文献２参照）、光信号の高密度化が進んでいる。これらの方式は、適応等化アルゴリズムとして、判定帰還型最小二乗平均アルゴリズム（ＤＤ−ＬＭＳ：Decision Directed Least mean square）を採用している。
【０００５】
ＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムは、光受信信号の等化だけでなく、位相リカバリも行うことが可能なアルゴリズムであるが、キャリア周波数オフセットや、高速な位相オフセットが存在する状況下では、収束が困難である。
【０００６】
図７（ａ）、（ｂ）は、従来技術による光多値偏波多重信号の受信機の構成を示すブロック図である。図７（ａ）において、光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、Ａ／Ｄ変換器１〜４において、２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換され、波長分散補償回路５で、光伝送路上で受けた波長分散の影響が補償され、バタフライ型の適応フィルタ６で、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタやフロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
【０００７】
このとき、タップ係数演算回路７、８は、各々、適応等化のタップ係数の初期収束を、ＣＭＡベースのアルゴリズムを用いて行い、最尤推定法などのアルゴリズムによって周波数オフセットや位相オフセットを推定する。位相オフセット補償回路９、１０では、位相のオフセット補償を行い、周波数オフセット補償回路１１、１２では、周波数のオフセット補償を行い、最終的に、判定回路１３、１４で、シンボル点が判定される。
【０００８】
その後、安定した状態になると、図７（ｂ）に示すように、タップ係数演算回路７ａ、７ｂにおいて、ＤＤ−ＬＭＳをタップ係数演算に用い、位相オフセット補償回路９、１０、及び周波数オフセット補償回路１１、１２における、周波数オフセット補償、位相オフセット補償のアルゴリズムも、判定指向のアルゴリズムに切り替える。
【０００９】
多値ＱＡＭ信号でＣＭＡを用いる場合、ｖｉｔｅｒｖｉ＆ｖｉｔｅｒｖｉアルゴリズムや、最尤推定法で位相オフセット・周波数オフセット推定が可能ではあるものの、アルゴリズムが複雑化し、さらに、これらの推定アルゴリズムは、ＤＤ−ＬＭＳに移行した際には使用されない。また、ＣＭＡは、受信した光信号の状態によっては、送信された偏波多重信号の同一の偏波成分を補足する可能性がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】”10 x 111 Gbit/s, 50 GHz Spaced, POLMUX-RZ-DQPSK Transmission over 2375 km Employing Coherent Equalisation”, C.S.R.Flugder et al., OFC2007 paper: PDP22
【非特許文献２】”112-Gb/s polarization-multiplexed 16-QAM on a 25-GHz WDM grid “, Peter J. Winzer et al., ECOC2008, Th3.E.5
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このように、従来のブラインドアルゴリズムを初期収束に用いた８値以上の多値のディジタルコヒーレント受信方式では、偏波多重信号を偏波分離する際に、同一偏波補足問題や、タップ係数演算アルゴリズムの切り替え後に、位相オフセット・周波数オフセット推定のアルゴリズムを切り替える必要があり、回路構成が複雑になるという問題があった。また、従来のアルゴリズムでは、偏波分離の際に、Ｘ偏波、Ｙ偏波と分離すべき信号を、Ｘ偏波、Ｘ偏波、またはＹ偏波、Ｙ偏波と同一の偏波を捕捉する場合があるという問題があった。
【００１２】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができるディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理する方法であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップとを含み、前記係数演算ステップは、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理方法である。
【００１４】
本発明は、上記の発明において、前記係数演算ステップは、ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理ステップは、前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。
【００１５】
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算ステップは、等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行うことを特徴とする。
【００１６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路とを備え、前記係数演算回路は、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理装置である。
【００１７】
本発明は、上記の発明において、前記係数演算回路は、ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理回路は、前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。
【００１８】
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算回路は、前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出することを特徴とする。
【００１９】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置のコンピュータに、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能を実行させることを特徴とするプログラムである。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態によるループフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の実施形態による偏波多重１６ＱＡＭ信号の復調後コンスタレーションを示す図である。
【図５】本発明の実施形態による偏波多重６４ＱＡＭ信号の復調後コンスタレーションを示す図である。
【図６】本発明の実施形態による偏波多重１６ＱＡＭ信号の伝送実験結果を示す図である。
【図７】従来の光多値偏波多重信号の受信機の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００２３】
