半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具
【課題】スイッチング電源回路により半導体発光素子を点灯させる点灯装置において、スイッチング電源回路のゼロクロス検出用の巻線出力または制御電源供給用の巻線出力を有効利用してスイッチング電流のピーク電流を自動調整する。
【解決手段】インダクタＬ１を介してスイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定のピーク値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御すると共に、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出したことを検出するとスイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御手段５を備える半導体発光素子の点灯装置において、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出したことをインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に誘起される電圧の変化により検出し、その２次巻線ｎ２の出力が増加するとスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低下させる調整手段９を設けた。
【解決手段】インダクタＬ１を介してスイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定のピーク値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御すると共に、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出したことを検出するとスイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御手段５を備える半導体発光素子の点灯装置において、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出したことをインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に誘起される電圧の変化により検出し、その２次巻線ｎ２の出力が増加するとスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低下させる調整手段９を設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１（特許第４１００４００号公報）によれば、トランスの１次巻線をスイッチング素子と電流検出抵抗の直列回路を介して直流電源に接続し、トランスの２次巻線出力を整流平滑した直流出力を発光ダイオードの直列回路に供給する点灯装置において、前記電流検出抵抗により負荷電流を検出すると共に、トランスに３次巻線を設けて、その巻線出力を整流平滑した直流電圧により負荷電圧を検出し、それらの検出結果を受けて、スイッチング素子のオン時間をＰＷＭ制御する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４１００４００号公報（図１０、図６、００６６−００６９、請求項６、７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術は、検出された負荷電圧と負荷電流との積からなる消費電力が一定となるように制御する定電力制御と、負荷電流の検出値が一定となるように制御する定電流制御との２つの制御を、負荷電圧の検出値に基づいて切り替えるものであった。この特許文献１の技術では、負荷電圧を検出するために専用の検出巻線を設けている。
【０００５】
一方、従来からスイッチング電源回路の効率を改善するために、トランス等の誘導素子のエネルギー放出が完了したタイミングを検出するゼロクロス検出巻線を設けることがある。また、スイッチング電源回路の制御電源電圧を効率的に供給するために、トランス等の誘導素子に制御電源供給用の巻線を設けることがある。このようなゼロクロス検出巻線や制御電源供給用の巻線を負荷状態や電源状態の検出巻線としても兼用し、その検出出力を利用してスイッチング素子のピーク電流を自動補正すれば、簡略な構成で安定した制御を実現できると考えられる。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うとスイッチング素子をオン制御するスイッチング電源回路を用いた半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で出力を安定化させる手段を提案することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源（コンデンサＣ１）に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記インダクタンス要素Ｌ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段Ｒ１と；前記電流検出手段Ｒ１により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記インダクタンス要素Ｌ１が所定のエネルギーを放出したことを検出すると前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記制御手段５は、前記インダクタンス要素Ｌ１に設けた２次巻線ｎ２に誘起される電圧の変化により前記インダクタンス要素Ｌ１が所定のエネルギーを放出したことを検出するとともに、前記２次巻線ｎ２の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段９を備えることを特徴とするものである。
【０００８】
請求項２の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源（コンデンサＣ１）に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記インダクタンス要素Ｌ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段Ｒ１と；前記電流検出手段Ｒ１により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に所定の条件が整うと前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記インダクタンス要素Ｌ１に設けた２次巻線ｎ２に誘起される電圧により充電されて前記制御手段５に制御電源Ｖｃｃを供給する平滑コンデンサＣ３を備え、前記制御手段５は、前記２次巻線ｎ２の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段９を備えることを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記２次巻線ｎ２は前記制御手段５が前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出完了を検出するための検出巻線と兼用されていることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項２または３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、端子電圧が定電圧性を有する発光素子ＰＣ１と他の定電圧素子ＺＤ１とを直列接続して成る定電圧回路を前記平滑コンデンサＣ３と並列に接続し、前記発光素子ＰＣ１の光出力を受けて前記所定値を補正する受光素子ＰＣ２を前記調整手段９に設けたことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記直流電源（コンデンサＣ１）は、電圧が周期的に脈動する、または不定期に変動する電源であり、前記調整手段９による補正は、前記脈動または変動による半導体発光素子４の光出力の脈動または変動を抑制する方向に前記所定値を変化させることを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記調整手段９は、前記スイッチング素子Ｑ１がオンのときに前記２次巻線ｎ２に誘起される電圧または前記スイッチング素子Ｑ１がオフのときに前記２次巻線ｎ２に誘起される電圧またはそれらの和の電圧のいずれかが増加すると前記所定値を低下させることを特徴とする。
【００１３】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うとスイッチング素子をオン制御するスイッチング電源回路を用いた半導体発光素子の点灯装置において、インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出するゼロクロス検出用の２次巻線、または、制御電源供給用の平滑コンデンサを充電するための２次巻線をインダクタンス要素に設けて、この２次巻線の出力に応じてスイッチング素子に流れる電流のピーク値である所定値を補正する調整手段を備えるので、簡単な構成で出力を安定化させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。
【図３】本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。
【図４】本発明の実施形態４の点灯装置の回路図である。
【図５】本発明の実施形態１〜４の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。
【図６】本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】本発明の実施形態６の照明器具の概略構成を示す断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、直流電源となる平滑コンデンサＣ１の直流電圧を降圧して、負荷となる半導体発光素子４に直流電流を供給する降圧チョッパ回路３と、その制御回路５を備えている。
【００１７】
直流電源となる平滑コンデンサＣ１は、例えば商用交流電源を全波整流器（図示せず）により全波整流した直流電圧を充電されているものとする。全波整流器の交流入力側には高周波成分を除去するためのフィルタ回路を設けることが一般的である。また、全波整流器の直流出力側と平滑コンデンサＣ１の間に、昇圧チョッパ回路等を用いた力率改善回路を介在させても良い。
【００１８】
降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路を直流電源となる平滑コンデンサＣ１の両端間に接続するスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。
【００２０】
図５は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。
【００２１】
電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。
