双方向コンバータ、その制御回路およびその制御方法
【課題】電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときにおける双方向コンバータの応答性を改善する。
【解決手段】目標電圧設定部１０１は負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧ＶＤＣ＊を設定する。電圧ＰＩ制御部１０３は設定された目標電圧ＶＤＣ＊と負荷装置の電圧ＶＤＣとの差に基づくＰＩ制御により電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流Ｉ＊を求める。電流ＰＩ制御部１０６は目標電流Ｉ＊と電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流ＩＡとの差に基づくＰＩ制御により補正電圧ΔＶを求める。デューティ比決定部１１０は補正電圧ΔＶに応じて電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧の変換の程度を指定するデューティ比を求める。電圧変換部は、求められたデューティ比に応じて電圧の昇圧または降圧を行い、電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧とを変換する。
【解決手段】目標電圧設定部１０１は負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧ＶＤＣ＊を設定する。電圧ＰＩ制御部１０３は設定された目標電圧ＶＤＣ＊と負荷装置の電圧ＶＤＣとの差に基づくＰＩ制御により電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流Ｉ＊を求める。電流ＰＩ制御部１０６は目標電流Ｉ＊と電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流ＩＡとの差に基づくＰＩ制御により補正電圧ΔＶを求める。デューティ比決定部１１０は補正電圧ΔＶに応じて電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧の変換の程度を指定するデューティ比を求める。電圧変換部は、求められたデューティ比に応じて電圧の昇圧または降圧を行い、電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧とを変換する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気蓄電装置と負荷装置との間に置かれ、直流電圧の大きさを変換する双方向コンバータ、その制御回路およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、ハイブリッド自動車や電車では、力行運転時には電気蓄電装置の電力をモータに供給し、一方、回生運転時にはモータを発電機として機能させ、モータから出力される電力を電気蓄電装置に供給する。
このような車両等では、モータの駆動力を高めるために電気蓄電装置の電圧を昇圧してモータに印加する。また、モータによって発電された電圧を降圧して電気蓄電装置に印加し、電気蓄電装置を充電する。このため、電圧を変換するための双方向コンバータが電気蓄電装置とモータを含む負荷装置との間に設けられる。
【０００３】
このような双方向コンバータの制御方法として、特許文献１は、目標電圧と負荷装置側の電圧の差が少なくなるようにＰＩ（比例・積分）制御を行い、昇圧動作と降圧動作の区別なく双方向コンバータに含まれる２個のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｔｈ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する方法を開示する。
また、特許文献２は、目標電圧と負荷装置側の電圧の差が少なくなるようにＰＩ制御を行い、双方向コンバータに含まれる２個のスイッチング素子のうち、昇圧時には昇圧用のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、降圧時には昇圧用のスイッチング素子をＰＷＭ制御する方法を開示する。
【０００４】
ここで、電気蓄電装置から負荷装置に流れる電流の向きを正とし、負荷装置から電気蓄電装置に流れる電流の向きを負とする。すなわち、回生運転時には負の電流が流れ、力行運転時には正の電流が流れると定義する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１１５０５６号公報
【特許文献２】特開２００９−３０３４２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示されている制御方法を用いた双方向コンバータでは、モータが発電機の機能を停止し、電気蓄電装置の電圧により駆動され始めるとき、電気蓄電装置と負荷装置の間に流れる電流を巨視的に見ると、その電流ＩＡは負から０を経て正に変化し、電気蓄電装置の充電から放電に切り換わる。
このとき、理想的には、巨視的に見た電流ＩＡは直線的に変化し、その電流値が０である状態は瞬間的にしか発生しない。しかし、実際には、双方向コンバータの応答性が悪化し、電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生する。この現象が発生すると、電流ＩＡの値はなかなか上昇せず、理想的な電流ＩＡに比べて実際の電流ＩＡは小さくなる。そして、この電流ＩＡの値が０付近に停滞する状態が長い時間続いた後、通常の昇圧動作が可能な状態になると、電流ＩＡの値が瞬間的に大きくなり、サージが発生する。
【０００７】
また、特許文献２に開示されている制御方法を用いた双方向コンバータでは、昇圧動作と降圧動作の切替点に近い電流が微小な領域において、電流の応答が遅れるため昇圧動作又は降圧動作を適切に行うことができない不感帯領域が現れる。このため、特許文献２に記載の発明では、不感帯領域にあるか否かを判定し、不感帯領域にある場合にはＰＩ制御の比例ゲインと積分ゲインを増大させて応答性を向上させる。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときの応答性を改善することができる双方向コンバータ、その制御回路およびその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の双方向コンバータは、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する双方向コンバータであって、
電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて、前記電気蓄電装置の電圧と前記負荷装置の電圧とを変換する電圧変換部と、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める制御部と、
を備える。
【００１０】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記電圧変換部が、前記電気蓄電装置の充電時および放電時に電流が流れることによって両端に電圧が生じるコイルを備え、
前記制御部が、
前記目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求め、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づくＰＩ制御により補正電圧を求め、
前記電気蓄電装置の電圧と前記コイルの両端に生じる電圧と前記補正電圧とに基づいて前記デューティ比を求める。
【００１１】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記電圧変換部が、
前記電気蓄電装置と前記負荷装置の両方に接続される負極ラインと、
前記電気蓄電装置と前記コイルの一端に接続される第１の正極ラインと、
前記負荷装置に接続される第２の正極ラインと、
前記デューティ比に基づいて第１のゲート信号と第２のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
一端が前記第２の正極ラインに接続され、他端が前記コイルの他端に接続されており、前記第１のゲート信号によって導通と非導通が制御される第１の導電路と、当該第１の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第２の導電路とを有する第１の素子と、
一端が前記第１の素子の導電路の他端に接続され、他端が前記負極ラインに接続されており、前記第２のゲート信号によって導通と非導通が制御される第３の導電路と、当該第３の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第４の導電路とを有する第２の素子と、
を備え、
前記制御部が、
前記目標電圧を設定する目標電圧設定部と、
前記目標電圧設定部によって設定された目標電圧と前記負荷装置の電圧との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求める目標電流決定部と、
前記目標電流決定部によって求められた目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記補正電圧を求める補正電圧決定部と、
前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流に基づいて前記コイルの両端に生じる電圧を求めるコイル電圧取得部と、
前記補正電圧決定部で求められた補正電圧と、前記コイル電圧取得部で求められた前記コイルの両端に生じる電圧と、前記電気蓄電装置の電圧とに基づいてデューティ比に応じた電圧を求める電圧決定部と、
前記電圧決定部によって求められた前記デューティ比に応じた電圧と前記負荷装置の電圧とに基づいて前記デューティ比を求めるデューティ比決定部と、
を備える。
【００１２】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記制御部が、
前記電気蓄電装置の充放電特性に合わせて充電時に流れる電流の電流制限値および放電時に流れる電流の電流制限値が記憶されている記憶部と、
前記電気蓄電装置の充電時または放電時に、前記記憶部に記憶されている電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記記憶部に記憶されている電流制限値に置き換えるリミッタと、
を備える。
