半導体集積回路およびスイッチング電源装置
【課題】専用の端子を新たに設けることなく、外部から入力されたモード切替信号を検出できるようにする。
【解決手段】制御用ＩＣ１０は、ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力される補助巻線Ｎ３の電圧から半導体スイッチＱ１のターンオフを検出する比較器ＣＰ１と、そのターンオフ検出から所定時間をカウントするタイマ２１と、電流検出端子ＩＳに入力される電圧から半導体スイッチＱ１がオンしている時の通常の第１の電圧信号とは異なる第２の電圧信号を検出する比較器ＣＰ２とを備え、既存の電流検出端子ＩＳでモード切替回路１５ａ，１５ｂにより供給される第２の電圧信号をも検出できるようにした。半導体スイッチＱ１のターンオフから所定時間後に第２の電圧信号を検出することにより、専用の端子を新設することなく、たとえば過電流制限スレッシュレベル変更回路２８による動作モードの切り替えが可能になる。
【解決手段】制御用ＩＣ１０は、ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力される補助巻線Ｎ３の電圧から半導体スイッチＱ１のターンオフを検出する比較器ＣＰ１と、そのターンオフ検出から所定時間をカウントするタイマ２１と、電流検出端子ＩＳに入力される電圧から半導体スイッチＱ１がオンしている時の通常の第１の電圧信号とは異なる第２の電圧信号を検出する比較器ＣＰ２とを備え、既存の電流検出端子ＩＳでモード切替回路１５ａ，１５ｂにより供給される第２の電圧信号をも検出できるようにした。半導体スイッチＱ１のターンオフから所定時間後に第２の電圧信号を検出することにより、専用の端子を新設することなく、たとえば過電流制限スレッシュレベル変更回路２８による動作モードの切り替えが可能になる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に絶縁トランスの一次側巻線に流れる電流値と出力電圧から帰還されたフィードバック信号とを比較して出力電圧の安定化を行う電流モード制御タイプのスイッチング電源装置の制御用集積回路に適用して好適な半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、たとえば携帯電話機、デジタルカメラなどの電子機器に搭載され、入力電圧を昇圧または降圧して負荷へ供給するために用いられている。こうしたスイッチング電源装置においては電子機器が要求する電源仕様に応じて、電源動作に関する状態を様々な方法で設定している。
【０００３】
スイッチング電源装置に関するスイッチング周波数などの重要パラメータは、電源ノイズ特性、部品サイズ、部品の耐圧、温度上昇などに影響を与えるため、いくつかの設定方法が考えられている。下記の特許文献１に示されるスイッチング電源回路は、直流電源から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個直列接続の白色発光ダイオードに供給し、これらの白色発光ダイオードを駆動しようとするものである。このスイッチング電源回路には、スイッチング周波数を調整するために、昇圧チョッパレギュレータの発振回路に外付け抵抗が調整抵抗として設けられている。
【０００４】
通常、スイッチング電源回路を携帯機器、液晶テレビ、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）プレーヤなどの電子機器に使用する場合、スイッチング電源回路から発生するノイズには、電子機器内の他の集積回路に悪影響を及ぼすノイズと及ぼさないノイズとがある。特許文献１に示されたスイッチング電源回路の発明は、外付け抵抗の抵抗値とスイッチング周期とが線形関係にあることから、スイッチング周期を外付け抵抗一つの取替えで自由に変化させることができるようにして、発生ノイズの調整を容易にしている。しかし、昇圧チョッパレギュレータを含む電源制御ＩＣ（集積回路）に対してこの発明を適用するためには、新たに周波数調整抵抗を接続する専用端子が必要になるといった問題が残されている。
【０００５】
スイッチング電源装置を制御するための電源制御ＩＣは、コストやパッケージ面積などを抑えるという要請からその端子数が限られてくる。そのため、電源制御ＩＣには、上述したスイッチング周波数以外のパラメータを設定する専用端子が設けられていないケースが多い。この場合、多様な電子機器の電源仕様に応じるために、電源制御ＩＣ自体のラインアップを増やすことで対応せざるをえない。
【０００６】
しかし、電子機器の電源仕様別に電源制御ＩＣのラインアップが増えれば、製品のコストアップにも繋がる。そこで、電子機器のコスト低減のためには、一つの電源制御ＩＣで必要な複数種類の動作状態の選択が可能な製品が求められてくる。
【０００７】
こうした要請に応じるものとして、下記の特許文献２には多機能キャパシタを利用して電源制御ＩＣの端子数を増やすことなしに、電源制御ＩＣの初期化期間中に動作状態の設定を行う発明が開示されている。この発明は、複数の機能パラメータや動作モードから選択を行うために、たとえば集積回路のピンに結合される特定の多機能キャパシタの容量値を選択するなどして、単一部品で複数の動作状態の設定を実現しようとするものである。ここで、多機能キャパシタとは、初期化期間において機能パラメータ、動作モードまたは他のデバイス特性を設定する以外に、通常の集積回路の動作中に何らかの通常機能を有するものである。たとえば、電源ピンデカップリングキャパシタまたはフィードバックピンループ補償キャパシタなどが初期化中におけるパラメータ／モード選択キャパシタとして利用することができる。
【０００８】
この特許文献２では、上述した電源ピンデカップリングキャパシタやフィードバックピンループ補償キャパシタなど、本来は他の目的で配置されたキャパシタをモード設定に流用すべく、キャパシタの容量値が決定され、適切にモード設定が行われる。しかし、初期化期間でのモード設定が終了した後には、当該キャパシタはその本来の目的のために使われることになる。そのため、これらのキャパシタの容量値は、その本来の目的を実現するために適した大きさに設定されていなければならない。
【０００９】
ここで、フィードバックピンループ補償キャパシタは、本来の目的が電源制御ＩＣのフィードバックピンループの周波数特性を補償することであって、スイッチング電源装置における電源制御のフィードバックループが不安定にならないように配置されるものである。このフィードバックピンループ補償キャパシタは、容量値がフィードバックループの安定に最適な値より小さく設定されていれば、系は不安定になって発振する。反対に、最適値より大きく設定されていれば、電源システムとしての応答が遅くなり、たとえば負荷が変動してもすぐには出力電圧を回復できない。したがって、このキャパシタの容量値は、フィードバック系の応答へ与える影響が大きく、その変更によって位相補償の調整が制限されたり、電源が異常発振したりするなど、スイッチング電源装置の設計自体を制約するという問題があった。
【００１０】
また、一般に、電源制御ＩＣに電源電圧を供給する方法には、次の３種類のケースが想定される。第１のケースは、上述した特許文献２のように別の端子に接続された外部電源から内部レギュレータで電源電圧を作るものである。第２のケースは、起動時の初期化期間には外部電源に接続された（第１のケースの内部レギュレータに相当する）起動回路により生成される起動電流で電源電圧を作り、通常動作時には補助巻線から電源電圧の供給を受けるものである。第３のケースは、外部の電源を利用するものである。
【００１１】
電源ピンデカップリングキャパシタを多機能キャパシタとして利用するために、当該キャパシタを充電するための定電流を生成するレギュレータが電源制御ＩＣ内に必要である。電源ピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣ自体に電源を供給するために、電源制御ＩＣの電源ピン（とグランドピンとの間）に接続されるものだからである。ところが、電源ピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣの消費電流が大きくなって電源供給が間に合わなくなったり、電源電圧の変動があったりしたときのバッファとして機能するものである。また、電源ピンデカップリングキャパシタは、電源ライン上のリップルなどのノイズを除去するためにも機能している。そこで、こうした本来の目的を実現する上では、電源ピンデカップリングキャパシタの容量値をある程度大きくする必要がある。そのため、短期間に定電流で電源ピンデカップリングキャパシタの大きな容量値を充電しようとするとき、レギュレータからの定電流値を大きく設定しておく必要があり、大きい定電流を発生させるために規模の大きなレギュレータを用いなければならない。したがって、多機能キャパシタの利用には、コスト上の問題が生じる。
【００１２】
また、第３のケースでは、電源ピンを外部電源に接続して電源を供給しているため、常に電源ピンデカップリングキャパシタが外部電源と接続された状態になる。ところが、このような接続状態で電源ピンデカップリングキャパシタを定電流により充電しても、外部電源からの電流で充電されたのか、電源制御ＩＣで生成された定電流で充電されたのかの判別ができない。すなわち、電源ピンデカップリングキャパシタを初期化期間にモード設定に利用するには、電源ピンを外部電源から切り離す必要があって、この切り離しのための回路が電源制御ＩＣの外部に設けられることになる。したがって、特許文献２の方法は、第３のケースに適用してパラメータ／モードを設定するには不適切なものといえる。
【００１３】
以上、特許文献２の多機能キャパシタを利用する方法は、通常の機能に直接影響してしまうため使い方が難しい、規模の大きなレギュレータを設ける必要があってコストアップに繋がる、電源電圧の供給方式によっては適用することができない、などの問題があった。
【００１４】
さらに別の特許文献３には、端子数を増加させずにモード切替信号を入力するようにした半導体集積回路についての記載がある。ここでは、通常動作に必要な端子のうち通常動作時の入力電圧範囲が電源電圧および接地電位との間に差がある端子を利用して、当該端子に電源電圧近くの電圧または接地電位近くの電圧を入力したとき、半導体集積回路のモードの切り替えを行うようにしている。したがって、特許文献３の技術によれば、端子数を増加させることなくモード切替信号を入力することができる半導体集積回路が提供できる。
【００１５】
ところが、特許文献３では、電源制御ＩＣのフィードバック信号が入力されるフィードバック端子を使って、テストモードと通常動作モードの切り替えを行うようにしている。したがって、フィードバック端子に対してモード設定信号とフィードバック信号とを切り替えて供給するためには、電源制御ＩＣの外部に、モード設定信号を発生するとともにモード設定信号とフィードバック信号とを切り替える回路を設けなければならない。こうしたモード切り替えのやり方は、電源制御ＩＣを製品に実装する前のテストであれば問題ないが、スイッチング電源装置に実装した後では実行することは困難である。
【００１６】
特許文献１〜３における上記の問題に対し、本出願人は、ＰＣＴ／ＪＰ２０１０／０５４２１８を出願した。これは、制御出力用の端子またはセンス電流信号入力用の端子に状態判定用の抵抗を付加し、電源の立ち上がり時にこの抵抗値を読み込み、その大きさによって動作モードを設定するようにするものである。ただし、初期にモード設定することを前提としていて、動作中のモード変更に対応するものではない。
【００１７】
これに対し、特許文献４ではトランスの二次側出力巻線の出力電圧を検出するための制御巻線（補助巻線）の出力をフォトカプラでプルダウンさせることにより、モードの変更を制御部に指示するものである。制御部を構成する電源制御ＩＣからすると、これは制御巻線の出力を受ける専用端子を必要とするということになる。交流電源を整流したものまたは高電圧の直流電源を入力とするトランスを用いたスイッチング電源装置を構成する場合、補助巻線はまず制御部を構成する電源制御ＩＣに電源を供給することに使われるのが一般的だからである。
【００１８】
