リアクトルおよび電力変換装置
【課題】大型化することなく、リアクトル電流が小さい領域での損失を抑制可能で、かつリアクトルに接続される素子に流れる電流の最大値を抑制可能なリアクトルを得る。
【解決手段】リアクトルＬ１は、電動車両に搭載されるコンバータに用いられる。リアクトルＬ１は、環状のコア部ＣＲと、コア部ＣＲの外周に巻き付けられたコイルＣＬとで構成される。コア部ＣＲは、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２と、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間のギャップαに挿入されるスペーサＳとを含む。スペーサＳは、コイルＣＬを流れる電流ＩＬが増加した場合にコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【解決手段】リアクトルＬ１は、電動車両に搭載されるコンバータに用いられる。リアクトルＬ１は、環状のコア部ＣＲと、コア部ＣＲの外周に巻き付けられたコイルＣＬとで構成される。コア部ＣＲは、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２と、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間のギャップαに挿入されるスペーサＳとを含む。スペーサＳは、コイルＣＬを流れる電流ＩＬが増加した場合にコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力で駆動力を得る車両に搭載されるリアクトルおよび電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車や電気車両などの電力で駆動力を得る車両には、直流電源であるバッテリの電力をモータを駆動するための電力に変換する電力変換装置が備えられる。この電力変換装置には、バッテリの電力を昇圧するコンバータが含まれる。リアクトルは、この昇圧コンバータを構成する主要な部品の１つである。
【０００３】
特開２００８−４１８８０号公報（特許文献１）には、環状のコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとによって構成されるリアクトルが開示されている。特許文献１に開示されたリアクトルのコア部は、複数のコアブロックと、各コアブロック間のギャップに挿入されるスペーサとで構成される。スペーサは、非磁性材料から形成される基材中に粉状磁性材料を分散させて形成される。これにより、ギャップ周縁部において生じる漏れ磁束が減少するので、損失を減少させるとともに磁束密度の偏在を緩和して、エネルギ変換効率を向上させることのできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−４１８８０号公報
【特許文献２】特開２００８−２８２８７号公報
【特許文献３】特開２００２−５７０４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１には、コアブロックの磁気特性とスペーサの磁気特性との関係をどのように設定するかについては何ら開示されていない。
【０００６】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、大型化することなく、リアクトル電流が小さい領域での損失を抑制可能で、かつリアクトルに接続される素子に流れる電流の最大値を抑制可能なリアクトルを得ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るリアクトルは、電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置に用いられるリアクトルである。このリアクトルは、磁性体で構成されるコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとを備える。コア部は、所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含む。スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【０００８】
好ましくは、複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックとを含む。スペーサは、第１ブロックおよび第２ブロックの間に隙間を満たすように挿入される。
【０００９】
好ましくは、複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックと、第１ブロックおよび第２ブロックの間に設けられる中間ブロックとを含む。中間ブロックは、第１の隙間を隔てて第１ブロックと対向するとともに、第２の隙間を隔てて第２ブロックと対向する。スペーサは、第１の隙間に第１の隙間を満たすように挿入される第１スペーサと、第２の隙間に第２の隙間を満たすように挿入される第２スペーサとを含む。第２スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に第１スペーサよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００１０】
好ましくは、複数のコアブロックは、Ｕ字状の第１ブロックと、Ｕ字状の第２ブロックとを含む。コア部は、第１ブロック、第２ブロック、スペーサによって環状に形成される。
【００１１】
この発明の別の局面に係る電力変換装置は、電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置である。この電力変換装置は、直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、リアクトルとを備える。リアクトルは、磁性体で構成されるコア部と、コア部の外周に巻き付けられ、一端が第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の間に接続されるコイルとを備える。コア部は、所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含む。スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、大型化することなく、リアクトル電流が小さい領域での損失を抑制可能で、かつリアクトルに接続される素子に流れる電流の最大値を抑制可能なリアクトルを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】リアクトルが適用されるモータ駆動装置の回路図である。
【図２】リアクトルの構成を示す図である。
【図３】コアブロックおよびスペーサの磁気ヒステリシス曲線を示す図である。
【図４】リアクトルを流れる電流ＩＬとリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図（その１）である。
【図５】従来のリアクトルの特性と本実施の形態に従うリアクトルの特性とを比較した表である。
【図６】リアクトルのコア部の構成を示す図（その１）である。
【図７】リアクトルを流れる電流ＩＬとリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図（その２）である。
【図８】リアクトルのコア部の構成を示す図（その２）である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態１について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１５】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従うリアクトルＬ１が適用されるモータ駆動装置１００の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源ＢＡと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。