【００１３】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記負荷装置が、発電機として機能するモータを含み、
前記制御部のリミッタは、前記電気蓄電装置の充電時に流れる電流の電流制限値に基づいて求められたモータの出力電流の電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記モータの出力電流の電流制限値に置き換える、
ことを特徴とする請求項４に記載の双方向コンバータ。
【００１４】
また、本発明の双方向コンバータの制御回路は、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御回路であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める。
【００１５】
また、本発明の双方向コンバータの制御方法は、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御方法であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求めるステップと、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めるステップと、
を備える。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときにおける双方向コンバータの応答性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係る双方向コンバータを含む電源システムの構成の一例を示す図である。
【図２】ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２の基準となるゲート基準信号ＧＢＳと、ゲート信号Ｇ１と、ゲート信号Ｇ２の波形の一例を示す図である。
【図３】コイルを流れる電流の変化の一例を示す図である。
【図４】ＰＷＭ制御回路の構成の一例を示す図である。
【図５】ＰＷＭ制御プログラムにおけるＰＷＭ制御処理の流れの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態に係る双方向コンバータについて図面を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態に係る双方向コンバータ１０を含む電源システムの構成の一例を示す。
この電源システムは、双方向コンバータ１０と、電気蓄電装置２０と、平滑用コンデンサ３０とで構成される。
双方向コンバータ１０は、電気蓄電装置２０と負荷装置４０の間に配置される。双方向コンバータ１０は電気蓄電装置２０が放電しているときに電気蓄電装置２０の電圧を負荷装置４０の電圧に昇圧し、電気蓄電装置２０が充電されているときに負荷装置４０の電圧を電気蓄電装置２０の電圧に降圧する。
電気蓄電装置２０は、正極端子と負極端子がそれぞれ正極ラインＰＬ１と負極ラインＮＬに接続される。電気蓄電装置２０は、充放電可能な直流電源であり、例えば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池、大容量のコンデンサ等で構成される。電気蓄電装置２０の電圧ＶＢは正極ラインＰＬ１と負極ラインＮＬの間の直流電圧である。
平滑用コンデンサ３０は、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間に負荷装置４０と並列に接続される。平滑用コンデンサ３０は、負荷装置４０の電圧ＶＤＣを平滑化する。
負荷装置４０は、正極端子と負極端子がそれぞれ正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬに接続される。負荷装置４０は、例えば発電機として機能するモータ等を含む。負荷装置４０の電圧ＶＤＣは正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間の直流電圧である。
【００２０】
例えば、負荷装置４０に含まれるモータが、電気蓄電装置２０の電圧により駆動される電動機として機能するとき、電気蓄電装置２０は放電し、電気蓄電装置２０から負荷装置４０に電力が供給される。このとき、電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて正の電流ＩＡが流れる。
一方、例えば、負荷装置４０に含まれるモータが発電機として機能するとき、負荷装置４０から電気蓄電装置２０に電力が供給され、電気蓄電装置２０は充電される。このとき、負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて負の電流ＩＡが流れる。
【００２１】
双方向コンバータ１０は、スイッチング素子１１と、スイッチング素子１２と、ダイオード１３と、ダイオード１４と、コイル１５と、ゲート信号生成部１６と、後述するＰＷＭ制御回路１００とを含む。
本実施形態では、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されるものとする。ただし、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やバイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子で構成することもできる。
【００２２】
スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子１１とスイッチング素子１２のゲートには、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２が入力される。なお、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２は、それぞれ第１のゲート信号と第２のゲート信号の一例である。
スイッチング素子１１は、コレクタが正極ラインＰＬ２に接続され、エミッタがスイッチング素子１２のコレクタに接続される。スイッチング素子１１は、コレクタとエミッタの間にゲート信号Ｇ１によって導通と非導通が制御される導電路を有する。なお、コレクタとエミッタは、それぞれスイッチング素子１１の導電路の一端と他端の一例である。
スイッチング素子１２は、コレクタがスイッチング素子１１のエミッタに接続され、コレクタが負極ラインＮＬ２に接続される。スイッチング素子１２は、コレクタとエミッタの間にゲート信号Ｇ２によって導通と非導通が制御される導電路を有する。なお、コレクタとエミッタは、それぞれスイッチング素子１２の導電路の一端と他端の一例である。
【００２３】
ダイオード１３は、アノードとカソードがそれぞれスイッチング素子１１のエミッタとコレクタに接続される。ダイオード１３は、スイッチング素子１１のエミッタからコレクタに向かう方向にのみ電流を流す。ダイオード１４は、アノードとカソードがそれぞれスイッチング素子１２のエミッタとコレクタに接続される。ダイオード１４は、スイッチング素子１２のエミッタからコレクタに向かう方向にのみ電流を流す。
なお、ダイオード１３とダイオード１４は、それぞれスイッチング素子１１とスイッチング素子１２に内蔵されて一体化されているものであってもよいし、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２とは別途取り付けるものであってもよい。
【００２４】
コイル１５は、その一端が正極ラインＰＬ１に接続され、その他端がスイッチング素子１１のエミッタとスイッチング素子１２のコレクタとが接続された接続ノードＮＤに接続される。接続ノードＮＤの電圧Ｖｅはコイル１５の他端と負極ラインＮＬの間の電圧である。
なお、電流ＩＡ（ＩＬ）は、電気蓄電装置２０の放電時に電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて流れ、電気蓄電装置２０の充電時に負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて流れるが、この電流ＩＡ（ＩＬ）はコイル１５を流れる電流でもある。電流ＩＡ（ＩＬ）が流れることにより、コイル１５の両端に電圧ＶＬが生じる。ここで、後で図３を参照して説明するように、電流ＩＬは実際にコイル１５に流れる電流であり、電流ＩＡは巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流である。
【００２５】
後述するＰＷＭ制御回路１００（図４参照）は、電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧の変換の程度を指定するデューティ比αを生成し、ゲート信号生成部１６に送る。ゲート信号生成部１６は、受け取ったデューティ比αを示す信号に応じて、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２を生成する。
図２は、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２の基準となるゲート基準信号ＧＢＳと、ゲート信号Ｇ１と、ゲート信号Ｇ２の波形の一例を示す。
ゲート基準信号ＧＢＳの周期がＴであり、その電位レベルがハイレベルである期間がＴｈであるとき、ゲート基準信号ＧＢＳのデューティ比はＴｈ／Ｔで定義される。ゲート信号生成部１６は、ゲート基準信号ＧＢＳのデューティ比がＰＷＭ制御回路１００から送信されるデューティ比αと一致するように、ゲート基準信号ＧＢＳを生成する。
そして、ゲート信号生成部１６は、ゲート信号Ｇ１を、ゲート基準信号ＧＢＳの立ち上がりからデッドタイムｄ１だけ遅れて立ち上がり、ゲート基準信号ＧＢＳが立ち下がるとともに立ち下がるように生成する。また、ゲート信号生成部１６は、ゲート信号Ｇ２を、ゲート基準信号ＧＢＳの立ち下がりからデッドタイムｄ２だけ遅れて立ち上がり、ゲート基準信号ＧＢＳが立ち上がるとともに立ち下がるように生成する。
【００２６】
ゲート信号Ｇ１は、スイッチング素子１１のゲートに供給される。ゲート信号Ｇ１の電位レベルがハイレベルである期間にスイッチング素子１１はオン（導通）状態となり、ゲート信号Ｇ１の電位レベルがローレベルである期間にスイッチング素子１１はオフ（非導通）状態となる。
ゲート信号Ｇ２は、スイッチング素子１２のゲートに供給される。ゲート信号Ｇ２の電位レベルがハイレベルである期間にスイッチング素子１２はオン（導通）状態となり、ゲート信号Ｇ２の電位レベルがローレベルである期間にスイッチング素子１２はオフ（非導通）状態となる。
