交流交流直接変換装置
【課題】過変調領域での運転を要することなく最大出力電圧を増加させて電動機等の負荷を駆動可能にした交流交流直接変換装置を提供する。
【解決手段】交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、三相交流電源１と直接変換器としてのマトリクスコンバータ３との間に単巻変圧器５を接続し、この単巻変圧器５により電源電圧を昇圧してマトリクスコンバータ３に供給する。
【解決手段】交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、三相交流電源１と直接変換器としてのマトリクスコンバータ３との間に単巻変圧器５を接続し、この単巻変圧器５により電源電圧を昇圧してマトリクスコンバータ３に供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大型のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、この種の交流交流直接変換装置の従来技術を示しており、三相交流電圧を直接変換器としてのマトリクスコンバータにより任意周波数の三相交流電圧に変換する例である。
図４において、１は三相交流電源、２はリアクトル及びコンデンサからなる入力フィルタ、３はマトリクスコンバータ、４は電動機等の負荷である。
【０００３】
上記マトリクスコンバータ３は、一端がＲ，Ｓ，Ｔ相入力端子に接続され、他端がＵ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＵ相スイッチ３Ｕと、同様に他端がＶ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＶ相スイッチ３Ｖと、同様に他端がＷ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＷ相スイッチ３Ｗとから構成されている。なお、双方向スイッチＳは、例えば、図４の下段に示す如くＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を２個逆並列に接続して構成されており、電流を双方向に通流可能である。
【０００４】
マトリクスコンバータ３は、直流中間回路に電解コンデンサ等を備えたコンバータ／インバータシステムのように大型のエネルギーバッファを用いないため、小型軽量化が可能であると共に、コンバータ／インバータシステムに立脚した制御が可能であり、入出力電流を正弦波に制御できる等の特徴がある。
【０００５】
一方、マトリクスコンバータの最大出力電圧は入力電圧の０．８６倍になることが知られており、コンバータ／インバータシステムと比べて電圧利用率の点では劣っている。このため、過変調領域での運転を行えば電圧利用率を高めることができるが、出力電圧の歪みや負荷である電動機のトルク脈動等の問題を生じる。
【０００６】
この点に鑑み、例えば非特許文献１には、マトリクスコンバータによる電動機の駆動システムにおいて、過変調領域ではマトリクスコンバータの入力電圧に応じ磁束を弱めて電動機の端子電圧を制御することにより、出力電圧や入出力電流の歪みを抑制して正弦波変調時よりも大きな電圧を出力可能とした制御方法が記載されている。
【０００７】
一方、三相交流電源を三相トランスを介して多重三相ＰＷＭサイクロコンバータに接続してなる電力変換装置において、ＰＷＭパルスを作成するためのコントローラの数を減少させると共に、三相交流電源の非対称性や脈動等を考慮に入れてＰＷＭパルスを作成することにより歪みの少ない高電圧を出力可能とした電力変換装置が、特許文献１に記載されている。
また、同様に三相交流電源を三相トランスを介して多重三相ＰＷＭサイクロコンバータに接続し、高圧交流電動機を駆動するようにしたものとして、低圧インバータ技術を利用して低歪みの高電圧を発生可能とした電力変換装置が、特許文献２に記載されている。
【０００８】
【非特許文献１】佐藤 以久也，他５名，「マトリックスコンバータの電動機駆動性能改善に関する研究」，社団法人電気学会半導体電力変換研究会論文，ＳＰＣ−０４−７５，２００４年
【特許文献１】特開平１１−２５２９９２号公報（［００１７］〜［００１９］，［００２９］、図１，図９等）
【特許文献２】特開２００５−４５９９９号公報（［００２３］〜［００２８］、図１，図５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述した非特許文献１に開示されている技術を用いれば、過変調領域において入出力電流に大きな歪みが発生するおそれはないが、正弦波変調時と比べると歪みが増加し、コンバータ／インバータシステムと比較すると電動機の駆動特性が悪化する。また、過変調領域における制御は概して複雑であり、制御装置の回路構成の複雑化やコストの上昇を招く等の問題がある。
