増幅器
【課題】 携帯電話をはじめとする移動体通信用高周波電力増幅器などの増幅器において、受信帯雑音特性が良好で小型な増幅器を提供する。
【解決手段】 第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、を備えたことを特徴とする。
【解決手段】 第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、を備えたことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、携帯電話をはじめとする移動体通信用高周波電力増幅器などの増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通信用の送受信機等に用いられる送信増幅器では、受信帯域へと漏れ出す電力が増大すると受信帯雑音を劣化させる要因となるため、受信帯域へと漏れ出す電力量が規定されている。受信帯雑音を劣化させる要因は２つ考えられる。一つ目は、送信周波数と受信周波数の差に相当するΔｆの周波数信号と送信周波数信号とのミキシングにより、受信周波数における雑音電力が増加されることである。２つ目は、増幅器が受信周波数において高い利得を持つことにより、受信周波数における雑音電力が増幅されることである。
【０００３】
受信帯雑音電力を解決するために、送信周波数と受信周波数の差周波Δｆ成分を短絡させる方法などが提案されている（例えば特許文献１）。この提案は、前述した受信帯雑音を劣化させる要因の一つ目を解決する手法である。特許文献１に示された従来の受信帯雑音の電力改善回路では、インダクタと容量の共振周波数を送信周波数と受信周波数の差周波Δｆとし、この周波数成分を短絡させるように設定している。このため、Δｆの周波数信号はトランジスタに入力する前に減衰し、トランジスタにおいてΔｆ成分と送信周波数とのミキシングによる受信周波数成分は生じない。したがって受信帯雑音特性が改善される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１４３０７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来回路で受信帯雑音改善のために設けた容量とインダクタからなる共振回路は、低い周波数において共振する必要がある。このため、大きな容量成分と大きなインダクタンスが必要であり、増幅器を含むモジュールを小型化できないという課題があった。
【０００６】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、受信帯雑音特性が良好で小型な増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る増幅器は、
第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、
前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、
前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、受信帯雑音特性が良好な小型増幅器を得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１による増幅器を示す構成図
【図２】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図３】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図４】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図５】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図６】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図７】この発明の実施の形態２による増幅器を示す構成図
【図８】この発明の実施の形態３による増幅器を示す構成図
【図９】この発明の実施の形態４による増幅器を示す構成図
【図１０】この発明の実施の形態５による増幅器を示す構成図
【図１１】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路を示す構成図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる増幅器を示す構成図である。図中、１０は増幅素子であるトランジスタ、３０、３２はインダクタ、５０は入力整合回路、７０は容量、５１は段間整合回路、５２は前段バイアス回路、９０はフィルタ回路である。
【００１１】
次に動作について説明する。
この増幅器は送受信機に用いられる増幅器であり、第一の周波数を中心周波数とする送受信機の送信帯域周波数の信号を増幅する。増幅器は２段以上多段接続されて用いられることもあるが、本実施の形態では、２段接続された増幅器の前段の増幅器を示している。
【００１２】
フィルタ回路９０はインダクタ３２と容量７０の直列共振回路であり、トランジスタ１０と段間整合回路５１の間にグランドと並列になるように接続されている。フィルタ回路９０の直列共振回路は、その共振周波数が第二の周波数である受信の帯周波数に設定されている。これにより受信帯周波数において短絡点が形成されるため、トランジスタ１０で増幅された信号のうち受信帯周波数における信号が大きく減衰する。したがって、増幅器において受信帯周波数の信号がほとんど出力されない。このため、受信帯での雑音が改善される。
【００１３】
また、フィルタ回路９０の共振回路の共振周波数を受信帯周波数に設定しているため、容量７０とインダクタ３２の値を小さくすることができ、これらの素子の大きさも小さいもので済む。したがって、増幅路を小型にすることができる。
【００１４】
このとき、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合には、フィルタ回路９０は送信帯周波数において誘導性を示す。また送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合には、フィルタ回路９０は送信帯周波数において容量性を示す。そのため、フィルタ回路が無い状態で整合が取れていた回路に本フィルタ回路９０を単純に追加した場合、送信周波数における整合が最適値からずれてしまう。さらに、フィルタ回路９０の追加により回路規模が大きくなってしまう。そこで、フィルタ回路９０の送信周波数における所定のインピーダンス（リアクタンス）成分を基本波整合として積極的に用いることにより、回路規模を抑えることができる。
【００１５】
まず、送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合について説明する。この場合、フィルタ回路９０の送信周波数におけるインピーダンスは容量性を示す。受信帯周波数における等価的な容量であり、基本波整合として用いる容量をＣ１とした場合、フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は以下の連立方程式を解くことで一意に決まる。
