ローパスフィルタ
【課題】低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供する。
【解決手段】ローパスフィルタは、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２と第３のフィルタ３とを有する。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ共振子１１からなる。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１と位相線路２２とからなる。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と位相線路３２とからなる。
【解決手段】ローパスフィルタは、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２と第３のフィルタ３とを有する。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ共振子１１からなる。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１と位相線路２２とからなる。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と位相線路３２とからなる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ローパスフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、ＦＭ放送やＴＶ放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がＴＶ放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がＴＶ放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、ＶＨＦ／ＵＨＦ帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。
【０００３】
このようなローパスフィルタ特性を実現するものとして、積層ＬＣローパスフィルタが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。積層ＬＣフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタンスやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図２８に積層ＬＣローパスフィルタの一般的な等価回路図を示し、図２９に積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図２８において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子、Ｌ１０，Ｌ１１はインダクタンス、Ｃ１０〜Ｃ１４はコンデンサである。図２９では、インダクタンスＬ１０，Ｌ１１のＱを３０とした。インダクタ（コイル）は、その主特性であるインダクタンス成分を得ようとすると同時に抵抗成分ができる。通常、この抵抗成分は少ないほうが優れたインダクタと評価される。インダクタ成分と、この抵抗成分との比をＱ特性として表現している。この値が高い方が高効率のインダクタといえる。周波数をｆ、インダクタ値をＬ、実効抵抗値をＲとすると、Ｑ＝２πｆＬ／Ｒである。図２９に示すように、積層ＬＣローパスフィルタでは、ＶＨＦ／ＵＨＦの周波数帯（９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）が通過帯域となり、８００ＭＨｚ帯ＣＤＭＡの送信周波数帯（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）が減衰域となっている。
【０００４】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特開平０７−３３６１７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、減衰極が１．３ＧＨｚとなっているため、減衰域（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）の減衰量が９ｄＢ程度と不十分であるという問題点があった。また、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタンスに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のローパスフィルタは、第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを有し、前記第１のフィルタは、第１の端子が信号入力端子に接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された２端子対ＳＡＷ共振子からなり、前記第２のフィルタは、第１の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と前記第１、第２のフィルタの第１の端子との間に挿入された第３のフィルタを有し、この第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第２の位相線路又は第２のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第４のフィルタを有し、この第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子と接続され、第２の端子が接地された第３の１端子対ＳＡＷ共振子からなるものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、第１のフィルタと、第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを設け、第１のフィルタを２端子対ＳＡＷ共振子から構成し、第２のフィルタを第１の１端子対ＳＡＷ共振子と第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とから構成することにより、減衰極を遮断周波数近傍にすることが可能となり、減衰域の減衰量を改善することができる。また、本発明では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。
【０００９】
また、本発明では、信号入力端子と第１、第２のフィルタの第１の端子との間に第３のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【００１０】
また、本発明では、信号入力端子と接地との間に第４のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。図１のローパスフィルタは、第１のフィルタ１と、第２のフィルタ２と、第３のフィルタ３とから構成されている。図１において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子である。
【００１２】
図２に、第１のフィルタ１の平面図を示す。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子１１は、圧電基板上に送信用ＩＤＴ（interdigital transducer ：すだれ状電極）１１０と受信用ＩＤＴ１１１とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器１１２，１１３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴは、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。
【００１３】
図１、図２において、１２は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子（フィルタ１の入力端子）、１４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子（フィルタ１の出力端子）、１３は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子、１５は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子である。第３の端子１３と第４の端子１５は接地されている。
【００１４】
第１のフィルタ１は、２つの反射器１１２，１１３間に生じる定在波の周波数とＩＤＴ１１０，１１１の共振周波数とが一致するときに、入力端子１２と出力端子１４間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第１のフィルタ１の通過特性の１例を図３に示す。
【００１５】
