受信装置
【課題】妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器の動作点を適正化する。
【解決手段】動作点適正化部６は、出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定し、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、利得可変増幅器１の動作点を適正化させる。
【解決手段】動作点適正化部６は、出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定し、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、利得可変増幅器１の動作点を適正化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信装置に関し、特に、妨害波の状態に応じて利得可変増幅器の動作点を制御する方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の受信装置では、利得可変増幅器の動作点が妨害波によって最適な位置からずれるのを防止するため、利得可変増幅器の利得を制御する検波器の入力は妨害波を検出できるように十分広い帯域に固定されている。
【０００３】
そして、妨害波が所望波より大きい時は、妨害波が検出されることで利得可変増幅器の利得が制御される。この時、受信装置の不要成分（ノイズ）の状態は、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まり、利得可変増幅器の動作点の変動に伴って変化する。このため、妨害波が所望波に対してある信号レベル及び離調周波数に固定されている場合、不要成分の総和が最小化される利得可変増幅器の最適な動作点が存在する。
【０００４】
また、例えば、特許文献１には、ＩＦ検波方式ＡＧＣ回路において、ミキサ出力のＩＦレベルを検出するために、検波器の前に可変ローパスフィルタをローパスフィルタとは別に設け、デジタルテレビのチャンネルに応じて妨害波となるアナログテレビのチャンネルを規定し、その妨害アナログテレビ信号を検波器にてレベル検波できるように可変ローパスフィルタのカットオフ周波数を設定し、かつミキサで出力される信号で検波器には入力したくない不要信号は抑圧するように可変ローパスフィルタのカットオフ周波数を設定する方法が開示されている。
【０００５】
しかしながら、妨害波を検出できるように十分広い帯域に検波器の入力を固定すると、所望波に対する妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化した場合においても、これらの妨害波が等しく検出されるため、信号レベル及び離調周波数の異なる妨害波に対して利得可変増幅器の動作点を最適化することができないという問題があった。
【０００６】
また、特許文献１に開示された方法では、妨害波による歪の影響を抑えるためには、デジタルテレビのチャンネルに応じて妨害波となるアナログテレビのチャンネルを規定する必要があり、その規定されたチャンネル以外の妨害波は抑圧できないという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２８１９３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器の動作点を適正化することが可能な受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、受信信号を増幅する利得可変増幅器と、前記利得可変増幅器にて増幅された受信信号の周波数変換を行うミキサと、前記周波数変換された受信信号を検波する検波器と、前記検波器による検波レベルに基づいて前記利得可変増幅器の利得を制御する自動利得制御部と、前記受信信号の受信状態に基づいて前記ミキサからの出力信号を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させる動作点適正化部とを備えることを特徴とする受信装置を提供する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器の動作点を適正化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、ある信号レベルを持つ妨害波の離調周波数が異なる場合の所望波に対する妨害波の影響を示す図である。
【図３】図３は、図１の利得可変増幅器の動作点の設定方法を示す図である。
【図４】図４は、図１のミキサ出力帯域の可変方法を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第２実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の第３実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、図６の適応制御部によるミキサ出力帯域の制御方法を示すフローチャートである。
【図８】図８は、図７のフローチャートのMER値と判定ビットのイメージを示す図である。
【図９】図９は、本発明の第４実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、本発明の第５実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、本発明の第６実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係る受信装置について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。なお、この受信装置は、例えば、移動体通信用のデジタルテレビチューナに用いることができる。
図１において、この受信装置には、利得可変増幅器１、ミキサ２、検波器３、自動利得制御部４、バンドパスフィルタ５および動作点適正化部６が設けられている。ここで、動作点適正化部６は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、利得可変増幅器１の動作点を適正化させることができる。
【００１４】
そして、無線周波数帯の受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器１にて増幅された後、ミキサ２にて中間周波数帯またはベースバンド周波数帯に周波数変換される。そして、バンドパスフィルタ５にて不要な成分が減衰されることで、出力信号ＩＦＯＵＴが出力される。
【００１５】
ここで、動作点適正化部６では、出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて受信信号ＲＦｉｎの受信状態が判定される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号が制御されることにより、利得可変増幅器１の動作点が適正化される。
【００１６】
なお、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する方法としては、例えば、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を用いることができる。
【００１７】
また、利得可変増幅器１の動作点を適正化させる方法としては、例えば、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波成分の帯域を制御するようにしてもよいし、ミキサ２からの出力信号のレベルを制御するようにしてもよい。