ｊω2Ｌ＋１／（ｊω2Ｃ）＝０
ｊω1Ｌ＋１／（ｊω1Ｃ）＝１／（ｊω1Ｃ1） ・・・（１）
ここで、ω1は送信角周波数、ω2は受信角周波数、ｊは虚数単位である。上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝（ω22−ω12）Ｃ1／ω22
Ｌ＝１／｛（ω22−ω12）Ｃ1｝ ・・・（２）
【００１６】
また、送信周波数が受信周波数よりも高い場合には、受信帯周波数における等価的なインダクタであり、基本波整合として用いるインダクタをＬ1として、フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は以下の連立方程式を解くことで一意に決まる。
ｊω2Ｌ＋１／（ｊω2Ｃ）＝０
ｊω1Ｌ＋１／（ｊω1Ｃ）＝ｊω1Ｌ1 ・・・（３）
上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝（ω12−ω22）／（ω12ω22Ｌ1）
Ｌ＝ω12Ｌ1／（ω12−ω22） ・・・（４）
【００１７】
なお、フィルタ回路９０における容量とインダクタは抵抗成分を含んでいても受信帯雑音効果は得られる。この理由について、図２から図４を用いて説明する。図２の点線は、本実施の形態におけるフィルタ回路９０を用いない場合の増幅器全体の通過特性Ｓ21を示している。送信用増幅器であるため、送信（Ｔｘ）帯で通過特性（利得）がほぼ最大となっているが、受信（Ｒｘ）帯においても通過が生じている。
【００１８】
図３の実線は、本実施の形態におけるフィルタ回路９０を適用した場合の増幅器全体のＳ21を示している。フィルタ回路９０には抵抗成分が含まれないとし、共振周波数は受信帯に設定した。この場合では、受信帯でのＳ21の値が大きく低下する。これに対し、図４の実線は、フィルタ回路９０に抵抗成分が含まれる場合の増幅器全体のＳ21を示している。この場合では、抵抗成分のために、共振がブロードになり受信帯の減衰効果が図３の実線と比較して減少するものの、受信帯の信号減衰効果は得られている。そのため、フィルタ回路９０には抵抗成分が含まれても良い。
【００１９】
また、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば同様の効果が得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域で±１０％以内であればよい。携帯電話で使用する周波数では、送信周波数帯と受信周波数帯が非常に近い場合が多い。このような場合において、本発明におけるフィルタの共振周波数を受信帯周波数に設定し、尚且つフィルタ回路に抵抗成分が含まれると送信帯での利得も減少してしまうことが考えられる。そこで、フィルタの共振周波数を送信帯からより離れた周波数に設定することで、送信帯の利得の低下を抑えることが可能である。この理由について図５を用いて説明する。図５の実線は共振周波数を受信帯からわずかに高い周波数に設定した場合の増幅器全体のＳ21を示している。この場合では、受信帯における信号減衰効果は低いものの、効果は得られている。
【００２０】
図６に共振周波数を受信帯周波数から非帯域でほぼ１０％である２００ＭＨｚほど高い周波数に設定した場合の通過特性Ｓ21の計算結果を示す。計算では、送信周波数を１．９５ＧＨｚ、受信周波数を２．１５ＧＨｚ、フィルタ回路９０の共振周波数を２．３５ＧＨｚ、Ｃ1を３．５ｐＦとして計算した。図中、細い線はフィルタ回路９０が無い場合の通過特性であり、太い線はフィルタ回路９０を設けた場合の通過特性である。フィルタ回路９０を設けた場合に、受信周波数２．１５ＧＨｚにおける利得が低下している。この計算結果から、共振周波数が受信周波数に対して比帯域で±１０％以内であれば、受信帯における利得は低下し、本発明の効果が得られることが分かる。
【００２１】
また、フィルタ回路９０の共振周波数を送信帯域周波数の２倍波周波数に設定することもできる。この場合も、フィルタ回路９０が無いときに比べて受信帯における利得を低下し、本発明の効果が得られる。加えて、増幅器から出力する信号に送信信号の２倍高調波が生じ、この信号が不要である場合、この２倍高調波信号の電力を低減することができる効果がある。
【００２２】
さらに、実施の形態１では、２段接続された増幅器の前段の増幅器を示したが、これに限らず増幅器は１段でも良い。このとき増幅器は出力整合回路を有しており、フィルタ回路９０をこの出力整合回路に接続しても良い。また２段接続された増幅器の後段の増幅器に適用しても良いし、３段以上接続された増幅器の最前段の増幅器、最後段の増幅器、中間段の増幅器の、いずれに適用しても本発明の効果が得られる。
【００２３】
以上のように、本実施の形態における増幅器では、受信帯雑音特性が良好で小型な増幅器を得られる効果がある。
【００２４】
実施の形態２．
図７に本発明に係わる実施の形態２を示す構成図を示す。図中、図１と同一のものには同一符号を付けて説明する。９１はフィルタ回路であり、３３はインダクタ、７２は容量である。本回路と実施の形態１の違いは、フィルタ回路９１の構成である。
【００２５】
本実施の形態のフィルタ回路９１の動作について説明する。フィルタ回路９１はインダクタ３３と容量７２の並列共振回路であり、トランジスタ１０と段間整合回路５１の間に縦続接続されている。フィルタ回路９１の共振周波数は受信帯周波数に設定されており、受信帯において開放点が形成される。このため、受信帯における信号が大きく減衰し、受信帯雑音が改善される。
【００２６】
このとき、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合には、フィルタ回路９１は送信帯周波数において容量性を示す。また送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合には、フィルタ回路９１は送信帯周波数において誘導性を示す。そのため、従来回路に本フィルタ回路９１を追加した場合、送信周波数における整合が最適値からずれてしまう。さらに、本フィルタ回路の追加により回路規模が大きくなってしまう。そこで、本フィルタ回路の送信周波数におけるインピーダンス成分を基本波整合として積極的に用いることにより、回路規模を抑えることができる。
【００２７】
まず、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合について説明する。この場合、フィルタ回路の送信周波数におけるインピーダンスは容量性を示す。基本波整合として用いる容量をＣ１とした場合、次の連立方程式が成り立つ。
ｊω2Ｃ＋１／（ｊω2Ｌ）＝０
ｊω1Ｃ＋１／（ｊω1Ｌ）＝ｊω1Ｃ1 ・・・（５）
フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は実施の形態１と同様に式（５）の連立方程式をＣとＬに関して解けば求まり、以下の式で表せる。
Ｃ＝ω12Ｃ1／（ω12−ω22）
Ｌ＝（ω12−ω22）／（ω12ω22Ｃ1） ・・・（６）
【００２８】
また、送信周波数が受信周波数よりも低い場合には、基本波整合として用いるインダクタをＬ1として以下の式が成り立つ。
ｊω2Ｃ＋１／（ｊω2Ｌ）＝０
