増幅回路及び無線通信装置
【課題】ＥＴ（Envelope Tracking）方式やＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式等の電源変調方式で使用される増幅器の歪補償処理を行う増幅回路において、増幅器の利得の周波数特性を改善して、歪補償が容易な状態にする。
【解決手段】増幅器１０と、入力信号に基づいて変調された電源電圧を増幅器１０に付与する電源変調回路１７と、増幅器１０に対して前置され、増幅器１０の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して入力信号に付加する歪補償回路１１とを備えた増幅回路１であって、歪補償回路１１と増幅器１０との間に利得調整回路１２を設け、電源電圧に関わらず増幅器１０の周波数特性の形を揃える逆特性を利得調整回路１２の周波数特性とする。
【解決手段】増幅器１０と、入力信号に基づいて変調された電源電圧を増幅器１０に付与する電源変調回路１７と、増幅器１０に対して前置され、増幅器１０の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して入力信号に付加する歪補償回路１１とを備えた増幅回路１であって、歪補償回路１１と増幅器１０との間に利得調整回路１２を設け、電源電圧に関わらず増幅器１０の周波数特性の形を揃える逆特性を利得調整回路１２の周波数特性とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主として無線通信装置において、信号電力を増幅するために使用される増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば携帯電話の基地局に設置される無線通信装置には、高出力の増幅器（ＨＰＡ: High Power Amplifier）が使用される。図９は、このような増幅器１００を含む増幅回路の一例（但し、簡略化している。）を示すブロック図である。このような増幅器１００に関しては、入力信号Ｐｉｎ（ＲＦ信号）に基づいて電源変調回路２００によりドレイン電圧Ｖｄを変調するＥＴ（Envelope Tracking）方式（電源変調方式若しくはバイアス変調方式ともいう。）を採用することにより、その電力効率を高めることができる（例えば、非特許文献１，２参照。）。この場合、増幅器１００のドレイン電圧ＶｄはＲＦ信号の包絡線に合わせてダイナミックに変化するので、入力信号Ｐｉｎの振幅が小さいときでも増幅器１００の動作電力が抑制され、その結果、電力効率が向上する。
【０００３】
一方、このような増幅器１００を用いて電力を増幅するとき、増幅器１００自身の入出力特性の歪が規定レベルを満足することができず、所望の出力が得られない場合がある。そこで、このような歪を補償するための歪補償方式として、増幅器１００に対して前置された歪補償回路３００により増幅器１００の歪特性を検出し、この特性とは逆の歪特性（等振幅逆位相の歪特性）をデジタル信号処理により生成して増幅器１００の入力に付加するＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）処理を施す。これにより、増幅器１００の歪特性を打ち消すことが可能となる（例えば、非特許文献３，４参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Donald F. Kimball, et al., "High-Efficiency Envelope-Tracking W-CDMA Base-Station Amplifier Using GaN HFETs", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 54, No. 11, November 2006.
【非特許文献２】Feipeng Wang, et. al., “Design of Wide-Band Envelope-Tracking Power Amplifiers for OFDM Applications”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.53, No.4, April 2005.
【非特許文献３】Lei Ding, "Digital predistortion of power amplifiers for wireless application", Thesis, Georgia institute of Technology, 2004
【非特許文献４】"Open-Loop Digital Predistorter for RF Power Amplifiers Using Dynamic Deviation Reduction-Based Volterra Series", IEEE TRNSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 56, No.7, July 2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記のようなＥＴ方式の増幅器１００では、ドレイン電圧に応じて出力インピーダンスＺｏｕｔが変化する。このため、入力信号Ｐｉｎの振幅レベルに応じて増幅器１００の動作条件が変わる、という事態が生じる。そこで、増幅器１００の利得が、入力信号Ｐｉｎによってどのように変化するかを種々の観点から調べたところ、利得の周波数特性がドレイン電圧によって変化する、という知見を得た。
【０００６】