【００１６】
このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭは、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１７】
コンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。
【００１８】
リアクトルＬ１は、後述するように、環状のコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとによって構成される。リアクトルＬ１のコイルの一方端は、直流電源ＢＡの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続される。リアクトルＬ１のコイルの他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点に接続される。
【００１９】
インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。
【００２０】
直流電源ＢＡは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源ＢＡとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。
【００２１】
コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように制御される。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間（スイッチング素子Ｑ２のオン期間）とスイッチング素子Ｑ１のオン期間（スイッチング素子Ｑ２のオフ期間）とが交互に繰り返されることによって、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）が直流電源ＢＡの出力電圧以上の電圧に昇圧される。
【００２２】
インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭへ出力し、交流モータＭを駆動する。これにより、交流モータＭは、信号ＰＷＩによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭにより発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。
【００２３】
電流センサ５２は、コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２４】
フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２５】
平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。
【００２６】
電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ１０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２７】
回転角センサ５８は、交流モータＭのロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２８】
制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。
【００２９】
また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵ（Electronic Control Unit）から受ける交流モータＭのトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。
【００３０】
リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬは、コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１のオフ期間（スイッチング素子Ｑ２のオン期間）とスイッチング素子Ｑ１のオン期間（スイッチング素子Ｑ２のオフ期間）とが交互に繰り返されることによって、図１に示すように、リップル成分を含んだ波形となる。電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬは、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌに反比例する。つまり、インダクタンス値Ｌが大きいほど、電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬは小さくなる。
【００３１】
図２は、リアクトルＬ１の構成を示す図である。図２を参照して、リアクトルＬ１は、コア部ＣＲと、コア部ＣＲの外周に巻き付けられたコイルＣＬとで構成される。なお、コイルＣＬに流れる電流が、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬである。したがって、電流ＩＬが流れることによって、コイルＣＬが作る磁場がコア部ＣＲに作用することになる。
【００３２】
コア部ＣＲは、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２と、Ｉ字状のスペーサＳとを含む。コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、スペーサＳは、いずれも磁性体である。コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２とは、所定の隙間α（以下「ギャップα」ともいう）を隔てて互いに対向するように配置される。スペーサＳは、ギャップαを満たすようにギャップαに挿入される。これにより、コア部ＣＲの形状は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、スペーサＳによって連続した環状となる。
【００３３】
本発明の実施の形態１の最も特徴的な点は、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にスペーサＳがコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和するように、スペーサＳの磁気特性とコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の磁気特性との関係を設定した点である。なお、磁気飽和とは、磁性体に与える磁界の強さを増加しても磁性体内の磁束密度が上昇しなくなる状態をいう。磁気飽和した磁性体は、磁性体としての働きをしなくなる。
【００３４】
図３は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの磁気ヒステリシス曲線を示す。なお、磁気ヒステリシス曲線とは、磁性体に作用する外部磁気Ｈとその磁性体の磁化の強さを表す磁束密度Ｂとの関係を示す曲線であって、Ｂ−Ｈ曲線とも呼ばれる。図３において、横軸は外部磁気Ｈ（電流ＩＬの大きさに相当）であり、縦軸は磁束密度Ｂである。曲線ＬｂはコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の磁気ヒステリシス曲線を示し、曲線ＬｂはスペーサＳの磁気ヒステリシス曲線を示す。
【００３５】