ｊω1Ｃ＋１／（ｊω1Ｌ）＝１／（ｊω1Ｌ1） ・・・（７）
上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝１／｛（ω22−ω12）Ｌ1｝
Ｌ＝（ω22−ω12）Ｌ1／ω22 ・・・（８）
【００２９】
なお、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内であればよい。この場合、式（１）から式（８）のω2を共振角周波数と考えれば、これらの式はそのまま成り立つ。
【００３０】
また、本フィルタ回路９１は段間整合回路５１に接続するものでなくとも、入力整合回路５０に接続してもよく、図示していないが出力整合回路に接続してもよく、トランジスタの整合に供するいずれかの整合回路に接続すればよい。
さらに、フィルタ回路９１における容量７２とインダクタ３３は、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ（Metal Insulation Metal）容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線等のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量７２とインダクタ３３は抵抗成分を含んでいてもよい。
【００３１】
実施の形態３．
図８に本発明に係わる実施の形態３を示す構成図を示す。図中、図１や図７と同一のものには同一符号を付けて説明する。９２はフィルタ回路であり、３４、３５はインダクタ、７３は容量である。実施の形態１、２との違いは、フィルタ回路の構成である。
【００３２】
フィルタ回路の動作について説明する。本フィルタ回路は送信周波数に対しては開放であり、受信帯周波数に対しては短絡となるように回路定数を設定する。容量７３とインダクタ３４の並列共振器は、送信周波数で共振するように設定する。また、受信帯周波数では短絡するように、インダクタ３５の値を設定する。受信帯において短絡点が形成されるため、受信帯における信号が大きく減衰し受信帯雑音が改善される。
なお、送信周波数が受信周波数よりも高い場合には、並列共振回路は受信帯において誘導性を示すため、インダクタ３５の代わりに容量を接続する。
【００３３】
本フィルタ回路は送信周波数のインピーダンスを変えることなく、受信帯ノイズを改善することができるため実施の形態１、２と比較して設計が容易であり、回路構成が明快である。
【００３４】
なお、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内であればよい。
【００３５】
また、本フィルタ回路は段間整合回路でなくともいずれかの整合回路に接続されればよい。
さらに、フィルタ回路における容量とインダクタは、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量とインダクタは抵抗成分を含んでいてもよい。
【００３６】
実施の形態４．
図９に本発明に係わる実施の形態４を示す構成図を示す。図中、図８までと同一のものには同一符号を付けて説明する。５３は段間整合回路、９３はフィルタ回路である。本回路と実施の形態１、２、３、との違いはフィルタ回路の接続位置である。
【００３７】
本実施の形態ではフィルタ回路９３は段間整合回路５１と段間整合回路５３に挟まれた位置にある。実施の形態１、２、３では、フィルタ回路と整合回路は分離された関係であったが、図９のように、整合回路の間に接続してもよい。このように、フィルタ回路の位置は整合回路に接続されていればよく、フィルタ回路の接続位置は整合回路の端部に制限されるものではない。
【００３８】
実施の形態５．
図１０、図１１に本発明に係わる実施の形態５を示す構成図を示す。図１０は本実施の形態に係る増幅器の構成図であり、図１１は本実施の形態に係る増幅器のフィルタ回路を示す構成図である。図中、図９までと同一のものには同一符号を付けて説明する。９４はフィルタ回路であり、３６、３７はインダクタ、７４、７５は容量、８０は共振回路切替手段であるスイッチである。本回路と実施の形態１、２、３の違いは、フィルタ回路９４の構成である。本実施の形態は、増幅器を受信帯域および送信帯域を複数有するマルチバンド通信機の送受信機に使用する場合の実施の形態である。
【００３９】
フィルタ回路９４の動作について説明する。ここでは３バンドの送信周波数帯を持つ増幅器について説明する。３バンド増幅器の場合、バンド１からバンド３までのそれぞれのバンドに応じて受信帯周波数が異なる。そのため、実施の形態１で用いたフィルタ回路９０の共振周波数をバンドに応じて切り替える必要がある。そこで、図１０に示すように、フィルタ回路９４における直列共振回路をスイッチ８０（ＳＷ１〜ＳＷ３）を介して並列に３つ接続し、使用するバンドに応じて切り替えることにより、３バンド増幅器であっても受信帯雑音を改善することが可能となる。
【００４０】
図１０において、フィルタ回路９４中の３つの直列共振回路はそれぞれ、３つの受信帯周波数のそれぞれに共振周波数を設定している。容量７４とインダクタ３６のうち、Ｃ１とＬ１で表す共振回路の共振周波数はバンド１の受信帯周波数に設定している。また、Ｃ２とＬ２で表す共振回路の共振周波数はバンド２の受信帯周波数に、Ｃ３とＬ３で表す共振回路の共振周波数はバンド３の受信帯周波数に、それぞれ設定している。
【００４１】
増幅器がバンド１を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ１を短絡させ、残りのＳＷ２とＳＷ３を開放とする。このとき、フィルタ回路９４はＣ１とＬ１で表す共振回路のみが動作し、バンド１の受信帯周波数において信号の減衰が生じる。したがって、増幅器においてバンド１の受信帯周波数の信号がほとんど出力されず、受信帯での雑音が改善される。
【００４２】
増幅器がバンド２を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ２を短絡させ、残りのＳＷ１とＳＷ３を開放とする。また、増幅器がバンド３を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ３を短絡させ、残りのＳＷ１とＳＷ２を開放とする。このことにより、各バンドそれぞれの受信帯周波数に信号の減衰が生じ、バンド１の場合と同様に、使用する各バンドにおいて受信帯での雑音が改善される。
【００４３】
図１０に示したフィルタ回路９４の構成では、３バンドに対応するために回路が大きくなるという問題がある。そこで、図１１（ａ）に示すように、共振回路を構成するインダクタ３６のインダクタンスの一部を共有化し、インダクタ３７を設ける。３つのスイッチ８０のうち、いずれか１つを短絡させ、残りを開放とすることで、短絡させたスイッチ８０に接続されている回路と、共有化したインダクタ３７とが合わせて共振回路を形成する。共有化したインダクタ３７を含めた各共振回路の共振周波数は、マルチバンドの各バンドの受信帯周波数に設定されている。したがって、図１０の場合と同様に、各バンドの受信帯周波数において信号の減衰が生じ、受信帯での雑音が改善される。
【００４４】
