反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ
【課題】 電源電圧の外乱などの影響によらずに出力電圧を一定に制御する
ことが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】 コンバータコントローラ１０は、参照電圧が反転入力端子に入力され、正電圧化回路１により正電圧化されたフィードバック電圧が非反転入力端子に入力される誤差増幅器３と、誤差増幅器３の出力が反転入力端子に入力され、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器４とを有する。正電圧化回路１はカレントミラー構造の第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとからなり、第２のＮチャネルトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）のドレイン電圧は、フィードバック電圧が正電圧化された電圧として誤差増幅器に入力される。
ことが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】 コンバータコントローラ１０は、参照電圧が反転入力端子に入力され、正電圧化回路１により正電圧化されたフィードバック電圧が非反転入力端子に入力される誤差増幅器３と、誤差増幅器３の出力が反転入力端子に入力され、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器４とを有する。正電圧化回路１はカレントミラー構造の第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとからなり、第２のＮチャネルトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）のドレイン電圧は、フィードバック電圧が正電圧化された電圧として誤差増幅器に入力される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、液晶装置、ＣＣＤ、デジタルカメラ等に用いられる負電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、例えば、−１５Ｖ等の負電圧である。このＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一定に保つために、出力のフィードバック電圧（ＶＦＢ）をコンバータを構成するコンバータコントローラに入力しこれを制御したいが、ＶＦＢも例えば、−１Ｖ等の負電圧であるため、コンバータを構成するコンパレータは、その負電圧を受けることが出来ない。そのために、従来例では、図７に示すように、一旦フィードバック電圧（ＶＦＢ）出力を、電源電圧（ＶＤＤ）等を使って正電圧化（＋ＶＦＢに変換）してコンバータコントローラに入力していた。
図７及び図８を参照して、従来の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を説明する。図７の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、１２Ｖの入力電圧ＶＤＤを−１７Ｖの出力電圧ＶＮに変換する装置である。図８は、このＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ１００である。
【０００３】
この反転型ＤＣ／ＤＣコンバータではスイッチング素子１０６としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできるが、この場合は、ＭＯＳゲートの駆動電圧として高い電圧が必要になる。そして、その制御端子（ゲート）に論理ローレベルの信号が供給されたとき、スイッチング素子１０６はオンする。スイッチング素子１０６は、電源入力端子側に配置され、インダクタ１０７が接地端子側に配置されている。即ち、電源入力端子とスイッチング素子１０６のソースとが接続され、スイッチング素子１０６のドレインとインダクタ１０７とが接続されている。スイッチング素子１０６のドレイン及びインダクタ（Ｌ）１０７は、ショットキーバリアダイオード１０８のカソードに接続され、ショットキーバリアダイオード１０８のアノードは、負電圧を出力する出力端子（ＶＮ）１１０に接続されている。
【０００４】
出力端子（ＶＮ）１１０と正電圧端子１１１との間には、第１及び第２の抵抗器（Ｒ３、Ｒ４）１１２、１１３が直列に接続され、フィードバック電圧出力端子１１６が抵抗１１２、１１３間に設けられている。即ち、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＮとして負電圧を出力するので、第１及び第２の抵抗器（Ｒ３、Ｒ４）１１２、１１３と正電圧端子１１１とを直列に接続し、第１及び第２の抵抗器１１２、１１３の接続点であるフィードバック電圧出力端子１１６の電位を正電圧にして、正のフィードバック電圧ＶＦＢを発生させる。即ち、出力電圧ＶＮを検出して、フィードバック電圧ＶＦＢを出力する出力電圧検出手段（分圧器）として動作する。
【０００５】
反転型ＤＣ／ＤＣコンバータには、過電圧防止回路を有するようにすることができる。過電圧防止回路は、例えば、抵抗器と、増幅器と、基準電圧発生回路と、比較器とから構成されている。過電圧防止回路は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段の集積回路（ＩＣ）へ過電圧が供給されるのを防止する。
昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、トランジスタをスイッチング素子として用いこれをスイッチングさせ、入力電圧を一旦パルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を昇圧した後、整流して出力電圧に変換するのに対して、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタをスイッチング素子として用い、これをスイッチングさせ、入力電圧を一旦パルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を反転した後、整流して出力電圧に変換する。
【０００６】
この反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、コンバータコントローラ１００を有する。コンバータコントローラ１００は、参照電圧発生回路（図示しない）から生成された参照電圧（例えば、１．２Ｖ）が反転入力端子に入力され、出力系から出力されたフィードバック電圧ＶＦＢが非反転入力端子に入力される誤差増幅器（エラーアンプ）１０３と、誤差増幅器１０３の出力が反転入力端子に入力され、発振器から発振される、例えば、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）比較器（コンバータコンパレータ）１０４と、パルス幅変調比較器１０４の出力を増幅するバッファトランジスタ１０５とを有する。発振器は、電源入力端子と接地端子との間に接続され、のこぎり波の発振信号に代えて三角波を発振しても良い。
【０００７】
誤差増幅器１０３は、参照電圧と正電圧化されたフィードバック電圧ＶＦＢとの電圧差に基づいて、誤差信号を出力する。誤差信号は、ＰＷＭ比較器１０４の反転入力端子に供給される。ＰＷＭ比較器１０４の非反転入力端子には、発振器からの発振信号が供給される。ＰＷＭ比較器１０４は、誤差信号と発振信号とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をスイッチング素子１０６へ供給し、スイッチング素子１０６を制御する。
コンバータコントローラ１００は、例えば、１チップ化され、シリコン基板に作り込まれている。チップは、スイッチング素子１０６を駆動し制御する駆動端子１０１、電源電圧入力端子１０２、フィードバック電圧入力端子１１４及び接地端子１１５を備えている。
【０００８】
特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータの電源投入時に誤動作することなく、確実に出力電圧の過電圧を防止する方法が開示されている。出力電圧として入力電圧を昇圧した電圧を出力する昇圧型もしくは出力電圧として入力電圧を反転した電圧を出力する反転型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、過電圧防止回路は、スイッチング素子に流れる電流を検出して検出電圧を出力する抵抗器と、基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、検出電圧と基準電圧とを比較する比較器とを備える。比較器は、検出電圧が基準電圧より高いときに論理ローレベルの比較結果信号を出力する。ＰＷＭ増幅器の出力端子とスイッチング素子の制御端子との間に挿入されたアンドゲートは、論理ローレベルの比較結果信号に応答してＰＷＭ信号を強制的に論理ローレベルにする。ここで用いる反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタをスイッチング素子として用い、これをスイッチングさせ、入力電圧をいったんパルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を反転した後、整流して出力電圧に変換する。