【００１８】
また、ミキサ２にて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは検波器３にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部４に出力される。そして、自動利得制御部４において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器１の利得が制御されることにより、ミキサ２からの出力レベルが一定になるように制御される。
【００１９】
ここで、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器１の動作点を適正化することができ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００２０】
図２は、ある信号レベルを持つ妨害波の離調周波数が異なる場合の所望波に対する妨害波の影響を示す図である。
図２において、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２は所望波ＷＤの近傍の帯域で発生し、妨害波ＷＵの３次歪ＷＵ３は妨害波ＷＵの近傍の帯域で発生する。このため、図２（ａ）に示すように、妨害波ＷＵが所望波ＷＤに対して数１０ＭＨｚ程度離調している場合は、３次歪ＷＵ３による近傍妨害の影響が強くなり、図２（ｂ）に示すように、妨害波ＷＵが所望波ＷＤに対して数１０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ程度離調している場合は、２次歪ＷＵ２による遠方妨害の影響が強くなる。
【００２１】
一方、受信装置の感度はＳＮ比（ただし、Ｓは信号成分、Ｎは不要成分の総和）で決まり、妨害波ＷＵがある場合の不要成分の総和Ｎは、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２、妨害波ＷＵの３次歪ＷＵ３の和で決まる。このため、所望波ＷＤに対する妨害波ＷＵの信号レベル及び離調周波数によって不要成分の総和Ｎが変動し、利得可変増幅器１の最適な動作点も変動するため、利得可変増幅器１の動作点を最適化するには、所望波ＷＤに対する妨害波ＷＵの信号レベル及び離調周波数に応じて利得可変増幅器１の動作点を変化させる必要がある。
【００２２】
図３は、図１の利得可変増幅器の動作点の設定方法を示す図である。
図３において、利得可変増幅器１の利得が上がると、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）は減少し、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２および３次歪ＷＵ３は増大する。このため、利得可変増幅器１の利得は上がり過ぎても下がり過ぎても不要成分の総和Ｎは増大し、不要成分の総和Ｎが最小となる最適な動作点が存在する。
【００２３】
ここで、ミキサ２の出力帯域ＦＢが、信号レベル及び離調周波数にかかわりなく全ての妨害波ＷＵを検出できるように十分広い帯域に固定されているものとすると、図２（ａ）の近傍妨害の影響が強い場合においては、受信装置の感度を確保するためには、３次歪ＷＵ３の影響が小さくなるように利得可変増幅器１の動作点を設定する必要があることから、利得可変増幅器１の動作点は図３のＰ１に設定される。
【００２４】
利得可変増幅器１の動作点がＰ１に設定された場合、図２（ｂ）の遠方妨害の影響が強い場合においては、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）増加の影響が却って大きくなり、利得可変増幅器１の動作点がＰ２に設定された場合に比べて不要成分の総和Ｎが大きくなる。
【００２５】
これに対して、ミキサ２の出力帯域ＦＢを変化させ、図２（ｂ）の遠方妨害の影響が強い場合においては、妨害波ＷＵにかかるようにミキサ２の出力帯域ＦＢを制限することにより、ミキサ２の出力信号に含まれる妨害波成分を減少させることができる。そして、ミキサ２の出力信号に含まれる妨害波成分が減少すると、検波器３による検波レベルが下がることから、利得可変増幅器１の利得が上がるように自動利得制御部４にて制御される。
【００２６】
そして、利得可変増幅器１の利得が上がるように制御されると、利得可変増幅器１の動作点はＰ１からＰ２に移動し、不要成分の総和Ｎが最小化されるように利得可変増幅器１の動作点が最適化される。
【００２７】
図４は、図１のミキサ出力帯域の可変方法を示す図である。
図４において、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２の出力帯域ＦＢが変化されることで、利得可変増幅器１の動作点が最適化される。
【００２８】
（第２実施形態）
図５は、本発明の第２実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図５において、この受信装置には、受信アンテナ１１、ローノイズアンプ１２、フィルタ１３、１８、利得可変増幅器１４、１９、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃ、ミキサ１６ａ、１６ｃ、オペアンプ１７ａ、１７ｃ、検波器２０および自動利得制御部２１が設けられている。
【００２９】
ここで、自動利得制御部２１の出力側はコンデンサＣ２を介して接地されている。また、オペアンプ１７ａの入出力端子間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との並列回路が接続されることで、ローパスフィルタが構成されている。また、オペアンプ１７ｃの入出力端子間には抵抗Ｒ２が接続されており、オペアンプ１７ｃの遮断周波数によるローパスフィルタが構成されている。
【００３０】
なお、ローノイズアンプ１２、利得可変増幅器１４、１９、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃ、ミキサ１６ａ、１６ｃ、オペアンプ１７ａ、１７ｃ、フィルタ１８、検波器２０および自動利得制御部２１は、半導体チップＰに集積化することができる。コンデンサＣ２、及びフィルタ１３は一般にサイズが大きくコストと汎用性の為、外付けが多いがこれらも半導体Ｐに集積しても構わない。
【００３１】
そして、所望波は妨害波とともに受信アンテナ１１にて受信され、ローノイズアンプ１２にて増幅された後、フィルタ１３を介して利得可変増幅器１４に送られる。そして、受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器１４にて増幅された後、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃにて電流に変換され、ミキサ１６ａ、１６ｃにて別個に周波数変換される。
【００３２】
ミキサ１６ａにて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは、オペアンプ１７ａを通過することで高域成分が減衰された後、フィルタ１８にて所望の成分が選択され、利得可変増幅器１９にて増幅されることで、出力信号ＩＦＯＵＴが出力される。
【００３３】
