位相同期検出回路
【課題】同期検出角周波数ωSの一周期区間が正確に同期し、かつ検出遅れを少なくした移動平均演算ができる位相同期移動平均フィルタを実現でき、これによって安定で即応性の高い位相同期制御ができる。
【解決手段】回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す位相同期移動平均フィルタ３Ｂは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する。
【解決手段】回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す位相同期移動平均フィルタ３Ｂは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源系統の電圧と同期した位相を得るための位相同期検出回路に係わり、特に電源系統の電圧と非同期のサンプル検出信号に対応した位相同期検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
自然エネルギーを利用して商用電源系統に電力を供給する分散電源などでは、供給する電力を商用電源系統と連系するために電力変換器を設けるが、商用電源系統の電圧に同期した適切な電流が流れるように電力変換器の出力（周波数、振幅、位相）を制御する必要がある。このうち、電力変換器と商用電源系統の電圧位相の同期制御には、位相同期（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）方式が多く採用されている。
【０００３】
この位相同期方式は、電源電圧検出信号の種類で大別すると、３相の相電圧や線間電圧の零クロスを検出して電源電圧の一周期に数回程度のパルス的な信号を利用して制御する方式と、３相の電源電圧の検出を高速に逐次行ないながら３相２相変換や回転座標変換などを利用して常時位相同期を制御する方式などがある。
【０００４】
特許文献１，２，３は後者の電源電圧を逐次検出して位相を演算する方式である。また、特許文献１および非特許文献１では、電源電圧波形が不平衡になった場合や高調波成分が重畳した場合まで考慮した方式である。
【０００５】
これら位相同期方式を適用した電力変換器と分散電源の連系制御による安定性については、連系する系統の瞬時電圧低下時にも停止することなく運転を継続する機能が望まれている。そのためには、電源電圧の振幅だけでなく不平衡状態や高調波成分までが過渡的に変動する場合であっても、これらの電圧情報から安定な基準同期信号を得る必要がある。特に、不平衡時には電源電圧には正相成分と逆相成分が混在するため、逆相分を正確に除去できないと基準位相が二次高調波で揺らいでしまい、安定なエネルギーの制御ができない。
【０００６】
図６に一般的な電圧検出形の位相同期検出回路の構成を示す。この位相同期検出回路は、入力は３相電圧検出成分とし、出力には同期検出位相θS及び同期検出角周波数ωSを得る連続系の位相同期検出回路構成としている。
【０００７】
図６において、３相／２相変換部１は、３相交流電圧の検出信号を直交２軸座標系（αβ座標）に変換する。これにより零相電圧成分を除去することができる。
【０００８】
回転座標変換部２は、直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβを同期検出位相θSに同期した座標系（ｄｑ座標）の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換する。これにより、同期検出後の定常状態では、ｄ軸とｑ軸電圧成分ｖd，ｖqは直流となる。そのため、外乱を除去するフィルタには低域通過フィルタが利用できる。
【０００９】
位相誤差検出部の低域通過フィルタ３は、ｄ軸とｑ軸電圧成分ｖd，ｖqに混入している高調波成分を除去する。例えば、電源の検出電圧が３相不平衡電圧なら２次高調波成分が重畳しており、また整流負荷などでは６次高調波成分が重畳されることが多く、これら高調波成分をフィルタ３で除去して高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを抽出する（なお、直流分を意味する変数記号の前に付した符号「-」は図面中では文字ｖなどの上部に付して示す）。
【００１０】
位相誤差検出部の極座標変換部４は、低域通過フィルタ３の高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから同期誤差位相Δθを求める。低域通過フィルタ３を通した出力は同期検出位相θSに同期した座標系の電圧であるので、同期が完了した状態なら、電圧ベクトルは設定した基準軸上に存在するはずである。しかし、位相同期ずれがあると直流電圧のベクトル成分は基準軸に対して異なる位相に存在することになる。そこで、極座標変換部４は高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算し、これを同期誤差位相Δθとして出力する。
【００１１】
ＰＩ演算部５は、極座標変換部４の同期誤差位相Δθより、比例積分制御を適用して、同期検出角周波数ωSを推定する。角速度時間積分部６は、推定した同期検出角周波数ωSを時間積分して、前述の同期検出位相θSを演算する。
【００１２】
以上に説明した位相同期検出回路において、位相同期制御については代表例として一般的なＰＩ制御で示しているが、この方式に限定する必要は無く、他のフィードバック演算方法でもよい。また、フィルタ３と極座標変換部４の演算順序を逆にする方法もある。この方法は、先に極座標変換により位相情報を得て、それを低域フィルタで処理するもので、図６の回路構成による同期位相方式と比較しても似たような効果が得られる。
【００１３】
図６は連続系の表現を使用した位相同期検出回路の例を示したが、ディジタル回路を利用する場合には図７のような離散系で構成される。図７における図６との差異のみを示すと、電源電圧検出は、サンプラ７により検出周期ＴSにてサンプルホールドされてＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器８などによりディジタル量に変換される。また、推定した同期検出角周波数ωSから同期検出位相θSを得る積分器６に代えて、前回の検出位相を記憶するサンプラ９と、同期検出角周波数ωSと離散時間検出周期ＴS乗算部１０および前回の同期検出位相θn＝（Ｚ-1・θS）との積算を求める加算器１１によって、同期検出角周波数ωSの時間積分をオイラー近似している。ここで、このサンプラの遅れ時間を補正したい場合には、検出した位相に同期検出角周波数ωSを利用した遅れ位相補償を適用する方法などもあることや、積分を近似する演算法なども多数存在するが、本発明とは直接関係が無いので省略している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】譲原逸男、河村篤男、“不平衡三相三線式交流の線間電圧に基づく星形電圧と零相分電圧の瞬時値導出法と三相ＰＷＭコンバータ制御への応用”電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１３１、Ｎｏ．３，ｐｐ．３７２−３７９（２０１１）
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特許第３３７４６８５号公報
【特許文献２】特開昭５５−３４８５１号公報
【特許文献３】実開平０１−１０１１７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
前記の位相同期検出回路において、低域通過フィルタ部分の特性に問題が生じる。前記の説明では定常状態を想定して説明しているが、実際には系統に瞬時電圧低下などの過渡状態が発生する。また、電圧の不平衡状態なども変化する。したがって、位相同期フィルタには、電源周波数の基本波成分は少ない時間遅れで通過させるが、高次成分や外乱成分は遮断するという過渡現象における即応性と広帯域抑圧特性との両方が要求される。この即応性と周波数遮断特性とは相反しており、適切なフィルタを選定する必要がある。
【００１７】
ディジタルフィルタにはＩＩＲフィルタ（無限インパルス応答フィルタ）やＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）など多数の種類があるが、応答性能を要求する場合にはＦＩＲフィルタが適しているといえる。このＦＩＲフィルタの簡単な構成例の一つに、電源周波数の逓倍周期を演算区間とする移動平均フィルタがある。通常のＦＩＲフィルタはエイリアジング（折り返し信号）による誤差などの影響が生じないように、数周期にわたる期間の検出データと窓関数のようなゲイン設定が必要になり、演算時間が掛かるだけでなく、過渡現象時の検出遅れも大きくなる欠点がある。