図１０の（ａ）は、一例としてドレイン電圧Ｖｄと出力信号Ｐｏｕｔとを示すグラフである。ドレイン電圧Ｖｄは、最低値Ｖｄｍｉｎから、最高値Ｖｄｍａｘの範囲内で変化している。図１０の（ｂ）は、一例として、増幅器１００の利得の周波数特性が、ドレイン電圧Ｖｄによって変化することを示すグラフである。このように、利得の周波数特性が信号レベルによって変化すると、それによる歪み成分を、歪補償回路３００で除去することは困難である。
【０００７】
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、ＥＴ方式やＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式等の電源変調方式で使用される増幅器の歪補償処理を行う増幅回路において、増幅器の利得の周波数特性を改善して、歪補償が容易な状態にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（１）本発明の増幅回路は、入力信号の電力を増幅する増幅器と、前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路とを備えたものである。
上記のように構成された、いわゆる電源変調方式の増幅回路では、利得調整回路が、電源電圧に関わらず増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を有することにより、増幅器の周波数特性を改善する。
【０００９】
（２）上記（１）の増幅回路において、利得調整回路は、電源電圧に対応してキャパシタンスを変えるバリキャップによって構成されるイコライザを含むものであってもよい。
この場合、キャパシタンスの連続的な変化が可能である。また、バリキャップのみの構成となるので、回路が簡素で安価である。
【００１０】
（３）上記（１）の増幅回路において、利得調整回路は、利得が低下する周波数域が相互にずれている複数のイコライザ要素から、電源電圧に対応して特定のイコライザ要素を選択する構成であってもよい。
この場合、調整は離散的ではあるが、所望の利得を得ることが容易である。そのため、増幅器の複雑な周波数特性にも容易に対応できる。
【００１１】
（４）上記（３）の増幅回路において、イコライザ要素は、通過特性が減衰域で交わるハイパスフィルタ及びローパスフィルタによって構成することもできる。
この場合、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００１２】
（５）上記（３）の増幅回路において、イコライザ要素は、通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタによって構成されるものであってもよい。
この場合も、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００１３】
（６）一方、本発明の無線通信装置は、増幅回路を搭載したものであって、当該増幅回路が、入力信号の電力を増幅する増幅器と、前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路とを備えたものである。
上記のように構成された無線通信装置における、いわゆる電源変調方式の増幅回路では、利得調整回路が、電源電圧に関わらず増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を有することにより、増幅器の周波数特性を改善する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の増幅回路又はこれを用いた無線通信装置によれば、増幅器の利得の周波数特性が改善され、歪補償回路による歪補償が容易な状態にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の各実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路を示すブロック回路図である。
【図２】図１における利得調整回路の内部回路を示す図である。
【図３】バリキャップによって構成されるイコライザの利得と周波数との関係を、ドレイン電圧Ｖｄをパラメータとして示すグラフである。
【図４】イコライザにより増幅器の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。
【図５】本発明の第２実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路を示すブロック回路図である。
【図６】イコライザ要素の構成例を示すブロック回路図及び通過特性である。
【図７】第２実施形態に係る増幅回路において、イコライザにより増幅器の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。
【図８】無線基地局の無線通信装置と、端末装置としての無線通信装置とを有する無線通信システムの構成図の一例である。
【図９】増幅器を含む増幅回路の一例（但し、簡略化している。）を示すブロック図である。
【図１０】（ａ）は、一例としてドレイン電圧Ｖｄと出力信号Ｐｏｕｔとを示すグラフである。（ｂ）は、一例として、増幅器の利得の周波数特性が、ドレイン電圧Ｖｄによって変化することを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
《無線通信装置》
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