一方、ミキサ１６ｃにて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは、オペアンプ１７ｃを通過することでオペアンプ１７ｃの持つ遮断周波数により高域成分が減衰された後、検波器２０にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部２１に出力される。そして、自動利得制御部２１において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器１４の利得が制御されることにより、ミキサ１６ａ、１６ｃからの出力レベルが一定になるように制御される。
【００３４】
ここで、オペアンプ１７ａには、そのバイアス電流を制御する制御信号ＳＣ１が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてオペアンプ１７ａのバイアス電流が制御されることで、歪特性などが最適化される。妨害波がない場合のような、良好な歪特性が要求されない場合においては、バイアス電流を絞り消費電流が削減される。
【００３５】
また、オペアンプ１７ｃには、そのバイアス電流を制御する制御信号ＳＣ２が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてオペアンプ１７ｃのバイアス電流が制御されることで、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域が制御され、利得可変増幅器１４の動作点が最適化される。なお、図４に示すように、オペアンプ１７ｃのバイアス電流が増大すると遮断周波数が高くなる為、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域は広くなり、逆にオペアンプ１７ｃのバイアス電流が減少すると遮断周波数が低くなる為、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域は狭くなる。
【００３６】
これにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器１の動作点を適正化することができ、低消費電力化を図りつつ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００３７】
また、出力信号ＩＦＯＵＴ側のミキサ１６ａと検波器２０側のミキサ１６ｃのように出力信号経路と検波制御用の経路を別個に設けることにより、検波器２０に入力される信号を制御した場合に生じる負荷変動が、出力信号ＩＦＯＵＴに影響が及ぶのを防止することができる。
【００３８】
（第３実施形態）
図６は、本発明の第３実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図６において、この受信装置には、利得可変増幅器３１、３８、ミキサ３２ａ〜３２ｃ、検波器３３、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂ、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃ、発振器３５、移相器３６、イメージリジェクションフィルタ３７、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重方式）復調部３９および自動利得制御部４４が設けられている。ここで、自動利得制御部４４の出力側はコンデンサＣ３を介して接地されている。
【００３９】
また、ＯＦＤＭ復調部３９には、Ａ／Ｄコンバータ４０、自動利得制御部４１、適応制御部４２およびデジタル復調部４３が設けられている。なお、適応制御部４２は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂの特性を制御する制御信号ＳＣ１を生成したり、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を制御する制御信号ＳＣ２を生成したりすることができる。この適応制御部４２は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する指標としてＭＥＲやＳＮを用いることができる。
【００４０】
なお、利得可変増幅器３１、３８、ミキサ３２ａ〜３２ｃ、検波器３３、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂ、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃ、発振器３５、移相器３６、イメージリジェクションフィルタ３７および自動利得制御部４４は、半導体チップＰ２に集積化することができる。コンデンサＣ２は一般的にサイズが大きいため、外付けされることが一般的だがこれも半導体チップＰ２に集積しても構わない。なお、ＯＦＤＭ復調部３９は、半導体チップＰ２に集積化してもよいし、外付けであってもよい。
【００４１】
そして、受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器３１にて増幅された後、ミキサ３２ａ〜３３ｃに出力される。また、発振器３５にて生成された局部発振信号ＬＯは移相器３６にて９０°だけ位相がシフトされ、位相シフト前後の局部発振信号ＬＯがミキサ３２ａ、３２ｂにそれぞれ出力される。
【００４２】
そして、ミキサ３２ａ、３２ｂにおいて、利得可変増幅器３１にて増幅された受信信号ＲＦｉｎが位相シフト前後の局部発振信号ＬＯと混合されることで、周波数変換された同相成分Ｉと直交成分Ｑが生成され、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂにそれぞれ出力される。
【００４３】
そして、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂにおいて高域成分が減衰された後、イメージリジェクションフィルタ３７にて所望の成分が選択され、利得可変増幅器３８にて増幅されることで、出力信号ＩＦＯＵＴがＯＦＤＭ復調部３９に出力される。
【００４４】
そして、ＯＦＤＭ復調部３９において、出力信号ＩＦＯＵＴはＡ／Ｄコンバータ４０にてデジタル化された後、デジタル復調部４３にて復調処理が行われる。また、自動利得制御部４１において、デジタル化された出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて利得可変増幅器３８の利得が制御される。また、適応制御部４２において、デジタル化された出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて制御信号ＳＣ１、ＳＣ２が生成され、制御信号ＳＣ１はローパスフィルタ３４ａ、３４ｂに出力され、制御信号ＳＣ２は帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。
【００４５】
また、ミキサ３２ｃにおいて、利得可変増幅器３１にて増幅された受信信号ＲＦｉｎは周波数変換され、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。そして、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃにおいて高域成分が減衰された後、検波器３３にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部４４に出力される。そして、自動利得制御部４４において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器３１の利得が制御されることにより、ミキサ３２ａ、３２ｂからの出力レベルが一定になるように制御される。
【００４６】
図７は、図６の適応制御部によるミキサ出力帯域の制御方法を示すフローチャートの一例である。