【００１８】
これを防止する方法として、同期周波数と同一周期期間における移動平均をとる方法がある。ポイントは検出する電圧の基本波周期に正確な移動平均を適用することによりエイリアジングの影響を除去することであり、そのため演算データも基本波周期分だけあればよく、検出遅れ時間も同期周波数の基本波周期の１／２程度ですむという長所を有している。
【００１９】
しかし、この移動平均法の欠点は検出する電圧成分が同期検出角周波数ωSに正確に同期していなければならないことである。電圧成分の検出周期ＴSが固定されている場合には、同期検出角周波数ωSはこの検出周期ＴSの整数倍になるとは限らない。電源周波数は変動するので、同期検出角周波数ωSと電圧成分の検出周期ＴSが同期しなくなり、その場合には正確な移動平均が得られない。
【００２０】
検出周期と基本波周期が同期していない場合において、単純な発想で移動平均の誤差を抑制しようと機能改善した試行例を図８に示す。図８は低域通過フィルタ３に代えて移動平均フィルタ３Ａを設け、検出回数演算部１２は同期検出した同期検出角周波数ωSより、
Ｎ＝（２π／ωS）／ＴS …（１）
にて、移動平均の検出回数Ｎを計算して、移動平均フィルタ３に平均する検出回数Ｎを指令する構成としている。
【００２１】
図９は横軸に時間をとり、上段に検出周期ＴSに同期した基準位相データθn（後述の図１の同期検出位相（前回値）Ｚ-1・θSに相当）と、下段にそのときの電圧検出値ｖn（後述の図１のｖd，ｖqに相当）を示したものである。
【００２２】
しかし、移動平均の検出回数Ｎは整数になるとは限らないため、図９に示す「２π＝移動平均したい一周期区間」と検出周期ＴSが一致しなくなる。この検出周期ＴSと希望する移動平均期間２πとの誤差である少数点以下の期間に含まれる電圧成分が誤差として現れてくる。この誤差期間を無視するとそれによる誤差成分により高調波成分が変動したり、さらに誤差の極性によって同期検出角周波数ωSが増加したり減少したりする。さらに、前述の（１）式で求める検出回数Ｎにも影響を与えてしまう。そのため、この従来方式をシミュレーションしてみると正確に同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）に同期した移動平均が実現できず、位相同期制御も不安定になってしまい、安定な電源の同期位相検出ができないことが判明した。
【００２３】
本発明の目的は、上記の方式にさらに改良を加え、同期検出角周波数ωSの一周期区間に正確に同期し、かつ検出遅れを少なくした移動平均演算ができる位相同期移動平均フィルタを実現して、これによって安定で即応性の高い位相同期制御ができる位相同期検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明は、前記の課題を解決するため、回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を同期検出角周波数ωSに非同期の電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSに同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の電圧検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSと同期した平均電圧に変換し、この変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２５】
（１）電源系統の３相電圧検出成分を３相／２相変換し、この３相／２相変換した直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβから電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnを使ってｄｑ座標系の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換し、移動平均フィルタによって前記電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出し、この高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算して同期誤差位相Δθを求め、この同期誤差位相Δθより同期検出角周波数ωSを推定し、同期検出位相θSを求める位相同期検出回路において、
前記移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたことを特徴とする。
【００２６】
（２）前記位相同期移動平均フィルタは、
前記基準位相データθnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍに全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧サンプル値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として、前記整数部ｍが前回値と変化したタイミングを利用して求める非同期→同期変換部（３０）と、
前記非同期→同期変換部（３０）で求めた平均電圧データ-ｖma（ｍ）をＭ個のスタックメモリに順次格納して同期位相に換算した移動平均データ-ｖ（Δθm-M）について、それらを合計加算した後に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０）を備えたことを特徴とする。
【００２７】
（３）前記位相同期移動平均フィルタは、
前記同期検出位相θnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分に全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍの最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧成分の検出値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…を、スタックメモリにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算をして同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を求める非同期→同期変換部（３０Ａ）と、
前記非同期→同期変換部（３０Ａ）で求めたデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を入力データとし、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求め、この積算値ＤSUM（ｍ）に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０Ａ）を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
以上のとおり、本発明によれば、回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を同期検出角周波数ωSに非同期の電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSに同期した移動平均のための位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の電圧検出値ｖnを乗算補正し、さらに、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSと同期した平均電圧に変換し、この変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたため、同期検出角周波数ωSの一周期と移動平均区間が正確に同期し、かつ検出遅れを少なくした移動平均演算ができる位相同期移動平均フィルタを実現でき、これによって安定で即応性の高い位相同期制御ができる。
【００２９】
具体的には、系統電圧の振幅や不平衡などの成分が変化した場合でも、高次高調波成分の抑制効果と基本波成分の検出遅れが少ないという特徴を有する位相同期検出回路を実現できる。
【００３０】
