プッシュプル回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体
【課題】サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路を提供する。
【解決手段】プッシュプル回路は、プッシュプル用の第１スイッチング素子ＴＬ１及び第２スイッチング素子ＴＬ２と、第１整流素子ＤＡＣ１と、第１スイッチング素子と誘導性負荷との接続点から第１整流素子を経由して直流電源と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子ＴＡＣ１と、第２整流素子ＤＡＣ２と、第２スイッチング素子と前記誘導性負荷との接続点から第２整流素子を経由して前記直流電源と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子ＴＡＣ２とを備える。
【解決手段】プッシュプル回路は、プッシュプル用の第１スイッチング素子ＴＬ１及び第２スイッチング素子ＴＬ２と、第１整流素子ＤＡＣ１と、第１スイッチング素子と誘導性負荷との接続点から第１整流素子を経由して直流電源と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子ＴＡＣ１と、第２整流素子ＤＡＣ２と、第２スイッチング素子と前記誘導性負荷との接続点から第２整流素子を経由して前記直流電源と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子ＴＡＣ２とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導性負荷に接続されるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源装置において、直流電源から出力される直流電圧をパルス電圧に変換するためにプッシュプル回路が用いられることがある。例えば、特許文献１に開示されている電源装置は、図１９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。
【０００３】
特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。
【０００４】
なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５０４０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５、補機バッテリ１００間の電力伝送を効率よく行うことができないという問題があった。
【０００８】
昇圧動作時にプッシュプル回路１０１に大電流を流す場合、トランジスタＱ１またはＱ２がオン状態からオフ状態にスイッチングする際、トランス１０２の寄生インダクタンス（図１９において不図示）に起因する非常に大きなサージ電圧が発生する。このサージ電圧はスイッチングする直前のトランジスタに流れる電流値におおよそ比例するため、回路に流れる電流が大きいほどサージ電圧が大きくなり、回路を破壊しやすくなる。このサージ電圧によって回路が破壊されることを防止するために、図２０に示すようにツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２を設けると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるトランジスタＴＬ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ａにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ１を介してＧＮＤ側に捨てられ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ｂにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ２を介してＧＮＤ側に捨てられることになるので、大きな損失の要因となる。
【０００９】
なお、図２０のバッテリＢ１は図１９の補機バッテリ１００に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ１に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２に、図２０のトランスＴＲ１は図１９のトランス１０２に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４は図１９のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３〜Ｑ６に、図２０のコンデンサＣＨは図１９のコンデンサ１０４にそれぞれ対応している。また、図２０では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。
【００１０】
本発明は、上記の状況に鑑み、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成（第１の構成）とする。
【００１２】
また、上記第１の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第２の構成）としてもよい。
【００１３】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備える構成（第３の構成）としてもよい。
【００１４】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。
【００１５】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタである構成（第５の構成）としてもよい。
【００１６】
また、上記第１〜第５のいずれかの構成のプッシュプル回路において、前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子である構成（第６の構成）としてもよい。
【００１７】
また、上記第６の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第７の構成）としてもよい。
【００１８】
また、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスに接続される上記第１〜第７のいずれかの構成のプッシュプル回路とを備える構成とする。
【００１９】
また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給する上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータとを備える構成とする。なお、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータを双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにすることが望ましい。
【００２０】
また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。
【００２１】
また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成である。このような構成によると、前記第３スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の一端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流され、前記第４スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の他端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流されるので、損失を大幅に低減することができる。従って、本発明によると、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図４】図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図５】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。
【図６】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図９】電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。
【図１０】電気自動車用ソーラー充電システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。
【図１１】第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１２】昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１３】昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図１４】降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１５】降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図１６】第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１７】第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１８】第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１９】特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。
【図２０】従来のプッシュプル回路の構成例を示す図である。
【図２１】図２０に示す従来のプッシュプル回路においてサージ電圧が発生した場合にＧＮＤ側に捨てられるサージ成分を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
【００２５】
図１は本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ２と、ダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２とを備えている。
【００２６】
トランジスタＴＬ１のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴＬ２のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴＬ１及びＴＬ２の各ソースはバッテリＢ１の負極に接続される。なお、図１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列ダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。
【００２７】
ダイオードＤＡＣ１のアノードはトランジスタＴＬ１のドレインに接続され、ダイオードＤＡＣ１のカソードはトランジスタＴＡＣ１のドレインに接続され、トランジスタＴＡＣ１のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤＡＣ２のアノードはトランジスタＴＬ２のドレインに接続され、ダイオードＤＡＣ２のカソードはトランジスタＴＡＣ２のドレインに接続され、トランジスタＴＡＣ２のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。
【００２８】
なお、トランスＴＲ１の高圧側巻線にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４によって構成されるフルブリッジ回路が接続され、当該フルブリッジ回路にコンデンサＣＨが接続される。これにより、バッテリＢ１から出力される直流電圧を、本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路→トランスＴＲ１→上記フルブリッジ回路の経路で昇圧してコンデンサＣＨで平滑すること、及び、コンデンサＣＨの両端電圧を上記フルブリッジ回路→トランスＴＲ→本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の経路で降圧してバッテリＢ１に供給することが可能となる。