図７において、ミキサ出力帯域の初期値を狭い方から始めて、ＭＥＲを測定し（ステップＳ１）、ＭＥＲが通常の場合は（ステップＳ２）、ステップＳ１に戻ってＭＥＲの測定を繰り返す。一方、ＭＥＲが良の場合は、制御信号ＳＣ２にて帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を狭くすることにより、ミキサ３２ｃの出力帯域を狭くする（ステップＳ３）。一方、ＭＥＲが悪の場合は、制御信号ＳＣ２にて帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を広くすることにより、ミキサ３２ｃの出力帯域を広くする（ステップＳ４）。
【００４７】
図８は、図７のフローチャートのMER値と判定ビットのイメージを示す図である。
図８において、ＭＥＲとＳＮ比とは相関があるため、ＭＥＲを測定することで受信信号ＲＦｉｎの受信状態の良悪を判定することができる。
【００４８】
これにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器３１の動作点を適正化することができ、低消費電力化を図りつつ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００４９】
また、出力信号ＩＦＯＵＴ側と検波器３３側とでミキサ３２ａ〜３２ｃを別個に設けることにより、検波器３３に入力される信号を帯域可変ローパスフィルタ３４ｃにより制御した場合においても、同相成分Ｉと直交成分Ｑとのバランスが崩れるのを防止することができる。
【００５０】
なお、上述した第３実施形態では、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定するために、ＭＥＲを測定する方法について説明したが、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する指標としては、ＭＥＲ以外の値を用いるようにしてもよい。
【００５１】
（第４実施形態）
図９は、本発明の第４実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図９において、この受信装置には、図６のＯＦＤＭ復調部３９の代わりにＯＦＤＭ復調部３９´が設けられ、Ａ／Ｄコンバータ４５が追加されている。ここで、ＯＦＤＭ復調部３９´には、図６の適応制御部４２の代わりに適応制御部４２´が設けられている。この適応制御部４２´は、検波器３３による検波レベルに基づいて、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂの特性を制御する制御信号ＳＣ１を生成したり、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を制御する制御信号ＳＣ２を生成したりすることができる。コンデンサＣ３は一般的にサイズが大きいため、外付けされることが一般的だがこれも半導体チップＰ２に集積しても構わない。尚、ＯＦＤＭ復調部３９´は、半導体チップＰ２に集積化してもよいし、外付けであってもよい。
【００５２】
そして、検波器３３による検波レベルはＡ／Ｄコンバータ４５にてデジタル化され、適応制御部４２´に入力される。そして、適応制御部４２´において、デジタル化された検波レベルに基づいて制御信号ＳＣ１、ＳＣ２が生成され、制御信号ＳＣ１はローパスフィルタ３４ａ、３４ｂに出力され、制御信号ＳＣ２は帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。
【００５３】
（第５実施形態）
図１０は、本発明の第５実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図１０において、この受信装置には、図５のミキサ１６ｃの一例として電界効果トランジスタ５１が設けられている。また、抵抗Ｒ２には可変容量Ｃ４が並列に接続されている。ここで、可変容量Ｃ４には、その容量値を制御する制御信号ＳＣ５が入力される。そして、電界効果トランジスタ５１のゲートには局部発振信号ＬＯが入力され、電圧／電流変換器１５ｃにて電流に変換された受信信号ＲＦｉｎが局部発振信号ＬＯと混合されることで、周波数変換される。
【００５４】
そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて可変容量Ｃ４の容量値が制御されることで、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域が制御され、図５の利得可変増幅器１４の動作点が最適化される。
【００５５】
（第６実施形態）
図１１は、本発明の第６実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図１１において、この受信装置には、図６の構成に検波レベル調整アンプ６１が追加され、検波レベル調整アンプ６１は検波器３３の入力側に接続されている。
【００５６】
なお、検波レベル調整アンプ６１は、オペアンプ６２、オペアンプ６２の入力側に接続された可変抵抗Ｒ５およびオペアンプ６２の入出力間に接続された可変抵抗Ｒ６にて構成することができる。
【００５７】
ここで、検波レベル調整アンプ６１には、検波器３３の入力レベルを制御する制御信号ＳＣ３が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて検波器３３の入力レベルが制御されることで、検波器３３の検波レベルが制御され、利得可変増幅器３１の動作点が最適化される。
【符号の説明】
【００５８】
１、１４、１９、３１、３８ 利得可変増幅器、２、１６ａ、１６ｃ、３２ａ〜３２ｃ ミキサ、３、２０、３３ 検波器、４、２１、４１、４４ 自動利得制御部、５ バンドパスフィルタ、６ 動作点適正化部、Ｐ、Ｐ２ 半導体チップ、１１ 受信アンテナ、１２ ローノイズアンプ、１３、１８ フィルタ、１５ａ、１５ｃ 電圧／電流変換器、１７ａ、１７ｃ、６２ オペアンプ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗、Ｒ５、Ｒ６ 可変抵抗、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、３４ａ、３４ｂ ローパスフィルタ、３４ｃ 帯域可変ローパスフィルタ、３５ 発振器、３６ 移相器、３７ イメージリジェクションフィルタ、３９、３９´ ＯＦＤＭ復調部、４０、４５ Ａ／Ｄコンバータ、４２、４２´ 適応制御部、４３ デジタル復調部、５１ 電界効果トランジスタ、Ｃ４ 可変容量、６１ 検波レベル調整アンプ
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信装置に関し、特に、妨害波の状態に応じて利得可変増幅器の動作点を制御する方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の受信装置では、利得可変増幅器の動作点が妨害波によって最適な位置からずれるのを防止するため、利得可変増幅器の利得を制御する検波器の入力は妨害波を検出できるように十分広い帯域に固定されている。
【０００３】
そして、妨害波が所望波より大きい時は、妨害波が検出されることで利得可変増幅器の利得が制御される。この時、受信装置の不要成分（ノイズ）の状態は、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まり、利得可変増幅器の動作点の変動に伴って変化する。このため、妨害波が所望波に対してある信号レベル及び離調周波数に固定されている場合、不要成分の総和が最小化される利得可変増幅器の最適な動作点が存在する。
