パワーコンディショナ
【課題】生成した正弦波電圧の波形の一部にスパイク状電圧が発生することを抑制する。
【解決手段】第３パルス電圧列の電圧と正弦波電圧との差電圧の正負に応じてチョッピングするタイミングと、第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、かつ、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティを制御する。
【解決手段】第３パルス電圧列の電圧と正弦波電圧との差電圧の正負に応じてチョッピングするタイミングと、第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、かつ、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティを制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力をチョッピングして交流電力に変換するチョッパ式の電力変換装置に用いるパワーコンディショナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護の観点から、環境への影響が少ない太陽電池、燃料電池、等による発電システムの開発が活発に進められている。
【０００３】
かかる発電システムでは、太陽電池等の発電を行なう直流電力源からの直流電力を、パワーコンディショナによって系統に連系した商用周波数の交流電力に変換すると共に、変換後の交流電力を、商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する一方で、そうした電力源が発生する電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流するようにしたものがある。
【０００４】
そうした発電システムに用いるパワーコンディショナは、一般には、太陽電池等で発電した直流電力を交流電力に変換するインバータと、系統連系のための保護装置と、を備えている。そして、かかるパワーコンディショナには、絶縁トランスによって直流部と交流部とを電気的に絶縁した絶縁型と、絶縁トランスを用いない非絶縁型とがある。これら両型を比較すると、後者の非絶縁型の方が、前者よりも、電力変換効率に優れていることから、より多用されている。（例えば、特許文献１参照。）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１０４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図８に、非絶縁型のパワーコンディショナを備えた太陽光発電システムの構成例を示す。このパワーコンディショナ３６は、商用電源２と連系運転するようになっている。パワーコンディショナ３６は、太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する平滑コンデンサ３３と、ＰＷＭ制御のインバータ３４と、リアクトルとコンデンサからなるフィルタ３５と、図示しない制御回路と、を備えている。パワーコンディショナ３６においては、平滑コンデンサ３３で太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する。インバータ３４はダイオードを逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子３７〜４０によって構成されている。そして、パワーコンディショナ３６においては、インバータ３４内のスイッチ素子３７〜４０を１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でのＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチング制御することにより、平滑コンデンサ３３で平滑化した太陽電池パネル１の発電出力を商用電力系統に同期した交流電力に変換出力する。そしてパワーコンディショナ３６は、こうして変換した交流電力を、フィルタ３５を介して図示しない負荷に供給したり、あるいは、系統側に逆潮流したりする。
【０００７】
かかるパワーコンディショナ３６が備えるＰＷＭ制御のインバータ３４は、太陽電池パネル１からの、例えば８００Ｖ程度の高い直流電力を、上記した１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でスイッチ素子３７〜４０をスイッチング動作させて交流電力に変換する必要がある。そのため、従来のパワーコンディショナ３６を備えた電力変換装置においては、パワーコンディショナ３６内における電力変換に際して大きなスイッチング損失が発生する構成であり、その結果として、電力の変換効率が低いという課題がある。
【０００８】
上記課題を解消すべく本発明者らは平成２１年３月１３日付けの特願２００９−６１９１５号「電力変換装置、パワーコンディショナ、および発電システム」で出願している。
【０００９】
この出願に係るパワーコンディショナにおいては、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧が発生していた。
【００１０】
本発明は、前記先出願の発明に係るパワーコンディショナにおいて、正弦波電圧波形の一部におけるスパイク状電圧の発生を抑制したパワーコンディショナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明第１のパワーコンディショナは、それぞれ直列接続した２つのスイッチ素子を含む第１、第２組と、これら両組に並列のコンデンサと、第１組の両スイッチ素子を所定周波数で交互にオンオフし、第２組の両スイッチ素子を前記所定周波数より高周波数で交互にオンオフする制御手段と、を備え、前記制御手段は、第１組のスイッチ素子の第１直列接続部に正弦波的に変化するパルス電圧列を形成し、前記第２組のスイッチ素子の第２直列接続部に前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分に応じた差電圧を形成し、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御することで正負両側に変化する正弦波電圧を得るように制御するパワーコンディショナであって、前記パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、前記タイミングずれに対応して前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とする。
【００１２】
本発明第２のパワーコンディショナは、直流電力源からの直流電力を、商用電源に系統連系した交流電力に変換するパワーコンディショナにおいて、第１ないし第４チョッパ回路と、演算手段と、デューティ制御手段と、を含み、前記第１チョッパ回路は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１スイッチ回路を含み、前記第１、第２スイッチ素子は、第１周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて前記直流電力源からの直流電圧を、第１周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側の電圧Ｖ１の第１パルス電圧列を生成し、前記第２チョッパ回路は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側の電圧Ｖ２の第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列の電圧を加算（Ｖ１＋Ｖ２）して前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成し、前記第３チョッパ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続し、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させ、前記第４チョッパ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３チョッパ回路の充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高い周波数で前記第７、第８スイッチ素子をオンオフすると共に、そのオンオフデューティを制御（ＰＷＭ制御）することで、前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得るように制御し、前記演算手段は、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、前記デューティ制御手段は、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とする。
【００１３】
なお、正負両側に交互に正弦波的に変化するとは、基準電位に対して、正（一方）側のパルス電圧と負（他方）側のパルス電圧とが、交互に一定の周期で現れることをいい、パルスの周期と正弦波の周期とが一致するのが好ましい。
【００１４】
なお、パルス電圧列との差分を得るための正弦波電圧は、電力変換の目標となる正弦波電圧、すなわち、正弦波電圧の目標値（指令値）であるのが好ましい。
【００１５】
なお、直流電力源とは、太陽電池、燃料電池、風力発電などの直流電力を発生する電力源をいう。
【００１６】
