双方向昇降圧コンバータ
【課題】従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ生産経費の上昇を抑制することが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【解決手段】双方向昇降圧コンバータにおいて、昇圧チョッパ回路は、昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、降圧チョッパ回路は、降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、制御部は、第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように昇圧チョッパ回路の複数の昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように降圧チョッパ回路の複数の降圧用スイッチング素子にスイッチングさせる。
【解決手段】双方向昇降圧コンバータにおいて、昇圧チョッパ回路は、昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、降圧チョッパ回路は、降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、制御部は、第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように昇圧チョッパ回路の複数の昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように降圧チョッパ回路の複数の降圧用スイッチング素子にスイッチングさせる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向昇降圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ／発電機がモータとして稼動する時には、バッテリの電圧よりも高い電圧をモータ／発電機へ出力する必要があり、かつモータ／発電機が発電機として稼動する時には、モータ／発電機が出力する電力を降圧してバッテリに充電する必要ある場合に、一般的に、双方向昇降圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）にバッテリからモータ／発電機へ出力する電力を昇圧させ、またモータ／発電機からバッテリに出力へする電力を降圧することによって、モータ／発電機の稼動に必要な電圧及びバッテリに充電可能な電圧を手に入れる。このような双方向昇降圧コンバータとして、回路構成が比較的単純であるチョッパ方式の双方向昇降圧チョッパ回路が広く用いられている。この双方向昇降圧チョッパ回路は、バイポーラトランジスタあるいはＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによってリアクトルに流れる電流を変化させ、リアクトルに流れる電流の変化によって生じる誘導起電力を利用して、電圧を昇降圧させるものである。
【０００３】
しかしながら、上記双方向昇降圧チョッパ回路では、リアクトルに流れる電流がゼロになる期間のない「電流連続モード」で動作しなければならない為に、大きなエネルギーを蓄えることが出来るリアクトル、すなわち規模の大きなリアクトルを搭載しなければならない。そして、双方向昇降圧チョッパ回路では、大きなリアクトルの搭載に伴って、自身の体積を大きくしなければならない。その為、このような問題を解決する発明として、下記特許文献１には、スイッチング損失の低減によってスイッチング周波数を下げる必要がない為に、リアクトルの小型化が可能である双方向コンバータが開示されている。この双方向コンバータは、昇圧用リアクトル、昇圧用スイッチング素子及びワイドギャップ半導体ユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードから構成された昇圧チョッパ回路と、降圧用リアクトル、降圧用スイッチング素子及びワイドギャップ半導体ユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードから構成された降圧チョッパ回路とを、備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−００６０６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記従来技術における双方向昇降圧チョッパ回路には、上述したように、リアクトルの体積を大きくしなければならないという問題が存在していた。
また、上記従来技術における上記特許文献１では、双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧用及び降圧用ダイオードとして、ＳｉＣまたはＧａＮ等のユニポーラ型ダイオードを採用している。しかしながら、ＳｉＣまたはＧａＮ等のユニポーラ型ダイオードは値段が高い為に、上記特許文献１を適用した双方向昇降圧チョッパ回路は、生産経費が上昇してしまうという課題を抱えてしまう。
【０００６】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ生産経費の上昇を抑制することが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第１の解決手段として、第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルを有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記昇圧用リアクトルによって昇圧し、昇圧した直流電圧を第２入出力端子から出力する昇圧チョッパ回路と、第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルを有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用リアクトルによって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路及び前記降圧チョッパ回路を制御する制御部とを、具備する双方向昇降圧コンバータであって、前記昇圧チョッパ回路は、前記昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、前記降圧チョッパ回路は、前記降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記昇圧チョッパ回路の複数の前記昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記降圧チョッパ回路の複数の前記降圧用スイッチング素子にスイッチングさせるという手段を採用する。
【０００８】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせるという手段を採用する。
【０００９】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第３の解決手段として、上記第１または第２の解決手段において、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせるという手段を採用する。