【００２２】
７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２、Ｒ４で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。
【００２４】
制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定され、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１が増加すると減少し、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３が増加すると増加する。
【００２５】
チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２がオンとなり、抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。
【００２７】
コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。
【００２８】
インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。５番ピンに接続された抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５はフィルタ回路を構成している。
【００２９】
制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００３０】
このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ１の電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。
【００３１】
ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。
【００３３】
ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。
【００３５】
このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。
【００３６】
ここで、制御電源回路１０の構成について説明する。本実施形態では、コンデンサＣ１の正極からドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成であり、より効率の良い電源供給手段として、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電する構成を併用している。コンデンサＣ３の電圧を規制する定電圧回路として、ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路を備えている。
【００３７】
コンデンサＣ１の電圧は、例えば、商用交流電源電圧（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）のピーク値付近の電圧（約１４０Ｖ）となる。このコンデンサＣ１から、降圧用の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介して制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３に充電電流を供給する。
【００３８】
コンデンサＣ３の電圧が制御用集積回路５０の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始され、インダクタＬ１に高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線ｎ２には高周波の矩形波電圧が発生する。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧によりダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１０を介して電流が流れて、コンデンサＣ１０が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に逆極性の電圧が発生するから、この電圧とコンデンサＣ１０の充電電圧を加算させた電圧によりダイオードＤ３と抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ３の電圧はさらに上昇しようとするが、ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路よりなる定電圧回路がコンデンサＣ３に並列接続されているので、その定電圧回路により電圧クランプされて、一定の制御電源電圧Ｖｃｃが生成される。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧をＶｚ、フォトカプラの発光素子ＰＣ１の順電圧をＶｆとすると、制御電源電圧Ｖｃｃは、Ｖｚ＋Ｖｆとなる。
【００４０】
なお、制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３の電圧は十数Ｖ程度である。コンデンサＣ３と並列に接続されたコンデンサＣ４は、ダイオードＤ３を介する充電電流の高周波成分をバイパスするための小容量のコンデンサである。
【００４１】
制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧されて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加される。また、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４と電圧調整回路９により分圧されて、制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）に印加される。これらの電圧は、上述のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を規定するために用いられる。
【００４２】
本実施形態では、１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１は一定であるが、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３は電圧調整回路９により補正可能となっている。インダクタＬ１の２次巻線ｎ２から得られる帰還電流が過大になると、コンデンサＣ３と並列に接続された定電圧回路（ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路）にオーバーフローする電流が増大する。すると、フォトカプラの発光素子ＰＣ１に流れる電流が増加するので、フォトカプラの受光素子ＰＣ２の抵抗は低下する。これにより、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を規定するコンデンサＣ９から抵抗Ｒ９を介する電荷の放電量が増加する方向に制御され、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３が低下するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなるように制御される。これにより、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２から得られる帰還電流は減少する方向に制御されるから、帰還電流が過大になることは無い。結果的に、回路定数等にばらつきがあっても、出力電流は一定化する方向に制御できる。
【００４３】
また、図１の回路では、直流電源としての平滑コンデンサＣ１の電圧が周期的に脈動した場合、あるいは不定期に変動した場合でも、半導体発光素子４の光出力がちらつかないように制御できる。
【００４４】
ここで、直流電源が周期的に脈動する顕著な事例として、例えば、谷埋め平滑回路を用いる場合がある。谷埋め平滑回路とは、図１のコンデンサＣ１に代えて、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサを中間に第１のダイオードを介在させて直列接続した回路を全波整流器の出力に接続し、第１の平滑コンデンサと第１のダイオードの直列回路に第２のダイオードを並列接続し、第１のダイオードと第２の平滑コンデンサの直列回路に第３のダイオードを並列接続した回路であり、第１のダイオードは第１及び第２の平滑コンデンサを充電する方向に接続され、第２、第３のダイオードはそれぞれ第２、第１の平滑コンデンサを放電する方向に接続される。この谷埋め平滑回路を用いると、交流電源から全波整流器を介して入力電流が流れている期間を長くすることができるので、通常のコンデンサインプット型の整流平滑回路に比べると、入力力率を改善できる。その反面、平滑出力電圧は全波整流された脈流電圧の谷部を山部の１／２の電圧で谷埋めしたような電圧波形となり、大きく脈動することになる。
【００４５】
例えば、商用交流電源が１００Ｖである場合、谷埋め平滑回路の出力電圧の山部は約１４０Ｖ、谷部は約７０Ｖとなる。負荷となる発光ダイオードの順方向電圧がＶｆ＝３．５Ｖ、直列個数ｎがｎ＝１０個とすると、負荷電圧としてのコンデンサＣ２の電圧はＶｃ２＝ｎ×Ｖｆ＝３５Ｖとなる。この場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は、谷埋め平滑回路の出力電圧の山部では、１４０Ｖ−３５Ｖ＝１０５Ｖとなるのに対して、谷部では７０−３５＝３５Ｖとなり、３倍もの開きが生じる。このため、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の上昇速度が電源電圧の山部と谷部とで異なることになる。
【００４６】
図１の構成では、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流の検出値が所定値に達したことを検出したときに、スイッチング素子Ｑ１をオフ制御しているので、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の上昇速度が異なる場合でも、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は理論的には一定のはずであり、半導体発光素子４に流れる平均電流も一定に保たれるように思われるが、実際には、制御の遅れがあるので、光出力に変動が生じる場合がある。
【００４７】
つまり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定値に達したことが検出された後、スイッチング素子Ｑ１が実際にオフされるまでの遅れ時間は一定であるのに対して、その遅れ時間の間にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流が増加する速度は入力電圧に応じて異なるので、実際に、スイッチング素子Ｑ１がオフされたときに流れていた電流のピーク値は僅かながら異なることになる。結果的に、半導体発光素子４に流れる平均電流も変動することになる。この変動を抑制するには、入力電圧が高いときにはスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低めに補正すれば良いと言える。