図８は、無線基地局の無線通信装置ＳＴと、端末装置としての無線通信装置Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３とを有する無線通信システムの構成図の一例である。無線通信装置ＳＴは、無線信号を送信するための送信機Ｓ、無線信号を受信するための受信機Ｒ、及び、送受信信号の処理を行う処理部Ｐを備えている。無線通信装置Ｔ１〜Ｔ３も基本的に同様の内部構成を備えている。
【００１７】
上記送信機Ｓは、線形変調信号を送信するものであり、線形変調信号を増幅する増幅回路１を有している。また、上記受信機Ｒは、線形変調信号を受信するものであり、線形変調信号を受信して増幅するための増幅回路１を有している。増幅回路１の基本的構成は、送信機Ｓ及び受信機Ｒ共に同様であるので、以下、送信機Ｓの増幅回路１を代表例として説明する。
【００１８】
《増幅回路：第１実施形態》
図１は、本発明の第１実施形態（後述の第２実施形態も同様。）に係るＥＴ方式の増幅回路１を示すブロック回路図である。図において、増幅回路１の中核的存在である増幅器（ＨＰＡ）１０は、入力信号Ｐｉｎの電力を増幅して出力信号Ｐｏｕｔとするものである。
【００１９】
増幅器１０の入力側には、前段側から順に、増幅器１０に対して前置された歪補償回路（ＤＰＤ：Digital Pre-Distorter）１１、利得調整回路１２、及び、入力整合回路１３が設けられている。また、増幅器１０の出力側には、出力整合回路１４が設けられている。さらに、入力信号Ｐｉｎ及び出力信号Ｐｏｕｔをそれぞれ検出する方向性結合器１５及び１６、並びに、増幅器１０及び利得調整回路１２に電源電圧（以下、ドレイン電圧という。）Ｖｄを付与する電源変調回路１７が設けられている。
【００２０】
上記歪補償回路１１は、出力信号Ｐｏｕｔから増幅器１０の歪特性を検出し、この歪特性を打ち消す逆歪特性（逆モデル）を推定して生成する機能と、生成した逆歪特性を入力信号Ｐｉｎに付加する機能とを有している。
また、上記入力整合回路１３及び出力整合回路１４はそれぞれ、増幅器１０の入力端子及び出力端子に対するインピーダンス整合を図るために設けられている。
また、上記電源変調回路１７は、方向性結合器１５と接続されており、入力信号Ｐｉｎに基づいて変調されたドレイン電圧Ｖｄを増幅器１０及び利得調整回路１２に付与する。
【００２１】
図２は、図１における利得調整回路１２の内部回路を示す図である。図２において、利得調整回路１２は、３つの抵抗１２１〜１２３を図示のように接続して成る変換器１２Ｔ、並びに、２つの直流成分通過阻止用のキャパシタ１２４，１２５及び、バリキャップ１２６を図示のように接続して成るイコライザ１２Ｅによって構成されている。変換器１２Ｔには電源変調回路１７からドレイン電圧Ｖｄが付与され、これを、抵抗１２１，１２２によって分圧した電圧が、抵抗１２３を介してバリキャップ１２６に付与される。なお、変換器１２Ｔの回路は一例に過ぎず、バリキャップ１２６に対してドレイン電圧Ｖｄに対応した所望の電圧を供給できればよい。
【００２２】
バリキャップ１２６は、印加電圧によってキャパシタンスが変化する可変容量ダイオードであり、印加電圧が高い（低い）ほどキャパシタンスは小さく（大きく）なる。また、一般に、キャパシタンス素子であっても、キャパシタンスＣ以外に抵抗成分やインダクタンスＬの成分を持っているため、自己共振を起こす。自己共振周波数をｆｓとすると、この周波数ｆｓで、インピーダンス特性が谷底（最低値）となる。また、自己共振周波数ｆｓは、ｆｓ＝１／｛２π（ＬＣ）１／２｝で表される。
【００２３】
すなわち、バリキャップ１２６への印加電圧が高くなると、キャパシタンスＣが小さくなり、自己共振周波数ｆｓが高くなる。逆に、バリキャップ１２６への印加電圧が低くなると、キャパシタンスＣが大きくなり、自己共振周波数ｆｓが低くなる。自己共振周波数ｆｓ及びその近傍の周波数ではインピーダンスが低いので、通過特性としては、利得が下がることになる。
【００２４】
上記のようなバリキャップ１２６の特性により、ドレイン電圧Ｖｄに対応して自己共振周波数ｆｓが変化する任意の周波数特性を作り出すことが可能である。
図３は、このバリキャップ１２６によって構成されるイコライザ１２Ｅの利得と周波数との関係を、ドレイン電圧Ｖｄ（実際にはそれに対応した電圧）をパラメータとして示すグラフである。
【００２５】
ドレイン電圧がＶｄｍａｘのときは、自己共振周波数ｆｓが比較的高く、その位置で利得が底になる図示のような周波数特性となる。また、ドレイン電圧がＶｄｍｉｎのときは、自己共振周波数ｆｓが比較的低く、その位置で利得が底になる図示のような周波数特性となる。また、これらの間では、ドレイン電圧Ｖｄに対応して、利得が底になる位置が連続的に変化する周波数特性（二点鎖線）が得られる。このような周波数特性は、増幅器１０における利得の周波数特性（図９の（ｂ）参照。）に対して相補的な逆特性となるように、バリキャップ１２６の選定等が行われる。なお、バリキャップ１２６は必要により複数個並列で使うことも可能である。また、自己共振周波数ｆｓ付近の位相の周波数特性が大きく、問題となる場合は、バリキャップ１２６と直列に抵抗を挿入して、Ｑ値（共振の鋭さ）を低下させて使うことも可能である。
【００２６】
図４は、上記イコライザ１２Ｅにより増幅器１０の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。（ａ）は図３に示したイコライザ１２Ｅの利得の周波数特性、（ｂ）は増幅器１０の利得の周波数特性を、それぞれ示している。増幅器１０にイコライザ１２Ｅを前置することにより、増幅器１０の利得はイコライザ１２Ｅの利得で相補的な影響を受け、全体としての利得の周波数特性は（ｃ）に示すように、ドレイン電圧Ｖｄに関わらず形が揃えられる。