【００２９】
図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴＡＣ１が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴＡＣ２が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。
【００３０】
したがって、トランジスタＴＬ１がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ１がＯＮ状態であり、トランジスタＴＬ２がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ１がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴＬ２がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ２がＯＮ状態であり、トランジスタＴＬ１がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ２がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、及びＴＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図２に示すようなタイミングで行うとよい。図２に示すようなタイミングでトランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、及びＴＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴＡＣ１の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴＬ１の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴＡＣ２の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴＬ２の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴＡＣ１の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴＡＣ２の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。
【００３１】
ここで、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図３に示す。また、比較のため、図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図４に示す。図３及び図４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図３及び図４それぞれにおいて、バッテリＢ１の電圧は１２Ｖとした。
【００３２】
図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴL１、ＴL２の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴL１、ＴL２を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤＡＣ１→トランジスタＴＡＣ１→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤＡＣ２→トランジスタＴＡＣ２→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。
【００３３】
次に、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例について説明する。
【００３４】
トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図５に示す。図５において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図５に記載している電圧値は一例である。
【００３５】
図５に示す第１実施例では、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリＢ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図５に示す第１実施例では、トランジスタＴＬ１のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴＬ２のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴＡＣ１をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴＡＣ１のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴＡＣ２をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴＡＣ２のソース端子）も接続する。なお、図５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴＬ１のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴＬ２のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴＡＣ１、ＴＡＣ２を駆動するための電源電圧が得られるのは、図３に示すように、トランジスタＴＡＣ１オフ時のトランジスタＴＡＣ１のドレイン電圧、および、トランジスタＴＡＣ２オフ時のトランジスタＴＡＣ２のドレイン電圧が、バッテリＢ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。
【００３６】
このような電源構成によると、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。
【００３７】
トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図６に示す。図６において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図６に記載している電圧値は一例である。
【００３８】
図６に示す第２実施例では、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴＡＣ１をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴＡＣ２をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。
【００３９】
このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図６においてはトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２の並列ダイオードを図示していないが、図５と同様にトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。
【００４０】
次に、本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路について説明する。図７は本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図７において図１と同一の部分には、図１中のトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２を図７ではトランジスタＴＡＣ１Ａ及びＴＡＣ２Ａに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００４１】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路のダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２に、同期整流用トランジスタＴＡＣ１Ｂ及びＴＡＣ２Ｂをそれぞれ並列接続した構成である。但し、ダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２は、同期整流用トランジスタＴＡＣ１Ｂ及びＴＡＣ２Ｂの内蔵ダイオードであっても良い。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。
【００４２】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ１がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴＡＣ１ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴＡＣ１ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴＡＣ１ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴＬ２がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴＡＣ２ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴＡＣ２ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴＡＣ２ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１Ａ、ＴＡＣ２Ａ、ＴＡＣ１Ｂ、及びＴＡＣ２ＢのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図８に示すようなタイミングで行うとよい。
【００４３】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００４４】
本発明に係るプッシュプル回路は、例えば図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。
【００４５】
図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図９においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。
【００４６】
本発明に係るプッシュプル回路を図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が本発明に係るプッシュプル回路を有するようにすればよい。
【００４７】
電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。
【００４８】
図９においては、本発明に係るプッシュプル回路を備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。
【００４９】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成例について説明する。