【００１０】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第４の解決手段として、上記第１〜第３いずれかの解決手段において、昇降圧用リアクトルを具備し、前記昇降圧用リアクトルを、昇圧時には前記昇圧用リアクトルとして使用し、降圧時には前記降圧用リアクトルとして使用するという手段を採用する。
【００１１】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第５の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させるという手段を採用する。
【００１２】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第６の解決手段として、上記第１〜第５いずれかの解決手段において、制御部を具備し、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、降圧率を変化させるという手段を採用する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、双方向昇降圧コンバータにおいて、昇圧チョッパ回路は、昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、降圧チョッパ回路は、降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、制御部は、第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように昇圧チョッパ回路の複数の昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように降圧チョッパ回路の複数の降圧用スイッチング素子にスイッチングさせる。
【００１４】
このように、双方向昇降圧コンバータでは、複数の昇圧用スイッチング素子及び複数の降圧用スイッチング素子を具備することによって、短い周期でのスイッチングを実行するが出来る為、一度にリアクトルに蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る。そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、これによって、リアクトルを小型化することが可能になる。
【００１５】
また、双方向昇降圧コンバータでは、複数の昇圧用スイッチング素子及び降圧用スイッチング素子を具備することによって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータでは、ＳｉＣまたはＧａＮ等の高価なユニポーラ型ダイオードを搭載しなくても、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、生産経費の上昇を抑制することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【図２】従来の双方向昇降圧コンバータの１つである双方向昇降圧チョッパ回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との昇圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
【図４】本発明の一実施形態に係る双方向昇昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との出力する昇圧した直流電圧の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、入力電圧を昇圧または降圧する双方向昇降圧コンバータに関する。
まず、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの回路構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
双方向昇降圧コンバータＡは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧して負荷であるインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を降圧してバッテリＢへ出力するものであり、第１入出力端子１ａ，１ｂ、昇降圧用リアクトル２、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）３ａ〜３ｃ、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃ、コンデンサ５、第２入出力端子６ａ，６ｂ及び制御部７を備えている。
【００１８】
第１入出力端子１ａ，１ｂは、バッテリＢから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力し、また双方向昇降圧コンバータＡによって降圧された直流電圧をバッテリＢへ出力するための一対の接続端子である。一方の第１入出力端子１ａはバッテリＢの正極端に接続され、他方の第１入出力端子１ｂはバッテリＢの負極端に接続されている。
昇降圧用リアクトル２は、一端が一方の第１入出力端子１ａに接続され、他端が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのドレイン端子と、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのソース端子とへ接続されている。
【００１９】
昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃは、昇降圧用リアクトル２の他端に並列接続されている。また、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃも、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃと同様に、昇降圧用リアクトル２の他端に並列接続されている。そして、この６個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ３４ａ〜４ｃは、図１に示すように、第１〜第３のスイッチングアームを構成している。すなわち、６個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのうち、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａとは第１のスイッチングアームを、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂとは第３のスイッチングアームを、また昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃとは第３のスイッチングアームをそれぞれ構成している。
【００２０】
第１のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
【００２１】
第２のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
【００２２】
第３のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
そして、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃの各ゲート端子には、制御部７から制御信号が入力される。そして、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃは、制御信号に基づいてＯＮ/ＯＦＦを行う。