なお、本発明は、直流電力をチョッピングして交流電力に変換する電力変換装置を含むことができる。すなわち、本発明は、名称はパワーコンディショナであるが、そのパワーコンディショナには電力変換装置を含むことができるものである。
【００１７】
なお、本発明は、直流電力源で発電された直流電力をパワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムにおいて、そのパワーコンディショナに適用することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧が発生することを抑制することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明の実施形態に係る太陽光発電システムの構成図である。
【図２】図２は図１のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。
【図３】図３は図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図４】図４は図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図５】図５は図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図６】図６は図５の各部の電圧波形を示す図である。
【図７】図７は正弦波電圧波形からスパイク電圧を解消するためのタイムチャート等を示す図である。
【図８】図８は従来例の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面によって本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示している。
【００２２】
この実施形態の太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３と、を備えている。
【００２３】
太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型トランスレスのパワーコンディショナである。このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部の電圧等を計測して各チョッパ回路５〜７を制御する制御回路９と、を備えている。
【００２４】
第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。太陽電池パネル１の負極側はグランドされている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。
【００２５】
第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。
【００２６】
第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。
【００２７】
第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１チョッピング周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。
【００２８】
第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号によって、第１チョッピング周波数ｆ１の２倍の第２チョッピング周波数ｆ２、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００２９】
この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。
【００３０】
第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路と、を含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。
【００３１】
第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号によって、第１チョッピング周波数ｆ１の３倍の第３チョッピング周波数ｆ３、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００３２】
第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号によって、高周波数ｆ４、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。
【００３３】
第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。
【００３４】
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。
【００３５】
このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。
【００３６】
制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、図示しない差動増幅回路等を介して計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値（目標正弦波電圧）Ｖ＊を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を図示しない差動増幅回路等を介して計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。
【００３７】
前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。
【００３８】
電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。
【００３９】
電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。
【００４０】
図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した目標正弦波電圧Ｖ＊の波形を細い実線で示している。
【００４１】
前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。
【００４２】
電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
【００４３】
電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【００４４】
第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１チョッピング周波数ｆ１で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４５】
これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧波形は、同図（Ｂ）に示すように、（ａ）点の電位に対して正側の電圧Ｖ１の複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列となる。この電圧Ｖ１は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１となる。
【００４６】
第２チョッパ回路６では、第１チョッピング周波数ｆ１の２倍の１００Ｈｚの第２チョッピング周波数ｆ２で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４７】
これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準として、負側に立ち下がる複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列となる。
【００４８】
この電圧Ｖ２のパルス電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。
【００４９】
この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の目標正弦波電圧Ｖ＊と同期して正負に交互に変化する。
【００５０】
第３チョッパ回路７では、この階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１チョッピング周波数ｆ１の３倍の１５０Ｈｚの第３チョッピング周波数ｆ３で交互にオンオフし、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４で交互にオンオフする。
【００５１】
これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、図２（Ｄ）で示すように正側は第５スイッチ素子１４がオフ、第６スイッチ素子１５がオン、負側は第５スイッチ素子１４がオン、第６スイッチ素子１５がオンであり、また、電圧Ｖ３の大きさは、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧に対応したものであり、その差電圧に対応して第７、第８スイッチ素子１７，１８のオンオフデューティの大きさに対応する。
【００５２】
以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。
【００５３】