【００５０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ５の一構成例を図１０に示す。図１０に示す構成例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、第１スイッチング回路１０１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２と、昇降圧チョッパ回路１０３とを備えている。なお、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータとの配置を入れ替えても構わない。また、サブバッテリ４、メインバッテリ７の各電圧の様々な状態に応じて常に高効率を保つために、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを固定デューティに基づいて動作させ、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを可変デューティに基づいて動作させて昇降圧比を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を昇降圧チョッパ回路１０３のデューティによっての変換倍率を制御する可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータとすることが望ましい。ただし、昇降圧チョッパ回路１０３を取り除いて第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータのみにしても構わない。
【００５１】
昇降圧チョッパ回路１０３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＣ１及びＴＣ２と、インダクタＬＣ１と、コンデンサＣＣ１とによって構成され、サブバッテリ４からメインバッテリ７への充電が行われるときにトランジスタＴＣ１が同期整流素子として動作し、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電が行われるときにトランジスタＴＣ２が同期整流素子として動作する。但し、同期整流素子はＯＦＦ状態を保ち、同期整流素子に並列接続された（寄生）ダイオードのみを動作させても良い。
【００５２】
第１スイッチング回路１０１は、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電時に平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣＬと、本発明に係るプッシュプル回路とによって構成される。図１０では、本発明に係るプッシュプル回路として本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路を図示しているが、他の本発明に係るプッシュプル回路を用いても構わない。
【００５３】
以下、第１スイッチング回路１０１と、トランジスタＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２とによって構成される双方向コンバータの好適構成例について説明する。
【００５４】
図１１は第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１スイッチング回路１０１を備え、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１を備え、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリＢ１との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ５並びにコンデンサＣＨ１及びＣＨ２とを有する第２スイッチング回路１０２を備えている。
【００５５】
トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴＨ１のソース及びトランジスタＴＨ２のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴＨ３のソース、トランジスタＴＨ４のドレイン、及びトランジスタＴＨ５のドレインが接続されている。トランジスタＴＨ１のドレイン及びトランジスタＴＨ３のドレイン、及びコンデンサＣＨ１の一端がメインバッテリ７の正極に接続され、トランジスタＴＨ２のソース及びトランジスタＴＨ４のソース、及びコンデンサＣＨ２の一端がメインバッテリ７の負極に接続される。そして、コンデンサＣＨ１の他端及びコンデンサＣＨ２の他端がトランジスタＴＨ３のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間のダイオードは並列ダイオードである。また、メインバッテリ７はサブバッテリ４よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、トランスＴＲ１に接続された（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、インダクタＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するインダクタＳＬ１を流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、インダクタＳＬ１に対して行うのが好ましい。
【００５６】
図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時にトランジスタＴＨ５を常時ＯＮにして、サブバッテリ４から出力される直流電圧を第１スイッチング回路１０１で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２とトランジスタＴＨ５とコンデンサＣＨ１及びＣＨ２とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行う。トランスＴＲ１の巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴＬ１およびＴＬ２のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００５７】
また、図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時にトランジスタＴＨ５を常時ＯＦＦにして、メインバッテリ７から出力された直流電圧を第２スイッチング回路１０２で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴＬ１及びＴＬ２によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をサブバッテリ４に供給する。トランスＴＲ１の低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比（巻線比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００５８】
ここで、好適構成に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。
【００５９】
例えば、サブバッテリ４の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小）〜Ｖsub_max（最大）、メインバッテリ７の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンス（トランスに接続された外的インダクタンスを含む）に等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。
【００６０】
この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００６１】
次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴＨ１とＴＨ４がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴＨ２とＴＨ３がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００６２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１１の回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１１の回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００６３】
次に、昇圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１２に示す。尚、トランジスタＴＨ３、ＴＨ４は常時オフ、トランジスタＴＨ５は常時オンである。
【００６４】
（Ｕ−１）トランジスタＴＬ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＨ５及びＴＨ１を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴＨ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＨ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴＬ１をＯＮした後、トランジスタＴＨ１をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−２）次に、トランジスタＴＡＣ１をＯＮにする。
（Ｕ−３）次に、トランジスタＴＬ１をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ａの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ１→接続点Ａ→ダイオードＤＡＣ１→トランジスタＴＡＣ１→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ１およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣＨ１もしくはメインバッテリ７に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−４）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＨ１をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＡＣ１をＯＦＦにする。
（Ｕ−５）次に、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＬ２をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＨ５及びＴＨ２を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴＨ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＨ２をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴＬ２をＯＮした後、トランジスタＴＨ２をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−６）次に、トランジスタＴＡＣ２をＯＮにする。
（Ｕ−７）次に、トランジスタＴＬ２をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ｂの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ２→接続点Ｂ→ダイオードＤＡＣ２→トランジスタＴＡＣ２→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ２およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣＨ２に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−８）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＨ２をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＡＣ２をＯＦＦにする。
この後、上記（Ｕ−１）〜（Ｕ−８）を繰り返す。
【００６５】
