位相ノイズが除去される送受信機
【課題】位相ノイズが除去される送受信機を提供する。
【解決手段】発振部、送信部、不要波除去フィルタ、送受信アンテナ、信号分岐素子、抽出信号調整部及び受信部を含む送受信機である。該発振部は、発振信号を発生させ、該送信部は、発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換し、該不要波除去フィルタは、送信部からの送信信号の不要波を除去し、該信号分岐素子は、不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を送受信アンテナに印加し、送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信し、該抽出信号調整部は、信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整し、該受信部は、抽出信号調整部からの出力信号を使用し、信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する。
【解決手段】発振部、送信部、不要波除去フィルタ、送受信アンテナ、信号分岐素子、抽出信号調整部及び受信部を含む送受信機である。該発振部は、発振信号を発生させ、該送信部は、発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換し、該不要波除去フィルタは、送信部からの送信信号の不要波を除去し、該信号分岐素子は、不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を送受信アンテナに印加し、送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信し、該抽出信号調整部は、信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整し、該受信部は、抽出信号調整部からの出力信号を使用し、信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送受信機に係り、さらに詳細には、受信モードで、対象送受信機、例えば、ＲＦＩＤ（radio frequency identification）のタグに動作電源を伝送する送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、一般的な送受信システムの一例としてのＲＦＩＤのシステムを示している。かようなＲＦＩＤのシステムは、特許文献１に説明されている。
【０００３】
図１を参照すれば、一般的な送受信システムの一例としてのＲＦＩＤシステムにおいて、送受信機としてのＲＦＩＤリーダ１１１ａないし１１１ｍそれぞれは、対象送受信機としての複数のＲＦＩＤタグ１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎからタグ情報を受信し、通信網３１を介してホスト装置３２に伝送する。
【０００４】
前記のような送受信機１１１ａないし１１１ｍそれぞれにおいて、隣接チャンネルに及ぼす影響を最小化するための不要波（spurious wave）規格によって、送信部からの送信信号の不要波を除去する不要波除去フィルタが必須的に使われる。従って、不要波除去フィルタの通過周波数バンドは非常に狭い。
【０００５】
図２は、一般的な送受信機、例えば、ＲＦＩＤリーダでの不要波除去フィルタの特性を示すグラフである。図２に例示された特性は、不要波除去フィルタとして、周知のいずれか１つのＳＡＷ（surface acoustic wave）フィルタの特性である。図２で参照符号２１は、周波数に対する位相の特性曲線を、そして２２は、周波数に対する信号損失（loss）の特性曲線をそれぞれ示している。
【０００６】
図２を参照すれば、周波数によって、信号損失の変動が激しく、特に周波数によって、位相変動が相当に激しいということが分かる。ここで、急激な位相変動は、遅延時間が急激に長くなるということを意味する。また、かような遅延時間の延長は、位相ノイズ成分が変わることを意味する。
【０００７】
発振部から発生した発振信号も、位相ノイズ成分を有する。かような発振信号は、信号分岐素子から漏れたり、送受信アンテナから反射されて受信信号と共に受信されたりする。従って、遅延時間の延長によって変化した位相ノイズ成分を含んだ発振信号の漏れ成分が、基底周波数バンドで、下向（down）変換される場合、受信信号に非常に大きい位相ノイズが存在することになる。
【０００８】
例えば、通過周波数バンドが、９５０［ＭＨｚ］ないし９５２［ＭＨｚ］である場合、測定データを計算式に適用して抽出した遅延時間は、約３００［ｎＳ］に該当する。かような遅延時間は、除去フィルタを除外したあらゆる素子の遅延時間、及びタグとリーダとの応答遅延時間に比べて、非常に長い時間である。また、周知されているように、送受信機としてのＲＦＩＤリーダ１１１ａないし１１１ｍそれぞれは、受信モードで対象送受信機としてのＲＦＩＤのタグ１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎにタグ電源用信号を伝送するが、このタグ電源用信号の一部が、信号分岐素子から漏れたり、送受信アンテナから反射されて受信信号と共に受信されたりする。
【０００９】
従って、基底周波数バンドに下向変換された受信信号に、位相ノイズ、漏れ及び反射信号が混在するので、送受信機１１１ａないし１１１ｍそれぞれの受信性能が低下する。
【００１０】
結論として、不要波除去フィルタによる遅延時間の延長が主因になり、下向変換受信信号に位相ノイズ成分が存在するので、認識可能距離が短くなったり、衝突防止（anti-collision）性能が低下したりするという問題点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第７，４０７，１１０号明細書
【特許文献２】特開２０１０−００８３１３号公報
【特許文献３】韓国公開特許第１０−２００６−００２２０８２号公報
【特許文献４】韓国公開特許第１０−２００８−００５６５５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、下向変換された受信信号に残っている位相ノイズ成分を効果的に除去することによって、認識可能距離を延長させ、衝突防止性能を向上させることができる送受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の送受信機は、発振部、送信部、不要波除去フィルタ、送受信アンテナ、信号分岐素子、抽出信号調整部及び受信部を含む。
【００１４】
前記発振部は、発振信号を発生させる。
【００１５】
前記送信部は、前記発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換する。
【００１６】
前記不要波除去フィルタは、前記送信部からの送信信号の不要波を除去する。
【００１７】
前記信号分岐素子は、前記不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を、前記送受信アンテナに印加し、前記送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信する。
【００１８】
前記抽出信号調整部は、前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する。
【００１９】