【００２７】
このように、利得調整回路１２を構成するイコライザ１２Ｅが、増幅器１０の利得の周波数特性を改善することにより、歪補償回路１１による歪補償が容易な状態にすることができる。
また、イコライザ１２Ｅとしてのバリキャップ１２６によって、キャパシタンスの連続的な変化が可能である。しかも、バリキャップ１２６によるイコライザ１２Ｅは、回路が簡素で安価である。
【００２８】
《増幅回路：第２実施形態》
図５は、本発明の第２実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路１を示すブロック回路図である。図２との違いは、利得調整回路１２の内部構成であり、その他の構成は同じである。図において、利得調整回路１２は、変換器１２Ｔと、イコライザ１２Ｅとによって構成されている。変換器１２Ｔは、ドレイン電圧Ｖｄに基づいて適切な電圧をスイッチ１２７，１２８に供給する。
【００２９】
イコライザ１２Ｅは、上記２つのスイッチ１２７，１２８の他、２つのスイッチ１２７，１２８間に介挿されたｎ個のイコライザ要素ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎを備えている。スイッチ１２７は、入力される電圧範囲Ｖｄｍｉｎ〜Ｖｄｍａｘ（実際にはそれに対応した電圧であるが、簡略化のため、この範囲で説明する。）に応じて、例えば電圧がＶｄｍｉｎ以上で、（Ｖｄｍｉｎ＋ΔＶ）未満であれば、歪補償回路１１とイコライザ要素ＥＱＺ＿１とを繋ぎ、その他のイコライザ要素は歪補償回路１１と繋がない。また、このとき同様に、スイッチ１２８はイコライザ要素ＥＱＺ＿１と入力整合回路１３とを繋ぎ、その他のイコライザ要素は入力整合回路１３に繋がない。
【００３０】
同様にして、イコライザ１２Ｅは、電圧Ｖｄｍｉｎ〜Ｖｄｍａｘの範囲を微小電圧ΔＶごとに区画し、対応する電圧範囲のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を選択する。各イコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）は周波数特性がそれぞれ異なり、従って、ドレイン電圧Ｖｄによって、有限個数のイコライザ要素の中から、対応する周波数特性を選ぶことができる。
【００３１】
図６は、イコライザ要素の構成例を示すブロック回路図及び通過特性である。
例えば（ａ）に示すようにローパスフィルタ（ＬＰＦ）とハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とを並列接続し、それぞれの通過特性が減衰域の例えばカットオフ周波数ｆｃで交わるようにすれば、（ｂ）に示すようにカットオフ周波数ｆｃ及びその近傍で利得が底を打つ通過特性が得られる。従って、この底の位置すなわちカットオフ周波数を順番に互いにずらしたｎ個のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を簡単に用意することができる。
【００３２】
また、例えば（ｃ）に示すように通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を並列接続し、それぞれの通過特性が減衰域の例えばカットオフ周波数ｆｃで交わるようにすれば、（ｄ）に示すようにカットオフ周波数ｆｃ及びその近傍で利得が底を打つ通過特性が得られる。従って、この底の位置すなわちカットオフ周波数を順番に互いにずらしたｎ個のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を簡単に用意することができる。また、カットオフ周波数ｆｃ付近の位相の周波数特性が大きく、問題となる場合は、ＬＰＦ、ＨＰＦ、またはＢＰＦのＱ値を低下させて使うことも可能である。
【００３３】
図７は、第２実施形態に係る増幅回路１において、イコライザ１２Ｅにより増幅器１０の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。（ａ）は図６の（ｂ）に示したイコライザ１２Ｅの利得の周波数特性、（ｂ）は増幅器１０の利得の周波数特性を、それぞれ示している。増幅器１０にイコライザ１２Ｅを前置することにより、増幅器１０の利得はイコライザ１２Ｅの利得で相補的な影響を受け、全体としての利得の周波数特性は（ｃ）に示すように、ドレイン電圧Ｖｄに関わらず形が揃えられる。
【００３４】
このように、利得調整回路１２を構成するイコライザ１２Ｅが、増幅器１０の利得の周波数特性を改善することによって、歪補償回路１１による歪補償が容易な状態にすることができる。
なお、上記のイコライザ要素は有限個であるため、調整は離散的ではあるが、必要な周波数特性のイコライザ要素を用意さえすれば、所望の利得を得ることが容易である。そのため、増幅器１０の複雑な周波数特性にも容易に対応できるという利点がある。
また、イコライザ要素を、ローパスフィルタとハイパスフィルタとの組み合わせや、２つのバンドパスフィルタの組み合わせによって構成できるので、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００３５】
《その他》
なお、上記各実施形態において、変換器１２Ｔの機能（Ｖｄに対応した所望の電圧を作る。）は、イコライザ１２Ｅに組み込んでもよいし、また、電源変調回路１７に組み込んでもよい。
また、上記実施形態はＥＴ方式で説明したが、ＥＥＲ方式その他の電源変調方式についても同様である。