デッドタイムｄ１とデッドタイムｄ２の期間には、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２のいずれもオフとなる。これにより、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２が同時にオン（導通）となって正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬとが短絡されることが防止される。
【００２７】
デューティ比αが小さくなると、スイッチング素子１２がオンである期間が長くなる。このとき、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは、正の方向に増加する。
例えば、ハイブリッド自動車等において、運転手がブレーキを踏んでいる場合、電気蓄電装置２０は充電されている。このとき、運転手がブレーキを離し、アクセルを踏んだ場合、負荷装置４０側に電流を流すためＰＷＭ制御回路１００はデューティ比αを小さくする。デューティ比αが小さくなると、図３に示すように、実際にコイルに流れる電流ＩＬはゲート基準信号ＧＢＳの周期にあわせて周期的に増減を繰り返すが、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは、最初負であるが、徐々に増加して時刻ｔ０において負から正に変化する。
【００２８】
逆にデューティ比αが大きくなると、スイッチング素子１１がオンである期間が長くなる。このとき、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは負の方向に増加（すなわち、減少）する。
なお、電流ＩＡが負のとき、電流ＩＡは負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて流れる。一方、電流ＩＡが正のとき、電流ＩＡは電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて流れる。
【００２９】
図４は、ＰＷＭ制御回路１００の構成の一例を示す。
ＰＷＭ制御回路１００は、目標電圧設定部１０１と、減算器１０２と、電圧ＰＩ制御部１０３と、リミッタ１０４と、減算器１０５と、電流ＰＩ制御部１０６と、コイル電圧取得部１０７と、加算器１０８と、減算器１０９と、デューティ比決定部１１０とを有する。
【００３０】
図示しない２つの電圧センサがそれぞれ電気蓄電装置２０の電圧ＶＢと負荷装置４０の電圧ＶＤＣを検出し、検出された値をＰＷＭ制御回路１００に送る。
また、図示しない電流センサが実際にコイル１５を流れる電流ＩＬを検出し、検出された値をＰＷＭ制御回路１００に送る。ＰＷＭ制御回路１００は、巨視的に見た場合の電流ＩＡを求める。このとき、ＰＷＭ制御回路１００は、ゲート基準信号ＧＢＳの１周期ごとに１回電流ＩＬをサンプリングすることにより電流ＩＡを求めてもよいし、ゲート基準信号ＧＢＳの１周期ごとに複数回サンプリングし、それらを平均することにより電流ＩＡを求めてもよい。
【００３１】
目標電圧設定部１０１は、たとえば負荷装置４０に含まれるモータのトルクと回転速度、電気蓄電装置２０の残存容量等に基づいて、負荷装置４０の電圧ＶＤＣの目標を示す目標電圧Ｖ＊ＤＣを求め、減算器１０２に送る。
減算器１０２は、次の（１）式に示すように、目標電圧Ｖ＊ＤＣと、電圧センサによって負荷装置４０の電圧ＶＤＣとの差εＶを求め、電圧ＰＩ制御部１０３に送る。
【００３２】
【数１】
【００３３】
電圧ＰＩ制御部１０３は、次の（２）式に示すように、差εＶを基にＰＩ（比例・積分）制御を行ってコイル１５を流れる電流の目標を示す目標電流Ｉ＊を求め、リミッタ１０４に送る。ここで、ＫＰｉとＫｌｉは一般に定数であるが、変数であってもよい。
【００３４】
【数２】
【００３５】
リミッタ１０４は、過大な電流ＩＡが流れ、電源システム等を損傷させることを防止するために、目標電流Ｉ＊の値が所定の範囲に入るように制限する。
更に、目標電流Ｉ＊により、電気蓄電装置２０の充放電管理の制御を行うことができる。例えば、電気蓄電装置２０の電圧、電流の充放電特性に合わせて電気蓄電装置２０の充放電の電流制限値（すなわち、充電時に流れる電流の電流制限値および放電時に流れる電流の電流制限値）を予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）やフラッシュメモリ等を含むＰＷＭ制御回路１００内に設けられた記憶部（図示なし）に記憶しておく。充電時または放電時に目標電流Ｉ＊の値が記憶されている電流制限値を超える場合、リミッタ１０４が目標電流Ｉ＊の値を記憶されている電流制限値に置き換えることにより、電気蓄電装置２０の充放電管理の制御を同時に行うことができる。
【００３６】
また、負荷装置４０に含まれるモータが発電機として機能する場合に、電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値により、負荷であるモータの出力電流の電流制限値を連動して設定することも可能である。例えば、パワー不変の原則で、電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値により、モータの出力電流の電流制限値を算出できる。負荷装置４０はインバータで誘導モータを駆動する場合に、次の（３）式の関係がある。
【００３７】
【数３】
【００３８】
ここで、ＶＢは電気蓄電装置２０の電圧であり、ＩA_limは電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値であり、Ｖｍは誘導モータの電圧であり、Ｉm_lim1は誘導モータの出力電流の電流制限値、COSφは誘導モータの力率である。
また、負荷装置は直流モータの場合、次の（４）式の関係がある。
【００３９】
【数４】
【００４０】
ここでは、ＶＤＣは負荷装置４０の電圧、つまり直流モータの電圧であり、Ｉm_lim2は直流モータの出力電流の電流制限値である。
従って、上記（３）式または（４）式により、モータの出力電流の電流制限値Ｉm_lim1、Ｉm_lim2を算出することができる。目標電流Ｉ＊の値がモータの出力電流の電流制限値を超える場合、リミッタ１０４が目標電流Ｉ＊の値をモータの出力電流の電流制限値に置き換えることにより、負荷装置４０とモータを保護することができる。
なお、上述した電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値とモータの出力電流の電流制限値を算出する際に、誤差を考えて、モータの出力電流の電流制限値をやや小さめに設定することが望ましい。
【００４１】
減算器１０５は、次の（５）式に示すように、目標電流Ｉ＊とコイル１５を流れる電流ＩＡとの差εＡを求め、電流ＰＩ制御部１０６に送る。
【００４２】
【数５】
【００４３】
電流ＰＩ制御部１０６は、次の（６）式に示すように、差εＡを基にＰＩ制御を行って補正電圧ΔＶを求め、減算器１０９に送る。ここで、ＫＰｖとＫｌｖは一般に定数であるが、変数であってもよい。
【００４４】
【数６】
【００４５】
コイル電圧取得部１０７は、次の（７）式に示すように、コイル１５を電流ＩＡが流れることによりコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを求め、加算器１０８に送る。ここで、Ｌはコイル１５のインダクタンス値、Ｔはゲート基準信号ＧＢＳの周期、ＩＡ（ｔ）は時刻ｔにコイル１５を流れる電流ＩＡ、ＩＡ（ｔ−Ｔ）は時刻（ｔ−Ｔ）、すなわち時刻ｔより１周期Ｔ前にコイル１５を流れる電流ＩＡである。
【００４６】
【数７】
【００４７】
加算器１０８は、次の（８）式に示すように、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢとコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを加算して電圧Ｖｅを求め、減算器１０９に送る。
【００４８】
【数８】
【００４９】
減算器１０９は、次の（９）式に示すように、電圧Ｖｅから上式（６）により求められた補正電圧ΔＶを減算し、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを求め、デューティ比決定部１１０に送る。
【００５０】
【数９】
【００５１】
デューティ比決定部１１０は、次の（１０）式に示すように、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割り、デューティ比αを求める。そして、デューティ比決定部１１０は、デューティ比αをゲート信号生成部１６に送る。
【００５２】
【数１０】
【００５３】
ＰＷＭ制御回路１００の各機能をハードウェアで実現するのではなく、コンピュータまたはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で実現することもできる。この場合、コンピュータまたはＤＳＰ（以下、コンピュータ等という。）のＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）が記憶装置に格納されているＰＷＭ制御プログラムを実行することにより、ＰＷＭ制御回路１００の各機能を実現する。
【００５４】
図５は、ＰＷＭ制御プログラムにおけるＰＷＭ制御処理の流れの一例を示す。
図示しない２つの電圧センサと１つの電流センサによって検出された電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬは所定の周期でサンプリングされる。そして、これらはＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換されて、入力装置からコンピュータ等に入力される。その際、電磁ノイズを除去するために、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣがＡ／Ｄ変換された数値をローパスフィルタＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、または移動平均などにより平滑化する処理を行うこともできる。
以下では、デジタル信号に変換された電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬをそれぞれ電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬの測定値という。
【００５５】
ＣＰＵは、負荷装置の電圧の目標値Ｖ＊ＤＣと、電圧センサによって測定された負荷装置の電圧ＶＤＣの測定値との差εＶを求め（Ｓ１０１）、差εＶを基にＰＩ制御を行ってコイルを流れる電流の目標値Ｉ＊を求める（Ｓ１０２）。そして、ＣＰＵは、電流の目標値Ｉ＊の値が所定の範囲に入るように制限する（Ｓ１０３）。