前記受信部は、前記抽出信号調整部からの出力信号を使用し、前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の前記送受信機によれば、前記不要波除去フィルタでの長い遅延時間が主原因になり、前記発振部から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００２１】
しかし、前記受信部が前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、前記抽出信号調整部からの出力信号が受信信号に合成されることによって、位相ノイズが除去されうる。
【００２２】
なぜならば、前記抽出信号調整部からの出力信号は、前記信号分岐素子から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号のものと重複するためである。
【００２３】
しかし、単純に前記信号分岐素子から抽出された送信信号だけを周波数下向変換に使用する場合、基底周波数帯域の受信信号に、直流ノイズが発生することを確認した。かような直流ノイズ成分は、位相ノイズ成分のように、一定の周波数帯域を有することになり、基底周波数帯域に下向変換された受信信号に影響を及ぼす。
【００２４】
従って、前記抽出信号調整部で、前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整することによって、位相ノイズの影響及び直流ノイズの発生が防止されうる。
【００２５】
結論として、本発明の前記送受信機によれば、下向変換された基底周波数帯域の受信信号に存在する位相ノイズ成分が効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止性能が向上しうる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】一般的な送受信機としてのＲＦＩＤリーダそれぞれが、対象送受信機としての複数のＲＦＩＤのタグからタグ情報を受信し、ホスト装置に伝送するＲＦＩＤのシステムを示す図面である。
【図２】一般的な送受信機路でのＲＦＩＤリーダでの不要波除去フィルタの特性を示すグラフである。
【図３】本発明の第１実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【図４】本発明の第２実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【図５】本発明の第３実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、添付された図面を参照しつつ、本発明による望ましい実施形態について詳細に説明する。
【００２８】
下記の説明及び添付された図面は、本発明による動作を理解するためのものであり、本技術分野の当業者が容易に具現できる部分は省略されうる。
【００２９】
また、本明細書及び図面は、本発明を制限するための目的で提供されたものではなく、本発明の範囲は、特許請求の範囲によって決まるものである。本明細書で使われた用語は、本発明を最も適切に表現できるように、本発明の技術的思想に符合する意味と概念とでもって解釈されねばならない。
【００３０】
図３は、本発明の第１実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤ（radio frequency identification）リーダの内部構成を示している。
【００３１】
図３を参照すれば、本発明の第１実施形態による送受信機は、発振部３０１，３０２、送信部３０３，３０４及び３０５、不要波除去フィルタ３０６、送受信アンテナ３１４、信号分岐素子３０７、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１及び受信部３０８，３１２及び３１３を含む。
【００３２】
発振部３０１，３０２は、発振信号Ａ３を発生させる。
【００３３】
送信部３０３，３０４及び３０５は、発振部３０１，３０２からの発振信号Ａ３を使用し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を無線周波数帯域の送信信号Ｃ３に変換する。
【００３４】
不要波除去フィルタ３０６は、送信部３０３，３０４及び３０５からの送信信号の不要波（spurious wave）を除去する。
【００３５】
信号分岐素子３０７は、不要波除去フィルタ３０６からの無線周波数帯域の送信信号を送受信アンテナ３１４に印加し、送受信アンテナ３１４からの無線周波数帯域の受信信号を受信する。
【００３６】
抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、信号分岐素子３０７からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する。さらに、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、抽出信号の大きさ及び遅延時間も調整する。
【００３７】
受信部３０８，３１２及び３１３は、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３を使用し、信号分岐素子３０７からの受信信号を、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に変換する。
【００３８】
本発明による送受信機としての前記ＲＦＩＤリーダによれば、不要波除去フィルタ３０６での長い遅延時間が主因になり、発振部３０１，３０２から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００３９】
しかし、受信部３０８，３１２及び３１３が、信号分岐素子３０７からの受信信号を、基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３が、受信信号Ｅ３に合成されることによって、位相ノイズ成分が除去されうる。
【００４０】
なぜならば、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３は、信号分岐素子３０７から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号Ｅ３のものと重複するためである。
【００４１】
しかし、単純に、信号分岐素子３０７から抽出された送信信号だけを周波数下向（down）変換に使用する場合、基底周波数帯域Ｆ３の受信信号に直流ノイズが発生することを確認した。従って、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１で、抽出信号ｔＲ０の位相を調整することによって、直流ノイズが発生することを防止することができる。
【００４２】
結論として、本発明による送受信機としてのＲＦＩＤリーダによれば、受信信号に含まれた位相ノイズ成分が効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止（anti-collision）性能が向上しうる。
【００４３】
前記のような第１実施形態の送受信機についてさらに詳細に説明すれば、次の通りである。
【００４４】
本実施形態の場合、発振部３０１，３０２は、信号発生部３０２及びＰＬＬ（phase locked loop）回路３０１を含む。信号発生部３０２は、設定周波数の発振信号Ａ３を発生させる。ＰＬＬ回路３０１は、信号生成部３０２と連結され、発振信号Ａ３の周波数を固定させる。
【００４５】
信号の大きさを考慮しない場合、発振信号Ａ３は、下記数式１によって定義されうる。
【００４６】
【数１】
【００４７】