外部磁気Ｈを増加させた場合（電流ＩＬの大きさを増加させた場合に相当）、図３に示すように、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２は、外部磁気Ｈが所定値Ｈ２となった時点で磁束密度Ｂが飽和する。これに対して、スペーサＳは、外部磁気Ｈが所定値Ｈ２よりも小さい所定値Ｈ１となった時点で磁束密度Ｂが飽和する。つまり、電流ＩＬの大きさを増加させた場合、スペーサＳは、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する。このような磁気特性を有するスペーサＳをギャップαに挿入した点が、本実施の形態１の最も特徴的な点である。たとえば、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２の材料を珪素鋼板とし、スペーサＳの材料をフェライトとすればよい。
【００３６】
図４は、電流ＩＬとリアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌとの関係を示す図である。図４に示すように、電流ＩＬが所定値Ｉ０よりも小さい範囲では、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの双方が磁気飽和していない状態である。この状態では、インダクタンス値Ｌは、ギャップαにスペーサＳを挿入しない場合（いわゆるエアギャップを設けた場合）のインダクタンス値（破線参照）よりも高い値となる。
【００３７】
一方、電流ＩＬが所定値Ｉ０となった時点で、スペーサＳはコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する。この影響でインダクタンス値Ｌが低下する。しかしながら、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２は未だ磁気飽和しない。そのため、電流ＩＬが所定値Ｉ０よりも大きい範囲では、インダクタンス値Ｌは、エアギャップを設けた場合と実質的に同じ値となり、エアギャップを設けない場合に比べてインダクタンス値Ｌの低下幅を小さくすることができる。
【００３８】
図５は、従来のリアクトルの特性と本実施の形態１に従うリアクトルＬ１の特性とを比較した表である。図５の比較表において、区分１〜区分３が従来のリアクトルの特性を示し、区分４が本実施の形態１に従うリアクトルＬ１の特性を示す。
【００３９】
区分１に示されたリアクトルは、コア部にギャップが設けられていない。このリアクトルでは、電流ＩＬが小さい常用域では、インダクタンス値Ｌが非常に大きい値となる。そのため、電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬが小さくなり、リップル成分による損失を小さくすることができる。しかしながら、このタイプのリアクトルでは、電流ＩＬが増加すると直ぐにコア部が磁気飽和してしまい、インダクタンス値Ｌが極端に小さい値となり、リップル幅ΔＩＬが大きくなってしまう。このように電流ＩＬが大きい過渡域でリップル幅ΔＩＬが大きくなるため、電流ＩＬの最大値が大きくなる。そのため、リアクトルに接続された半導体素子（本実施の形態１ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２など）を流れる電流の最大値が大きくなってしまう。つまり、半導体素子の許容電流値を大きい値に設定する必要があり、コスト増加の要因となる。
【００４０】
区分２に示されたリアクトルは、コア部にギャップが設けられる。このリアクトルでは、区分１で示されたリアクトルに比べて、過渡域でのインダクタンス値Ｌをやや大きくすることは可能であるが、常用域でのインダクタンス値Ｌが小さくなり、電流ＩＬのリップル成分による損失が大きくなってしまう。
【００４１】
区分３に示されたリアクトルは、区分２のリアクトルのサイズを全体的に大きくしたものである。このリアクトルでは、区分２に示されたリアクトルに比べて、サイズを大きくしたことに応じてインダクタンス値Ｌが全体的に大きくなるため、常用域での損失低減も、過渡域での半導体素子の最大電流値の抑制も可能であるが、リアクトルのサイズが大きくなってしまい、重量増加や搭載スペースの問題が生じる。
【００４２】
これらに対し、区分４に示されたリアクトルは、区分２で示されたリアクトルのコア部のギャップαに、コアブロックよりも先に磁気飽和するスペーサを挿入したリアクトルである。つまり、区分４に示されたリアクトルは、本実施の形態１に従うリアクトルＬ１である。
【００４３】
区分４に示されたリアクトルＬ１では、常用域ではコアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの双方が磁気飽和しない。そのため、区分４に示されたリアクトルＬ１を用いる場合、区分２で示されたリアクトルを用いる場合に比べて常用域のインダクタンス値Ｌを大きくすることができ、リップル幅ΔＩＬを小さくすることができる。これにより、リップル成分による損失が小さくなりエネルギ効率が向上するので、最終的に車両の燃費が向上する。
【００４４】
さらに、区分４に示されたリアクトルＬ１では、過渡域ではスペーサが先に磁気飽和するもののコアブロックは未だ磁気飽和しない。そのため、区分４に示されたリアクトルＬ１を用いれば、区分１で示されたリアクトルに比べて過渡域のインダクタンス値Ｌを大きい値に保つことができ、半導体素子を流れる電流の最大値が大きくなることを抑制することができる。
【００４５】
さらに、区分４に示されたリアクトルＬ１は、区分２に示されたリアクトルと同じサイズであり、区分３に示されたリアクトルに比べて小さいサイズでよい。そのため、重量増加や搭載スペースの問題も解消する。
【００４６】
以上のように、本発明の実施の形態１においては、リアクトルＬ１のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の間のギャップαに、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和するスペーサＳを挿入した。これにより、本発明の実施の形態１に従うリアクトルＬ１は、大型化することなく、電流ＩＬが小さい領域での損失を抑制することができ、かつリアクトルＬ１に接続される素子に流れる電流の最大値を抑制することができる。
【００４７】
［実施の形態２］
実施の形態１では、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間にスペーサＳを挿入した。
【００４８】
これに対し、実施の形態２では、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間に、スペーサＳ１に加えて、スペーサＳ２を挿入する点に特徴を有する。
【００４９】
図６は、リアクトルＬ１の、実施の形態２に従うコア部ＣＲａの構成を示す図である。なお、コア部ＣＲａ以外の構造、機能などは、前述の実施の形態１と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【００５０】
図６に示すように、コア部ＣＲａは、コアブロックとして、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１、ＢＬ２と、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間に設けられたＩ字状の中間ブロックＢＬ３とを含む。また、コア部ＣＲａは、スペーサとして、スペーサＳ１，Ｓ２を含む。
【００５１】
中間ブロックＢＬ３は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２に対してそれぞれギャップα１，α２を隔てて設けられる。ギャップα１の幅とギャップα２の幅とは同じである。なお、ギャップα１の幅とギャップα２の幅とが異なっていてもよい。
【００５２】