すなわち、電源供給を補助巻線から受ける場合、それを受ける端子には電源供給を安定化させるためにある程度容量値の大きいコンデンサを接続させるので、専用端子を設けずにこの端子に特許文献４の方法を適用しても、モード切り替えのための信号をうまく伝えられない場合がある。モード切り替えのための信号をうまく伝えられる場合でも、電源安定化用コンデンサの電荷を放電させてしまうので電源制御ＩＣの動作が不安定になったり消費電流が増えたりするなどの問題を引き起こしてしまうという問題点がある。したがって、どうしてもモード変更の信号を受けるための別端子を設ける必要があった。この別端子を設けた具体的構成例を以下に示す。
【００１９】
図４は従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図、図５は従来のスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
図示のスイッチング電源装置は、自励発振を利用したスイッチングを行うスイッチング電源であり、トランスＴと、半導体スイッチＱ１と、制御用ＩＣ１００と、フィードバック回路１１とを有している。トランスＴは、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ３を有している。トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端には、直流電源１２が接続されている。トランスＴの一次巻線Ｎ１の他端は、半導体スイッチＱ１および電流検出用の抵抗Ｒ１を介して接地されている。トランスＴの二次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１および出力コンデンサＣ１による整流平滑回路を介してこのスイッチング電源装置の出力端子１３に接続されている。
【００２０】
半導体スイッチＱ１は、ここではＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）としている。半導体スイッチＱ１のドレインは、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続され、ソースは、抵抗Ｒ１に接続され、ゲートは、制御用ＩＣ１００の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００２１】
トランスＴの補助巻線Ｎ３は、制御用ＩＣ１００のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続され、ダイオードＤ２を介して制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続されている。
スイッチング電源装置の正極側の出力端子１３には、フィードバック回路１１が接続されている。このフィードバック回路１１は、出力端子１３の出力電圧の変動を検出する抵抗Ｒ２，Ｒ３と、シャントレギュレータ１４と、フォトカプラＰＣ１ｅ，ＰＣ１ｒと、電流制限用の抵抗Ｒ４とを有している。受光側のフォトカプラＰＣ１ｒは、制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢに接続されている。シャントレギュレータ１４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって検出された出力電圧の変動に応じた電流を発光側のフォトカプラＰＣ１ｅに流し、受光側のフォトカプラＰＣ１ｒがその変動に対応する誤差信号を制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢに入力する。
【００２２】
ここで、制御用ＩＣ１００が半導体スイッチＱ１をオフさせているとき、抵抗Ｒ１には電流が流れないので、電流検出端子ＩＳに入力される信号は０になっている。制御出力端子ＯＵＴから半導体スイッチＱ１をオンさせる信号が出力されると、半導体スイッチＱ１は、オンとなる。これにより、トランスＴの一次巻線Ｎ１および半導体スイッチＱ１に電流が流れ、一次巻線Ｎ１には電磁エネルギが蓄積される。この期間に一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギは、半導体スイッチＱ１がオフの期間に二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を通して出力コンデンサＣ１に放出される。
【００２３】
スイッチング電源装置の出力電圧は、直流電源１２の入力電圧や負荷の大小により変動してしまうので、規定の出力電圧に対する誤差分をフィードバック回路１１が制御用ＩＣ１００にフィードバックする。このフィードバック信号と一次巻線Ｎ１および半導体スイッチＱ１に流れる電流を抵抗Ｒ１により電圧変換した信号とを比較することにより、半導体スイッチＱ１がオンしているデューティをコントロールし、出力電圧の安定化を図る動作を行う。
【００２４】
したがって、図５の波形に示すように、半導体スイッチＱ１がオンからオフに変化するタイミングは、フィードバック端子ＦＢにおけるフィードバック端子電圧／ｎ（またはこれをレベルシフトした電圧）と電流検出端子ＩＳにおける電圧とが一致したときとなる。一方、半導体スイッチＱ１がオンするタイミングは、ゼロ電流検出端子ＺＣＤの検出電圧が０に近づいたときである。すなわち、半導体スイッチＱ１がオフして一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギが二次巻線Ｎ２を通して出力に放出されると、二次巻線Ｎ２の電圧および一次巻線Ｎ１の電圧が低下する。この状態は、補助巻線Ｎ３にも伝達されるので、この電圧をゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力して、その検出電圧が０に近づいたことを検出すると、半導体スイッチＱ１をＯＮさせる。すなわち、ゼロ電流検出端子ＺＣＤは、半導体スイッチＱ１をターンオンさせるべきタイミングを検出するためのものである。この半導体スイッチＱ１のオン／オフを繰り返すことにより、出力電圧の安定化制御を行っている。
【００２５】
たとえば、このスイッチング電源装置の出力電圧が低下しようとする場合、フィードバック端子ＦＢの電圧は上昇してくる。すると、フィードバック端子電圧／ｎが電流検出端子ＩＳの電圧（またはこれをレベルシフトした電圧）と一致するまでの半導体スイッチＱ１のオン期間が長くなり、一次巻線Ｎ１へのエネルギ蓄積量が多くなるので、出力電圧を上昇させるように働く。
【００２６】
また、このスイッチング電源装置は、モード切替回路１５を備えている。このモード切替回路１５は、モード切替信号入力端子１６を有し、このモード切替信号入力端子１６は、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のベースとエミッタとの間には、抵抗Ｒ６が接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ２のコレクタは、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅおよび抵抗Ｒ７を介してスイッチング電源装置の正極側の出力端子１３に接続されている。受光側のフォトカプラＰＣ２ｒは、制御用ＩＣ１００の切替信号検出端子ＭＣに接続され、プルアップ抵抗Ｒ８を介して制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続されている。
【００２７】
モード切替信号入力端子１６に入力されるモード切替信号がＨ（High）レベルであると、トランジスタＱ２がオンして発光側のフォトカプラＰＣ２ｅが発光する。これにより受光側のフォトカプラＰＣ２ｒがオンして、切替信号検出端子ＭＣの電位がＬ（Low）レベルになる。また、モード切替信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフして発光側のフォトカプラＰＣ２ｅは発光しない。これにより受光側のフォトカプラＰＣ２ｒがオフして、切替信号検出端子ＭＣの電位がＨレベルになる。制御用ＩＣ１００は、切替信号検出端子ＭＣの電位がＬレベルであるかＨレベルであるかによってモードの切り替えを行う。
【００２８】
以上のように、従来のスイッチング電源装置の回路では、モードの切り替えを行いたい場合、制御用ＩＣ１００に切替信号検出端子ＭＣを別個に設けていた。また、一次側と二次側の絶縁状態を保ちたい場合は、フォトカプラＰＣ２ｅ，ＰＣ２ｒを使用していた。そして、動作モードを切り替えるときには、外部からモード切替信号を入力して、切替信号検出端子ＭＣの論理状態を変化させ、これを制御用ＩＣ１００の内部回路で検出して所定の動作に切り替えることを行っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００７−１４０８２号公報（段落番号〔００３９〕〜〔００４６〕など参照）
【特許文献２】特開２００７−７３９５４号公報（段落番号〔０００３〕〜〔００２８〕など参照）
【特許文献３】特開２００７−２５８２９４号公報（段落番号〔００２３〕〜〔００２７〕など参照）
【特許文献４】特開２００２−１３６１２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
しかし、このような切替信号の検出方法では、外部から入力された切替信号を制御用ＩＣが検出するために、制御用ＩＣに専用の端子を設ける必要がある。たとえば、現在の標準的なＡＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＤＣのスイッチング電源のための制御用ＩＣには８ピンのものがある。最低限必要となる機能がその８ピンに盛り込まれていて空きピンがない場合、他の便利な端子機能を削除したり、最悪の場合、端子数を増加させるためにパッケージを変更したりする必要があり、機能不足やコストアップとなってしまう。
【００３１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、専用の端子を新たに設けることなく、外部から入力されたモード切替信号を検出することができる半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明では、上記の課題を解決するために、トランスの一次巻線に接続された半導体スイッチを駆動する信号を出力する制御出力端子と、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、二次側出力電圧の誤差分がフィードバックされるフィードバック端子と、前記トランスの補助巻線に接続されて前記トランスの補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを備えた半導体集積回路であって、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部と、を備えていることを特徴とする半導体集積回路が提供される。
【００３３】
また、本発明では、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランス、前記一次巻線に接続された半導体スイッチ、前記二次巻線から出力された出力電圧の誤差分をフィードバックするフィードバック回路、および、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、前記フィードバック回路による前記誤差分を入力するフィードバック端子と、前記補助巻線に接続されて前記補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを有して前記第１の電圧信号と前記誤差分とから前記出力電圧を安定化するよう前記半導体スイッチを制御する半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置であって、外部からのモード切替信号に応じて前記半導体スイッチがオフしている期間に前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を前記電流検出端子に供給できるモード切替回路を備え、前記半導体集積回路は、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部とを有している、ことを特徴とするスイッチング電源装置が提供される。
【００３４】
