レーダー装置、レーダー装置の制御方法
【課題】レーダー装置においてフリッカ雑音の影響を効果的に除去すること。
【解決手段】このレーダー装置は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、ビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成する演算部と、ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、周波数検出部により検出されたビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御する制御部とを具備する。
【解決手段】このレーダー装置は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、ビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成する演算部と、ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、周波数検出部により検出されたビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御する制御部とを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダーに関し、特にＦＭＣＷレーダーに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の安全性が重要視されつつあり、たとえば、衝突防止等を目的としたミリ波帯の車載レーダーが、安全性を向上させる技術の一つとして普及が見込まれている。車載レーダー等に用いられるレーダーとしては、ＦＭＣＷレーダーがある。
【０００３】
ＦＭＣＷレーダーは、搬送波にＦＭ変調をかけて送信信号とし、受信時は、送信信号を分岐させた信号をダウンコンバージョンのローカル信号に使用して受信を行うレーダーである。レーダーからの送信信号が目標物に当たって反射して当該レーダーが受信すると、目標物までの距離に応じた遅延時間に比例した周波数のビートを得ることができる。ＦＭＣＷレーダーは、このビート周波数を用いて目標物までの距離および相対速度を測定する。
【０００４】
ところで、半導体素子を利用した機器には、低周波のフリッカ雑音という雑音が存在する。これは、半導体内部の結晶界面の不純物によるキャリヤの揺らぎ等に起因する雑音である。通常、フリッカ雑音は、１ＭＨｚ程度以下で白色熱雑音よりも支配的になり（以下、概ね白色雑音よりもフリッカ雑音の方がが支配的となる周波数を「フリッカ雑音のカットオフ周波数」という。）、その周波数特性から１／ｆ雑音とも呼ばれている。ＦＭＣＷレーダーにおいて近距離を探知する場合、ビート周波数が比較的低い周波数に発生するため、フリッカ雑音によりＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が劣化するという問題がある。
【０００５】
フリッカ雑音によるＳＮＲの劣化を防ぐ方法としては、ダウンコンバージョンを２回に分けて、高周波側のミキサが発生するフリッカ雑音を回避する技術が知られている（特許文献１）。
【特許文献１】特開平１０−３１９１１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のフリッカ雑音の回避技術では、レーダーの中間周波数帯（ＩＦ帯：数１０ＧＨｚ帯）に急峻な特性のバンドパスフィルタが必要になること、所望帯域より低周波側の落としきれない雑音が折り返されることにより雑音が付加されてしまうこと、また低周波側のミキサが発生するフリッカ雑音の除去ができないという問題があった。
【０００７】
本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、高価なＩＦ帯のバンドパスフィルタを必要とせず、フリッカ雑音の影響を効果的に除去することのできるレーダー装置、レーダー装置の制御方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記した目的を達成するために、本発明の一つの態様に係るレーダー装置は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、ビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成する演算部と、ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、周波数検出部により検出されたビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御する制御部とを具備している。
【０００９】
本発明の他の態様に係るレーダー装置の制御方法は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信し、送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号をミキサにより乗算してビート信号を生成し、演算部によりビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成し、ビート信号の周波数を検出し、ビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、ＩＦ帯のバンドパスフィルタを必要とせず、フリッカ雑音を効果的に除去することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
ＦＭＣＷレーダーにおけるビートのフリッカ雑音による影響を抑えるには、ビート周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くなるようにすればよい。本発明では、ＦＭＣＷレーダーの周波数変化率に着目してビート周波数をフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くすることで、フリッカ雑音による影響を抑えている。
【００１２】
以下、本発明の一つの実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一つの実施形態に係るレーダー装置の構成を示すブロック図、図２Ａおよび図２Ｂは、図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【００１３】
図１に示すように、この実施形態に係るレーダー装置１は、発振部１００、電力増幅部１０５、送信アンテナＡＮＴ１、受信アンテナＡＮＴ２、高周波増幅部１１０、結合器ＣＰＬ、ミキサ１１５、ローパスフィルタ１２０、増幅部１２５、アナログデジタル変換部１３０、バンドパスフィルタ１３５、周波数変換部１４０、フーリエ変換部１４５、周波数検出部１５０、変調制御部１５５を備えている。
【００１４】
発振部１００は、例えば、発振周波数を周波数変調可能な電圧制御発振器であり、発振周波数を周期的に増減させて発振する。また、発振部１００は、時間あたりの発振周波数の変化率を制御可能に構成されている。発振部１００の発振周波数の時間的な変化率は、あらかじめ設定されてもよいし、外部から制御されるものであっても良い。発振部１００の発振周波数の時間的な変化率は、探知対象までの距離をｒ、フリッカ雑音のカットオフ周波数をｆｃ、光速をＣとした場合に、（ｆｃ×Ｃ）／２ｒ以上となるようにすることが望ましい。