前記数式１で、ωCは、発振角周波数を、そしてΦ(t)は、発振部３０１，３０２自体からの位相ノイズ成分を示す。
【００４８】
送信部３０３，３０４及び３０５は、デジタル送信部３０３、上向（up）ミキサ３０４及びアナログ送信部３０５を含む。
【００４９】
デジタル送信部３０３は、送信データを符号化し、符号化された送信データをアナログ信号に変換し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を発生させる。
【００５０】
受信モードで、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３は、直流電圧である。従って、信号の大きさを考慮しない場合、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３は、下記数式２によって定義されうる。
【００５１】
【数２】
【００５２】
上向ミキサ３０４は、発振部３０１，３０２からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を無線周波数帯域の送信信号Ｃ３に変換する。
【００５３】
従って、信号の大きさを考慮しない場合、無線周波数帯域の送信信号Ｃ３は、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３の関数と、発振信号Ａ３の関数とを乗じた結果であるから、下記数式３によって定義されうる。
【００５４】
【数３】
【００５５】
前記数式３で、ωCは、発振角周波数を、そしてΦ(t)は、発振部３０１，３０２自体からの位相ノイズ成分を示す。
【００５６】
アナログ送信部３０５は、上向ミキサ３０４からの送信信号Ｃ３を増幅し、不要波除去フィルタ３０６に入力させる。
【００５７】
不要波除去フィルタ３０６として、周知のＳＡＷ（surface acoustic wave）フィルタが使われうる。
【００５８】
周知の信号分岐素子３０７として、方向性結合器、ウィルキンソン（Wilkinson）電力分配器、不等（unequal）ウィルキンソン電力分配器、ラットレース（rat-race）電力分配器などを挙げることができる。
【００５９】
抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、主機能を行う位相調整部３１１に、遅延部３０９及び減衰部３１０が付随して追加される。位相調整部３１１、遅延部３０９及び減衰部３１０の配置順序は、変わっても差し支えない。
【００６０】
遅延部３０９は、位相ノイズの完壁な除去のために、抽出信号を設定時間ほど遅延させた後、減衰部３１０に入力させる。
【００６１】
遅延部３０９として、マイクロストリップ・ライン構造、ストリップライン構造、同軸線路（coaxial cable）のような分布素子が使われたり、フィルタ、インダクタ及びキャパシタが使われうる。ここで、キャパシタとして、集中定数素子（lumped element）、分布素子が使われたり、バラクタダイオード（varactor diode）及びトランジスタのように、電気的に調整可能な素子が使われもする。これと同様に、インダクタも集中定数素子または分布素子が使われもする。
【００６２】
減衰部３１０は、後の動作のために抽出信号の大きさを縮める。
【００６３】
減衰部３１０を固定減衰部として製造する場合、集中定数素子または分布素子が使われうる。減衰部３１０を可変減衰部として製造する場合、ピン（ＰＩＮ）ダイオードのように、電気的に調整可能な素子、集中定数素子または分布素子が使われうる。
【００６４】
位相調整部３１１は、減衰部３１０からの抽出信号の位相を調整する。
【００６５】
位相調整部３１１を固定位相調整部として製造する場合、集中定数素子または分布素子が使われうる。位相調整部３１１を可変位相調整部として製造する場合、バラクタダイオードのように、電気的に調整可能な素子、集中定数素子または分布素子が使われうる。
【００６６】
信号の大きさを考慮しない場合、位相調整部３１１からの抽出信号Ｄ３は、下記数式４によって定義されうる。
【００６７】
【数４】
【００６８】
前記数式４で、θは、位相調整部３１１による調整位相を、ｔＲ０は抽出信号Ｄ３の総遅延時間を、ωCは、発振角周波数をそれぞれ示す。
【００６９】
受信部３０８，３１２及び３１３は、アナログ受信部３０８、下向ミキサ３１２及びデジタル受信部３１３を含む。
【００７０】
アナログ受信部３０８は、信号分岐素子３０７からの受信信号を増幅し、高調波成分を除去する。
【００７１】
信号の大きさを考慮しない場合、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３は、下記数式５によって定義されうる。
【００７２】
【数５】
【００７３】
前記数式５で、ωCは、発振角周波数を、ｔＲ０は、不要波除去フィルタが主因になるリーダ内部での遅延時間を、ωmは、タグからの受信信号に含まれた基底周波数帯域の角周波数を、そしてtTは、タグとリーダとの間の距離に比例した応答遅延時間をそれぞれ示す。
【００７４】
従って、前記数式５でΦ(t-tRO)は、抽出信号の遅延による位相ノイズ成分を、そしてΦ(t-tRO-tT)は、下向ミキサ３１２に印加される受信信号の遅延による位相ノイズ成分をそれぞれ示す。
【００７５】
下向ミキサ３１２は、位相調整部３１１からの出力信号Ｄ３を使用し、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３を、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に変換する。
【００７６】
従って、信号の大きさを考慮せずに、位相調整部３１１による調整位相θを９０°として適用する場合、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３は、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの抽出信号Ｄ３と、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３とを乗じた結果であるから、下記数式６によって定義されうる。この数式６は、ｔＲＯ＞＞tTの条件によって近似化された式である。
【００７７】
【数６】
【００７８】
前記数式６でωmは、タグからの受信信号に含まれた基底周波数帯域の角周波数を、ｔＲ０は、抽出信号Ｄ３の総遅延時間を、ωCは、発振角周波数を、tTは、タグとリーダとの間の距離に比例した応答遅延時間をそれぞれ示す。
【００７９】
従って、数式５及び数式６を比較してみれば、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に、位相ノイズ成分だけではなく、直流ノイズ成分まで除去されるということが分かる。前記数式６で、ωCtTとθは、位相自体に該当するので、位相ノイズとして作用するものではない。
【００８０】
デジタル受信部３１３は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３を、デジタル信号に変換して復号化する。
【００８１】
図４は、本発明の第２実施形態による送受信機としてのＲＦＩＤリーダの内部構成を示している。
【００８２】
図４で、図３と同じ参照符号は、同じ機能の対象を示す。従って、図３の第１実施形態に係わる図４の第２実施形態の差異点だけについて説明すれば、次の通りである。
【００８３】
図３及び図４を参照すれば、デジタル受信部３１３は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３のノイズ成分を検出して、ノイズデータを発生させる。