【０００４】
また、例えば、特許文献１には、ＩＦ検波方式ＡＧＣ回路において、ミキサ出力のＩＦレベルを検出するために、検波器の前に可変ローパスフィルタをローパスフィルタとは別に設け、デジタルテレビのチャンネルに応じて妨害波となるアナログテレビのチャンネルを規定し、その妨害アナログテレビ信号を検波器にてレベル検波できるように可変ローパスフィルタのカットオフ周波数を設定し、かつミキサで出力される信号で検波器には入力したくない不要信号は抑圧するように可変ローパスフィルタのカットオフ周波数を設定する方法が開示されている。
【０００５】
しかしながら、妨害波を検出できるように十分広い帯域に検波器の入力を固定すると、所望波に対する妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化した場合においても、これらの妨害波が等しく検出されるため、信号レベル及び離調周波数の異なる妨害波に対して利得可変増幅器の動作点を最適化することができないという問題があった。
【０００６】
また、特許文献１に開示された方法では、妨害波による歪の影響を抑えるためには、デジタルテレビのチャンネルに応じて妨害波となるアナログテレビのチャンネルを規定する必要があり、その規定されたチャンネル以外の妨害波は抑圧できないという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２８１９３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器の動作点を適正化することが可能な受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、受信信号を増幅する利得可変増幅器と、前記利得可変増幅器にて増幅された受信信号の周波数変換を行うミキサと、前記周波数変換された受信信号を検波する検波器と、前記検波器による検波レベルに基づいて前記利得可変増幅器の利得を制御する自動利得制御部と、前記受信信号の受信状態に基づいて前記ミキサからの出力信号を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させる動作点適正化部とを備えることを特徴とする受信装置を提供する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器の動作点を適正化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、ある信号レベルを持つ妨害波の離調周波数が異なる場合の所望波に対する妨害波の影響を示す図である。
【図３】図３は、図１の利得可変増幅器の動作点の設定方法を示す図である。
【図４】図４は、図１のミキサ出力帯域の可変方法を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第２実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の第３実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、図６の適応制御部によるミキサ出力帯域の制御方法を示すフローチャートである。
【図８】図８は、図７のフローチャートのMER値と判定ビットのイメージを示す図である。
【図９】図９は、本発明の第４実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、本発明の第５実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、本発明の第６実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係る受信装置について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。なお、この受信装置は、例えば、移動体通信用のデジタルテレビチューナに用いることができる。
図１において、この受信装置には、利得可変増幅器１、ミキサ２、検波器３、自動利得制御部４、バンドパスフィルタ５および動作点適正化部６が設けられている。ここで、動作点適正化部６は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、利得可変増幅器１の動作点を適正化させることができる。
【００１４】
そして、無線周波数帯の受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器１にて増幅された後、ミキサ２にて中間周波数帯またはベースバンド周波数帯に周波数変換される。そして、バンドパスフィルタ５にて不要な成分が減衰されることで、出力信号ＩＦＯＵＴが出力される。
【００１５】
ここで、動作点適正化部６では、出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて受信信号ＲＦｉｎの受信状態が判定される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号が制御されることにより、利得可変増幅器１の動作点が適正化される。
【００１６】
なお、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する方法としては、例えば、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を用いることができる。
【００１７】
また、利得可変増幅器１の動作点を適正化させる方法としては、例えば、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波成分の帯域を制御するようにしてもよいし、ミキサ２からの出力信号のレベルを制御するようにしてもよい。
【００１８】
また、ミキサ２にて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは検波器３にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部４に出力される。そして、自動利得制御部４において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器１の利得が制御されることにより、ミキサ２からの出力レベルが一定になるように制御される。
【００１９】
ここで、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２からの出力信号を制御することにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器１の動作点を適正化することができ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００２０】
図２は、ある信号レベルを持つ妨害波の離調周波数が異なる場合の所望波に対する妨害波の影響を示す図である。
図２において、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２は所望波ＷＤの近傍の帯域で発生し、妨害波ＷＵの３次歪ＷＵ３は妨害波ＷＵの近傍の帯域で発生する。このため、図２（ａ）に示すように、妨害波ＷＵが所望波ＷＤに対して数１０ＭＨｚ程度離調している場合は、３次歪ＷＵ３による近傍妨害の影響が強くなり、図２（ｂ）に示すように、妨害波ＷＵが所望波ＷＤに対して数１０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ程度離調している場合は、２次歪ＷＵ２による遠方妨害の影響が強くなる。