ひいては、この位相同期検出回路を電力変換器と分散電源の連系制御に適用してその回生電力の電流波形などの安定化が実現できる。
【００３１】
また、さらに逆位相の回転座標変換と同一の特性を有する移動平均フィルタを追加すれば、逆相成分つまり同期座標系で２次高調波成分を検出することもできるなど、多岐の応用も可能になる。もし、不平衡時の逆相電圧成分も安定で即応性の高い検出ができれば、不平衡電圧時においても分散電源の系統電力供給装置における電力品質を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施形態の位相同期検出回路の概略構成図。
【図２】位相補間演算による電気角−周期の移動平均演算の説明図。
【図３】非同期検出値の同期検出データへの変換方法の説明図。
【図４】実施形態の位相同期移動平均フィルタの回路構成図（その１）。
【図５】実施形態の位相同期移動平均フィルタの回路構成図（その２）。
【図６】電圧検出形の位相同期検出回路の構成図（連続系）。
【図７】電圧検出形の位相同期検出回路の構成図（離散系）。
【図８】移動平均フィルタを適用した位相同期検出回路（離散系）。
【図９】基準位相データθnとそのときの電圧成分の検出値ｖnの関係図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
（１）位相同期検出回路の概略構成
図１は、本発明で提案する位相同期検出回路の概略構成図である。同図が図８と異なる部分は、移動平均フィルタ３Ａと検出回数演算部１２に代えて、位相同期移動平均フィルタ３Ｂを設け、この移動平均位相入力を検出周期ＴSの同期検出位相θn（前回値）＝Ｚ-1・θSとし、この同期検出位相θnにより検出周期ＴSの電圧成分を正確に移動平均する点にある。
【００３４】
（２）位相同期検出の原理的な説明
図９のタイムチャートは、横軸を時間にとり、位相同期検出回路の同期位相を縦軸にとって描いたものである。この時間軸と位相軸の横軸と縦軸を入れ替えたものが図２である。下段には電圧成分の検出値ｖnを縦軸成分として示しており、検出周期ＴSに相当する位相に同期させているので図９と等価である。
【００３５】
提案する移動平均方法は、複数の非同期検出データ（ｎ番データ）から位相と同期したＭ点のデータ（ｍ番データ）に変換し、その結果をＭ点の移動平均演算を行なって出力するものである。
【００３６】
図２では、説明を簡単にするため、同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）成分の区間をＭ＝８点に区分した例で示している。もちろんこの区分数は任意に設定できる。図２ではかならずこの位相区間内に１個以上の検出周期ＴSが存在するように設定しているが、これも説明を簡単にするためであり、もし検出が無かった場合には例外処理を適用すればよい。実際に実現する場合には以降に示す区間平均の概念を拡張すれば容易にこの例外処理方法を類推することができるので以降の説明ではこれに関する記述を省略する。
【００３７】
図２の入出力信号および内部変数として下記のものを使用する。
【００３８】
（ａ）非同期検出入力に係る変数
θn：電圧成分の検出周期ＴSに同期した位相（図１の同期検出位相（前回値）Ｚ-1・θSに相当）
ｖn：位相θnと同一タイミングで検出された電圧（図１の電圧成分ｖd，ｖqに相当）
{ EMBED Equation.3 , }：同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）に同期した移動平均点数（位相の区分数）
Ｅｎａｂｌｅ：移動平均演算の演算開始タイミングを示す制御信号（１＝演算許可、０＝演算停止およびリセット）
（ｂ）同期変換のための変数
ｎ：非同期検出データの番号
ｍ：同期検出角周波数ωSの一周期（２π）成分をＭ個に区分したもののうち特定の区間を示す番号
θm：{ EMBED Equation.3 , }個に区分した位相区間の区切りの位相（区間の初期位相）
ｋn，ｋn+1，ｋn+2，…：Ｍ個に区分した位相区間に対する初期位相θmからθn，θn+1，θn+2，…までの重み関数
Δｖn,m，Δｖn+1,m，Δｖn+2,m…ｋn：区間ｍにおいて、ｎ、ｎ＋１，ｎ＋２，…番目の検出電圧に、区間平均用の重みｋn，ｋn+1，ｋn+2…を乗算補正した電圧成分
-ｖ（Δθm）：Ｍ個に区分した位相区間のｍ番目の区間の同期平均電圧成分に変換した値（Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m、…の積算値）
（ｃ）出力信号
-ｖma（ｍ）：Ｍ個の-ｖ（Δθm）を移動平均した高次高調波成分を除去した電圧出力成分
ＥＮma：Ｅｎａｂｌｅ＝１（演算許可）信号の入力後に移動平均がＭ個に達し、正常出力が得られていることを示すステータスフラグ
まず、図３を利用して非同期データから同期データに変換する原理を説明する。図３の区間ｍ＝−１（θm-1からθmまでの区間）の同期電圧成分を求める例で説明する。この区間ｍにおいて、電圧データは（ｎ−１）番目から（ｎ＋３）番目のデータまでが関係している。そこで、これらの電圧成分の検出データを利用して区間ｍの平均電圧-ｖ（Δθm）を計算する。
【００３９】
ここで、注意することは、最初と最後の（ｎ−１）番と（ｎ＋３）番のデータは、区間ｍの位相区切りにより途中で切断されていることである。一方、それ以外のｎ番〜（ｎ＋２）番のデータは検出期間が区間ｍに全て含まれている。したがって、区間ｍの平均電圧を正確に計算するためには、この位相区間をまたぐデータについても、正確な補正演算を適用しなくてはならない、そこで、各電圧成分に次の３種類の重み係数を乗算してこの非同期なｎ番データから同期した部分を正確に抽出する。
【００４０】
・区間ｍの最初のデータ（ここでは（ｎ−１））は、次式から求める。
【００４１】
【数１】
【００４２】
・区間ｍに全て含まれる中間のデータ（ここでは、ｎ，（ｎ＋１），（ｎ＋２））は、例えば、（ｎ＋１）の例では次式から求める。
【００４３】
【数２】
【００４４】
・区間ｍの最後のデータ（ここでは、（ｎ＋３））は、次式から求める。
【００４５】
【数３】
【００４６】
この３種類の計算を行い、区間ｍにおけるΔｖn+i，mの総和を同期した平均電圧-ｖma（ｍ）とする。これが、非同期検出データを位相同期データに変換する原理である。
【００４７】
このようなデータ変換によって、図９のように、電圧成分の検出周期ＴSが同期検出角周波数ωSの位相と同期していない場合であっても、図３のように一旦、位相同期データに変換することにより、非同期データであってもより正確な同期検出角周波数ωSの整数倍の周期で移動平均演算を行なうことができる。
【００４８】
（３）位相同期移動平均フィルタの具体的な回路構成（その１）
図４は、前記の位相同期移動平均フィルタ３Ｂの回路構成例を示す。同図は、非同期→同期変換の重み演算部２０と、非同期→同期変換部３０および同期変換されたデータの移動平均演算部４０で構成され、それぞれの詳細を以下に説明する。
【００４９】
（Ａ）非同期→同期変換の重み演算部２０
同期検出位相θnは（０≦θn＜２π）の周期データとする。重み計算部２０ではこれに乗算器２１でＭ／（２π）を乗算してｍ（ｎ）＋ｋn（ここで、ｍ（ｎ）は整数部、ｋnは小数部を意味する）として小数点以下まで求める。そして、整数部抽出部２２で抽出する整数部をｍ（ｎ）（０≦ｍ＜Ｍ）、少数下部抽出部２３で抽出する小数点以下の部分をｋnとする。少数下部抽出部２３は、Ｍ／（２π）を乗算したｍ（ｎ）＋ｋnから整数部ｍ（ｎ）を削除したことにより、その演算結果ｋnは、
【００５０】
【数４】
【００５１】
と等価な値になる。
【００５２】
これにより基本となるθmとθn区間の重み関数が計算できるので、前記の区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み乗算器２４がｖn・ｋnと重み係数ｋnをそのまま使用した乗算値を出力し、区間ｍにすべて含まれるデータには重み乗算器２５がサンプラ２７による前回値との差分した係数を乗算した値ｖn・（ｋn−ｋn-1）を出力し、そして区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み乗算器２６が１．０までの期間に相当する係数を乗算した値ｖn・（１．０−ｋn）を出力する。
【００５３】
（Ｂ）非同期→同期変換部３０