【００２３】
コンデンサ５は、インバータＣへ出力する直流電圧のリップルの低減、すなわち平滑化することを目的として設けられたものであり、一端が、各降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのドレイン端子及び上記一方の第２入出力端子６ａに接続され、他端が、各昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのソース端子、他方の第１入出力端子１ｂ及び他方の第２入出力端子６ｂに接続されている。
【００２４】
第２入出力端子６ａ，６ｂは、双方向昇降圧コンバータＡが昇圧した直流電圧をインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力するための一対の接続端子であり、一方の第２入出力端子６ａはインバータＣの一端に接続され、他方の第２入出力端子６ｂは上記インバータＣの他端に接続されている。
制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）及び昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ並びに降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃと信号の入出力を行うインタフェース回路等から構成されており、上記ＲＯＭに記憶された制御プログラムに基づいて、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを制御する。
【００２５】
次に、このように構成された双方向昇降圧コンバータＡの動作について、詳しく説明する。
まず、双方向昇降圧コンバータＡにおける昇圧動作について説明する。なお、この場合には、第１入出力端子１ａ，１ｂが入力側になり、第２入出力端子６ａ，６ｂが出力側になる。
【００２６】
制御部７は、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、全ての降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃをＯＦＦにし、かつ昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを、順番に１２０度ずつ位相をずらしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する。そして、制御部７は、この際、各昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのＯＮのタイミングは、重ならないようにする。
【００２７】
図２は、従来の双方向昇降圧コンバータの１つである双方向昇降圧チョッパ回路の構成を示す回路図であり、図３は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との昇圧時のスイッチング周期を示す波形図であり、図４は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との出力する昇圧した直流電圧の波形図である。
【００２８】
図３の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｂのそれぞれのスイッチング周期を示す波形図であり、図３の（ｂ）は、図２に示す双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧時の昇圧用ＭＯＳＦＥＴのスイッチング周期を示す波形図である。なお、図３の（ａ）では、実線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａがＯＮであることを示し、破線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂがＯＮであることを示し、一点鎖線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃがＯＮであることを示している。そして、図３の（ａ），（ｂ）では、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００２９】
また、図４の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの出力する昇圧した直流電圧を示す波形図であり、図４の（ｂ）は、図２に示す双方向昇降圧チョッパ回路の出力する昇圧した直流電圧を示す波形図である。そして、図４の（ａ），（ｂ）では、縦軸が、電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００３０】
本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡは、昇圧時に、図３の（ａ）に示すように、図３の（ｂ）と比較して、単位時間内に、短い周期でスイッチングを行う。このように、双方向昇降圧コンバータＡは、短い周期でのスイッチングを実行することによって、一度に昇降圧用リアクトル２に蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る為に、昇降圧用リアクトル２を小型化することが可能である。また、双方向昇降圧コンバータＡは、スイッチング周期が短い為に、図４の（ａ）示すように、図４の（ｂ）と比較して、出力する昇圧した直流電圧のリップルが小さくなる。
【００３１】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７が、昇圧時に、図３の（ａ）に示す昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｂのスイッチングのＯＮデューティを高くすることによって、昇圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを低くすることによって、昇圧率を低くすることが出来る。
【００３２】
次に、双方向昇降圧コンバータＡにおける降圧動作について説明する。なお、この場合には、第２入出力端子６ａ，６ｂが入力側になり、第１入出力端子１ａ，１ｂが出力側になる。
制御部７は、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、全ての昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃをＯＦＦにし、かつ降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを、順番に１２０度ずつ位相をずらしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。そして、制御部７は、この際、各降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのＯＮのタイミングは、重ならないようにする。
【００３３】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７が、降圧時に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｂのスイッチングのＯＮデューティを低くすることによって、降圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを高くすることによって、降圧率を低くすることが出来る。