【００４８】
図１の回路では、入力電圧が上昇した場合、ドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介してコンデンサＣ３に供給される電流も増えるので、この経路を介する電流の増大によって３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させる方向の制御が可能となる。
【００４９】
また、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、インダクタＬ１にはコンデンサＣ１の入力電圧Ｖｃ１からコンデンサＣ２の出力電圧Ｖｃ２を差し引いた電圧が印加されるから、その２次巻線ｎ２には、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧が誘起され、コンデンサＣ１０には入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）に応じた電圧が充電される。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、インダクタＬ１にはコンデンサＣ２の出力電圧Ｖｃ２が印加されるから、その２次巻線ｎ２には出力電圧Ｖｃ２を反映した電圧が誘起される。このため、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）に出力電圧Ｖｃ２を加算した電圧、換言すれば、入力電圧Ｖｃ１を反映した電流となる。したがって、図１の回路では、コンデンサＣ１の電圧が上昇すると、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流が増加し、これにより３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させる方向、つまり、スイッチング素子Ｑ１のピーク値を低下させる方向に制御される。
【００５０】
直流電源が周期的に脈動する他の事例として、平滑コンデンサＣ１としてアルミ電解コンデンサを使用している場合において、経年変化により平滑コンデンサＣ１の容量が著しく低下した場合が挙げられる。ＬＥＤのような半導体発光素子４を用いた点灯装置では、発光素子の寿命が非常に長いので、点灯装置の寿命は、他の部品、特にアルミ電解コンデンサの容量抜けによる光出力のちらつきで決まる場合が有り得る。このような場合でも、直流電源の電圧の脈動が半導体発光素子４の光出力に影響しないように電圧調整回路９により調整すれば、点灯装置の寿命末期までユーザーの快適性が損なわれることはなくなる。
【００５１】
次に、直流電源が不定期に変動する事例としては、商用電源電圧が瞬時低下した場合や、商用電源電圧にサージ電圧が混入した場合が挙げられる。また、自動車用のバッテリのように負荷の状態に応じて電源電圧が不定期に変動する場合が挙げられる。電気自動車やハイブリッド車の電池電圧はガソリン車の電池電圧よりも高く、図１のような降圧チョッパ回路３を用いて半導体発光素子４を点灯させる用途が有り得るが、負荷の状態に応じて電池電圧が不定期に変動した場合でも光出力が変動しないように、直流電源の電圧が高いときは電圧調整手段９によりスイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くするように調整すると良い。
【００５２】
なお、図１の回路の副次的効果として、フォトカプラの発光素子ＰＣ１が発光ダイオードで構成されていることにより、点灯装置の温度が上昇したときに、発光素子ＰＣ１の光出力が低下することで受光素子ＰＣ２の抵抗が上昇するから、３番ピンの電圧Ｖ３が上昇し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がピーク値が増加して、半導体発光素子４の温度上昇時の出力低下を補償する効果も期待できる。
【００５３】
（実施形態１’）
上述の実施形態１では、フォトカプラの受光素子ＰＣ２と抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ９よりなる電圧調整回路９により制御用集積回路５０の３番ピンの電圧Ｖ３を調整しているが、３番ピンの電圧Ｖ３に代えて、１番ピンの電圧Ｖ１を調整しても良い。例えば、図１の構成において、電圧調整回路９を抵抗Ｒ１４と並列に接続するのではなく、抵抗Ｒ１１と並列に接続する構成に変更しても良い。その場合、電圧調整回路９の抵抗値が低下すると、１番ピンの電圧Ｖ１が上昇するから、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。これにより、図１の回路と同様の制御が可能となる。
【００５４】
実施形態１及び１’では、ダイオードＤ３を介する帰還電流が流れるのはスイッチング素子Ｑ１がオフされている期間であり、スイッチング素子Ｑ１がオンされている期間にはダイオードＤ３を介する帰還電流は流れない。しかるに、３番ピンまたは１番ピンの電圧調整が必要となるタイミングは、スイッチング素子Ｑ１がオンされている期間の最後のタイミングである。そこで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にダイオードＤ３を介して流れる帰還電流によるフィードバック効果を次回のスイッチング素子Ｑ１のオン期間の最後のタイミングまで持続させるために、適切な容量のコンデンサＣ９を電圧調整回路９に設けている。
【００５５】
このコンデンサＣ９を省略するには、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にインダクタＬ１の２次巻線から得られる帰還電流を直接利用すればよい。そのような実施形態を次に説明する。
【００５６】
（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から得られる帰還電流を抵抗Ｒ９とダイオードＤ９よりなる電圧調整回路を介して制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に帰還させている。この場合、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなる方向に制御される。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧となる。
【００５７】
負荷が短絡した場合のように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が著しく低くなると、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は高くなる。このため、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１は増大し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。これにより負荷短絡時のスイッチング電流を低減することができる。
【００５８】
また、負荷が正常（短絡していない）場合において、半導体発光素子４としてＬＥＤの直列回路を用いている場合、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略一定となる。インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧となるが、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が略一定であるために、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、実質的にコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１に応じて決まる。コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が増加すると、抵抗Ｒ９とダイオードＤ９を介して制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に帰還する電流が増えるので、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。これにより実施形態１と同様の動作を実現できる。
【００５９】
（実施形態２’）
上述の実施形態２では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から得られる帰還電流が増大したときに、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１を上昇させるように制御しているが、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を減少させるように制御しても良い。例えば、図２のダイオードＤ９に代えて、ＮＰＮトランジスタ（図示せず）のベースを抵抗Ｒ９に接続し、該トランジスタのコレクタを３番ピン（ＭＵＬＴ）に、エミッタを６番ピン（ＧＮＤ）に接続する。このように構成すれば、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から抵抗Ｒ９を介して流れる電流が増加すると、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３は低下する方向に制御されるから、図２と同等の制御が可能となる。
【００６０】
実施形態２、２’では、図１のコンデンサＣ９に相当する部品が不要となるので、電源側または負荷側の瞬間的な変化に対しても、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を素早く変化させることができる。
【００６１】
（実施形態３）
図３は本発明の実施形態３の回路図である。上述の実施形態１，２では、降圧チョッパ回路３をいわゆる臨界モードで動作させるために、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２を制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）に接続していたが、本実施形態では、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）にオフ時間設定回路８を接続している。このオフ時間設定回路８は、コンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路と、コンデンサＣ６，Ｃ７にそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７と、コンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路に充電電流を流すためのダイオードＤ４よりなる。コンデンサＣ７の電圧は、制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に入力されている。