非同期→同期変換部３０は、重み演算部２０で区間ｍの各電圧成分Δｖnに３種類の重みを乗算した電圧成分Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として求める。３種類の重みを乗算したデータのうち最初の２種類の加算制御は整数部ｍが前回値と変化したかどうかで判断する。この判断結果として、整数部抽出部２２で抽出する位相区間番号ｍ（ｎ）とサンプラ２８で記憶する前回の位相区間番号ｍ（ｎ−１）とを判定部３２が一致／不一致を判定した信号ｓｅｌとして与える。
【００５４】
位相区間データ平均用積算器３１では、次の動作を行なう。
【００５５】
・整数部ｍが前回値と変化した場合（ｓｅｌ＝１）：ｖn・ｋnを初期値としてｓｕｍに格納する。
【００５６】
・整数部ｍが前回値と変化しない場合（ｓｅｌ＝０）：前回値ｓｕｍにｖn・（ｋn−ｋn-1）を加算する。
【００５７】
３種類の重みを乗算したものの内、最後の種類のデータは、この位相区間データ平均用積算器３１の出力ｓｕｍに常時加算しているが、実際には次段の移動平均用のデータメモリに格納されるタイミングは整数部ｍの変化時であり、ちょうど最後のデータが有効なタイミングしで次段にラッチされる。つまり、それ以外の時には無視されるので常時加算していても無視されるので実害は無い。
【００５８】
（Ｃ）同期変換されたデータの移動平均演算部４０
移動平均演算部４０では位相区間ｍの平均電圧データ出力-ｖ（Δθm）から-ｖ（Δθm-M）のデータをＭ個のスタックメモリ４１に順次格納し、それらを合計加算した後に乗算器４２で（１／Ｍ）を演算し、移動平均出力ｖmaを求める。これにより同期検出角周波数ωSに同期した移動平均を、整数部ｍの更新タイミングにおいて逐次出力できる。
【００５９】
ところで、移動平均はＭ個のデータが蓄積されるまでは正確なデータを出力できないので、ｖma（ｍ）の更新タイミングカウンタ４３により計測して、Ｍ回更新したことを検出してデータの有効／無効ステータスフラグＥＮmaを出力している。このステータスフラグＥＮmaは必須なものではなく、適当なウエイトタイマーなどで代用することも可能である。あくまでこの位相同期データ出力には開始時に無効期間の示すためだけに図４では追加した。
【００６０】
（４）位相同期移動平均フィルタの具体的な回路構成（その２）
図５は、前記の位相同期移動平均フィルタの他の回路構成を示す。同図が図４と異なる部分は移動平均の演算方法だけである。図５では移動平均を積算器と加減算器で構成する方法を適用しており、図４のようにＭ個の加算器４１が必要ない。それ以外は図４の移動平均演算と等価な演算回路を使用している。
【００６１】
この、移動平均を積算器と加減算器で構成する方法は、既に良く知られている方法であるので、下記に-ｖ（Δθm-M）の代わりに入力をＤ（ｍ）という一般的な変数で表現した簡単な原理式のみを示す。
【００６２】
Ｄ（ｍ）の入力データにおいてＭ個の移動平均をとる場合
・最初の（１〜Ｍ−１）個の検出期間
【００６３】
【数５】
【００６４】
・Ｍ個以降の検出期間ｍの演算
【００６５】
【数６】
【００６６】
非同期→同期変換部（同期データメモリスタック部）３０Ａ内の「スタックメモリ書き込み・加算・読み出し部３１Ａでは上式の演算のうち、重み係数を乗算した電圧成分を入力とし、スタックメモリ３１Ｂにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算を行なうことにより、このスタックメモリを積算値の格納メモリとして流用しながら同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を計算している。これはＤSUM（ｍ）の演算に必要な加減算データ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）の読み出しを制御していることに相当する。
【００６７】
移動平均演算部４０Ａ内の積算部４４では、ＤSUM（ｍ）に相当する演算を行なっており、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求める。
【００６８】
もちろん、この場合でも移動平均はＭ個のデータが蓄積されるまでは正確なデータを出力できない。また、Ｅｎａｂｌｅ＝０の場合には、カウンタ４３や３１Ｂのメモリスタックをクリアする機能なども必要に応じて追加する。
【００６９】
以上のように、図５の構成によれば、ＣＰＵなどで実現する場合には演算時間の大幅な短縮が、またＦＰＧＡなどの論理回路で実現する場合にはロジック数の大幅な削減ができる、
【符号の説明】
【００７０】
１ ３相／２相変換部
２ 回転座標変換部
３ 低域通過フィルタ
３Ａ 移動平均フィルタ
３Ｂ 位相同期移動平均フィルタ
４ 極座標変換部
５ ＰＩ演算部
７、９ サンプラ
１２ 検出回数演算部
２０ 重み演算部
３０，３０Ａ 非同期→同期変換部
４０，４０Ａ 移動平均演算部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源系統の電圧と同期した位相を得るための位相同期検出回路に係わり、特に電源系統の電圧と非同期のサンプル検出信号に対応した位相同期検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
自然エネルギーを利用して商用電源系統に電力を供給する分散電源などでは、供給する電力を商用電源系統と連系するために電力変換器を設けるが、商用電源系統の電圧に同期した適切な電流が流れるように電力変換器の出力（周波数、振幅、位相）を制御する必要がある。このうち、電力変換器と商用電源系統の電圧位相の同期制御には、位相同期（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）方式が多く採用されている。
【０００３】
この位相同期方式は、電源電圧検出信号の種類で大別すると、３相の相電圧や線間電圧の零クロスを検出して電源電圧の一周期に数回程度のパルス的な信号を利用して制御する方式と、３相の電源電圧の検出を高速に逐次行ないながら３相２相変換や回転座標変換などを利用して常時位相同期を制御する方式などがある。
【０００４】
特許文献１，２，３は後者の電源電圧を逐次検出して位相を演算する方式である。また、特許文献１および非特許文献１では、電源電圧波形が不平衡になった場合や高調波成分が重畳した場合まで考慮した方式である。
【０００５】
これら位相同期方式を適用した電力変換器と分散電源の連系制御による安定性については、連系する系統の瞬時電圧低下時にも停止することなく運転を継続する機能が望まれている。そのためには、電源電圧の振幅だけでなく不平衡状態や高調波成分までが過渡的に変動する場合であっても、これらの電圧情報から安定な基準同期信号を得る必要がある。特に、不平衡時には電源電圧には正相成分と逆相成分が混在するため、逆相分を正確に除去できないと基準位相が二次高調波で揺らいでしまい、安定なエネルギーの制御ができない。
【０００６】
図６に一般的な電圧検出形の位相同期検出回路の構成を示す。この位相同期検出回路は、入力は３相電圧検出成分とし、出力には同期検出位相θS及び同期検出角周波数ωSを得る連続系の位相同期検出回路構成としている。
【０００７】
図６において、３相／２相変換部１は、３相交流電圧の検出信号を直交２軸座標系（αβ座標）に変換する。これにより零相電圧成分を除去することができる。
【０００８】
回転座標変換部２は、直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβを同期検出位相θSに同期した座標系（ｄｑ座標）の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換する。これにより、同期検出後の定常状態では、ｄ軸とｑ軸電圧成分ｖd，ｖqは直流となる。そのため、外乱を除去するフィルタには低域通過フィルタが利用できる。
【０００９】
位相誤差検出部の低域通過フィルタ３は、ｄ軸とｑ軸電圧成分ｖd，ｖqに混入している高調波成分を除去する。例えば、電源の検出電圧が３相不平衡電圧なら２次高調波成分が重畳しており、また整流負荷などでは６次高調波成分が重畳されることが多く、これら高調波成分をフィルタ３で除去して高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを抽出する（なお、直流分を意味する変数記号の前に付した符号「-」は図面中では文字ｖなどの上部に付して示す）。
【００１０】