ＣＰＵは、電流の目標値Ｉ＊とコイルを流れる電流ＩＡの測定値の差εＡ求め（Ｓ１０４）、差εＡを基にＰＩ制御を行ってデューティ比αを求めるための補正値ΔＶを求める（Ｓ１０５）。
【００５６】
ＣＰＵは、コイル１５を電流ＩＡが流れることによりコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを求める（Ｓ１０６）。そして、ＣＰＵは、電圧ＶＬに電気蓄電装置２０の電圧ＶＢを加算して電圧Ｖｅを求め、電圧ＶｅからステップＳ１０６で求めた補正値ΔＶを減算してデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを求める（Ｓ１０７）。
ＣＰＵは、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割り、デューティ比αを求める（Ｓ１０８）。そして、ＣＰＵは、求められたデューティ比αをゲート信号生成部１６に送る。
【００５７】
上述した実施形態に示したように、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍは、上記（９）式に示すように、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢとコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを加算し、更に補正電圧ΔＶを減算することによって求められる。
ここで、上記（７）式から分かるようにコイル１５を流れる電流ＩＡの変化が小さくなると、電圧ＶＬは小さくなる。従って、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、電圧ＶＬは小さくなる。
また、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、上記（５）式で示される電流の目標値Ｉ＊とコイル１５を流れる電流ＩＡの差εＡが大きくなる。差εＡが大きくなると、上記（６）式に示される補正電圧ΔＶが大きくなる。
【００５８】
従って、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、電圧ＶＬが小さくなり、補正電圧ΔＶが大きくなるため、上記（７）式で示されるデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍは小さくなる。
デューティ比αは上記（８）式に示すようにデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割った値であるため、このとき、デューティ比αが小さくなる。
デューティ比αが小さくなるほど、コイル１５に流れる電流ＩＡは増加する。
【００５９】
このように、ＰＷＭ制御回路１００は、電流ＩＡの値が０付近に停滞すると、コイル１５に流れる電流ＩＡを増加させる。このため、仮に電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消される。
【００６０】
以上説明したように、本発明によれば、負荷装置４０の電圧ＶＤＣが目標電圧Ｖ＊ＤＣとなるように制御してコイル１５を流れる電流ＩＡの目標電流I＊の値を求め、更にコイル１５を流れる電流ＩＡがその目標電流I＊となるように制御することにより、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときにおける双方向コンバータ１０の応答性を改善することができる。
本発明によれば、コイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象がなくなるか、または仮にコイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消されるため、双方向コンバータの応答性が改善する。このため、負荷装置と並列に接続される平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。
また、本発明によれば、仮にコイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消されるため、特許文献１に記載されている電源システムと異なり、電流ＩＡが０付近に張り付いている状態が終わったとき、電流ＩＡが急激に上昇し、サージが発生することはない。
【００６１】
なお、ＰＷＭ制御回路１００は、上述した負荷装置４０の電圧ＶＤＣが目標電圧Ｖ＊ＤＣとなるように制御する電圧制御、および電流ＩＡが目標電流I＊となるように制御する電流制御をコイル１５の電流ＩＬ等のサンプリング周期（数十μSECから数百μSEC）の一回毎または複数回毎に実施するために、双方向コンバータ１０の応答性が速やかになる。このように応答性が速やかになることによっても負荷装置と並列に接続される平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。
更に、ＤＳＰ等で実現されたＰＷＭ制御回路１００の演算スピードに応じてサンプリング周期を短縮すると、コイル１５のインダクタンス値Ｌを小さくすることができる。その場合に、付随効果として双方向コンバータ１０のスイッチング音も小さくすることができる。
【００６２】
以上、本発明の実施形態について説明したが、設計上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、本発明の範囲に含まれる。
また、本発明はハイブリッド自動車や電車等の力行運転と回生運転を行う車両等に限らず、電気蓄電装置と負荷装置との間で直流電圧の大きさを変換するシステムであって、電気蓄電装置の充電時には負荷装置から電気蓄電装置に向けて電流が流れ、電気蓄電装置の放電時には電気蓄電装置から負荷装置に向けて電流が流れるシステムに適用することができる。
【符号の説明】
【００６３】
１０…双方向コンバータ、１１…スイッチング素子、１２…スイッチング素子、１３、１４…ダイオード、１５…コイル、１６…ゲート信号生成部、２０…電気蓄電装置、３０…平滑用コンデンサ、４０…負荷装置、１００…ＰＷＭ制御回路、１０１…目標電圧設定部、１０２、１０５、１０９…減算器、１０３…電圧ＰＩ制御部、１０４…リミッタ、１０６…電流ＰＩ制御部、１０７…コイル電圧取得部、１０８…加算器、１１０…デューティ比決定部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気蓄電装置と負荷装置との間に置かれ、直流電圧の大きさを変換する双方向コンバータ、その制御回路およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、ハイブリッド自動車や電車では、力行運転時には電気蓄電装置の電力をモータに供給し、一方、回生運転時にはモータを発電機として機能させ、モータから出力される電力を電気蓄電装置に供給する。
このような車両等では、モータの駆動力を高めるために電気蓄電装置の電圧を昇圧してモータに印加する。また、モータによって発電された電圧を降圧して電気蓄電装置に印加し、電気蓄電装置を充電する。このため、電圧を変換するための双方向コンバータが電気蓄電装置とモータを含む負荷装置との間に設けられる。
【０００３】
このような双方向コンバータの制御方法として、特許文献１は、目標電圧と負荷装置側の電圧の差が少なくなるようにＰＩ（比例・積分）制御を行い、昇圧動作と降圧動作の区別なく双方向コンバータに含まれる２個のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｔｈ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する方法を開示する。
また、特許文献２は、目標電圧と負荷装置側の電圧の差が少なくなるようにＰＩ制御を行い、双方向コンバータに含まれる２個のスイッチング素子のうち、昇圧時には昇圧用のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、降圧時には昇圧用のスイッチング素子をＰＷＭ制御する方法を開示する。
【０００４】
ここで、電気蓄電装置から負荷装置に流れる電流の向きを正とし、負荷装置から電気蓄電装置に流れる電流の向きを負とする。すなわち、回生運転時には負の電流が流れ、力行運転時には正の電流が流れると定義する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１１５０５６号公報
【特許文献２】特開２００９−３０３４２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に開示されている制御方法を用いた双方向コンバータでは、モータが発電機の機能を停止し、電気蓄電装置の電圧により駆動され始めるとき、電気蓄電装置と負荷装置の間に流れる電流を巨視的に見ると、その電流ＩＡは負から０を経て正に変化し、電気蓄電装置の充電から放電に切り換わる。
このとき、理想的には、巨視的に見た電流ＩＡは直線的に変化し、その電流値が０である状態は瞬間的にしか発生しない。しかし、実際には、双方向コンバータの応答性が悪化し、電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生する。この現象が発生すると、電流ＩＡの値はなかなか上昇せず、理想的な電流ＩＡに比べて実際の電流ＩＡは小さくなる。そして、この電流ＩＡの値が０付近に停滞する状態が長い時間続いた後、通常の昇圧動作が可能な状態になると、電流ＩＡの値が瞬間的に大きくなり、サージが発生する。
【０００７】
また、特許文献２に開示されている制御方法を用いた双方向コンバータでは、昇圧動作と降圧動作の切替点に近い電流が微小な領域において、電流の応答が遅れるため昇圧動作又は降圧動作を適切に行うことができない不感帯領域が現れる。このため、特許文献２に記載の発明では、不感帯領域にあるか否かを判定し、不感帯領域にある場合にはＰＩ制御の比例ゲインと積分ゲインを増大させて応答性を向上させる。
【０００８】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときの応答性を改善することができる双方向コンバータ、その制御回路およびその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の双方向コンバータは、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する双方向コンバータであって、