このような半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置によれば、半導体集積回路にタイマ、比較器および動作モード切替部を設けている。これにより、電流検出端子は、半導体スイッチがターンオンしたときの第１の電圧信号以外に、半導体スイッチがターンオフしたときに第２の電圧信号を検出することができるようになる。タイマが半導体スイッチのターンオフからカウントして所定時間経過後に比較器が第２の電圧信号を検出できるようにしたことにより、専用の端子を新たに設けることなく、動作モード切替部による動作モードの切り替えを可能にしている。
【発明の効果】
【００３５】
上記構成の半導体集積回路およびスイッチング電源装置によれば、半導体スイッチがオンしている期間における半導体集積回路の電流検出端子の機能である通常動作時の第１の電圧信号の入力以外に、半導体スイッチがオフしている期間に外部から入力されたモード切替信号による第２の電圧信号を検出できるようにしている。半導体スイッチがオフしている期間に通常では電流検出端子に現れるはずのない第２の電圧信号を検出できるようにしたことにより、新たに外部信号検出のための専用端子を追加したり、外部信号検出機能を追加するために現存する有用な機能を削除したりすることなく、所定のモード切り替えが可能となるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図、図２はこのスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【００３８】
このスイッチング電源装置は、トランスＴと、半導体スイッチＱ１と、制御用ＩＣ１０と、フィードバック回路１１とを有している。トランスＴは、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ３を有している。トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端には、直流電源１２が接続されている。この直流電源１２は、商用交流電源をダイオードブリッジで全波整流したものでもよい。トランスＴの一次巻線Ｎ１の他端は、半導体スイッチＱ１および電流検出用の抵抗Ｒ１を介して接地されている。トランスＴの二次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１および出力コンデンサＣ１による整流平滑回路を介してこのスイッチング電源装置の出力端子１３に接続されている。
【００３９】
半導体スイッチＱ１は、ここではＮチャネルのＭＯＳＦＥＴとしている。半導体スイッチＱ１のドレインは、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続され、ソースは、抵抗Ｒ１および制御用ＩＣ１０の電流検出端子ＩＳに接続され、ゲートは、制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。半導体スイッチＱ１のドレインおよびソース間には、共振用のコンデンサＣｄが接続されている。
【００４０】
トランスＴの補助巻線Ｎ３は、ダイオードＤ２を介して制御用ＩＣ１０の電源端子ＶＣＣに接続されるとともに、制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続されている。
スイッチング電源装置の正極側の出力端子１３には、フィードバック回路１１が接続されている。このフィードバック回路１１は、正極側の出力端子１３と二次側のグランドとの間に接続されて出力端子１３の出力電圧の変動を検出する直列接続の抵抗Ｒ２，Ｒ３を有している。また、正極側の出力端子１３と二次側のグランドとの間には、電流制限用の抵抗Ｒ４と、発光側のフォトカプラＰＣ１ｅと、シャントレギュレータ１４とが直列に接続されている。シャントレギュレータ１４のリファレンス端子は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との共通の接続部が接続されている。一方、発光側のフォトカプラＰＣ１ｅと対の受光側のフォトカプラＰＣ１ｒは、制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに接続されている。シャントレギュレータ１４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって検出された出力電圧の変動に応じた電流を発光側のフォトカプラＰＣ１ｅに流し、受光側のフォトカプラＰＣ１ｒがその変動に対応する誤差信号を制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに入力する。
【００４１】
これにより、半導体スイッチＱ１に流れる電流を電圧変換した電圧値と、出力電圧の誤差分をフィードバックした電圧とを比較し、出力電圧を安定化制御する電流モード制御タイプのスイッチング電源を構成している。
【００４２】
このスイッチング電源装置は、さらに、モード切替回路１５ａ，１５ｂを備えている。モード切替回路１５ａは、モード切替信号を入力するモード切替信号入力端子１６を有し、このモード切替信号入力端子１６は、抵抗Ｒ５を介してＮＰＮタイプのトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ６の一端に接続され、抵抗Ｒ６の他端とトランジスタＱ２のエミッタとは、二次側のグランドに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅおよび抵抗Ｒ７を介してスイッチング電源装置の正極側の出力端子１３に接続されている。
【００４３】
一方、モード切替回路１５ｂは、制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続された補助巻線Ｎ３と電流検出端子ＩＳとの間に、ダイオードＤ３、レベル調整用の抵抗Ｒ９、ＰＮＰタイプのトランジスタＱ３が直列に接続されている。トランジスタＱ３のエミッタとベースとの間には抵抗Ｒ１０が接続され、ベースは抵抗Ｒ１１を介して一次側のグランドに接続されている。また、トランジスタＱ３のエミッタとレベル調整用の抵抗Ｒ９との接続点Ａには、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅと対をなす受光側のフォトカプラＰＣ２ｒが接続されている。
【００４４】
制御用ＩＣ１０は、電源端子ＶＣＣおよびグランド端子ＧＮＤを有し、電源端子ＶＣＣは、補助巻線Ｎ３から電源の供給を受け、グランド端子ＧＮＤは、一次側のグランドに接続されている。
【００４５】
制御用ＩＣ１０は、比較器ＣＰ１を有し、その非反転入力端子には、ゼロ電流検出端子ＺＣＤが接続され、反転入力端子には、電圧源ＶＰ１が接続されている。この電圧源ＶＰ１は、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる電圧よりも低いスレッシュレベルを設定している。比較器ＣＰ１の出力端子には、タイマ２１が接続されている。タイマ２１は、比較器ＣＰ１が半導体スイッチＱ１のターンオフを検出したタイミングからカウントを開始し、所定の時間が経過した後、パルス信号を出力する機能を有している。
【００４６】
制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤは、また、バレー検出部２２および１ショット回路２３を介してＲＳフリップフロップ回路２４のセット端子Ｓに接続されている。ＲＳフリップフロップ回路２４の出力端子Ｑは、ドライバ２５を介してこの制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００４７】
制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢは、レベルシフト回路２６を介して電流比較器２７の反転入力端子に接続されている。電流比較器２７の出力端子は、ＲＳフリップフロップ回路２４のリセット端子Ｒに接続されている。
【００４８】
制御用ＩＣ１０の電流検出端子ＩＳは、電流比較器２７の非反転入力端子と、比較器ＣＰ２の非反転入力端子とに接続されている。比較器ＣＰ２の反転入力端子には、電圧源ＶＰ２が接続されている。この電圧源ＶＰ２は、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる電圧がモード切替回路１５ｂのダイオードＤ３、抵抗Ｒ９およびトランジスタＱ３を介して電流検出端子ＩＳに印加される電圧よりも低いスレッシュレベルを設定している。
【００４９】
比較器ＣＰ２の出力端子は、Ｄフリップフロップ回路２８のデータ入力端子Ｄに接続され、Ｄフリップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫには、タイマ２１のパルス信号出力が接続されている。
【００５０】
Ｄフリップフロップ回路２８の出力端子Ｑは、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９に接続されている。この過電流制限スレッシュレベル変更回路２９は、外部からモード切替信号入力端子１６にモード切替信号が入力されたときに切り替えられる動作モード切替部の一例として示したものである。本実施の形態では、モード切替信号に応じて電流比較器２７の反転入力端子に印加される過電流制限スレッシュレベルを変更する場合を示している。そのため、この過電流制限スレッシュレベル変更回路２９は、２つの電圧源ＶＰ３，ＶＰ４を備え、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して電流比較器２７の反転入力端子に接続されている。スイッチＳＷ１は、Ｄフリップフロップ回路２８の出力を受けるインバータ３０によって開閉駆動され、スイッチＳＷ２は、Ｄフリップフロップ回路２８の出力によって開閉駆動される。
【００５１】
以上のスイッチング電源装置の回路において、図２に示したように、制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴからＨレベルの信号を受けて半導体スイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線Ｎ１に電流が流れ、一次巻線Ｎ１に電磁エネルギが蓄積される。このとき、一次巻線Ｎ１の電流値は、抵抗Ｒ１によって電圧に変換され、電流検出端子ＩＳに入力される。また、トランスＴの補助巻線Ｎ３には、入力電圧×補助巻線数／一次巻線数で表される負電圧が発生する。
【００５２】
電流検出端子ＩＳに入力された検出電圧がフィードバック端子ＦＢにフィードバックされてレベルシフト回路２６によりレベルシフトされたフィードバック端子電圧／ｎに達すると、リセット信号がＲＳフリップフロップ回路２４に入力される。これにより、ドライバ２５は、半導体スイッチＱ１をオフ制御する。
【００５３】
半導体スイッチＱ１がオフされると、トランスＴの一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギは、二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ１に放出される。半導体スイッチＱ１がオフの期間、二次巻線Ｎ２にはダイオードＤ１に順方向に電流を流す方向に電圧Ｖｓ（＝電源出力電圧＋二次側のダイオードＤ１の順電圧）が発生する。このとき、補助巻線Ｎ３には、Ｖｓ×補助巻線数／二次巻線数となる正電圧が発生する。この電圧は、ダイオードＤ２で整流されて、制御用ＩＣ１０の電源端子ＶＣＣに供給され、制御用ＩＣ１０の電源として使用される。
【００５４】
出力コンデンサＣ１への電磁エネルギの放出が終了すると、一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｄとの共振により半導体スイッチＱ１のドレイン電圧が急速に低下し、補助巻線Ｎ３に誘起されていた電圧も低下する。この補助巻線Ｎ３の電圧は、ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力されている。ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力された電圧がバレー検出部２２のスレッシュレベルよりも低くなると、１ショット回路２３がセット信号を出力してＲＳフリップフロップ回路２４に入力し、半導体スイッチＱ１を再びオンする。以上の半導体スイッチＱ１のスイッチング動作が繰り返されることで、出力端子１３には、所定の電源電圧が連続供給される。