位相誤差検出部の極座標変換部４は、低域通過フィルタ３の高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから同期誤差位相Δθを求める。低域通過フィルタ３を通した出力は同期検出位相θSに同期した座標系の電圧であるので、同期が完了した状態なら、電圧ベクトルは設定した基準軸上に存在するはずである。しかし、位相同期ずれがあると直流電圧のベクトル成分は基準軸に対して異なる位相に存在することになる。そこで、極座標変換部４は高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算し、これを同期誤差位相Δθとして出力する。
【００１１】
ＰＩ演算部５は、極座標変換部４の同期誤差位相Δθより、比例積分制御を適用して、同期検出角周波数ωSを推定する。角速度時間積分部６は、推定した同期検出角周波数ωSを時間積分して、前述の同期検出位相θSを演算する。
【００１２】
以上に説明した位相同期検出回路において、位相同期制御については代表例として一般的なＰＩ制御で示しているが、この方式に限定する必要は無く、他のフィードバック演算方法でもよい。また、フィルタ３と極座標変換部４の演算順序を逆にする方法もある。この方法は、先に極座標変換により位相情報を得て、それを低域フィルタで処理するもので、図６の回路構成による同期位相方式と比較しても似たような効果が得られる。
【００１３】
図６は連続系の表現を使用した位相同期検出回路の例を示したが、ディジタル回路を利用する場合には図７のような離散系で構成される。図７における図６との差異のみを示すと、電源電圧検出は、サンプラ７により検出周期ＴSにてサンプルホールドされてＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器８などによりディジタル量に変換される。また、推定した同期検出角周波数ωSから同期検出位相θSを得る積分器６に代えて、前回の検出位相を記憶するサンプラ９と、同期検出角周波数ωSと離散時間検出周期ＴS乗算部１０および前回の同期検出位相θn＝（Ｚ-1・θS）との積算を求める加算器１１によって、同期検出角周波数ωSの時間積分をオイラー近似している。ここで、このサンプラの遅れ時間を補正したい場合には、検出した位相に同期検出角周波数ωSを利用した遅れ位相補償を適用する方法などもあることや、積分を近似する演算法なども多数存在するが、本発明とは直接関係が無いので省略している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】譲原逸男、河村篤男、“不平衡三相三線式交流の線間電圧に基づく星形電圧と零相分電圧の瞬時値導出法と三相ＰＷＭコンバータ制御への応用”電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１３１、Ｎｏ．３，ｐｐ．３７２−３７９（２０１１）
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特許第３３７４６８５号公報
【特許文献２】特開昭５５−３４８５１号公報
【特許文献３】実開平０１−１０１１７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
前記の位相同期検出回路において、低域通過フィルタ部分の特性に問題が生じる。前記の説明では定常状態を想定して説明しているが、実際には系統に瞬時電圧低下などの過渡状態が発生する。また、電圧の不平衡状態なども変化する。したがって、位相同期フィルタには、電源周波数の基本波成分は少ない時間遅れで通過させるが、高次成分や外乱成分は遮断するという過渡現象における即応性と広帯域抑圧特性との両方が要求される。この即応性と周波数遮断特性とは相反しており、適切なフィルタを選定する必要がある。
【００１７】
ディジタルフィルタにはＩＩＲフィルタ（無限インパルス応答フィルタ）やＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）など多数の種類があるが、応答性能を要求する場合にはＦＩＲフィルタが適しているといえる。このＦＩＲフィルタの簡単な構成例の一つに、電源周波数の逓倍周期を演算区間とする移動平均フィルタがある。通常のＦＩＲフィルタはエイリアジング（折り返し信号）による誤差などの影響が生じないように、数周期にわたる期間の検出データと窓関数のようなゲイン設定が必要になり、演算時間が掛かるだけでなく、過渡現象時の検出遅れも大きくなる欠点がある。
【００１８】
これを防止する方法として、同期周波数と同一周期期間における移動平均をとる方法がある。ポイントは検出する電圧の基本波周期に正確な移動平均を適用することによりエイリアジングの影響を除去することであり、そのため演算データも基本波周期分だけあればよく、検出遅れ時間も同期周波数の基本波周期の１／２程度ですむという長所を有している。
【００１９】
しかし、この移動平均法の欠点は検出する電圧成分が同期検出角周波数ωSに正確に同期していなければならないことである。電圧成分の検出周期ＴSが固定されている場合には、同期検出角周波数ωSはこの検出周期ＴSの整数倍になるとは限らない。電源周波数は変動するので、同期検出角周波数ωSと電圧成分の検出周期ＴSが同期しなくなり、その場合には正確な移動平均が得られない。
【００２０】
検出周期と基本波周期が同期していない場合において、単純な発想で移動平均の誤差を抑制しようと機能改善した試行例を図８に示す。図８は低域通過フィルタ３に代えて移動平均フィルタ３Ａを設け、検出回数演算部１２は同期検出した同期検出角周波数ωSより、
Ｎ＝（２π／ωS）／ＴS …（１）
にて、移動平均の検出回数Ｎを計算して、移動平均フィルタ３に平均する検出回数Ｎを指令する構成としている。
【００２１】
図９は横軸に時間をとり、上段に検出周期ＴSに同期した基準位相データθn（後述の図１の同期検出位相（前回値）Ｚ-1・θSに相当）と、下段にそのときの電圧検出値ｖn（後述の図１のｖd，ｖqに相当）を示したものである。
【００２２】
しかし、移動平均の検出回数Ｎは整数になるとは限らないため、図９に示す「２π＝移動平均したい一周期区間」と検出周期ＴSが一致しなくなる。この検出周期ＴSと希望する移動平均期間２πとの誤差である少数点以下の期間に含まれる電圧成分が誤差として現れてくる。この誤差期間を無視するとそれによる誤差成分により高調波成分が変動したり、さらに誤差の極性によって同期検出角周波数ωSが増加したり減少したりする。さらに、前述の（１）式で求める検出回数Ｎにも影響を与えてしまう。そのため、この従来方式をシミュレーションしてみると正確に同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）に同期した移動平均が実現できず、位相同期制御も不安定になってしまい、安定な電源の同期位相検出ができないことが判明した。
【００２３】
本発明の目的は、上記の方式にさらに改良を加え、同期検出角周波数ωSの一周期区間に正確に同期し、かつ検出遅れを少なくした移動平均演算ができる位相同期移動平均フィルタを実現して、これによって安定で即応性の高い位相同期制御ができる位相同期検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明は、前記の課題を解決するため、回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を同期検出角周波数ωSに非同期の電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSに同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の電圧検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSと同期した平均電圧に変換し、この変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２５】
（１）電源系統の３相電圧検出成分を３相／２相変換し、この３相／２相変換した直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβから電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnを使ってｄｑ座標系の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換し、移動平均フィルタによって前記電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出し、この高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算して同期誤差位相Δθを求め、この同期誤差位相Δθより同期検出角周波数ωSを推定し、同期検出位相θSを求める位相同期検出回路において、