電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて、前記電気蓄電装置の電圧と前記負荷装置の電圧とを変換する電圧変換部と、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める制御部と、
を備える。
【００１０】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記電圧変換部が、前記電気蓄電装置の充電時および放電時に電流が流れることによって両端に電圧が生じるコイルを備え、
前記制御部が、
前記目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求め、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づくＰＩ制御により補正電圧を求め、
前記電気蓄電装置の電圧と前記コイルの両端に生じる電圧と前記補正電圧とに基づいて前記デューティ比を求める。
【００１１】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記電圧変換部が、
前記電気蓄電装置と前記負荷装置の両方に接続される負極ラインと、
前記電気蓄電装置と前記コイルの一端に接続される第１の正極ラインと、
前記負荷装置に接続される第２の正極ラインと、
前記デューティ比に基づいて第１のゲート信号と第２のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
一端が前記第２の正極ラインに接続され、他端が前記コイルの他端に接続されており、前記第１のゲート信号によって導通と非導通が制御される第１の導電路と、当該第１の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第２の導電路とを有する第１の素子と、
一端が前記第１の素子の導電路の他端に接続され、他端が前記負極ラインに接続されており、前記第２のゲート信号によって導通と非導通が制御される第３の導電路と、当該第３の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第４の導電路とを有する第２の素子と、
を備え、
前記制御部が、
前記目標電圧を設定する目標電圧設定部と、
前記目標電圧設定部によって設定された目標電圧と前記負荷装置の電圧との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求める目標電流決定部と、
前記目標電流決定部によって求められた目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記補正電圧を求める補正電圧決定部と、
前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流に基づいて前記コイルの両端に生じる電圧を求めるコイル電圧取得部と、
前記補正電圧決定部で求められた補正電圧と、前記コイル電圧取得部で求められた前記コイルの両端に生じる電圧と、前記電気蓄電装置の電圧とに基づいてデューティ比に応じた電圧を求める電圧決定部と、
前記電圧決定部によって求められた前記デューティ比に応じた電圧と前記負荷装置の電圧とに基づいて前記デューティ比を求めるデューティ比決定部と、
を備える。
【００１２】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記制御部が、
前記電気蓄電装置の充放電特性に合わせて充電時に流れる電流の電流制限値および放電時に流れる電流の電流制限値が記憶されている記憶部と、
前記電気蓄電装置の充電時または放電時に、前記記憶部に記憶されている電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記記憶部に記憶されている電流制限値に置き換えるリミッタと、
を備える。
【００１３】
好ましくは、本発明の双方向コンバータは、
前記負荷装置が、発電機として機能するモータを含み、
前記制御部のリミッタは、前記電気蓄電装置の充電時に流れる電流の電流制限値に基づいて求められたモータの出力電流の電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記モータの出力電流の電流制限値に置き換える、
ことを特徴とする請求項４に記載の双方向コンバータ。
【００１４】
また、本発明の双方向コンバータの制御回路は、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御回路であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める。
【００１５】
また、本発明の双方向コンバータの制御方法は、
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御方法であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求めるステップと、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めるステップと、
を備える。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときにおける双方向コンバータの応答性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係る双方向コンバータを含む電源システムの構成の一例を示す図である。
【図２】ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２の基準となるゲート基準信号ＧＢＳと、ゲート信号Ｇ１と、ゲート信号Ｇ２の波形の一例を示す図である。
【図３】コイルを流れる電流の変化の一例を示す図である。
【図４】ＰＷＭ制御回路の構成の一例を示す図である。
【図５】ＰＷＭ制御プログラムにおけるＰＷＭ制御処理の流れの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態に係る双方向コンバータについて図面を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態に係る双方向コンバータ１０を含む電源システムの構成の一例を示す。
この電源システムは、双方向コンバータ１０と、電気蓄電装置２０と、平滑用コンデンサ３０とで構成される。
双方向コンバータ１０は、電気蓄電装置２０と負荷装置４０の間に配置される。双方向コンバータ１０は電気蓄電装置２０が放電しているときに電気蓄電装置２０の電圧を負荷装置４０の電圧に昇圧し、電気蓄電装置２０が充電されているときに負荷装置４０の電圧を電気蓄電装置２０の電圧に降圧する。
電気蓄電装置２０は、正極端子と負極端子がそれぞれ正極ラインＰＬ１と負極ラインＮＬに接続される。電気蓄電装置２０は、充放電可能な直流電源であり、例えば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池、大容量のコンデンサ等で構成される。電気蓄電装置２０の電圧ＶＢは正極ラインＰＬ１と負極ラインＮＬの間の直流電圧である。
平滑用コンデンサ３０は、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間に負荷装置４０と並列に接続される。平滑用コンデンサ３０は、負荷装置４０の電圧ＶＤＣを平滑化する。
負荷装置４０は、正極端子と負極端子がそれぞれ正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬに接続される。負荷装置４０は、例えば発電機として機能するモータ等を含む。負荷装置４０の電圧ＶＤＣは正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間の直流電圧である。
【００２０】
例えば、負荷装置４０に含まれるモータが、電気蓄電装置２０の電圧により駆動される電動機として機能するとき、電気蓄電装置２０は放電し、電気蓄電装置２０から負荷装置４０に電力が供給される。このとき、電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて正の電流ＩＡが流れる。
一方、例えば、負荷装置４０に含まれるモータが発電機として機能するとき、負荷装置４０から電気蓄電装置２０に電力が供給され、電気蓄電装置２０は充電される。このとき、負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて負の電流ＩＡが流れる。
【００２１】
双方向コンバータ１０は、スイッチング素子１１と、スイッチング素子１２と、ダイオード１３と、ダイオード１４と、コイル１５と、ゲート信号生成部１６と、後述するＰＷＭ制御回路１００とを含む。
本実施形態では、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されるものとする。ただし、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やバイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子で構成することもできる。
【００２２】
スイッチング素子１１とスイッチング素子１２は、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子１１とスイッチング素子１２のゲートには、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２が入力される。なお、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２は、それぞれ第１のゲート信号と第２のゲート信号の一例である。
スイッチング素子１１は、コレクタが正極ラインＰＬ２に接続され、エミッタがスイッチング素子１２のコレクタに接続される。スイッチング素子１１は、コレクタとエミッタの間にゲート信号Ｇ１によって導通と非導通が制御される導電路を有する。なお、コレクタとエミッタは、それぞれスイッチング素子１１の導電路の一端と他端の一例である。
スイッチング素子１２は、コレクタがスイッチング素子１１のエミッタに接続され、コレクタが負極ラインＮＬ２に接続される。スイッチング素子１２は、コレクタとエミッタの間にゲート信号Ｇ２によって導通と非導通が制御される導電路を有する。なお、コレクタとエミッタは、それぞれスイッチング素子１２の導電路の一端と他端の一例である。
【００２３】