図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で示している。
【００５４】
太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。
【００５５】
第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。
【００５６】
第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
【００５７】
第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
【００５８】
したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列となる。このパルス電圧Ｖ１は、（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、パルス電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。
【００５９】
この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致したパルス電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。
【００６０】
図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【００６１】
第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２チョッピング周波数ｆ２で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。
【００６２】
第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となり、第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列となる。
【００６３】
なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がるパルス電圧が生成される。このパルスの電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。
【００６４】
前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す目標正弦波電圧Ｖ＊の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がるパルス電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。
【００６５】
図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図であり、図６（Ａ）は前記階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２を、図６（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３を示したものであり、図６（Ａ）には、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【００６６】
第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。
【００６７】
換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞目標正弦波電圧Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がオン、第６スイッチ素子１５がオフに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。
【００６８】
一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜目標正弦波電圧Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がオフ、第６スイッチ素子１５がオンに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。
【００６９】
上記差電圧の大小関係の周期は、第３チョッピング周波数ｆ３である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３チョッピング周波数ｆ３で交互にオンオフ制御される。
【００７０】
更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧を補正するオンオフデューティで、第１チョッピング周波数ｆ１よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚのＰＷＭ周波数ｆ４で第７、第８スイッチ素子１６、１７を制御する。これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。
【００７１】
この電圧Ｖ３は、オンオフデューティ制御によるＰＷＭ平均値を示しており、この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【００７２】
したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準として、第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の目標正弦波電圧Ｖ＊が現れることになる。
【００７３】
次に図７を参照して上記パワーコンディショナにおいて、目標正弦波電圧Ｖ＊の一部におけるスパイク状電圧の発生の抑制について説明する。図７（Ａ）は、パルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊それぞれの波形を示し、図７（Ｂ）は、時刻ｔ０前後におけるパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりを示し、図７（Ｃ）は、時刻ｔ１前後におけるパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりを示す。図７（Ｂ）の時刻ｔ０前のオンオフデューティｄｘと時刻ｔ０後のオンオフデューティｄｙにおいて、オンオフデューティｄｘ，ｄｙは差電圧Ｖ３の変化に応じて変化する。そして、時刻ｔ０前ではオンオフデューティｄｘは徐々に、また、時刻ｔ後はオンオフデューティｄｙは徐々に変化するが、時刻ｔ０では差電圧Ｖ３の急変に応じてオンオフデューティもｄｘからｄｙに急変する。
【００７４】
ここで、図７（Ｂ）は図７（Ａ）に対応して理想的に時刻ｔ０でパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３がＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係からＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係に切り替わるタイミングと、上記差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙへの切り替わるタイミングとが一致している。
【００７５】
しかし、第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングは上記差電圧の切り替わりタイミングとは非同期であり、図７（Ｃ）は、図７（Ａ）に対応して、時刻ｔ０でパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３がＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係からＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係に切り替わり、時刻ｔ１で上記差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙへ切り替わり、これら両切り替わりタイミングはずれている。
【００７６】
図７（Ｄ）は、図７（Ａ）による差電圧Ｖ３波形を示す。この差電圧Ｖ３が急変するタイミングと上記オンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙに切り替わるタイミングとがずれている。そのため、図７（Ｅ）で示すように実際の（ｈ）での目標正弦波電圧Ｖにスパイク電圧Ｖｓ１が発生してしまう。
【００７７】
そこで、制御回路９は、まず、内部の演算手段により、第３パルス電圧列（Ｖ１＋Ｖ２）と目標正弦波電圧Ｖ*との差分の正負、すなわち、差電圧Ｖ３の正負に応じてチョッピングするタイミングと、第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算する。
【００７８】
図７（Ａ）ないし図７（Ｃ）では、このずれは、時刻ｔ０−ｔ１間の時刻差Δｔである。この演算の後、制御回路９は、内部のデューティ制御手段により、前記タイミングずれΔｔに対応して第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティを例えば図７（Ｆ）で示すように時刻ｔ０前はオンオフデューティｄｘであり、時刻ｔ0後はΔｔの間、オンオフデューティをオンオフデューティｄｙ´に制御する。そして、このΔｔの経過後は、オンオフデューティをオンオフデューティｄｙにする。この場合、ｄｙが１００％であれば、ｄｙ´は１００％以下であり、ｄｙが０％であれば、ｄｙ´は０％以上である。