次に、降圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１４に示す。尚、トランジスタＴＨ５は常時オフである。
【００６６】
（Ｄ−１）トランジスタＴＨ４がＯＮの状態でトランジスタＴＨ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ１を通る電流が流れる（図１５参照）。このとき、トランジスタＴＬ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。
（Ｄ−２）次に、トランジスタＴＨ４をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＨ３をＯＮにすることで、トランジスタＴＨ１→トランスＴＲ１→トランジスタＴＨ３→トランジスタＴＨ１の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側（サブバッテリ４）に転送される。尚、トランジスタＴＨ４をＯＦＦにしてからトランジスタＴＨ３をＯＮにするまでの間はトランジスタＴＨ３の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−３）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＬ１とトランジスタＴＨ１をＯＦＦにする（ＺＣＳ：ゼロ電流スイッチング）。トランジスタＴＬ１をトランジスタＴＨ１より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−４）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＨ２をＯＮにして（ＺＶＳ：ゼロ電圧スイッチング）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ２（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴＬ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ２をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴＨ２をＯＮにした後、トランジスタＴＬ２をＯＮにするのが好ましい。
（Ｄ−５）次に、トランジスタＴＨ３をＯＦＦにし（ＺＶＳ）、続いてトランジスタＴＨ４をＯＮにする（ＺＶＳ）ことで、トランジスタＴＨ２→トランスＴＲ１→トランジスタＴＨ４→トランジスタＴＨ２の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側に転送される。尚、トランジスタＴＨ３をＯＦＦにしてからトランジスタＴＨ４をＯＮにするまでの間はトランジスタＴＨ４の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−６）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＬ２とトランジスタＴＨ２をＯＦＦにする（ＺＣＳ）。トランジスタＴＬ２をトランジスタＴＨ２より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−７）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＨ１をＯＮにして（ＺＶＳ）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ１（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴＬ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ１をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴＨ１をＯＮにした後、トランジスタＴＬ１をＯＮにするのが好ましい。
その後、上記（Ｄ−２）〜（Ｄ−７）を繰り返す。
全てのスイッチングはＺＶＳまたはＺＣＳのソフトスイッチングとなっており、サージ電圧等の発生を抑制しつつ、損失を低減することができる。
【００６７】
トランジスタＴＨ１及びＴＨ４をＯＮにする期間とトランジスタＴＨ２及びＴＨ３をＯＮにする期間とを交互に繰り返されるが、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴＨ３及びＴＨ４が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２の同時ＯＮ並びにトランジスタＴＨ３及びＴＨ４の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴＨ１〜ＴＨ４が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００６８】
第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのように、トランジスタＴＨ５を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣＨ２が充電されたままの状態にてトランジスタＴＨ４がＯＮしたときに、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサＣＨ２、トランジスタＴＨ４、及びトランジスタＴＨ５がダメージを受けてしまう。
【００６９】
そこで、例えば、図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図１６及び図１７において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００７０】
図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ５をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴＨ４がＯＮしたときであっても、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡されなくなる。
【００７１】
また、図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コンデンサＣＨ２に並列に抵抗ＲＨ１及びトランジスタＴＨ６によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴＨ４をＯＮにする前に、トランジスタＴＨ６をＯＮにしてコンデンサＣＨ２の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗ＲＨ１による放電を実施した後にトランジスタＴＨ６をＯＦＦにし、その後トランジスタＴＨ４をＯＮにする。これにより、トランジスタＴＨ４がＯＮになって、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。
【００７２】
次に、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。
【００７３】
ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。
【００７４】
そこで、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴＨ１における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴＨ３における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴＨ１及びＴＨ３のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリ７の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴＨ２及びＴＨ４をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴＨ２及びＴＨ４をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図１８に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴＨ１及びＴＨ３）に並列にダイオードを接続することが望ましい。
【００７５】
なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
１０１ 第１スイッチ回路
１０２ 第２スイッチ回路
１０３ 昇降圧チョッパ回路
Ｂ１ バッテリ
Ｃ１、Ｃ２、ＣＨ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、ＤＡＣ１、ＤＡＣ２ ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
ＤＶ５、ＤＶ６ ベースドライバ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、ＴＡＣ２ トランジスタ
ＴＨ１〜ＴＨ４ トランジスタ
ＴＲ１ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導性負荷に接続されるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源装置において、直流電源から出力される直流電圧をパルス電圧に変換するためにプッシュプル回路が用いられることがある。例えば、特許文献１に開示されている電源装置は、図１９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。
【０００３】
特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。
【０００４】
なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−５０４０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。
【０００７】
しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５、補機バッテリ１００間の電力伝送を効率よく行うことができないという問題があった。
【０００８】
昇圧動作時にプッシュプル回路１０１に大電流を流す場合、トランジスタＱ１またはＱ２がオン状態からオフ状態にスイッチングする際、トランス１０２の寄生インダクタンス（図１９において不図示）に起因する非常に大きなサージ電圧が発生する。このサージ電圧はスイッチングする直前のトランジスタに流れる電流値におおよそ比例するため、回路に流れる電流が大きいほどサージ電圧が大きくなり、回路を破壊しやすくなる。このサージ電圧によって回路が破壊されることを防止するために、図２０に示すようにツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２を設けると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるトランジスタＴＬ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ａにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ１を介してＧＮＤ側に捨てられ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ｂにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ２を介してＧＮＤ側に捨てられることになるので、大きな損失の要因となる。
【０００９】
なお、図２０のバッテリＢ１は図１９の補機バッテリ１００に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ１に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２に、図２０のトランスＴＲ１は図１９のトランス１０２に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４は図１９のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３〜Ｑ６に、図２０のコンデンサＣＨは図１９のコンデンサ１０４にそれぞれ対応している。また、図２０では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。