【００３６】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００３７】
１ 増幅回路
１０ 増幅器
１１ 歪補償回路
１２ 利得調整回路
１２Ｅ イコライザ
１７ 電源変調回路
１２６ バリキャップ
ＥＱＺ＿１〜ｎ イコライザ要素
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主として無線通信装置において、信号電力を増幅するために使用される増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば携帯電話の基地局に設置される無線通信装置には、高出力の増幅器（ＨＰＡ: High Power Amplifier）が使用される。図９は、このような増幅器１００を含む増幅回路の一例（但し、簡略化している。）を示すブロック図である。このような増幅器１００に関しては、入力信号Ｐｉｎ（ＲＦ信号）に基づいて電源変調回路２００によりドレイン電圧Ｖｄを変調するＥＴ（Envelope Tracking）方式（電源変調方式若しくはバイアス変調方式ともいう。）を採用することにより、その電力効率を高めることができる（例えば、非特許文献１，２参照。）。この場合、増幅器１００のドレイン電圧ＶｄはＲＦ信号の包絡線に合わせてダイナミックに変化するので、入力信号Ｐｉｎの振幅が小さいときでも増幅器１００の動作電力が抑制され、その結果、電力効率が向上する。
【０００３】
一方、このような増幅器１００を用いて電力を増幅するとき、増幅器１００自身の入出力特性の歪が規定レベルを満足することができず、所望の出力が得られない場合がある。そこで、このような歪を補償するための歪補償方式として、増幅器１００に対して前置された歪補償回路３００により増幅器１００の歪特性を検出し、この特性とは逆の歪特性（等振幅逆位相の歪特性）をデジタル信号処理により生成して増幅器１００の入力に付加するＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）処理を施す。これにより、増幅器１００の歪特性を打ち消すことが可能となる（例えば、非特許文献３，４参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Donald F. Kimball, et al., "High-Efficiency Envelope-Tracking W-CDMA Base-Station Amplifier Using GaN HFETs", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 54, No. 11, November 2006.
【非特許文献２】Feipeng Wang, et. al., “Design of Wide-Band Envelope-Tracking Power Amplifiers for OFDM Applications”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.53, No.4, April 2005.
【非特許文献３】Lei Ding, "Digital predistortion of power amplifiers for wireless application", Thesis, Georgia institute of Technology, 2004
【非特許文献４】"Open-Loop Digital Predistorter for RF Power Amplifiers Using Dynamic Deviation Reduction-Based Volterra Series", IEEE TRNSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 56, No.7, July 2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記のようなＥＴ方式の増幅器１００では、ドレイン電圧に応じて出力インピーダンスＺｏｕｔが変化する。このため、入力信号Ｐｉｎの振幅レベルに応じて増幅器１００の動作条件が変わる、という事態が生じる。そこで、増幅器１００の利得が、入力信号Ｐｉｎによってどのように変化するかを種々の観点から調べたところ、利得の周波数特性がドレイン電圧によって変化する、という知見を得た。
【０００６】
図１０の（ａ）は、一例としてドレイン電圧Ｖｄと出力信号Ｐｏｕｔとを示すグラフである。ドレイン電圧Ｖｄは、最低値Ｖｄｍｉｎから、最高値Ｖｄｍａｘの範囲内で変化している。図１０の（ｂ）は、一例として、増幅器１００の利得の周波数特性が、ドレイン電圧Ｖｄによって変化することを示すグラフである。このように、利得の周波数特性が信号レベルによって変化すると、それによる歪み成分を、歪補償回路３００で除去することは困難である。
【０００７】
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、ＥＴ方式やＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式等の電源変調方式で使用される増幅器の歪補償処理を行う増幅回路において、増幅器の利得の周波数特性を改善して、歪補償が容易な状態にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（１）本発明の増幅回路は、入力信号の電力を増幅する増幅器と、前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路とを備えたものである。