【００３４】
以上のように、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡでは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃが、順番にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、短い周期でのスイッチングによる昇圧が可能になる。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃが、順番にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、短い周期でのスイッチングによる降圧が可能になる。
【００３５】
このように、双方向昇降圧コンバータＡでは、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを具備することによって、短い周期でのスイッチングを実行するが出来る為、一度に昇降圧用リアクトル２に蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る。そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、これによって、昇降圧用リアクトル２を小型化することが可能になる。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、複数の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴを具備することによって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータＡでは、ＳｉＣまたはＧａＮ等の高価なユニポーラ型ダイオードを搭載しなくても、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、生産経費の上昇を抑制することが出来る。
【００３６】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態は、３個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを並列接続し、さらに３個の降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを並列接続しているが、本発明はこれに限定されない。
【００３７】
例えば、双方向昇降圧コンバータＡが、２個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴと、２個の降圧用ＭＯＳＦＥＴとを備えるようにしてもよいし、また昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴとをそれぞれ４個以上備えるようにしてもよい。このような場合に、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴのスイッチングのタイミングは、それぞれ「３６０／昇圧用ＭＯＳＦＥＴ（降圧用ＭＯＳＦＥＴ）の数」度ずらす。
【００３８】
また、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴの数がｎ個になると、双方向昇降圧コンバータＡが出力する直流電圧のリップルは、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴが１個の場合と比較して、「１／ｎ」になる。すなわち、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴの数が増えるほど、出力する直流電圧のリップルを低減することが出来る。
さらに、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、一般的な、バイポーラ型を使用することが出来る。そして、昇圧用スイッチング素子及び降圧用スイッチング素子の数が、２個または３個である場合には、市販されているフルブリッジ回路を使用することが出来る為、生産経費を抑制することが出来る。
【００３９】
（２）上記実施形態では、制御部７が、昇圧率を変化させる為に昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのＯＮデューティを変化させているが、昇圧した電圧の出力先であるインバータＣによって生じるリップルと同期するリップルを発生させないように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを制御することによって、インバータＣにおける動作を安定化することが出来る。
【符号の説明】
【００４０】
Ａ…双方向昇降圧コンバータ、１ａ，１ｂ…第１入出力端子、２…昇降圧用リアクトル、３ａ〜３ｃ…昇圧用ＭＯＳＦＥＴ、４ａ〜４ｃ…降圧用ＭＯＳＦＥＴ、５…コンデンサ、６ａ，６ｂ…第２入出力端子、７…制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向昇降圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ／発電機がモータとして稼動する時には、バッテリの電圧よりも高い電圧をモータ／発電機へ出力する必要があり、かつモータ／発電機が発電機として稼動する時には、モータ／発電機が出力する電力を降圧してバッテリに充電する必要ある場合に、一般的に、双方向昇降圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）にバッテリからモータ／発電機へ出力する電力を昇圧させ、またモータ／発電機からバッテリに出力へする電力を降圧することによって、モータ／発電機の稼動に必要な電圧及びバッテリに充電可能な電圧を手に入れる。このような双方向昇降圧コンバータとして、回路構成が比較的単純であるチョッパ方式の双方向昇降圧チョッパ回路が広く用いられている。この双方向昇降圧チョッパ回路は、バイポーラトランジスタあるいはＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによってリアクトルに流れる電流を変化させ、リアクトルに流れる電流の変化によって生じる誘導起電力を利用して、電圧を昇降圧させるものである。
【０００３】
しかしながら、上記双方向昇降圧チョッパ回路では、リアクトルに流れる電流がゼロになる期間のない「電流連続モード」で動作しなければならない為に、大きなエネルギーを蓄えることが出来るリアクトル、すなわち規模の大きなリアクトルを搭載しなければならない。そして、双方向昇降圧チョッパ回路では、大きなリアクトルの搭載に伴って、自身の体積を大きくしなければならない。その為、このような問題を解決する発明として、下記特許文献１には、スイッチング損失の低減によってスイッチング周波数を下げる必要がない為に、リアクトルの小型化が可能である双方向コンバータが開示されている。この双方向コンバータは、昇圧用リアクトル、昇圧用スイッチング素子及びワイドギャップ半導体ユニポーラデバイスから成る昇圧用ダイオードから構成された昇圧チョッパ回路と、降圧用リアクトル、降圧用スイッチング素子及びワイドギャップ半導体ユニポーラデバイスから成る降圧用ダイオードから構成された降圧チョッパ回路とを、備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−００６０６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記従来技術における双方向昇降圧チョッパ回路には、上述したように、リアクトルの体積を大きくしなければならないという問題が存在していた。