図４に、第３のフィルタ３の平面図を示す。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と、１端子対ＳＡＷ共振子３１に並列に接続された位相線路（ストリップライン）３２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子３１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ３１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３１１，３１２を配置したものである。位相線路３２は、誘電体内に信号導体を設けたものである。図１、図４において、３３は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子（ＩＤＴ３１０の入力端子）、３４は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子（ＩＤＴ３１０の出力端子）、３５は位相線路３２の入力端子、３６は位相線路３２の出力端子である。
【００１６】
第３のフィルタ３の通過特性の１例を図５に示す。第３のフィルタ３は、２つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図５では、約０．９ＧＨｚの低周波側の減衰極のみ記載し、１ＧＨｚ超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第１のフィルタ１と第３のフィルタ３とを直列に接続し、第１のフィルタ１の通過域（０．９〜１ＧＨｚ）を第３のフィルタ３の２つの減衰極の間に設定すると、図６に示すように第１のフィルタ１の通過域の両側の約０．９ＧＨｚと１ＧＨｚの位置に第３のフィルタ３の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。
【００１７】
フィルタ１，３を直列に接続したフィルタ（以下、直列フィルタ１，３と呼ぶ）と似た構成が、特開昭５６−４７１１６号公報に開示されている。特開昭５６−４７１１６号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ１，３では、トランスバーサルフィルタの代わりに２端子対ＳＡＷ共振子１１を使用し、また圧電共振子の代わりに１端子対ＳＡＷ共振子３１を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭５６−４７１１６号公報のフィルタと異なる。
【００１８】
次に、本実施の形態では、直列フィルタ１，３において、第１のフィルタ１に並列に第２のフィルタ２を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。第２のフィルタ２は、第３のフィルタ３と同様に、１端子対ＳＡＷ共振子２１と、１端子対ＳＡＷ共振子２１に並列に接続された位相線路２２とからなる。図１において、２３は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子（ＩＤＴの入力端子）、２４は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子（ＩＤＴの出力端子）、２５は位相線路２２の入力端子、２６は位相線路２２の出力端子である。
【００１９】
図７に、図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１の構成によれば、ＤＣ（直流）から７７０ＭＨｚまで低損失な通過域と８２８ＭＨｚ付近に５０ｄＢ以上の減衰域が形成されていることが分かる。本実施の形態のローパスフィルタの動作は、以下のように説明できる。
【００２０】
まず、第１のフィルタ１について考察する。第１のフィルタ１においては音響的結合が含まれているため、ＬＣフィルタの解析に用いられている影像パラメータ法による解析を直接行うことは困難である。まず影像パラメータ法による解析に帰着するため、以下の変換を行う。一般に、対称２端子対回路は、偶モード励振したときのインピーダンスをＺｅｖｅｎ、奇モード励振したときのインピーダンスをＺｏｄｄとすると、図８に示すような対称格子型回路に変形できる。
【００２１】
偶モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさと位相が同じ電圧を印加することであり、奇モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさが同じで位相が反転した電圧を印加することである。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、奇モードインピーダンスＺｏｄｄは、それぞれの励振モードにおける電圧と流入する電流の比である。また、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの値は、回路シミュレータにより容易に計算することができる。図８に示した対称格子型回路は、図９のようなＴ型回路に容易に変形することができる。
【００２２】
図９のＴ型回路について、影像インピーダンスをＺ０、伝搬定数をθとすると、次式が成立する。
【００２３】
【数１】
【００２４】
影像パラメータ理論によれば、θが虚数のときに通過域、実数のときに減衰域になるから、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが異符号のときに通過域、同符号のときに減衰域となる。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号を調べるには、インピーダンスのリアクタンス部の符号を調べればよい。第１のフィルタ１について、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄのリアクタンス特性を図１０、図１１に示す。図１１は、図１０における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。
【００２５】
図１０、図１１によれば、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄとが異符号の周波数帯域がフィルタ特性の通過域となり、同符号の周波数帯域が減衰域となっている。上記の説明は、動作原理を説明するために回路が対称回路であるとの仮定をおいている。実際の回路では、ＩＤＴ１１０及び１１１の対数等を異ならせる場合があり、対称性が損なわれる場合があるが、その場合でも原理的には上記説明の延長上にあり、フィルタ特性を直接計算し所望の特性となるよう設計すればよい。
【００２６】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２の位相線路２２のみを接続した場合のリアクタンス特性を図１２、図１３に示す。図１３は、図１２における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続したことにより、奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号がほぼ反転し、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと異符合になっていることが分かる。このときの通過特性は、図１４のようになり、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号となっている一部の帯域（０．９４ＧＨｚ付近）を除いて通過域が形成されている。
【００２７】
さらに並列に１端子対ＳＡＷ共振子２１を接続した場合、すなわち第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合のリアクタンス特性を図１５、図１６に示す。図１６は、図１５における０．７〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続すると、１端子対ＳＡＷ共振子２１と位相線路２２で決まるピークが現れ、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号の周波数帯域、すなわち減衰域が拡大されることが分かる。
【００２８】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合の通過特性を図１７に示す。本実施の形態では、第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続することにより、狭帯域通過フィルタからローパスフィルタに変換することができ、さらに第１のフィルタ１に１端子対ＳＡＷ共振子２１を並列に接続することより、急峻な肩特性と広い減衰域を有するローパスフィルタを実現することができる。
【００２９】
さらに、フィルタ１，２を並列に接続した構成に図５の特性を有する第３のフィルタ３を直列に接続すると、さらに減衰量が改善され、先に示した図７のような特性を得ることができる。なお、減衰域の高域側の端部周波数は、第１のフィルタ１によりほぼ決定され、減衰域の低域側の端部周波数は、位相線路２２と１端子対ＳＡＷ共振子２１により決定される。また、第３のフィルタ３の減衰極周波数を適切に設定することにより、減衰域の周波数特性を設定することができる。