上記のように構成された、いわゆる電源変調方式の増幅回路では、利得調整回路が、電源電圧に関わらず増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を有することにより、増幅器の周波数特性を改善する。
【０００９】
（２）上記（１）の増幅回路において、利得調整回路は、電源電圧に対応してキャパシタンスを変えるバリキャップによって構成されるイコライザを含むものであってもよい。
この場合、キャパシタンスの連続的な変化が可能である。また、バリキャップのみの構成となるので、回路が簡素で安価である。
【００１０】
（３）上記（１）の増幅回路において、利得調整回路は、利得が低下する周波数域が相互にずれている複数のイコライザ要素から、電源電圧に対応して特定のイコライザ要素を選択する構成であってもよい。
この場合、調整は離散的ではあるが、所望の利得を得ることが容易である。そのため、増幅器の複雑な周波数特性にも容易に対応できる。
【００１１】
（４）上記（３）の増幅回路において、イコライザ要素は、通過特性が減衰域で交わるハイパスフィルタ及びローパスフィルタによって構成することもできる。
この場合、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００１２】
（５）上記（３）の増幅回路において、イコライザ要素は、通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタによって構成されるものであってもよい。
この場合も、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００１３】
（６）一方、本発明の無線通信装置は、増幅回路を搭載したものであって、当該増幅回路が、入力信号の電力を増幅する増幅器と、前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路とを備えたものである。
上記のように構成された無線通信装置における、いわゆる電源変調方式の増幅回路では、利得調整回路が、電源電圧に関わらず増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を有することにより、増幅器の周波数特性を改善する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の増幅回路又はこれを用いた無線通信装置によれば、増幅器の利得の周波数特性が改善され、歪補償回路による歪補償が容易な状態にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の各実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路を示すブロック回路図である。
【図２】図１における利得調整回路の内部回路を示す図である。
【図３】バリキャップによって構成されるイコライザの利得と周波数との関係を、ドレイン電圧Ｖｄをパラメータとして示すグラフである。
【図４】イコライザにより増幅器の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。
【図５】本発明の第２実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路を示すブロック回路図である。
【図６】イコライザ要素の構成例を示すブロック回路図及び通過特性である。
【図７】第２実施形態に係る増幅回路において、イコライザにより増幅器の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。
【図８】無線基地局の無線通信装置と、端末装置としての無線通信装置とを有する無線通信システムの構成図の一例である。
【図９】増幅器を含む増幅回路の一例（但し、簡略化している。）を示すブロック図である。
【図１０】（ａ）は、一例としてドレイン電圧Ｖｄと出力信号Ｐｏｕｔとを示すグラフである。（ｂ）は、一例として、増幅器の利得の周波数特性が、ドレイン電圧Ｖｄによって変化することを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
《無線通信装置》
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
図８は、無線基地局の無線通信装置ＳＴと、端末装置としての無線通信装置Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３とを有する無線通信システムの構成図の一例である。無線通信装置ＳＴは、無線信号を送信するための送信機Ｓ、無線信号を受信するための受信機Ｒ、及び、送受信信号の処理を行う処理部Ｐを備えている。無線通信装置Ｔ１〜Ｔ３も基本的に同様の内部構成を備えている。
【００１７】
上記送信機Ｓは、線形変調信号を送信するものであり、線形変調信号を増幅する増幅回路１を有している。また、上記受信機Ｒは、線形変調信号を受信するものであり、線形変調信号を受信して増幅するための増幅回路１を有している。増幅回路１の基本的構成は、送信機Ｓ及び受信機Ｒ共に同様であるので、以下、送信機Ｓの増幅回路１を代表例として説明する。
【００１８】
《増幅回路：第１実施形態》
図１は、本発明の第１実施形態（後述の第２実施形態も同様。）に係るＥＴ方式の増幅回路１を示すブロック回路図である。図において、増幅回路１の中核的存在である増幅器（ＨＰＡ）１０は、入力信号Ｐｉｎの電力を増幅して出力信号Ｐｏｕｔとするものである。
【００１９】