【００６２】
スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなるから、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサＣ６，Ｃ７の分圧比で決まり、定常的には抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサＣ６，Ｃ７の分圧比と抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に、制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）は、７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）のゲートドライブ電圧Ｖｇを所定の分圧比ｋ（０＜ｋ＜１）で分圧した初期設定電圧ｋ×Ｖｇとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。
【００６３】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ４が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサＣ６の電荷は抵抗Ｒ６を介して放電され、コンデンサＣ７の電荷は抵抗Ｒ７を介して放電される。制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）の電圧は、上述の初期設定電圧ｋ×Ｖｇを起点として、コンデンサＣ７と抵抗Ｒ７の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Ｑ１がオフした後、所定の時間が経過した時点で、５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）により擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Ｑ１は再度オンとなる。
【００６４】
したがって、図１の構成では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、コンデンサＣ６，Ｃ７と抵抗Ｒ６，Ｒ７の定数で決まる固定時間となる。このため、負荷に応じてオフ時間を設定しても、負荷が異なると、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じる不連続モードとなったり、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードとなったりする。本実施形態では、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードまたは臨界モードとなるように、負荷に応じてオフ時間を設定しているものとする。
【００６５】
また、本実施形態では、上述の図２の回路において、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）とインダクタＬ１の２次巻線ｎ２’との間に接続されていた抵抗Ｒ９とダイオードＤ９の直列回路を、ダイオードＤ９の極性を逆向きにして、３番ピン（ＭＵＬＴ）と２次巻線ｎ２の間に接続しており、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧により制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を制御可能としている。電圧調整回路の抵抗Ｒ９の抵抗値は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に比べると十分に高い抵抗値となるように設定されており、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により設定される基準電圧を補正する程度の僅かな電流を流すものである。上述の各実施形態についても同様である。
【００６６】
スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧が増大すると、抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１４に流れるはずの電流の一部を抵抗Ｒ９とダイオードＤ９を介して２次巻線ｎ２側に引き抜くことにより、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させるように制御する。これにより実施形態１，２と同様の制御が可能となる。
【００６７】
（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、コンデンサＣ３とツェナーダイオードＺＤ１の間に低抵抗ｒを接続し、コンデンサＣ３の電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧した可変電圧を制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加し、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により分圧した固定電圧を３番ピン（ＭＵＬＴ）に印加している。また、８番ピン（Ｖｃｃ）にはツェナーダイオードＺＤ１の電圧を供給している。ドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４またはダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流が増加すると、コンデンサＣ３の電圧がツェナーダイオードＺＤ１の電圧に対して余分に上昇し、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧が上昇するから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。その他の構成及び動作については上述の実施形態と同様である。
【００６８】
（実施形態５）
上述の各実施形態では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。
【００６９】
また、図６（ｂ）〜（ｅ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図６（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図６（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄ、図６（ｅ）はフォワードコンバータ回路３ｅの例である。
【００７０】
図６（ｂ）〜（ｅ）に示すスイッチング電源回路では、いずれもスイッチング素子Ｑ１がオンのときに、インダクタンス要素（Ｌ１またはＴ１）には電源電圧が印加されるから、その期間にインダクタンス要素の２次巻線から検出される電圧は電源電圧を反映したものとなり、これを用いて実施形態１〜４と同様にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を補正すれば、出力を安定化することができる。
【００７１】
また、図６（ａ）、（ｃ）、（ｄ）に示すスイッチング電源回路では、いずれもスイッチング素子Ｑ１がオフのときに、インダクタンス要素（Ｌ１またはＴ１）には負荷電圧が印加されるから、その期間にインダクタンス要素の２次巻線から検出される電圧は負荷電圧を反映したものとなり、これを用いてスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を補正すれば、出力を安定化することができる。
【００７２】
また、電源状態や負荷状態を検出する検出巻線を、ゼロクロス検出巻線または制御電源供給用巻線と兼用すれば、実施形態１〜４と同様に、構成を簡単化できる。
【００７３】
（実施形態６）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置１は場所によらず設置可能となる。
【００７４】
器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。
【００７５】
電源ユニットとしての点灯装置１の内部には、図１〜図４に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。
【００７６】
本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。
【００７７】
また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。
【００７８】
上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。
【符号の説明】
【００７９】
Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
ｎ２ ２次巻線
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
５ 制御回路
９ 電圧調整回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１（特許第４１００４００号公報）によれば、トランスの１次巻線をスイッチング素子と電流検出抵抗の直列回路を介して直流電源に接続し、トランスの２次巻線出力を整流平滑した直流出力を発光ダイオードの直列回路に供給する点灯装置において、前記電流検出抵抗により負荷電流を検出すると共に、トランスに３次巻線を設けて、その巻線出力を整流平滑した直流電圧により負荷電圧を検出し、それらの検出結果を受けて、スイッチング素子のオン時間をＰＷＭ制御する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４１００４００号公報（図１０、図６、００６６−００６９、請求項６、７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術は、検出された負荷電圧と負荷電流との積からなる消費電力が一定となるように制御する定電力制御と、負荷電流の検出値が一定となるように制御する定電流制御との２つの制御を、負荷電圧の検出値に基づいて切り替えるものであった。この特許文献１の技術では、負荷電圧を検出するために専用の検出巻線を設けている。
【０００５】