前記移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたことを特徴とする。
【００２６】
（２）前記位相同期移動平均フィルタは、
前記基準位相データθnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍに全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧サンプル値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として、前記整数部ｍが前回値と変化したタイミングを利用して求める非同期→同期変換部（３０）と、
前記非同期→同期変換部（３０）で求めた平均電圧データ-ｖma（ｍ）をＭ個のスタックメモリに順次格納して同期位相に換算した移動平均データ-ｖ（Δθm-M）について、それらを合計加算した後に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０）を備えたことを特徴とする。
【００２７】
（３）前記位相同期移動平均フィルタは、
前記同期検出位相θnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分に全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍの最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧成分の検出値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…を、スタックメモリにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算をして同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を求める非同期→同期変換部（３０Ａ）と、
前記非同期→同期変換部（３０Ａ）で求めたデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を入力データとし、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求め、この積算値ＤSUM（ｍ）に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０Ａ）を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
以上のとおり、本発明によれば、回転座標変換した電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出す移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を同期検出角周波数ωSに非同期の電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSに同期した移動平均のための位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の電圧検出値ｖnを乗算補正し、さらに、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSと同期した平均電圧に変換し、この変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたため、同期検出角周波数ωSの一周期と移動平均区間が正確に同期し、かつ検出遅れを少なくした移動平均演算ができる位相同期移動平均フィルタを実現でき、これによって安定で即応性の高い位相同期制御ができる。
【００２９】
具体的には、系統電圧の振幅や不平衡などの成分が変化した場合でも、高次高調波成分の抑制効果と基本波成分の検出遅れが少ないという特徴を有する位相同期検出回路を実現できる。
【００３０】
ひいては、この位相同期検出回路を電力変換器と分散電源の連系制御に適用してその回生電力の電流波形などの安定化が実現できる。
【００３１】
また、さらに逆位相の回転座標変換と同一の特性を有する移動平均フィルタを追加すれば、逆相成分つまり同期座標系で２次高調波成分を検出することもできるなど、多岐の応用も可能になる。もし、不平衡時の逆相電圧成分も安定で即応性の高い検出ができれば、不平衡電圧時においても分散電源の系統電力供給装置における電力品質を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施形態の位相同期検出回路の概略構成図。
【図２】位相補間演算による電気角−周期の移動平均演算の説明図。
【図３】非同期検出値の同期検出データへの変換方法の説明図。
【図４】実施形態の位相同期移動平均フィルタの回路構成図（その１）。
【図５】実施形態の位相同期移動平均フィルタの回路構成図（その２）。
【図６】電圧検出形の位相同期検出回路の構成図（連続系）。
【図７】電圧検出形の位相同期検出回路の構成図（離散系）。
【図８】移動平均フィルタを適用した位相同期検出回路（離散系）。
【図９】基準位相データθnとそのときの電圧成分の検出値ｖnの関係図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
（１）位相同期検出回路の概略構成
図１は、本発明で提案する位相同期検出回路の概略構成図である。同図が図８と異なる部分は、移動平均フィルタ３Ａと検出回数演算部１２に代えて、位相同期移動平均フィルタ３Ｂを設け、この移動平均位相入力を検出周期ＴSの同期検出位相θn（前回値）＝Ｚ-1・θSとし、この同期検出位相θnにより検出周期ＴSの電圧成分を正確に移動平均する点にある。
【００３４】
（２）位相同期検出の原理的な説明
図９のタイムチャートは、横軸を時間にとり、位相同期検出回路の同期位相を縦軸にとって描いたものである。この時間軸と位相軸の横軸と縦軸を入れ替えたものが図２である。下段には電圧成分の検出値ｖnを縦軸成分として示しており、検出周期ＴSに相当する位相に同期させているので図９と等価である。
【００３５】
提案する移動平均方法は、複数の非同期検出データ（ｎ番データ）から位相と同期したＭ点のデータ（ｍ番データ）に変換し、その結果をＭ点の移動平均演算を行なって出力するものである。
【００３６】
図２では、説明を簡単にするため、同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）成分の区間をＭ＝８点に区分した例で示している。もちろんこの区分数は任意に設定できる。図２ではかならずこの位相区間内に１個以上の検出周期ＴSが存在するように設定しているが、これも説明を簡単にするためであり、もし検出が無かった場合には例外処理を適用すればよい。実際に実現する場合には以降に示す区間平均の概念を拡張すれば容易にこの例外処理方法を類推することができるので以降の説明ではこれに関する記述を省略する。
【００３７】
図２の入出力信号および内部変数として下記のものを使用する。
【００３８】
（ａ）非同期検出入力に係る変数
θn：電圧成分の検出周期ＴSに同期した位相（図１の同期検出位相（前回値）Ｚ-1・θSに相当）
ｖn：位相θnと同一タイミングで検出された電圧（図１の電圧成分ｖd，ｖqに相当）
{ EMBED Equation.3 , }：同期検出角周波数ωSの一周期期間（＝２π）に同期した移動平均点数（位相の区分数）
Ｅｎａｂｌｅ：移動平均演算の演算開始タイミングを示す制御信号（１＝演算許可、０＝演算停止およびリセット）
（ｂ）同期変換のための変数
ｎ：非同期検出データの番号
ｍ：同期検出角周波数ωSの一周期（２π）成分をＭ個に区分したもののうち特定の区間を示す番号
θm：{ EMBED Equation.3 , }個に区分した位相区間の区切りの位相（区間の初期位相）
ｋn，ｋn+1，ｋn+2，…：Ｍ個に区分した位相区間に対する初期位相θmからθn，θn+1，θn+2，…までの重み関数
Δｖn,m，Δｖn+1,m，Δｖn+2,m…ｋn：区間ｍにおいて、ｎ、ｎ＋１，ｎ＋２，…番目の検出電圧に、区間平均用の重みｋn，ｋn+1，ｋn+2…を乗算補正した電圧成分
-ｖ（Δθm）：Ｍ個に区分した位相区間のｍ番目の区間の同期平均電圧成分に変換した値（Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m、…の積算値）
（ｃ）出力信号