【特許文献１】特開２００６−３４０４１４号公報（図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来回路では、図７に示すように、電源電圧（ＶＤＤ）が外乱、バッテリー電圧の低下などにより、変動してしまった場合において、電源電圧（ＶＤＤ）の変動に応じてフィードバック電圧（ＶＦＢ）も変動してしまうため、正確なフィードバック制御（出力制御）ができなくなってしまう（（１）式参照）。
ＶＦＢ＝ＶＤＤ−（ＶＤＤ−ＶＮ）・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）・・・（１）
本発明は、このような事情によりなされたものであり、外乱やバッテリー電圧の低下などの影響を受け易い電源電圧に影響されずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの一態様は、入力電圧をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記入力電圧のオンオフ制御に伴って前記入力電圧の極性を反転し負電圧を生成する負電圧生成部と、前記負電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力をフィードバックして正電圧化する正電圧化回路を有するとともに該正電圧化されたフィードバック電圧により前記スイッチング素子を制御するコンバータコントローラとを具備し、前記フィードバック電圧は、電源電圧の変動に影響されないことを特徴としている。前記正電圧化回路は、前記分圧回路の出力する負電圧を入力して該負電圧に応じた電流に変換すると共に、該電流に応じた電圧を正電圧として出力する電圧極性反転手段を有するようにしても良い。前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが接地され、ドレイン及びゲートが前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが電源に接続され、ドレインがゲート及び前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインが前記第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとから構成されているようにしても良い。
【００１１】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインがゲート及び前記ＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、一端が前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端が前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記第１の抵抗の他端及び前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗とから構成されているようにしても良い。
【００１２】
前記正電圧化回路を構成する第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ウエル領域に形成され、前記フィードバック電圧は前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよび前記Ｐ型フローティングウェル領域に入力されるようにしても良い。前記コンバータコントローラは、参照電圧が反転入力端子に入力され、前記正電圧化回路の出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力が反転入力端子に入力され、発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器とを有するようにしても良い。前記コンバータコントローラは、前記パルス幅変調比較器の出力を増幅するバッファトランジスタを更に有するようにしても良い。
【発明の効果】
【００１３】
本発明は、以上の構成により、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに、出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１５】
まず、図１乃至図３、図５を参照して実施例１を説明する。
図１は、実施例１に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図、図２は、図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図、図３は、図２のコンバータコントローラが形成された半導体基板の概略断面図、及び図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力のフィードバック電圧（ＶＦＢ１で表す）の変化に対する正電圧化回路において正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２で表す）の変化の直線性を示す特性図である。図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、１２Ｖの入力電圧ＶＤＤを−１７Ｖの出力電圧ＶＮに変換する装置である。
【００１６】
この実施例の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子６としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできるが、この場合は、ＭＯＳゲートの駆動電圧として高い電圧が必要になる。ＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用する場合、そのゲートに論理ローレベルの信号が供給されたとき、スイッチング素子６はオンする。スイッチング素子６は、電源入力端子側に配置され、インダクタ７が接地端子側に配置されている。即ち、電源入力端子とスイッチング素子６のソースとが接続され、スイッチング素子６のドレインとインダクタ７とが接続されている。スイッチング素子６のドレイン及びインダクタ７は、ショットキーバリアダイオード８のカソードに接続され、ショットキーバリアダイオード８のアノードは、負電圧を出力する出力端子１１に接続されている。また、ショットキーバリアダイオード８と出力端子１１との間には一端が接地されたコンデンサ９が設けられている。
【００１７】
出力端子１１と接地ＧＮＤとの間には、第１及び第２の抵抗器（Ｒ１、Ｒ２）１２、１３が直列に接続され、フィードバック電圧出力端子１７が抵抗１２、１３間に設けられている。前述のように、通常、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＮとして負電圧を出力するので、出力端子と正電圧端子間に第１及び第２の抵抗器を直列に接続し、第１及び第２の抵抗器の接続点であるフィードバック電圧出力端子１７の電位を正電圧にして、正のフィードバック電圧ＶＦＢを発生させるが、この実施例では、このフィードバック電圧出力端子１７からは、負電圧がそのまま出力するように構成されている。即ち、第１及び第２の抵抗１２、１３は、出力電圧ＶＮを検出して、フィードバック電圧ＶＦＢを出力する出力電圧検出手段（分圧器）として動作する。このように、本発明の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、第１及び第２の抵抗器Ｒ１、Ｒ２の接続点であるフィードバック電圧出力端子１７から負電圧をそのまま出力し、負電圧は、コンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１にて正電圧化される。
【００１８】
反転型ＤＣ／ＤＣコンバータには、過電圧防止回路を有するようにすることができる。過電圧防止回路は、例えば、抵抗器と、増幅器と、基準電圧発生回路と比較器とから構成されている。過電圧防止回路は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段の集積回路（ＩＣ）へ過電圧が供給されるのを防止する。