このように共有化したインダクタ３７を設けることにより、他のインダクタ３６は比較的小さなインダクタンスの値で済む。また、図１１（ａ）の回路の一番左側の枝に示すように、必ずしも全ての枝にインダクタを設けなくても良い。このため、フィルタ回路９４の大きさを小さくすることができる。すなわち３バンドに対応しながら、回路の小型化が可能である。
【００４５】
図１１（ｂ）は、フィルタ回路９４の他の構成であり、インダクタ３７ではなく容量７５を共有化した構成である。この場合も、図１１（ａ）と同様に、共有化した容量７５を含めた各共振回路の共振周波数を、各バンドの受信帯周波数に設定することができ、図１１（ａ）と同様の効果が得られる。このように、フィルタ回路９４の複数の共振回路におけるリアクタンス素子（インダクタまたは容量）の一部を共通化し一つの共通リアクタンス素子（インダクタまたは容量）とし、共振回路切替手段であるスイッチ８０が複数の共振回路のいずれを選択した場合でも、その選択した共振回路に共通リアクタンス素子が含まれるようにすることで、回路の小型化が可能となる。
【００４６】
図１１（ｃ）〜（ｅ）は、直列共振回路ではなく並列共振回路を用いてフィルタ回路９４を構成する例である。さらに図１１（ｄ）では容量７５を共有化し、図１１（ｅ）ではインダクタ３７を共有化して共振回路を構成している。これらの場合も、３つのスイッチ８０のうち、いずれか１つを短絡させ、残りを開放とすることで、短絡させたスイッチ８０に接続されている回路、および、共有化した容量７５もしくはインダクタ３７を共振回路とし用いることができ、各バンドの受信帯周波数に信号の減衰を生じさせることができる。したがって、受信帯での雑音が改善されるという効果が得られる。
【００４７】
なお、本実施の形態では、３バンドの場合について図示して説明したが、Ｎバンド（Ｎは２以上の自然数）であっても同様に回路を構成することができ、本発明の効果が得られるのは明らかである。
【００４８】
また、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内に設定すればよい。
【００４９】
さらに、本フィルタ回路９４は段間整合回路５１でなくともいずれかの整合回路に接続されればよい。
【００５０】
加えて、フィルタ回路における容量とインダクタは、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量とインダクタは抵抗成分を含んでいてもよい。
【符号の説明】
【００５１】
１０ トランジスタ、３０、３２、３３、３４、３５、３６、３７ インダクタ、５０ 入力整合回路、５１、５３ 段間整合回路、５２ 前段バイアス回路、７０、７２、７３、７４、７５ 容量、８０ スイッチ、９０、９１、９２、９３、９４ フィルタ回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、携帯電話をはじめとする移動体通信用高周波電力増幅器などの増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通信用の送受信機等に用いられる送信増幅器では、受信帯域へと漏れ出す電力が増大すると受信帯雑音を劣化させる要因となるため、受信帯域へと漏れ出す電力量が規定されている。受信帯雑音を劣化させる要因は２つ考えられる。一つ目は、送信周波数と受信周波数の差に相当するΔｆの周波数信号と送信周波数信号とのミキシングにより、受信周波数における雑音電力が増加されることである。２つ目は、増幅器が受信周波数において高い利得を持つことにより、受信周波数における雑音電力が増幅されることである。
【０００３】
受信帯雑音電力を解決するために、送信周波数と受信周波数の差周波Δｆ成分を短絡させる方法などが提案されている（例えば特許文献１）。この提案は、前述した受信帯雑音を劣化させる要因の一つ目を解決する手法である。特許文献１に示された従来の受信帯雑音の電力改善回路では、インダクタと容量の共振周波数を送信周波数と受信周波数の差周波Δｆとし、この周波数成分を短絡させるように設定している。このため、Δｆの周波数信号はトランジスタに入力する前に減衰し、トランジスタにおいてΔｆ成分と送信周波数とのミキシングによる受信周波数成分は生じない。したがって受信帯雑音特性が改善される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１４３０７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来回路で受信帯雑音改善のために設けた容量とインダクタからなる共振回路は、低い周波数において共振する必要がある。このため、大きな容量成分と大きなインダクタンスが必要であり、増幅器を含むモジュールを小型化できないという課題があった。
【０００６】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、受信帯雑音特性が良好で小型な増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る増幅器は、
第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、
前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、
前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、受信帯雑音特性が良好な小型増幅器を得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１による増幅器を示す構成図
【図２】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図３】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図４】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図５】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図６】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路の動作を説明する図
【図７】この発明の実施の形態２による増幅器を示す構成図
【図８】この発明の実施の形態３による増幅器を示す構成図
【図９】この発明の実施の形態４による増幅器を示す構成図
【図１０】この発明の実施の形態５による増幅器を示す構成図
【図１１】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路を示す構成図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる増幅器を示す構成図である。図中、１０は増幅素子であるトランジスタ、３０、３２はインダクタ、５０は入力整合回路、７０は容量、５１は段間整合回路、５２は前段バイアス回路、９０はフィルタ回路である。
【００１１】
次に動作について説明する。
この増幅器は送受信機に用いられる増幅器であり、第一の周波数を中心周波数とする送受信機の送信帯域周波数の信号を増幅する。増幅器は２段以上多段接続されて用いられることもあるが、本実施の形態では、２段接続された増幅器の前段の増幅器を示している。