【００２１】
一方、受信装置の感度はＳＮ比（ただし、Ｓは信号成分、Ｎは不要成分の総和）で決まり、妨害波ＷＵがある場合の不要成分の総和Ｎは、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２、妨害波ＷＵの３次歪ＷＵ３の和で決まる。このため、所望波ＷＤに対する妨害波ＷＵの信号レベル及び離調周波数によって不要成分の総和Ｎが変動し、利得可変増幅器１の最適な動作点も変動するため、利得可変増幅器１の動作点を最適化するには、所望波ＷＤに対する妨害波ＷＵの信号レベル及び離調周波数に応じて利得可変増幅器１の動作点を変化させる必要がある。
【００２２】
図３は、図１の利得可変増幅器の動作点の設定方法を示す図である。
図３において、利得可変増幅器１の利得が上がると、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）は減少し、妨害波ＷＵの２次歪ＷＵ２および３次歪ＷＵ３は増大する。このため、利得可変増幅器１の利得は上がり過ぎても下がり過ぎても不要成分の総和Ｎは増大し、不要成分の総和Ｎが最小となる最適な動作点が存在する。
【００２３】
ここで、ミキサ２の出力帯域ＦＢが、信号レベル及び離調周波数にかかわりなく全ての妨害波ＷＵを検出できるように十分広い帯域に固定されているものとすると、図２（ａ）の近傍妨害の影響が強い場合においては、受信装置の感度を確保するためには、３次歪ＷＵ３の影響が小さくなるように利得可変増幅器１の動作点を設定する必要があることから、利得可変増幅器１の動作点は図３のＰ１に設定される。
【００２４】
利得可変増幅器１の動作点がＰ１に設定された場合、図２（ｂ）の遠方妨害の影響が強い場合においては、受信装置自体のノイズ（ＮＦ）増加の影響が却って大きくなり、利得可変増幅器１の動作点がＰ２に設定された場合に比べて不要成分の総和Ｎが大きくなる。
【００２５】
これに対して、ミキサ２の出力帯域ＦＢを変化させ、図２（ｂ）の遠方妨害の影響が強い場合においては、妨害波ＷＵにかかるようにミキサ２の出力帯域ＦＢを制限することにより、ミキサ２の出力信号に含まれる妨害波成分を減少させることができる。そして、ミキサ２の出力信号に含まれる妨害波成分が減少すると、検波器３による検波レベルが下がることから、利得可変増幅器１の利得が上がるように自動利得制御部４にて制御される。
【００２６】
そして、利得可変増幅器１の利得が上がるように制御されると、利得可変増幅器１の動作点はＰ１からＰ２に移動し、不要成分の総和Ｎが最小化されるように利得可変増幅器１の動作点が最適化される。
【００２７】
図４は、図１のミキサ出力帯域の可変方法を示す図である。
図４において、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてミキサ２の出力帯域ＦＢが変化されることで、利得可変増幅器１の動作点が最適化される。
【００２８】
（第２実施形態）
図５は、本発明の第２実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図５において、この受信装置には、受信アンテナ１１、ローノイズアンプ１２、フィルタ１３、１８、利得可変増幅器１４、１９、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃ、ミキサ１６ａ、１６ｃ、オペアンプ１７ａ、１７ｃ、検波器２０および自動利得制御部２１が設けられている。
【００２９】
ここで、自動利得制御部２１の出力側はコンデンサＣ２を介して接地されている。また、オペアンプ１７ａの入出力端子間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との並列回路が接続されることで、ローパスフィルタが構成されている。また、オペアンプ１７ｃの入出力端子間には抵抗Ｒ２が接続されており、オペアンプ１７ｃの遮断周波数によるローパスフィルタが構成されている。
【００３０】
なお、ローノイズアンプ１２、利得可変増幅器１４、１９、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃ、ミキサ１６ａ、１６ｃ、オペアンプ１７ａ、１７ｃ、フィルタ１８、検波器２０および自動利得制御部２１は、半導体チップＰに集積化することができる。コンデンサＣ２、及びフィルタ１３は一般にサイズが大きくコストと汎用性の為、外付けが多いがこれらも半導体Ｐに集積しても構わない。
【００３１】
そして、所望波は妨害波とともに受信アンテナ１１にて受信され、ローノイズアンプ１２にて増幅された後、フィルタ１３を介して利得可変増幅器１４に送られる。そして、受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器１４にて増幅された後、電圧／電流変換器１５ａ、１５ｃにて電流に変換され、ミキサ１６ａ、１６ｃにて別個に周波数変換される。
【００３２】
ミキサ１６ａにて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは、オペアンプ１７ａを通過することで高域成分が減衰された後、フィルタ１８にて所望の成分が選択され、利得可変増幅器１９にて増幅されることで、出力信号ＩＦＯＵＴが出力される。
【００３３】
一方、ミキサ１６ｃにて周波数変換された受信信号ＲＦｉｎは、オペアンプ１７ｃを通過することでオペアンプ１７ｃの持つ遮断周波数により高域成分が減衰された後、検波器２０にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部２１に出力される。そして、自動利得制御部２１において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器１４の利得が制御されることにより、ミキサ１６ａ、１６ｃからの出力レベルが一定になるように制御される。
【００３４】
ここで、オペアンプ１７ａには、そのバイアス電流を制御する制御信号ＳＣ１が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてオペアンプ１７ａのバイアス電流が制御されることで、歪特性などが最適化される。妨害波がない場合のような、良好な歪特性が要求されない場合においては、バイアス電流を絞り消費電流が削減される。
【００３５】
また、オペアンプ１７ｃには、そのバイアス電流を制御する制御信号ＳＣ２が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいてオペアンプ１７ｃのバイアス電流が制御されることで、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域が制御され、利得可変増幅器１４の動作点が最適化される。なお、図４に示すように、オペアンプ１７ｃのバイアス電流が増大すると遮断周波数が高くなる為、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域は広くなり、逆にオペアンプ１７ｃのバイアス電流が減少すると遮断周波数が低くなる為、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域は狭くなる。
【００３６】
これにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器１の動作点を適正化することができ、低消費電力化を図りつつ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００３７】