【００３０】
以下、本実施の形態のローパスフィルタの設計法について説明する。まず、以下の（ａ）〜（ｄ）のような前提条件を定める。
（ａ）ラダー型のフィルタは、入出力端子間に挿入される素子である直列腕と、入出力端子と接地との間に挿入される素子である並列腕のインピーダンス関係によりフィルタ特性が決まる。
（ｂ）本実施の形態では、ローパスフィルタを直列腕及び並列腕に分解することができないため、ラダー型フィルタとは言えない。よって、ラダー型フィルタの動作説明で使用される影像インピーダンスによる方法を直接適用することはできない。
（ｃ）このため、本実施の形態では、偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの概念を導入する。
（ｄ）偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの虚部の符号によりフィルタ特性が定まる。すなわち、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが異符号のとき通過域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同符号のとき減衰域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同じ値のときに減衰極が生じる。
【００３１】
以下、 第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタについて考える。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜を図１８に示す。また、図１８の場合におけるフィルタの通過特性を図１９に示す。偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜は、主に第１のフィルタ１の素子の値により定まり、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜は、主に第２のフィルタ２の素子の値により定まる。
【００３２】
図１８では、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が零となる周波数Ｐ１より低い帯域、及び偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜が零となる周波数Ｐ２より高い帯域で、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が異符号となっているため、これらの帯域が通過域となる。
【００３３】
一方、周波数Ｐ１とＰ２の間では、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同符号となっているため、周波数Ｐ１とＰ２の間の帯域が減衰域となる。特に、図１８に示す破線の帯域Ｂでは、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる周波数が複数生じ、減衰極が形成される。
【００３４】
所望の通過域と減衰域を得るためには、周波数Ｐ１が目的の遮断周波数（通過域の高域側の端部周波数）となるよう調整し、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同じ値となる帯域Ｂが所望の減衰域と一致するよう調整すればよい。そのためには、まず第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１を調整して、周波数Ｐ２が減衰域の高域側の端部周波数付近となるよう設定する。次に、第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を調整して、図１８の帯域Ｂが目的の減衰域の周波数範囲と一致するよう調整する。このとき、λ２＜λ１の関係を満たすようにする。
【００３５】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタにおいてλ２＞λ１とした場合のリアクタンス特性を図２０に示し、このときの通過特性を図２１に示す。図２０に示すように、λ２＞λ１とした場合、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが連続的に同一の値となる帯域Ｂがなくなり、周波数Ｐ１とＰ２の間でＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜が一致するのは２点のみとなる。このため、減衰極が分離し、図１９の場合に比べて減衰域の減衰量が劣化する（図２１）。
【００３６】
第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を変化させると、通過域の高域側の端部周波数を決めるＰ１が変化するため、位相線路２２の長さを調整して、Ｐ１が前述のように目的の遮断周波数になるよう設定する。この操作により、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが変化するため、波長λ２を調整する。このような位相線路２２の長さの調整と第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。
【００３７】
第１のフィルタ１及び第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域のインピーダンスと帯域Ｂの傾きに影響を与える。第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜の傾きと第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜の傾きとが一致するように調整すると共に、通過域が所望の特性インピーダンス（通常５０Ω）となるよう適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。
【００３８】
なお、以上の設計方法の説明では、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０の共振波長とＩＤＴ１１１の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。この場合のリアクタンス特性を図２２に示す。ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１の共振波長を異なる値にすると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが拡大し、より広帯域な減衰域を実現することができる。
【００３９】
また、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を調整すると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域を更に拡大することができ、減衰域を更に拡大することができる。この場合のリアクタンス特性を図２３に示す。この調整は、ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を通常０．５λとするところを０．７λから０．９λ付近にすると良い。
【００４０】
第３のフィルタ３は、図５のような通過特性を有している。そこで、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタと、第３のフィルタ３とにおいて、通過域と減衰域が互いに一致するようにして、これらを従属接続すれば、より減衰量が増大し好ましい。
【００４１】
図２４は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。図２４において、２１０は第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１を構成するＩＤＴ、２１１，２１２はＩＤＴ２１０の両側に配置された反射器である。本実施の形態では、位相線路２２，３２を除く図２４の構成を、圧電基板である３９°回転Ｙ板ＬｉＴａＯ3 上に形成した。
【００４２】
フィルタ１〜３の各共振子の電極材料をＡｌＣｕ（０．５％）とし、この電極材料の膜厚を３９０ｎｍとした。第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１の共振波長λを４．１８μｍ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅をそれぞれ２６λ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の対数をそれぞれ５３対、反射器１１２，１１３の本数をそれぞれ１００本とした。また、ＩＤＴ１１０と１１１との距離を、互いに最も近接した電極指同士の中心線間距離が０．８λになるように設定した。
【００４３】