【００１５】
電力増幅部１０５は、発振部１００が発振した信号を所定の電力まで増幅する送信用アンプである。送信アンテナＡＮＴ１は、電力増幅部１０５が増幅した高周波信号を空間に放射する。送信アンテナＡＮＴ１は、受信アンテナまで十分な反射信号を到達させる必要があるから、高利得なアンテナであることが望ましい。発振部１００から送信アンテナＡＮＴ１まではレーダー装置１の送信部を構成する。
【００１６】
受信アンテナＡＮＴ２は、送信アンテナＡＮＴ１から送信されレーダー装置１の探知（あるいは計測）対象物Ｘが反射した反射信号を受信する。受信アンテナＡＮＴ２は、微弱な反射信号を捉える必要があるから、高利得なアンテナであることが望ましい。なお、送信アンテナＡＮＴ１も受信アンテナＡＮＴ２も、動的に指向性を制御可能なアンテナとしてもよい。この場合、探知対象物Ｘまでの距離に加えて自位置からの方位も得ることができる。
【００１７】
高周波増幅部１１０は、受信アンテナＡＮＴ２が受信した反射信号を所定のレベルまで増幅する。レーダー装置に用いられる電波の周波数は非常に高い（例えば数十ＧＨｚ・ミリ波帯）ので、高周波増幅部１１０はＬＮＡなど高い周波数に適した増幅器を用いることが望ましい。高周波増幅部１１０は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生源となる。
【００１８】
結合器ＣＰＬは、発振部１００の出力信号（電力増幅部１０５の入力の前段）を分岐する。なお、結合器ＣＰＬに代えて、発振部１００の出力を直接分岐してもよいが、ここで分岐する信号は後述するミキサに用いる程度のレベルがあれば足りるから、損失の少ない手法を用いることが望ましい。
【００１９】
ミキサ１１５は、高周波増幅部１１０が増幅した反射信号と結合器ＣＰＬが分岐した発振信号とを乗算する。反射信号の周波数をｆｒ・発振信号の周波数をｆｔとすると、ミキサ１１５は、ｆｒ＋ｆｔと｜ｆｒ−ｆｔ｜の信号を出力する。ミキサ１１５は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生源となる。ローパスフィルタ１２０は、ミキサ１１５の出力のうち、｜ｆｒ−ｆｔ｜の周波数のビート信号のみを通過させる。併せて、ローパスフィルタ１２０は、後段のアナログデジタル変換の折り畳み周波数以上の信号を除去する作用もする。また増幅部１２５は、後段のアナログデジタル変換に必要なレベルまでビート信号を増幅する。増幅部１２５は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生要因となる。しかしこの実施形態では、後述のとおりミキサ１１５により出力されるビート信号の時点で既に主要なフリッカ雑音成分が除去されている。
【００２０】
アナログデジタル変換部１３０は、増幅部１２５が増幅したビート信号をＡ／Ｄ変換する。バンドパスフィルタ１３５は、フリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去するとともに、アナログ段階のローパスフィルタ１２０で除去し切れなかった高周波成分をデジタル的に除去する。その結果、バンドパスフィルタ１３５は、ビート信号の信号成分のみを取り出すことになる。
【００２１】
周波数変換部１４０は、得られたビート信号の信号成分をフーリエ変換に適した周波数に変換する。フーリエ変換部１４５は、ビート信号の信号成分から送信した発振信号と受信した反射信号との時間差を算出して探知対象までの距離を算出する演算を行う。
【００２２】
さらに、周波数検出部１５０は、ローパスフィルタ１２０が通過させたビート信号の周波数を検出するとともに、二種類のビート信号（送信周波数の上昇時と下降時）の周波数差に基づいて対象物との間の相対速度の有無をも検出する。変調制御部１５５は、周波数検出部１５０が検出したビート信号の周波数に基づいて発振部１００の発振周波数の変化率を制御する。すなわち、周波数検出部１５０および変調制御部１５５は、それぞれ協働して、ビート信号の周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以下の場合に、発振部１００の発振周波数の変化率を大きくしてビート信号の周波数が大きくなるように動作する。なお、周波数の変化率をフリッカ雑音を除去し得る値にあらかじめ設定しておく場合には、周波数検出部１５０および変調制御部１５５は不要である。
【００２３】
続いて、図２Ａおよび図２Ｂを参照して、図１に示す実施形態に係るレーダー装置１の動作を説明する。図２Ａは、ビート信号が発生する原理を示す図、図２Ｂは、この実施形態のレーダー装置１におけるビート信号の様子を示す図である。
【００２４】
発振部１００は、発振周波数を周期的に増減させて送信信号を生成する。結合器ＣＰＬは、送信信号の一部をミキサ１１５の局部発振信号として分岐し、電力増幅部１０５は、発振部１００が生成した送信信号を所定のレベルまで増幅する。増幅された送信信号は送信アンテナＡＮＴ１から空中に放射される。
【００２５】
放射された送信信号は対象物Ｘによって反射され、再びレーダー装置１へと戻ってくる。対象物Ｘが反射した反射信号（受信信号）は受信アンテナＡＮＴ２により受信されて高周波増幅部１１０に入力される。高周波増幅部１１０は受信アンテナＡＮＴ２から受けた受信信号を所定のレベルまで増幅してミキサ１１５に渡す。ミキサ１１５は、高周波増幅部１１０が増幅した受信信号と結合器ＣＰＬが分岐した送信信号とを乗算して、受信信号周波数および送信信号周波数の和および差分の信号をそれぞれ出力する。ローパスフィルタ１２０は、ミキサ１１５の出力のうち、受信信号周波数および送信信号周波数の差分の信号（＝ビート信号）を取り出し、併せて折り畳み周波数以上の信号をカットする。
【００２６】
ここで、図２Ａを参照してビート信号の様子を説明する。図２Ａに示すように送信信号Ｔｘが送信されると、反射信号である受信信号Ｒｘは、時間的に送れてミキサ１１５に到着する。従って、送信信号の周波数が高くなるように変化している場合（送信周波数の上昇時）には周波数ｆｕのビート信号、送信信号の周波数が低くなるように変化している場合（送信周波数の下降時）には周波数ｆｄのビート信号を得ることができる。このとき、周波数ｆｕ・ｆｄが、フリッカ雑音の影響を受けない周波数、例えば、１ＭＨｚ以上の周波数に発生するように、発振部１００の発振周波数の変化率を調整しておけば、フリッカ雑音の影響を排除することが可能となる。
【００２７】
ローパスフィルタ１２０から出力されたビート信号は、増幅部１２５により所定のレベルまで増幅されてアナログデジタル変換部１３０に入力される。アナログデジタル変換部１３０は、ビート信号をデジタル信号に変換する。バンドパスフィルタ１３５は、デジタル信号に変換されたビート信号からフリッカ雑音の雑音成分を除去するとともに、アナログ段階でのローパスフィルタ１２０で除去しきれない高周波成分の除去を行ってビート成分のみを取り出す。周波数変換部１４０は、取り出されたビート成分を所定の周波数に変換し、フーリエ変換部１４５は、変換されたビート成分をＦＦＴ処理して送受信信号の時間差を演算し、検知対象までの距離を計算する。
【００２８】
図２Ｂを参照して、Ａ／Ｄ変換前とＦＦＴ処理前それぞれのビート信号の様子を説明する。発振部１００の発振周波数の変化率を調整してビート周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以上になるようにした場合、図２Ｂの上段に示すようにビート信号の周波数ｆｕ・ｆｄはフリッカ雑音の成分（図中斜線部）の影響外の位置にある。その後、デジタル信号に変換されたビート信号を、さらにバンドパスフィルタ１３５および周波数変換部１４０により処理すると、図２Ｂの下段に示すようにベースバンドにより近いビート周波数ｆｕ・ｆｄのビート信号を得ることができる。