【００１０】
本発明は、上記の状況に鑑み、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成（第１の構成）とする。
【００１２】
また、上記第１の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第２の構成）としてもよい。
【００１３】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備える構成（第３の構成）としてもよい。
【００１４】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。
【００１５】
また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタである構成（第５の構成）としてもよい。
【００１６】
また、上記第１〜第５のいずれかの構成のプッシュプル回路において、前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子である構成（第６の構成）としてもよい。
【００１７】
また、上記第６の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第７の構成）としてもよい。
【００１８】
また、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスに接続される上記第１〜第７のいずれかの構成のプッシュプル回路とを備える構成とする。
【００１９】
また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給する上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータとを備える構成とする。なお、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータを双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにすることが望ましい。
【００２０】
また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。
【００２１】
また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成である。このような構成によると、前記第３スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の一端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流され、前記第４スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の他端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流されるので、損失を大幅に低減することができる。従って、本発明によると、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図４】図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。
【図５】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。
【図６】トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図９】電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。
【図１０】電気自動車用ソーラー充電システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。
【図１１】第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１２】昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１３】昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図１４】降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１５】降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。
【図１６】第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１７】第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１８】第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。
【図１９】特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。
【図２０】従来のプッシュプル回路の構成例を示す図である。
【図２１】図２０に示す従来のプッシュプル回路においてサージ電圧が発生した場合にＧＮＤ側に捨てられるサージ成分を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。
【００２５】
図１は本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ２と、ダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２とを備えている。
【００２６】
トランジスタＴＬ１のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴＬ２のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴＬ１及びＴＬ２の各ソースはバッテリＢ１の負極に接続される。なお、図１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列ダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。
【００２７】
ダイオードＤＡＣ１のアノードはトランジスタＴＬ１のドレインに接続され、ダイオードＤＡＣ１のカソードはトランジスタＴＡＣ１のドレインに接続され、トランジスタＴＡＣ１のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤＡＣ２のアノードはトランジスタＴＬ２のドレインに接続され、ダイオードＤＡＣ２のカソードはトランジスタＴＡＣ２のドレインに接続され、トランジスタＴＡＣ２のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。
【００２８】
なお、トランスＴＲ１の高圧側巻線にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４によって構成されるフルブリッジ回路が接続され、当該フルブリッジ回路にコンデンサＣＨが接続される。これにより、バッテリＢ１から出力される直流電圧を、本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路→トランスＴＲ１→上記フルブリッジ回路の経路で昇圧してコンデンサＣＨで平滑すること、及び、コンデンサＣＨの両端電圧を上記フルブリッジ回路→トランスＴＲ→本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の経路で降圧してバッテリＢ１に供給することが可能となる。
【００２９】
図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴＡＣ１が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴＡＣ２が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。
【００３０】
したがって、トランジスタＴＬ１がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ１がＯＮ状態であり、トランジスタＴＬ２がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ１がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴＬ２がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ２がＯＮ状態であり、トランジスタＴＬ１がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴＡＣ２がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、及びＴＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図２に示すようなタイミングで行うとよい。図２に示すようなタイミングでトランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、及びＴＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴＡＣ１の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴＬ１の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴＡＣ２の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴＬ２の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴＡＣ１の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴＡＣ２の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。
【００３１】
ここで、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図３に示す。また、比較のため、図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図４に示す。図３及び図４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図３及び図４それぞれにおいて、バッテリＢ１の電圧は１２Ｖとした。
【００３２】
図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴL１、ＴL２の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴL１、ＴL２を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤＡＣ１→トランジスタＴＡＣ１→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤＡＣ２→トランジスタＴＡＣ２→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。
【００３３】
次に、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例について説明する。
【００３４】
トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図５に示す。図５において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図５に記載している電圧値は一例である。