また、上記従来技術における上記特許文献１では、双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧用及び降圧用ダイオードとして、ＳｉＣまたはＧａＮ等のユニポーラ型ダイオードを採用している。しかしながら、ＳｉＣまたはＧａＮ等のユニポーラ型ダイオードは値段が高い為に、上記特許文献１を適用した双方向昇降圧チョッパ回路は、生産経費が上昇してしまうという課題を抱えてしまう。
【０００６】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりもリアクトルを小型化することが可能であり、かつ生産経費の上昇を抑制することが出来る双方向昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第１の解決手段として、第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルを有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記昇圧用リアクトルによって昇圧し、昇圧した直流電圧を第２入出力端子から出力する昇圧チョッパ回路と、第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルを有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用リアクトルによって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路及び前記降圧チョッパ回路を制御する制御部とを、具備する双方向昇降圧コンバータであって、前記昇圧チョッパ回路は、前記昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、前記降圧チョッパ回路は、前記降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記昇圧チョッパ回路の複数の前記昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記降圧チョッパ回路の複数の前記降圧用スイッチング素子にスイッチングさせるという手段を採用する。
【０００８】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせるという手段を採用する。
【０００９】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第３の解決手段として、上記第１または第２の解決手段において、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせるという手段を採用する。
【００１０】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第４の解決手段として、上記第１〜第３いずれかの解決手段において、昇降圧用リアクトルを具備し、前記昇降圧用リアクトルを、昇圧時には前記昇圧用リアクトルとして使用し、降圧時には前記降圧用リアクトルとして使用するという手段を採用する。
【００１１】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第５の解決手段として、上記第１〜第４いずれかの解決手段において、前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させるという手段を採用する。
【００１２】
本発明では、双方向昇降圧コンバータに係る第６の解決手段として、上記第１〜第５いずれかの解決手段において、制御部を具備し、前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、降圧率を変化させるという手段を採用する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、双方向昇降圧コンバータにおいて、昇圧チョッパ回路は、昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、降圧チョッパ回路は、降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、制御部は、第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように昇圧チョッパ回路の複数の昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように降圧チョッパ回路の複数の降圧用スイッチング素子にスイッチングさせる。
【００１４】
このように、双方向昇降圧コンバータでは、複数の昇圧用スイッチング素子及び複数の降圧用スイッチング素子を具備することによって、短い周期でのスイッチングを実行するが出来る為、一度にリアクトルに蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る。そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、これによって、リアクトルを小型化することが可能になる。
【００１５】
また、双方向昇降圧コンバータでは、複数の昇圧用スイッチング素子及び降圧用スイッチング素子を具備することによって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータでは、ＳｉＣまたはＧａＮ等の高価なユニポーラ型ダイオードを搭載しなくても、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、生産経費の上昇を抑制することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
【図２】従来の双方向昇降圧コンバータの１つである双方向昇降圧チョッパ回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との昇圧時のスイッチング周期を示す波形図である。
【図４】本発明の一実施形態に係る双方向昇昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との出力する昇圧した直流電圧の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、入力電圧を昇圧または降圧する双方向昇降圧コンバータに関する。
まず、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの回路構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡの構成を示す回路図である。
双方向昇降圧コンバータＡは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧して負荷であるインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を降圧してバッテリＢへ出力するものであり、第１入出力端子１ａ，１ｂ、昇降圧用リアクトル２、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）３ａ〜３ｃ、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃ、コンデンサ５、第２入出力端子６ａ，６ｂ及び制御部７を備えている。