ダイオード１３は、アノードとカソードがそれぞれスイッチング素子１１のエミッタとコレクタに接続される。ダイオード１３は、スイッチング素子１１のエミッタからコレクタに向かう方向にのみ電流を流す。ダイオード１４は、アノードとカソードがそれぞれスイッチング素子１２のエミッタとコレクタに接続される。ダイオード１４は、スイッチング素子１２のエミッタからコレクタに向かう方向にのみ電流を流す。
なお、ダイオード１３とダイオード１４は、それぞれスイッチング素子１１とスイッチング素子１２に内蔵されて一体化されているものであってもよいし、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２とは別途取り付けるものであってもよい。
【００２４】
コイル１５は、その一端が正極ラインＰＬ１に接続され、その他端がスイッチング素子１１のエミッタとスイッチング素子１２のコレクタとが接続された接続ノードＮＤに接続される。接続ノードＮＤの電圧Ｖｅはコイル１５の他端と負極ラインＮＬの間の電圧である。
なお、電流ＩＡ（ＩＬ）は、電気蓄電装置２０の放電時に電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて流れ、電気蓄電装置２０の充電時に負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて流れるが、この電流ＩＡ（ＩＬ）はコイル１５を流れる電流でもある。電流ＩＡ（ＩＬ）が流れることにより、コイル１５の両端に電圧ＶＬが生じる。ここで、後で図３を参照して説明するように、電流ＩＬは実際にコイル１５に流れる電流であり、電流ＩＡは巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流である。
【００２５】
後述するＰＷＭ制御回路１００（図４参照）は、電気蓄電装置の電圧と負荷装置の電圧の変換の程度を指定するデューティ比αを生成し、ゲート信号生成部１６に送る。ゲート信号生成部１６は、受け取ったデューティ比αを示す信号に応じて、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２を生成する。
図２は、ゲート信号Ｇ１とゲート信号Ｇ２の基準となるゲート基準信号ＧＢＳと、ゲート信号Ｇ１と、ゲート信号Ｇ２の波形の一例を示す。
ゲート基準信号ＧＢＳの周期がＴであり、その電位レベルがハイレベルである期間がＴｈであるとき、ゲート基準信号ＧＢＳのデューティ比はＴｈ／Ｔで定義される。ゲート信号生成部１６は、ゲート基準信号ＧＢＳのデューティ比がＰＷＭ制御回路１００から送信されるデューティ比αと一致するように、ゲート基準信号ＧＢＳを生成する。
そして、ゲート信号生成部１６は、ゲート信号Ｇ１を、ゲート基準信号ＧＢＳの立ち上がりからデッドタイムｄ１だけ遅れて立ち上がり、ゲート基準信号ＧＢＳが立ち下がるとともに立ち下がるように生成する。また、ゲート信号生成部１６は、ゲート信号Ｇ２を、ゲート基準信号ＧＢＳの立ち下がりからデッドタイムｄ２だけ遅れて立ち上がり、ゲート基準信号ＧＢＳが立ち上がるとともに立ち下がるように生成する。
【００２６】
ゲート信号Ｇ１は、スイッチング素子１１のゲートに供給される。ゲート信号Ｇ１の電位レベルがハイレベルである期間にスイッチング素子１１はオン（導通）状態となり、ゲート信号Ｇ１の電位レベルがローレベルである期間にスイッチング素子１１はオフ（非導通）状態となる。
ゲート信号Ｇ２は、スイッチング素子１２のゲートに供給される。ゲート信号Ｇ２の電位レベルがハイレベルである期間にスイッチング素子１２はオン（導通）状態となり、ゲート信号Ｇ２の電位レベルがローレベルである期間にスイッチング素子１２はオフ（非導通）状態となる。
デッドタイムｄ１とデッドタイムｄ２の期間には、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２のいずれもオフとなる。これにより、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２が同時にオン（導通）となって正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬとが短絡されることが防止される。
【００２７】
デューティ比αが小さくなると、スイッチング素子１２がオンである期間が長くなる。このとき、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは、正の方向に増加する。
例えば、ハイブリッド自動車等において、運転手がブレーキを踏んでいる場合、電気蓄電装置２０は充電されている。このとき、運転手がブレーキを離し、アクセルを踏んだ場合、負荷装置４０側に電流を流すためＰＷＭ制御回路１００はデューティ比αを小さくする。デューティ比αが小さくなると、図３に示すように、実際にコイルに流れる電流ＩＬはゲート基準信号ＧＢＳの周期にあわせて周期的に増減を繰り返すが、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは、最初負であるが、徐々に増加して時刻ｔ０において負から正に変化する。
【００２８】
逆にデューティ比αが大きくなると、スイッチング素子１１がオンである期間が長くなる。このとき、巨視的に見た場合のコイル１５に流れる電流ＩＡは負の方向に増加（すなわち、減少）する。
なお、電流ＩＡが負のとき、電流ＩＡは負荷装置４０から電気蓄電装置２０に向けて流れる。一方、電流ＩＡが正のとき、電流ＩＡは電気蓄電装置２０から負荷装置４０に向けて流れる。
【００２９】
図４は、ＰＷＭ制御回路１００の構成の一例を示す。
ＰＷＭ制御回路１００は、目標電圧設定部１０１と、減算器１０２と、電圧ＰＩ制御部１０３と、リミッタ１０４と、減算器１０５と、電流ＰＩ制御部１０６と、コイル電圧取得部１０７と、加算器１０８と、減算器１０９と、デューティ比決定部１１０とを有する。
【００３０】
図示しない２つの電圧センサがそれぞれ電気蓄電装置２０の電圧ＶＢと負荷装置４０の電圧ＶＤＣを検出し、検出された値をＰＷＭ制御回路１００に送る。
また、図示しない電流センサが実際にコイル１５を流れる電流ＩＬを検出し、検出された値をＰＷＭ制御回路１００に送る。ＰＷＭ制御回路１００は、巨視的に見た場合の電流ＩＡを求める。このとき、ＰＷＭ制御回路１００は、ゲート基準信号ＧＢＳの１周期ごとに１回電流ＩＬをサンプリングすることにより電流ＩＡを求めてもよいし、ゲート基準信号ＧＢＳの１周期ごとに複数回サンプリングし、それらを平均することにより電流ＩＡを求めてもよい。
【００３１】
目標電圧設定部１０１は、たとえば負荷装置４０に含まれるモータのトルクと回転速度、電気蓄電装置２０の残存容量等に基づいて、負荷装置４０の電圧ＶＤＣの目標を示す目標電圧Ｖ＊ＤＣを求め、減算器１０２に送る。
減算器１０２は、次の（１）式に示すように、目標電圧Ｖ＊ＤＣと、電圧センサによって負荷装置４０の電圧ＶＤＣとの差εＶを求め、電圧ＰＩ制御部１０３に送る。
【００３２】
【数１】
【００３３】
電圧ＰＩ制御部１０３は、次の（２）式に示すように、差εＶを基にＰＩ（比例・積分）制御を行ってコイル１５を流れる電流の目標を示す目標電流Ｉ＊を求め、リミッタ１０４に送る。ここで、ＫＰｉとＫｌｉは一般に定数であるが、変数であってもよい。
【００３４】
【数２】
【００３５】
リミッタ１０４は、過大な電流ＩＡが流れ、電源システム等を損傷させることを防止するために、目標電流Ｉ＊の値が所定の範囲に入るように制限する。
更に、目標電流Ｉ＊により、電気蓄電装置２０の充放電管理の制御を行うことができる。例えば、電気蓄電装置２０の電圧、電流の充放電特性に合わせて電気蓄電装置２０の充放電の電流制限値（すなわち、充電時に流れる電流の電流制限値および放電時に流れる電流の電流制限値）を予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）やフラッシュメモリ等を含むＰＷＭ制御回路１００内に設けられた記憶部（図示なし）に記憶しておく。充電時または放電時に目標電流Ｉ＊の値が記憶されている電流制限値を超える場合、リミッタ１０４が目標電流Ｉ＊の値を記憶されている電流制限値に置き換えることにより、電気蓄電装置２０の充放電管理の制御を同時に行うことができる。
【００３６】
また、負荷装置４０に含まれるモータが発電機として機能する場合に、電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値により、負荷であるモータの出力電流の電流制限値を連動して設定することも可能である。例えば、パワー不変の原則で、電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値により、モータの出力電流の電流制限値を算出できる。負荷装置４０はインバータで誘導モータを駆動する場合に、次の（３）式の関係がある。
【００３７】
【数３】
【００３８】
ここで、ＶＢは電気蓄電装置２０の電圧であり、ＩA_limは電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値であり、Ｖｍは誘導モータの電圧であり、Ｉm_lim1は誘導モータの出力電流の電流制限値、COSφは誘導モータの力率である。
また、負荷装置は直流モータの場合、次の（４）式の関係がある。
【００３９】
【数４】
【００４０】
ここでは、ＶＤＣは負荷装置４０の電圧、つまり直流モータの電圧であり、Ｉm_lim2は直流モータの出力電流の電流制限値である。
従って、上記（３）式または（４）式により、モータの出力電流の電流制限値Ｉm_lim1、Ｉm_lim2を算出することができる。目標電流Ｉ＊の値がモータの出力電流の電流制限値を超える場合、リミッタ１０４が目標電流Ｉ＊の値をモータの出力電流の電流制限値に置き換えることにより、負荷装置４０とモータを保護することができる。
なお、上述した電気蓄電装置２０の充電時に流れる電流の電流制限値とモータの出力電流の電流制限値を算出する際に、誤差を考えて、モータの出力電流の電流制限値をやや小さめに設定することが望ましい。
【００４１】
減算器１０５は、次の（５）式に示すように、目標電流Ｉ＊とコイル１５を流れる電流ＩＡとの差εＡを求め、電流ＰＩ制御部１０６に送る。
【００４２】
【数５】
【００４３】
電流ＰＩ制御部１０６は、次の（６）式に示すように、差εＡを基にＰＩ制御を行って補正電圧ΔＶを求め、減算器１０９に送る。ここで、ＫＰｖとＫｌｖは一般に定数であるが、変数であってもよい。
【００４４】
【数６】
【００４５】