一方、従来からスイッチング電源回路の効率を改善するために、トランス等の誘導素子のエネルギー放出が完了したタイミングを検出するゼロクロス検出巻線を設けることがある。また、スイッチング電源回路の制御電源電圧を効率的に供給するために、トランス等の誘導素子に制御電源供給用の巻線を設けることがある。このようなゼロクロス検出巻線や制御電源供給用の巻線を負荷状態や電源状態の検出巻線としても兼用し、その検出出力を利用してスイッチング素子のピーク電流を自動補正すれば、簡略な構成で安定した制御を実現できると考えられる。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うとスイッチング素子をオン制御するスイッチング電源回路を用いた半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で出力を安定化させる手段を提案することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源（コンデンサＣ１）に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記インダクタンス要素Ｌ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段Ｒ１と；前記電流検出手段Ｒ１により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記インダクタンス要素Ｌ１が所定のエネルギーを放出したことを検出すると前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記制御手段５は、前記インダクタンス要素Ｌ１に設けた２次巻線ｎ２に誘起される電圧の変化により前記インダクタンス要素Ｌ１が所定のエネルギーを放出したことを検出するとともに、前記２次巻線ｎ２の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段９を備えることを特徴とするものである。
【０００８】
請求項２の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源（コンデンサＣ１）に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記インダクタンス要素Ｌ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段Ｒ１と；前記電流検出手段Ｒ１により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に所定の条件が整うと前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記インダクタンス要素Ｌ１に設けた２次巻線ｎ２に誘起される電圧により充電されて前記制御手段５に制御電源Ｖｃｃを供給する平滑コンデンサＣ３を備え、前記制御手段５は、前記２次巻線ｎ２の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段９を備えることを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記２次巻線ｎ２は前記制御手段５が前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出完了を検出するための検出巻線と兼用されていることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項２または３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、端子電圧が定電圧性を有する発光素子ＰＣ１と他の定電圧素子ＺＤ１とを直列接続して成る定電圧回路を前記平滑コンデンサＣ３と並列に接続し、前記発光素子ＰＣ１の光出力を受けて前記所定値を補正する受光素子ＰＣ２を前記調整手段９に設けたことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記直流電源（コンデンサＣ１）は、電圧が周期的に脈動する、または不定期に変動する電源であり、前記調整手段９による補正は、前記脈動または変動による半導体発光素子４の光出力の脈動または変動を抑制する方向に前記所定値を変化させることを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記調整手段９は、前記スイッチング素子Ｑ１がオンのときに前記２次巻線ｎ２に誘起される電圧または前記スイッチング素子Ｑ１がオフのときに前記２次巻線ｎ２に誘起される電圧またはそれらの和の電圧のいずれかが増加すると前記所定値を低下させることを特徴とする。
【００１３】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うとスイッチング素子をオン制御するスイッチング電源回路を用いた半導体発光素子の点灯装置において、インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出するゼロクロス検出用の２次巻線、または、制御電源供給用の平滑コンデンサを充電するための２次巻線をインダクタンス要素に設けて、この２次巻線の出力に応じてスイッチング素子に流れる電流のピーク値である所定値を補正する調整手段を備えるので、簡単な構成で出力を安定化させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。
【図３】本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。
【図４】本発明の実施形態４の点灯装置の回路図である。
【図５】本発明の実施形態１〜４の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。
【図６】本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】本発明の実施形態６の照明器具の概略構成を示す断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、直流電源となる平滑コンデンサＣ１の直流電圧を降圧して、負荷となる半導体発光素子４に直流電流を供給する降圧チョッパ回路３と、その制御回路５を備えている。
【００１７】
直流電源となる平滑コンデンサＣ１は、例えば商用交流電源を全波整流器（図示せず）により全波整流した直流電圧を充電されているものとする。全波整流器の交流入力側には高周波成分を除去するためのフィルタ回路を設けることが一般的である。また、全波整流器の直流出力側と平滑コンデンサＣ１の間に、昇圧チョッパ回路等を用いた力率改善回路を介在させても良い。
【００１８】
降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路を直流電源となる平滑コンデンサＣ１の両端間に接続するスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。
【００２０】
図５は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。
【００２１】
電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。
【００２２】
７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２、Ｒ４で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。
【００２４】
制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定され、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１が増加すると減少し、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３が増加すると増加する。
【００２５】
チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２がオンとなり、抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。
【００２７】
コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。
【００２８】
インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。５番ピンに接続された抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５はフィルタ回路を構成している。
【００２９】
制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００３０】
このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ１の電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。
【００３１】
ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。
【００３３】
ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。
【００３５】
このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。
【００３６】
ここで、制御電源回路１０の構成について説明する。本実施形態では、コンデンサＣ１の正極からドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成であり、より効率の良い電源供給手段として、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電する構成を併用している。コンデンサＣ３の電圧を規制する定電圧回路として、ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路を備えている。
【００３７】
コンデンサＣ１の電圧は、例えば、商用交流電源電圧（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）のピーク値付近の電圧（約１４０Ｖ）となる。このコンデンサＣ１から、降圧用の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介して制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３に充電電流を供給する。
【００３８】
コンデンサＣ３の電圧が制御用集積回路５０の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始され、インダクタＬ１に高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線ｎ２には高周波の矩形波電圧が発生する。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧によりダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１０を介して電流が流れて、コンデンサＣ１０が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に逆極性の電圧が発生するから、この電圧とコンデンサＣ１０の充電電圧を加算させた電圧によりダイオードＤ３と抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ３の電圧はさらに上昇しようとするが、ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路よりなる定電圧回路がコンデンサＣ３に並列接続されているので、その定電圧回路により電圧クランプされて、一定の制御電源電圧Ｖｃｃが生成される。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧をＶｚ、フォトカプラの発光素子ＰＣ１の順電圧をＶｆとすると、制御電源電圧Ｖｃｃは、Ｖｚ＋Ｖｆとなる。