【００５５】
ここで、スイッチング電源装置の動作モードがＨレベル（第１の論理状態）のモード切替信号を入力しているＡモードであるとき、モード切替回路１５ａのトランジスタＱ２は、オンになり、フォトカプラＰＣ２ｅのＬＥＤがオン（発光）となる。このため、モード切替回路１５ｂのフォトカプラＰＣ２ｒのフォトトランジスタがオンとなり、トランジスタＱ３のエミッタ側の接続点Ａが接地される。これにより、トランジスタＱ３は、逆バイアスによりオフとなり、補助巻線Ｎ３の電圧は、電流検出端子ＩＳの電圧に何ら影響を与えない。したがって、電流検出端子ＩＳにおける電圧波形は、従来回路と同様に、半導体スイッチＱ１がオンしたときのみ、電流を電圧変換した三角波形が発生するだけとなる。
【００５６】
このＡモードのとき、比較器ＣＰ２の非反転入力に、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる高い正電圧が入力されることはないので、比較器ＣＰ２は、常にＬレベルの信号を出力している。一方、比較器ＣＰ１は、半導体スイッチＱ１がターンオフする毎に補助巻線Ｎ３から供給される高い正電圧を検出し、タイマ２１がその検出時点から所定時間後にパルス信号を出力している。したがって、Ｄフリップフロップ回路２８は、クロック入力端子ＣＫにタイマ２１からのパルス信号を受けた時点で比較器ＣＰ２が出力しているＬレベルの信号を保持し、次のパルス信号をクロック入力端子ＣＫに受けるまで、そのＬレベルの信号を出力端子Ｑに出力している。これにより、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９では、インバータ３０によって反転されたＨレベルの信号を受けているスイッチＳＷ１がオン（閉：導通状態）になって、電流比較器２７には、電圧源ＶＰ３の電圧が過電流制限スレッシュレベルとして供給されている。なお、スイッチＳＷ２はオフ（開：遮断状態）となっている。
【００５７】
次に、Ｌレベル（第２の論理状態）のモード切替信号がモード切替信号入力端子１６に入力された場合、モード切替回路１５ａは、そのトランジスタＱ２がオフするので、フォトカプラＰＣ２ｅのＬＥＤがオフする（発光しない）。これにより、モード切替回路１５ｂのフォトカプラＰＣ２ｒのフォトトランジスタがオフすることになる。このため、半導体スイッチＱ１がオフの期間に補助巻線Ｎ３に正電圧が発生すると、トランジスタＱ３がオンになり、電流検出端子ＩＳにその正電圧が供給されることになる。
【００５８】
なお、半導体スイッチＱ１がオンの期間では、補助巻線Ｎ３は負電圧になるため、そのままでは、電流検出端子ＩＳの電圧を負側に引っ張り、フィードバック信号との正常な比較ができなくなる。これを避けるために設けられたのがダイオードＤ３であり、このダイオードＤ３によって電流検出端子ＩＳが負側へ引っ張られることを防止している。
【００５９】
半導体スイッチＱ１がオフの期間になると、電流検出用の抵抗Ｒ１には、半導体スイッチＱ１の電流が流れない代わりに補助巻線Ｎ３にて発生された電流が流れ、電流検出端子ＩＳの電圧は正側に持ち上げられる。このとき、レベル調整用の抵抗Ｒ９によって、電流検出端子ＩＳの電圧値を調整することができる。たとえば、比較器ＣＰ２の電圧源ＶＰ２によって決められるスレッシュレベルが０．５ボルトとした場合、電流検出端子ＩＳが１ボルト程度となるようにレベル調整用の抵抗Ｒ９が選定される。
【００６０】
制御用ＩＣ１０では、比較器ＣＰ１がゼロ電流検出端子ＺＣＤの電圧を、電圧源ＶＰ１によるスレッシュレベルと比較し、半導体スイッチＱ１のターンオフのタイミングを検出している。一方、比較器ＣＰ２は、電流検出端子ＩＳの電圧を、電圧源ＶＰ２によるスレッシュレベルと比較し、半導体スイッチＱ１のオフ期間に供給されているはずの電圧を検出している。タイマ２１は、半導体スイッチＱ１がターンオフした瞬間のノイズによる電流検出端子ＩＳの電圧波形の歪の影響を受けないようにし、また、電流検出端子ＩＳの電圧が十分に上昇しきるまで待つためのものである。
【００６１】
半導体スイッチＱ１がオフの期間の、半導体スイッチＱ１がターンオフしたタイミングから所定時間後の時点で、電流検出端子ＩＳの電圧が電圧源ＶＰ２によるスレッシュレベルを超えていれば、動作モードは、Ｂモードに切り替えられる。このＢモードでは、Ｄフリップフロップ回路２８の出力端子Ｑは、Ｈレベルの信号を出力しているので、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９では、そのインバータ３０がスイッチＳＷ１を開制御し、Ｄフリップフロップ回路２８の出力によりスイッチＳＷ２が閉制御される。これにより、電流比較器２７には、電圧源ＶＰ４の電圧が過電流制限スレッシュレベルとして供給されることになる。
【００６２】
その後、半導体スイッチＱ１がターンオンして、電流検出端子ＩＳの電圧がＶＰ２より低下しても、Ｄフリップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫにタイマ２１からのパルス信号の入力がないので、出力端子Ｑの信号は、Ｈレベルのままである。したがって、半導体スイッチＱ１がオフ状態からターンオンしても、動作モードがＢモードからＡモードに戻ることはない。
【００６３】
なお、電流検出端子ＩＳの電圧は、半導体スイッチＱ１がオフの期間に上昇させていた状態から、ターンオンと同時に０ボルト近くまで下降する。このとき、ノイズなどにより、誤ってすぐにターンオフすることが懸念される。これは、バレー検出部２２が半導体スイッチＱ１をターンオンすべき電圧を検出したとき、１ショット回路２３がＲＳフリップフロップ回路２４のセット端子Ｓに所定時間（たとえば最小オン幅が数百ナノ秒に設定）セット信号を入力し続けることで回避している。これにより、半導体スイッチＱ１がターンオンするときのスイッチングノイズが大きくても、オンしてから所定時間の間はオフすることがないので、オンした直後にノイズによりオフしてしまう誤動作を防止することができる。
【００６４】
この動作モードがモード切替信号をＬレベルとするＢモードの具体例としては、スイッチング電源装置をスタンバイモードとする場合がある。スタンバイモードでは、制御用ＩＣ１０内の過電流制限スレッシュレベルを下げて（ＶＢ３の電圧＞ＶＢ４の電圧に設定）、通常時より軽い負荷で制限をかけるようにすることができる。また、スタンバイモードでは、余計な電力消費を抑え待機電力を低減する必要があるが、このＢモードでは、フォトカプラＰＣ２ｅ，ＰＣ２ｒがオフとなるので、その分、余計な消費電力を抑えることが可能になる。
【００６５】
図３は本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
この第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比較して、半導体スイッチＱ１のターンオフを検出する方法で相違している。すなわち、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御用ＩＣ４０では、ＲＳフリップフロップ回路２４の反転出力端子Ｑバーとタイマ２１とを接続している。これにより、タイマ２１は、半導体スイッチＱ１のターンオフ時にＨレベルとなるオフ制御信号を受けてカウントを開始し、所定時間経過後にパルス信号を出力し、Ｄフロップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫに供給する。
【００６６】
制御用ＩＣ４０の他の構成は、第１の実施の形態の制御用ＩＣ１０と同じであり、制御用ＩＣ４０以外のスイッチング電源装置の構成についても第１の実施の形態のものと同じである。したがって、制御用ＩＣ４０およびこれを使用したスイッチング電源装置の作用も、第１の実施の形態のものと同じであるため、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【符号の説明】
【００６７】
１０ 制御用ＩＣ
１１ フィードバック回路
１２ 直流電源
１３ 出力端子
１４ シャントレギュレータ
１５，１５ａ，１５ｂ モード切替回路
１６ モード切替信号入力端子
２１ タイマ
２２ バレー検出部
２３ １ショット回路
２４ ＲＳフリップフロップ回路
２５ ドライバ
２６ レベルシフト回路
２７ 電流比較器
２８ Ｄフリップフロップ回路
２９ 過電流制限スレッシュレベル変更回路
３０ インバータ
４０ 制御用ＩＣ
ＣＰ１，ＣＰ２ 比較器
ＦＢ フィードバック端子
ＧＮＤ グランド端子
ＩＳ 電流検出端子
ＯＵＴ 制御出力端子
ＶＣＣ 電源端子
ＺＣＤ ゼロ電流検出端子
Ｑ１ 半導体スイッチ
Ｔ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に絶縁トランスの一次側巻線に流れる電流値と出力電圧から帰還されたフィードバック信号とを比較して出力電圧の安定化を行う電流モード制御タイプのスイッチング電源装置の制御用集積回路に適用して好適な半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、たとえば携帯電話機、デジタルカメラなどの電子機器に搭載され、入力電圧を昇圧または降圧して負荷へ供給するために用いられている。こうしたスイッチング電源装置においては電子機器が要求する電源仕様に応じて、電源動作に関する状態を様々な方法で設定している。
【０００３】
スイッチング電源装置に関するスイッチング周波数などの重要パラメータは、電源ノイズ特性、部品サイズ、部品の耐圧、温度上昇などに影響を与えるため、いくつかの設定方法が考えられている。下記の特許文献１に示されるスイッチング電源回路は、直流電源から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個直列接続の白色発光ダイオードに供給し、これらの白色発光ダイオードを駆動しようとするものである。このスイッチング電源回路には、スイッチング周波数を調整するために、昇圧チョッパレギュレータの発振回路に外付け抵抗が調整抵抗として設けられている。
【０００４】
通常、スイッチング電源回路を携帯機器、液晶テレビ、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）プレーヤなどの電子機器に使用する場合、スイッチング電源回路から発生するノイズには、電子機器内の他の集積回路に悪影響を及ぼすノイズと及ぼさないノイズとがある。特許文献１に示されたスイッチング電源回路の発明は、外付け抵抗の抵抗値とスイッチング周期とが線形関係にあることから、スイッチング周期を外付け抵抗一つの取替えで自由に変化させることができるようにして、発生ノイズの調整を容易にしている。しかし、昇圧チョッパレギュレータを含む電源制御ＩＣ（集積回路）に対してこの発明を適用するためには、新たに周波数調整抵抗を接続する専用端子が必要になるといった問題が残されている。
【０００５】
スイッチング電源装置を制御するための電源制御ＩＣは、コストやパッケージ面積などを抑えるという要請からその端子数が限られてくる。そのため、電源制御ＩＣには、上述したスイッチング周波数以外のパラメータを設定する専用端子が設けられていないケースが多い。この場合、多様な電子機器の電源仕様に応じるために、電源制御ＩＣ自体のラインアップを増やすことで対応せざるをえない。
【０００６】
しかし、電子機器の電源仕様別に電源制御ＩＣのラインアップが増えれば、製品のコストアップにも繋がる。そこで、電子機器のコスト低減のためには、一つの電源制御ＩＣで必要な複数種類の動作状態の選択が可能な製品が求められてくる。
【０００７】
こうした要請に応じるものとして、下記の特許文献２には多機能キャパシタを利用して電源制御ＩＣの端子数を増やすことなしに、電源制御ＩＣの初期化期間中に動作状態の設定を行う発明が開示されている。この発明は、複数の機能パラメータや動作モードから選択を行うために、たとえば集積回路のピンに結合される特定の多機能キャパシタの容量値を選択するなどして、単一部品で複数の動作状態の設定を実現しようとするものである。ここで、多機能キャパシタとは、初期化期間において機能パラメータ、動作モードまたは他のデバイス特性を設定する以外に、通常の集積回路の動作中に何らかの通常機能を有するものである。たとえば、電源ピンデカップリングキャパシタまたはフィードバックピンループ補償キャパシタなどが初期化中におけるパラメータ／モード選択キャパシタとして利用することができる。