スペーサＳ１は、ギャップα１を満たすようにギャップα１に挿入される。スペーサＳ２は、ギャップα２を満たすようにギャップα２に挿入される。スペーサＳ１，Ｓ２は、ともに、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にコアブロック（コアブロックＢＬ１、ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３）よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００５３】
さらに、スペーサＳ２は、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にスペーサＳ１よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００５４】
図７は、電流ＩＬと、コア部ＣＲａを備えたリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図である。
【００５５】
図７において、電流ＩＬが所定値Ｉ１よりも小さい領域では、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３、スペーサＳ１，Ｓ２のいずれもが磁気飽和していない状態となる。この領域では、ギャップα１，α２にスペーサＳ１，Ｓ２を挿入しないエアギャップの場合（図７の破線参照）に比べてインダクタンス値が非常に高い値となる。そのため、車両の燃費が向上する。
【００５６】
電流ＩＬが所定値Ｉ１から所定値Ｉ２までに含まれる領域では、スペーサＳ２のみが磁気飽和し、他のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３、スペーサＳ１が磁気飽和していない状態となる。この領域では、インダンクタンス値は、電流ＩＬが所定値Ｉ１よりも小さい領域に比べれば低下するが、エアギャップの場合（図７の破線参照）に比べれば高い値に保つことができる。これにより、リップル幅ΔＩＬが小さくなりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での発熱量が低減される。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐熱温度を低く設定することができる。
【００５７】
電流ＩＬが所定値Ｉ２よりも大きい領域では、スペーサＳ２に加えてスペーサＳ１も磁気飽和するが、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２および中間ブロックが磁気飽和していない状態となる。この状態では、インダンクタンス値は、エアギャップの場合（図７の破線参照）と同じ値となる。そのため、ギャップが設けられていないリアクトルに比べて、インダクタンス値Ｌを大きい値に保つことができ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の許容電流値を低く設定することができる。
【００５８】
このように、異なる磁気特性を有するスペーサＳ１，Ｓ２を組合せることで、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係をある程度は自由に設計することができる。
【００５９】
なお、スペーサＳ１の磁気特性とスペーサＳ２の磁気特性とを異ならせる手法としては、たとえば、スペーサＳ１とスペーサＳ２とに異なる磁気特性を有する磁性体を用いればよい。また、ギャップα１とギャップα２とでギャップ幅を異なる値に設定してもよい。
【００６０】
また、スペーサＳ１とスペーサＳ２とに同一の磁気特性を有する磁性体を用いた場合であっても、コイルＣＬが作る磁力が通過する面積（以下、「磁力通過面積」という）をスペーサＳ１とスペーサＳ２とで異ならせることによって、スペーサＳ１の磁気特性とスペーサＳ２の磁気特性とを異ならせることができる。
【００６１】
図８は、リアクトルＬ１の、実施の形態２の変形例に従うリアクトルＬ１のコア部ＣＲｂの構成を示す図である。コア部ＣＲｂにおいては、図８に示すように、スペーサＳ２ｂの径γをスペーサＳ１の径βよりも小さくすることで、スペーサＳ２ｂの磁力通過面積をスペーサＳ１の磁力通過面積よりも小さくしている。このような構成によっても、スペーサＳ２がスペーサＳ１よりも先に磁気飽和する磁気特性となる。
【００６２】
また、実施の形態２では、異なる磁気特性を有するスペーサＳ１，Ｓ２を組合せたが、コアブロックよりも先に磁気飽和するスペーサとエアギャップとを組合せるようにしてもよい。このような組合せによっても、スペーサＳ１，Ｓ２を組合せた場合と同様、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係をある程度自由に設計することができる。
【００６３】
今回開示された実施の形態１はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６４】
１０ コンバータ、２０ インバータ、３０ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００ モータ駆動装置、ＢＡ 直流電源、ＢＬ１，ＢＬ２ コアブロック、ＢＬ３ 中間ブロック、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＬ コイル、ＣＲ，ＣＲａ，ＣＲｂ コア部、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、Ｓ，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２ｂ スペーサ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力で駆動力を得る車両に搭載されるリアクトルおよび電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車や電気車両などの電力で駆動力を得る車両には、直流電源であるバッテリの電力をモータを駆動するための電力に変換する電力変換装置が備えられる。この電力変換装置には、バッテリの電力を昇圧するコンバータが含まれる。リアクトルは、この昇圧コンバータを構成する主要な部品の１つである。
【０００３】
特開２００８−４１８８０号公報（特許文献１）には、環状のコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとによって構成されるリアクトルが開示されている。特許文献１に開示されたリアクトルのコア部は、複数のコアブロックと、各コアブロック間のギャップに挿入されるスペーサとで構成される。スペーサは、非磁性材料から形成される基材中に粉状磁性材料を分散させて形成される。これにより、ギャップ周縁部において生じる漏れ磁束が減少するので、損失を減少させるとともに磁束密度の偏在を緩和して、エネルギ変換効率を向上させることのできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−４１８８０号公報
【特許文献２】特開２００８−２８２８７号公報
【特許文献３】特開２００２−５７０４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１には、コアブロックの磁気特性とスペーサの磁気特性との関係をどのように設定するかについては何ら開示されていない。
【０００６】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、大型化することなく、リアクトル電流が小さい領域での損失を抑制可能で、かつリアクトルに接続される素子に流れる電流の最大値を抑制可能なリアクトルを得ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るリアクトルは、電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置に用いられるリアクトルである。このリアクトルは、磁性体で構成されるコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとを備える。コア部は、所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含む。スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【０００８】