【００４０】
なお、制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３の電圧は十数Ｖ程度である。コンデンサＣ３と並列に接続されたコンデンサＣ４は、ダイオードＤ３を介する充電電流の高周波成分をバイパスするための小容量のコンデンサである。
【００４１】
制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧されて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加される。また、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４と電圧調整回路９により分圧されて、制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）に印加される。これらの電圧は、上述のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を規定するために用いられる。
【００４２】
本実施形態では、１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１は一定であるが、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３は電圧調整回路９により補正可能となっている。インダクタＬ１の２次巻線ｎ２から得られる帰還電流が過大になると、コンデンサＣ３と並列に接続された定電圧回路（ツェナーダイオードＺＤ１とフォトカプラの発光素子ＰＣ１の直列回路）にオーバーフローする電流が増大する。すると、フォトカプラの発光素子ＰＣ１に流れる電流が増加するので、フォトカプラの受光素子ＰＣ２の抵抗は低下する。これにより、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を規定するコンデンサＣ９から抵抗Ｒ９を介する電荷の放電量が増加する方向に制御され、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３が低下するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなるように制御される。これにより、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２から得られる帰還電流は減少する方向に制御されるから、帰還電流が過大になることは無い。結果的に、回路定数等にばらつきがあっても、出力電流は一定化する方向に制御できる。
【００４３】
また、図１の回路では、直流電源としての平滑コンデンサＣ１の電圧が周期的に脈動した場合、あるいは不定期に変動した場合でも、半導体発光素子４の光出力がちらつかないように制御できる。
【００４４】
ここで、直流電源が周期的に脈動する顕著な事例として、例えば、谷埋め平滑回路を用いる場合がある。谷埋め平滑回路とは、図１のコンデンサＣ１に代えて、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサを中間に第１のダイオードを介在させて直列接続した回路を全波整流器の出力に接続し、第１の平滑コンデンサと第１のダイオードの直列回路に第２のダイオードを並列接続し、第１のダイオードと第２の平滑コンデンサの直列回路に第３のダイオードを並列接続した回路であり、第１のダイオードは第１及び第２の平滑コンデンサを充電する方向に接続され、第２、第３のダイオードはそれぞれ第２、第１の平滑コンデンサを放電する方向に接続される。この谷埋め平滑回路を用いると、交流電源から全波整流器を介して入力電流が流れている期間を長くすることができるので、通常のコンデンサインプット型の整流平滑回路に比べると、入力力率を改善できる。その反面、平滑出力電圧は全波整流された脈流電圧の谷部を山部の１／２の電圧で谷埋めしたような電圧波形となり、大きく脈動することになる。
【００４５】
例えば、商用交流電源が１００Ｖである場合、谷埋め平滑回路の出力電圧の山部は約１４０Ｖ、谷部は約７０Ｖとなる。負荷となる発光ダイオードの順方向電圧がＶｆ＝３．５Ｖ、直列個数ｎがｎ＝１０個とすると、負荷電圧としてのコンデンサＣ２の電圧はＶｃ２＝ｎ×Ｖｆ＝３５Ｖとなる。この場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は、谷埋め平滑回路の出力電圧の山部では、１４０Ｖ−３５Ｖ＝１０５Ｖとなるのに対して、谷部では７０−３５＝３５Ｖとなり、３倍もの開きが生じる。このため、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の上昇速度が電源電圧の山部と谷部とで異なることになる。
【００４６】
図１の構成では、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流の検出値が所定値に達したことを検出したときに、スイッチング素子Ｑ１をオフ制御しているので、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の上昇速度が異なる場合でも、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は理論的には一定のはずであり、半導体発光素子４に流れる平均電流も一定に保たれるように思われるが、実際には、制御の遅れがあるので、光出力に変動が生じる場合がある。
【００４７】
つまり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定値に達したことが検出された後、スイッチング素子Ｑ１が実際にオフされるまでの遅れ時間は一定であるのに対して、その遅れ時間の間にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流が増加する速度は入力電圧に応じて異なるので、実際に、スイッチング素子Ｑ１がオフされたときに流れていた電流のピーク値は僅かながら異なることになる。結果的に、半導体発光素子４に流れる平均電流も変動することになる。この変動を抑制するには、入力電圧が高いときにはスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を低めに補正すれば良いと言える。
【００４８】
図１の回路では、入力電圧が上昇した場合、ドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介してコンデンサＣ３に供給される電流も増えるので、この経路を介する電流の増大によって３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させる方向の制御が可能となる。
【００４９】
また、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、インダクタＬ１にはコンデンサＣ１の入力電圧Ｖｃ１からコンデンサＣ２の出力電圧Ｖｃ２を差し引いた電圧が印加されるから、その２次巻線ｎ２には、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧が誘起され、コンデンサＣ１０には入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）に応じた電圧が充電される。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、インダクタＬ１にはコンデンサＣ２の出力電圧Ｖｃ２が印加されるから、その２次巻線ｎ２には出力電圧Ｖｃ２を反映した電圧が誘起される。このため、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）に出力電圧Ｖｃ２を加算した電圧、換言すれば、入力電圧Ｖｃ１を反映した電流となる。したがって、図１の回路では、コンデンサＣ１の電圧が上昇すると、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流が増加し、これにより３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させる方向、つまり、スイッチング素子Ｑ１のピーク値を低下させる方向に制御される。
【００５０】
直流電源が周期的に脈動する他の事例として、平滑コンデンサＣ１としてアルミ電解コンデンサを使用している場合において、経年変化により平滑コンデンサＣ１の容量が著しく低下した場合が挙げられる。ＬＥＤのような半導体発光素子４を用いた点灯装置では、発光素子の寿命が非常に長いので、点灯装置の寿命は、他の部品、特にアルミ電解コンデンサの容量抜けによる光出力のちらつきで決まる場合が有り得る。このような場合でも、直流電源の電圧の脈動が半導体発光素子４の光出力に影響しないように電圧調整回路９により調整すれば、点灯装置の寿命末期までユーザーの快適性が損なわれることはなくなる。
【００５１】
次に、直流電源が不定期に変動する事例としては、商用電源電圧が瞬時低下した場合や、商用電源電圧にサージ電圧が混入した場合が挙げられる。また、自動車用のバッテリのように負荷の状態に応じて電源電圧が不定期に変動する場合が挙げられる。電気自動車やハイブリッド車の電池電圧はガソリン車の電池電圧よりも高く、図１のような降圧チョッパ回路３を用いて半導体発光素子４を点灯させる用途が有り得るが、負荷の状態に応じて電池電圧が不定期に変動した場合でも光出力が変動しないように、直流電源の電圧が高いときは電圧調整手段９によりスイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くするように調整すると良い。
【００５２】
なお、図１の回路の副次的効果として、フォトカプラの発光素子ＰＣ１が発光ダイオードで構成されていることにより、点灯装置の温度が上昇したときに、発光素子ＰＣ１の光出力が低下することで受光素子ＰＣ２の抵抗が上昇するから、３番ピンの電圧Ｖ３が上昇し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がピーク値が増加して、半導体発光素子４の温度上昇時の出力低下を補償する効果も期待できる。
【００５３】
（実施形態１’）
上述の実施形態１では、フォトカプラの受光素子ＰＣ２と抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ９よりなる電圧調整回路９により制御用集積回路５０の３番ピンの電圧Ｖ３を調整しているが、３番ピンの電圧Ｖ３に代えて、１番ピンの電圧Ｖ１を調整しても良い。例えば、図１の構成において、電圧調整回路９を抵抗Ｒ１４と並列に接続するのではなく、抵抗Ｒ１１と並列に接続する構成に変更しても良い。その場合、電圧調整回路９の抵抗値が低下すると、１番ピンの電圧Ｖ１が上昇するから、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。これにより、図１の回路と同様の制御が可能となる。