【００１０】
このため、マトリクスコンバータにより電動機を駆動する場合には、過変調領域での運転が不要になる程度まで電動機の電圧定格を下げることが考えられるが、同一出力を得るためには電圧定格を下げた分だけ電流定格が増加したり専用の電動機が必要になる等の不都合があり、これらがマトリクスコンバータの用途を限定してしまう要因となる。
【００１１】
そこで、本発明の解決課題は、多相交流電源と直接変換器との間に設けた単巻変圧器により直接変換器の入力電圧を昇圧し、過変調領域での運転を要することなく最大出力電圧を増加させた交流交流直接変換装置を提供することにある。
なお、前記特許文献１，２には、単巻変圧器を用いて直接変換器の入力電圧を昇圧する着想は何ら開示されていない。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、
半導体スイッチング素子を用いて交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、
前記交流電源と前記直接変換器との間に単巻変圧器を接続し、この単巻変圧器により電源電圧を昇圧して前記直接変換器に供給するものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記直接変換器の最大出力電圧が電源電圧と等しくなるように、前記単巻変圧器により電源電圧を昇圧するものである。
【００１４】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用するものである。
【００１５】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、
前記単巻変圧器として、多相単巻変圧器を用いるものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、マトリクスコンバータ等の直接変換器を過変調領域で運転することなく、その最大出力電圧を増加させることができる。このため、負荷である電動機の電圧定格を下げたり専用の電動機を用いる等の対応が不要になり、マトリクスコンバータの汎用性を阻害することもない。同時に、直接変換器の出力電圧や入出力電流の歪みを低減させることができる。
また、直接変換器の入力電圧の昇圧用に単巻変圧器を用いているので、通常の変圧器を用いる場合に比べて装置全体の小型化、低コスト化が可能であると共に、単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとしても利用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態を示す構成図であり、図４と同一の構成要素には同一の番号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１８】
図１において、直接変換器としてのマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，ＴにはＹ結線された入力フィルタコンデンサ６が接続されていると共に、三相交流電源１と前記入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔとの間には、単巻変圧器５が接続されている。
ここで、図２は単巻変圧器５の構成を示しており、５ｒ，５ｓ，５ｔはマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されるＹ結線の巻線、Ｒ’，Ｓ’，Ｔ’は三相交流電源１側の端子である。
図２（ａ）は単巻変圧器５を三相単巻変圧器により構成した例、図２（ｂ）は３個の単相単巻変圧器５Ｒ，５Ｓ，５Ｔにより単巻変圧器５を構成した例であり、何れの場合にも同一の作用効果を得ることができる。
【００１９】
ここで、図３を参照しながら、単相の単巻変圧器の動作原理を通常の二巻線変圧器と比較しつつ以下に説明する。図３（ａ）は二巻線変圧器、図３（ｂ）は単巻変圧器の回路図である。
図３（ｂ）の単巻変圧器において、周知のように巻線の共通部分（Ｂ−Ｃ間）を分路巻線、共通でない部分（Ａ−Ｂ間）を直列巻線と呼び、分路巻線の巻数をＮ１、全体の巻数をＮ２とすると、分路巻線に加える電圧Ｖ１と全体の巻線（Ａ−Ｃ間）に誘導される電圧Ｖ２との間には数式１の関係がある。
［数式１］
Ｖ１／Ｖ２＝Ｎ１／Ｎ２＝ａ
【００２０】
また、単巻変圧器の一次側に流れる電流をＩ１、二次側に流れる電流をＩ２とし、巻線の励磁電流を無視すると、数式２，数式３が成り立つ。
［数式２］
Ｎ１（Ｉ１−Ｉ２）＝（Ｎ２−Ｎ１）Ｉ２
［数式３］
Ｉ１／Ｉ２＝Ｎ２／Ｎ１＝１／ａ
上記の数式１〜３の関係は、図３（ａ）の二巻線変圧器においても同様である。
【００２１】