【００１８】
第１入出力端子１ａ，１ｂは、バッテリＢから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力し、また双方向昇降圧コンバータＡによって降圧された直流電圧をバッテリＢへ出力するための一対の接続端子である。一方の第１入出力端子１ａはバッテリＢの正極端に接続され、他方の第１入出力端子１ｂはバッテリＢの負極端に接続されている。
昇降圧用リアクトル２は、一端が一方の第１入出力端子１ａに接続され、他端が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのドレイン端子と、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのソース端子とへ接続されている。
【００１９】
昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃは、昇降圧用リアクトル２の他端に並列接続されている。また、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃも、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃと同様に、昇降圧用リアクトル２の他端に並列接続されている。そして、この６個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ３４ａ〜４ｃは、図１に示すように、第１〜第３のスイッチングアームを構成している。すなわち、６個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのうち、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａとは第１のスイッチングアームを、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂとは第３のスイッチングアームを、また昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃと降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃとは第３のスイッチングアームをそれぞれ構成している。
【００２０】
第１のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
【００２１】
第２のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｂは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
【００２２】
第３のスイッチングアームを構成する昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃは、ドレイン端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃのソース端子に、ソース端子が上記一方の第１入出力端子１ｂに、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。そして、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ｃは、ドレイン端子が第２入出力端子６ａに接続され、ソース端子が上記昇降圧用リアクトル２の他端及び上述したように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレイン端子に、ゲート端子が制御部７にそれぞれ接続されている。
そして、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃの各ゲート端子には、制御部７から制御信号が入力される。そして、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃは、制御信号に基づいてＯＮ/ＯＦＦを行う。
【００２３】
コンデンサ５は、インバータＣへ出力する直流電圧のリップルの低減、すなわち平滑化することを目的として設けられたものであり、一端が、各降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのドレイン端子及び上記一方の第２入出力端子６ａに接続され、他端が、各昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのソース端子、他方の第１入出力端子１ｂ及び他方の第２入出力端子６ｂに接続されている。
【００２４】
第２入出力端子６ａ，６ｂは、双方向昇降圧コンバータＡが昇圧した直流電圧をインバータＣへ出力し、またインバータＣから入力される直流電圧を双方向昇降圧コンバータＡへ入力するための一対の接続端子であり、一方の第２入出力端子６ａはインバータＣの一端に接続され、他方の第２入出力端子６ｂは上記インバータＣの他端に接続されている。
制御部７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）及び昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ並びに降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃと信号の入出力を行うインタフェース回路等から構成されており、上記ＲＯＭに記憶された制御プログラムに基づいて、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを制御する。
【００２５】
次に、このように構成された双方向昇降圧コンバータＡの動作について、詳しく説明する。
まず、双方向昇降圧コンバータＡにおける昇圧動作について説明する。なお、この場合には、第１入出力端子１ａ，１ｂが入力側になり、第２入出力端子６ａ，６ｂが出力側になる。
【００２６】
制御部７は、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、全ての降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃをＯＦＦにし、かつ昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを、順番に１２０度ずつ位相をずらしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する。そして、制御部７は、この際、各昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのＯＮのタイミングは、重ならないようにする。
【００２７】
図２は、従来の双方向昇降圧コンバータの１つである双方向昇降圧チョッパ回路の構成を示す回路図であり、図３は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との昇圧時のスイッチング周期を示す波形図であり、図４は、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡと、従来の双方向昇降圧チョッパ回路との出力する昇圧した直流電圧の波形図である。