-ｖma（ｍ）：Ｍ個の-ｖ（Δθm）を移動平均した高次高調波成分を除去した電圧出力成分
ＥＮma：Ｅｎａｂｌｅ＝１（演算許可）信号の入力後に移動平均がＭ個に達し、正常出力が得られていることを示すステータスフラグ
まず、図３を利用して非同期データから同期データに変換する原理を説明する。図３の区間ｍ＝−１（θm-1からθmまでの区間）の同期電圧成分を求める例で説明する。この区間ｍにおいて、電圧データは（ｎ−１）番目から（ｎ＋３）番目のデータまでが関係している。そこで、これらの電圧成分の検出データを利用して区間ｍの平均電圧-ｖ（Δθm）を計算する。
【００３９】
ここで、注意することは、最初と最後の（ｎ−１）番と（ｎ＋３）番のデータは、区間ｍの位相区切りにより途中で切断されていることである。一方、それ以外のｎ番〜（ｎ＋２）番のデータは検出期間が区間ｍに全て含まれている。したがって、区間ｍの平均電圧を正確に計算するためには、この位相区間をまたぐデータについても、正確な補正演算を適用しなくてはならない、そこで、各電圧成分に次の３種類の重み係数を乗算してこの非同期なｎ番データから同期した部分を正確に抽出する。
【００４０】
・区間ｍの最初のデータ（ここでは（ｎ−１））は、次式から求める。
【００４１】
【数１】
【００４２】
・区間ｍに全て含まれる中間のデータ（ここでは、ｎ，（ｎ＋１），（ｎ＋２））は、例えば、（ｎ＋１）の例では次式から求める。
【００４３】
【数２】
【００４４】
・区間ｍの最後のデータ（ここでは、（ｎ＋３））は、次式から求める。
【００４５】
【数３】
【００４６】
この３種類の計算を行い、区間ｍにおけるΔｖn+i，mの総和を同期した平均電圧-ｖma（ｍ）とする。これが、非同期検出データを位相同期データに変換する原理である。
【００４７】
このようなデータ変換によって、図９のように、電圧成分の検出周期ＴSが同期検出角周波数ωSの位相と同期していない場合であっても、図３のように一旦、位相同期データに変換することにより、非同期データであってもより正確な同期検出角周波数ωSの整数倍の周期で移動平均演算を行なうことができる。
【００４８】
（３）位相同期移動平均フィルタの具体的な回路構成（その１）
図４は、前記の位相同期移動平均フィルタ３Ｂの回路構成例を示す。同図は、非同期→同期変換の重み演算部２０と、非同期→同期変換部３０および同期変換されたデータの移動平均演算部４０で構成され、それぞれの詳細を以下に説明する。
【００４９】
（Ａ）非同期→同期変換の重み演算部２０
同期検出位相θnは（０≦θn＜２π）の周期データとする。重み計算部２０ではこれに乗算器２１でＭ／（２π）を乗算してｍ（ｎ）＋ｋn（ここで、ｍ（ｎ）は整数部、ｋnは小数部を意味する）として小数点以下まで求める。そして、整数部抽出部２２で抽出する整数部をｍ（ｎ）（０≦ｍ＜Ｍ）、少数下部抽出部２３で抽出する小数点以下の部分をｋnとする。少数下部抽出部２３は、Ｍ／（２π）を乗算したｍ（ｎ）＋ｋnから整数部ｍ（ｎ）を削除したことにより、その演算結果ｋnは、
【００５０】
【数４】
【００５１】
と等価な値になる。
【００５２】
これにより基本となるθmとθn区間の重み関数が計算できるので、前記の区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み乗算器２４がｖn・ｋnと重み係数ｋnをそのまま使用した乗算値を出力し、区間ｍにすべて含まれるデータには重み乗算器２５がサンプラ２７による前回値との差分した係数を乗算した値ｖn・（ｋn−ｋn-1）を出力し、そして区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み乗算器２６が１．０までの期間に相当する係数を乗算した値ｖn・（１．０−ｋn）を出力する。
【００５３】
（Ｂ）非同期→同期変換部３０
非同期→同期変換部３０は、重み演算部２０で区間ｍの各電圧成分Δｖnに３種類の重みを乗算した電圧成分Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として求める。３種類の重みを乗算したデータのうち最初の２種類の加算制御は整数部ｍが前回値と変化したかどうかで判断する。この判断結果として、整数部抽出部２２で抽出する位相区間番号ｍ（ｎ）とサンプラ２８で記憶する前回の位相区間番号ｍ（ｎ−１）とを判定部３２が一致／不一致を判定した信号ｓｅｌとして与える。
【００５４】
位相区間データ平均用積算器３１では、次の動作を行なう。
【００５５】
・整数部ｍが前回値と変化した場合（ｓｅｌ＝１）：ｖn・ｋnを初期値としてｓｕｍに格納する。
【００５６】
・整数部ｍが前回値と変化しない場合（ｓｅｌ＝０）：前回値ｓｕｍにｖn・（ｋn−ｋn-1）を加算する。
【００５７】
３種類の重みを乗算したものの内、最後の種類のデータは、この位相区間データ平均用積算器３１の出力ｓｕｍに常時加算しているが、実際には次段の移動平均用のデータメモリに格納されるタイミングは整数部ｍの変化時であり、ちょうど最後のデータが有効なタイミングしで次段にラッチされる。つまり、それ以外の時には無視されるので常時加算していても無視されるので実害は無い。
【００５８】
（Ｃ）同期変換されたデータの移動平均演算部４０
移動平均演算部４０では位相区間ｍの平均電圧データ出力-ｖ（Δθm）から-ｖ（Δθm-M）のデータをＭ個のスタックメモリ４１に順次格納し、それらを合計加算した後に乗算器４２で（１／Ｍ）を演算し、移動平均出力ｖmaを求める。これにより同期検出角周波数ωSに同期した移動平均を、整数部ｍの更新タイミングにおいて逐次出力できる。
【００５９】
ところで、移動平均はＭ個のデータが蓄積されるまでは正確なデータを出力できないので、ｖma（ｍ）の更新タイミングカウンタ４３により計測して、Ｍ回更新したことを検出してデータの有効／無効ステータスフラグＥＮmaを出力している。このステータスフラグＥＮmaは必須なものではなく、適当なウエイトタイマーなどで代用することも可能である。あくまでこの位相同期データ出力には開始時に無効期間の示すためだけに図４では追加した。
【００６０】
（４）位相同期移動平均フィルタの具体的な回路構成（その２）
図５は、前記の位相同期移動平均フィルタの他の回路構成を示す。同図が図４と異なる部分は移動平均の演算方法だけである。図５では移動平均を積算器と加減算器で構成する方法を適用しており、図４のようにＭ個の加算器４１が必要ない。それ以外は図４の移動平均演算と等価な演算回路を使用している。
【００６１】
この、移動平均を積算器と加減算器で構成する方法は、既に良く知られている方法であるので、下記に-ｖ（Δθm-M）の代わりに入力をＤ（ｍ）という一般的な変数で表現した簡単な原理式のみを示す。
【００６２】
Ｄ（ｍ）の入力データにおいてＭ個の移動平均をとる場合
・最初の（１〜Ｍ−１）個の検出期間
【００６３】
【数５】
【００６４】
・Ｍ個以降の検出期間ｍの演算
【００６５】
【数６】
【００６６】
非同期→同期変換部（同期データメモリスタック部）３０Ａ内の「スタックメモリ書き込み・加算・読み出し部３１Ａでは上式の演算のうち、重み係数を乗算した電圧成分を入力とし、スタックメモリ３１Ｂにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算を行なうことにより、このスタックメモリを積算値の格納メモリとして流用しながら同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を計算している。これはＤSUM（ｍ）の演算に必要な加減算データ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）の読み出しを制御していることに相当する。
【００６７】
移動平均演算部４０Ａ内の積算部４４では、ＤSUM（ｍ）に相当する演算を行なっており、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求める。
【００６８】
もちろん、この場合でも移動平均はＭ個のデータが蓄積されるまでは正確なデータを出力できない。また、Ｅｎａｂｌｅ＝０の場合には、カウンタ４３や３１Ｂのメモリスタックをクリアする機能なども必要に応じて追加する。
【００６９】
以上のように、図５の構成によれば、ＣＰＵなどで実現する場合には演算時間の大幅な短縮が、またＦＰＧＡなどの論理回路で実現する場合にはロジック数の大幅な削減ができる、
【符号の説明】
【００７０】
１ ３相／２相変換部
２ 回転座標変換部
３ 低域通過フィルタ
３Ａ 移動平均フィルタ
３Ｂ 位相同期移動平均フィルタ