【００７９】
すなわち、時刻ｔ１後からΔｔの間のオンオフデューティはｄｙからｄｙ´に変更したので、図７（Ｇ）で示すように目標正弦波電圧Ｖには時刻ｔ０からΔｔの間、スパイク電圧Ｖｓ１が発生するが、そのΔｔの後、スパイク電圧Ｖｓ１と極性が反転したスパイク電圧Ｖｓ２が現れるようにし、これら両スパイク電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２同士で相殺させ、結果として正弦波電圧Ｖの波形からスパイク電圧波形が抑制される。これにより図７（Ｈ）で示すように正弦波電流Ｉにはスパイク電圧Ｖｓ１に対応した破線部分のスパイク電流は解消されるようになる。
【００８０】
以上説明したように本実施形態では、演算手段により、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、デューティ制御手段により、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御するようにしたので、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧の発生が抑制される。これら演算手段、デューティ制御手段は制御回路においてソフトウエアにより実行することができる。
【００８１】
なお、本明細書においては、直流電圧を第１チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルがグランド電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列を生成する第１チョッパ回路と、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路の出力を前記第１チョッピング周波数より高い第２チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成する第２チョッパ回路と、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３チョッピング周波数でチョッピングして充放電出力し、かつ、その充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得る第３チョッパ回路とを具備した電力変換装置を含む。
【００８２】
本明細書は、直流電力源と、前記直流電力源に接続されるパワーコンディショナとを備え、前記直流電力源で発電された直流電力を、前記パワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数に関連するチョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する複数のパルス電圧からなるパルス電圧列を、生成すると共に、前記パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで充放電出力するパルス電圧生成手段と、前記充放電出力を、前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分を補正するように、前記チョッピング周波数より高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とから、基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する正弦波電圧生成手段と、を具備した発電システムを含む。
【００８３】
本明細書は、直流電力源と、前記直流電力源に接続されるパワーコンディショナとを備え、前記直流電力源で発電された直流電力を、前記パワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数である第１チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列を、生成する第１チョッパ回路と、
前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路の出力を前記第１チョッピング周波数より所定倍高い第２チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成する第２チョッパ回路と、
前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させ、かつ、その充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する第３チョッパ回路とを具備した発電システムを含む。
【符号の説明】
【００８４】
１ 太陽電池パネル
２ 商用電源
３ パワーコンディショナ
５ 第１チョッパ回路
１０，１１ 第１、第２スイッチ素子
６ 第２チョッパ回路
１２，１３ 第３、第４スイッチ素子
７ 第３チョッパ回路
１４，１５ 第５、第６スイッチ素子（第１組）
１６，１７ 第７、第８スイッチ素子（第２組）
１９ コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力をチョッピングして交流電力に変換するチョッパ式の電力変換装置に用いるパワーコンディショナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護の観点から、環境への影響が少ない太陽電池、燃料電池、等による発電システムの開発が活発に進められている。
【０００３】
かかる発電システムでは、太陽電池等の発電を行なう直流電力源からの直流電力を、パワーコンディショナによって系統に連系した商用周波数の交流電力に変換すると共に、変換後の交流電力を、商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する一方で、そうした電力源が発生する電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流するようにしたものがある。
【０００４】
そうした発電システムに用いるパワーコンディショナは、一般には、太陽電池等で発電した直流電力を交流電力に変換するインバータと、系統連系のための保護装置と、を備えている。そして、かかるパワーコンディショナには、絶縁トランスによって直流部と交流部とを電気的に絶縁した絶縁型と、絶縁トランスを用いない非絶縁型とがある。これら両型を比較すると、後者の非絶縁型の方が、前者よりも、電力変換効率に優れていることから、より多用されている。（例えば、特許文献１参照。）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１０４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図８に、非絶縁型のパワーコンディショナを備えた太陽光発電システムの構成例を示す。このパワーコンディショナ３６は、商用電源２と連系運転するようになっている。パワーコンディショナ３６は、太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する平滑コンデンサ３３と、ＰＷＭ制御のインバータ３４と、リアクトルとコンデンサからなるフィルタ３５と、図示しない制御回路と、を備えている。パワーコンディショナ３６においては、平滑コンデンサ３３で太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する。インバータ３４はダイオードを逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子３７〜４０によって構成されている。そして、パワーコンディショナ３６においては、インバータ３４内のスイッチ素子３７〜４０を１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でのＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチング制御することにより、平滑コンデンサ３３で平滑化した太陽電池パネル１の発電出力を商用電力系統に同期した交流電力に変換出力する。そしてパワーコンディショナ３６は、こうして変換した交流電力を、フィルタ３５を介して図示しない負荷に供給したり、あるいは、系統側に逆潮流したりする。
【０００７】
かかるパワーコンディショナ３６が備えるＰＷＭ制御のインバータ３４は、太陽電池パネル１からの、例えば８００Ｖ程度の高い直流電力を、上記した１８ｋＨｚ前後といった高い周波数でスイッチ素子３７〜４０をスイッチング動作させて交流電力に変換する必要がある。そのため、従来のパワーコンディショナ３６を備えた電力変換装置においては、パワーコンディショナ３６内における電力変換に際して大きなスイッチング損失が発生する構成であり、その結果として、電力の変換効率が低いという課題がある。
【０００８】
上記課題を解消すべく本発明者らは平成２１年３月１３日付けの特願２００９−６１９１５号「電力変換装置、パワーコンディショナ、および発電システム」で出願している。
【０００９】
この出願に係るパワーコンディショナにおいては、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧が発生していた。
【００１０】