好ましくは、複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックとを含む。スペーサは、第１ブロックおよび第２ブロックの間に隙間を満たすように挿入される。
【０００９】
好ましくは、複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックと、第１ブロックおよび第２ブロックの間に設けられる中間ブロックとを含む。中間ブロックは、第１の隙間を隔てて第１ブロックと対向するとともに、第２の隙間を隔てて第２ブロックと対向する。スペーサは、第１の隙間に第１の隙間を満たすように挿入される第１スペーサと、第２の隙間に第２の隙間を満たすように挿入される第２スペーサとを含む。第２スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に第１スペーサよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００１０】
好ましくは、複数のコアブロックは、Ｕ字状の第１ブロックと、Ｕ字状の第２ブロックとを含む。コア部は、第１ブロック、第２ブロック、スペーサによって環状に形成される。
【００１１】
この発明の別の局面に係る電力変換装置は、電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置である。この電力変換装置は、直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、リアクトルとを備える。リアクトルは、磁性体で構成されるコア部と、コア部の外周に巻き付けられ、一端が第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の間に接続されるコイルとを備える。コア部は、所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含む。スペーサは、コイルを流れる電流を増加させた場合に複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、大型化することなく、リアクトル電流が小さい領域での損失を抑制可能で、かつリアクトルに接続される素子に流れる電流の最大値を抑制可能なリアクトルを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】リアクトルが適用されるモータ駆動装置の回路図である。
【図２】リアクトルの構成を示す図である。
【図３】コアブロックおよびスペーサの磁気ヒステリシス曲線を示す図である。
【図４】リアクトルを流れる電流ＩＬとリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図（その１）である。
【図５】従来のリアクトルの特性と本実施の形態に従うリアクトルの特性とを比較した表である。
【図６】リアクトルのコア部の構成を示す図（その１）である。
【図７】リアクトルを流れる電流ＩＬとリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図（その２）である。
【図８】リアクトルのコア部の構成を示す図（その２）である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態１について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１５】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従うリアクトルＬ１が適用されるモータ駆動装置１００の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源ＢＡと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。
【００１６】
このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭは、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１７】
コンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。
【００１８】
リアクトルＬ１は、後述するように、環状のコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとによって構成される。リアクトルＬ１のコイルの一方端は、直流電源ＢＡの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続される。リアクトルＬ１のコイルの他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点に接続される。
【００１９】
インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。
【００２０】
直流電源ＢＡは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源ＢＡとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。
【００２１】
コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように制御される。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間（スイッチング素子Ｑ２のオン期間）とスイッチング素子Ｑ１のオン期間（スイッチング素子Ｑ２のオフ期間）とが交互に繰り返されることによって、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）が直流電源ＢＡの出力電圧以上の電圧に昇圧される。
【００２２】
インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭへ出力し、交流モータＭを駆動する。これにより、交流モータＭは、信号ＰＷＩによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭにより発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。
【００２３】
電流センサ５２は、コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２４】
フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２５】
平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。
【００２６】
電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ１０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２７】
回転角センサ５８は、交流モータＭのロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２８】
制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。
【００２９】