【０００８】
この特許文献２では、上述した電源ピンデカップリングキャパシタやフィードバックピンループ補償キャパシタなど、本来は他の目的で配置されたキャパシタをモード設定に流用すべく、キャパシタの容量値が決定され、適切にモード設定が行われる。しかし、初期化期間でのモード設定が終了した後には、当該キャパシタはその本来の目的のために使われることになる。そのため、これらのキャパシタの容量値は、その本来の目的を実現するために適した大きさに設定されていなければならない。
【０００９】
ここで、フィードバックピンループ補償キャパシタは、本来の目的が電源制御ＩＣのフィードバックピンループの周波数特性を補償することであって、スイッチング電源装置における電源制御のフィードバックループが不安定にならないように配置されるものである。このフィードバックピンループ補償キャパシタは、容量値がフィードバックループの安定に最適な値より小さく設定されていれば、系は不安定になって発振する。反対に、最適値より大きく設定されていれば、電源システムとしての応答が遅くなり、たとえば負荷が変動してもすぐには出力電圧を回復できない。したがって、このキャパシタの容量値は、フィードバック系の応答へ与える影響が大きく、その変更によって位相補償の調整が制限されたり、電源が異常発振したりするなど、スイッチング電源装置の設計自体を制約するという問題があった。
【００１０】
また、一般に、電源制御ＩＣに電源電圧を供給する方法には、次の３種類のケースが想定される。第１のケースは、上述した特許文献２のように別の端子に接続された外部電源から内部レギュレータで電源電圧を作るものである。第２のケースは、起動時の初期化期間には外部電源に接続された（第１のケースの内部レギュレータに相当する）起動回路により生成される起動電流で電源電圧を作り、通常動作時には補助巻線から電源電圧の供給を受けるものである。第３のケースは、外部の電源を利用するものである。
【００１１】
電源ピンデカップリングキャパシタを多機能キャパシタとして利用するために、当該キャパシタを充電するための定電流を生成するレギュレータが電源制御ＩＣ内に必要である。電源ピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣ自体に電源を供給するために、電源制御ＩＣの電源ピン（とグランドピンとの間）に接続されるものだからである。ところが、電源ピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣの消費電流が大きくなって電源供給が間に合わなくなったり、電源電圧の変動があったりしたときのバッファとして機能するものである。また、電源ピンデカップリングキャパシタは、電源ライン上のリップルなどのノイズを除去するためにも機能している。そこで、こうした本来の目的を実現する上では、電源ピンデカップリングキャパシタの容量値をある程度大きくする必要がある。そのため、短期間に定電流で電源ピンデカップリングキャパシタの大きな容量値を充電しようとするとき、レギュレータからの定電流値を大きく設定しておく必要があり、大きい定電流を発生させるために規模の大きなレギュレータを用いなければならない。したがって、多機能キャパシタの利用には、コスト上の問題が生じる。
【００１２】
また、第３のケースでは、電源ピンを外部電源に接続して電源を供給しているため、常に電源ピンデカップリングキャパシタが外部電源と接続された状態になる。ところが、このような接続状態で電源ピンデカップリングキャパシタを定電流により充電しても、外部電源からの電流で充電されたのか、電源制御ＩＣで生成された定電流で充電されたのかの判別ができない。すなわち、電源ピンデカップリングキャパシタを初期化期間にモード設定に利用するには、電源ピンを外部電源から切り離す必要があって、この切り離しのための回路が電源制御ＩＣの外部に設けられることになる。したがって、特許文献２の方法は、第３のケースに適用してパラメータ／モードを設定するには不適切なものといえる。
【００１３】
以上、特許文献２の多機能キャパシタを利用する方法は、通常の機能に直接影響してしまうため使い方が難しい、規模の大きなレギュレータを設ける必要があってコストアップに繋がる、電源電圧の供給方式によっては適用することができない、などの問題があった。
【００１４】
さらに別の特許文献３には、端子数を増加させずにモード切替信号を入力するようにした半導体集積回路についての記載がある。ここでは、通常動作に必要な端子のうち通常動作時の入力電圧範囲が電源電圧および接地電位との間に差がある端子を利用して、当該端子に電源電圧近くの電圧または接地電位近くの電圧を入力したとき、半導体集積回路のモードの切り替えを行うようにしている。したがって、特許文献３の技術によれば、端子数を増加させることなくモード切替信号を入力することができる半導体集積回路が提供できる。
【００１５】
ところが、特許文献３では、電源制御ＩＣのフィードバック信号が入力されるフィードバック端子を使って、テストモードと通常動作モードの切り替えを行うようにしている。したがって、フィードバック端子に対してモード設定信号とフィードバック信号とを切り替えて供給するためには、電源制御ＩＣの外部に、モード設定信号を発生するとともにモード設定信号とフィードバック信号とを切り替える回路を設けなければならない。こうしたモード切り替えのやり方は、電源制御ＩＣを製品に実装する前のテストであれば問題ないが、スイッチング電源装置に実装した後では実行することは困難である。
【００１６】
特許文献１〜３における上記の問題に対し、本出願人は、ＰＣＴ／ＪＰ２０１０／０５４２１８を出願した。これは、制御出力用の端子またはセンス電流信号入力用の端子に状態判定用の抵抗を付加し、電源の立ち上がり時にこの抵抗値を読み込み、その大きさによって動作モードを設定するようにするものである。ただし、初期にモード設定することを前提としていて、動作中のモード変更に対応するものではない。
【００１７】
これに対し、特許文献４ではトランスの二次側出力巻線の出力電圧を検出するための制御巻線（補助巻線）の出力をフォトカプラでプルダウンさせることにより、モードの変更を制御部に指示するものである。制御部を構成する電源制御ＩＣからすると、これは制御巻線の出力を受ける専用端子を必要とするということになる。交流電源を整流したものまたは高電圧の直流電源を入力とするトランスを用いたスイッチング電源装置を構成する場合、補助巻線はまず制御部を構成する電源制御ＩＣに電源を供給することに使われるのが一般的だからである。
【００１８】
すなわち、電源供給を補助巻線から受ける場合、それを受ける端子には電源供給を安定化させるためにある程度容量値の大きいコンデンサを接続させるので、専用端子を設けずにこの端子に特許文献４の方法を適用しても、モード切り替えのための信号をうまく伝えられない場合がある。モード切り替えのための信号をうまく伝えられる場合でも、電源安定化用コンデンサの電荷を放電させてしまうので電源制御ＩＣの動作が不安定になったり消費電流が増えたりするなどの問題を引き起こしてしまうという問題点がある。したがって、どうしてもモード変更の信号を受けるための別端子を設ける必要があった。この別端子を設けた具体的構成例を以下に示す。
【００１９】
図４は従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図、図５は従来のスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
図示のスイッチング電源装置は、自励発振を利用したスイッチングを行うスイッチング電源であり、トランスＴと、半導体スイッチＱ１と、制御用ＩＣ１００と、フィードバック回路１１とを有している。トランスＴは、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ３を有している。トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端には、直流電源１２が接続されている。トランスＴの一次巻線Ｎ１の他端は、半導体スイッチＱ１および電流検出用の抵抗Ｒ１を介して接地されている。トランスＴの二次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１および出力コンデンサＣ１による整流平滑回路を介してこのスイッチング電源装置の出力端子１３に接続されている。
【００２０】
半導体スイッチＱ１は、ここではＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）としている。半導体スイッチＱ１のドレインは、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続され、ソースは、抵抗Ｒ１に接続され、ゲートは、制御用ＩＣ１００の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００２１】
トランスＴの補助巻線Ｎ３は、制御用ＩＣ１００のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続され、ダイオードＤ２を介して制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続されている。
スイッチング電源装置の正極側の出力端子１３には、フィードバック回路１１が接続されている。このフィードバック回路１１は、出力端子１３の出力電圧の変動を検出する抵抗Ｒ２，Ｒ３と、シャントレギュレータ１４と、フォトカプラＰＣ１ｅ，ＰＣ１ｒと、電流制限用の抵抗Ｒ４とを有している。受光側のフォトカプラＰＣ１ｒは、制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢに接続されている。シャントレギュレータ１４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって検出された出力電圧の変動に応じた電流を発光側のフォトカプラＰＣ１ｅに流し、受光側のフォトカプラＰＣ１ｒがその変動に対応する誤差信号を制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢに入力する。
【００２２】
ここで、制御用ＩＣ１００が半導体スイッチＱ１をオフさせているとき、抵抗Ｒ１には電流が流れないので、電流検出端子ＩＳに入力される信号は０になっている。制御出力端子ＯＵＴから半導体スイッチＱ１をオンさせる信号が出力されると、半導体スイッチＱ１は、オンとなる。これにより、トランスＴの一次巻線Ｎ１および半導体スイッチＱ１に電流が流れ、一次巻線Ｎ１には電磁エネルギが蓄積される。この期間に一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギは、半導体スイッチＱ１がオフの期間に二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を通して出力コンデンサＣ１に放出される。
【００２３】
スイッチング電源装置の出力電圧は、直流電源１２の入力電圧や負荷の大小により変動してしまうので、規定の出力電圧に対する誤差分をフィードバック回路１１が制御用ＩＣ１００にフィードバックする。このフィードバック信号と一次巻線Ｎ１および半導体スイッチＱ１に流れる電流を抵抗Ｒ１により電圧変換した信号とを比較することにより、半導体スイッチＱ１がオンしているデューティをコントロールし、出力電圧の安定化を図る動作を行う。
【００２４】
したがって、図５の波形に示すように、半導体スイッチＱ１がオンからオフに変化するタイミングは、フィードバック端子ＦＢにおけるフィードバック端子電圧／ｎ（またはこれをレベルシフトした電圧）と電流検出端子ＩＳにおける電圧とが一致したときとなる。一方、半導体スイッチＱ１がオンするタイミングは、ゼロ電流検出端子ＺＣＤの検出電圧が０に近づいたときである。すなわち、半導体スイッチＱ１がオフして一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギが二次巻線Ｎ２を通して出力に放出されると、二次巻線Ｎ２の電圧および一次巻線Ｎ１の電圧が低下する。この状態は、補助巻線Ｎ３にも伝達されるので、この電圧をゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力して、その検出電圧が０に近づいたことを検出すると、半導体スイッチＱ１をＯＮさせる。すなわち、ゼロ電流検出端子ＺＣＤは、半導体スイッチＱ１をターンオンさせるべきタイミングを検出するためのものである。この半導体スイッチＱ１のオン／オフを繰り返すことにより、出力電圧の安定化制御を行っている。