本発明は、前記先出願の発明に係るパワーコンディショナにおいて、正弦波電圧波形の一部におけるスパイク状電圧の発生を抑制したパワーコンディショナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明第１のパワーコンディショナは、それぞれ直列接続した２つのスイッチ素子を含む第１、第２組と、これら両組に並列のコンデンサと、第１組の両スイッチ素子を所定周波数で交互にオンオフし、第２組の両スイッチ素子を前記所定周波数より高周波数で交互にオンオフする制御手段と、を備え、前記制御手段は、第１組のスイッチ素子の第１直列接続部に正弦波的に変化するパルス電圧列を形成し、前記第２組のスイッチ素子の第２直列接続部に前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分に応じた差電圧を形成し、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御することで正負両側に変化する正弦波電圧を得るように制御するパワーコンディショナであって、前記パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、前記タイミングずれに対応して前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とする。
【００１２】
本発明第２のパワーコンディショナは、直流電力源からの直流電力を、商用電源に系統連系した交流電力に変換するパワーコンディショナにおいて、第１ないし第４チョッパ回路と、演算手段と、デューティ制御手段と、を含み、前記第１チョッパ回路は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１スイッチ回路を含み、前記第１、第２スイッチ素子は、第１周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて前記直流電力源からの直流電圧を、第１周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側の電圧Ｖ１の第１パルス電圧列を生成し、前記第２チョッパ回路は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが前記第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側の電圧Ｖ２の第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列の電圧を加算（Ｖ１＋Ｖ２）して前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成し、前記第３チョッパ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続し、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされて、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させ、前記第４チョッパ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３チョッパ回路の充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高い周波数で前記第７、第８スイッチ素子をオンオフすると共に、そのオンオフデューティを制御（ＰＷＭ制御）することで、前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得るように制御し、前記演算手段は、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、前記デューティ制御手段は、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とする。
【００１３】
なお、正負両側に交互に正弦波的に変化するとは、基準電位に対して、正（一方）側のパルス電圧と負（他方）側のパルス電圧とが、交互に一定の周期で現れることをいい、パルスの周期と正弦波の周期とが一致するのが好ましい。
【００１４】
なお、パルス電圧列との差分を得るための正弦波電圧は、電力変換の目標となる正弦波電圧、すなわち、正弦波電圧の目標値（指令値）であるのが好ましい。
【００１５】
なお、直流電力源とは、太陽電池、燃料電池、風力発電などの直流電力を発生する電力源をいう。
【００１６】
なお、本発明は、直流電力をチョッピングして交流電力に変換する電力変換装置を含むことができる。すなわち、本発明は、名称はパワーコンディショナであるが、そのパワーコンディショナには電力変換装置を含むことができるものである。
【００１７】
なお、本発明は、直流電力源で発電された直流電力をパワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムにおいて、そのパワーコンディショナに適用することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧が発生することを抑制することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明の実施形態に係る太陽光発電システムの構成図である。
【図２】図２は図１のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。
【図３】図３は図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図４】図４は図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図５】図５は図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図６】図６は図５の各部の電圧波形を示す図である。
【図７】図７は正弦波電圧波形からスパイク電圧を解消するためのタイムチャート等を示す図である。
【図８】図８は従来例の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面によって本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示している。
【００２２】
この実施形態の太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３と、を備えている。
【００２３】
太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型トランスレスのパワーコンディショナである。このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部の電圧等を計測して各チョッパ回路５〜７を制御する制御回路９と、を備えている。
【００２４】
第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。太陽電池パネル１の負極側はグランドされている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。
【００２５】
第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。
【００２６】
第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。
【００２７】
第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１チョッピング周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。
【００２８】
第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号によって、第１チョッピング周波数ｆ１の２倍の第２チョッピング周波数ｆ２、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００２９】
この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。
【００３０】
第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路と、を含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。
【００３１】
第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号によって、第１チョッピング周波数ｆ１の３倍の第３チョッピング周波数ｆ３、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００３２】
第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号によって、高周波数ｆ４、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。
【００３３】
第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。
【００３４】
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。
【００３５】
このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。
【００３６】