コイル電圧取得部１０７は、次の（７）式に示すように、コイル１５を電流ＩＡが流れることによりコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを求め、加算器１０８に送る。ここで、Ｌはコイル１５のインダクタンス値、Ｔはゲート基準信号ＧＢＳの周期、ＩＡ（ｔ）は時刻ｔにコイル１５を流れる電流ＩＡ、ＩＡ（ｔ−Ｔ）は時刻（ｔ−Ｔ）、すなわち時刻ｔより１周期Ｔ前にコイル１５を流れる電流ＩＡである。
【００４６】
【数７】
【００４７】
加算器１０８は、次の（８）式に示すように、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢとコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを加算して電圧Ｖｅを求め、減算器１０９に送る。
【００４８】
【数８】
【００４９】
減算器１０９は、次の（９）式に示すように、電圧Ｖｅから上式（６）により求められた補正電圧ΔＶを減算し、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを求め、デューティ比決定部１１０に送る。
【００５０】
【数９】
【００５１】
デューティ比決定部１１０は、次の（１０）式に示すように、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割り、デューティ比αを求める。そして、デューティ比決定部１１０は、デューティ比αをゲート信号生成部１６に送る。
【００５２】
【数１０】
【００５３】
ＰＷＭ制御回路１００の各機能をハードウェアで実現するのではなく、コンピュータまたはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で実現することもできる。この場合、コンピュータまたはＤＳＰ（以下、コンピュータ等という。）のＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）が記憶装置に格納されているＰＷＭ制御プログラムを実行することにより、ＰＷＭ制御回路１００の各機能を実現する。
【００５４】
図５は、ＰＷＭ制御プログラムにおけるＰＷＭ制御処理の流れの一例を示す。
図示しない２つの電圧センサと１つの電流センサによって検出された電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬは所定の周期でサンプリングされる。そして、これらはＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換されて、入力装置からコンピュータ等に入力される。その際、電磁ノイズを除去するために、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣがＡ／Ｄ変換された数値をローパスフィルタＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、または移動平均などにより平滑化する処理を行うこともできる。
以下では、デジタル信号に変換された電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬをそれぞれ電気蓄電装置２０の電圧ＶＢ、負荷装置４０の電圧ＶＤＣおよびコイル１５を流れる電流ＩＬの測定値という。
【００５５】
ＣＰＵは、負荷装置の電圧の目標値Ｖ＊ＤＣと、電圧センサによって測定された負荷装置の電圧ＶＤＣの測定値との差εＶを求め（Ｓ１０１）、差εＶを基にＰＩ制御を行ってコイルを流れる電流の目標値Ｉ＊を求める（Ｓ１０２）。そして、ＣＰＵは、電流の目標値Ｉ＊の値が所定の範囲に入るように制限する（Ｓ１０３）。
ＣＰＵは、電流の目標値Ｉ＊とコイルを流れる電流ＩＡの測定値の差εＡ求め（Ｓ１０４）、差εＡを基にＰＩ制御を行ってデューティ比αを求めるための補正値ΔＶを求める（Ｓ１０５）。
【００５６】
ＣＰＵは、コイル１５を電流ＩＡが流れることによりコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを求める（Ｓ１０６）。そして、ＣＰＵは、電圧ＶＬに電気蓄電装置２０の電圧ＶＢを加算して電圧Ｖｅを求め、電圧ＶｅからステップＳ１０６で求めた補正値ΔＶを減算してデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを求める（Ｓ１０７）。
ＣＰＵは、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割り、デューティ比αを求める（Ｓ１０８）。そして、ＣＰＵは、求められたデューティ比αをゲート信号生成部１６に送る。
【００５７】
上述した実施形態に示したように、デューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍは、上記（９）式に示すように、電気蓄電装置２０の電圧ＶＢとコイル１５の両端に生じる電圧ＶＬを加算し、更に補正電圧ΔＶを減算することによって求められる。
ここで、上記（７）式から分かるようにコイル１５を流れる電流ＩＡの変化が小さくなると、電圧ＶＬは小さくなる。従って、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、電圧ＶＬは小さくなる。
また、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、上記（５）式で示される電流の目標値Ｉ＊とコイル１５を流れる電流ＩＡの差εＡが大きくなる。差εＡが大きくなると、上記（６）式に示される補正電圧ΔＶが大きくなる。
【００５８】
従って、電流ＩＡの値が０付近に停滞するとき、電圧ＶＬが小さくなり、補正電圧ΔＶが大きくなるため、上記（７）式で示されるデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍは小さくなる。
デューティ比αは上記（８）式に示すようにデューティ比に応じた電圧Ｖｐｗｍを負荷装置の電圧ＶＤＣで割った値であるため、このとき、デューティ比αが小さくなる。
デューティ比αが小さくなるほど、コイル１５に流れる電流ＩＡは増加する。
【００５９】
このように、ＰＷＭ制御回路１００は、電流ＩＡの値が０付近に停滞すると、コイル１５に流れる電流ＩＡを増加させる。このため、仮に電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消される。
【００６０】
以上説明したように、本発明によれば、負荷装置４０の電圧ＶＤＣが目標電圧Ｖ＊ＤＣとなるように制御してコイル１５を流れる電流ＩＡの目標電流I＊の値を求め、更にコイル１５を流れる電流ＩＡがその目標電流I＊となるように制御することにより、昇圧動作と降圧動作の区別なく制御することができ、電気蓄電装置の充電と放電が切り換わるときにおける双方向コンバータ１０の応答性を改善することができる。
本発明によれば、コイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象がなくなるか、または仮にコイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消されるため、双方向コンバータの応答性が改善する。このため、負荷装置と並列に接続される平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。
また、本発明によれば、仮にコイル１５を流れる電流ＩＡの値が０付近に張り付く現象が発生したとしても、その現象は早期に解消されるため、特許文献１に記載されている電源システムと異なり、電流ＩＡが０付近に張り付いている状態が終わったとき、電流ＩＡが急激に上昇し、サージが発生することはない。
【００６１】
なお、ＰＷＭ制御回路１００は、上述した負荷装置４０の電圧ＶＤＣが目標電圧Ｖ＊ＤＣとなるように制御する電圧制御、および電流ＩＡが目標電流I＊となるように制御する電流制御をコイル１５の電流ＩＬ等のサンプリング周期（数十μSECから数百μSEC）の一回毎または複数回毎に実施するために、双方向コンバータ１０の応答性が速やかになる。このように応答性が速やかになることによっても負荷装置と並列に接続される平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。
更に、ＤＳＰ等で実現されたＰＷＭ制御回路１００の演算スピードに応じてサンプリング周期を短縮すると、コイル１５のインダクタンス値Ｌを小さくすることができる。その場合に、付随効果として双方向コンバータ１０のスイッチング音も小さくすることができる。
【００６２】
以上、本発明の実施形態について説明したが、設計上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、本発明の範囲に含まれる。
また、本発明はハイブリッド自動車や電車等の力行運転と回生運転を行う車両等に限らず、電気蓄電装置と負荷装置との間で直流電圧の大きさを変換するシステムであって、電気蓄電装置の充電時には負荷装置から電気蓄電装置に向けて電流が流れ、電気蓄電装置の放電時には電気蓄電装置から負荷装置に向けて電流が流れるシステムに適用することができる。
【符号の説明】
【００６３】
１０…双方向コンバータ、１１…スイッチング素子、１２…スイッチング素子、１３、１４…ダイオード、１５…コイル、１６…ゲート信号生成部、２０…電気蓄電装置、３０…平滑用コンデンサ、４０…負荷装置、１００…ＰＷＭ制御回路、１０１…目標電圧設定部、１０２、１０５、１０９…減算器、１０３…電圧ＰＩ制御部、１０４…リミッタ、１０６…電流ＰＩ制御部、１０７…コイル電圧取得部、１０８…加算器、１１０…デューティ比決定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する双方向コンバータであって、
電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて、前記電気蓄電装置の電圧と前記負荷装置の電圧とを変換する電圧変換部と、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める制御部と、
を備えることを特徴とする双方向コンバータ。
【請求項２】
前記電圧変換部が、前記電気蓄電装置の充電時および放電時に電流が流れることによって両端に電圧が生じるコイルを備え、
前記制御部が、
前記目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求め、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づくＰＩ制御により補正電圧を求め、
前記電気蓄電装置の電圧と前記コイルの両端に生じる電圧と前記補正電圧とに基づいて前記デューティ比を求める、