【００２９】
ここで、周波数検出部１５０は、ローパスフィルタ１２０からビート信号の周波数を検出している。変調制御部１５５は、周波数検出部１５０が検出したビート信号の周波数を監視し、対象物Ｘまでの距離の関係でフリッカ雑音の影響を受けそうな場合（ビート信号の周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以下となりそうな場合）に、発振部１００の発振周波数の時間的な変化率を大きくする。この動作により、図２Ａに示すビート周波数ｆｕ・ｆｄを大きくすることができるから、フリッカ雑音の影響を防ぐことができる。なお、変調制御部１５５は、フリッカ雑音の影響を受けそうな場合にのみ発振部１００を制御しても、常に動的に発振部１００を制御してもかまわない。
【００３０】
このように、この実施形態のレーダー装置によれば、ビート周波数をフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くなるようにしたので、従来の方法で除去し切れなかったフリッカ雑音の影響、例えば、２段目のミキサにおける影響を回避することができ、特に短距離探知等におけるＳＮＲを改善することができる。
【００３１】
また、この実施形態のレーダー装置によれば、ビート信号を抽出するバンドパスフィルタをデジタル信号処理段で行うので、レーダー周波数帯では製造が難しく高価なＩＦ帯のバンドパスフィルタを排することができる。また、この実施形態のレーダー装置では、デジタル信号処理段においてバンドパスフィルタ処理および周波数変換処理を行うので、フーリエ変換におけるＦＦＴポイントを抑えてＦＦＴ処理回路の回路規模や消費電力を抑えることができる。さらに、この実施形態のレーダー装置によれば、アナログ信号処理段のローパスフィルタに加えてデジタル信号処理段のバンドパスフィルタを用いるので、アナログ信号処理段のローパスフィルタの帯域外減衰量の仕様を緩和することでき、フィルタの次数を下げることができる。このことも、回路規模の簡略化および低消費電力化を可能とする。
【００３２】
次に、図３を参照して、図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例について説明する。図３は、図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例を示す図である。図３に示すレーダー装置２は、図１に示すレーダー装置のうち、バンドパスフィルタ１３５をハイパスフィルタ２３５に置き換えたものである。以下の説明において、図１と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３３】
ハイパスフィルタ２３５は、図１に示すバンドパスフィルタ１３５と対応し、フリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去する。通常、ローパスフィルタ１２０は、チャネル選択（受信信号周波数と送信信号周波数の差分のみの抽出）およびアナログデジタル変換部１３０の折り返し抑圧（アンチエイリアシング）の両方を担っている。ここで、ローパスフィルタ１２０の設計をより厳密なものとし、ローパスフィルタ１２０により完全なチャネル選択を可能としておけば、デジタル信号処理段におけるフィルタリングを簡略化することができる。この変形例では、チャネル選択をローパスフィルタ１２０のみに任せて、デジタル信号処理段のハイパスフィルタ２３５を備えてフリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去する構成としたものである。
【００３４】
この変形例によれば、特性をさほど劣化させることなくデジタル信号処理段の回路規模および消費電力を低減することができる。
【００３５】
次に、図４を参照して、図３に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例について説明する。図４は、図３に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例を示す図である。図４に示すレーダー装置３は、図３に示すレーダー装置に、逓倍部３６０をさらに備えたものである。以下の説明において、図１および図３と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３６】
逓倍部３６０は、発振部と電力増幅部１０５との間に配設され、発振部の発振周波数を、例えば２倍に逓倍する。すなわち、図４に示す発振部３００は、図３に示す発振部１００の１／２の周波数で発振し、変調制御部３５５は、図３に示す変調制御部１５５の１／２の変化率制御を行う。
【００３７】
この変形例によれば、発振部の後段に逓倍部を設けたので、発振部の発振周波数を低くすることができ、発振部の構成を簡略化することができる。また、ＣＭＯＳプロセスのゲート長が長く遮断周波数が十分に取れない場合は、発振部が送信周波数の信号を直接発振することが困難となるが、この変形例によれば、発振周波数を大幅に下げることが可能となる。
【００３８】
さらに、図５を参照して、図４に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例について説明する。図５は、図４に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例を示す図である。図５に示すレーダー装置４は、図４に示すレーダー装置に、逓倍部４６５をさらに備えたものである。以下の説明において、図１、図３および図４と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３９】
逓倍部４６５は、結合器ＣＰＬとミキサ１１５との間に配設され、発振部の発振周波数を、例えば２倍に逓倍する。このとき、結合器ＣＰＬは、図５に示すように発振部３００と逓倍部３６０との間から送信信号を分岐するようにする。この変形例によれば、周波数の高い最終的な送信信号が通過する高周波信号線路を短縮することが可能となり、信号の減衰を抑えることができる。
【００４０】
続いて、図６Ａないし図６Ｄを参照して、この実施形態および変形例のレーダー装置１ないし４における発振部の発振周波数の変化率制御について詳細に説明する。図６Ａは、対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のビート信号が発生する原理を示す図、図６Ｂは、図６Ａに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図、図６Ｃは、対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のこの実施形態および変形例のレーダー装置の動作を示す図、図６Ｄは、図６Ｃに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【００４１】