制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、図示しない差動増幅回路等を介して計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値（目標正弦波電圧）Ｖ＊を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を図示しない差動増幅回路等を介して計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。
【００３７】
前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。
【００３８】
電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。
【００３９】
電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。
【００４０】
図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した目標正弦波電圧Ｖ＊の波形を細い実線で示している。
【００４１】
前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。
【００４２】
電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
【００４３】
電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【００４４】
第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１チョッピング周波数ｆ１で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４５】
これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧波形は、同図（Ｂ）に示すように、（ａ）点の電位に対して正側の電圧Ｖ１の複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列となる。この電圧Ｖ１は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１となる。
【００４６】
第２チョッパ回路６では、第１チョッピング周波数ｆ１の２倍の１００Ｈｚの第２チョッピング周波数ｆ２で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４７】
これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準として、負側に立ち下がる複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列となる。
【００４８】
この電圧Ｖ２のパルス電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。
【００４９】
この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の目標正弦波電圧Ｖ＊と同期して正負に交互に変化する。
【００５０】
第３チョッパ回路７では、この階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１チョッピング周波数ｆ１の３倍の１５０Ｈｚの第３チョッピング周波数ｆ３で交互にオンオフし、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４で交互にオンオフする。
【００５１】
これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、図２（Ｄ）で示すように正側は第５スイッチ素子１４がオフ、第６スイッチ素子１５がオン、負側は第５スイッチ素子１４がオン、第６スイッチ素子１５がオンであり、また、電圧Ｖ３の大きさは、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧に対応したものであり、その差電圧に対応して第７、第８スイッチ素子１７，１８のオンオフデューティの大きさに対応する。
【００５２】
以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。
【００５３】
図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で示している。
【００５４】
太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。
【００５５】
第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。
【００５６】
第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
【００５７】
第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
【００５８】
したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列となる。このパルス電圧Ｖ１は、（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、パルス電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。
【００５９】
この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致したパルス電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。
【００６０】
図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【００６１】
第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２チョッピング周波数ｆ２で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。
【００６２】
第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となり、第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列となる。
【００６３】
なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がるパルス電圧が生成される。このパルスの電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。
【００６４】
前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す目標正弦波電圧Ｖ＊の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がるパルス電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。
【００６５】
図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図であり、図６（Ａ）は前記階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２を、図６（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３を示したものであり、図６（Ａ）には、目標正弦波電圧Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【００６６】
第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。
【００６７】
換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞目標正弦波電圧Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がオン、第６スイッチ素子１５がオフに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。
【００６８】
一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜目標正弦波電圧Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がオフ、第６スイッチ素子１５がオンに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。
【００６９】
上記差電圧の大小関係の周期は、第３チョッピング周波数ｆ３である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３チョッピング周波数ｆ３で交互にオンオフ制御される。
【００７０】
更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧を補正するオンオフデューティで、第１チョッピング周波数ｆ１よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚのＰＷＭ周波数ｆ４で第７、第８スイッチ素子１６、１７を制御する。これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状のパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。