【００３５】
図５に示す第１実施例では、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリＢ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図５に示す第１実施例では、トランジスタＴＬ１のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴＬ２のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴＡＣ１をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴＡＣ１のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴＡＣ２をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴＡＣ２のソース端子）も接続する。なお、図５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴＬ１のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴＬ２のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴＡＣ１、ＴＡＣ２を駆動するための電源電圧が得られるのは、図３に示すように、トランジスタＴＡＣ１オフ時のトランジスタＴＡＣ１のドレイン電圧、および、トランジスタＴＡＣ２オフ時のトランジスタＴＡＣ２のドレイン電圧が、バッテリＢ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。
【００３６】
このような電源構成によると、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。
【００３７】
トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図６に示す。図６において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図６に記載している電圧値は一例である。
【００３８】
図６に示す第２実施例では、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴＡＣ１をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴＡＣ２をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。
【００３９】
このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図６においてはトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２の並列ダイオードを図示していないが、図５と同様にトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。
【００４０】
次に、本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路について説明する。図７は本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図７において図１と同一の部分には、図１中のトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２を図７ではトランジスタＴＡＣ１Ａ及びＴＡＣ２Ａに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００４１】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路のダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２に、同期整流用トランジスタＴＡＣ１Ｂ及びＴＡＣ２Ｂをそれぞれ並列接続した構成である。但し、ダイオードＤＡＣ１及びＤＡＣ２は、同期整流用トランジスタＴＡＣ１Ｂ及びＴＡＣ２Ｂの内蔵ダイオードであっても良い。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。
【００４２】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴＬ１がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴＡＣ１ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴＡＣ１ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴＡＣ１ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴＬ２がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴＡＣ２ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴＡＣ２ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴＡＣ２ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１Ａ、ＴＡＣ２Ａ、ＴＡＣ１Ｂ、及びＴＡＣ２ＢのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図８に示すようなタイミングで行うとよい。
【００４３】
図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴＡＣ１及びＴＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【００４４】
本発明に係るプッシュプル回路は、例えば図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。
【００４５】
図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図９においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。
【００４６】
本発明に係るプッシュプル回路を図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が本発明に係るプッシュプル回路を有するようにすればよい。
【００４７】
電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。
【００４８】
図９においては、本発明に係るプッシュプル回路を備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。
【００４９】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成例について説明する。
【００５０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ５の一構成例を図１０に示す。図１０に示す構成例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、第１スイッチング回路１０１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２と、昇降圧チョッパ回路１０３とを備えている。なお、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータとの配置を入れ替えても構わない。また、サブバッテリ４、メインバッテリ７の各電圧の様々な状態に応じて常に高効率を保つために、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを固定デューティに基づいて動作させ、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを可変デューティに基づいて動作させて昇降圧比を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を昇降圧チョッパ回路１０３のデューティによっての変換倍率を制御する可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータとすることが望ましい。ただし、昇降圧チョッパ回路１０３を取り除いて第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータのみにしても構わない。
【００５１】
昇降圧チョッパ回路１０３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＣ１及びＴＣ２と、インダクタＬＣ１と、コンデンサＣＣ１とによって構成され、サブバッテリ４からメインバッテリ７への充電が行われるときにトランジスタＴＣ１が同期整流素子として動作し、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電が行われるときにトランジスタＴＣ２が同期整流素子として動作する。但し、同期整流素子はＯＦＦ状態を保ち、同期整流素子に並列接続された（寄生）ダイオードのみを動作させても良い。
【００５２】
第１スイッチング回路１０１は、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電時に平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣＬと、本発明に係るプッシュプル回路とによって構成される。図１０では、本発明に係るプッシュプル回路として本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路を図示しているが、他の本発明に係るプッシュプル回路を用いても構わない。
【００５３】
以下、第１スイッチング回路１０１と、トランジスタＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２とによって構成される双方向コンバータの好適構成例について説明する。
【００５４】
図１１は第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１スイッチング回路１０１を備え、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１を備え、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ１〜ＴＨ４によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリＢ１との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＨ５並びにコンデンサＣＨ１及びＣＨ２とを有する第２スイッチング回路１０２を備えている。
【００５５】
トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴＨ１のソース及びトランジスタＴＨ２のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴＨ３のソース、トランジスタＴＨ４のドレイン、及びトランジスタＴＨ５のドレインが接続されている。トランジスタＴＨ１のドレイン及びトランジスタＴＨ３のドレイン、及びコンデンサＣＨ１の一端がメインバッテリ７の正極に接続され、トランジスタＴＨ２のソース及びトランジスタＴＨ４のソース、及びコンデンサＣＨ２の一端がメインバッテリ７の負極に接続される。そして、コンデンサＣＨ１の他端及びコンデンサＣＨ２の他端がトランジスタＴＨ３のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間のダイオードは並列ダイオードである。また、メインバッテリ７はサブバッテリ４よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、トランスＴＲ１に接続された（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、インダクタＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するインダクタＳＬ１を流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、インダクタＳＬ１に対して行うのが好ましい。