【００１２】
フィルタ回路９０はインダクタ３２と容量７０の直列共振回路であり、トランジスタ１０と段間整合回路５１の間にグランドと並列になるように接続されている。フィルタ回路９０の直列共振回路は、その共振周波数が第二の周波数である受信の帯周波数に設定されている。これにより受信帯周波数において短絡点が形成されるため、トランジスタ１０で増幅された信号のうち受信帯周波数における信号が大きく減衰する。したがって、増幅器において受信帯周波数の信号がほとんど出力されない。このため、受信帯での雑音が改善される。
【００１３】
また、フィルタ回路９０の共振回路の共振周波数を受信帯周波数に設定しているため、容量７０とインダクタ３２の値を小さくすることができ、これらの素子の大きさも小さいもので済む。したがって、増幅路を小型にすることができる。
【００１４】
このとき、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合には、フィルタ回路９０は送信帯周波数において誘導性を示す。また送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合には、フィルタ回路９０は送信帯周波数において容量性を示す。そのため、フィルタ回路が無い状態で整合が取れていた回路に本フィルタ回路９０を単純に追加した場合、送信周波数における整合が最適値からずれてしまう。さらに、フィルタ回路９０の追加により回路規模が大きくなってしまう。そこで、フィルタ回路９０の送信周波数における所定のインピーダンス（リアクタンス）成分を基本波整合として積極的に用いることにより、回路規模を抑えることができる。
【００１５】
まず、送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合について説明する。この場合、フィルタ回路９０の送信周波数におけるインピーダンスは容量性を示す。受信帯周波数における等価的な容量であり、基本波整合として用いる容量をＣ１とした場合、フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は以下の連立方程式を解くことで一意に決まる。
ｊω2Ｌ＋１／（ｊω2Ｃ）＝０
ｊω1Ｌ＋１／（ｊω1Ｃ）＝１／（ｊω1Ｃ1） ・・・（１）
ここで、ω1は送信角周波数、ω2は受信角周波数、ｊは虚数単位である。上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝（ω22−ω12）Ｃ1／ω22
Ｌ＝１／｛（ω22−ω12）Ｃ1｝ ・・・（２）
【００１６】
また、送信周波数が受信周波数よりも高い場合には、受信帯周波数における等価的なインダクタであり、基本波整合として用いるインダクタをＬ1として、フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は以下の連立方程式を解くことで一意に決まる。
ｊω2Ｌ＋１／（ｊω2Ｃ）＝０
ｊω1Ｌ＋１／（ｊω1Ｃ）＝ｊω1Ｌ1 ・・・（３）
上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝（ω12−ω22）／（ω12ω22Ｌ1）
Ｌ＝ω12Ｌ1／（ω12−ω22） ・・・（４）
【００１７】
なお、フィルタ回路９０における容量とインダクタは抵抗成分を含んでいても受信帯雑音効果は得られる。この理由について、図２から図４を用いて説明する。図２の点線は、本実施の形態におけるフィルタ回路９０を用いない場合の増幅器全体の通過特性Ｓ21を示している。送信用増幅器であるため、送信（Ｔｘ）帯で通過特性（利得）がほぼ最大となっているが、受信（Ｒｘ）帯においても通過が生じている。
【００１８】
図３の実線は、本実施の形態におけるフィルタ回路９０を適用した場合の増幅器全体のＳ21を示している。フィルタ回路９０には抵抗成分が含まれないとし、共振周波数は受信帯に設定した。この場合では、受信帯でのＳ21の値が大きく低下する。これに対し、図４の実線は、フィルタ回路９０に抵抗成分が含まれる場合の増幅器全体のＳ21を示している。この場合では、抵抗成分のために、共振がブロードになり受信帯の減衰効果が図３の実線と比較して減少するものの、受信帯の信号減衰効果は得られている。そのため、フィルタ回路９０には抵抗成分が含まれても良い。
【００１９】
また、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば同様の効果が得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域で±１０％以内であればよい。携帯電話で使用する周波数では、送信周波数帯と受信周波数帯が非常に近い場合が多い。このような場合において、本発明におけるフィルタの共振周波数を受信帯周波数に設定し、尚且つフィルタ回路に抵抗成分が含まれると送信帯での利得も減少してしまうことが考えられる。そこで、フィルタの共振周波数を送信帯からより離れた周波数に設定することで、送信帯の利得の低下を抑えることが可能である。この理由について図５を用いて説明する。図５の実線は共振周波数を受信帯からわずかに高い周波数に設定した場合の増幅器全体のＳ21を示している。この場合では、受信帯における信号減衰効果は低いものの、効果は得られている。
【００２０】
図６に共振周波数を受信帯周波数から非帯域でほぼ１０％である２００ＭＨｚほど高い周波数に設定した場合の通過特性Ｓ21の計算結果を示す。計算では、送信周波数を１．９５ＧＨｚ、受信周波数を２．１５ＧＨｚ、フィルタ回路９０の共振周波数を２．３５ＧＨｚ、Ｃ1を３．５ｐＦとして計算した。図中、細い線はフィルタ回路９０が無い場合の通過特性であり、太い線はフィルタ回路９０を設けた場合の通過特性である。フィルタ回路９０を設けた場合に、受信周波数２．１５ＧＨｚにおける利得が低下している。この計算結果から、共振周波数が受信周波数に対して比帯域で±１０％以内であれば、受信帯における利得は低下し、本発明の効果が得られることが分かる。
【００２１】
また、フィルタ回路９０の共振周波数を送信帯域周波数の２倍波周波数に設定することもできる。この場合も、フィルタ回路９０が無いときに比べて受信帯における利得を低下し、本発明の効果が得られる。加えて、増幅器から出力する信号に送信信号の２倍高調波が生じ、この信号が不要である場合、この２倍高調波信号の電力を低減することができる効果がある。
【００２２】
さらに、実施の形態１では、２段接続された増幅器の前段の増幅器を示したが、これに限らず増幅器は１段でも良い。このとき増幅器は出力整合回路を有しており、フィルタ回路９０をこの出力整合回路に接続しても良い。また２段接続された増幅器の後段の増幅器に適用しても良いし、３段以上接続された増幅器の最前段の増幅器、最後段の増幅器、中間段の増幅器の、いずれに適用しても本発明の効果が得られる。
【００２３】
以上のように、本実施の形態における増幅器では、受信帯雑音特性が良好で小型な増幅器を得られる効果がある。
【００２４】
実施の形態２．