また、出力信号ＩＦＯＵＴ側のミキサ１６ａと検波器２０側のミキサ１６ｃのように出力信号経路と検波制御用の経路を別個に設けることにより、検波器２０に入力される信号を制御した場合に生じる負荷変動が、出力信号ＩＦＯＵＴに影響が及ぶのを防止することができる。
【００３８】
（第３実施形態）
図６は、本発明の第３実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図６において、この受信装置には、利得可変増幅器３１、３８、ミキサ３２ａ〜３２ｃ、検波器３３、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂ、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃ、発振器３５、移相器３６、イメージリジェクションフィルタ３７、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重方式）復調部３９および自動利得制御部４４が設けられている。ここで、自動利得制御部４４の出力側はコンデンサＣ３を介して接地されている。
【００３９】
また、ＯＦＤＭ復調部３９には、Ａ／Ｄコンバータ４０、自動利得制御部４１、適応制御部４２およびデジタル復調部４３が設けられている。なお、適応制御部４２は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂの特性を制御する制御信号ＳＣ１を生成したり、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を制御する制御信号ＳＣ２を生成したりすることができる。この適応制御部４２は、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する指標としてＭＥＲやＳＮを用いることができる。
【００４０】
なお、利得可変増幅器３１、３８、ミキサ３２ａ〜３２ｃ、検波器３３、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂ、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃ、発振器３５、移相器３６、イメージリジェクションフィルタ３７および自動利得制御部４４は、半導体チップＰ２に集積化することができる。コンデンサＣ２は一般的にサイズが大きいため、外付けされることが一般的だがこれも半導体チップＰ２に集積しても構わない。なお、ＯＦＤＭ復調部３９は、半導体チップＰ２に集積化してもよいし、外付けであってもよい。
【００４１】
そして、受信信号ＲＦｉｎは利得可変増幅器３１にて増幅された後、ミキサ３２ａ〜３３ｃに出力される。また、発振器３５にて生成された局部発振信号ＬＯは移相器３６にて９０°だけ位相がシフトされ、位相シフト前後の局部発振信号ＬＯがミキサ３２ａ、３２ｂにそれぞれ出力される。
【００４２】
そして、ミキサ３２ａ、３２ｂにおいて、利得可変増幅器３１にて増幅された受信信号ＲＦｉｎが位相シフト前後の局部発振信号ＬＯと混合されることで、周波数変換された同相成分Ｉと直交成分Ｑが生成され、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂにそれぞれ出力される。
【００４３】
そして、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂにおいて高域成分が減衰された後、イメージリジェクションフィルタ３７にて所望の成分が選択され、利得可変増幅器３８にて増幅されることで、出力信号ＩＦＯＵＴがＯＦＤＭ復調部３９に出力される。
【００４４】
そして、ＯＦＤＭ復調部３９において、出力信号ＩＦＯＵＴはＡ／Ｄコンバータ４０にてデジタル化された後、デジタル復調部４３にて復調処理が行われる。また、自動利得制御部４１において、デジタル化された出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて利得可変増幅器３８の利得が制御される。また、適応制御部４２において、デジタル化された出力信号ＩＦＯＵＴに基づいて制御信号ＳＣ１、ＳＣ２が生成され、制御信号ＳＣ１はローパスフィルタ３４ａ、３４ｂに出力され、制御信号ＳＣ２は帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。
【００４５】
また、ミキサ３２ｃにおいて、利得可変増幅器３１にて増幅された受信信号ＲＦｉｎは周波数変換され、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。そして、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃにおいて高域成分が減衰された後、検波器３３にて検波され、その検波レベルが自動利得制御部４４に出力される。そして、自動利得制御部４４において、その検波レベルに基づいて利得可変増幅器３１の利得が制御されることにより、ミキサ３２ａ、３２ｂからの出力レベルが一定になるように制御される。
【００４６】
図７は、図６の適応制御部によるミキサ出力帯域の制御方法を示すフローチャートの一例である。
図７において、ミキサ出力帯域の初期値を狭い方から始めて、ＭＥＲを測定し（ステップＳ１）、ＭＥＲが通常の場合は（ステップＳ２）、ステップＳ１に戻ってＭＥＲの測定を繰り返す。一方、ＭＥＲが良の場合は、制御信号ＳＣ２にて帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を狭くすることにより、ミキサ３２ｃの出力帯域を狭くする（ステップＳ３）。一方、ＭＥＲが悪の場合は、制御信号ＳＣ２にて帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を広くすることにより、ミキサ３２ｃの出力帯域を広くする（ステップＳ４）。
【００４７】
図８は、図７のフローチャートのMER値と判定ビットのイメージを示す図である。
図８において、ＭＥＲとＳＮ比とは相関があるため、ＭＥＲを測定することで受信信号ＲＦｉｎの受信状態の良悪を判定することができる。
【００４８】
これにより、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波の信号レベル及び離調周波数が変化する場合においても、利得可変増幅器３１の動作点を適正化することができ、低消費電力化を図りつつ、受信装置のＮＦ（雑音指数）と妨害波によって生じた歪との総和で決まる不要成分を減少させることができる。
【００４９】
また、出力信号ＩＦＯＵＴ側と検波器３３側とでミキサ３２ａ〜３２ｃを別個に設けることにより、検波器３３に入力される信号を帯域可変ローパスフィルタ３４ｃにより制御した場合においても、同相成分Ｉと直交成分Ｑとのバランスが崩れるのを防止することができる。
【００５０】
なお、上述した第３実施形態では、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定するために、ＭＥＲを測定する方法について説明したが、受信信号ＲＦｉｎの受信状態を判定する指標としては、ＭＥＲ以外の値を用いるようにしてもよい。
【００５１】
（第４実施形態）