【００７１】
この電圧Ｖ３は、オンオフデューティ制御によるＰＷＭ平均値を示しており、この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【００７２】
したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準として、第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の目標正弦波電圧Ｖ＊が現れることになる。
【００７３】
次に図７を参照して上記パワーコンディショナにおいて、目標正弦波電圧Ｖ＊の一部におけるスパイク状電圧の発生の抑制について説明する。図７（Ａ）は、パルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊それぞれの波形を示し、図７（Ｂ）は、時刻ｔ０前後におけるパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりを示し、図７（Ｃ）は、時刻ｔ１前後におけるパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりを示す。図７（Ｂ）の時刻ｔ０前のオンオフデューティｄｘと時刻ｔ０後のオンオフデューティｄｙにおいて、オンオフデューティｄｘ，ｄｙは差電圧Ｖ３の変化に応じて変化する。そして、時刻ｔ０前ではオンオフデューティｄｘは徐々に、また、時刻ｔ後はオンオフデューティｄｙは徐々に変化するが、時刻ｔ０では差電圧Ｖ３の急変に応じてオンオフデューティもｄｘからｄｙに急変する。
【００７４】
ここで、図７（Ｂ）は図７（Ａ）に対応して理想的に時刻ｔ０でパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３がＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係からＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係に切り替わるタイミングと、上記差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙへの切り替わるタイミングとが一致している。
【００７５】
しかし、第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングは上記差電圧の切り替わりタイミングとは非同期であり、図７（Ｃ）は、図７（Ａ）に対応して、時刻ｔ０でパルス電圧Ｖ１＋Ｖ２と目標正弦波電圧Ｖ＊との差電圧Ｖ３がＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係からＶ１＋Ｖ２＜Ｖ＊の関係に切り替わり、時刻ｔ１で上記差電圧Ｖ３に対応した第７、第８のスイッチ素子１６、１７のオンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙへ切り替わり、これら両切り替わりタイミングはずれている。
【００７６】
図７（Ｄ）は、図７（Ａ）による差電圧Ｖ３波形を示す。この差電圧Ｖ３が急変するタイミングと上記オンオフデューティがオンオフデューティｄｘからオンオフデューティｄｙに切り替わるタイミングとがずれている。そのため、図７（Ｅ）で示すように実際の（ｈ）での目標正弦波電圧Ｖにスパイク電圧Ｖｓ１が発生してしまう。
【００７７】
そこで、制御回路９は、まず、内部の演算手段により、第３パルス電圧列（Ｖ１＋Ｖ２）と目標正弦波電圧Ｖ*との差分の正負、すなわち、差電圧Ｖ３の正負に応じてチョッピングするタイミングと、第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算する。
【００７８】
図７（Ａ）ないし図７（Ｃ）では、このずれは、時刻ｔ０−ｔ１間の時刻差Δｔである。この演算の後、制御回路９は、内部のデューティ制御手段により、前記タイミングずれΔｔに対応して第７、第８スイッチ素子１６，１７のオンオフデューティを例えば図７（Ｆ）で示すように時刻ｔ０前はオンオフデューティｄｘであり、時刻ｔ0後はΔｔの間、オンオフデューティをオンオフデューティｄｙ´に制御する。そして、このΔｔの経過後は、オンオフデューティをオンオフデューティｄｙにする。この場合、ｄｙが１００％であれば、ｄｙ´は１００％以下であり、ｄｙが０％であれば、ｄｙ´は０％以上である。
【００７９】
すなわち、時刻ｔ１後からΔｔの間のオンオフデューティはｄｙからｄｙ´に変更したので、図７（Ｇ）で示すように目標正弦波電圧Ｖには時刻ｔ０からΔｔの間、スパイク電圧Ｖｓ１が発生するが、そのΔｔの後、スパイク電圧Ｖｓ１と極性が反転したスパイク電圧Ｖｓ２が現れるようにし、これら両スパイク電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２同士で相殺させ、結果として正弦波電圧Ｖの波形からスパイク電圧波形が抑制される。これにより図７（Ｈ）で示すように正弦波電流Ｉにはスパイク電圧Ｖｓ１に対応した破線部分のスパイク電流は解消されるようになる。
【００８０】
以上説明したように本実施形態では、演算手段により、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、デューティ制御手段により、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御するようにしたので、生成する正弦波電圧の波形の一部にスパイク状の電圧の発生が抑制される。これら演算手段、デューティ制御手段は制御回路においてソフトウエアにより実行することができる。
【００８１】
なお、本明細書においては、直流電圧を第１チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルがグランド電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列を生成する第１チョッパ回路と、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路の出力を前記第１チョッピング周波数より高い第２チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成する第２チョッパ回路と、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３チョッピング周波数でチョッピングして充放電出力し、かつ、その充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得る第３チョッパ回路とを具備した電力変換装置を含む。
【００８２】
本明細書は、直流電力源と、前記直流電力源に接続されるパワーコンディショナとを備え、前記直流電力源で発電された直流電力を、前記パワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数に関連するチョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する複数のパルス電圧からなるパルス電圧列を、生成すると共に、前記パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで充放電出力するパルス電圧生成手段と、前記充放電出力を、前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分を補正するように、前記チョッピング周波数より高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とから、基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する正弦波電圧生成手段と、を具備した発電システムを含む。
【００８３】
本明細書は、直流電力源と、前記直流電力源に接続されるパワーコンディショナとを備え、前記直流電力源で発電された直流電力を、前記パワーコンディショナで交流電力に変換して商用電源に連系する発電システムであって、前記パワーコンディショナは、前記直流電力源からの直流電圧を、系統周波数である第１チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側に変化する複数のパルス電圧からなる第１パルス電圧列を、生成する第１チョッパ回路と、
前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路の出力を前記第１チョッピング周波数より所定倍高い第２チョッピング周波数でチョッピングして電圧レベルが前記正側の第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数のパルス電圧からなる第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成する第２チョッパ回路と、
前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電出力させ、かつ、その充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御すると共に、前記第３パルス電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得ると共に、この正弦波電圧を負荷側に出力する第３チョッパ回路とを具備した発電システムを含む。