また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵ（Electronic Control Unit）から受ける交流モータＭのトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。
【００３０】
リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬは、コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１のオフ期間（スイッチング素子Ｑ２のオン期間）とスイッチング素子Ｑ１のオン期間（スイッチング素子Ｑ２のオフ期間）とが交互に繰り返されることによって、図１に示すように、リップル成分を含んだ波形となる。電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬは、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌに反比例する。つまり、インダクタンス値Ｌが大きいほど、電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬは小さくなる。
【００３１】
図２は、リアクトルＬ１の構成を示す図である。図２を参照して、リアクトルＬ１は、コア部ＣＲと、コア部ＣＲの外周に巻き付けられたコイルＣＬとで構成される。なお、コイルＣＬに流れる電流が、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬである。したがって、電流ＩＬが流れることによって、コイルＣＬが作る磁場がコア部ＣＲに作用することになる。
【００３２】
コア部ＣＲは、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２と、Ｉ字状のスペーサＳとを含む。コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、スペーサＳは、いずれも磁性体である。コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２とは、所定の隙間α（以下「ギャップα」ともいう）を隔てて互いに対向するように配置される。スペーサＳは、ギャップαを満たすようにギャップαに挿入される。これにより、コア部ＣＲの形状は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、スペーサＳによって連続した環状となる。
【００３３】
本発明の実施の形態１の最も特徴的な点は、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にスペーサＳがコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和するように、スペーサＳの磁気特性とコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の磁気特性との関係を設定した点である。なお、磁気飽和とは、磁性体に与える磁界の強さを増加しても磁性体内の磁束密度が上昇しなくなる状態をいう。磁気飽和した磁性体は、磁性体としての働きをしなくなる。
【００３４】
図３は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの磁気ヒステリシス曲線を示す。なお、磁気ヒステリシス曲線とは、磁性体に作用する外部磁気Ｈとその磁性体の磁化の強さを表す磁束密度Ｂとの関係を示す曲線であって、Ｂ−Ｈ曲線とも呼ばれる。図３において、横軸は外部磁気Ｈ（電流ＩＬの大きさに相当）であり、縦軸は磁束密度Ｂである。曲線ＬｂはコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の磁気ヒステリシス曲線を示し、曲線ＬｂはスペーサＳの磁気ヒステリシス曲線を示す。
【００３５】
外部磁気Ｈを増加させた場合（電流ＩＬの大きさを増加させた場合に相当）、図３に示すように、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２は、外部磁気Ｈが所定値Ｈ２となった時点で磁束密度Ｂが飽和する。これに対して、スペーサＳは、外部磁気Ｈが所定値Ｈ２よりも小さい所定値Ｈ１となった時点で磁束密度Ｂが飽和する。つまり、電流ＩＬの大きさを増加させた場合、スペーサＳは、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する。このような磁気特性を有するスペーサＳをギャップαに挿入した点が、本実施の形態１の最も特徴的な点である。たとえば、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２の材料を珪素鋼板とし、スペーサＳの材料をフェライトとすればよい。
【００３６】
図４は、電流ＩＬとリアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌとの関係を示す図である。図４に示すように、電流ＩＬが所定値Ｉ０よりも小さい範囲では、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの双方が磁気飽和していない状態である。この状態では、インダクタンス値Ｌは、ギャップαにスペーサＳを挿入しない場合（いわゆるエアギャップを設けた場合）のインダクタンス値（破線参照）よりも高い値となる。
【００３７】
一方、電流ＩＬが所定値Ｉ０となった時点で、スペーサＳはコアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和する。この影響でインダクタンス値Ｌが低下する。しかしながら、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２は未だ磁気飽和しない。そのため、電流ＩＬが所定値Ｉ０よりも大きい範囲では、インダクタンス値Ｌは、エアギャップを設けた場合と実質的に同じ値となり、エアギャップを設けない場合に比べてインダクタンス値Ｌの低下幅を小さくすることができる。
【００３８】
図５は、従来のリアクトルの特性と本実施の形態１に従うリアクトルＬ１の特性とを比較した表である。図５の比較表において、区分１〜区分３が従来のリアクトルの特性を示し、区分４が本実施の形態１に従うリアクトルＬ１の特性を示す。
【００３９】
区分１に示されたリアクトルは、コア部にギャップが設けられていない。このリアクトルでは、電流ＩＬが小さい常用域では、インダクタンス値Ｌが非常に大きい値となる。そのため、電流ＩＬのリップル幅ΔＩＬが小さくなり、リップル成分による損失を小さくすることができる。しかしながら、このタイプのリアクトルでは、電流ＩＬが増加すると直ぐにコア部が磁気飽和してしまい、インダクタンス値Ｌが極端に小さい値となり、リップル幅ΔＩＬが大きくなってしまう。このように電流ＩＬが大きい過渡域でリップル幅ΔＩＬが大きくなるため、電流ＩＬの最大値が大きくなる。そのため、リアクトルに接続された半導体素子（本実施の形態１ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２など）を流れる電流の最大値が大きくなってしまう。つまり、半導体素子の許容電流値を大きい値に設定する必要があり、コスト増加の要因となる。
【００４０】
区分２に示されたリアクトルは、コア部にギャップが設けられる。このリアクトルでは、区分１で示されたリアクトルに比べて、過渡域でのインダクタンス値Ｌをやや大きくすることは可能であるが、常用域でのインダクタンス値Ｌが小さくなり、電流ＩＬのリップル成分による損失が大きくなってしまう。
【００４１】
区分３に示されたリアクトルは、区分２のリアクトルのサイズを全体的に大きくしたものである。このリアクトルでは、区分２に示されたリアクトルに比べて、サイズを大きくしたことに応じてインダクタンス値Ｌが全体的に大きくなるため、常用域での損失低減も、過渡域での半導体素子の最大電流値の抑制も可能であるが、リアクトルのサイズが大きくなってしまい、重量増加や搭載スペースの問題が生じる。