第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１の共振波長λを４．０１μｍ、ＩＤＴ２１０の電極指の交差幅を３０λ、ＩＤＴ２１０の電極指の対数を１００対、反射器２１１，２１２の本数をそれぞれ１００本とした。また、第３のフィルタ３の１端子対ＳＡＷ共振子３１の共振波長λを３．９７μｍ、ＩＤＴ３１０の電極指の交差幅を３２λ、ＩＤＴ３１０の電極指の対数を９５対、反射器３１１，３１２の本数をそれぞれ１００本とした。
【００４４】
位相線路２２，３２は、比誘電率７．６のＬＴＣＣ（低温焼成セラミックス）パッケージ内にストリップラインとして形成し、特性インピーダンスを５０Ωとした。また、位相線路２２の線路長を８．９ｍｍ、位相線路３２の線路長を８．８ｍｍとした。そして、位相線路２２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子２１と並列に接続され、同様に位相線路３２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子３１と並列に接続される。
【００４５】
図２４に示したローパスフィルタの通過特性が前記の図７であり、ＤＣから７７０ＭＨｚまで挿入損失１．５ｄＢ以下、８２８〜９２５ＭＨｚにおいて５０ｄＢの減衰量を確保することができた。以上のように、本実施の形態によれば、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、非常に急峻な減衰特性を得ることができる。本実施の形態では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。
【００４６】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２５は、本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、図２４と異なる別のチップレイアウトを示すものである。
【００４７】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図２６は、本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１、第２の実施の形態のローパスフィルタに対して、さらに信号入力端子ＩＮと接地との間に第４のフィルタ４を挿入したものである。第４のフィルタ４は、１端子対ＳＡＷ共振子４１からなる。１端子対ＳＡＷ共振子４１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ４１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器４１１，４１２を配置したものである。
【００４８】
図２７は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４、図２６と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態によれば、第４のフィルタ４を追加することにより、第１、第２の実施の形態に比べて減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【００４９】
なお、第１〜第３の実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、ＡｌＣｕに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にＳｉＯ2 等の保護膜を形成してもよい。位相線路２２，３２のパッケージは、ＬＴＣＣに限定されず、アルミナや樹脂を用いてもよい。また、位相線路２２，３２の代わりに、インダクタンス素子を用いてもよい。インダクタンス素子を用いる場合は、外付けのコイルでもよいし、ワイヤー線からなるインダクタンス素子をチップ内で配線してもよい。
【００５０】
また、第１〜第３の実施の形態のローパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１は、対称構成でなくてもよく、ＩＤＴ１１０と１１１の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、ＩＤＴ１１０と１１１間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明は、例えばＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における第１のフィルタの平面図である。
【図３】本発明の実施の形態における第１のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における第３のフィルタの平面図である。
【図５】本発明の実施の形態における第３のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図６】第１のフィルタと第３のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図７】図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図８】対称２端子対回路を変形した対称格子型回路の等価回路図である。
【図９】図８の対称格子型回路を変形したＴ型回路の等価回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態における第１のフィルタについて偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスのリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１１】図１０を拡大した図である。
【図１２】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路を接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１３】図１２を拡大した図である。
【図１４】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路のみを接続した場合の通過特性の１例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１６】図１５を拡大した図である。
【図１７】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の１例を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２１】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２３】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２４】図１のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２５】本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２６】本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。
【図２７】図２６のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２８】従来の積層ＬＣローパスフィルタの等価回路図である。
【図２９】図２８の積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１…第１のフィルタ、２…第２のフィルタ、３…第３のフィルタ、４…第４のフィルタ、１１…２端子対ＳＡＷ共振子、２１、３１、４１…１端子対ＳＡＷ共振子、２２、３２…位相線路、１１０、１１１、２１０、３１０、４１０…ＩＤＴ、１１２、１１３、２１１、２１２、３１１、３１２、４１１、４１２…反射器、２２、３２…位相線路。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ローパスフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、ＦＭ放送やＴＶ放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がＴＶ放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がＴＶ放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、ＶＨＦ／ＵＨＦ帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。
【０００３】