図６Ａに示すように、この実施形態および変形例のレーダー装置１ないし４と対象物との相対速度Ｖに対し、送信信号の波長をλとすると、ビート周波数の上り側および下り側のｆｕｓ、ｆｄｓは、それぞれｆｕ＋２Ｖ／λ、ｆｄ−２Ｖ／λに発生する。このとき相対速度Ｖの絶対値が大きいと、図６Ｂに示すように、ｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）がフリッカ雑音の影響が大きい低周波領域（図中斜線部）に発生してしまう。例えば、相対速度Ｖが１００ｋｍ／ｈ、送信周波数が７７ＧＨｚ、ｆｕ、ｆｄを１ＭＨｚとすると、ｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）は、フリッカ雑音のカットオフ周波数から約１４ｋＨｚ低周波側に発生することになる。
【００４２】
そこで、相対速度Ｖの存在を周波数検出部１５０が検出した場合（これはｆｕｓとｆｄｓとが大幅に異なることを検出すればよい）、この実施形態および変形例に係るレーダー装置の変調制御部１５５は、図６Ｃに示すように、送信周波数が増加する時と低下する時のそれぞれの変化率の絶対値を個別に変更して、ビート信号の周波数ｆｕｓ・ｆｄｓが同じくらいになるように制御する。その結果、発振周波数の変化率の小さくなる周波数上昇側のｆｕｓが小さくなる代わりに、発振周波数の変化率の大きくなる周波数下降側のｆｄｓを大きくすることができる。すなわち、ｆｕｓ（＝ｆｕ＋２Ｖ／λ）およびｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）を、それぞれ相対速度が０の場合のｆｕ、ｆｄに近い周波数に発生させることができる。
【００４３】
図６Ａないし図６Ｄは相対速度が負の場合の例であるが、正の場合も同様にｆｕ−２Ｖ／λ、ｆｄ＋２Ｖ／λをそれぞれｆｕ、ｆｄに近い周波数に発生させることができる。
【００４４】
このように、この実施形態および変形例に係るレーダー装置１ないし４によれば、対象物とレーダー装置との間の相対速度に応じて、発振部の周波数上昇と下降の変化率を個別に変化させるので、フリッカ雑音の影響を回避できるとともに、探索可能な相対速度の範囲を拡大することができる。またローパスフィルタなどの受信側フィルタやミキサ、アナログデジタル変換部などの通過帯域が拡大するのを防ぐことができるので、回路構成の簡略化および低消費電力化が可能となる。
【００４５】
なお、本発明は上記実施形態およびその変形例のみに限定されるものではない。上記変形例は、図３に示す変形例の構成を元にさらに構成を変更しているが、図１に示す実施形態の構成を元に変更してもよい。同様に、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、ＦＭＣＷレーダーに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態に係るレーダー装置の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【図２Ｂ】図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【図３】図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図４】図３に示す変形例に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図５】図４に示す変形例に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図６Ａ】対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のビート信号が発生する原理を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ａに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【図６Ｃ】対象物Ｘとの間に相対速度がある場合の実施形態および変形例のレーダー装置の動作を示す図である。
【図６Ｄ】図６Ｃに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１…レーダー装置、１００…発振部、１０５…電力増幅部、ＡＮＴ１…送信アンテナ、ＡＮＴ２…受信アンテナ、１１０…高周波増幅部、ＣＰＬ…結合器、１１５…ミキサ、１２０…ローパスフィルタ、１２５…増幅部、１３０…アナログデジタル変換部、１３５…バンドパスフィルタ、１４０…周波数変換部、１４５…フーリエ変換部、１５０…周波数検出部、１５５…変調制御部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダーに関し、特にＦＭＣＷレーダーに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の安全性が重要視されつつあり、たとえば、衝突防止等を目的としたミリ波帯の車載レーダーが、安全性を向上させる技術の一つとして普及が見込まれている。車載レーダー等に用いられるレーダーとしては、ＦＭＣＷレーダーがある。
【０００３】
ＦＭＣＷレーダーは、搬送波にＦＭ変調をかけて送信信号とし、受信時は、送信信号を分岐させた信号をダウンコンバージョンのローカル信号に使用して受信を行うレーダーである。レーダーからの送信信号が目標物に当たって反射して当該レーダーが受信すると、目標物までの距離に応じた遅延時間に比例した周波数のビートを得ることができる。ＦＭＣＷレーダーは、このビート周波数を用いて目標物までの距離および相対速度を測定する。
【０００４】
ところで、半導体素子を利用した機器には、低周波のフリッカ雑音という雑音が存在する。これは、半導体内部の結晶界面の不純物によるキャリヤの揺らぎ等に起因する雑音である。通常、フリッカ雑音は、１ＭＨｚ程度以下で白色熱雑音よりも支配的になり（以下、概ね白色雑音よりもフリッカ雑音の方がが支配的となる周波数を「フリッカ雑音のカットオフ周波数」という。）、その周波数特性から１／ｆ雑音とも呼ばれている。ＦＭＣＷレーダーにおいて近距離を探知する場合、ビート周波数が比較的低い周波数に発生するため、フリッカ雑音によりＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が劣化するという問題がある。
【０００５】
フリッカ雑音によるＳＮＲの劣化を防ぐ方法としては、ダウンコンバージョンを２回に分けて、高周波側のミキサが発生するフリッカ雑音を回避する技術が知られている（特許文献１）。
【特許文献１】特開平１０−３１９１１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のフリッカ雑音の回避技術では、レーダーの中間周波数帯（ＩＦ帯：数１０ＧＨｚ帯）に急峻な特性のバンドパスフィルタが必要になること、所望帯域より低周波側の落としきれない雑音が折り返されることにより雑音が付加されてしまうこと、また低周波側のミキサが発生するフリッカ雑音の除去ができないという問題があった。
【０００７】
本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、高価なＩＦ帯のバンドパスフィルタを必要とせず、フリッカ雑音の影響を効果的に除去することのできるレーダー装置、レーダー装置の制御方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記した目的を達成するために、本発明の一つの態様に係るレーダー装置は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、ビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成する演算部と、ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、周波数検出部により検出されたビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御する制御部とを具備している。