ここで、単巻変圧器における分路巻線に流れる電流Ｉは数式４によって表される。
［数式４］
Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝（１−ａ）Ｉ１
【００２２】
数式４は、分路巻線には一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との差分のみが流れることを示しており、巻数比が１に近くなると電流Ｉがほぼゼロになるので、分路巻線の小型化ひいては変圧器の小型化が可能である。また、一次巻線と二次巻線とを一部共用しているので、通常の変圧器に比べて体積を大幅に減少させることができ、この点でも小型化を図ることができる。よって、単巻変圧器は昇圧分が少ない用途の変圧器に適していると言える。
【００２３】
一方、前述したようにマトリクスコンバータの最大出力電圧は入力電圧の０．８６倍であるから、電源電圧を変圧器により昇圧してマトリクスコンバータに入力すれば、マトリクスコンバータの出力可能な電圧範囲を上記電源電圧の大きさまで拡げることができる。しかしながら、通常の三相変圧器を用いて昇圧する場合には変圧器の体格が大きく、装置全体の大型化やコストの上昇を招く。
【００２４】
そこで、本実施形態では、昇圧比が小さい用途に最適な単巻変圧器５により電源電圧を昇圧してマトリクスコンバータ３に入力することにより、その最大出力電圧を三相交流電源１の電源電圧まで増加させるようにしたものである。
直接変換器としてマトリクスコンバータを用いた場合に従来のコンバータ／インバータシステムと同等の最大出力電圧を得るためには、電源電圧を１５％程度昇圧してマトリクスコンバータに入力すれば良く、この場合の昇圧用変圧器としては、小型化を考慮した場合に単巻変圧器が最適である。
【００２５】
電源電圧を１５％程度昇圧する場合、数式１における巻数比ａが０．８５の単巻変圧器を使用すればよく、その時に単巻変圧器の分路巻線に流れる電流Ｉは、数式４から入力電流Ｉ１の１５％で済むため、分路巻線の小型化が可能になる。また、直列巻線には入力電流とほぼ等しい電流が流れるものの、昇圧分は１５％であるので直列巻線の体積増加もそれほど問題にならない。
【００２６】
具体的には、図２に示す単巻変圧器５を図１のように三相交流電源１とマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔとの間に接続し、単巻変圧器５の巻数比ａを０．８５に設定することにより、三相交流電源１の線間電圧を１５％程度昇圧してマトリクスコンバータ３に入力することができ、正弦波変調によりマトリクスコンバータ３を運転してその出力電圧を増加させると共に、出力電圧や入出力電流の歪みを低減することができる。
【００２７】
これにより、過変調領域での制御に伴う回路構成の複雑化やコストの上昇を招くこともなく、負荷４である電動機の電圧定格を下げたり専用の電動機を用いる必要もないため、マトリクスコンバータの汎用性を損なう心配もない。
更に、本実施形態によれば、単巻変圧器５の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用することができるから、入力フィルタリアクトルを別個に設ける必要がなく、この点でも装置全体の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】図１における単巻変圧器の構成図である。
【図３】二巻線変圧器及び単巻変圧器の回路図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
【００２９】
１：三相交流電源
３：マトリクスコンバータ
３Ｕ：Ｕ相スイッチ
３Ｖ：Ｖ相スイッチ
３Ｗ：Ｗ相スイッチ
４：負荷
５：単巻変圧器
５ｒ，５ｓ，５ｔ：巻線
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ：単相単巻変圧器
Ｓ：双方向スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大型のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、この種の交流交流直接変換装置の従来技術を示しており、三相交流電圧を直接変換器としてのマトリクスコンバータにより任意周波数の三相交流電圧に変換する例である。
図４において、１は三相交流電源、２はリアクトル及びコンデンサからなる入力フィルタ、３はマトリクスコンバータ、４は電動機等の負荷である。
【０００３】