【００５４】
実施形態１及び１’では、ダイオードＤ３を介する帰還電流が流れるのはスイッチング素子Ｑ１がオフされている期間であり、スイッチング素子Ｑ１がオンされている期間にはダイオードＤ３を介する帰還電流は流れない。しかるに、３番ピンまたは１番ピンの電圧調整が必要となるタイミングは、スイッチング素子Ｑ１がオンされている期間の最後のタイミングである。そこで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にダイオードＤ３を介して流れる帰還電流によるフィードバック効果を次回のスイッチング素子Ｑ１のオン期間の最後のタイミングまで持続させるために、適切な容量のコンデンサＣ９を電圧調整回路９に設けている。
【００５５】
このコンデンサＣ９を省略するには、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にインダクタＬ１の２次巻線から得られる帰還電流を直接利用すればよい。そのような実施形態を次に説明する。
【００５６】
（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から得られる帰還電流を抵抗Ｒ９とダイオードＤ９よりなる電圧調整回路を介して制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に帰還させている。この場合、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなる方向に制御される。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧となる。
【００５７】
負荷が短絡した場合のように、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が著しく低くなると、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は高くなる。このため、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１は増大し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。これにより負荷短絡時のスイッチング電流を低減することができる。
【００５８】
また、負荷が正常（短絡していない）場合において、半導体発光素子４としてＬＥＤの直列回路を用いている場合、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略一定となる。インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、入出力電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）を反映した電圧となるが、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が略一定であるために、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’に発生する電圧は、実質的にコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１に応じて決まる。コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が増加すると、抵抗Ｒ９とダイオードＤ９を介して制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に帰還する電流が増えるので、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。これにより実施形態１と同様の動作を実現できる。
【００５９】
（実施形態２’）
上述の実施形態２では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から得られる帰還電流が増大したときに、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧Ｖ１を上昇させるように制御しているが、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を減少させるように制御しても良い。例えば、図２のダイオードＤ９に代えて、ＮＰＮトランジスタ（図示せず）のベースを抵抗Ｒ９に接続し、該トランジスタのコレクタを３番ピン（ＭＵＬＴ）に、エミッタを６番ピン（ＧＮＤ）に接続する。このように構成すれば、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２’から抵抗Ｒ９を介して流れる電流が増加すると、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３は低下する方向に制御されるから、図２と同等の制御が可能となる。
【００６０】
実施形態２、２’では、図１のコンデンサＣ９に相当する部品が不要となるので、電源側または負荷側の瞬間的な変化に対しても、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を素早く変化させることができる。
【００６１】
（実施形態３）
図３は本発明の実施形態３の回路図である。上述の実施形態１，２では、降圧チョッパ回路３をいわゆる臨界モードで動作させるために、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２を制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）に接続していたが、本実施形態では、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）にオフ時間設定回路８を接続している。このオフ時間設定回路８は、コンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路と、コンデンサＣ６，Ｃ７にそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７と、コンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路に充電電流を流すためのダイオードＤ４よりなる。コンデンサＣ７の電圧は、制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に入力されている。
【００６２】
スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなるから、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサＣ６，Ｃ７の分圧比で決まり、定常的には抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサＣ６，Ｃ７の分圧比と抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に、制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）は、７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）のゲートドライブ電圧Ｖｇを所定の分圧比ｋ（０＜ｋ＜１）で分圧した初期設定電圧ｋ×Ｖｇとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。
【００６３】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ４が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサＣ６の電荷は抵抗Ｒ６を介して放電され、コンデンサＣ７の電荷は抵抗Ｒ７を介して放電される。制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）の電圧は、上述の初期設定電圧ｋ×Ｖｇを起点として、コンデンサＣ７と抵抗Ｒ７の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Ｑ１がオフした後、所定の時間が経過した時点で、５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）により擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Ｑ１は再度オンとなる。
【００６４】
したがって、図１の構成では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、コンデンサＣ６，Ｃ７と抵抗Ｒ６，Ｒ７の定数で決まる固定時間となる。このため、負荷に応じてオフ時間を設定しても、負荷が異なると、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じる不連続モードとなったり、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードとなったりする。本実施形態では、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードまたは臨界モードとなるように、負荷に応じてオフ時間を設定しているものとする。
【００６５】
また、本実施形態では、上述の図２の回路において、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）とインダクタＬ１の２次巻線ｎ２’との間に接続されていた抵抗Ｒ９とダイオードＤ９の直列回路を、ダイオードＤ９の極性を逆向きにして、３番ピン（ＭＵＬＴ）と２次巻線ｎ２の間に接続しており、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧により制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を制御可能としている。電圧調整回路の抵抗Ｒ９の抵抗値は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に比べると十分に高い抵抗値となるように設定されており、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により設定される基準電圧を補正する程度の僅かな電流を流すものである。上述の各実施形態についても同様である。
【００６６】
スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧が増大すると、抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１４に流れるはずの電流の一部を抵抗Ｒ９とダイオードＤ９を介して２次巻線ｎ２側に引き抜くことにより、３番ピン（ＭＵＬＴ）の電圧Ｖ３を低下させるように制御する。これにより実施形態１，２と同様の制御が可能となる。