【０００９】
本発明の他の態様に係るレーダー装置の制御方法は、周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信し、送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および送信信号をミキサにより乗算してビート信号を生成し、演算部によりビート信号を演算して探知対象までの距離データを生成し、ビート信号の周波数を検出し、ビート信号の周波数が、ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、送信信号の周波数の変化率を制御することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、ＩＦ帯のバンドパスフィルタを必要とせず、フリッカ雑音を効果的に除去することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
ＦＭＣＷレーダーにおけるビートのフリッカ雑音による影響を抑えるには、ビート周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くなるようにすればよい。本発明では、ＦＭＣＷレーダーの周波数変化率に着目してビート周波数をフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くすることで、フリッカ雑音による影響を抑えている。
【００１２】
以下、本発明の一つの実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一つの実施形態に係るレーダー装置の構成を示すブロック図、図２Ａおよび図２Ｂは、図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【００１３】
図１に示すように、この実施形態に係るレーダー装置１は、発振部１００、電力増幅部１０５、送信アンテナＡＮＴ１、受信アンテナＡＮＴ２、高周波増幅部１１０、結合器ＣＰＬ、ミキサ１１５、ローパスフィルタ１２０、増幅部１２５、アナログデジタル変換部１３０、バンドパスフィルタ１３５、周波数変換部１４０、フーリエ変換部１４５、周波数検出部１５０、変調制御部１５５を備えている。
【００１４】
発振部１００は、例えば、発振周波数を周波数変調可能な電圧制御発振器であり、発振周波数を周期的に増減させて発振する。また、発振部１００は、時間あたりの発振周波数の変化率を制御可能に構成されている。発振部１００の発振周波数の時間的な変化率は、あらかじめ設定されてもよいし、外部から制御されるものであっても良い。発振部１００の発振周波数の時間的な変化率は、探知対象までの距離をｒ、フリッカ雑音のカットオフ周波数をｆｃ、光速をＣとした場合に、（ｆｃ×Ｃ）／２ｒ以上となるようにすることが望ましい。
【００１５】
電力増幅部１０５は、発振部１００が発振した信号を所定の電力まで増幅する送信用アンプである。送信アンテナＡＮＴ１は、電力増幅部１０５が増幅した高周波信号を空間に放射する。送信アンテナＡＮＴ１は、受信アンテナまで十分な反射信号を到達させる必要があるから、高利得なアンテナであることが望ましい。発振部１００から送信アンテナＡＮＴ１まではレーダー装置１の送信部を構成する。
【００１６】
受信アンテナＡＮＴ２は、送信アンテナＡＮＴ１から送信されレーダー装置１の探知（あるいは計測）対象物Ｘが反射した反射信号を受信する。受信アンテナＡＮＴ２は、微弱な反射信号を捉える必要があるから、高利得なアンテナであることが望ましい。なお、送信アンテナＡＮＴ１も受信アンテナＡＮＴ２も、動的に指向性を制御可能なアンテナとしてもよい。この場合、探知対象物Ｘまでの距離に加えて自位置からの方位も得ることができる。
【００１７】
高周波増幅部１１０は、受信アンテナＡＮＴ２が受信した反射信号を所定のレベルまで増幅する。レーダー装置に用いられる電波の周波数は非常に高い（例えば数十ＧＨｚ・ミリ波帯）ので、高周波増幅部１１０はＬＮＡなど高い周波数に適した増幅器を用いることが望ましい。高周波増幅部１１０は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生源となる。
【００１８】
結合器ＣＰＬは、発振部１００の出力信号（電力増幅部１０５の入力の前段）を分岐する。なお、結合器ＣＰＬに代えて、発振部１００の出力を直接分岐してもよいが、ここで分岐する信号は後述するミキサに用いる程度のレベルがあれば足りるから、損失の少ない手法を用いることが望ましい。
【００１９】
ミキサ１１５は、高周波増幅部１１０が増幅した反射信号と結合器ＣＰＬが分岐した発振信号とを乗算する。反射信号の周波数をｆｒ・発振信号の周波数をｆｔとすると、ミキサ１１５は、ｆｒ＋ｆｔと｜ｆｒ−ｆｔ｜の信号を出力する。ミキサ１１５は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生源となる。ローパスフィルタ１２０は、ミキサ１１５の出力のうち、｜ｆｒ−ｆｔ｜の周波数のビート信号のみを通過させる。併せて、ローパスフィルタ１２０は、後段のアナログデジタル変換の折り畳み周波数以上の信号を除去する作用もする。また増幅部１２５は、後段のアナログデジタル変換に必要なレベルまでビート信号を増幅する。増幅部１２５は、通常半導体素子を用いて構成されており、フリッカ雑音の発生要因となる。しかしこの実施形態では、後述のとおりミキサ１１５により出力されるビート信号の時点で既に主要なフリッカ雑音成分が除去されている。
【００２０】
アナログデジタル変換部１３０は、増幅部１２５が増幅したビート信号をＡ／Ｄ変換する。バンドパスフィルタ１３５は、フリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去するとともに、アナログ段階のローパスフィルタ１２０で除去し切れなかった高周波成分をデジタル的に除去する。その結果、バンドパスフィルタ１３５は、ビート信号の信号成分のみを取り出すことになる。
【００２１】
周波数変換部１４０は、得られたビート信号の信号成分をフーリエ変換に適した周波数に変換する。フーリエ変換部１４５は、ビート信号の信号成分から送信した発振信号と受信した反射信号との時間差を算出して探知対象までの距離を算出する演算を行う。
【００２２】
さらに、周波数検出部１５０は、ローパスフィルタ１２０が通過させたビート信号の周波数を検出するとともに、二種類のビート信号（送信周波数の上昇時と下降時）の周波数差に基づいて対象物との間の相対速度の有無をも検出する。変調制御部１５５は、周波数検出部１５０が検出したビート信号の周波数に基づいて発振部１００の発振周波数の変化率を制御する。すなわち、周波数検出部１５０および変調制御部１５５は、それぞれ協働して、ビート信号の周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以下の場合に、発振部１００の発振周波数の変化率を大きくしてビート信号の周波数が大きくなるように動作する。なお、周波数の変化率をフリッカ雑音を除去し得る値にあらかじめ設定しておく場合には、周波数検出部１５０および変調制御部１５５は不要である。