この実施例の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前述のように、コンバータコントローラ１０を有する。コンバータコントローラ１０は、参照電圧発生回路（図示しない）から生成された参照電圧Ｖref （例えば、１．２Ｖ）が反転入力端子に入力され、フィードバック電圧ＶＦＢを正電圧化回路１で正電圧化した出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器（エラーＡＭＰ）３と、誤差増幅器３の出力が反転入力端子に入力され、発振器から発振した、例えば、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）比較器（コンバータコンパレータ）４と、パルス幅変調比較器４の出力を増幅するバッファトランジスタ５とを有する。発振器は、電源（ＶＤＤ）入力端子と接地端子との間に接続される。のこぎり波の発振信号に代えて三角波を発振しても良い。
【００１９】
誤差増幅器３は、参照電圧Ｖref と正電圧化されたフィードバック電圧ＶＦＢとの電圧差に基づいて、誤差信号を出力する。誤差信号は、ＰＷＭ比較器４の反転入力端子に供給される。ＰＷＭ比較器４の非反転入力端子には、発振器から生成された、例えば、のこぎり波形状の発振信号が供給される。ＰＷＭ比較器４は、誤差信号と発振信号とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をスイッチング素子６へ供給し、スイッチング素子６を制御する。ＰＷＭ比較器４のＰＷＭ出力は、スイッチング素子６のオン状態のパルス幅が広くなると、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの負電圧出力が高くなる。このようにパルス幅によってコンバータの出力を調整する。
コンバータコントローラ１０は、例えば、１チップ化され、シリコン基板に作り込まれている。チップには、スイッチング素子６を駆動し制御する駆動端子１６、電源電圧（ＶＤＤ）入力端子２、フィードバック電圧入力端子１４及び接地（ＧＮＤ）端子１５を備えている。
【００２０】
コンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１は、ゲートが接地（ＧＮＤ）され、ソースにフィードバック電圧（ＶＦＢ）が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）と、ソースが接地（ＧＮＤ）され、ドレイン及びゲートが誤差増幅器３の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインがゲート及び第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインが第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）のドレインに接続され、ゲートが第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）のドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）とから構成されている。即ち、この正電圧化回路１は、カレントミラー構造であり、一方の電流路に対応した電流が他方の電流路に流れる。
【００２１】
この実施例において、負電圧であるフィードバック電圧（ＶＦＢ１）の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２）の変化の直線性は、図５に示すように、ほぼ保たれる。また、フィードバック電圧は、コンパレータ出力ＶＮをＧＮＤとの間で抵抗分圧してこれをフィードバックして得られる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢは、（２）式で表される（図１参照）。その結果、反転ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧の出力の制御が正確になる。
ＶＦＢ＝ＶＮ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・（２）
このように直線性が保たれるためには、次のような条件が必要である。即ち、ＮｃｈＴｒ１のゲートとＮｃｈＴｒ２のソースは共に同電位（接地電位Vss ）に接続されていること、トランジスタサイズの比が、Ｎｃｈ１／Ｐｃｈ１＝Ｎｃｈ２／Ｐｃｈ２が保たれていることである。
【００２２】
また、ＮｃｈＴｒ１は、ゲートが接地（ＧＮＤ）されているため、ＮｃｈＴｒ１のソースに負電圧のフィードバック電圧が入力されると、ＮｃｈＴｒ１のソース電位（ＶＦＢ）に応じた電流がＮｃｈＴｒ１のドレインソース間に流れる。ＮｃｈＴｒ１のドレインソース間電流は、ＰｃｈＴｒ１のソースドレイン間にも流れる。そして、ＰｃｈＴｒ１とＰｃｈＴｒ２はゲートが共通接続された電流ミラー回路を構成しているので、ＰｃｈＴｒ１に流れる電流（Ｉ１）と同じ電流（Ｉ２）がＰｃｈＴｒ２に流れる。そして、ＮｃｈＴｒ２は、ダイオード接続されたトランジスタなので、ＮｃｈＴｒ２を経由して流れる電流値に応じた電圧がそのドレインに発生する。その結果、ＮｃｈＴｒ２のドレイン電圧は、フィードバック電圧が正電圧化された電圧（＋ＶＦＢ）になる。そして、フィードバック電圧（ＶＦＢ）が負側に大きくなる（例えば、−１Ｖ→−３Ｖ）ように変動すると正電圧化されたフィードバック電圧（＋ＶＦＢ）は正側に大きくなるように変動する（例えば、＋１Ｖ→＋３Ｖ）。
【００２３】
図５に、この実施例におけるＶＦＢ１の変化に対するＶＦＢ２の変化の特性線（実線）をＢで表す。この実施例では、Ｂの特性線の直線性はほぼ保たれるが、ＶＦＢ１とＶＦＢ２とが１対１に対応しているわけではない。
ＶＦＢ１とＶＦＢ２とを１対１に対応させるには次のような補正方法がある。即ち、正電圧化回路の出力電圧と接地間を抵抗分圧して誤差増幅器３の非反転入力端子に入力する、誤差増幅器の反転入力端子に入力する参照電圧を調整する、分圧器として用いられる第１及び第２の抵抗の比（Ｒ１／Ｒ２）を調整するなどの方法がある。これらの方法により、ＶＦＢ１＝ＶＦＢ２の特性線（点線）Ａが得られる。
この実施例によれば、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【００２４】
次に、図３を参照して正電圧化回路のトランジスタの配置を説明する。
図３は、図２に示すコンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１の第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）が形成されたＰ型シリコン半導体基板の断面図である。この実施例では、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）は、基板領域（Ｐ型）とは分離されたＰウエル領域（Ｐ−ｗｅｌｌ）に形成される。
Ｐ型半導体基板を接地した場合、このトランジスタのゲートも接地されているので、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）とは電気的に分離する必要がある。したがって、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）は、基板領域（Ｐ型）とは分離されていなければならない。
【００２５】
半導体基板１０は、Ｐ型基板領域を有し、Ｐ型基板領域にディープＮウエル（Ｄｅｅｐ Ｎ−ｗｅｌｌ）１８が形成される。このディープＮウエル１８にＰ型基板領域とは分離されたＰ型ウエル領域（以下、Ｐウエル（Ｐ−ｗｅｌｌ）という）１９が形成される。Ｐウエル１９にはＮ型ソース（Ｓ）２３及びドレイン（Ｄ）２４とコンタクト領域であるＰ型高濃度フローティングウェル領域２５が形成され、ソース／ドレイン間の半導体基板２０上にゲート絶縁膜２６を介してゲート（Ｇ）２２が設けられ、図２に示す第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）が形成される。ドレイン（Ｄ）２４は、ＶＤＤ側に接続され、ゲート（Ｇ）２２は、接地（ＧＮＤ）され、ソース（Ｓ）２３およびＰ型高濃度フローティングウェル領域２５には、フィードバック電圧（ＶＦＢ）が入力される。ＮｃｈＴｒ２は、ＮｃｈＴｒ１のＰウエル１９とは分離したＰウエルに形成しても良いし、基板領域（Ｐ型領域）に形成しても良い。
この実施例では半導体基板としてＰ型基板を使用したが、Ｎ型基板を用いることもできる。
【実施例２】
【００２６】
次に、図４及び図６を参照して実施例２を説明する。