【００２５】
たとえば、このスイッチング電源装置の出力電圧が低下しようとする場合、フィードバック端子ＦＢの電圧は上昇してくる。すると、フィードバック端子電圧／ｎが電流検出端子ＩＳの電圧（またはこれをレベルシフトした電圧）と一致するまでの半導体スイッチＱ１のオン期間が長くなり、一次巻線Ｎ１へのエネルギ蓄積量が多くなるので、出力電圧を上昇させるように働く。
【００２６】
また、このスイッチング電源装置は、モード切替回路１５を備えている。このモード切替回路１５は、モード切替信号入力端子１６を有し、このモード切替信号入力端子１６は、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のベースとエミッタとの間には、抵抗Ｒ６が接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ２のコレクタは、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅおよび抵抗Ｒ７を介してスイッチング電源装置の正極側の出力端子１３に接続されている。受光側のフォトカプラＰＣ２ｒは、制御用ＩＣ１００の切替信号検出端子ＭＣに接続され、プルアップ抵抗Ｒ８を介して制御用ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続されている。
【００２７】
モード切替信号入力端子１６に入力されるモード切替信号がＨ（High）レベルであると、トランジスタＱ２がオンして発光側のフォトカプラＰＣ２ｅが発光する。これにより受光側のフォトカプラＰＣ２ｒがオンして、切替信号検出端子ＭＣの電位がＬ（Low）レベルになる。また、モード切替信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフして発光側のフォトカプラＰＣ２ｅは発光しない。これにより受光側のフォトカプラＰＣ２ｒがオフして、切替信号検出端子ＭＣの電位がＨレベルになる。制御用ＩＣ１００は、切替信号検出端子ＭＣの電位がＬレベルであるかＨレベルであるかによってモードの切り替えを行う。
【００２８】
以上のように、従来のスイッチング電源装置の回路では、モードの切り替えを行いたい場合、制御用ＩＣ１００に切替信号検出端子ＭＣを別個に設けていた。また、一次側と二次側の絶縁状態を保ちたい場合は、フォトカプラＰＣ２ｅ，ＰＣ２ｒを使用していた。そして、動作モードを切り替えるときには、外部からモード切替信号を入力して、切替信号検出端子ＭＣの論理状態を変化させ、これを制御用ＩＣ１００の内部回路で検出して所定の動作に切り替えることを行っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開２００７−１４０８２号公報（段落番号〔００３９〕〜〔００４６〕など参照）
【特許文献２】特開２００７−７３９５４号公報（段落番号〔０００３〕〜〔００２８〕など参照）
【特許文献３】特開２００７−２５８２９４号公報（段落番号〔００２３〕〜〔００２７〕など参照）
【特許文献４】特開２００２−１３６１２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
しかし、このような切替信号の検出方法では、外部から入力された切替信号を制御用ＩＣが検出するために、制御用ＩＣに専用の端子を設ける必要がある。たとえば、現在の標準的なＡＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＤＣのスイッチング電源のための制御用ＩＣには８ピンのものがある。最低限必要となる機能がその８ピンに盛り込まれていて空きピンがない場合、他の便利な端子機能を削除したり、最悪の場合、端子数を増加させるためにパッケージを変更したりする必要があり、機能不足やコストアップとなってしまう。
【００３１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、専用の端子を新たに設けることなく、外部から入力されたモード切替信号を検出することができる半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明では、上記の課題を解決するために、トランスの一次巻線に接続された半導体スイッチを駆動する信号を出力する制御出力端子と、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、二次側出力電圧の誤差分がフィードバックされるフィードバック端子と、前記トランスの補助巻線に接続されて前記トランスの補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを備えた半導体集積回路であって、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部と、を備えていることを特徴とする半導体集積回路が提供される。
【００３３】
また、本発明では、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランス、前記一次巻線に接続された半導体スイッチ、前記二次巻線から出力された出力電圧の誤差分をフィードバックするフィードバック回路、および、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、前記フィードバック回路による前記誤差分を入力するフィードバック端子と、前記補助巻線に接続されて前記補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを有して前記第１の電圧信号と前記誤差分とから前記出力電圧を安定化するよう前記半導体スイッチを制御する半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置であって、外部からのモード切替信号に応じて前記半導体スイッチがオフしている期間に前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を前記電流検出端子に供給できるモード切替回路を備え、前記半導体集積回路は、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部とを有している、ことを特徴とするスイッチング電源装置が提供される。
【００３４】
このような半導体集積回路およびこのような半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置によれば、半導体集積回路にタイマ、比較器および動作モード切替部を設けている。これにより、電流検出端子は、半導体スイッチがターンオンしたときの第１の電圧信号以外に、半導体スイッチがターンオフしたときに第２の電圧信号を検出することができるようになる。タイマが半導体スイッチのターンオフからカウントして所定時間経過後に比較器が第２の電圧信号を検出できるようにしたことにより、専用の端子を新たに設けることなく、動作モード切替部による動作モードの切り替えを可能にしている。
【発明の効果】
【００３５】
上記構成の半導体集積回路およびスイッチング電源装置によれば、半導体スイッチがオンしている期間における半導体集積回路の電流検出端子の機能である通常動作時の第１の電圧信号の入力以外に、半導体スイッチがオフしている期間に外部から入力されたモード切替信号による第２の電圧信号を検出できるようにしている。半導体スイッチがオフしている期間に通常では電流検出端子に現れるはずのない第２の電圧信号を検出できるようにしたことにより、新たに外部信号検出のための専用端子を追加したり、外部信号検出機能を追加するために現存する有用な機能を削除したりすることなく、所定のモード切り替えが可能となるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図、図２はこのスイッチング電源装置の基本部分の動作波形を示す図である。
【００３８】
このスイッチング電源装置は、トランスＴと、半導体スイッチＱ１と、制御用ＩＣ１０と、フィードバック回路１１とを有している。トランスＴは、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ３を有している。トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端には、直流電源１２が接続されている。この直流電源１２は、商用交流電源をダイオードブリッジで全波整流したものでもよい。トランスＴの一次巻線Ｎ１の他端は、半導体スイッチＱ１および電流検出用の抵抗Ｒ１を介して接地されている。トランスＴの二次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１および出力コンデンサＣ１による整流平滑回路を介してこのスイッチング電源装置の出力端子１３に接続されている。
【００３９】
半導体スイッチＱ１は、ここではＮチャネルのＭＯＳＦＥＴとしている。半導体スイッチＱ１のドレインは、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続され、ソースは、抵抗Ｒ１および制御用ＩＣ１０の電流検出端子ＩＳに接続され、ゲートは、制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。半導体スイッチＱ１のドレインおよびソース間には、共振用のコンデンサＣｄが接続されている。
【００４０】
トランスＴの補助巻線Ｎ３は、ダイオードＤ２を介して制御用ＩＣ１０の電源端子ＶＣＣに接続されるとともに、制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続されている。
スイッチング電源装置の正極側の出力端子１３には、フィードバック回路１１が接続されている。このフィードバック回路１１は、正極側の出力端子１３と二次側のグランドとの間に接続されて出力端子１３の出力電圧の変動を検出する直列接続の抵抗Ｒ２，Ｒ３を有している。また、正極側の出力端子１３と二次側のグランドとの間には、電流制限用の抵抗Ｒ４と、発光側のフォトカプラＰＣ１ｅと、シャントレギュレータ１４とが直列に接続されている。シャントレギュレータ１４のリファレンス端子は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との共通の接続部が接続されている。一方、発光側のフォトカプラＰＣ１ｅと対の受光側のフォトカプラＰＣ１ｒは、制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに接続されている。シャントレギュレータ１４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって検出された出力電圧の変動に応じた電流を発光側のフォトカプラＰＣ１ｅに流し、受光側のフォトカプラＰＣ１ｒがその変動に対応する誤差信号を制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに入力する。
【００４１】
これにより、半導体スイッチＱ１に流れる電流を電圧変換した電圧値と、出力電圧の誤差分をフィードバックした電圧とを比較し、出力電圧を安定化制御する電流モード制御タイプのスイッチング電源を構成している。
【００４２】
このスイッチング電源装置は、さらに、モード切替回路１５ａ，１５ｂを備えている。モード切替回路１５ａは、モード切替信号を入力するモード切替信号入力端子１６を有し、このモード切替信号入力端子１６は、抵抗Ｒ５を介してＮＰＮタイプのトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ６の一端に接続され、抵抗Ｒ６の他端とトランジスタＱ２のエミッタとは、二次側のグランドに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅおよび抵抗Ｒ７を介してスイッチング電源装置の正極側の出力端子１３に接続されている。