【００２３】
続いて、図２Ａおよび図２Ｂを参照して、図１に示す実施形態に係るレーダー装置１の動作を説明する。図２Ａは、ビート信号が発生する原理を示す図、図２Ｂは、この実施形態のレーダー装置１におけるビート信号の様子を示す図である。
【００２４】
発振部１００は、発振周波数を周期的に増減させて送信信号を生成する。結合器ＣＰＬは、送信信号の一部をミキサ１１５の局部発振信号として分岐し、電力増幅部１０５は、発振部１００が生成した送信信号を所定のレベルまで増幅する。増幅された送信信号は送信アンテナＡＮＴ１から空中に放射される。
【００２５】
放射された送信信号は対象物Ｘによって反射され、再びレーダー装置１へと戻ってくる。対象物Ｘが反射した反射信号（受信信号）は受信アンテナＡＮＴ２により受信されて高周波増幅部１１０に入力される。高周波増幅部１１０は受信アンテナＡＮＴ２から受けた受信信号を所定のレベルまで増幅してミキサ１１５に渡す。ミキサ１１５は、高周波増幅部１１０が増幅した受信信号と結合器ＣＰＬが分岐した送信信号とを乗算して、受信信号周波数および送信信号周波数の和および差分の信号をそれぞれ出力する。ローパスフィルタ１２０は、ミキサ１１５の出力のうち、受信信号周波数および送信信号周波数の差分の信号（＝ビート信号）を取り出し、併せて折り畳み周波数以上の信号をカットする。
【００２６】
ここで、図２Ａを参照してビート信号の様子を説明する。図２Ａに示すように送信信号Ｔｘが送信されると、反射信号である受信信号Ｒｘは、時間的に送れてミキサ１１５に到着する。従って、送信信号の周波数が高くなるように変化している場合（送信周波数の上昇時）には周波数ｆｕのビート信号、送信信号の周波数が低くなるように変化している場合（送信周波数の下降時）には周波数ｆｄのビート信号を得ることができる。このとき、周波数ｆｕ・ｆｄが、フリッカ雑音の影響を受けない周波数、例えば、１ＭＨｚ以上の周波数に発生するように、発振部１００の発振周波数の変化率を調整しておけば、フリッカ雑音の影響を排除することが可能となる。
【００２７】
ローパスフィルタ１２０から出力されたビート信号は、増幅部１２５により所定のレベルまで増幅されてアナログデジタル変換部１３０に入力される。アナログデジタル変換部１３０は、ビート信号をデジタル信号に変換する。バンドパスフィルタ１３５は、デジタル信号に変換されたビート信号からフリッカ雑音の雑音成分を除去するとともに、アナログ段階でのローパスフィルタ１２０で除去しきれない高周波成分の除去を行ってビート成分のみを取り出す。周波数変換部１４０は、取り出されたビート成分を所定の周波数に変換し、フーリエ変換部１４５は、変換されたビート成分をＦＦＴ処理して送受信信号の時間差を演算し、検知対象までの距離を計算する。
【００２８】
図２Ｂを参照して、Ａ／Ｄ変換前とＦＦＴ処理前それぞれのビート信号の様子を説明する。発振部１００の発振周波数の変化率を調整してビート周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以上になるようにした場合、図２Ｂの上段に示すようにビート信号の周波数ｆｕ・ｆｄはフリッカ雑音の成分（図中斜線部）の影響外の位置にある。その後、デジタル信号に変換されたビート信号を、さらにバンドパスフィルタ１３５および周波数変換部１４０により処理すると、図２Ｂの下段に示すようにベースバンドにより近いビート周波数ｆｕ・ｆｄのビート信号を得ることができる。
【００２９】
ここで、周波数検出部１５０は、ローパスフィルタ１２０からビート信号の周波数を検出している。変調制御部１５５は、周波数検出部１５０が検出したビート信号の周波数を監視し、対象物Ｘまでの距離の関係でフリッカ雑音の影響を受けそうな場合（ビート信号の周波数がフリッカ雑音のカットオフ周波数以下となりそうな場合）に、発振部１００の発振周波数の時間的な変化率を大きくする。この動作により、図２Ａに示すビート周波数ｆｕ・ｆｄを大きくすることができるから、フリッカ雑音の影響を防ぐことができる。なお、変調制御部１５５は、フリッカ雑音の影響を受けそうな場合にのみ発振部１００を制御しても、常に動的に発振部１００を制御してもかまわない。
【００３０】
このように、この実施形態のレーダー装置によれば、ビート周波数をフリッカ雑音のカットオフ周波数よりも高くなるようにしたので、従来の方法で除去し切れなかったフリッカ雑音の影響、例えば、２段目のミキサにおける影響を回避することができ、特に短距離探知等におけるＳＮＲを改善することができる。
【００３１】
また、この実施形態のレーダー装置によれば、ビート信号を抽出するバンドパスフィルタをデジタル信号処理段で行うので、レーダー周波数帯では製造が難しく高価なＩＦ帯のバンドパスフィルタを排することができる。また、この実施形態のレーダー装置では、デジタル信号処理段においてバンドパスフィルタ処理および周波数変換処理を行うので、フーリエ変換におけるＦＦＴポイントを抑えてＦＦＴ処理回路の回路規模や消費電力を抑えることができる。さらに、この実施形態のレーダー装置によれば、アナログ信号処理段のローパスフィルタに加えてデジタル信号処理段のバンドパスフィルタを用いるので、アナログ信号処理段のローパスフィルタの帯域外減衰量の仕様を緩和することでき、フィルタの次数を下げることができる。このことも、回路規模の簡略化および低消費電力化を可能とする。
【００３２】
次に、図３を参照して、図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例について説明する。図３は、図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例を示す図である。図３に示すレーダー装置２は、図１に示すレーダー装置のうち、バンドパスフィルタ１３５をハイパスフィルタ２３５に置き換えたものである。以下の説明において、図１と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３３】
ハイパスフィルタ２３５は、図１に示すバンドパスフィルタ１３５と対応し、フリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去する。通常、ローパスフィルタ１２０は、チャネル選択（受信信号周波数と送信信号周波数の差分のみの抽出）およびアナログデジタル変換部１３０の折り返し抑圧（アンチエイリアシング）の両方を担っている。ここで、ローパスフィルタ１２０の設計をより厳密なものとし、ローパスフィルタ１２０により完全なチャネル選択を可能としておけば、デジタル信号処理段におけるフィルタリングを簡略化することができる。この変形例では、チャネル選択をローパスフィルタ１２０のみに任せて、デジタル信号処理段のハイパスフィルタ２３５を備えてフリッカ雑音の雑音成分をデジタル的に除去する構成としたものである。
【００３４】
この変形例によれば、特性をさほど劣化させることなくデジタル信号処理段の回路規模および消費電力を低減することができる。
【００３５】
次に、図４を参照して、図３に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例について説明する。図４は、図３に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例を示す図である。図４に示すレーダー装置３は、図３に示すレーダー装置に、逓倍部３６０をさらに備えたものである。以下の説明において、図１および図３と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３６】