図４は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図であり、図６は、フィードバック電圧（ＶＦＢ１で表す）の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２で表す）の変化の直線性を示す特性図である。
この実施例では、コンバータコントローラを構成する正電圧化回路の構成が、実施例１のものと相違した正電圧化回路２１を用いることに特徴がある。即ち、実施例１の第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタの代わりに、抵抗を利用して正電圧化されたフィードバック電圧を生成するところが特徴である。
【００２７】
正電圧化回路２１は、ゲート電圧を一定とし、ソースにフィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインがゲート及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ）のドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ゲートが第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）のドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）と、一端が第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）のドレインに接続され、他端が誤差増幅器３の非反転入力端子に接続された第１の抵抗（Ｒ３）と、一端が第１の抵抗（Ｒ３）の他端及び誤差増幅器３の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗（Ｒ４）とから構成されている。
【００２８】
図６に、この実施例におけるＶＦＢ１の変化に対するＶＦＢ２の変化の特性線（実線）をＣで表す。この実施例では、Ｃの特性線の直線性はほぼ保たれるが、ＶＦＢ１とＶＦＢ２とが１対１に対応しているわけではない。
さらに直線性を良くするためには、第１の抵抗（Ｒ３）と第２の抵抗（Ｒ４）との抵抗比を調整することにより、ＶＦＢ１＝ＶＦＢ２の特性線（点線）Ａが得られる。
【００２９】
ＮｃｈＴｒのソースに負電圧のフィードバック電圧が入力されると、ＮｃｈＴｒのソース電位（ＶＦＢ）に応じた電流がＮｃｈＴｒのドレインソース間に流れる。ＮｃｈＴｒのドレインソース間電流は、ＰｃｈＴｒ１のソースドレイン間にも流れる。そして、ＰｃｈＴｒ１とＰｃｈＴｒ２はゲートが共通接続された電流ミラー回路を構成しているので、ＰｃｈＴｒ１に流れる電流（Ｉ１）と同じ電流（Ｉ２）がＰｃｈＴｒ２に流れる。そして、第１及び第２の抵抗にはＰｃｈＴｒ２を経由して流れる電流値に応じた電圧が生ずる。その結果、ＰｃｈＴｒ２のドレイン電圧を第１及び第２の抵抗で抵抗分圧した電圧が、フィードバック電圧を正電圧化した電圧になる。そして、フィードバック電圧が負側に大きくなるように変動させると正電圧化されたフィードバック電圧は正側に大きくなるように変動する。
この実施例によれば、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
各実施例で説明した反転型ＤＣ／ＤＣコントローラは、誤差増幅器あるいはパッファトランジスタを省略することが出来る。誤差増幅器を省略する場合は、正電圧化されたフィードバック電圧は、コンパレータの反転入力端子に入力される。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施例１に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図。
【図２】図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図。
【図３】図２のコンバータコントローラが形成された半導体基板の概略断面図。
【図４】実施例２に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図。
【図５】実施例１に係るフィードバック電圧の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧の変化の直線性を示す特性図。
【図６】実施例２に係るフィードバック電圧の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧の変化の直線性を示す特性図。
【図７】従来の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図。
【図８】図７の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子（パワーＴｒ）の概略回路図。
【符号の説明】
【００３１】
１、２１・・・正電圧化回路
２・・・電源電圧入力端子
３・・・誤差増幅器
４・・・コンパレータ
５・・・バッファトランジスタ
６・・・スイッチング素子
７・・・インダクタ
８・・・ショットキーバリアダイオード
９・・・コンデンサ
１０、１００・・・コンバータコントローラ
１１・・・出力端子
１２、１３・・・抵抗
１４・・・フィードバック電圧入力端子
１５・・・接地端子
１６・・・駆動端子
１７・・・フィードバック電圧出力端子
１８・・・ディ−プＮウエル
１９・・・Ｐ型フロ−ティングウエル領域
２０・・・半導体基板
２２・・・ゲート
２３・・・ソース
２４・・・ドレイン
２５・・・Ｐ型高濃度フロ−ティングウエル領域
２６・・・ゲート絶縁膜
【技術分野】
【０００１】
本発明は、液晶装置、ＣＣＤ、デジタルカメラ等に用いられる負電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、例えば、−１５Ｖ等の負電圧である。このＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一定に保つために、出力のフィードバック電圧（ＶＦＢ）をコンバータを構成するコンバータコントローラに入力しこれを制御したいが、ＶＦＢも例えば、−１Ｖ等の負電圧であるため、コンバータを構成するコンパレータは、その負電圧を受けることが出来ない。そのために、従来例では、図７に示すように、一旦フィードバック電圧（ＶＦＢ）出力を、電源電圧（ＶＤＤ）等を使って正電圧化（＋ＶＦＢに変換）してコンバータコントローラに入力していた。
図７及び図８を参照して、従来の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を説明する。図７の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、１２Ｖの入力電圧ＶＤＤを−１７Ｖの出力電圧ＶＮに変換する装置である。図８は、このＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ１００である。
【０００３】
この反転型ＤＣ／ＤＣコンバータではスイッチング素子１０６としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできるが、この場合は、ＭＯＳゲートの駆動電圧として高い電圧が必要になる。そして、その制御端子（ゲート）に論理ローレベルの信号が供給されたとき、スイッチング素子１０６はオンする。スイッチング素子１０６は、電源入力端子側に配置され、インダクタ１０７が接地端子側に配置されている。即ち、電源入力端子とスイッチング素子１０６のソースとが接続され、スイッチング素子１０６のドレインとインダクタ１０７とが接続されている。スイッチング素子１０６のドレイン及びインダクタ（Ｌ）１０７は、ショットキーバリアダイオード１０８のカソードに接続され、ショットキーバリアダイオード１０８のアノードは、負電圧を出力する出力端子（ＶＮ）１１０に接続されている。
【０００４】
出力端子（ＶＮ）１１０と正電圧端子１１１との間には、第１及び第２の抵抗器（Ｒ３、Ｒ４）１１２、１１３が直列に接続され、フィードバック電圧出力端子１１６が抵抗１１２、１１３間に設けられている。即ち、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＮとして負電圧を出力するので、第１及び第２の抵抗器（Ｒ３、Ｒ４）１１２、１１３と正電圧端子１１１とを直列に接続し、第１及び第２の抵抗器１１２、１１３の接続点であるフィードバック電圧出力端子１１６の電位を正電圧にして、正のフィードバック電圧ＶＦＢを発生させる。即ち、出力電圧ＶＮを検出して、フィードバック電圧ＶＦＢを出力する出力電圧検出手段（分圧器）として動作する。
【０００５】
反転型ＤＣ／ＤＣコンバータには、過電圧防止回路を有するようにすることができる。過電圧防止回路は、例えば、抵抗器と、増幅器と、基準電圧発生回路と、比較器とから構成されている。過電圧防止回路は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段の集積回路（ＩＣ）へ過電圧が供給されるのを防止する。
昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが、トランジスタをスイッチング素子として用いこれをスイッチングさせ、入力電圧を一旦パルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を昇圧した後、整流して出力電圧に変換するのに対して、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタをスイッチング素子として用い、これをスイッチングさせ、入力電圧を一旦パルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を反転した後、整流して出力電圧に変換する。
【０００６】
この反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、コンバータコントローラ１００を有する。コンバータコントローラ１００は、参照電圧発生回路（図示しない）から生成された参照電圧（例えば、１．２Ｖ）が反転入力端子に入力され、出力系から出力されたフィードバック電圧ＶＦＢが非反転入力端子に入力される誤差増幅器（エラーアンプ）１０３と、誤差増幅器１０３の出力が反転入力端子に入力され、発振器から発振される、例えば、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）比較器（コンバータコンパレータ）１０４と、パルス幅変調比較器１０４の出力を増幅するバッファトランジスタ１０５とを有する。発振器は、電源入力端子と接地端子との間に接続され、のこぎり波の発振信号に代えて三角波を発振しても良い。
【０００７】
誤差増幅器１０３は、参照電圧と正電圧化されたフィードバック電圧ＶＦＢとの電圧差に基づいて、誤差信号を出力する。誤差信号は、ＰＷＭ比較器１０４の反転入力端子に供給される。ＰＷＭ比較器１０４の非反転入力端子には、発振器からの発振信号が供給される。ＰＷＭ比較器１０４は、誤差信号と発振信号とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をスイッチング素子１０６へ供給し、スイッチング素子１０６を制御する。
コンバータコントローラ１００は、例えば、１チップ化され、シリコン基板に作り込まれている。チップは、スイッチング素子１０６を駆動し制御する駆動端子１０１、電源電圧入力端子１０２、フィードバック電圧入力端子１１４及び接地端子１１５を備えている。
【０００８】
特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータの電源投入時に誤動作することなく、確実に出力電圧の過電圧を防止する方法が開示されている。出力電圧として入力電圧を昇圧した電圧を出力する昇圧型もしくは出力電圧として入力電圧を反転した電圧を出力する反転型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、過電圧防止回路は、スイッチング素子に流れる電流を検出して検出電圧を出力する抵抗器と、基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、検出電圧と基準電圧とを比較する比較器とを備える。比較器は、検出電圧が基準電圧より高いときに論理ローレベルの比較結果信号を出力する。ＰＷＭ増幅器の出力端子とスイッチング素子の制御端子との間に挿入されたアンドゲートは、論理ローレベルの比較結果信号に応答してＰＷＭ信号を強制的に論理ローレベルにする。ここで用いる反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランジスタをスイッチング素子として用い、これをスイッチングさせ、入力電圧をいったんパルス電圧に変えて、インダクタやトランスなどのインダクタンス素子によって電圧を反転した後、整流して出力電圧に変換する。
【特許文献１】特開２００６−３４０４１４号公報（図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来回路では、図７に示すように、電源電圧（ＶＤＤ）が外乱、バッテリー電圧の低下などにより、変動してしまった場合において、電源電圧（ＶＤＤ）の変動に応じてフィードバック電圧（ＶＦＢ）も変動してしまうため、正確なフィードバック制御（出力制御）ができなくなってしまう（（１）式参照）。
ＶＦＢ＝ＶＤＤ−（ＶＤＤ−ＶＮ）・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）・・・（１）
本発明は、このような事情によりなされたものであり、外乱やバッテリー電圧の低下などの影響を受け易い電源電圧に影響されずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの一態様は、入力電圧をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記入力電圧のオンオフ制御に伴って前記入力電圧の極性を反転し負電圧を生成する負電圧生成部と、前記負電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力をフィードバックして正電圧化する正電圧化回路を有するとともに該正電圧化されたフィードバック電圧により前記スイッチング素子を制御するコンバータコントローラとを具備し、前記フィードバック電圧は、電源電圧の変動に影響されないことを特徴としている。前記正電圧化回路は、前記分圧回路の出力する負電圧を入力して該負電圧に応じた電流に変換すると共に、該電流に応じた電圧を正電圧として出力する電圧極性反転手段を有するようにしても良い。前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが接地され、ドレイン及びゲートが前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが電源に接続され、ドレインがゲート及び前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインが前記第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとから構成されているようにしても良い。
【００１１】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインがゲート及び前記ＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、一端が前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端が前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記第１の抵抗の他端及び前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗とから構成されているようにしても良い。
【００１２】
前記正電圧化回路を構成する第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ウエル領域に形成され、前記フィードバック電圧は前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよび前記Ｐ型フローティングウェル領域に入力されるようにしても良い。前記コンバータコントローラは、参照電圧が反転入力端子に入力され、前記正電圧化回路の出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力が反転入力端子に入力され、発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器とを有するようにしても良い。前記コンバータコントローラは、前記パルス幅変調比較器の出力を増幅するバッファトランジスタを更に有するようにしても良い。
【発明の効果】
【００１３】
本発明は、以上の構成により、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに、出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１５】
まず、図１乃至図３、図５を参照して実施例１を説明する。