【００８４】
これにより、制御部４１は、デジタル受信部３１３からのノイズデータによって、減衰部３１０、位相調整部３１１及び遅延部３０９を制御する。
【００８５】
図５は、本発明の第３実施形態による送受信機としてのＲＦＩＤリーダの内部構成を示している。
【００８６】
図５で、図３と同じ参照符号は、同じ機能の対象を示す。従って、図３の第１実施形態に対する図５の第３実施形態の差異点だけについて説明すれば、次の通りである。
【００８７】
図３及び図５を参照すれば、本発明の第３実施形態の送受信機としてのＲＦＩＤリーダはノイズ検出用フィルタ５１、アナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ）５２及び制御部５３をさらに含む。
【００８８】
ノイズ検出用フィルタ５１は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３のノイズ成分を検出する。
【００８９】
ノイズ検出用フィルタ５１として、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low pass filter）、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：high pass filter）、帯域阻止フィルタ（ＢＲＦ：band rejection filter）及び帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band pass filter）などが使われうる。
【００９０】
アナログ−デジタル変換部５２は、ノイズ検出用フィルタ５１からのノイズ成分をデジタルデータに変換し、ノイズデータを発生させる。
【００９１】
制御部５３は、アナログ−デジタル変換部５２からのノイズデータによって、減衰部３１０、位相調整部３１１及び遅延部３０９を制御する。
【００９２】
以上で説明した通り、本発明による送受信機によれば、不要波除去フィルタが主因になって発振部から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００９３】
しかし、受信部が、信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、抽出信号調整部からの出力信号が受信信号に合成されることによって、位相ノイズが除去されうる。
【００９４】
なぜならば、抽出信号調整部からの出力信号は、信号分岐素子から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号のものと重複するためである。
【００９５】
しかし、単純に信号分岐素子から抽出された送信信号だけを周波数下向変換に使用する場合、基底周波数帯域の受信信号に直流ノイズが発生することを確認した。かような直流ノイズ成分は、位相ノイズ成分のように、一定の周波数帯域を有することになり、基底周波数帯域に下向変換された受信信号に影響を及ぼす。
【００９６】
従って、抽出信号調整部で、信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整することによって、位相ノイズの影響及び直流ノイズの発生が防止されうる。
【００９７】
結論として、本発明による送受信機によれば、受信信号に混在された位相ノイズが効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止性能が向上しうる。
【００９８】
以上、本発明について望ましい実施形態を中心に説明した。本発明が属する技術分野で当業者であるならば、本発明の本質的な特性から外れない範囲で変形された形態で、本発明を具現できるということを理解することが可能であろう。従って、前記開示された実施形態は、限定的な観点ではなくして、説明的な観点から考慮されねばならない。本発明の範囲は、前述の説明ではなくして、特許請求の範囲に示されており、特許請求の範囲によって請求された発明、及び請求された発明と均等な発明は、本発明に含まれたものであると解釈されねばならない。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明は、レーダ（radio detecting and ranging）システムのように、一般の無線通信で、受信と同時に送信したり、あるいは受信のために送信信号が必要なシステムで、有効に利用可能である。
【符号の説明】
【０１００】
３１ 通信網
３２ ホスト装置
４１，５３ 制御部
５１ ノイズ検出用フィルタ
５２ アナログ−デジタル変換部
１１１ａないし１１１ｍ ＲＦＩＤリーダ
１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎ タグ
３０１，３０２ 発振部
３０３，３０４，３０５ 送信部
３０６ 不要波除去フィルタ
３０７ 信号分岐素子
３０９，３１０，３１１ 抽出信号調整部
３０８，３１２，３１３ 受信部
３１４ 送受信アンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送受信機に係り、さらに詳細には、受信モードで、対象送受信機、例えば、ＲＦＩＤ（radio frequency identification）のタグに動作電源を伝送する送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、一般的な送受信システムの一例としてのＲＦＩＤのシステムを示している。かようなＲＦＩＤのシステムは、特許文献１に説明されている。
【０００３】
図１を参照すれば、一般的な送受信システムの一例としてのＲＦＩＤシステムにおいて、送受信機としてのＲＦＩＤリーダ１１１ａないし１１１ｍそれぞれは、対象送受信機としての複数のＲＦＩＤタグ１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎからタグ情報を受信し、通信網３１を介してホスト装置３２に伝送する。
【０００４】
前記のような送受信機１１１ａないし１１１ｍそれぞれにおいて、隣接チャンネルに及ぼす影響を最小化するための不要波（spurious wave）規格によって、送信部からの送信信号の不要波を除去する不要波除去フィルタが必須的に使われる。従って、不要波除去フィルタの通過周波数バンドは非常に狭い。
【０００５】
図２は、一般的な送受信機、例えば、ＲＦＩＤリーダでの不要波除去フィルタの特性を示すグラフである。図２に例示された特性は、不要波除去フィルタとして、周知のいずれか１つのＳＡＷ（surface acoustic wave）フィルタの特性である。図２で参照符号２１は、周波数に対する位相の特性曲線を、そして２２は、周波数に対する信号損失（loss）の特性曲線をそれぞれ示している。
【０００６】
図２を参照すれば、周波数によって、信号損失の変動が激しく、特に周波数によって、位相変動が相当に激しいということが分かる。ここで、急激な位相変動は、遅延時間が急激に長くなるということを意味する。また、かような遅延時間の延長は、位相ノイズ成分が変わることを意味する。
【０００７】
発振部から発生した発振信号も、位相ノイズ成分を有する。かような発振信号は、信号分岐素子から漏れたり、送受信アンテナから反射されて受信信号と共に受信されたりする。従って、遅延時間の延長によって変化した位相ノイズ成分を含んだ発振信号の漏れ成分が、基底周波数バンドで、下向（down）変換される場合、受信信号に非常に大きい位相ノイズが存在することになる。