ことを特徴とする請求項１に記載の双方向コンバータ。
【請求項３】
前記電圧変換部が、
前記電気蓄電装置と前記負荷装置の両方に接続される負極ラインと、
前記電気蓄電装置と前記コイルの一端に接続される第１の正極ラインと、
前記負荷装置に接続される第２の正極ラインと、
前記デューティ比に基づいて第１のゲート信号と第２のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
一端が前記第２の正極ラインに接続され、他端が前記コイルの他端に接続されており、前記第１のゲート信号によって導通と非導通が制御される第１の導電路と、当該第１の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第２の導電路とを有する第１の素子と、
一端が前記第１の素子の導電路の他端に接続され、他端が前記負極ラインに接続されており、前記第２のゲート信号によって導通と非導通が制御される第３の導電路と、当該第３の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第４の導電路とを有する第２の素子と、
を備え、
前記制御部が、
前記目標電圧を設定する目標電圧設定部と、
前記目標電圧設定部によって設定された目標電圧と前記負荷装置の電圧との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求める目標電流決定部と、
前記目標電流決定部によって求められた目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記補正電圧を求める補正電圧決定部と、
前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流に基づいて前記コイルの両端に生じる電圧を求めるコイル電圧取得部と、
前記補正電圧決定部で求められた補正電圧と、前記コイル電圧取得部で求められた前記コイルの両端に生じる電圧と、前記電気蓄電装置の電圧とに基づいてデューティ比に応じた電圧を求める電圧決定部と、
前記電圧決定部によって求められた前記デューティ比に応じた電圧と前記負荷装置の電圧とに基づいて前記デューティ比を求めるデューティ比決定部と、
を備える、
ことを特徴とする請求項２に記載の双方向コンバータ。
【請求項４】
前記制御部が、
前記電気蓄電装置の充放電特性に合わせて充電時および放電時に流れる電流の電流制限値が記憶されている記憶部と、
前記電気蓄電装置の充電時または放電時に、前記記憶部に記憶されている電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記記憶部に記憶されている電流制限値に置き換えるリミッタと、
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
【請求項５】
前記負荷装置が、発電機として機能するモータを含み、
前記制御部のリミッタは、前記電気蓄電装置の充電時に流れる電流の電流制限値に基づいて求められたモータの出力電流の電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記モータの出力電流の電流制限値に置き換える、
ことを特徴とする請求項４に記載の双方向コンバータ。
【請求項６】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御回路であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めることを特徴とする双方向コンバータの制御回路。
【請求項７】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御方法であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求めるステップと、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めるステップと、
を備えることを特徴とする双方向コンバータの制御方法。
【請求項１】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する双方向コンバータであって、
電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて、前記電気蓄電装置の電圧と前記負荷装置の電圧とを変換する電圧変換部と、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求める制御部と、
を備えることを特徴とする双方向コンバータ。
【請求項２】
前記電圧変換部が、前記電気蓄電装置の充電時および放電時に電流が流れることによって両端に電圧が生じるコイルを備え、
前記制御部が、
前記目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求め、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づくＰＩ制御により補正電圧を求め、
前記電気蓄電装置の電圧と前記コイルの両端に生じる電圧と前記補正電圧とに基づいて前記デューティ比を求める、
ことを特徴とする請求項１に記載の双方向コンバータ。
【請求項３】
前記電圧変換部が、
前記電気蓄電装置と前記負荷装置の両方に接続される負極ラインと、
前記電気蓄電装置と前記コイルの一端に接続される第１の正極ラインと、
前記負荷装置に接続される第２の正極ラインと、
前記デューティ比に基づいて第１のゲート信号と第２のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
一端が前記第２の正極ラインに接続され、他端が前記コイルの他端に接続されており、前記第１のゲート信号によって導通と非導通が制御される第１の導電路と、当該第１の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第２の導電路とを有する第１の素子と、
一端が前記第１の素子の導電路の他端に接続され、他端が前記負極ラインに接続されており、前記第２のゲート信号によって導通と非導通が制御される第３の導電路と、当該第３の導電路の他端から一端に向かう方向にのみ電流を流す第４の導電路とを有する第２の素子と、
を備え、
前記制御部が、
前記目標電圧を設定する目標電圧設定部と、
前記目標電圧設定部によって設定された目標電圧と前記負荷装置の電圧との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記目標電流を求める目標電流決定部と、
前記目標電流決定部によって求められた目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差を求め、当該差に基づくＰＩ制御により前記補正電圧を求める補正電圧決定部と、
前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流に基づいて前記コイルの両端に生じる電圧を求めるコイル電圧取得部と、
前記補正電圧決定部で求められた補正電圧と、前記コイル電圧取得部で求められた前記コイルの両端に生じる電圧と、前記電気蓄電装置の電圧とに基づいてデューティ比に応じた電圧を求める電圧決定部と、
前記電圧決定部によって求められた前記デューティ比に応じた電圧と前記負荷装置の電圧とに基づいて前記デューティ比を求めるデューティ比決定部と、
を備える、
ことを特徴とする請求項２に記載の双方向コンバータ。
【請求項４】
前記制御部が、
前記電気蓄電装置の充放電特性に合わせて充電時および放電時に流れる電流の電流制限値が記憶されている記憶部と、
前記電気蓄電装置の充電時または放電時に、前記記憶部に記憶されている電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記記憶部に記憶されている電流制限値に置き換えるリミッタと、
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
【請求項５】
前記負荷装置が、発電機として機能するモータを含み、
前記制御部のリミッタは、前記電気蓄電装置の充電時に流れる電流の電流制限値に基づいて求められたモータの出力電流の電流制限値を前記目標電流の値が超える場合に、前記目標電流の値を前記モータの出力電流の電流制限値に置き換える、
ことを特徴とする請求項４に記載の双方向コンバータ。
【請求項６】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御回路であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求め、当該目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めることを特徴とする双方向コンバータの制御回路。
【請求項７】
充電と放電が可能な電気蓄電装置と直流電力の授受が可能な負荷装置との間にあり、電圧の変換の程度を指定するデューティ比に応じて当該電気蓄電装置の電圧と当該負荷装置の電圧を変換する電圧変換部を備える双方向コンバータの制御方法であって、
前記負荷装置の電圧の目標を示す目標電圧と前記負荷装置の電圧との差に基づいて前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流の目標を示す目標電流を求めるステップと、
前記目標電流と前記電気蓄電装置の充電時および放電時に流れる電流との差に基づいて前記デューティ比を求めるステップと、
を備えることを特徴とする双方向コンバータの制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−１５７１４５（Ｐ２０１２−１５７１４５Ａ）
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３５８４（Ｐ２０１１−１３５８４）
【出願日】平成２３年１月２６日（２０１１．１．２６）
【出願人】（０００２２０７１２）株式会社ＴＢＫ (13)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月１６日（２０１２．８．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１月２６日（２０１１．１．２６）
【出願人】（０００２２０７１２）株式会社ＴＢＫ (13)
【Ｆターム（参考）】
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