図１は、実施例１に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図、図２は、図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図、図３は、図２のコンバータコントローラが形成された半導体基板の概略断面図、及び図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力のフィードバック電圧（ＶＦＢ１で表す）の変化に対する正電圧化回路において正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２で表す）の変化の直線性を示す特性図である。図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、１２Ｖの入力電圧ＶＤＤを−１７Ｖの出力電圧ＶＮに変換する装置である。
【００１６】
この実施例の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子６としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできるが、この場合は、ＭＯＳゲートの駆動電圧として高い電圧が必要になる。ＰチャネルＭＯＳトランジスタを使用する場合、そのゲートに論理ローレベルの信号が供給されたとき、スイッチング素子６はオンする。スイッチング素子６は、電源入力端子側に配置され、インダクタ７が接地端子側に配置されている。即ち、電源入力端子とスイッチング素子６のソースとが接続され、スイッチング素子６のドレインとインダクタ７とが接続されている。スイッチング素子６のドレイン及びインダクタ７は、ショットキーバリアダイオード８のカソードに接続され、ショットキーバリアダイオード８のアノードは、負電圧を出力する出力端子１１に接続されている。また、ショットキーバリアダイオード８と出力端子１１との間には一端が接地されたコンデンサ９が設けられている。
【００１７】
出力端子１１と接地ＧＮＤとの間には、第１及び第２の抵抗器（Ｒ１、Ｒ２）１２、１３が直列に接続され、フィードバック電圧出力端子１７が抵抗１２、１３間に設けられている。前述のように、通常、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＮとして負電圧を出力するので、出力端子と正電圧端子間に第１及び第２の抵抗器を直列に接続し、第１及び第２の抵抗器の接続点であるフィードバック電圧出力端子１７の電位を正電圧にして、正のフィードバック電圧ＶＦＢを発生させるが、この実施例では、このフィードバック電圧出力端子１７からは、負電圧がそのまま出力するように構成されている。即ち、第１及び第２の抵抗１２、１３は、出力電圧ＶＮを検出して、フィードバック電圧ＶＦＢを出力する出力電圧検出手段（分圧器）として動作する。このように、本発明の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、第１及び第２の抵抗器Ｒ１、Ｒ２の接続点であるフィードバック電圧出力端子１７から負電圧をそのまま出力し、負電圧は、コンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１にて正電圧化される。
【００１８】
反転型ＤＣ／ＤＣコンバータには、過電圧防止回路を有するようにすることができる。過電圧防止回路は、例えば、抵抗器と、増幅器と、基準電圧発生回路と比較器とから構成されている。過電圧防止回路は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの後段の集積回路（ＩＣ）へ過電圧が供給されるのを防止する。
この実施例の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前述のように、コンバータコントローラ１０を有する。コンバータコントローラ１０は、参照電圧発生回路（図示しない）から生成された参照電圧Ｖref （例えば、１．２Ｖ）が反転入力端子に入力され、フィードバック電圧ＶＦＢを正電圧化回路１で正電圧化した出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器（エラーＡＭＰ）３と、誤差増幅器３の出力が反転入力端子に入力され、発振器から発振した、例えば、のこぎり波の発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）比較器（コンバータコンパレータ）４と、パルス幅変調比較器４の出力を増幅するバッファトランジスタ５とを有する。発振器は、電源（ＶＤＤ）入力端子と接地端子との間に接続される。のこぎり波の発振信号に代えて三角波を発振しても良い。
【００１９】
誤差増幅器３は、参照電圧Ｖref と正電圧化されたフィードバック電圧ＶＦＢとの電圧差に基づいて、誤差信号を出力する。誤差信号は、ＰＷＭ比較器４の反転入力端子に供給される。ＰＷＭ比較器４の非反転入力端子には、発振器から生成された、例えば、のこぎり波形状の発振信号が供給される。ＰＷＭ比較器４は、誤差信号と発振信号とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をスイッチング素子６へ供給し、スイッチング素子６を制御する。ＰＷＭ比較器４のＰＷＭ出力は、スイッチング素子６のオン状態のパルス幅が広くなると、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの負電圧出力が高くなる。このようにパルス幅によってコンバータの出力を調整する。
コンバータコントローラ１０は、例えば、１チップ化され、シリコン基板に作り込まれている。チップには、スイッチング素子６を駆動し制御する駆動端子１６、電源電圧（ＶＤＤ）入力端子２、フィードバック電圧入力端子１４及び接地（ＧＮＤ）端子１５を備えている。
【００２０】
コンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１は、ゲートが接地（ＧＮＤ）され、ソースにフィードバック電圧（ＶＦＢ）が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）と、ソースが接地（ＧＮＤ）され、ドレイン及びゲートが誤差増幅器３の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインがゲート及び第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインが第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）のドレインに接続され、ゲートが第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）のドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）とから構成されている。即ち、この正電圧化回路１は、カレントミラー構造であり、一方の電流路に対応した電流が他方の電流路に流れる。
【００２１】
この実施例において、負電圧であるフィードバック電圧（ＶＦＢ１）の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２）の変化の直線性は、図５に示すように、ほぼ保たれる。また、フィードバック電圧は、コンパレータ出力ＶＮをＧＮＤとの間で抵抗分圧してこれをフィードバックして得られる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢは、（２）式で表される（図１参照）。その結果、反転ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧の出力の制御が正確になる。
ＶＦＢ＝ＶＮ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・（２）
このように直線性が保たれるためには、次のような条件が必要である。即ち、ＮｃｈＴｒ１のゲートとＮｃｈＴｒ２のソースは共に同電位（接地電位Vss ）に接続されていること、トランジスタサイズの比が、Ｎｃｈ１／Ｐｃｈ１＝Ｎｃｈ２／Ｐｃｈ２が保たれていることである。
【００２２】
また、ＮｃｈＴｒ１は、ゲートが接地（ＧＮＤ）されているため、ＮｃｈＴｒ１のソースに負電圧のフィードバック電圧が入力されると、ＮｃｈＴｒ１のソース電位（ＶＦＢ）に応じた電流がＮｃｈＴｒ１のドレインソース間に流れる。ＮｃｈＴｒ１のドレインソース間電流は、ＰｃｈＴｒ１のソースドレイン間にも流れる。そして、ＰｃｈＴｒ１とＰｃｈＴｒ２はゲートが共通接続された電流ミラー回路を構成しているので、ＰｃｈＴｒ１に流れる電流（Ｉ１）と同じ電流（Ｉ２）がＰｃｈＴｒ２に流れる。そして、ＮｃｈＴｒ２は、ダイオード接続されたトランジスタなので、ＮｃｈＴｒ２を経由して流れる電流値に応じた電圧がそのドレインに発生する。その結果、ＮｃｈＴｒ２のドレイン電圧は、フィードバック電圧が正電圧化された電圧（＋ＶＦＢ）になる。そして、フィードバック電圧（ＶＦＢ）が負側に大きくなる（例えば、−１Ｖ→−３Ｖ）ように変動すると正電圧化されたフィードバック電圧（＋ＶＦＢ）は正側に大きくなるように変動する（例えば、＋１Ｖ→＋３Ｖ）。