【００２８】
図３の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの昇圧時の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｂのそれぞれのスイッチング周期を示す波形図であり、図３の（ｂ）は、図２に示す双方向昇降圧チョッパ回路の昇圧時の昇圧用ＭＯＳＦＥＴのスイッチング周期を示す波形図である。なお、図３の（ａ）では、実線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａがＯＮであることを示し、破線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｂがＯＮであることを示し、一点鎖線の矩形が昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ｃがＯＮであることを示している。そして、図３の（ａ），（ｂ）では、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００２９】
また、図４の（ａ）は、双方向昇降圧コンバータＡの出力する昇圧した直流電圧を示す波形図であり、図４の（ｂ）は、図２に示す双方向昇降圧チョッパ回路の出力する昇圧した直流電圧を示す波形図である。そして、図４の（ａ），（ｂ）では、縦軸が、電圧を示し、横軸が時間を示す。
【００３０】
本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡは、昇圧時に、図３の（ａ）に示すように、図３の（ｂ）と比較して、単位時間内に、短い周期でスイッチングを行う。このように、双方向昇降圧コンバータＡは、短い周期でのスイッチングを実行することによって、一度に昇降圧用リアクトル２に蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る為に、昇降圧用リアクトル２を小型化することが可能である。また、双方向昇降圧コンバータＡは、スイッチング周期が短い為に、図４の（ａ）示すように、図４の（ｂ）と比較して、出力する昇圧した直流電圧のリップルが小さくなる。
【００３１】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７が、昇圧時に、図３の（ａ）に示す昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｂのスイッチングのＯＮデューティを高くすることによって、昇圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを低くすることによって、昇圧率を低くすることが出来る。
【００３２】
次に、双方向昇降圧コンバータＡにおける降圧動作について説明する。なお、この場合には、第２入出力端子６ａ，６ｂが入力側になり、第１入出力端子１ａ，１ｂが出力側になる。
制御部７は、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、全ての昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃをＯＦＦにし、かつ降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを、順番に１２０度ずつ位相をずらしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する。そして、制御部７は、この際、各降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃのＯＮのタイミングは、重ならないようにする。
【００３３】
また、双方向昇降圧コンバータＡでは、制御部７が、降圧時に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｂのスイッチングのＯＮデューティを低くすることによって、降圧率を上昇することが出来、またＯＮデューティを高くすることによって、降圧率を低くすることが出来る。
【００３４】
以上のように、本実施形態に係る双方向昇降圧コンバータＡでは、バッテリＢから入力される直流電圧を昇圧する場合に、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃが、順番にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、短い周期でのスイッチングによる昇圧が可能になる。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、インバータＣから入力される直流電圧を降圧する場合に、降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃが、順番にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、短い周期でのスイッチングによる降圧が可能になる。
【００３５】
このように、双方向昇降圧コンバータＡでは、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを具備することによって、短い周期でのスイッチングを実行するが出来る為、一度に昇降圧用リアクトル２に蓄えるエネルギーを小さくすることが出来る。そして、双方向昇降圧コンバータＡでは、これによって、昇降圧用リアクトル２を小型化することが可能になる。また、双方向昇降圧コンバータＡでは、複数の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴを具備することによって、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、出力する直流電圧のリップルを小さくすることが出来る。さらに、双方向昇降圧コンバータＡでは、ＳｉＣまたはＧａＮ等の高価なユニポーラ型ダイオードを搭載しなくても、単位時間あたりのスイッチングの回数を多くすることが出来る為に、生産経費の上昇を抑制することが出来る。
【００３６】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態は、３個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを並列接続し、さらに３個の降圧用ＭＯＳＦＥＴ４ａ〜４ｃを並列接続しているが、本発明はこれに限定されない。
【００３７】
例えば、双方向昇降圧コンバータＡが、２個の昇圧用ＭＯＳＦＥＴと、２個の降圧用ＭＯＳＦＥＴとを備えるようにしてもよいし、また昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴとをそれぞれ４個以上備えるようにしてもよい。このような場合に、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴのスイッチングのタイミングは、それぞれ「３６０／昇圧用ＭＯＳＦＥＴ（降圧用ＭＯＳＦＥＴ）の数」度ずらす。
【００３８】
また、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴの数がｎ個になると、双方向昇降圧コンバータＡが出力する直流電圧のリップルは、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴが１個の場合と比較して、「１／ｎ」になる。すなわち、昇圧用ＭＯＳＦＥＴ及び降圧用ＭＯＳＦＥＴの数が増えるほど、出力する直流電圧のリップルを低減することが出来る。