図７に本発明に係わる実施の形態２を示す構成図を示す。図中、図１と同一のものには同一符号を付けて説明する。９１はフィルタ回路であり、３３はインダクタ、７２は容量である。本回路と実施の形態１の違いは、フィルタ回路９１の構成である。
【００２５】
本実施の形態のフィルタ回路９１の動作について説明する。フィルタ回路９１はインダクタ３３と容量７２の並列共振回路であり、トランジスタ１０と段間整合回路５１の間に縦続接続されている。フィルタ回路９１の共振周波数は受信帯周波数に設定されており、受信帯において開放点が形成される。このため、受信帯における信号が大きく減衰し、受信帯雑音が改善される。
【００２６】
このとき、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合には、フィルタ回路９１は送信帯周波数において容量性を示す。また送信帯周波数が受信帯周波数よりも低い場合には、フィルタ回路９１は送信帯周波数において誘導性を示す。そのため、従来回路に本フィルタ回路９１を追加した場合、送信周波数における整合が最適値からずれてしまう。さらに、本フィルタ回路の追加により回路規模が大きくなってしまう。そこで、本フィルタ回路の送信周波数におけるインピーダンス成分を基本波整合として積極的に用いることにより、回路規模を抑えることができる。
【００２７】
まず、送信帯周波数が受信帯周波数よりも高い場合について説明する。この場合、フィルタ回路の送信周波数におけるインピーダンスは容量性を示す。基本波整合として用いる容量をＣ１とした場合、次の連立方程式が成り立つ。
ｊω2Ｃ＋１／（ｊω2Ｌ）＝０
ｊω1Ｃ＋１／（ｊω1Ｌ）＝ｊω1Ｃ1 ・・・（５）
フィルタ回路の容量ＣとインダクタＬの値は実施の形態１と同様に式（５）の連立方程式をＣとＬに関して解けば求まり、以下の式で表せる。
Ｃ＝ω12Ｃ1／（ω12−ω22）
Ｌ＝（ω12−ω22）／（ω12ω22Ｃ1） ・・・（６）
【００２８】
また、送信周波数が受信周波数よりも低い場合には、基本波整合として用いるインダクタをＬ1として以下の式が成り立つ。
ｊω2Ｃ＋１／（ｊω2Ｌ）＝０
ｊω1Ｃ＋１／（ｊω1Ｌ）＝１／（ｊω1Ｌ1） ・・・（７）
上式をＬとＣについて解くと、以下の値が得られる。
Ｃ＝１／｛（ω22−ω12）Ｌ1｝
Ｌ＝（ω22−ω12）Ｌ1／ω22 ・・・（８）
【００２９】
なお、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内であればよい。この場合、式（１）から式（８）のω2を共振角周波数と考えれば、これらの式はそのまま成り立つ。
【００３０】
また、本フィルタ回路９１は段間整合回路５１に接続するものでなくとも、入力整合回路５０に接続してもよく、図示していないが出力整合回路に接続してもよく、トランジスタの整合に供するいずれかの整合回路に接続すればよい。
さらに、フィルタ回路９１における容量７２とインダクタ３３は、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ（Metal Insulation Metal）容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線等のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量７２とインダクタ３３は抵抗成分を含んでいてもよい。
【００３１】
実施の形態３．
図８に本発明に係わる実施の形態３を示す構成図を示す。図中、図１や図７と同一のものには同一符号を付けて説明する。９２はフィルタ回路であり、３４、３５はインダクタ、７３は容量である。実施の形態１、２との違いは、フィルタ回路の構成である。
【００３２】
フィルタ回路の動作について説明する。本フィルタ回路は送信周波数に対しては開放であり、受信帯周波数に対しては短絡となるように回路定数を設定する。容量７３とインダクタ３４の並列共振器は、送信周波数で共振するように設定する。また、受信帯周波数では短絡するように、インダクタ３５の値を設定する。受信帯において短絡点が形成されるため、受信帯における信号が大きく減衰し受信帯雑音が改善される。
なお、送信周波数が受信周波数よりも高い場合には、並列共振回路は受信帯において誘導性を示すため、インダクタ３５の代わりに容量を接続する。
【００３３】
本フィルタ回路は送信周波数のインピーダンスを変えることなく、受信帯ノイズを改善することができるため実施の形態１、２と比較して設計が容易であり、回路構成が明快である。
【００３４】
なお、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内であればよい。
【００３５】
また、本フィルタ回路は段間整合回路でなくともいずれかの整合回路に接続されればよい。
さらに、フィルタ回路における容量とインダクタは、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量とインダクタは抵抗成分を含んでいてもよい。
【００３６】
実施の形態４．
図９に本発明に係わる実施の形態４を示す構成図を示す。図中、図８までと同一のものには同一符号を付けて説明する。５３は段間整合回路、９３はフィルタ回路である。本回路と実施の形態１、２、３、との違いはフィルタ回路の接続位置である。
【００３７】
本実施の形態ではフィルタ回路９３は段間整合回路５１と段間整合回路５３に挟まれた位置にある。実施の形態１、２、３では、フィルタ回路と整合回路は分離された関係であったが、図９のように、整合回路の間に接続してもよい。このように、フィルタ回路の位置は整合回路に接続されていればよく、フィルタ回路の接続位置は整合回路の端部に制限されるものではない。
【００３８】
実施の形態５．
図１０、図１１に本発明に係わる実施の形態５を示す構成図を示す。図１０は本実施の形態に係る増幅器の構成図であり、図１１は本実施の形態に係る増幅器のフィルタ回路を示す構成図である。図中、図９までと同一のものには同一符号を付けて説明する。９４はフィルタ回路であり、３６、３７はインダクタ、７４、７５は容量、８０は共振回路切替手段であるスイッチである。本回路と実施の形態１、２、３の違いは、フィルタ回路９４の構成である。本実施の形態は、増幅器を受信帯域および送信帯域を複数有するマルチバンド通信機の送受信機に使用する場合の実施の形態である。
【００３９】
フィルタ回路９４の動作について説明する。ここでは３バンドの送信周波数帯を持つ増幅器について説明する。３バンド増幅器の場合、バンド１からバンド３までのそれぞれのバンドに応じて受信帯周波数が異なる。そのため、実施の形態１で用いたフィルタ回路９０の共振周波数をバンドに応じて切り替える必要がある。そこで、図１０に示すように、フィルタ回路９４における直列共振回路をスイッチ８０（ＳＷ１〜ＳＷ３）を介して並列に３つ接続し、使用するバンドに応じて切り替えることにより、３バンド増幅器であっても受信帯雑音を改善することが可能となる。
【００４０】
図１０において、フィルタ回路９４中の３つの直列共振回路はそれぞれ、３つの受信帯周波数のそれぞれに共振周波数を設定している。容量７４とインダクタ３６のうち、Ｃ１とＬ１で表す共振回路の共振周波数はバンド１の受信帯周波数に設定している。また、Ｃ２とＬ２で表す共振回路の共振周波数はバンド２の受信帯周波数に、Ｃ３とＬ３で表す共振回路の共振周波数はバンド３の受信帯周波数に、それぞれ設定している。