【００２３】
図５に、この実施例におけるＶＦＢ１の変化に対するＶＦＢ２の変化の特性線（実線）をＢで表す。この実施例では、Ｂの特性線の直線性はほぼ保たれるが、ＶＦＢ１とＶＦＢ２とが１対１に対応しているわけではない。
ＶＦＢ１とＶＦＢ２とを１対１に対応させるには次のような補正方法がある。即ち、正電圧化回路の出力電圧と接地間を抵抗分圧して誤差増幅器３の非反転入力端子に入力する、誤差増幅器の反転入力端子に入力する参照電圧を調整する、分圧器として用いられる第１及び第２の抵抗の比（Ｒ１／Ｒ２）を調整するなどの方法がある。これらの方法により、ＶＦＢ１＝ＶＦＢ２の特性線（点線）Ａが得られる。
この実施例によれば、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
【００２４】
次に、図３を参照して正電圧化回路のトランジスタの配置を説明する。
図３は、図２に示すコンバータコントローラ１０を構成する正電圧化回路１の第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）が形成されたＰ型シリコン半導体基板の断面図である。この実施例では、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）は、基板領域（Ｐ型）とは分離されたＰウエル領域（Ｐ−ｗｅｌｌ）に形成される。
Ｐ型半導体基板を接地した場合、このトランジスタのゲートも接地されているので、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ２）とは電気的に分離する必要がある。したがって、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）は、基板領域（Ｐ型）とは分離されていなければならない。
【００２５】
半導体基板１０は、Ｐ型基板領域を有し、Ｐ型基板領域にディープＮウエル（Ｄｅｅｐ Ｎ−ｗｅｌｌ）１８が形成される。このディープＮウエル１８にＰ型基板領域とは分離されたＰ型ウエル領域（以下、Ｐウエル（Ｐ−ｗｅｌｌ）という）１９が形成される。Ｐウエル１９にはＮ型ソース（Ｓ）２３及びドレイン（Ｄ）２４とコンタクト領域であるＰ型高濃度フローティングウェル領域２５が形成され、ソース／ドレイン間の半導体基板２０上にゲート絶縁膜２６を介してゲート（Ｇ）２２が設けられ、図２に示す第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ１）が形成される。ドレイン（Ｄ）２４は、ＶＤＤ側に接続され、ゲート（Ｇ）２２は、接地（ＧＮＤ）され、ソース（Ｓ）２３およびＰ型高濃度フローティングウェル領域２５には、フィードバック電圧（ＶＦＢ）が入力される。ＮｃｈＴｒ２は、ＮｃｈＴｒ１のＰウエル１９とは分離したＰウエルに形成しても良いし、基板領域（Ｐ型領域）に形成しても良い。
この実施例では半導体基板としてＰ型基板を使用したが、Ｎ型基板を用いることもできる。
【実施例２】
【００２６】
次に、図４及び図６を参照して実施例２を説明する。
図４は、反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図であり、図６は、フィードバック電圧（ＶＦＢ１で表す）の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧（ＶＦＢ２で表す）の変化の直線性を示す特性図である。
この実施例では、コンバータコントローラを構成する正電圧化回路の構成が、実施例１のものと相違した正電圧化回路２１を用いることに特徴がある。即ち、実施例１の第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタの代わりに、抵抗を利用して正電圧化されたフィードバック電圧を生成するところが特徴である。
【００２７】
正電圧化回路２１は、ゲート電圧を一定とし、ソースにフィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ドレインがゲート及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＮｃｈＴｒ）のドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）と、ソースが電源（ＶＤＤ）に接続され、ゲートが第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ１）のドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）と、一端が第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（ＰｃｈＴｒ２）のドレインに接続され、他端が誤差増幅器３の非反転入力端子に接続された第１の抵抗（Ｒ３）と、一端が第１の抵抗（Ｒ３）の他端及び誤差増幅器３の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗（Ｒ４）とから構成されている。
【００２８】
図６に、この実施例におけるＶＦＢ１の変化に対するＶＦＢ２の変化の特性線（実線）をＣで表す。この実施例では、Ｃの特性線の直線性はほぼ保たれるが、ＶＦＢ１とＶＦＢ２とが１対１に対応しているわけではない。
さらに直線性を良くするためには、第１の抵抗（Ｒ３）と第２の抵抗（Ｒ４）との抵抗比を調整することにより、ＶＦＢ１＝ＶＦＢ２の特性線（点線）Ａが得られる。
【００２９】
ＮｃｈＴｒのソースに負電圧のフィードバック電圧が入力されると、ＮｃｈＴｒのソース電位（ＶＦＢ）に応じた電流がＮｃｈＴｒのドレインソース間に流れる。ＮｃｈＴｒのドレインソース間電流は、ＰｃｈＴｒ１のソースドレイン間にも流れる。そして、ＰｃｈＴｒ１とＰｃｈＴｒ２はゲートが共通接続された電流ミラー回路を構成しているので、ＰｃｈＴｒ１に流れる電流（Ｉ１）と同じ電流（Ｉ２）がＰｃｈＴｒ２に流れる。そして、第１及び第２の抵抗にはＰｃｈＴｒ２を経由して流れる電流値に応じた電圧が生ずる。その結果、ＰｃｈＴｒ２のドレイン電圧を第１及び第２の抵抗で抵抗分圧した電圧が、フィードバック電圧を正電圧化した電圧になる。そして、フィードバック電圧が負側に大きくなるように変動させると正電圧化されたフィードバック電圧は正側に大きくなるように変動する。
この実施例によれば、電源電圧の外乱やバッテリー電圧の低下などの影響によらずに出力電圧を一定に制御することが可能な反転型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。
各実施例で説明した反転型ＤＣ／ＤＣコントローラは、誤差増幅器あるいはパッファトランジスタを省略することが出来る。誤差増幅器を省略する場合は、正電圧化されたフィードバック電圧は、コンパレータの反転入力端子に入力される。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施例１に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図。
【図２】図１の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図。
【図３】図２のコンバータコントローラが形成された半導体基板の概略断面図。
【図４】実施例２に係る反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子の概略回路図。
【図５】実施例１に係るフィードバック電圧の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧の変化の直線性を示す特性図。
【図６】実施例２に係るフィードバック電圧の変化に対する正電圧化されたフィードバック電圧の変化の直線性を示す特性図。
【図７】従来の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図。
【図８】図７の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するコンバータコントローラ及びスイッチング素子（パワーＴｒ）の概略回路図。
【符号の説明】
【００３１】
１、２１・・・正電圧化回路
２・・・電源電圧入力端子
３・・・誤差増幅器
４・・・コンパレータ
５・・・バッファトランジスタ
６・・・スイッチング素子
７・・・インダクタ
８・・・ショットキーバリアダイオード
９・・・コンデンサ
１０、１００・・・コンバータコントローラ
１１・・・出力端子
１２、１３・・・抵抗
１４・・・フィードバック電圧入力端子
１５・・・接地端子
１６・・・駆動端子
１７・・・フィードバック電圧出力端子
１８・・・ディ−プＮウエル
１９・・・Ｐ型フロ−ティングウエル領域
２０・・・半導体基板
２２・・・ゲート
２３・・・ソース
２４・・・ドレイン