【００５６】
図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時にトランジスタＴＨ５を常時ＯＮにして、サブバッテリ４から出力される直流電圧を第１スイッチング回路１０１で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２とトランジスタＴＨ５とコンデンサＣＨ１及びＣＨ２とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行う。トランスＴＲ１の巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴＬ１およびＴＬ２のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００５７】
また、図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時にトランジスタＴＨ５を常時ＯＦＦにして、メインバッテリ７から出力された直流電圧を第２スイッチング回路１０２で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴＬ１及びＴＬ２によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をサブバッテリ４に供給する。トランスＴＲ１の低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比（巻線比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。
【００５８】
ここで、好適構成に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。
【００５９】
例えば、サブバッテリ４の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小）〜Ｖsub_max（最大）、メインバッテリ７の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンス（トランスに接続された外的インダクタンスを含む）に等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。
【００６０】
この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００６１】
次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴＨ１とＴＨ４がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴＨ２とＴＨ３がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。
【００６２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１１の回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１１の回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。
【００６３】
次に、昇圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１２に示す。尚、トランジスタＴＨ３、ＴＨ４は常時オフ、トランジスタＴＨ５は常時オンである。
【００６４】
（Ｕ−１）トランジスタＴＬ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＨ５及びＴＨ１を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴＨ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＨ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴＬ１をＯＮした後、トランジスタＴＨ１をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−２）次に、トランジスタＴＡＣ１をＯＮにする。
（Ｕ−３）次に、トランジスタＴＬ１をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ａの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ１→接続点Ａ→ダイオードＤＡＣ１→トランジスタＴＡＣ１→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ１およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣＨ１もしくはメインバッテリ７に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−４）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＨ１をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＡＣ１をＯＦＦにする。
（Ｕ−５）次に、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＬ２をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＨ５及びＴＨ２を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴＨ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＨ２をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴＬ２をＯＮした後、トランジスタＴＨ２をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−６）次に、トランジスタＴＡＣ２をＯＮにする。
（Ｕ−７）次に、トランジスタＴＬ２をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ｂの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ２→接続点Ｂ→ダイオードＤＡＣ２→トランジスタＴＡＣ２→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ２およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣＨ２に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−８）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＨ２をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＡＣ２をＯＦＦにする。
この後、上記（Ｕ−１）〜（Ｕ−８）を繰り返す。
【００６５】
次に、降圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１４に示す。尚、トランジスタＴＨ５は常時オフである。
【００６６】
（Ｄ−１）トランジスタＴＨ４がＯＮの状態でトランジスタＴＨ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ１を通る電流が流れる（図１５参照）。このとき、トランジスタＴＬ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。
（Ｄ−２）次に、トランジスタＴＨ４をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴＨ３をＯＮにすることで、トランジスタＴＨ１→トランスＴＲ１→トランジスタＴＨ３→トランジスタＴＨ１の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側（サブバッテリ４）に転送される。尚、トランジスタＴＨ４をＯＦＦにしてからトランジスタＴＨ３をＯＮにするまでの間はトランジスタＴＨ３の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−３）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＬ１とトランジスタＴＨ１をＯＦＦにする（ＺＣＳ：ゼロ電流スイッチング）。トランジスタＴＬ１をトランジスタＴＨ１より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−４）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＨ２をＯＮにして（ＺＶＳ：ゼロ電圧スイッチング）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ２（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴＬ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ２をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴＨ２をＯＮにした後、トランジスタＴＬ２をＯＮにするのが好ましい。
（Ｄ−５）次に、トランジスタＴＨ３をＯＦＦにし（ＺＶＳ）、続いてトランジスタＴＨ４をＯＮにする（ＺＶＳ）ことで、トランジスタＴＨ２→トランスＴＲ１→トランジスタＴＨ４→トランジスタＴＨ２の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側に転送される。尚、トランジスタＴＨ３をＯＦＦにしてからトランジスタＴＨ４をＯＮにするまでの間はトランジスタＴＨ４の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−６）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴＬ２とトランジスタＴＨ２をＯＦＦにする（ＺＣＳ）。トランジスタＴＬ２をトランジスタＴＨ２より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−７）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴＨ１をＯＮにして（ＺＶＳ）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴＬ１（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴＬ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴＬ１をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴＨ１をＯＮにした後、トランジスタＴＬ１をＯＮにするのが好ましい。
その後、上記（Ｄ−２）〜（Ｄ−７）を繰り返す。
全てのスイッチングはＺＶＳまたはＺＣＳのソフトスイッチングとなっており、サージ電圧等の発生を抑制しつつ、損失を低減することができる。
【００６７】