このようなローパスフィルタ特性を実現するものとして、積層ＬＣローパスフィルタが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。積層ＬＣフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタンスやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図２８に積層ＬＣローパスフィルタの一般的な等価回路図を示し、図２９に積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図２８において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子、Ｌ１０，Ｌ１１はインダクタンス、Ｃ１０〜Ｃ１４はコンデンサである。図２９では、インダクタンスＬ１０，Ｌ１１のＱを３０とした。インダクタ（コイル）は、その主特性であるインダクタンス成分を得ようとすると同時に抵抗成分ができる。通常、この抵抗成分は少ないほうが優れたインダクタと評価される。インダクタ成分と、この抵抗成分との比をＱ特性として表現している。この値が高い方が高効率のインダクタといえる。周波数をｆ、インダクタ値をＬ、実効抵抗値をＲとすると、Ｑ＝２πｆＬ／Ｒである。図２９に示すように、積層ＬＣローパスフィルタでは、ＶＨＦ／ＵＨＦの周波数帯（９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）が通過帯域となり、８００ＭＨｚ帯ＣＤＭＡの送信周波数帯（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）が減衰域となっている。
【０００４】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【特許文献１】特開平０７−３３６１７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、減衰極が１．３ＧＨｚとなっているため、減衰域（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）の減衰量が９ｄＢ程度と不十分であるという問題点があった。また、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタンスに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のローパスフィルタは、第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを有し、前記第１のフィルタは、第１の端子が信号入力端子に接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された２端子対ＳＡＷ共振子からなり、前記第２のフィルタは、第１の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と前記第１、第２のフィルタの第１の端子との間に挿入された第３のフィルタを有し、この第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第２の位相線路又は第２のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第４のフィルタを有し、この第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子と接続され、第２の端子が接地された第３の１端子対ＳＡＷ共振子からなるものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、第１のフィルタと、第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを設け、第１のフィルタを２端子対ＳＡＷ共振子から構成し、第２のフィルタを第１の１端子対ＳＡＷ共振子と第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とから構成することにより、減衰極を遮断周波数近傍にすることが可能となり、減衰域の減衰量を改善することができる。また、本発明では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。
【０００９】
また、本発明では、信号入力端子と第１、第２のフィルタの第１の端子との間に第３のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【００１０】
また、本発明では、信号入力端子と接地との間に第４のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。図１のローパスフィルタは、第１のフィルタ１と、第２のフィルタ２と、第３のフィルタ３とから構成されている。図１において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子である。
【００１２】
図２に、第１のフィルタ１の平面図を示す。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子１１は、圧電基板上に送信用ＩＤＴ（interdigital transducer ：すだれ状電極）１１０と受信用ＩＤＴ１１１とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器１１２，１１３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴは、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。
【００１３】
図１、図２において、１２は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子（フィルタ１の入力端子）、１４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子（フィルタ１の出力端子）、１３は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子、１５は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子である。第３の端子１３と第４の端子１５は接地されている。
【００１４】
第１のフィルタ１は、２つの反射器１１２，１１３間に生じる定在波の周波数とＩＤＴ１１０，１１１の共振周波数とが一致するときに、入力端子１２と出力端子１４間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第１のフィルタ１の通過特性の１例を図３に示す。
【００１５】
図４に、第３のフィルタ３の平面図を示す。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と、１端子対ＳＡＷ共振子３１に並列に接続された位相線路（ストリップライン）３２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子３１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ３１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３１１，３１２を配置したものである。位相線路３２は、誘電体内に信号導体を設けたものである。図１、図４において、３３は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子（ＩＤＴ３１０の入力端子）、３４は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子（ＩＤＴ３１０の出力端子）、３５は位相線路３２の入力端子、３６は位相線路３２の出力端子である。
【００１６】
第３のフィルタ３の通過特性の１例を図５に示す。第３のフィルタ３は、２つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図５では、約０．９ＧＨｚの低周波側の減衰極のみ記載し、１ＧＨｚ超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第１のフィルタ１と第３のフィルタ３とを直列に接続し、第１のフィルタ１の通過域（０．９〜１ＧＨｚ）を第３のフィルタ３の２つの減衰極の間に設定すると、図６に示すように第１のフィルタ１の通過域の両側の約０．９ＧＨｚと１ＧＨｚの位置に第３のフィルタ３の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。
【００１７】
フィルタ１，３を直列に接続したフィルタ（以下、直列フィルタ１，３と呼ぶ）と似た構成が、特開昭５６−４７１１６号公報に開示されている。特開昭５６−４７１１６号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ１，３では、トランスバーサルフィルタの代わりに２端子対ＳＡＷ共振子１１を使用し、また圧電共振子の代わりに１端子対ＳＡＷ共振子３１を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭５６−４７１１６号公報のフィルタと異なる。
【００１８】