本発明は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路のタップ係数演算回路に、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム（例えば、ＭＭＡ：Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行うことを特徴とする。ＭＭＡを用いることで、ＦＩＲフィルタ出力段で、位相オフセットが補償され、ＤＤ−ＬＭＳに切り替えた後も、周波数オフセット演算回路は同じアルゴリズムのまま動作を続けることになる。また、Ｘ偏波側タップ係数演算回路の結果をＹ偏波側のタップ係数演算回路で用いることを特徴とする。これにより、同一の偏波を捕捉することを防ぐという効果を奏する。以下、詳細に説明する。
【００２４】
まず、本実施形態の説明において使用する変数、定数及び記号を示す。
Ｘ０（ｔ），Ｙ０（ｔ）：波長分差補償回路の出力信号
Ｘ１（ｔ），Ｙ１（ｔ）：バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路の出力信号
Ｘ２（ｔ），Ｙ２（ｔ）：周波数オフセット補償回路の出力信号
Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙ：バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ係数
μ：タップ係数のステップサイズ
εｘ，εｙ：Ｘ偏波及びＹ偏波における誤差信号
θｘｎ，θｙｎ：Ｘ偏波及びＹ偏波に対する位相を補正する値
η：時刻の経過により減衰する実数係数
εｐｏｌ：誤差信号
ν：忘却係数
α（ｎ）：Ｘ偏波出力とＹ偏波出力との相関値
Ｓｘ（ｎ），Ｓｙ（ｎ）：判定回路の出力信号
φｘ（ｎ），φｙ（ｎ）：位相検出回路の出力信号
φｘｎ，φｙｎ：ＮＣＯ(Numerically-Controlled Oscillator)への入力信号
Ｋ１，Ｋ２：位相検出回路における比例経路、積分経路のゲイン
Ｒ：等化する信号の多値数に応じた定数
【００２５】
図１は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図７に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、Ａ／Ｄ変換器１〜４において、２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換される。ディジタル複素信号列は、波長分散補償回路５に入力され、光伝送路上で受けた波長分散の影響を補償する。
【００２６】
より具体的には、波長分散補償回路５は、例えば、波長分散量から波長分散の伝達関数を演算し、周波数領域で等化を行う。また、波長分散の伝達関数からそのインパルスレスポンスを演算し、時間領域のＦＩＲフィルタで波長分散の補償を行ってもよい。波長分散補償回路５から出力されたディジタル複素信号列は、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６に入力される。
【００２７】
波長分散補償回路５から出力される各偏波成分を、信号Ｘ０（ｔ），信号Ｙ０（ｔ）とし、バタフライ型のＦＩＲフィルタの各成分を、Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙと置くと、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６から出力される信号Ｘ１（ｔ），信号Ｙ１（ｔ）は、次式（１）で与えられる。
【００２８】
【数１】
【００２９】
ここで、タップ係数Ｈｘｘ，Ｈｘｙ，Ｈｙｘ，Ｈｙｙにより表される行列Ｈは、タップ数ＬのＦＩＲフィルタを示す行列であり、タップ係数Ｈｘｘ，Ｈｘｙには、タップ係数演算回路２０で逐次演算されたタップ係数が設定され、タップ係数Ｈｙｘ，Ｈｙｙには、タップ演算回路２１で逐次演算されたタップ係数が設定される。このバタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６により、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタや、フロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
【００３０】
次に、周波数オフセット補償回路１５、１６は、各々、周波数オフセット演算回路２２、２３で演算された周波数オフセット値を用いて、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６から出力されたディジタル複素信号列Ｘ１，Ｙ１の周波数オフセットを補償し、最後に判定回路１３、１４によってシンボル点が判定される。
【００３１】
次に、本実施形態によるタップ係数演算回路２０、２１のアルゴリズム切り替えと周波数オフセット補償とについて説明する。タップ係数演算回路２０、２１では、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム、例えば、ＭＭＡ（Multi-modulus Algorithm）を用いて初期収束を行う。ここで、タップ係数演算回路２１では、Ｘ偏波側のタップ係数演算回路２０の結果を用いて演算を実行し、同一の偏波成分補足を回避する。
【００３２】
ＭＭＡを用いることで、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力信号は、自動的にキャリア位相がリカバリされた状態になる。光送信器の光源と受信機内の局部発振光源の周波数オフセットが残留しているため、周波数オフセット補償をバタフライ型ＦＩＲ型フィルタ回路６の出力段で行う。
【００３３】
タップ係数、及び周波数オフセット推定の収束後、ＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムに移行する。ＭＭＡを用いて演算されるタップ係数は、入力信号列に対して多値信号のシンボル点を復元するので、ＤＤ−ＬＭＳにアルゴリズムを切り替えた時に、等化係数をそのまま引き継ぐことができる。
【００３４】
ＤＤ−ＬＭＳに移行した際も、周波数オフセット推定のアルゴリズム切り替えを行う必要はなく、周波数オフセット演算回路２２、２３は、動作を続け、ＭＭＡ動作時と同様に周波数オフセットを補償する。
【００３５】
タップ係数演算回路２０、２１で用いる更新式は、数式（２）で与えられる。ｎは処理するディジタルサンプル列を表す。例えば、行列Ｈのタップ数が５の場合、波長分散補償回路５の出力の複素共役Ｘ０＊（ｎ）は、長さ５の複素信号列ベクトルである。θｘｎ，θｙｎは、Ｘ偏波、Ｙ偏波成分それぞれの周波数オフセット演算回路２２、２３で推定された位相補正項である。μは、係数更新のステップサイズである。εｘ，εｙは、誤差信号を表す。従来方式のように、図７（ａ）、（ｂ）に示す位相オフセット補償回路９、１０を別途設けなくても受信が可能になる。
【００３６】
【数２】
【００３７】
また、各偏波成分の判定回路１３、１４に入力される信号Ｘ２，Ｙ２は、数式（３）で与えられる。
【００３８】
【数３】
【００３９】
本実施形態では、アルゴリズムによらず同一の更新式を用いるため、誤差信号εｘ，εｙ、及び周波数オフセット演算回路２２、２３で演算される位相補正項θｘｎ，θｙｎの演算式のみを、初期収束と収束後とで、下記に記述するように切り替えればよい。ＭＭＡを用いる場合の誤差信号は、数式（４）を用いて演算する。Ｒｅ［＊］は、変数の実部、Ｉｍ［＊］は、変数の虚部を出力する関数である。Ｒは定数で、等化する信号の多値数によって最適値が異なる。
【００４０】