上記マトリクスコンバータ３は、一端がＲ，Ｓ，Ｔ相入力端子に接続され、他端がＵ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＵ相スイッチ３Ｕと、同様に他端がＶ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＶ相スイッチ３Ｖと、同様に他端がＷ相出力端子に一括して接続された３個の双方向スイッチＳからなるＷ相スイッチ３Ｗとから構成されている。なお、双方向スイッチＳは、例えば、図４の下段に示す如くＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を２個逆並列に接続して構成されており、電流を双方向に通流可能である。
【０００４】
マトリクスコンバータ３は、直流中間回路に電解コンデンサ等を備えたコンバータ／インバータシステムのように大型のエネルギーバッファを用いないため、小型軽量化が可能であると共に、コンバータ／インバータシステムに立脚した制御が可能であり、入出力電流を正弦波に制御できる等の特徴がある。
【０００５】
一方、マトリクスコンバータの最大出力電圧は入力電圧の０．８６倍になることが知られており、コンバータ／インバータシステムと比べて電圧利用率の点では劣っている。このため、過変調領域での運転を行えば電圧利用率を高めることができるが、出力電圧の歪みや負荷である電動機のトルク脈動等の問題を生じる。
【０００６】
この点に鑑み、例えば非特許文献１には、マトリクスコンバータによる電動機の駆動システムにおいて、過変調領域ではマトリクスコンバータの入力電圧に応じ磁束を弱めて電動機の端子電圧を制御することにより、出力電圧や入出力電流の歪みを抑制して正弦波変調時よりも大きな電圧を出力可能とした制御方法が記載されている。
【０００７】
一方、三相交流電源を三相トランスを介して多重三相ＰＷＭサイクロコンバータに接続してなる電力変換装置において、ＰＷＭパルスを作成するためのコントローラの数を減少させると共に、三相交流電源の非対称性や脈動等を考慮に入れてＰＷＭパルスを作成することにより歪みの少ない高電圧を出力可能とした電力変換装置が、特許文献１に記載されている。
また、同様に三相交流電源を三相トランスを介して多重三相ＰＷＭサイクロコンバータに接続し、高圧交流電動機を駆動するようにしたものとして、低圧インバータ技術を利用して低歪みの高電圧を発生可能とした電力変換装置が、特許文献２に記載されている。
【０００８】
【非特許文献１】佐藤 以久也，他５名，「マトリックスコンバータの電動機駆動性能改善に関する研究」，社団法人電気学会半導体電力変換研究会論文，ＳＰＣ−０４−７５，２００４年
【特許文献１】特開平１１−２５２９９２号公報（［００１７］〜［００１９］，［００２９］、図１，図９等）
【特許文献２】特開２００５−４５９９９号公報（［００２３］〜［００２８］、図１，図５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述した非特許文献１に開示されている技術を用いれば、過変調領域において入出力電流に大きな歪みが発生するおそれはないが、正弦波変調時と比べると歪みが増加し、コンバータ／インバータシステムと比較すると電動機の駆動特性が悪化する。また、過変調領域における制御は概して複雑であり、制御装置の回路構成の複雑化やコストの上昇を招く等の問題がある。
【００１０】
このため、マトリクスコンバータにより電動機を駆動する場合には、過変調領域での運転が不要になる程度まで電動機の電圧定格を下げることが考えられるが、同一出力を得るためには電圧定格を下げた分だけ電流定格が増加したり専用の電動機が必要になる等の不都合があり、これらがマトリクスコンバータの用途を限定してしまう要因となる。
【００１１】
そこで、本発明の解決課題は、多相交流電源と直接変換器との間に設けた単巻変圧器により直接変換器の入力電圧を昇圧し、過変調領域での運転を要することなく最大出力電圧を増加させた交流交流直接変換装置を提供することにある。
なお、前記特許文献１，２には、単巻変圧器を用いて直接変換器の入力電圧を昇圧する着想は何ら開示されていない。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、
半導体スイッチング素子を用いて交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、
前記交流電源と前記直接変換器との間に単巻変圧器を接続し、この単巻変圧器により電源電圧を昇圧して前記直接変換器に供給するものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記直接変換器の最大出力電圧が電源電圧と等しくなるように、前記単巻変圧器により電源電圧を昇圧するものである。
【００１４】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用するものである。
【００１５】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、