【００４２】
これらに対し、区分４に示されたリアクトルは、区分２で示されたリアクトルのコア部のギャップαに、コアブロックよりも先に磁気飽和するスペーサを挿入したリアクトルである。つまり、区分４に示されたリアクトルは、本実施の形態１に従うリアクトルＬ１である。
【００４３】
区分４に示されたリアクトルＬ１では、常用域ではコアブロックＢＬ１，ＢＬ２およびスペーサＳの双方が磁気飽和しない。そのため、区分４に示されたリアクトルＬ１を用いる場合、区分２で示されたリアクトルを用いる場合に比べて常用域のインダクタンス値Ｌを大きくすることができ、リップル幅ΔＩＬを小さくすることができる。これにより、リップル成分による損失が小さくなりエネルギ効率が向上するので、最終的に車両の燃費が向上する。
【００４４】
さらに、区分４に示されたリアクトルＬ１では、過渡域ではスペーサが先に磁気飽和するもののコアブロックは未だ磁気飽和しない。そのため、区分４に示されたリアクトルＬ１を用いれば、区分１で示されたリアクトルに比べて過渡域のインダクタンス値Ｌを大きい値に保つことができ、半導体素子を流れる電流の最大値が大きくなることを抑制することができる。
【００４５】
さらに、区分４に示されたリアクトルＬ１は、区分２に示されたリアクトルと同じサイズであり、区分３に示されたリアクトルに比べて小さいサイズでよい。そのため、重量増加や搭載スペースの問題も解消する。
【００４６】
以上のように、本発明の実施の形態１においては、リアクトルＬ１のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２の間のギャップαに、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２よりも先に磁気飽和するスペーサＳを挿入した。これにより、本発明の実施の形態１に従うリアクトルＬ１は、大型化することなく、電流ＩＬが小さい領域での損失を抑制することができ、かつリアクトルＬ１に接続される素子に流れる電流の最大値を抑制することができる。
【００４７】
［実施の形態２］
実施の形態１では、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間にスペーサＳを挿入した。
【００４８】
これに対し、実施の形態２では、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間に、スペーサＳ１に加えて、スペーサＳ２を挿入する点に特徴を有する。
【００４９】
図６は、リアクトルＬ１の、実施の形態２に従うコア部ＣＲａの構成を示す図である。なお、コア部ＣＲａ以外の構造、機能などは、前述の実施の形態１と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。
【００５０】
図６に示すように、コア部ＣＲａは、コアブロックとして、Ｕ字状のコアブロックＢＬ１、ＢＬ２と、コアブロックＢＬ１とコアブロックＢＬ２との間に設けられたＩ字状の中間ブロックＢＬ３とを含む。また、コア部ＣＲａは、スペーサとして、スペーサＳ１，Ｓ２を含む。
【００５１】
中間ブロックＢＬ３は、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２に対してそれぞれギャップα１，α２を隔てて設けられる。ギャップα１の幅とギャップα２の幅とは同じである。なお、ギャップα１の幅とギャップα２の幅とが異なっていてもよい。
【００５２】
スペーサＳ１は、ギャップα１を満たすようにギャップα１に挿入される。スペーサＳ２は、ギャップα２を満たすようにギャップα２に挿入される。スペーサＳ１，Ｓ２は、ともに、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にコアブロック（コアブロックＢＬ１、ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３）よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００５３】
さらに、スペーサＳ２は、電流ＩＬの大きさを増加させた場合にスペーサＳ１よりも先に磁気飽和する特性を有する。
【００５４】
図７は、電流ＩＬと、コア部ＣＲａを備えたリアクトルのインダクタンス値Ｌとの関係を示す図である。
【００５５】
図７において、電流ＩＬが所定値Ｉ１よりも小さい領域では、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３、スペーサＳ１，Ｓ２のいずれもが磁気飽和していない状態となる。この領域では、ギャップα１，α２にスペーサＳ１，Ｓ２を挿入しないエアギャップの場合（図７の破線参照）に比べてインダクタンス値が非常に高い値となる。そのため、車両の燃費が向上する。
【００５６】
電流ＩＬが所定値Ｉ１から所定値Ｉ２までに含まれる領域では、スペーサＳ２のみが磁気飽和し、他のコアブロックＢＬ１，ＢＬ２、中間ブロックＢＬ３、スペーサＳ１が磁気飽和していない状態となる。この領域では、インダンクタンス値は、電流ＩＬが所定値Ｉ１よりも小さい領域に比べれば低下するが、エアギャップの場合（図７の破線参照）に比べれば高い値に保つことができる。これにより、リップル幅ΔＩＬが小さくなりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での発熱量が低減される。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐熱温度を低く設定することができる。
【００５７】
電流ＩＬが所定値Ｉ２よりも大きい領域では、スペーサＳ２に加えてスペーサＳ１も磁気飽和するが、コアブロックＢＬ１，ＢＬ２および中間ブロックが磁気飽和していない状態となる。この状態では、インダンクタンス値は、エアギャップの場合（図７の破線参照）と同じ値となる。そのため、ギャップが設けられていないリアクトルに比べて、インダクタンス値Ｌを大きい値に保つことができ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の許容電流値を低く設定することができる。
【００５８】
このように、異なる磁気特性を有するスペーサＳ１，Ｓ２を組合せることで、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係をある程度は自由に設計することができる。
【００５９】
なお、スペーサＳ１の磁気特性とスペーサＳ２の磁気特性とを異ならせる手法としては、たとえば、スペーサＳ１とスペーサＳ２とに異なる磁気特性を有する磁性体を用いればよい。また、ギャップα１とギャップα２とでギャップ幅を異なる値に設定してもよい。
【００６０】
また、スペーサＳ１とスペーサＳ２とに同一の磁気特性を有する磁性体を用いた場合であっても、コイルＣＬが作る磁力が通過する面積（以下、「磁力通過面積」という）をスペーサＳ１とスペーサＳ２とで異ならせることによって、スペーサＳ１の磁気特性とスペーサＳ２の磁気特性とを異ならせることができる。
【００６１】
図８は、リアクトルＬ１の、実施の形態２の変形例に従うリアクトルＬ１のコア部ＣＲｂの構成を示す図である。コア部ＣＲｂにおいては、図８に示すように、スペーサＳ２ｂの径γをスペーサＳ１の径βよりも小さくすることで、スペーサＳ２ｂの磁力通過面積をスペーサＳ１の磁力通過面積よりも小さくしている。このような構成によっても、スペーサＳ２がスペーサＳ１よりも先に磁気飽和する磁気特性となる。
【００６２】
また、実施の形態２では、異なる磁気特性を有するスペーサＳ１，Ｓ２を組合せたが、コアブロックよりも先に磁気飽和するスペーサとエアギャップとを組合せるようにしてもよい。このような組合せによっても、スペーサＳ１，Ｓ２を組合せた場合と同様、電流ＩＬとインダクタンス値Ｌとの関係をある程度自由に設計することができる。