増幅器１０の入力側には、前段側から順に、増幅器１０に対して前置された歪補償回路（ＤＰＤ：Digital Pre-Distorter）１１、利得調整回路１２、及び、入力整合回路１３が設けられている。また、増幅器１０の出力側には、出力整合回路１４が設けられている。さらに、入力信号Ｐｉｎ及び出力信号Ｐｏｕｔをそれぞれ検出する方向性結合器１５及び１６、並びに、増幅器１０及び利得調整回路１２に電源電圧（以下、ドレイン電圧という。）Ｖｄを付与する電源変調回路１７が設けられている。
【００２０】
上記歪補償回路１１は、出力信号Ｐｏｕｔから増幅器１０の歪特性を検出し、この歪特性を打ち消す逆歪特性（逆モデル）を推定して生成する機能と、生成した逆歪特性を入力信号Ｐｉｎに付加する機能とを有している。
また、上記入力整合回路１３及び出力整合回路１４はそれぞれ、増幅器１０の入力端子及び出力端子に対するインピーダンス整合を図るために設けられている。
また、上記電源変調回路１７は、方向性結合器１５と接続されており、入力信号Ｐｉｎに基づいて変調されたドレイン電圧Ｖｄを増幅器１０及び利得調整回路１２に付与する。
【００２１】
図２は、図１における利得調整回路１２の内部回路を示す図である。図２において、利得調整回路１２は、３つの抵抗１２１〜１２３を図示のように接続して成る変換器１２Ｔ、並びに、２つの直流成分通過阻止用のキャパシタ１２４，１２５及び、バリキャップ１２６を図示のように接続して成るイコライザ１２Ｅによって構成されている。変換器１２Ｔには電源変調回路１７からドレイン電圧Ｖｄが付与され、これを、抵抗１２１，１２２によって分圧した電圧が、抵抗１２３を介してバリキャップ１２６に付与される。なお、変換器１２Ｔの回路は一例に過ぎず、バリキャップ１２６に対してドレイン電圧Ｖｄに対応した所望の電圧を供給できればよい。
【００２２】
バリキャップ１２６は、印加電圧によってキャパシタンスが変化する可変容量ダイオードであり、印加電圧が高い（低い）ほどキャパシタンスは小さく（大きく）なる。また、一般に、キャパシタンス素子であっても、キャパシタンスＣ以外に抵抗成分やインダクタンスＬの成分を持っているため、自己共振を起こす。自己共振周波数をｆｓとすると、この周波数ｆｓで、インピーダンス特性が谷底（最低値）となる。また、自己共振周波数ｆｓは、ｆｓ＝１／｛２π（ＬＣ）１／２｝で表される。
【００２３】
すなわち、バリキャップ１２６への印加電圧が高くなると、キャパシタンスＣが小さくなり、自己共振周波数ｆｓが高くなる。逆に、バリキャップ１２６への印加電圧が低くなると、キャパシタンスＣが大きくなり、自己共振周波数ｆｓが低くなる。自己共振周波数ｆｓ及びその近傍の周波数ではインピーダンスが低いので、通過特性としては、利得が下がることになる。
【００２４】
上記のようなバリキャップ１２６の特性により、ドレイン電圧Ｖｄに対応して自己共振周波数ｆｓが変化する任意の周波数特性を作り出すことが可能である。
図３は、このバリキャップ１２６によって構成されるイコライザ１２Ｅの利得と周波数との関係を、ドレイン電圧Ｖｄ（実際にはそれに対応した電圧）をパラメータとして示すグラフである。
【００２５】
ドレイン電圧がＶｄｍａｘのときは、自己共振周波数ｆｓが比較的高く、その位置で利得が底になる図示のような周波数特性となる。また、ドレイン電圧がＶｄｍｉｎのときは、自己共振周波数ｆｓが比較的低く、その位置で利得が底になる図示のような周波数特性となる。また、これらの間では、ドレイン電圧Ｖｄに対応して、利得が底になる位置が連続的に変化する周波数特性（二点鎖線）が得られる。このような周波数特性は、増幅器１０における利得の周波数特性（図９の（ｂ）参照。）に対して相補的な逆特性となるように、バリキャップ１２６の選定等が行われる。なお、バリキャップ１２６は必要により複数個並列で使うことも可能である。また、自己共振周波数ｆｓ付近の位相の周波数特性が大きく、問題となる場合は、バリキャップ１２６と直列に抵抗を挿入して、Ｑ値（共振の鋭さ）を低下させて使うことも可能である。
【００２６】
図４は、上記イコライザ１２Ｅにより増幅器１０の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。（ａ）は図３に示したイコライザ１２Ｅの利得の周波数特性、（ｂ）は増幅器１０の利得の周波数特性を、それぞれ示している。増幅器１０にイコライザ１２Ｅを前置することにより、増幅器１０の利得はイコライザ１２Ｅの利得で相補的な影響を受け、全体としての利得の周波数特性は（ｃ）に示すように、ドレイン電圧Ｖｄに関わらず形が揃えられる。
【００２７】
このように、利得調整回路１２を構成するイコライザ１２Ｅが、増幅器１０の利得の周波数特性を改善することにより、歪補償回路１１による歪補償が容易な状態にすることができる。
また、イコライザ１２Ｅとしてのバリキャップ１２６によって、キャパシタンスの連続的な変化が可能である。しかも、バリキャップ１２６によるイコライザ１２Ｅは、回路が簡素で安価である。
【００２８】
《増幅回路：第２実施形態》
図５は、本発明の第２実施形態に係るＥＴ方式の増幅回路１を示すブロック回路図である。図２との違いは、利得調整回路１２の内部構成であり、その他の構成は同じである。図において、利得調整回路１２は、変換器１２Ｔと、イコライザ１２Ｅとによって構成されている。変換器１２Ｔは、ドレイン電圧Ｖｄに基づいて適切な電圧をスイッチ１２７，１２８に供給する。
【００２９】