前記単巻変圧器として、多相単巻変圧器を用いるものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、マトリクスコンバータ等の直接変換器を過変調領域で運転することなく、その最大出力電圧を増加させることができる。このため、負荷である電動機の電圧定格を下げたり専用の電動機を用いる等の対応が不要になり、マトリクスコンバータの汎用性を阻害することもない。同時に、直接変換器の出力電圧や入出力電流の歪みを低減させることができる。
また、直接変換器の入力電圧の昇圧用に単巻変圧器を用いているので、通常の変圧器を用いる場合に比べて装置全体の小型化、低コスト化が可能であると共に、単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとしても利用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態を示す構成図であり、図４と同一の構成要素には同一の番号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１８】
図１において、直接変換器としてのマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，ＴにはＹ結線された入力フィルタコンデンサ６が接続されていると共に、三相交流電源１と前記入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔとの間には、単巻変圧器５が接続されている。
ここで、図２は単巻変圧器５の構成を示しており、５ｒ，５ｓ，５ｔはマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されるＹ結線の巻線、Ｒ’，Ｓ’，Ｔ’は三相交流電源１側の端子である。
図２（ａ）は単巻変圧器５を三相単巻変圧器により構成した例、図２（ｂ）は３個の単相単巻変圧器５Ｒ，５Ｓ，５Ｔにより単巻変圧器５を構成した例であり、何れの場合にも同一の作用効果を得ることができる。
【００１９】
ここで、図３を参照しながら、単相の単巻変圧器の動作原理を通常の二巻線変圧器と比較しつつ以下に説明する。図３（ａ）は二巻線変圧器、図３（ｂ）は単巻変圧器の回路図である。
図３（ｂ）の単巻変圧器において、周知のように巻線の共通部分（Ｂ−Ｃ間）を分路巻線、共通でない部分（Ａ−Ｂ間）を直列巻線と呼び、分路巻線の巻数をＮ１、全体の巻数をＮ２とすると、分路巻線に加える電圧Ｖ１と全体の巻線（Ａ−Ｃ間）に誘導される電圧Ｖ２との間には数式１の関係がある。
［数式１］
Ｖ１／Ｖ２＝Ｎ１／Ｎ２＝ａ
【００２０】
また、単巻変圧器の一次側に流れる電流をＩ１、二次側に流れる電流をＩ２とし、巻線の励磁電流を無視すると、数式２，数式３が成り立つ。
［数式２］
Ｎ１（Ｉ１−Ｉ２）＝（Ｎ２−Ｎ１）Ｉ２
［数式３］
Ｉ１／Ｉ２＝Ｎ２／Ｎ１＝１／ａ
上記の数式１〜３の関係は、図３（ａ）の二巻線変圧器においても同様である。
【００２１】
ここで、単巻変圧器における分路巻線に流れる電流Ｉは数式４によって表される。
［数式４］
Ｉ＝Ｉ１−Ｉ２＝（１−ａ）Ｉ１
【００２２】
数式４は、分路巻線には一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２との差分のみが流れることを示しており、巻数比が１に近くなると電流Ｉがほぼゼロになるので、分路巻線の小型化ひいては変圧器の小型化が可能である。また、一次巻線と二次巻線とを一部共用しているので、通常の変圧器に比べて体積を大幅に減少させることができ、この点でも小型化を図ることができる。よって、単巻変圧器は昇圧分が少ない用途の変圧器に適していると言える。
【００２３】
一方、前述したようにマトリクスコンバータの最大出力電圧は入力電圧の０．８６倍であるから、電源電圧を変圧器により昇圧してマトリクスコンバータに入力すれば、マトリクスコンバータの出力可能な電圧範囲を上記電源電圧の大きさまで拡げることができる。しかしながら、通常の三相変圧器を用いて昇圧する場合には変圧器の体格が大きく、装置全体の大型化やコストの上昇を招く。
【００２４】
そこで、本実施形態では、昇圧比が小さい用途に最適な単巻変圧器５により電源電圧を昇圧してマトリクスコンバータ３に入力することにより、その最大出力電圧を三相交流電源１の電源電圧まで増加させるようにしたものである。
直接変換器としてマトリクスコンバータを用いた場合に従来のコンバータ／インバータシステムと同等の最大出力電圧を得るためには、電源電圧を１５％程度昇圧してマトリクスコンバータに入力すれば良く、この場合の昇圧用変圧器としては、小型化を考慮した場合に単巻変圧器が最適である。
【００２５】