次に、本実施の形態では、直列フィルタ１，３において、第１のフィルタ１に並列に第２のフィルタ２を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。第２のフィルタ２は、第３のフィルタ３と同様に、１端子対ＳＡＷ共振子２１と、１端子対ＳＡＷ共振子２１に並列に接続された位相線路２２とからなる。図１において、２３は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子（ＩＤＴの入力端子）、２４は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子（ＩＤＴの出力端子）、２５は位相線路２２の入力端子、２６は位相線路２２の出力端子である。
【００１９】
図７に、図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１の構成によれば、ＤＣ（直流）から７７０ＭＨｚまで低損失な通過域と８２８ＭＨｚ付近に５０ｄＢ以上の減衰域が形成されていることが分かる。本実施の形態のローパスフィルタの動作は、以下のように説明できる。
【００２０】
まず、第１のフィルタ１について考察する。第１のフィルタ１においては音響的結合が含まれているため、ＬＣフィルタの解析に用いられている影像パラメータ法による解析を直接行うことは困難である。まず影像パラメータ法による解析に帰着するため、以下の変換を行う。一般に、対称２端子対回路は、偶モード励振したときのインピーダンスをＺｅｖｅｎ、奇モード励振したときのインピーダンスをＺｏｄｄとすると、図８に示すような対称格子型回路に変形できる。
【００２１】
偶モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさと位相が同じ電圧を印加することであり、奇モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさが同じで位相が反転した電圧を印加することである。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、奇モードインピーダンスＺｏｄｄは、それぞれの励振モードにおける電圧と流入する電流の比である。また、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの値は、回路シミュレータにより容易に計算することができる。図８に示した対称格子型回路は、図９のようなＴ型回路に容易に変形することができる。
【００２２】
図９のＴ型回路について、影像インピーダンスをＺ０、伝搬定数をθとすると、次式が成立する。
【００２３】
【数１】
【００２４】
影像パラメータ理論によれば、θが虚数のときに通過域、実数のときに減衰域になるから、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが異符号のときに通過域、同符号のときに減衰域となる。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号を調べるには、インピーダンスのリアクタンス部の符号を調べればよい。第１のフィルタ１について、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄのリアクタンス特性を図１０、図１１に示す。図１１は、図１０における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。
【００２５】
図１０、図１１によれば、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄとが異符号の周波数帯域がフィルタ特性の通過域となり、同符号の周波数帯域が減衰域となっている。上記の説明は、動作原理を説明するために回路が対称回路であるとの仮定をおいている。実際の回路では、ＩＤＴ１１０及び１１１の対数等を異ならせる場合があり、対称性が損なわれる場合があるが、その場合でも原理的には上記説明の延長上にあり、フィルタ特性を直接計算し所望の特性となるよう設計すればよい。
【００２６】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２の位相線路２２のみを接続した場合のリアクタンス特性を図１２、図１３に示す。図１３は、図１２における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続したことにより、奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号がほぼ反転し、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと異符合になっていることが分かる。このときの通過特性は、図１４のようになり、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号となっている一部の帯域（０．９４ＧＨｚ付近）を除いて通過域が形成されている。
【００２７】
さらに並列に１端子対ＳＡＷ共振子２１を接続した場合、すなわち第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合のリアクタンス特性を図１５、図１６に示す。図１６は、図１５における０．７〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続すると、１端子対ＳＡＷ共振子２１と位相線路２２で決まるピークが現れ、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号の周波数帯域、すなわち減衰域が拡大されることが分かる。
【００２８】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合の通過特性を図１７に示す。本実施の形態では、第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続することにより、狭帯域通過フィルタからローパスフィルタに変換することができ、さらに第１のフィルタ１に１端子対ＳＡＷ共振子２１を並列に接続することより、急峻な肩特性と広い減衰域を有するローパスフィルタを実現することができる。
【００２９】
さらに、フィルタ１，２を並列に接続した構成に図５の特性を有する第３のフィルタ３を直列に接続すると、さらに減衰量が改善され、先に示した図７のような特性を得ることができる。なお、減衰域の高域側の端部周波数は、第１のフィルタ１によりほぼ決定され、減衰域の低域側の端部周波数は、位相線路２２と１端子対ＳＡＷ共振子２１により決定される。また、第３のフィルタ３の減衰極周波数を適切に設定することにより、減衰域の周波数特性を設定することができる。
【００３０】
以下、本実施の形態のローパスフィルタの設計法について説明する。まず、以下の（ａ）〜（ｄ）のような前提条件を定める。
（ａ）ラダー型のフィルタは、入出力端子間に挿入される素子である直列腕と、入出力端子と接地との間に挿入される素子である並列腕のインピーダンス関係によりフィルタ特性が決まる。
（ｂ）本実施の形態では、ローパスフィルタを直列腕及び並列腕に分解することができないため、ラダー型フィルタとは言えない。よって、ラダー型フィルタの動作説明で使用される影像インピーダンスによる方法を直接適用することはできない。
（ｃ）このため、本実施の形態では、偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの概念を導入する。
（ｄ）偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの虚部の符号によりフィルタ特性が定まる。すなわち、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが異符号のとき通過域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同符号のとき減衰域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同じ値のときに減衰極が生じる。
【００３１】
以下、 第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタについて考える。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜を図１８に示す。また、図１８の場合におけるフィルタの通過特性を図１９に示す。偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜は、主に第１のフィルタ１の素子の値により定まり、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜は、主に第２のフィルタ２の素子の値により定まる。
【００３２】
図１８では、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が零となる周波数Ｐ１より低い帯域、及び偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜が零となる周波数Ｐ２より高い帯域で、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が異符号となっているため、これらの帯域が通過域となる。
【００３３】