逓倍部３６０は、発振部と電力増幅部１０５との間に配設され、発振部の発振周波数を、例えば２倍に逓倍する。すなわち、図４に示す発振部３００は、図３に示す発振部１００の１／２の周波数で発振し、変調制御部３５５は、図３に示す変調制御部１５５の１／２の変化率制御を行う。
【００３７】
この変形例によれば、発振部の後段に逓倍部を設けたので、発振部の発振周波数を低くすることができ、発振部の構成を簡略化することができる。また、ＣＭＯＳプロセスのゲート長が長く遮断周波数が十分に取れない場合は、発振部が送信周波数の信号を直接発振することが困難となるが、この変形例によれば、発振周波数を大幅に下げることが可能となる。
【００３８】
さらに、図５を参照して、図４に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例について説明する。図５は、図４に示す変形例に係るレーダー装置の更なる変形例を示す図である。図５に示すレーダー装置４は、図４に示すレーダー装置に、逓倍部４６５をさらに備えたものである。以下の説明において、図１、図３および図４と共通する要素について共通の符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００３９】
逓倍部４６５は、結合器ＣＰＬとミキサ１１５との間に配設され、発振部の発振周波数を、例えば２倍に逓倍する。このとき、結合器ＣＰＬは、図５に示すように発振部３００と逓倍部３６０との間から送信信号を分岐するようにする。この変形例によれば、周波数の高い最終的な送信信号が通過する高周波信号線路を短縮することが可能となり、信号の減衰を抑えることができる。
【００４０】
続いて、図６Ａないし図６Ｄを参照して、この実施形態および変形例のレーダー装置１ないし４における発振部の発振周波数の変化率制御について詳細に説明する。図６Ａは、対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のビート信号が発生する原理を示す図、図６Ｂは、図６Ａに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図、図６Ｃは、対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のこの実施形態および変形例のレーダー装置の動作を示す図、図６Ｄは、図６Ｃに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【００４１】
図６Ａに示すように、この実施形態および変形例のレーダー装置１ないし４と対象物との相対速度Ｖに対し、送信信号の波長をλとすると、ビート周波数の上り側および下り側のｆｕｓ、ｆｄｓは、それぞれｆｕ＋２Ｖ／λ、ｆｄ−２Ｖ／λに発生する。このとき相対速度Ｖの絶対値が大きいと、図６Ｂに示すように、ｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）がフリッカ雑音の影響が大きい低周波領域（図中斜線部）に発生してしまう。例えば、相対速度Ｖが１００ｋｍ／ｈ、送信周波数が７７ＧＨｚ、ｆｕ、ｆｄを１ＭＨｚとすると、ｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）は、フリッカ雑音のカットオフ周波数から約１４ｋＨｚ低周波側に発生することになる。
【００４２】
そこで、相対速度Ｖの存在を周波数検出部１５０が検出した場合（これはｆｕｓとｆｄｓとが大幅に異なることを検出すればよい）、この実施形態および変形例に係るレーダー装置の変調制御部１５５は、図６Ｃに示すように、送信周波数が増加する時と低下する時のそれぞれの変化率の絶対値を個別に変更して、ビート信号の周波数ｆｕｓ・ｆｄｓが同じくらいになるように制御する。その結果、発振周波数の変化率の小さくなる周波数上昇側のｆｕｓが小さくなる代わりに、発振周波数の変化率の大きくなる周波数下降側のｆｄｓを大きくすることができる。すなわち、ｆｕｓ（＝ｆｕ＋２Ｖ／λ）およびｆｄｓ（＝ｆｄ−２Ｖ／λ）を、それぞれ相対速度が０の場合のｆｕ、ｆｄに近い周波数に発生させることができる。
【００４３】
図６Ａないし図６Ｄは相対速度が負の場合の例であるが、正の場合も同様にｆｕ−２Ｖ／λ、ｆｄ＋２Ｖ／λをそれぞれｆｕ、ｆｄに近い周波数に発生させることができる。
【００４４】
このように、この実施形態および変形例に係るレーダー装置１ないし４によれば、対象物とレーダー装置との間の相対速度に応じて、発振部の周波数上昇と下降の変化率を個別に変化させるので、フリッカ雑音の影響を回避できるとともに、探索可能な相対速度の範囲を拡大することができる。またローパスフィルタなどの受信側フィルタやミキサ、アナログデジタル変換部などの通過帯域が拡大するのを防ぐことができるので、回路構成の簡略化および低消費電力化が可能となる。
【００４５】
なお、本発明は上記実施形態およびその変形例のみに限定されるものではない。上記変形例は、図３に示す変形例の構成を元にさらに構成を変更しているが、図１に示す実施形態の構成を元に変更してもよい。同様に、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、ＦＭＣＷレーダーに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態に係るレーダー装置の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【図２Ｂ】図１に示すレーダー装置の動作原理を説明する図である。
【図３】図１に示す実施形態に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図４】図３に示す変形例に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図５】図４に示す変形例に係るレーダー装置の変形例を示す図である。
【図６Ａ】対象物Ｘとの間に相対速度がある場合のビート信号が発生する原理を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ａに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【図６Ｃ】対象物Ｘとの間に相対速度がある場合の実施形態および変形例のレーダー装置の動作を示す図である。
【図６Ｄ】図６Ｃに示す場合のビート信号とフリッカ雑音との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１…レーダー装置、１００…発振部、１０５…電力増幅部、ＡＮＴ１…送信アンテナ、ＡＮＴ２…受信アンテナ、１１０…高周波増幅部、ＣＰＬ…結合器、１１５…ミキサ、１２０…ローパスフィルタ、１２５…増幅部、１３０…アナログデジタル変換部、１３５…バンドパスフィルタ、１４０…周波数変換部、１４５…フーリエ変換部、１５０…周波数検出部、１５５…変調制御部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、
前記送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、
前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成する演算部と、