【数４】
【００４１】
ここで本実施形態の特徴は、Ｘ偏波の出力信号Ｘ２を用いた数式（５）で表される誤差信号εｐｏｌをＹ偏波の誤差信号に加算することで、同一偏波の補足を回避するところにある。α（ｎ）は、サンプルｎにおける、Ｘ偏波出力とＹ偏波出力の相関を表す。ηは、時刻の経過により減衰する実数係数である。νは、１より小さい実数の忘却係数である。
【００４２】
【数５】
【００４３】
数式（５）では、１シンボルを用いて、同一偏波補足を回避するが、α（ｎ）を拡張して前後の数シンボルのＸ２を用いて誤差信号εｐｏｌを演算してもよい。ＭＭＡによりタップ係数が収束した後は、数式（６）に従うＤＤ−ＬＭＳによりタップ係数の更新演算を行う。Ｓｘ（ｎ），Ｓｙ（ｎ）は、ｎ番目のシンボルの判定回路１３、１４の出力結果を示す信号である。
【００４４】
【数６】
【００４５】
次に、周波数オフセット演算回路２２、２３について説明する。周波数オフセット演算回路２２、２３は、各々、位相検出回路２２−１、２３−１、ループフィルタ２２−２、２３−２、及びＮＣＯ（Numerically-Controlled Oscillator）２２−３、２３−３を備えている。
【００４６】
図２は、本実施形態による周波数オフセット演算回路２２、２３のループフィルタ２２−２、２３−２の構成例を示すブロック図である。ループフィルタ２２−２、２３−２として、図２のような一般的なアクティブフィルタを用いる場合、ＮＣＯ（Numerically-Controlled Oscillator）２２−３、２３−３に入力される信号φｘｎ，φｙｎは、数式（７）で与えられる。
【００４７】
【数７】
【００４８】
φｘ，φｙは、位相検出回路２２−１、２３−１の出力である。Ｋ１，Ｋ２は、アクティブフィルタのゲインで、Ｋ１は、比例経路、Ｋ２は、積分経路のゲインである。Ｋ１，Ｋ２を調整することにより、補償可能な周波数オフセット量、及び収束時間を設定することができる。ＮＣＯ２２−３、２３−３の出力位相θｘｎ，θｙｎは、φｘｎ，φｙｎをそれぞれ時間積分して得られる。
【００４９】
本実施形態では、収束速度を早めるため、位相検出回路２２−１、２３−１は、周波数オフセット推定値の収束状態により位相検出方法を切り替える。周波数オフセット推定値が真の値より離れている場合、判定回路１３、１４の出力の信頼度が低い。このときは、判定回路１３、１４の出力の符号を用いて、数式（８）に従って位相を検出する。Ｓｉｇｎ（＊）は、変数の符号を出力する関数である。
【００５０】
【数８】
【００５１】
周波数オフセット値、及び等化フィルタの係数がある程度収束し、判定回路１３、１４の出力の信頼度が向上したときには、位相検出回路２２−１、２３−１は、数式（９）に従い、精度良く位相誤差を検出し、周波数オフセット推定の精度を向上させる。
【００５２】
【数９】
【００５３】
図３は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の動作を説明するためのフローチャートである。まず、波長分散補償回路５は、Ａ／Ｄ変換器１〜４で２サンプル／シンボルでディジタル複素信号列に変換された光信号の波長分散の補償処理を行う（ステップＳ１）。次に、バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６は、所定の等化係数に従って、波長分散補償回路５から出力される信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う（等化処理）（ステップＳ２）。
【００５４】
次に、周波数オフセット補償回路１５、１６は、上記等化処理された信号の周波数オフセットを補償し（ステップＳ３）、判定回路１３、１４は、周波数オフセット補償された信号のシンボル判定を行う（ステップＳ４）。次に、周波数オフセット演算回路２２、２３は、周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償回路１５、１６の出力信号と判定回路１３、１４の出力信号（シンボル判定結果）とを用いて演算する（ステップＳ５）。
【００５５】
そして、タップ係数演算回路２０、２１は、判定回路１３、１４の出力信号（シンボル判定結果）と周波数オフセット演算回路２２、２３で推定された周波数オフセット値とバタフライ型ＦＩＲフィルタ回路６の出力信号とを用いて、等化処理で用いる等化係数を演算する（ステップＳ６）。このとき、タップ係数演算回路２１は、Ｙ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波側のタップ係数演算回路２０の出力を用いて、偏波多重信号の異なる偏波成分であるＹ偏波成分を取得するように等化係数を演算する。これにより、同一の偏波成分補足を回避する。
【００５６】
図４、及び図５は、本実施形態よる、１６０Ｇｂ／ｓ、１６ＱＡＭ信号、及び２４０Ｇｂ／ｓ、６４ＱＡＭ信号の偏波多重信号を復調したコンスタレーションを示す図である。また、図６は、本実施形態よる、１６０Ｇｂ／ｓの偏波多重１６ＱＡＭ信号を用いた伝送実験の結果を示す図ある。誤り訂正符号（ＦＥＣ）の閾値である９．１ｄＢを３１２０ｋｍ伝送後で超えており、長距離伝送後でも品質良く多値信号を受信できることが分かる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
以上説明したように、本発明によれば、コヒーレント光伝送システムにおいて、既知信号を用いずに多値光偏波多重信号を同一偏波補足せずに高品質で受信できる。
【符号の説明】
【００５８】
１〜４ Ａ／Ｄ
５ 波長分散補償回路
６ バタフライ型ＦＩＲフィルタ回路
１３、１４ 判定回路
１５、１６ 周波数オフセット補償回路
２０、２１ タップ係数演算回路
２２、２３ 周波数オフセット演算回路
２２−１、２３−１ 位相検出回路
２２−２、２３−２ ループフィルタ
２２−３、２３−３ ＮＣＯ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理する方法であって、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、
前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、
前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、
前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップと
を含み
前記係数演算ステップは、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理方法。
【請求項２】
前記係数演算ステップは、
ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理ステップは、
前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項１記載のディジタルサンプル処理方法。
【請求項３】
前記周波数オフセット演算ステップは、
等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行う
ことを特徴とする請求項２記載のディジタルサンプル処理方法。
【請求項４】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置であって、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、