トランジスタＴＨ１及びＴＨ４をＯＮにする期間とトランジスタＴＨ２及びＴＨ３をＯＮにする期間とを交互に繰り返されるが、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴＨ３及びＴＨ４が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴＨ１及びＴＨ２の同時ＯＮ並びにトランジスタＴＨ３及びＴＨ４の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴＨ１〜ＴＨ４が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。
【００６８】
第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのように、トランジスタＴＨ５を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣＨ２が充電されたままの状態にてトランジスタＴＨ４がＯＮしたときに、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサＣＨ２、トランジスタＴＨ４、及びトランジスタＴＨ５がダメージを受けてしまう。
【００６９】
そこで、例えば、図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図１６及び図１７において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
【００７０】
図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ５をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴＨ４がＯＮしたときであっても、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡されなくなる。
【００７１】
また、図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コンデンサＣＨ２に並列に抵抗ＲＨ１及びトランジスタＴＨ６によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴＨ４をＯＮにする前に、トランジスタＴＨ６をＯＮにしてコンデンサＣＨ２の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗ＲＨ１による放電を実施した後にトランジスタＴＨ６をＯＦＦにし、その後トランジスタＴＨ４をＯＮにする。これにより、トランジスタＴＨ４がＯＮになって、トランジスタＴＨ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴＨ４を介してコンデンサＣＨ２が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。
【００７２】
次に、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。
【００７３】
ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。
【００７４】
そこで、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴＨ１における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴＨ３における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴＨ１及びＴＨ３のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリ７の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴＨ２及びＴＨ４をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴＨ１及びＴＨ３をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴＨ２及びＴＨ４をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図１８に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴＨ１及びＴＨ３）に並列にダイオードを接続することが望ましい。
【００７５】
なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
１０１ 第１スイッチ回路
１０２ 第２スイッチ回路
１０３ 昇降圧チョッパ回路
Ｂ１ バッテリ
Ｃ１、Ｃ２、ＣＨ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、ＤＡＣ１、ＤＡＣ２ ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
ＤＶ５、ＤＶ６ ベースドライバ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＴＬ１、ＴＬ２、ＴＡＣ１、ＴＡＣ２ トランジスタ
ＴＨ１〜ＴＨ４ トランジスタ
ＴＲ１ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、
一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、
第１整流素子と、
前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、
第２整流素子と、
前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備えることを特徴とするプッシュプル回路。
【請求項２】
前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、
前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、
前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とする請求項１に記載のプッシュプル回路。
【請求項３】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、
前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、
前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項４】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項５】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項６】
前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のプッシュプル回路。
【請求項７】
前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、
前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、
前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とする請求項６に記載のプッシュプル回路。
【請求項８】
トランスと、
前記トランスに接続される請求項１〜７のいずれか１項に記載のプッシュプル回路とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
太陽電池と、
前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、
前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
【請求項１０】
請求項９に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
【請求項１１】
前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項１０に記載の移動体。
【請求項１】
一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、
一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、
第１整流素子と、
前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、
第２整流素子と、
前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備えることを特徴とするプッシュプル回路。
【請求項２】
前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、
前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、
前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とする請求項１に記載のプッシュプル回路。
【請求項３】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、
前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、
前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項４】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項５】
前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のプッシュプル回路。
【請求項６】
前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のプッシュプル回路。
【請求項７】
前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、
前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、
前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とする請求項６に記載のプッシュプル回路。
【請求項８】
トランスと、
前記トランスに接続される請求項１〜７のいずれか１項に記載のプッシュプル回路とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
太陽電池と、
前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、
前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
【請求項１０】
請求項９に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
【請求項１１】
前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項１０に記載の移動体。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【公開番号】特開２０１３−７０４６３（Ｐ２０１３−７０４６３Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２０５５３６（Ｐ２０１１−２０５５３６）
【出願日】平成２３年９月２１日（２０１１．９．２１）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２１日（２０１１．９．２１）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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