【００６３】
今回開示された実施の形態１はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６４】
１０ コンバータ、２０ インバータ、３０ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００ モータ駆動装置、ＢＡ 直流電源、ＢＬ１，ＢＬ２ コアブロック、ＢＬ３ 中間ブロック、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＬ コイル、ＣＲ，ＣＲａ，ＣＲｂ コア部、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、Ｓ，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２ｂ スペーサ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置に用いられるリアクトルであって、
磁性体で構成されるコア部と、
前記コア部の外周に巻き付けられたコイルとを備え、
前記コア部は、
所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、
前記複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含み、
前記スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する、リアクトル。
【請求項２】
前記複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックとを含み、
前記スペーサは、前記第１ブロックおよび前記第２ブロックの間に前記隙間を満たすように挿入される、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項３】
前記複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックと、前記第１ブロックおよび前記第２ブロックの間に設けられる中間ブロックとを含み、
前記中間ブロックは、第１の隙間を隔てて前記第１ブロックと対向するとともに、第２の隙間を隔てて前記第２ブロックと対向し、
前記スペーサは、前記第１の隙間に前記第１の隙間を満たすように挿入される第１スペーサと、前記第２の隙間に前記第２の隙間を満たすように挿入される第２スペーサとを含み、
前記第２スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記第１スペーサよりも先に磁気飽和する特性を有する、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項４】
前記複数のコアブロックは、Ｕ字状の第１ブロックと、Ｕ字状の第２ブロックとを含み、
前記コア部は、前記第１ブロック、前記第２ブロック、前記スペーサによって環状に形成される、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項５】
電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置であって、
直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、
リアクトルとを備え、
前記リアクトルは、
磁性体で構成されるコア部と、
前記コア部の外周に巻き付けられ、一端が前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の間に接続されるコイルとを備え、
前記コア部は、
所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、
前記複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含み、
前記スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する、電力変換装置。
【請求項１】
電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置に用いられるリアクトルであって、
磁性体で構成されるコア部と、
前記コア部の外周に巻き付けられたコイルとを備え、
前記コア部は、
所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、
前記複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含み、
前記スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する、リアクトル。
【請求項２】
前記複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックとを含み、
前記スペーサは、前記第１ブロックおよび前記第２ブロックの間に前記隙間を満たすように挿入される、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項３】
前記複数のコアブロックは、第１ブロックと、第２ブロックと、前記第１ブロックおよび前記第２ブロックの間に設けられる中間ブロックとを含み、
前記中間ブロックは、第１の隙間を隔てて前記第１ブロックと対向するとともに、第２の隙間を隔てて前記第２ブロックと対向し、
前記スペーサは、前記第１の隙間に前記第１の隙間を満たすように挿入される第１スペーサと、前記第２の隙間に前記第２の隙間を満たすように挿入される第２スペーサとを含み、
前記第２スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記第１スペーサよりも先に磁気飽和する特性を有する、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項４】
前記複数のコアブロックは、Ｕ字状の第１ブロックと、Ｕ字状の第２ブロックとを含み、
前記コア部は、前記第１ブロック、前記第２ブロック、前記スペーサによって環状に形成される、請求項１に記載のリアクトル。
【請求項５】
電力で駆動力を得る車両に搭載される電力変換装置であって、
直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、
リアクトルとを備え、
前記リアクトルは、
磁性体で構成されるコア部と、
前記コア部の外周に巻き付けられ、一端が前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の間に接続されるコイルとを備え、
前記コア部は、
所定の長さの隙間を隔てて互いに対向する複数のコアブロックと、
前記複数のコアブロックの間に挿入されるスペーサとを含み、
前記スペーサは、前記コイルを流れる電流を増加させた場合に前記複数のコアブロックよりも先に磁気飽和する特性を有する、電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−１９９２２７（Ｐ２０１１−１９９２２７Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６７４５１（Ｐ２０１０−６７４５１）
【出願日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００３２１８）株式会社豊田自動織機 (4,162)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００３２１８）株式会社豊田自動織機 (4,162)
【Ｆターム（参考）】
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