与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、
前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、
前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、
前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、
前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路と
を備え、
前記係数演算回路は、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理装置。
【請求項５】
前記係数演算回路は、
ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理回路は、
前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項４に記載のディジタルサンプル処理装置。
【請求項６】
前記周波数オフセット演算回路は、
前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出する
ことを特徴とする請求項５に記載のディジタルサンプル処理装置。
【請求項７】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置のコンピュータに、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、
前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、
前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、
前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、
前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、
前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能
を実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項１】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理する方法であって、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、
前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、
前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、
前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップと
を含み
前記係数演算ステップは、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理方法。
【請求項２】
前記係数演算ステップは、
ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理ステップは、
前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項１記載のディジタルサンプル処理方法。
【請求項３】
前記周波数オフセット演算ステップは、
等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行う
ことを特徴とする請求項２記載のディジタルサンプル処理方法。
【請求項４】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置であって、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、
与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、
前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、
前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、
前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、
前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路と
を備え、
前記係数演算回路は、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理装置。
【請求項５】
前記係数演算回路は、
ディジタルサンプル列の２つの偏波成分の実部（Ｉｃｈ）、及び虚部（Ｑｃｈ）において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理回路は、
前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項４に記載のディジタルサンプル処理装置。
【請求項６】
前記周波数オフセット演算回路は、
前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出する
ことを特徴とする請求項５に記載のディジタルサンプル処理装置。
【請求項７】
多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置のコンピュータに、
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、
前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、
前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、
前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、
前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、
前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるＹ偏波の等化係数がＸ偏波の等化係数と相関を持たないように、Ｘ偏波成分を用いてＹ偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能
を実行させることを特徴とするプログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１９９６０５（Ｐ２０１１−１９９６０５Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６４３３９（Ｐ２０１０−６４３３９）
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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