【００４１】
増幅器がバンド１を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ１を短絡させ、残りのＳＷ２とＳＷ３を開放とする。このとき、フィルタ回路９４はＣ１とＬ１で表す共振回路のみが動作し、バンド１の受信帯周波数において信号の減衰が生じる。したがって、増幅器においてバンド１の受信帯周波数の信号がほとんど出力されず、受信帯での雑音が改善される。
【００４２】
増幅器がバンド２を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ２を短絡させ、残りのＳＷ１とＳＷ３を開放とする。また、増幅器がバンド３を用いる場合、スイッチ８０のうちＳＷ３を短絡させ、残りのＳＷ１とＳＷ２を開放とする。このことにより、各バンドそれぞれの受信帯周波数に信号の減衰が生じ、バンド１の場合と同様に、使用する各バンドにおいて受信帯での雑音が改善される。
【００４３】
図１０に示したフィルタ回路９４の構成では、３バンドに対応するために回路が大きくなるという問題がある。そこで、図１１（ａ）に示すように、共振回路を構成するインダクタ３６のインダクタンスの一部を共有化し、インダクタ３７を設ける。３つのスイッチ８０のうち、いずれか１つを短絡させ、残りを開放とすることで、短絡させたスイッチ８０に接続されている回路と、共有化したインダクタ３７とが合わせて共振回路を形成する。共有化したインダクタ３７を含めた各共振回路の共振周波数は、マルチバンドの各バンドの受信帯周波数に設定されている。したがって、図１０の場合と同様に、各バンドの受信帯周波数において信号の減衰が生じ、受信帯での雑音が改善される。
【００４４】
このように共有化したインダクタ３７を設けることにより、他のインダクタ３６は比較的小さなインダクタンスの値で済む。また、図１１（ａ）の回路の一番左側の枝に示すように、必ずしも全ての枝にインダクタを設けなくても良い。このため、フィルタ回路９４の大きさを小さくすることができる。すなわち３バンドに対応しながら、回路の小型化が可能である。
【００４５】
図１１（ｂ）は、フィルタ回路９４の他の構成であり、インダクタ３７ではなく容量７５を共有化した構成である。この場合も、図１１（ａ）と同様に、共有化した容量７５を含めた各共振回路の共振周波数を、各バンドの受信帯周波数に設定することができ、図１１（ａ）と同様の効果が得られる。このように、フィルタ回路９４の複数の共振回路におけるリアクタンス素子（インダクタまたは容量）の一部を共通化し一つの共通リアクタンス素子（インダクタまたは容量）とし、共振回路切替手段であるスイッチ８０が複数の共振回路のいずれを選択した場合でも、その選択した共振回路に共通リアクタンス素子が含まれるようにすることで、回路の小型化が可能となる。
【００４６】
図１１（ｃ）〜（ｅ）は、直列共振回路ではなく並列共振回路を用いてフィルタ回路９４を構成する例である。さらに図１１（ｄ）では容量７５を共有化し、図１１（ｅ）ではインダクタ３７を共有化して共振回路を構成している。これらの場合も、３つのスイッチ８０のうち、いずれか１つを短絡させ、残りを開放とすることで、短絡させたスイッチ８０に接続されている回路、および、共有化した容量７５もしくはインダクタ３７を共振回路とし用いることができ、各バンドの受信帯周波数に信号の減衰を生じさせることができる。したがって、受信帯での雑音が改善されるという効果が得られる。
【００４７】
なお、本実施の形態では、３バンドの場合について図示して説明したが、Ｎバンド（Ｎは２以上の自然数）であっても同様に回路を構成することができ、本発明の効果が得られるのは明らかである。
【００４８】
また、ここでは共振周波数を受信帯周波数に設定したが、受信帯における利得が低下すれば受信帯における雑音電力改善効果は得られるため、共振周波数は受信帯周波数に対して比帯域１０％以内に設定すればよい。
【００４９】
さらに、本フィルタ回路９４は段間整合回路５１でなくともいずれかの整合回路に接続されればよい。
【００５０】
加えて、フィルタ回路における容量とインダクタは、チップ部品、半導体基板上に集積化されたＭＩＭ容量、誘電体多層基板における対地容量、ボンディングワイヤ、半導体基板上に集積化されたスパイラルインダクタ、金属配線、誘電体多層基板における配線のいずれでもよく、その組み合わせは自由であり、容量とインダクタは抵抗成分を含んでいてもよい。
【符号の説明】
【００５１】
１０ トランジスタ、３０、３２、３３、３４、３５、３６、３７ インダクタ、５０ 入力整合回路、５１、５３ 段間整合回路、５２ 前段バイアス回路、７０、７２、７３、７４、７５ 容量、８０ スイッチ、９０、９１、９２、９３、９４ フィルタ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、
前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、
前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数において所定のリアクタンス成分をもち、前記第二の周波数において短絡となる、インダクタと容量を直列接続した直列共振回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数において所定のリアクタンス成分をもち、前記第二の周波数において開放となる、インダクタと容量を並列接続した並列共振回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項４】
前記所定のリアクタンスは容量性であり、このリアクタンスに相当する容量値をＣ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
Ｃ＝（ω２２−ω１２）Ｃ１／ω２２
Ｌ＝１／｛（ω２２−ω１２）Ｃ１｝
【請求項５】
前記所定のリアクタンスは誘導性であり、このリアクタンスに相当するインダクタンスをＬ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
Ｃ＝（ω１２−ω２２）／（ω１２ω２２Ｌ１）
Ｌ＝ω１２Ｌ１／（ω１２−ω２２）
【請求項６】
前記所定のリアクタンスは容量性であり、このリアクタンスに相当する容量値をＣ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
Ｃ＝ω１２Ｃ１／（ω１２−ω２２）
Ｌ＝（ω１２−ω２２）／（ω１２ω２２Ｃ１）
【請求項７】
前記所定のリアクタンスは誘導性であり、このリアクタンスに相当するインダクタンスをＬ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
Ｃ＝１／｛（ω２２−ω１２）Ｌ１｝
Ｌ＝（ω２２−ω１２）Ｌ１／ω２２
【請求項８】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数に対しては開放となり、前記第二の周波数に対しては短絡となる、インダクタと容量から成る回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項９】