【００４３】
一方、モード切替回路１５ｂは、制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤに接続された補助巻線Ｎ３と電流検出端子ＩＳとの間に、ダイオードＤ３、レベル調整用の抵抗Ｒ９、ＰＮＰタイプのトランジスタＱ３が直列に接続されている。トランジスタＱ３のエミッタとベースとの間には抵抗Ｒ１０が接続され、ベースは抵抗Ｒ１１を介して一次側のグランドに接続されている。また、トランジスタＱ３のエミッタとレベル調整用の抵抗Ｒ９との接続点Ａには、発光側のフォトカプラＰＣ２ｅと対をなす受光側のフォトカプラＰＣ２ｒが接続されている。
【００４４】
制御用ＩＣ１０は、電源端子ＶＣＣおよびグランド端子ＧＮＤを有し、電源端子ＶＣＣは、補助巻線Ｎ３から電源の供給を受け、グランド端子ＧＮＤは、一次側のグランドに接続されている。
【００４５】
制御用ＩＣ１０は、比較器ＣＰ１を有し、その非反転入力端子には、ゼロ電流検出端子ＺＣＤが接続され、反転入力端子には、電圧源ＶＰ１が接続されている。この電圧源ＶＰ１は、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる電圧よりも低いスレッシュレベルを設定している。比較器ＣＰ１の出力端子には、タイマ２１が接続されている。タイマ２１は、比較器ＣＰ１が半導体スイッチＱ１のターンオフを検出したタイミングからカウントを開始し、所定の時間が経過した後、パルス信号を出力する機能を有している。
【００４６】
制御用ＩＣ１０のゼロ電流検出端子ＺＣＤは、また、バレー検出部２２および１ショット回路２３を介してＲＳフリップフロップ回路２４のセット端子Ｓに接続されている。ＲＳフリップフロップ回路２４の出力端子Ｑは、ドライバ２５を介してこの制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００４７】
制御用ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢは、レベルシフト回路２６を介して電流比較器２７の反転入力端子に接続されている。電流比較器２７の出力端子は、ＲＳフリップフロップ回路２４のリセット端子Ｒに接続されている。
【００４８】
制御用ＩＣ１０の電流検出端子ＩＳは、電流比較器２７の非反転入力端子と、比較器ＣＰ２の非反転入力端子とに接続されている。比較器ＣＰ２の反転入力端子には、電圧源ＶＰ２が接続されている。この電圧源ＶＰ２は、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる電圧がモード切替回路１５ｂのダイオードＤ３、抵抗Ｒ９およびトランジスタＱ３を介して電流検出端子ＩＳに印加される電圧よりも低いスレッシュレベルを設定している。
【００４９】
比較器ＣＰ２の出力端子は、Ｄフリップフロップ回路２８のデータ入力端子Ｄに接続され、Ｄフリップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫには、タイマ２１のパルス信号出力が接続されている。
【００５０】
Ｄフリップフロップ回路２８の出力端子Ｑは、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９に接続されている。この過電流制限スレッシュレベル変更回路２９は、外部からモード切替信号入力端子１６にモード切替信号が入力されたときに切り替えられる動作モード切替部の一例として示したものである。本実施の形態では、モード切替信号に応じて電流比較器２７の反転入力端子に印加される過電流制限スレッシュレベルを変更する場合を示している。そのため、この過電流制限スレッシュレベル変更回路２９は、２つの電圧源ＶＰ３，ＶＰ４を備え、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して電流比較器２７の反転入力端子に接続されている。スイッチＳＷ１は、Ｄフリップフロップ回路２８の出力を受けるインバータ３０によって開閉駆動され、スイッチＳＷ２は、Ｄフリップフロップ回路２８の出力によって開閉駆動される。
【００５１】
以上のスイッチング電源装置の回路において、図２に示したように、制御用ＩＣ１０の制御出力端子ＯＵＴからＨレベルの信号を受けて半導体スイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線Ｎ１に電流が流れ、一次巻線Ｎ１に電磁エネルギが蓄積される。このとき、一次巻線Ｎ１の電流値は、抵抗Ｒ１によって電圧に変換され、電流検出端子ＩＳに入力される。また、トランスＴの補助巻線Ｎ３には、入力電圧×補助巻線数／一次巻線数で表される負電圧が発生する。
【００５２】
電流検出端子ＩＳに入力された検出電圧がフィードバック端子ＦＢにフィードバックされてレベルシフト回路２６によりレベルシフトされたフィードバック端子電圧／ｎに達すると、リセット信号がＲＳフリップフロップ回路２４に入力される。これにより、ドライバ２５は、半導体スイッチＱ１をオフ制御する。
【００５３】
半導体スイッチＱ１がオフされると、トランスＴの一次巻線Ｎ１に蓄えられた電磁エネルギは、二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ１に放出される。半導体スイッチＱ１がオフの期間、二次巻線Ｎ２にはダイオードＤ１に順方向に電流を流す方向に電圧Ｖｓ（＝電源出力電圧＋二次側のダイオードＤ１の順電圧）が発生する。このとき、補助巻線Ｎ３には、Ｖｓ×補助巻線数／二次巻線数となる正電圧が発生する。この電圧は、ダイオードＤ２で整流されて、制御用ＩＣ１０の電源端子ＶＣＣに供給され、制御用ＩＣ１０の電源として使用される。
【００５４】
出力コンデンサＣ１への電磁エネルギの放出が終了すると、一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｄとの共振により半導体スイッチＱ１のドレイン電圧が急速に低下し、補助巻線Ｎ３に誘起されていた電圧も低下する。この補助巻線Ｎ３の電圧は、ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力されている。ゼロ電流検出端子ＺＣＤに入力された電圧がバレー検出部２２のスレッシュレベルよりも低くなると、１ショット回路２３がセット信号を出力してＲＳフリップフロップ回路２４に入力し、半導体スイッチＱ１を再びオンする。以上の半導体スイッチＱ１のスイッチング動作が繰り返されることで、出力端子１３には、所定の電源電圧が連続供給される。
【００５５】
ここで、スイッチング電源装置の動作モードがＨレベル（第１の論理状態）のモード切替信号を入力しているＡモードであるとき、モード切替回路１５ａのトランジスタＱ２は、オンになり、フォトカプラＰＣ２ｅのＬＥＤがオン（発光）となる。このため、モード切替回路１５ｂのフォトカプラＰＣ２ｒのフォトトランジスタがオンとなり、トランジスタＱ３のエミッタ側の接続点Ａが接地される。これにより、トランジスタＱ３は、逆バイアスによりオフとなり、補助巻線Ｎ３の電圧は、電流検出端子ＩＳの電圧に何ら影響を与えない。したがって、電流検出端子ＩＳにおける電圧波形は、従来回路と同様に、半導体スイッチＱ１がオンしたときのみ、電流を電圧変換した三角波形が発生するだけとなる。
【００５６】
このＡモードのとき、比較器ＣＰ２の非反転入力に、半導体スイッチＱ１がターンオフしたときに補助巻線Ｎ３に現れる高い正電圧が入力されることはないので、比較器ＣＰ２は、常にＬレベルの信号を出力している。一方、比較器ＣＰ１は、半導体スイッチＱ１がターンオフする毎に補助巻線Ｎ３から供給される高い正電圧を検出し、タイマ２１がその検出時点から所定時間後にパルス信号を出力している。したがって、Ｄフリップフロップ回路２８は、クロック入力端子ＣＫにタイマ２１からのパルス信号を受けた時点で比較器ＣＰ２が出力しているＬレベルの信号を保持し、次のパルス信号をクロック入力端子ＣＫに受けるまで、そのＬレベルの信号を出力端子Ｑに出力している。これにより、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９では、インバータ３０によって反転されたＨレベルの信号を受けているスイッチＳＷ１がオン（閉：導通状態）になって、電流比較器２７には、電圧源ＶＰ３の電圧が過電流制限スレッシュレベルとして供給されている。なお、スイッチＳＷ２はオフ（開：遮断状態）となっている。
【００５７】
次に、Ｌレベル（第２の論理状態）のモード切替信号がモード切替信号入力端子１６に入力された場合、モード切替回路１５ａは、そのトランジスタＱ２がオフするので、フォトカプラＰＣ２ｅのＬＥＤがオフする（発光しない）。これにより、モード切替回路１５ｂのフォトカプラＰＣ２ｒのフォトトランジスタがオフすることになる。このため、半導体スイッチＱ１がオフの期間に補助巻線Ｎ３に正電圧が発生すると、トランジスタＱ３がオンになり、電流検出端子ＩＳにその正電圧が供給されることになる。
【００５８】
なお、半導体スイッチＱ１がオンの期間では、補助巻線Ｎ３は負電圧になるため、そのままでは、電流検出端子ＩＳの電圧を負側に引っ張り、フィードバック信号との正常な比較ができなくなる。これを避けるために設けられたのがダイオードＤ３であり、このダイオードＤ３によって電流検出端子ＩＳが負側へ引っ張られることを防止している。
【００５９】
半導体スイッチＱ１がオフの期間になると、電流検出用の抵抗Ｒ１には、半導体スイッチＱ１の電流が流れない代わりに補助巻線Ｎ３にて発生された電流が流れ、電流検出端子ＩＳの電圧は正側に持ち上げられる。このとき、レベル調整用の抵抗Ｒ９によって、電流検出端子ＩＳの電圧値を調整することができる。たとえば、比較器ＣＰ２の電圧源ＶＰ２によって決められるスレッシュレベルが０．５ボルトとした場合、電流検出端子ＩＳが１ボルト程度となるようにレベル調整用の抵抗Ｒ９が選定される。
【００６０】
制御用ＩＣ１０では、比較器ＣＰ１がゼロ電流検出端子ＺＣＤの電圧を、電圧源ＶＰ１によるスレッシュレベルと比較し、半導体スイッチＱ１のターンオフのタイミングを検出している。一方、比較器ＣＰ２は、電流検出端子ＩＳの電圧を、電圧源ＶＰ２によるスレッシュレベルと比較し、半導体スイッチＱ１のオフ期間に供給されているはずの電圧を検出している。タイマ２１は、半導体スイッチＱ１がターンオフした瞬間のノイズによる電流検出端子ＩＳの電圧波形の歪の影響を受けないようにし、また、電流検出端子ＩＳの電圧が十分に上昇しきるまで待つためのものである。
【００６１】
半導体スイッチＱ１がオフの期間の、半導体スイッチＱ１がターンオフしたタイミングから所定時間後の時点で、電流検出端子ＩＳの電圧が電圧源ＶＰ２によるスレッシュレベルを超えていれば、動作モードは、Ｂモードに切り替えられる。このＢモードでは、Ｄフリップフロップ回路２８の出力端子Ｑは、Ｈレベルの信号を出力しているので、過電流制限スレッシュレベル変更回路２９では、そのインバータ３０がスイッチＳＷ１を開制御し、Ｄフリップフロップ回路２８の出力によりスイッチＳＷ２が閉制御される。これにより、電流比較器２７には、電圧源ＶＰ４の電圧が過電流制限スレッシュレベルとして供給されることになる。
【００６２】
その後、半導体スイッチＱ１がターンオンして、電流検出端子ＩＳの電圧がＶＰ２より低下しても、Ｄフリップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫにタイマ２１からのパルス信号の入力がないので、出力端子Ｑの信号は、Ｈレベルのままである。したがって、半導体スイッチＱ１がオフ状態からターンオンしても、動作モードがＢモードからＡモードに戻ることはない。
【００６３】
なお、電流検出端子ＩＳの電圧は、半導体スイッチＱ１がオフの期間に上昇させていた状態から、ターンオンと同時に０ボルト近くまで下降する。このとき、ノイズなどにより、誤ってすぐにターンオフすることが懸念される。これは、バレー検出部２２が半導体スイッチＱ１をターンオンすべき電圧を検出したとき、１ショット回路２３がＲＳフリップフロップ回路２４のセット端子Ｓに所定時間（たとえば最小オン幅が数百ナノ秒に設定）セット信号を入力し続けることで回避している。これにより、半導体スイッチＱ１がターンオンするときのスイッチングノイズが大きくても、オンしてから所定時間の間はオフすることがないので、オンした直後にノイズによりオフしてしまう誤動作を防止することができる。