【０００８】
例えば、通過周波数バンドが、９５０［ＭＨｚ］ないし９５２［ＭＨｚ］である場合、測定データを計算式に適用して抽出した遅延時間は、約３００［ｎＳ］に該当する。かような遅延時間は、除去フィルタを除外したあらゆる素子の遅延時間、及びタグとリーダとの応答遅延時間に比べて、非常に長い時間である。また、周知されているように、送受信機としてのＲＦＩＤリーダ１１１ａないし１１１ｍそれぞれは、受信モードで対象送受信機としてのＲＦＩＤのタグ１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎにタグ電源用信号を伝送するが、このタグ電源用信号の一部が、信号分岐素子から漏れたり、送受信アンテナから反射されて受信信号と共に受信されたりする。
【０００９】
従って、基底周波数バンドに下向変換された受信信号に、位相ノイズ、漏れ及び反射信号が混在するので、送受信機１１１ａないし１１１ｍそれぞれの受信性能が低下する。
【００１０】
結論として、不要波除去フィルタによる遅延時間の延長が主因になり、下向変換受信信号に位相ノイズ成分が存在するので、認識可能距離が短くなったり、衝突防止（anti-collision）性能が低下したりするという問題点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第７，４０７，１１０号明細書
【特許文献２】特開２０１０−００８３１３号公報
【特許文献３】韓国公開特許第１０−２００６−００２２０８２号公報
【特許文献４】韓国公開特許第１０−２００８−００５６５５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、下向変換された受信信号に残っている位相ノイズ成分を効果的に除去することによって、認識可能距離を延長させ、衝突防止性能を向上させることができる送受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の送受信機は、発振部、送信部、不要波除去フィルタ、送受信アンテナ、信号分岐素子、抽出信号調整部及び受信部を含む。
【００１４】
前記発振部は、発振信号を発生させる。
【００１５】
前記送信部は、前記発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換する。
【００１６】
前記不要波除去フィルタは、前記送信部からの送信信号の不要波を除去する。
【００１７】
前記信号分岐素子は、前記不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を、前記送受信アンテナに印加し、前記送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信する。
【００１８】
前記抽出信号調整部は、前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する。
【００１９】
前記受信部は、前記抽出信号調整部からの出力信号を使用し、前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の前記送受信機によれば、前記不要波除去フィルタでの長い遅延時間が主原因になり、前記発振部から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００２１】
しかし、前記受信部が前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、前記抽出信号調整部からの出力信号が受信信号に合成されることによって、位相ノイズが除去されうる。
【００２２】
なぜならば、前記抽出信号調整部からの出力信号は、前記信号分岐素子から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号のものと重複するためである。
【００２３】
しかし、単純に前記信号分岐素子から抽出された送信信号だけを周波数下向変換に使用する場合、基底周波数帯域の受信信号に、直流ノイズが発生することを確認した。かような直流ノイズ成分は、位相ノイズ成分のように、一定の周波数帯域を有することになり、基底周波数帯域に下向変換された受信信号に影響を及ぼす。
【００２４】
従って、前記抽出信号調整部で、前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整することによって、位相ノイズの影響及び直流ノイズの発生が防止されうる。
【００２５】
結論として、本発明の前記送受信機によれば、下向変換された基底周波数帯域の受信信号に存在する位相ノイズ成分が効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止性能が向上しうる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】一般的な送受信機としてのＲＦＩＤリーダそれぞれが、対象送受信機としての複数のＲＦＩＤのタグからタグ情報を受信し、ホスト装置に伝送するＲＦＩＤのシステムを示す図面である。
【図２】一般的な送受信機路でのＲＦＩＤリーダでの不要波除去フィルタの特性を示すグラフである。
【図３】本発明の第１実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【図４】本発明の第２実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【図５】本発明の第３実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤリーダの内部構成を示す図面である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、添付された図面を参照しつつ、本発明による望ましい実施形態について詳細に説明する。
【００２８】
下記の説明及び添付された図面は、本発明による動作を理解するためのものであり、本技術分野の当業者が容易に具現できる部分は省略されうる。
【００２９】
また、本明細書及び図面は、本発明を制限するための目的で提供されたものではなく、本発明の範囲は、特許請求の範囲によって決まるものである。本明細書で使われた用語は、本発明を最も適切に表現できるように、本発明の技術的思想に符合する意味と概念とでもって解釈されねばならない。
【００３０】
図３は、本発明の第１実施形態による送受信機路でのＲＦＩＤ（radio frequency identification）リーダの内部構成を示している。
【００３１】
図３を参照すれば、本発明の第１実施形態による送受信機は、発振部３０１，３０２、送信部３０３，３０４及び３０５、不要波除去フィルタ３０６、送受信アンテナ３１４、信号分岐素子３０７、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１及び受信部３０８，３１２及び３１３を含む。
【００３２】
発振部３０１，３０２は、発振信号Ａ３を発生させる。
【００３３】
送信部３０３，３０４及び３０５は、発振部３０１，３０２からの発振信号Ａ３を使用し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を無線周波数帯域の送信信号Ｃ３に変換する。
【００３４】
不要波除去フィルタ３０６は、送信部３０３，３０４及び３０５からの送信信号の不要波（spurious wave）を除去する。
【００３５】
信号分岐素子３０７は、不要波除去フィルタ３０６からの無線周波数帯域の送信信号を送受信アンテナ３１４に印加し、送受信アンテナ３１４からの無線周波数帯域の受信信号を受信する。