さらに、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、一般的な、バイポーラ型を使用することが出来る。そして、昇圧用スイッチング素子及び降圧用スイッチング素子の数が、２個または３個である場合には、市販されているフルブリッジ回路を使用することが出来る為、生産経費を抑制することが出来る。
【００３９】
（２）上記実施形態では、制御部７が、昇圧率を変化させる為に昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃのＯＮデューティを変化させているが、昇圧した電圧の出力先であるインバータＣによって生じるリップルと同期するリップルを発生させないように昇圧用ＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｃを制御することによって、インバータＣにおける動作を安定化することが出来る。
【符号の説明】
【００４０】
Ａ…双方向昇降圧コンバータ、１ａ，１ｂ…第１入出力端子、２…昇降圧用リアクトル、３ａ〜３ｃ…昇圧用ＭＯＳＦＥＴ、４ａ〜４ｃ…降圧用ＭＯＳＦＥＴ、５…コンデンサ、６ａ，６ｂ…第２入出力端子、７…制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルを有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記昇圧用リアクトルによって昇圧し、昇圧した直流電圧を第２入出力端子から出力する昇圧チョッパ回路と、
第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルを有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用リアクトルによって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路及び前記降圧チョッパ回路を制御する制御部とを、具備する双方向昇降圧コンバータであって、
前記昇圧チョッパ回路は、前記昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、
前記降圧チョッパ回路は、前記降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記昇圧チョッパ回路の複数の前記昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記降圧チョッパ回路の複数の前記降圧用スイッチング素子にスイッチングさせることを特徴とする双方向昇降圧コンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせることを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項４】
昇降圧用リアクトルを具備し、
前記昇降圧用リアクトルを、昇圧時には前記昇圧用リアクトルとして使用し、降圧時には前記降圧用リアクトルとして使用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項６】
制御部を具備し、
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、降圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項１】
第１入出力端子に一方の端子が接続された昇圧用リアクトルを有し、第１入出力端子から入力された直流電圧を前記昇圧用リアクトルによって昇圧し、昇圧した直流電圧を第２入出力端子から出力する昇圧チョッパ回路と、
第１入出力端子に一方の端子が接続された降圧用リアクトルを有し、第２入出力端子から入力された直流電圧を前記降圧用リアクトルによって降圧し、降圧した直流電圧を第１入出力端子から出力する降圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路及び前記降圧チョッパ回路を制御する制御部とを、具備する双方向昇降圧コンバータであって、
前記昇圧チョッパ回路は、前記昇圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の昇圧用スイッチング素子を有し、
前記降圧チョッパ回路は、前記降圧用リアクトルの他方の端子に並列接続された複数の降圧用スイッチング素子を有し、
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記昇圧チョッパ回路の複数の前記昇圧用スイッチング素子にスイッチングさせ、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、ＯＮタイミングが重ならないように前記降圧チョッパ回路の複数の前記降圧用スイッチング素子にスイッチングさせることを特徴とする双方向昇降圧コンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせることを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子に等時間間隔でスイッチングさせることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項４】
昇降圧用リアクトルを具備し、
前記昇降圧用リアクトルを、昇圧時には前記昇圧用リアクトルとして使用し、降圧時には前記降圧用リアクトルとして使用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１入出力端子から入力された直流電圧を昇圧する場合に、複数の前記昇圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、昇圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【請求項６】
制御部を具備し、
前記制御部は、前記第２入出力端子から入力された直流電圧を降圧する場合に、複数の前記降圧用スイッチング素子のＯＮデューティを変化させることによって、降圧率を変化させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の双方向昇降圧コンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１０−２２０３０９（Ｐ２０１０−２２０３０９Ａ）
【公開日】平成２２年９月３０日（２０１０．９．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−６１５６６（Ｐ２００９−６１５６６）
【出願日】平成２１年３月１３日（２００９．３．１３）
【出願人】（０００００００９９）株式会社ＩＨＩ (5,014)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月３０日（２０１０．９．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月１３日（２００９．３．１３）
【出願人】（０００００００９９）株式会社ＩＨＩ (5,014)
【Ｆターム（参考）】
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