前記フィルタ回路は、
それぞれ共振周波数の異なる複数の共振回路と、
前記複数の共振回路のうち一つを選択し、その選択した共振回路に対応する共振周波数を前記第二の周波数とする共振回路切替手段と、
を有することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１０】
前記共振回路切替手段は、前記複数の共振回路それぞれに直列接続された複数のスイッチにより構成されることを特徴とする請求項９に記載の増幅器。
【請求項１１】
前記複数の共振回路におけるリアクタンス素子の一部を前記複数の共振回路すべてにおいて共通化し一つの共通リアクタンス素子とし、前記共振回路切替手段が前記複数の共振回路のいずれを選択した場合でも、その選択した共振回路に前記共通リアクタンス素子が含まれることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１２】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における受信帯域周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１３】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数の２倍波周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１４】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における受信帯域周波数に対して比帯域１０％以内の周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１】
第一の周波数を中心周波数とする信号を増幅する増幅素子と、
前記増幅素子の前段または後段に接続される整合回路と、
前記増幅素子と前記整合回路の間に接続され、前記第一の周波数とは異なる第二の周波数を中心周波数とする信号を減衰させるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数において所定のリアクタンス成分をもち、前記第二の周波数において短絡となる、インダクタと容量を直列接続した直列共振回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数において所定のリアクタンス成分をもち、前記第二の周波数において開放となる、インダクタと容量を並列接続した並列共振回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項４】
前記所定のリアクタンスは容量性であり、このリアクタンスに相当する容量値をＣ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
Ｃ＝（ω２２−ω１２）Ｃ１／ω２２
Ｌ＝１／｛（ω２２−ω１２）Ｃ１｝
【請求項５】
前記所定のリアクタンスは誘導性であり、このリアクタンスに相当するインダクタンスをＬ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
Ｃ＝（ω１２−ω２２）／（ω１２ω２２Ｌ１）
Ｌ＝ω１２Ｌ１／（ω１２−ω２２）
【請求項６】
前記所定のリアクタンスは容量性であり、このリアクタンスに相当する容量値をＣ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
Ｃ＝ω１２Ｃ１／（ω１２−ω２２）
Ｌ＝（ω１２−ω２２）／（ω１２ω２２Ｃ１）
【請求項７】
前記所定のリアクタンスは誘導性であり、このリアクタンスに相当するインダクタンスをＬ１とし、前記第一の周波数の角周波数をω１、前記第二の周波数の角周波数をω２としたとき、前記容量のキャパシタンスＣと前記インダクタのインダクタンスＬは以下の式で与えられることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
Ｃ＝１／｛（ω２２−ω１２）Ｌ１｝
Ｌ＝（ω２２−ω１２）Ｌ１／ω２２
【請求項８】
前記フィルタ回路は、前記第一の周波数に対しては開放となり、前記第二の周波数に対しては短絡となる、インダクタと容量から成る回路を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項９】
前記フィルタ回路は、
それぞれ共振周波数の異なる複数の共振回路と、
前記複数の共振回路のうち一つを選択し、その選択した共振回路に対応する共振周波数を前記第二の周波数とする共振回路切替手段と、
を有することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１０】
前記共振回路切替手段は、前記複数の共振回路それぞれに直列接続された複数のスイッチにより構成されることを特徴とする請求項９に記載の増幅器。
【請求項１１】
前記複数の共振回路におけるリアクタンス素子の一部を前記複数の共振回路すべてにおいて共通化し一つの共通リアクタンス素子とし、前記共振回路切替手段が前記複数の共振回路のいずれを選択した場合でも、その選択した共振回路に前記共通リアクタンス素子が含まれることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の増幅器。
【請求項１２】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における受信帯域周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１３】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数の２倍波周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【請求項１４】
送受信機の送信信号を増幅する増幅器であって、
前記第一の周波数は前記送受信機における送信帯域周波数であり、前記第二の周波数は前記送受信機における受信帯域周波数に対して比帯域１０％以内の周波数であることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の増幅器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−１１０６１９（Ｐ２０１３−１１０６１９Ａ）
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５４６３５（Ｐ２０１１−２５４６３５）
【出願日】平成２３年１１月２２日（２０１１．１１．２２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月６日（２０１３．６．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２２日（２０１１．１１．２２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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