【００３６】
抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、信号分岐素子３０７からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する。さらに、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、抽出信号の大きさ及び遅延時間も調整する。
【００３７】
受信部３０８，３１２及び３１３は、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３を使用し、信号分岐素子３０７からの受信信号を、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に変換する。
【００３８】
本発明による送受信機としての前記ＲＦＩＤリーダによれば、不要波除去フィルタ３０６での長い遅延時間が主因になり、発振部３０１，３０２から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００３９】
しかし、受信部３０８，３１２及び３１３が、信号分岐素子３０７からの受信信号を、基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３が、受信信号Ｅ３に合成されることによって、位相ノイズ成分が除去されうる。
【００４０】
なぜならば、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの出力信号Ｄ３は、信号分岐素子３０７から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号Ｅ３のものと重複するためである。
【００４１】
しかし、単純に、信号分岐素子３０７から抽出された送信信号だけを周波数下向（down）変換に使用する場合、基底周波数帯域Ｆ３の受信信号に直流ノイズが発生することを確認した。従って、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１で、抽出信号ｔＲ０の位相を調整することによって、直流ノイズが発生することを防止することができる。
【００４２】
結論として、本発明による送受信機としてのＲＦＩＤリーダによれば、受信信号に含まれた位相ノイズ成分が効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止（anti-collision）性能が向上しうる。
【００４３】
前記のような第１実施形態の送受信機についてさらに詳細に説明すれば、次の通りである。
【００４４】
本実施形態の場合、発振部３０１，３０２は、信号発生部３０２及びＰＬＬ（phase locked loop）回路３０１を含む。信号発生部３０２は、設定周波数の発振信号Ａ３を発生させる。ＰＬＬ回路３０１は、信号生成部３０２と連結され、発振信号Ａ３の周波数を固定させる。
【００４５】
信号の大きさを考慮しない場合、発振信号Ａ３は、下記数式１によって定義されうる。
【００４６】
【数１】
【００４７】
前記数式１で、ωCは、発振角周波数を、そしてΦ(t)は、発振部３０１，３０２自体からの位相ノイズ成分を示す。
【００４８】
送信部３０３，３０４及び３０５は、デジタル送信部３０３、上向（up）ミキサ３０４及びアナログ送信部３０５を含む。
【００４９】
デジタル送信部３０３は、送信データを符号化し、符号化された送信データをアナログ信号に変換し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を発生させる。
【００５０】
受信モードで、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３は、直流電圧である。従って、信号の大きさを考慮しない場合、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３は、下記数式２によって定義されうる。
【００５１】
【数２】
【００５２】
上向ミキサ３０４は、発振部３０１，３０２からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３を無線周波数帯域の送信信号Ｃ３に変換する。
【００５３】
従って、信号の大きさを考慮しない場合、無線周波数帯域の送信信号Ｃ３は、基底周波数帯域の送信信号Ｂ３の関数と、発振信号Ａ３の関数とを乗じた結果であるから、下記数式３によって定義されうる。
【００５４】
【数３】
【００５５】
前記数式３で、ωCは、発振角周波数を、そしてΦ(t)は、発振部３０１，３０２自体からの位相ノイズ成分を示す。
【００５６】
アナログ送信部３０５は、上向ミキサ３０４からの送信信号Ｃ３を増幅し、不要波除去フィルタ３０６に入力させる。
【００５７】
不要波除去フィルタ３０６として、周知のＳＡＷ（surface acoustic wave）フィルタが使われうる。
【００５８】
周知の信号分岐素子３０７として、方向性結合器、ウィルキンソン（Wilkinson）電力分配器、不等（unequal）ウィルキンソン電力分配器、ラットレース（rat-race）電力分配器などを挙げることができる。
【００５９】
抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１は、主機能を行う位相調整部３１１に、遅延部３０９及び減衰部３１０が付随して追加される。位相調整部３１１、遅延部３０９及び減衰部３１０の配置順序は、変わっても差し支えない。
【００６０】
遅延部３０９は、位相ノイズの完壁な除去のために、抽出信号を設定時間ほど遅延させた後、減衰部３１０に入力させる。
【００６１】
遅延部３０９として、マイクロストリップ・ライン構造、ストリップライン構造、同軸線路（coaxial cable）のような分布素子が使われたり、フィルタ、インダクタ及びキャパシタが使われうる。ここで、キャパシタとして、集中定数素子（lumped element）、分布素子が使われたり、バラクタダイオード（varactor diode）及びトランジスタのように、電気的に調整可能な素子が使われもする。これと同様に、インダクタも集中定数素子または分布素子が使われもする。
【００６２】
減衰部３１０は、後の動作のために抽出信号の大きさを縮める。
【００６３】
減衰部３１０を固定減衰部として製造する場合、集中定数素子または分布素子が使われうる。減衰部３１０を可変減衰部として製造する場合、ピン（ＰＩＮ）ダイオードのように、電気的に調整可能な素子、集中定数素子または分布素子が使われうる。
【００６４】
位相調整部３１１は、減衰部３１０からの抽出信号の位相を調整する。
【００６５】
位相調整部３１１を固定位相調整部として製造する場合、集中定数素子または分布素子が使われうる。位相調整部３１１を可変位相調整部として製造する場合、バラクタダイオードのように、電気的に調整可能な素子、集中定数素子または分布素子が使われうる。
【００６６】
信号の大きさを考慮しない場合、位相調整部３１１からの抽出信号Ｄ３は、下記数式４によって定義されうる。
【００６７】
【数４】
【００６８】
前記数式４で、θは、位相調整部３１１による調整位相を、ｔＲ０は抽出信号Ｄ３の総遅延時間を、ωCは、発振角周波数をそれぞれ示す。
【００６９】
受信部３０８，３１２及び３１３は、アナログ受信部３０８、下向ミキサ３１２及びデジタル受信部３１３を含む。
【００７０】
アナログ受信部３０８は、信号分岐素子３０７からの受信信号を増幅し、高調波成分を除去する。