【００６４】
この動作モードがモード切替信号をＬレベルとするＢモードの具体例としては、スイッチング電源装置をスタンバイモードとする場合がある。スタンバイモードでは、制御用ＩＣ１０内の過電流制限スレッシュレベルを下げて（ＶＢ３の電圧＞ＶＢ４の電圧に設定）、通常時より軽い負荷で制限をかけるようにすることができる。また、スタンバイモードでは、余計な電力消費を抑え待機電力を低減する必要があるが、このＢモードでは、フォトカプラＰＣ２ｅ，ＰＣ２ｒがオフとなるので、その分、余計な消費電力を抑えることが可能になる。
【００６５】
図３は本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
この第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比較して、半導体スイッチＱ１のターンオフを検出する方法で相違している。すなわち、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御用ＩＣ４０では、ＲＳフリップフロップ回路２４の反転出力端子Ｑバーとタイマ２１とを接続している。これにより、タイマ２１は、半導体スイッチＱ１のターンオフ時にＨレベルとなるオフ制御信号を受けてカウントを開始し、所定時間経過後にパルス信号を出力し、Ｄフロップフロップ回路２８のクロック入力端子ＣＫに供給する。
【００６６】
制御用ＩＣ４０の他の構成は、第１の実施の形態の制御用ＩＣ１０と同じであり、制御用ＩＣ４０以外のスイッチング電源装置の構成についても第１の実施の形態のものと同じである。したがって、制御用ＩＣ４０およびこれを使用したスイッチング電源装置の作用も、第１の実施の形態のものと同じであるため、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【符号の説明】
【００６７】
１０ 制御用ＩＣ
１１ フィードバック回路
１２ 直流電源
１３ 出力端子
１４ シャントレギュレータ
１５，１５ａ，１５ｂ モード切替回路
１６ モード切替信号入力端子
２１ タイマ
２２ バレー検出部
２３ １ショット回路
２４ ＲＳフリップフロップ回路
２５ ドライバ
２６ レベルシフト回路
２７ 電流比較器
２８ Ｄフリップフロップ回路
２９ 過電流制限スレッシュレベル変更回路
３０ インバータ
４０ 制御用ＩＣ
ＣＰ１，ＣＰ２ 比較器
ＦＢ フィードバック端子
ＧＮＤ グランド端子
ＩＳ 電流検出端子
ＯＵＴ 制御出力端子
ＶＣＣ 電源端子
ＺＣＤ ゼロ電流検出端子
Ｑ１ 半導体スイッチ
Ｔ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線に接続された半導体スイッチを駆動する信号を出力する制御出力端子と、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、二次側出力電圧の誤差分がフィードバックされるフィードバック端子と、前記トランスの補助巻線に接続されて前記トランスの補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを備えた半導体集積回路であって、
前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、
前記電流検出端子に接続されて前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を検出する比較器と、
前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部と、
を備えていることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
前記ゼロ電流検出端子に入力された信号から前記半導体スイッチのターンオフを検出する別の比較器を備え、
前記タイマは、前記別の比較器が前記半導体スイッチのターンオフを検出したタイミングでカウントを開始することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記タイマは、前記半導体スイッチを駆動する信号が入力され、前記制御出力端子に前記半導体スイッチをオフ制御する信号を出力したタイミングでカウントを開始することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項４】
一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランス、前記一次巻線に接続された半導体スイッチ、前記二次巻線から出力された出力電圧の誤差分をフィードバックするフィードバック回路、および、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、前記フィードバック回路による前記誤差分を入力するフィードバック端子と、前記補助巻線に接続されて前記補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを有して前記第１の電圧信号と前記誤差分とから前記出力電圧を安定化するよう前記半導体スイッチを制御する半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置であって、
外部からのモード切替信号に応じて前記半導体スイッチがオフしている期間に前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を前記電流検出端子に供給できるモード切替回路を備え、
前記半導体集積回路は、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部とを有している、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記モード切替回路は、前記ゼロ電流検出端子と前記電流検出端子との間にて前記ゼロ電流検出端子から前記電流検出端子へ順方向に直列に接続された整流素子、レベル調整用の抵抗および前記モード切替信号に応じてオン／オフを切り替える第１のトランジスタを有することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記レベル調整用の抵抗は、前記半導体スイッチと前記第１のトランジスタがともにオフしているときの前記半導体集積回路の前記比較器への入力電圧が前記半導体スイッチのターンオフを検出する基準電圧よりも高い電圧値となるよう選定されていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記半導体集積回路の前記動作モード切替部は、前記モード切替信号の第１または第２の論理状態に応じて過電流制限スレッシュレベルを変更する過電流制限スレッシュレベル変更回路であることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
トランスの一次巻線に接続された半導体スイッチを駆動する信号を出力する制御出力端子と、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、二次側出力電圧の誤差分がフィードバックされるフィードバック端子と、前記トランスの補助巻線に接続されて前記トランスの補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを備えた半導体集積回路であって、
前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、
前記電流検出端子に接続されて前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を検出する比較器と、
前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部と、
を備えていることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
前記ゼロ電流検出端子に入力された信号から前記半導体スイッチのターンオフを検出する別の比較器を備え、
前記タイマは、前記別の比較器が前記半導体スイッチのターンオフを検出したタイミングでカウントを開始することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記タイマは、前記半導体スイッチを駆動する信号が入力され、前記制御出力端子に前記半導体スイッチをオフ制御する信号を出力したタイミングでカウントを開始することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
【請求項４】
一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランス、前記一次巻線に接続された半導体スイッチ、前記二次巻線から出力された出力電圧の誤差分をフィードバックするフィードバック回路、および、前記半導体スイッチに流れる電流を電圧変換した第１の電圧信号を入力する電流検出端子と、前記フィードバック回路による前記誤差分を入力するフィードバック端子と、前記補助巻線に接続されて前記補助巻線の出力から前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングまたは前記半導体スイッチがターンオンすべきタイミングおよび前記半導体スイッチのターンオフを検出するためのゼロ電流検出端子とを有して前記第１の電圧信号と前記誤差分とから前記出力電圧を安定化するよう前記半導体スイッチを制御する半導体集積回路を備えたスイッチング電源装置であって、
外部からのモード切替信号に応じて前記半導体スイッチがオフしている期間に前記第１の電圧信号と異なる第２の電圧信号を前記電流検出端子に供給できるモード切替回路を備え、
前記半導体集積回路は、前記半導体スイッチがターンオフしたタイミングから所定時間をカウントするタイマと、前記電流検出端子に接続されて前記第２の電圧信号を検出する比較器と、前記タイマが前記半導体スイッチのターンオフから所定時間カウントした後の前記半導体スイッチがオフしている期間に前記比較器が前記第２の電圧信号を検出したかどうかに応じて動作モードの切り替えを行う動作モード切替部とを有している、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記モード切替回路は、前記ゼロ電流検出端子と前記電流検出端子との間にて前記ゼロ電流検出端子から前記電流検出端子へ順方向に直列に接続された整流素子、レベル調整用の抵抗および前記モード切替信号に応じてオン／オフを切り替える第１のトランジスタを有することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記レベル調整用の抵抗は、前記半導体スイッチと前記第１のトランジスタがともにオフしているときの前記半導体集積回路の前記比較器への入力電圧が前記半導体スイッチのターンオフを検出する基準電圧よりも高い電圧値となるよう選定されていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記半導体集積回路の前記動作モード切替部は、前記モード切替信号の第１または第２の論理状態に応じて過電流制限スレッシュレベルを変更する過電流制限スレッシュレベル変更回路であることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−１９６３２（Ｐ２０１２−１９６３２Ａ）
【公開日】平成２４年１月２６日（２０１２．１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１５５９７４（Ｐ２０１０−１５５９７４）
【出願日】平成２２年７月８日（２０１０．７．８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１月２６日（２０１２．１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月８日（２０１０．７．８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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