【００６７】
（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、コンデンサＣ３とツェナーダイオードＺＤ１の間に低抵抗ｒを接続し、コンデンサＣ３の電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧した可変電圧を制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加し、ツェナーダイオードＺＤ１の電圧を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により分圧した固定電圧を３番ピン（ＭＵＬＴ）に印加している。また、８番ピン（Ｖｃｃ）にはツェナーダイオードＺＤ１の電圧を供給している。ドロッパ抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４またはダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に供給される電流が増加すると、コンデンサＣ３の電圧がツェナーダイオードＺＤ１の電圧に対して余分に上昇し、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の電圧が上昇するから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は低下する方向に制御される。その他の構成及び動作については上述の実施形態と同様である。
【００６８】
（実施形態５）
上述の各実施形態では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。
【００６９】
また、図６（ｂ）〜（ｅ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図６（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図６（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄ、図６（ｅ）はフォワードコンバータ回路３ｅの例である。
【００７０】
図６（ｂ）〜（ｅ）に示すスイッチング電源回路では、いずれもスイッチング素子Ｑ１がオンのときに、インダクタンス要素（Ｌ１またはＴ１）には電源電圧が印加されるから、その期間にインダクタンス要素の２次巻線から検出される電圧は電源電圧を反映したものとなり、これを用いて実施形態１〜４と同様にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を補正すれば、出力を安定化することができる。
【００７１】
また、図６（ａ）、（ｃ）、（ｄ）に示すスイッチング電源回路では、いずれもスイッチング素子Ｑ１がオフのときに、インダクタンス要素（Ｌ１またはＴ１）には負荷電圧が印加されるから、その期間にインダクタンス要素の２次巻線から検出される電圧は負荷電圧を反映したものとなり、これを用いてスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を補正すれば、出力を安定化することができる。
【００７２】
また、電源状態や負荷状態を検出する検出巻線を、ゼロクロス検出巻線または制御電源供給用巻線と兼用すれば、実施形態１〜４と同様に、構成を簡単化できる。
【００７３】
（実施形態６）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置１は場所によらず設置可能となる。
【００７４】
器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。
【００７５】
電源ユニットとしての点灯装置１の内部には、図１〜図４に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。
【００７６】
本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。
【００７７】
また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。
【００７８】
上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。
【符号の説明】
【００７９】
Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
ｎ２ ２次巻線
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
５ 制御回路
９ 電圧調整回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記インダクタンス要素から放出される電流を半導体発光素子に供給するダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出すると前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記制御手段は、前記インダクタンス要素に設けた２次巻線に誘起される電圧の変化により前記インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出するとともに、前記２次巻線の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項２】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記インダクタンス要素から放出される電流を半導体発光素子に供給するダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うと前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記インダクタンス要素に設けた２次巻線に誘起される電圧により充電されて前記制御手段に制御電源を供給する平滑コンデンサを備え、前記制御手段は、前記２次巻線の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項３】
前記２次巻線は前記制御手段が前記インダクタンス要素のエネルギー放出完了を検出するための検出巻線と兼用されていることを特徴とする請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項４】
端子電圧が定電圧性を有する発光素子と他の定電圧素子とを直列接続して成る定電圧回路を前記平滑コンデンサと並列に接続し、前記発光素子の光出力を受けて前記所定値を補正する受光素子を前記調整手段に設けたことを特徴とする請求項２または３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項５】
前記直流電源は、電圧が周期的に脈動する、または不定期に変動する電源であり、前記調整手段による補正は、前記脈動または変動による半導体発光素子の光出力の脈動または変動を抑制する方向に前記所定値を変化させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項６】
前記調整手段は、前記スイッチング素子がオンのときに前記２次巻線に誘起される電圧または前記スイッチング素子がオフのときに前記２次巻線に誘起される電圧またはそれらの和の電圧のいずれかが増加すると前記所定値を低下させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。
【請求項１】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記インダクタンス要素から放出される電流を半導体発光素子に供給するダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出すると前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記制御手段は、前記インダクタンス要素に設けた２次巻線に誘起される電圧の変化により前記インダクタンス要素が所定のエネルギーを放出したことを検出するとともに、前記２次巻線の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項２】
直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記インダクタンス要素から放出される電流を半導体発光素子に供給するダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記スイッチング素子のオフ時に所定の条件が整うと前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
前記インダクタンス要素に設けた２次巻線に誘起される電圧により充電されて前記制御手段に制御電源を供給する平滑コンデンサを備え、前記制御手段は、前記２次巻線の出力に応じて前記所定値を補正する調整手段を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
【請求項３】
前記２次巻線は前記制御手段が前記インダクタンス要素のエネルギー放出完了を検出するための検出巻線と兼用されていることを特徴とする請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項４】
端子電圧が定電圧性を有する発光素子と他の定電圧素子とを直列接続して成る定電圧回路を前記平滑コンデンサと並列に接続し、前記発光素子の光出力を受けて前記所定値を補正する受光素子を前記調整手段に設けたことを特徴とする請求項２または３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項５】
前記直流電源は、電圧が周期的に脈動する、または不定期に変動する電源であり、前記調整手段による補正は、前記脈動または変動による半導体発光素子の光出力の脈動または変動を抑制する方向に前記所定値を変化させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項６】
前記調整手段は、前記スイッチング素子がオンのときに前記２次巻線に誘起される電圧または前記スイッチング素子がオフのときに前記２次巻線に誘起される電圧またはそれらの和の電圧のいずれかが増加すると前記所定値を低下させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−１０９１４１（Ｐ２０１２−１０９１４１Ａ）
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５７６７７（Ｐ２０１０−２５７６７７）
【出願日】平成２２年１１月１８日（２０１０．１１．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１８日（２０１０．１１．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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