【００７１】
信号の大きさを考慮しない場合、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３は、下記数式５によって定義されうる。
【００７２】
【数５】
【００７３】
前記数式５で、ωCは、発振角周波数を、ｔＲ０は、不要波除去フィルタが主因になるリーダ内部での遅延時間を、ωmは、タグからの受信信号に含まれた基底周波数帯域の角周波数を、そしてtTは、タグとリーダとの間の距離に比例した応答遅延時間をそれぞれ示す。
【００７４】
従って、前記数式５でΦ(t-tRO)は、抽出信号の遅延による位相ノイズ成分を、そしてΦ(t-tRO-tT)は、下向ミキサ３１２に印加される受信信号の遅延による位相ノイズ成分をそれぞれ示す。
【００７５】
下向ミキサ３１２は、位相調整部３１１からの出力信号Ｄ３を使用し、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３を、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に変換する。
【００７６】
従って、信号の大きさを考慮せずに、位相調整部３１１による調整位相θを９０°として適用する場合、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３は、抽出信号調整部３０９，３１０及び３１１からの抽出信号Ｄ３と、アナログ受信部３０８からの受信信号Ｅ３とを乗じた結果であるから、下記数式６によって定義されうる。この数式６は、ｔＲＯ＞＞tTの条件によって近似化された式である。
【００７７】
【数６】
【００７８】
前記数式６でωmは、タグからの受信信号に含まれた基底周波数帯域の角周波数を、ｔＲ０は、抽出信号Ｄ３の総遅延時間を、ωCは、発振角周波数を、tTは、タグとリーダとの間の距離に比例した応答遅延時間をそれぞれ示す。
【００７９】
従って、数式５及び数式６を比較してみれば、基底周波数帯域の受信信号Ｆ３に、位相ノイズ成分だけではなく、直流ノイズ成分まで除去されるということが分かる。前記数式６で、ωCtTとθは、位相自体に該当するので、位相ノイズとして作用するものではない。
【００８０】
デジタル受信部３１３は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３を、デジタル信号に変換して復号化する。
【００８１】
図４は、本発明の第２実施形態による送受信機としてのＲＦＩＤリーダの内部構成を示している。
【００８２】
図４で、図３と同じ参照符号は、同じ機能の対象を示す。従って、図３の第１実施形態に係わる図４の第２実施形態の差異点だけについて説明すれば、次の通りである。
【００８３】
図３及び図４を参照すれば、デジタル受信部３１３は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３のノイズ成分を検出して、ノイズデータを発生させる。
【００８４】
これにより、制御部４１は、デジタル受信部３１３からのノイズデータによって、減衰部３１０、位相調整部３１１及び遅延部３０９を制御する。
【００８５】
図５は、本発明の第３実施形態による送受信機としてのＲＦＩＤリーダの内部構成を示している。
【００８６】
図５で、図３と同じ参照符号は、同じ機能の対象を示す。従って、図３の第１実施形態に対する図５の第３実施形態の差異点だけについて説明すれば、次の通りである。
【００８７】
図３及び図５を参照すれば、本発明の第３実施形態の送受信機としてのＲＦＩＤリーダはノイズ検出用フィルタ５１、アナログ−デジタル変換部（ＡＤＣ）５２及び制御部５３をさらに含む。
【００８８】
ノイズ検出用フィルタ５１は、下向ミキサ３１２からの受信信号Ｆ３のノイズ成分を検出する。
【００８９】
ノイズ検出用フィルタ５１として、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low pass filter）、高域通過フィルタ（ＨＰＦ：high pass filter）、帯域阻止フィルタ（ＢＲＦ：band rejection filter）及び帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band pass filter）などが使われうる。
【００９０】
アナログ−デジタル変換部５２は、ノイズ検出用フィルタ５１からのノイズ成分をデジタルデータに変換し、ノイズデータを発生させる。
【００９１】
制御部５３は、アナログ−デジタル変換部５２からのノイズデータによって、減衰部３１０、位相調整部３１１及び遅延部３０９を制御する。
【００９２】
以上で説明した通り、本発明による送受信機によれば、不要波除去フィルタが主因になって発振部から発生した発振信号の位相ノイズ成分が変わる。
【００９３】
しかし、受信部が、信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する過程で、抽出信号調整部からの出力信号が受信信号に合成されることによって、位相ノイズが除去されうる。
【００９４】
なぜならば、抽出信号調整部からの出力信号は、信号分岐素子から抽出された送信信号であるから、位相ノイズ成分が受信信号のものと重複するためである。
【００９５】
しかし、単純に信号分岐素子から抽出された送信信号だけを周波数下向変換に使用する場合、基底周波数帯域の受信信号に直流ノイズが発生することを確認した。かような直流ノイズ成分は、位相ノイズ成分のように、一定の周波数帯域を有することになり、基底周波数帯域に下向変換された受信信号に影響を及ぼす。
【００９６】
従って、抽出信号調整部で、信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整することによって、位相ノイズの影響及び直流ノイズの発生が防止されうる。
【００９７】
結論として、本発明による送受信機によれば、受信信号に混在された位相ノイズが効果的に除去されることによって、認識可能距離が延び、衝突防止性能が向上しうる。
【００９８】
以上、本発明について望ましい実施形態を中心に説明した。本発明が属する技術分野で当業者であるならば、本発明の本質的な特性から外れない範囲で変形された形態で、本発明を具現できるということを理解することが可能であろう。従って、前記開示された実施形態は、限定的な観点ではなくして、説明的な観点から考慮されねばならない。本発明の範囲は、前述の説明ではなくして、特許請求の範囲に示されており、特許請求の範囲によって請求された発明、及び請求された発明と均等な発明は、本発明に含まれたものであると解釈されねばならない。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明は、レーダ（radio detecting and ranging）システムのように、一般の無線通信で、受信と同時に送信したり、あるいは受信のために送信信号が必要なシステムで、有効に利用可能である。
【符号の説明】
【０１００】
３１ 通信網
３２ ホスト装置
４１，５３ 制御部
５１ ノイズ検出用フィルタ
５２ アナログ−デジタル変換部
１１１ａないし１１１ｍ ＲＦＩＤリーダ
１２１ａないし１２１ｎ，１９１ａないし１９１ｎ タグ
３０１，３０２ 発振部
３０３，３０４，３０５ 送信部
３０６ 不要波除去フィルタ
３０７ 信号分岐素子
３０９，３１０，３１１ 抽出信号調整部
３０８，３１２，３１３ 受信部
３１４ 送受信アンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振信号を発生させる発振部と、