前記ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、
前記周波数検出部により検出された前記ビート信号の周波数が、前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、前記送信信号の周波数の変化率を制御する制御部と
を具備したことを特徴とするレーダー装置。
【請求項２】
前記ミキサにより生成されたビート信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されたビート信号に含まれる前記フリッカ雑音のカットオフ周波数以下の成分を除去するフィルタとをさらに備え、
前記演算部は、前記フィルタから出力されたビート信号を演算すること
を特徴とする請求項１記載のレーダー装置。
【請求項３】
前記周波数検出部は、前記探知対象との間の相対速度の有無をさらに検出し、
前記制御部は、前記周波数検出部により前記相対速度が検出された場合、前記送信信号の周波数の上昇時と下降時とで異なる変化率となるように前記周波数の変化率を制御すること
を特徴とする請求項１または２に記載のレーダー装置。
【請求項４】
前記送信信号の周波数の変化率は、前記探知対象までの距離をｒ、前記フリッカ雑音のカットオフ周波数をｆｃ、光速をＣとした場合に、（ｆｃ×Ｃ）／２ｒ以上であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダー装置。
【請求項５】
前記ミキサは、ＣＭＯＳ半導体素子により構成されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のレーダー装置。
【請求項６】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信し、
前記送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号をミキサにより乗算してビート信号を生成し、
演算部により前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成し、
前記ビート信号の周波数を検出し、
前記ビート信号の周波数が、前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、前記送信信号の周波数の変化率を制御すること
を特徴とするレーダー装置の制御方法。
【請求項７】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を発振する発振部と、
前記送信信号を送信する送信部と、
前記送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、
前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成する演算部と、
を具備し、
前記発振部は、前記ビート信号の周波数が前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるような変化率で前記送信信号を発振すること
を特徴とするレーダー装置。
【請求項１】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信する送信部と、
前記送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、
前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成する演算部と、
前記ビート信号の周波数を検出する周波数検出部と、
前記周波数検出部により検出された前記ビート信号の周波数が、前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、前記送信信号の周波数の変化率を制御する制御部と
を具備したことを特徴とするレーダー装置。
【請求項２】
前記ミキサにより生成されたビート信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されたビート信号に含まれる前記フリッカ雑音のカットオフ周波数以下の成分を除去するフィルタとをさらに備え、
前記演算部は、前記フィルタから出力されたビート信号を演算すること
を特徴とする請求項１記載のレーダー装置。
【請求項３】
前記周波数検出部は、前記探知対象との間の相対速度の有無をさらに検出し、
前記制御部は、前記周波数検出部により前記相対速度が検出された場合、前記送信信号の周波数の上昇時と下降時とで異なる変化率となるように前記周波数の変化率を制御すること
を特徴とする請求項１または２に記載のレーダー装置。
【請求項４】
前記送信信号の周波数の変化率は、前記探知対象までの距離をｒ、前記フリッカ雑音のカットオフ周波数をｆｃ、光速をＣとした場合に、（ｆｃ×Ｃ）／２ｒ以上であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダー装置。
【請求項５】
前記ミキサは、ＣＭＯＳ半導体素子により構成されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のレーダー装置。
【請求項６】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を送信し、
前記送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号をミキサにより乗算してビート信号を生成し、
演算部により前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成し、
前記ビート信号の周波数を検出し、
前記ビート信号の周波数が、前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるように、前記送信信号の周波数の変化率を制御すること
を特徴とするレーダー装置の制御方法。
【請求項７】
周波数を所定の変化率で周期的に増減させた送信信号を発振する発振部と、
前記送信信号を送信する送信部と、
前記送信部が送信した送信信号が探知対象に反射して戻る受信信号および前記送信信号を乗算してビート信号を生成するミキサと、
前記ビート信号を演算して前記探知対象までの距離データを生成する演算部と、
を具備し、
前記発振部は、前記ビート信号の周波数が前記ミキサに起因するフリッカ雑音のカットオフ周波数以上となるような変化率で前記送信信号を発振すること
を特徴とするレーダー装置。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【公開番号】特開２００９−２２９４１９（Ｐ２００９−２２９４１９Ａ）
【公開日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−７８６６４（Ｐ２００８−７８６６４）
【出願日】平成２０年３月２５日（２００８．３．２５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月８日（２００９．１０．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月２５日（２００８．３．２５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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