４ 極座標変換部
５ ＰＩ演算部
７、９ サンプラ
１２ 検出回数演算部
２０ 重み演算部
３０，３０Ａ 非同期→同期変換部
４０，４０Ａ 移動平均演算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源系統の３相電圧検出成分を３相／２相変換し、この３相／２相変換した直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβから電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnを使ってｄｑ座標系の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換し、移動平均フィルタによって前記電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出し、この高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算して同期誤差位相Δθを求め、この同期誤差位相Δθより同期検出角周波数ωSを推定し、同期検出位相θSを求める位相同期検出回路において、
前記移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたことを特徴とする位相同期検出回路。
【請求項２】
前記位相同期移動平均フィルタは、
前記基準位相データθnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍに全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧サンプル値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として、前記整数部ｍが前回値と変化したタイミングを利用して求める非同期→同期変換部（３０）と、
前記非同期→同期変換部（３０）で求めた平均電圧データ-ｖma（ｍ）をＭ個のスタックメモリに順次格納して同期位相に換算した移動平均データ-ｖ（Δθm-M）について、それらを合計加算した後に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の位相同期検出回路。
【請求項３】
前記位相同期移動平均フィルタは、
前記同期検出位相θnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分に全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍの最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧成分の検出値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…を、スタックメモリにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算をして同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を求める非同期→同期変換部（３０Ａ）と、
前記非同期→同期変換部（３０Ａ）で求めたデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を入力データとし、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求め、この積算値ＤSUM（ｍ）に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０Ａ）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の位相同期検出回路。
【請求項１】
電源系統の３相電圧検出成分を３相／２相変換し、この３相／２相変換した直交２軸座標の電圧成分ｖα，ｖβから電圧成分の検出周期ＴSに同期した同期検出位相θnを使ってｄｑ座標系の電圧成分ｖd，ｖqに回転座標変換し、移動平均フィルタによって前記電圧成分ｖd，ｖqから高調波除去電圧-ｖd，-ｖqを取り出し、この高調波除去電圧-ｖd，-ｖqから極座標変換により位相情報を計算して同期誤差位相Δθを求め、この同期誤差位相Δθより同期検出角周波数ωSを推定し、同期検出位相θSを求める位相同期検出回路において、
前記移動平均フィルタは、移動平均演算の位相入力を前記同期検出位相θnとし、この検出した同期検出位相θnの情報と、同期検出角周波数ωSの周期に同期した位相区間の１個の要素を得るために、この位相区間における非同期検出期間の比率を重みとして計算し、この重みで電圧成分の検出値ｖnを乗算補正し、この重み補正後の電圧成分を個々の位相区間分について積算して同期検出角周波数ωSの周期と同期した平均電圧に変換し、その変換後の平均電圧を移動平均する位相同期移動平均フィルタとしたことを特徴とする位相同期検出回路。
【請求項２】
前記位相同期移動平均フィルタは、
前記基準位相データθnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍに全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分の最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧サンプル値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…の総和を区間ｍの平均電圧データ-ｖma（ｍ）として、前記整数部ｍが前回値と変化したタイミングを利用して求める非同期→同期変換部（３０）と、
前記非同期→同期変換部（３０）で求めた平均電圧データ-ｖma（ｍ）をＭ個のスタックメモリに順次格納して同期位相に換算した移動平均データ-ｖ（Δθm-M）について、それらを合計加算した後に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の位相同期検出回路。
【請求項３】
前記位相同期移動平均フィルタは、
前記同期検出位相θnに「移動平均点数Ｍ／同期検出角周波数ωSの一周期区間（＝２π）」を乗算して位相区間ｍに相当する整数部ｍ（ｎ）と各区間ｍの重み係数ｋnに相当する少数部ｋnを求め、このうち整数部ｍ（ｎ）と少数部ｋnを分離して抽出し、前記回転座標変換した電圧成分の検出値ｖnのうち、区間ｍとこの区間ｍの１つ前の区間を含む電圧成分の最初のデータには重み係数ｋnを乗じたｖn・ｋnを求め、区間ｍとこの区間ｍの次の区間を含む電圧成分に全て含まれるデータには重み係数（ｋn−ｋn-1）を乗じたｖn・（ｋn−ｋn-1）を求め、区間ｍの最後のデータには重み係数（１．０−ｋn-1）を乗じたｖn・（１．０−ｋn）を求める重み演算部（２０）と、
前記重み演算部（２０）で区間ｍの各電圧成分の検出値Δｖnに重みを乗算した電圧成分の検出値Δｖn,m、Δｖn+1,m、Δｖn+2,m…を、スタックメモリにデータアドレスを選択しながら書き込みと加算をして同期位相に換算したデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を求める非同期→同期変換部（３０Ａ）と、
前記非同期→同期変換部（３０Ａ）で求めたデータ-ｖ（Δθm）と-ｖ（Δθm-M）を入力データとし、整数部ｍの変化時のデータ-ｖ（Δθm）を加算し、Ｍ個前のデータ-ｖ（Δθm-M）を減算してＭ個の検出期間の積算値ＤSUM（ｍ）を求め、この積算値ＤSUM（ｍ）に（１／Ｍ）を乗算して移動平均出力ｖmaを求める移動平均演算部（４０Ａ）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の位相同期検出回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−２５２４４３（Ｐ２０１２−２５２４４３Ａ）
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１２３３１３（Ｐ２０１１−１２３３１３）
【出願日】平成２３年６月１日（２０１１．６．１）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月１日（２０１１．６．１）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
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