２５・・・Ｐ型高濃度フロ−ティングウエル領域
２６・・・ゲート絶縁膜
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記入力電圧のオンオフ制御に伴って前記入力電圧の極性を反転し負電圧を生成する負電圧生成部と、前記負電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力をフィードバックして正電圧化する正電圧化回路を有するとともに該正電圧化されたフィードバック電圧により前記スイッチング素子を制御するコンバータコントローラとを具備し、前記フィードバック電圧は、電源電圧の変動に影響されないことを特徴とする反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記正電圧化回路は、前記分圧回路の出力する負電圧を入力して該負電圧に応じた電流に変換すると共に、該電流に応じた電圧を正電圧として出力する電圧極性反転手段を有することを特徴とする請求項１に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが接地され、ドレイン及びゲートが前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが電源に接続され、ドレインがゲート及び前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインが前記第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとから構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインがゲート及び前記ＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、一端が前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端が前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記第１の抵抗の他端及び前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗とから構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記正電圧化回路を構成する第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタは、Ｐ型フロ−ティングウエル領域に形成され、前記フィードバック電圧は前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよび前記Ｐ型フロ−ティングウエル領域表面に入力されることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記コンバータコントローラは、参照電圧が反転入力端子に入力され、前記正電圧化回路の出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力が反転入力端子に入力され、発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記コンバータコントローラは、前記パルス幅変調比較器の出力を増幅するバッファトランジスタを更に有することを特徴とする請求項６に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１】
入力電圧をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記入力電圧のオンオフ制御に伴って前記入力電圧の極性を反転し負電圧を生成する負電圧生成部と、前記負電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の出力をフィードバックして正電圧化する正電圧化回路を有するとともに該正電圧化されたフィードバック電圧により前記スイッチング素子を制御するコンバータコントローラとを具備し、前記フィードバック電圧は、電源電圧の変動に影響されないことを特徴とする反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記正電圧化回路は、前記分圧回路の出力する負電圧を入力して該負電圧に応じた電流に変換すると共に、該電流に応じた電圧を正電圧として出力する電圧極性反転手段を有することを特徴とする請求項１に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力される第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが接地され、ドレイン及びゲートが前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが電源に接続され、ドレインがゲート及び前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインが前記第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタとから構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記正電圧化回路は、前記フィードバック電圧が入力されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ドレインがゲート及び前記ＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、ソースが前記電源に接続され、ゲートが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン及びゲートに接続された第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、一端が前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端が前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続された第１の抵抗と、一端が前記第１の抵抗の他端及び前記誤差増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が接地された第２の抵抗とから構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記正電圧化回路を構成する第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタは、Ｐ型フロ−ティングウエル領域に形成され、前記フィードバック電圧は前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタもしくはＮチャネルＭＯＳトランジスタのソースおよび前記Ｐ型フロ−ティングウエル領域表面に入力されることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記コンバータコントローラは、参照電圧が反転入力端子に入力され、前記正電圧化回路の出力が非反転入力端子に入力される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力が反転入力端子に入力され、発振信号が非反転入力端子に入力されるパルス幅変調比較器とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記コンバータコントローラは、前記パルス幅変調比較器の出力を増幅するバッファトランジスタを更に有することを特徴とする請求項６に記載の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００９−３０３３１３（Ｐ２００９−３０３３１３Ａ）
【公開日】平成２１年１２月２４日（２００９．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１５２４８３（Ｐ２００８−１５２４８３）
【出願日】平成２０年６月１１日（２００８．６．１１）
【出願人】（３９０００９６６７）セイコーＮＰＣ株式会社 (161)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１２月２４日（２００９．１２．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月１１日（２００８．６．１１）
【出願人】（３９０００９６６７）セイコーＮＰＣ株式会社 (161)
【Ｆターム（参考）】
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