【符号の説明】
【００８４】
１ 太陽電池パネル
２ 商用電源
３ パワーコンディショナ
５ 第１チョッパ回路
１０，１１ 第１、第２スイッチ素子
６ 第２チョッパ回路
１２，１３ 第３、第４スイッチ素子
７ 第３チョッパ回路
１４，１５ 第５、第６スイッチ素子（第１組）
１６，１７ 第７、第８スイッチ素子（第２組）
１９ コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ直列接続した２つのスイッチ素子を含む第１、第２組と、
これら両組に並列のコンデンサと、
第１組の両スイッチ素子を所定のチョッピング周波数で交互にオンオフし、第２組の両スイッチ素子を前記チョッピング周波数より高いＰＷＭ周波数で交互にオンオフする制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、第１組のスイッチ素子の第１直列接続部に正弦波的に変化するパルス電圧列を形成し、前記第２組のスイッチ素子の第２直列接続部に前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分に応じた差電圧を形成し、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御することで正負両側に変化する正弦波電圧を得るように制御するパワーコンディショナであって、
前記パルス電圧列を正弦波電圧との差電圧が正負に切り替わるタイミングと、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、
前記演算に係るタイミングずれに対応して前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、
ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項２】
第１ないし第３チョッパ回路と、制御手段と、を含み、
前記第１チョッパ回路は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１スイッチ回路を含み、前記第１、第２スイッチ素子は、第１チョッピング周波数で交互にオンオフされて前記直流電力源からの直流電圧をチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側の電圧Ｖ１の第１パルス電圧列を生成し、
前記第２チョッパ回路は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２チョッピング周波数で交互にオンオフされて、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路出力をチョッピングして電圧レベルが前記第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側の電圧Ｖ２の第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列の電圧を加算（Ｖ１＋Ｖ２）して前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成し、
前記第３チョッパ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子の直列接続を含み、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３チョッピング周波数で交互にオンオフされて、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングして充放電出力させ、かつ、２つの第７、第８スイッチ素子の直列接続を含み、前記充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数で前記第７、第８スイッチ素子をオンオフすると共に、そのオンオフデューティを制御することで、前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得るように制御し、
前記制御手段は、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差電圧の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、かつ、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項１】
それぞれ直列接続した２つのスイッチ素子を含む第１、第２組と、
これら両組に並列のコンデンサと、
第１組の両スイッチ素子を所定のチョッピング周波数で交互にオンオフし、第２組の両スイッチ素子を前記チョッピング周波数より高いＰＷＭ周波数で交互にオンオフする制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、第１組のスイッチ素子の第１直列接続部に正弦波的に変化するパルス電圧列を形成し、前記第２組のスイッチ素子の第２直列接続部に前記パルス電圧列と正弦波電圧との差分に応じた差電圧を形成し、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御することで正負両側に変化する正弦波電圧を得るように制御するパワーコンディショナであって、
前記パルス電圧列を正弦波電圧との差電圧が正負に切り替わるタイミングと、前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、
前記演算に係るタイミングずれに対応して前記第２組の両スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、
ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項２】
第１ないし第３チョッパ回路と、制御手段と、を含み、
前記第１チョッパ回路は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１スイッチ回路を含み、前記第１、第２スイッチ素子は、第１チョッピング周波数で交互にオンオフされて前記直流電力源からの直流電圧をチョッピングして電圧レベルが第１基準電位に対して正側の電圧Ｖ１の第１パルス電圧列を生成し、
前記第２チョッパ回路は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２チョッピング周波数で交互にオンオフされて、前記第１パルス電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１チョッパ回路出力をチョッピングして電圧レベルが前記第１パルス電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側の電圧Ｖ２の第２パルス電圧列を生成すると共に、前記第１、第２パルス電圧列の電圧を加算（Ｖ１＋Ｖ２）して前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３パルス電圧列を形成し、
前記第３チョッパ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子の直列接続を含み、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３チョッピング周波数で交互にオンオフされて、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差分の正負に応じてチョッピングして充放電出力させ、かつ、２つの第７、第８スイッチ素子の直列接続を含み、前記充放電出力を、前記第３パルス電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３チョッピング周波数よりも高いＰＷＭ周波数で前記第７、第８スイッチ素子をオンオフすると共に、そのオンオフデューティを制御することで、前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を得るように制御し、
前記制御手段は、前記第３パルス電圧列を正弦波電圧との差電圧の正負に応じてチョッピングするタイミングと、前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティの切り替わりタイミングとのずれを演算し、かつ、前記タイミングずれに対応して前記第７、第８スイッチ素子のオンオフデューティを制御する、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−６０８５６（Ｐ２０１２−６０８５６Ａ）
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０４３１７（Ｐ２０１０−２０４３１７）
【出願日】平成２２年９月１３日（２０１０．９．１３）
【出願人】（０００００２９４５）オムロン株式会社 (3,542)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２２日（２０１２．３．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１３日（２０１０．９．１３）
【出願人】（０００００２９４５）オムロン株式会社 (3,542)
【Ｆターム（参考）】
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