一方、周波数Ｐ１とＰ２の間では、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同符号となっているため、周波数Ｐ１とＰ２の間の帯域が減衰域となる。特に、図１８に示す破線の帯域Ｂでは、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる周波数が複数生じ、減衰極が形成される。
【００３４】
所望の通過域と減衰域を得るためには、周波数Ｐ１が目的の遮断周波数（通過域の高域側の端部周波数）となるよう調整し、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同じ値となる帯域Ｂが所望の減衰域と一致するよう調整すればよい。そのためには、まず第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１を調整して、周波数Ｐ２が減衰域の高域側の端部周波数付近となるよう設定する。次に、第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を調整して、図１８の帯域Ｂが目的の減衰域の周波数範囲と一致するよう調整する。このとき、λ２＜λ１の関係を満たすようにする。
【００３５】
第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタにおいてλ２＞λ１とした場合のリアクタンス特性を図２０に示し、このときの通過特性を図２１に示す。図２０に示すように、λ２＞λ１とした場合、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが連続的に同一の値となる帯域Ｂがなくなり、周波数Ｐ１とＰ２の間でＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜が一致するのは２点のみとなる。このため、減衰極が分離し、図１９の場合に比べて減衰域の減衰量が劣化する（図２１）。
【００３６】
第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を変化させると、通過域の高域側の端部周波数を決めるＰ１が変化するため、位相線路２２の長さを調整して、Ｐ１が前述のように目的の遮断周波数になるよう設定する。この操作により、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが変化するため、波長λ２を調整する。このような位相線路２２の長さの調整と第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。
【００３７】
第１のフィルタ１及び第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域のインピーダンスと帯域Ｂの傾きに影響を与える。第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜の傾きと第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜の傾きとが一致するように調整すると共に、通過域が所望の特性インピーダンス（通常５０Ω）となるよう適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。
【００３８】
なお、以上の設計方法の説明では、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０の共振波長とＩＤＴ１１１の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。この場合のリアクタンス特性を図２２に示す。ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１の共振波長を異なる値にすると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが拡大し、より広帯域な減衰域を実現することができる。
【００３９】
また、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を調整すると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域を更に拡大することができ、減衰域を更に拡大することができる。この場合のリアクタンス特性を図２３に示す。この調整は、ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を通常０．５λとするところを０．７λから０．９λ付近にすると良い。
【００４０】
第３のフィルタ３は、図５のような通過特性を有している。そこで、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタと、第３のフィルタ３とにおいて、通過域と減衰域が互いに一致するようにして、これらを従属接続すれば、より減衰量が増大し好ましい。
【００４１】
図２４は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。図２４において、２１０は第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１を構成するＩＤＴ、２１１，２１２はＩＤＴ２１０の両側に配置された反射器である。本実施の形態では、位相線路２２，３２を除く図２４の構成を、圧電基板である３９°回転Ｙ板ＬｉＴａＯ3 上に形成した。
【００４２】
フィルタ１〜３の各共振子の電極材料をＡｌＣｕ（０．５％）とし、この電極材料の膜厚を３９０ｎｍとした。第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１の共振波長λを４．１８μｍ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅をそれぞれ２６λ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の対数をそれぞれ５３対、反射器１１２，１１３の本数をそれぞれ１００本とした。また、ＩＤＴ１１０と１１１との距離を、互いに最も近接した電極指同士の中心線間距離が０．８λになるように設定した。
【００４３】
第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１の共振波長λを４．０１μｍ、ＩＤＴ２１０の電極指の交差幅を３０λ、ＩＤＴ２１０の電極指の対数を１００対、反射器２１１，２１２の本数をそれぞれ１００本とした。また、第３のフィルタ３の１端子対ＳＡＷ共振子３１の共振波長λを３．９７μｍ、ＩＤＴ３１０の電極指の交差幅を３２λ、ＩＤＴ３１０の電極指の対数を９５対、反射器３１１，３１２の本数をそれぞれ１００本とした。
【００４４】
位相線路２２，３２は、比誘電率７．６のＬＴＣＣ（低温焼成セラミックス）パッケージ内にストリップラインとして形成し、特性インピーダンスを５０Ωとした。また、位相線路２２の線路長を８．９ｍｍ、位相線路３２の線路長を８．８ｍｍとした。そして、位相線路２２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子２１と並列に接続され、同様に位相線路３２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子３１と並列に接続される。
【００４５】
図２４に示したローパスフィルタの通過特性が前記の図７であり、ＤＣから７７０ＭＨｚまで挿入損失１．５ｄＢ以下、８２８〜９２５ＭＨｚにおいて５０ｄＢの減衰量を確保することができた。以上のように、本実施の形態によれば、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、非常に急峻な減衰特性を得ることができる。本実施の形態では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。
【００４６】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２５は、本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、図２４と異なる別のチップレイアウトを示すものである。
【００４７】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図２６は、本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１、第２の実施の形態のローパスフィルタに対して、さらに信号入力端子ＩＮと接地との間に第４のフィルタ４を挿入したものである。第４のフィルタ４は、１端子対ＳＡＷ共振子４１からなる。１端子対ＳＡＷ共振子４１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ４１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器４１１，４１２を配置したものである。
【００４８】