前記発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換する送信部と、
前記送信部からの送信信号の不要波を除去する不要波除去フィルタと、
送受信アンテナと、
前記不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を、前記送受信アンテナに印加し、前記送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信する信号分岐素子と、
前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する抽出信号調整部と、
前記抽出信号調整部からの出力信号を使用し、前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する受信部と、
を含んだ送受信機。
【請求項２】
前記抽出信号調整部が、
前記抽出信号の大きさを縮める減衰部と、
前記減衰部からの抽出信号の位相を調整する位相調整部と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【請求項３】
前記抽出信号調整部が、前記抽出信号を設定時間ほど遅延させた後、前記減衰部に入力する遅延部をさらに含んだことを特徴とする請求項２に記載の送受信機。
【請求項４】
前記受信部が、
前記信号分岐素子からの受信信号を増幅し、高調波成分を除去するアナログ受信部と、
前記位相調整部からの出力信号を使用し、前記アナログ受信部からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する下向ミキサと、
前記下向ミキサからの受信信号をデジタル信号に変換して復号化するデジタル受信部と、
を含んだことを特徴とする請求項３に記載の送受信機。
【請求項５】
前記デジタル受信部が、前記下向ミキサからの受信信号のノイズ成分を検出し、ノイズデータを発生させることを特徴とする請求項４に記載の送受信機。
【請求項６】
前記デジタル受信部からのノイズデータによって、前記減衰部、位相調整部及び遅延部を制御する制御部をさらに含んだことを特徴とする請求項５に記載の送受信機。
【請求項７】
前記下向ミキサからの受信信号のノイズ成分を検出するノイズ検出用フィルタと、
前記ノイズ検出用フィルタからのノイズ成分をデジタルデータに変換し、ノイズデータを発生させるアナログ−デジタル変換部と、
前記アナログ−デジタル変換部からのノイズデータによって、前記減衰部、位相調整部及び遅延部を制御する制御部と、
をさらに含んだことを特徴とする請求項４に記載の送受信機。
【請求項８】
前記発振部は、
設定周波数の発振信号を発生させる信号発生部と、
前記信号生成部と連結され、前記発振信号の周波数を固定させるＰＬＬ回路と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【請求項９】
前記送信部は、
送信データを符号化し、符号化された送信データをアナログ信号に変換し、前記基底周波数帯域の送信信号を発生させるデジタル送信部と、
前記発振部からの発振信号を使用し、前記基底周波数帯域の送信信号を、前記無線周波数帯域の送信信号に変換する上向ミキサと、
前記上向ミキサからの送信信号を増幅し、前記不要波除去フィルタに入力するアナログ送信部と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【請求項１】
発振信号を発生させる発振部と、
前記発振部からの発振信号を使用し、基底周波数帯域の送信信号を無線周波数帯域の送信信号に変換する送信部と、
前記送信部からの送信信号の不要波を除去する不要波除去フィルタと、
送受信アンテナと、
前記不要波除去フィルタからの無線周波数帯域の送信信号を、前記送受信アンテナに印加し、前記送受信アンテナからの無線周波数帯域の受信信号を受信する信号分岐素子と、
前記信号分岐素子からの送信信号を抽出し、抽出信号の位相を調整する抽出信号調整部と、
前記抽出信号調整部からの出力信号を使用し、前記信号分岐素子からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する受信部と、
を含んだ送受信機。
【請求項２】
前記抽出信号調整部が、
前記抽出信号の大きさを縮める減衰部と、
前記減衰部からの抽出信号の位相を調整する位相調整部と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【請求項３】
前記抽出信号調整部が、前記抽出信号を設定時間ほど遅延させた後、前記減衰部に入力する遅延部をさらに含んだことを特徴とする請求項２に記載の送受信機。
【請求項４】
前記受信部が、
前記信号分岐素子からの受信信号を増幅し、高調波成分を除去するアナログ受信部と、
前記位相調整部からの出力信号を使用し、前記アナログ受信部からの受信信号を基底周波数帯域の受信信号に変換する下向ミキサと、
前記下向ミキサからの受信信号をデジタル信号に変換して復号化するデジタル受信部と、
を含んだことを特徴とする請求項３に記載の送受信機。
【請求項５】
前記デジタル受信部が、前記下向ミキサからの受信信号のノイズ成分を検出し、ノイズデータを発生させることを特徴とする請求項４に記載の送受信機。
【請求項６】
前記デジタル受信部からのノイズデータによって、前記減衰部、位相調整部及び遅延部を制御する制御部をさらに含んだことを特徴とする請求項５に記載の送受信機。
【請求項７】
前記下向ミキサからの受信信号のノイズ成分を検出するノイズ検出用フィルタと、
前記ノイズ検出用フィルタからのノイズ成分をデジタルデータに変換し、ノイズデータを発生させるアナログ−デジタル変換部と、
前記アナログ−デジタル変換部からのノイズデータによって、前記減衰部、位相調整部及び遅延部を制御する制御部と、
をさらに含んだことを特徴とする請求項４に記載の送受信機。
【請求項８】
前記発振部は、
設定周波数の発振信号を発生させる信号発生部と、
前記信号生成部と連結され、前記発振信号の周波数を固定させるＰＬＬ回路と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【請求項９】
前記送信部は、
送信データを符号化し、符号化された送信データをアナログ信号に変換し、前記基底周波数帯域の送信信号を発生させるデジタル送信部と、
前記発振部からの発振信号を使用し、前記基底周波数帯域の送信信号を、前記無線周波数帯域の送信信号に変換する上向ミキサと、
前記上向ミキサからの送信信号を増幅し、前記不要波除去フィルタに入力するアナログ送信部と、
を含んだことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−２３９４０１（Ｐ２０１１−２３９４０１Ａ）
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１０４２３８（Ｐ２０１１−１０４２３８）
【出願日】平成２３年５月９日（２０１１．５．９）
【出願人】（５００５４８８８４）三星テクウィン株式会社 (156)
【出願人】（５０７０７６９３１）成均▲館▼大學校 産學協力團 (12)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月９日（２０１１．５．９）
【出願人】（５００５４８８８４）三星テクウィン株式会社 (156)
【出願人】（５０７０７６９３１）成均▲館▼大學校 産學協力團 (12)
【Ｆターム（参考）】
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