電源電圧を１５％程度昇圧する場合、数式１における巻数比ａが０．８５の単巻変圧器を使用すればよく、その時に単巻変圧器の分路巻線に流れる電流Ｉは、数式４から入力電流Ｉ１の１５％で済むため、分路巻線の小型化が可能になる。また、直列巻線には入力電流とほぼ等しい電流が流れるものの、昇圧分は１５％であるので直列巻線の体積増加もそれほど問題にならない。
【００２６】
具体的には、図２に示す単巻変圧器５を図１のように三相交流電源１とマトリクスコンバータ３の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔとの間に接続し、単巻変圧器５の巻数比ａを０．８５に設定することにより、三相交流電源１の線間電圧を１５％程度昇圧してマトリクスコンバータ３に入力することができ、正弦波変調によりマトリクスコンバータ３を運転してその出力電圧を増加させると共に、出力電圧や入出力電流の歪みを低減することができる。
【００２７】
これにより、過変調領域での制御に伴う回路構成の複雑化やコストの上昇を招くこともなく、負荷４である電動機の電圧定格を下げたり専用の電動機を用いる必要もないため、マトリクスコンバータの汎用性を損なう心配もない。
更に、本実施形態によれば、単巻変圧器５の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用することができるから、入力フィルタリアクトルを別個に設ける必要がなく、この点でも装置全体の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】図１における単巻変圧器の構成図である。
【図３】二巻線変圧器及び単巻変圧器の回路図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
【００２９】
１：三相交流電源
３：マトリクスコンバータ
３Ｕ：Ｕ相スイッチ
３Ｖ：Ｖ相スイッチ
３Ｗ：Ｗ相スイッチ
４：負荷
５：単巻変圧器
５ｒ，５ｓ，５ｔ：巻線
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ：単相単巻変圧器
Ｓ：双方向スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、
前記交流電源と前記直接変換器との間に単巻変圧器を接続し、この単巻変圧器により電源電圧を昇圧して前記直接変換器に供給することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
前記直接変換器の最大出力電圧が電源電圧と等しくなるように、前記単巻変圧器により電源電圧を昇圧することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流交流直接変換装置において、
前記単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接変換装置において、
前記単巻変圧器として、多相単巻変圧器を用いることを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流電源の多相交流電圧を任意周波数の多相交流電圧に直接変換する直接変換器を備えた交流交流直接変換装置において、
前記交流電源と前記直接変換器との間に単巻変圧器を接続し、この単巻変圧器により電源電圧を昇圧して前記直接変換器に供給することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流直接変換装置において、
前記直接変換器の最大出力電圧が電源電圧と等しくなるように、前記単巻変圧器により電源電圧を昇圧することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流交流直接変換装置において、
前記単巻変圧器の漏れインダクタンスを入力フィルタリアクトルとして利用することを特徴とする交流交流直接変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した交流交流直接変換装置において、
前記単巻変圧器として、多相単巻変圧器を用いることを特徴とする交流交流直接変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２００７−６８２４７（Ｐ２００７−６８２４７Ａ）
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２４７２３３（Ｐ２００５−２４７２３３）
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月２９日（２００５．８．２９）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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