図２７は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４、図２６と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態によれば、第４のフィルタ４を追加することにより、第１、第２の実施の形態に比べて減衰域の減衰量を更に増大させることができる。
【００４９】
なお、第１〜第３の実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、ＡｌＣｕに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にＳｉＯ2 等の保護膜を形成してもよい。位相線路２２，３２のパッケージは、ＬＴＣＣに限定されず、アルミナや樹脂を用いてもよい。また、位相線路２２，３２の代わりに、インダクタンス素子を用いてもよい。インダクタンス素子を用いる場合は、外付けのコイルでもよいし、ワイヤー線からなるインダクタンス素子をチップ内で配線してもよい。
【００５０】
また、第１〜第３の実施の形態のローパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１は、対称構成でなくてもよく、ＩＤＴ１１０と１１１の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、ＩＤＴ１１０と１１１間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明は、例えばＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における第１のフィルタの平面図である。
【図３】本発明の実施の形態における第１のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態における第３のフィルタの平面図である。
【図５】本発明の実施の形態における第３のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図６】第１のフィルタと第３のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図７】図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図８】対称２端子対回路を変形した対称格子型回路の等価回路図である。
【図９】図８の対称格子型回路を変形したＴ型回路の等価回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態における第１のフィルタについて偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスのリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１１】図１０を拡大した図である。
【図１２】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路を接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１３】図１２を拡大した図である。
【図１４】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路のみを接続した場合の通過特性の１例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。
【図１６】図１５を拡大した図である。
【図１７】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の１例を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２１】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２３】本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。
【図２４】図１のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２５】本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２６】本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。
【図２７】図２６のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。
【図２８】従来の積層ＬＣローパスフィルタの等価回路図である。
【図２９】図２８の積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１…第１のフィルタ、２…第２のフィルタ、３…第３のフィルタ、４…第４のフィルタ、１１…２端子対ＳＡＷ共振子、２１、３１、４１…１端子対ＳＡＷ共振子、２２、３２…位相線路、１１０、１１１、２１０、３１０、４１０…ＩＤＴ、１１２、１１３、２１１、２１２、３１１、３１２、４１１、４１２…反射器、２２、３２…位相線路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを有し、
前記第１のフィルタは、第１の端子が信号入力端子に接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された２端子対ＳＡＷ共振子からなり、
前記第２のフィルタは、第１の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とからなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１記載のローパスフィルタにおいて、
さらに、前記信号入力端子と前記第１、第２のフィルタの第１の端子との間に挿入された第３のフィルタを有し、
この第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第２の位相線路又は第２のインダクタンス素子とからなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項３】
請求項２記載のローパスフィルタにおいて、
さらに、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第４のフィルタを有し、
この第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子と接続され、第２の端子が接地された第３の１端子対ＳＡＷ共振子からなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項１】
第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを有し、
前記第１のフィルタは、第１の端子が信号入力端子に接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された２端子対ＳＡＷ共振子からなり、
前記第２のフィルタは、第１の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とからなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１記載のローパスフィルタにおいて、
さらに、前記信号入力端子と前記第１、第２のフィルタの第１の端子との間に挿入された第３のフィルタを有し、
この第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第２の位相線路又は第２のインダクタンス素子とからなることを特徴とするローパスフィルタ。
【請求項３】
請求項２記載のローパスフィルタにおいて、
さらに、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第４のフィルタを有し、
この第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子と接続され、第２の端子が接地された第３の１端子対ＳＡＷ共振子からなることを特徴とするローパスフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【公開番号】特開２００６−２３８１０１（Ｐ２００６−２３８１０１Ａ）
【公開日】平成１８年９月７日（２００６．９．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−５０３６２（Ｐ２００５−５０３６２）
【出願日】平成１７年２月２５日（２００５．２．２５）
【出願人】（０００１０４７２２）京セラキンセキ株式会社 (870)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年９月７日（２００６．９．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年２月２５日（２００５．２．２５）
【出願人】（０００１０４７２２）京セラキンセキ株式会社 (870)
【Ｆターム（参考）】
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