図９は、本発明の第４実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図９において、この受信装置には、図６のＯＦＤＭ復調部３９の代わりにＯＦＤＭ復調部３９´が設けられ、Ａ／Ｄコンバータ４５が追加されている。ここで、ＯＦＤＭ復調部３９´には、図６の適応制御部４２の代わりに適応制御部４２´が設けられている。この適応制御部４２´は、検波器３３による検波レベルに基づいて、ローパスフィルタ３４ａ、３４ｂの特性を制御する制御信号ＳＣ１を生成したり、帯域可変ローパスフィルタ３４ｃの帯域を制御する制御信号ＳＣ２を生成したりすることができる。コンデンサＣ３は一般的にサイズが大きいため、外付けされることが一般的だがこれも半導体チップＰ２に集積しても構わない。尚、ＯＦＤＭ復調部３９´は、半導体チップＰ２に集積化してもよいし、外付けであってもよい。
【００５２】
そして、検波器３３による検波レベルはＡ／Ｄコンバータ４５にてデジタル化され、適応制御部４２´に入力される。そして、適応制御部４２´において、デジタル化された検波レベルに基づいて制御信号ＳＣ１、ＳＣ２が生成され、制御信号ＳＣ１はローパスフィルタ３４ａ、３４ｂに出力され、制御信号ＳＣ２は帯域可変ローパスフィルタ３４ｃに出力される。
【００５３】
（第５実施形態）
図１０は、本発明の第５実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図１０において、この受信装置には、図５のミキサ１６ｃの一例として電界効果トランジスタ５１が設けられている。また、抵抗Ｒ２には可変容量Ｃ４が並列に接続されている。ここで、可変容量Ｃ４には、その容量値を制御する制御信号ＳＣ５が入力される。そして、電界効果トランジスタ５１のゲートには局部発振信号ＬＯが入力され、電圧／電流変換器１５ｃにて電流に変換された受信信号ＲＦｉｎが局部発振信号ＬＯと混合されることで、周波数変換される。
【００５４】
そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて可変容量Ｃ４の容量値が制御されることで、オペアンプ１７ｃにて構成されるローパスフィルタの帯域が制御され、図５の利得可変増幅器１４の動作点が最適化される。
【００５５】
（第６実施形態）
図１１は、本発明の第６実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
図１１において、この受信装置には、図６の構成に検波レベル調整アンプ６１が追加され、検波レベル調整アンプ６１は検波器３３の入力側に接続されている。
【００５６】
なお、検波レベル調整アンプ６１は、オペアンプ６２、オペアンプ６２の入力側に接続された可変抵抗Ｒ５およびオペアンプ６２の入出力間に接続された可変抵抗Ｒ６にて構成することができる。
【００５７】
ここで、検波レベル調整アンプ６１には、検波器３３の入力レベルを制御する制御信号ＳＣ３が入力される。そして、受信信号ＲＦｉｎの受信状態に基づいて検波器３３の入力レベルが制御されることで、検波器３３の検波レベルが制御され、利得可変増幅器３１の動作点が最適化される。
【符号の説明】
【００５８】
１、１４、１９、３１、３８ 利得可変増幅器、２、１６ａ、１６ｃ、３２ａ〜３２ｃ ミキサ、３、２０、３３ 検波器、４、２１、４１、４４ 自動利得制御部、５ バンドパスフィルタ、６ 動作点適正化部、Ｐ、Ｐ２ 半導体チップ、１１ 受信アンテナ、１２ ローノイズアンプ、１３、１８ フィルタ、１５ａ、１５ｃ 電圧／電流変換器、１７ａ、１７ｃ、６２ オペアンプ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗、Ｒ５、Ｒ６ 可変抵抗、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、３４ａ、３４ｂ ローパスフィルタ、３４ｃ 帯域可変ローパスフィルタ、３５ 発振器、３６ 移相器、３７ イメージリジェクションフィルタ、３９、３９´ ＯＦＤＭ復調部、４０、４５ Ａ／Ｄコンバータ、４２、４２´ 適応制御部、４３ デジタル復調部、５１ 電界効果トランジスタ、Ｃ４ 可変容量、６１ 検波レベル調整アンプ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を増幅する利得可変増幅器と、
前記利得可変増幅器にて増幅された受信信号の周波数変換を行うミキサと、
前記周波数変換された受信信号を検波する検波器と、
前記検波器による検波レベルに基づいて前記利得可変増幅器の利得を制御する自動利得制御部と、
前記受信信号の受信状態に基づいて前記ミキサからの出力信号を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させる動作点適正化部とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記動作点適正化部は、前記受信信号に含まれる妨害波成分の帯域を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記ミキサからの電流出力を電圧出力に変換するオペアンプを備え、
前記オペアンプのバイアス電流を制御することにより、前記受信信号に含まれる妨害波成分の帯域を制御することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記動作点適正化部は、前記ミキサからの出力信号のレベルを制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記ミキサは、検波用と復調用とで別個に設けられていることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項１】
受信信号を増幅する利得可変増幅器と、
前記利得可変増幅器にて増幅された受信信号の周波数変換を行うミキサと、
前記周波数変換された受信信号を検波する検波器と、
前記検波器による検波レベルに基づいて前記利得可変増幅器の利得を制御する自動利得制御部と、
前記受信信号の受信状態に基づいて前記ミキサからの出力信号を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させる動作点適正化部とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記動作点適正化部は、前記受信信号に含まれる妨害波成分の帯域を制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記ミキサからの電流出力を電圧出力に変換するオペアンプを備え、
前記オペアンプのバイアス電流を制御することにより、前記受信信号に含まれる妨害波成分の帯域を制御することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記動作点適正化部は、前記ミキサからの出力信号のレベルを制御することにより、前記利得可変増幅器の動作点を適正化させることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記ミキサは、検波用と復調用とで別個に設けられていることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１１−２４４２６１（Ｐ２０１１−２４４２６１Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１５２９２（Ｐ２０１０−１１５２９２）
【出願日】平成２２年５月１９日（２０１０．５．１９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月１９日（２０１０．５．１９）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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