イコライザ１２Ｅは、上記２つのスイッチ１２７，１２８の他、２つのスイッチ１２７，１２８間に介挿されたｎ個のイコライザ要素ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎを備えている。スイッチ１２７は、入力される電圧範囲Ｖｄｍｉｎ〜Ｖｄｍａｘ（実際にはそれに対応した電圧であるが、簡略化のため、この範囲で説明する。）に応じて、例えば電圧がＶｄｍｉｎ以上で、（Ｖｄｍｉｎ＋ΔＶ）未満であれば、歪補償回路１１とイコライザ要素ＥＱＺ＿１とを繋ぎ、その他のイコライザ要素は歪補償回路１１と繋がない。また、このとき同様に、スイッチ１２８はイコライザ要素ＥＱＺ＿１と入力整合回路１３とを繋ぎ、その他のイコライザ要素は入力整合回路１３に繋がない。
【００３０】
同様にして、イコライザ１２Ｅは、電圧Ｖｄｍｉｎ〜Ｖｄｍａｘの範囲を微小電圧ΔＶごとに区画し、対応する電圧範囲のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を選択する。各イコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）は周波数特性がそれぞれ異なり、従って、ドレイン電圧Ｖｄによって、有限個数のイコライザ要素の中から、対応する周波数特性を選ぶことができる。
【００３１】
図６は、イコライザ要素の構成例を示すブロック回路図及び通過特性である。
例えば（ａ）に示すようにローパスフィルタ（ＬＰＦ）とハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とを並列接続し、それぞれの通過特性が減衰域の例えばカットオフ周波数ｆｃで交わるようにすれば、（ｂ）に示すようにカットオフ周波数ｆｃ及びその近傍で利得が底を打つ通過特性が得られる。従って、この底の位置すなわちカットオフ周波数を順番に互いにずらしたｎ個のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を簡単に用意することができる。
【００３２】
また、例えば（ｃ）に示すように通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を並列接続し、それぞれの通過特性が減衰域の例えばカットオフ周波数ｆｃで交わるようにすれば、（ｄ）に示すようにカットオフ周波数ｆｃ及びその近傍で利得が底を打つ通過特性が得られる。従って、この底の位置すなわちカットオフ周波数を順番に互いにずらしたｎ個のイコライザ要素（ＥＱＺ＿１〜ＥＱＺ＿ｎ）を簡単に用意することができる。また、カットオフ周波数ｆｃ付近の位相の周波数特性が大きく、問題となる場合は、ＬＰＦ、ＨＰＦ、またはＢＰＦのＱ値を低下させて使うことも可能である。
【００３３】
図７は、第２実施形態に係る増幅回路１において、イコライザ１２Ｅにより増幅器１０の利得の周波数特性を改善する様子を示すグラフである。（ａ）は図６の（ｂ）に示したイコライザ１２Ｅの利得の周波数特性、（ｂ）は増幅器１０の利得の周波数特性を、それぞれ示している。増幅器１０にイコライザ１２Ｅを前置することにより、増幅器１０の利得はイコライザ１２Ｅの利得で相補的な影響を受け、全体としての利得の周波数特性は（ｃ）に示すように、ドレイン電圧Ｖｄに関わらず形が揃えられる。
【００３４】
このように、利得調整回路１２を構成するイコライザ１２Ｅが、増幅器１０の利得の周波数特性を改善することによって、歪補償回路１１による歪補償が容易な状態にすることができる。
なお、上記のイコライザ要素は有限個であるため、調整は離散的ではあるが、必要な周波数特性のイコライザ要素を用意さえすれば、所望の利得を得ることが容易である。そのため、増幅器１０の複雑な周波数特性にも容易に対応できるという利点がある。
また、イコライザ要素を、ローパスフィルタとハイパスフィルタとの組み合わせや、２つのバンドパスフィルタの組み合わせによって構成できるので、特定周波数及びその近傍で利得が低下する特性を容易に作り出すことができる。
【００３５】
《その他》
なお、上記各実施形態において、変換器１２Ｔの機能（Ｖｄに対応した所望の電圧を作る。）は、イコライザ１２Ｅに組み込んでもよいし、また、電源変調回路１７に組み込んでもよい。
また、上記実施形態はＥＴ方式で説明したが、ＥＥＲ方式その他の電源変調方式についても同様である。
【００３６】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００３７】
１ 増幅回路
１０ 増幅器
１１ 歪補償回路
１２ 利得調整回路
１２Ｅ イコライザ
１７ 電源変調回路
１２６ バリキャップ
ＥＱＺ＿１〜ｎ イコライザ要素
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の電力を増幅する増幅器と、
前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、
前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、
前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路と
を備えたことを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
前記利得調整回路は、前記電源電圧に対応してキャパシタンスを変えるバリキャップによって構成されるイコライザを含む請求項１記載の増幅回路。
【請求項３】
前記利得調整回路は、利得が低下する周波数域が相互にずれている複数のイコライザ要素から、前記電源電圧に対応して特定のイコライザ要素を選択する構成である請求項１記載の増幅回路。
【請求項４】
前記イコライザ要素は、通過特性が減衰域で交わるハイパスフィルタ及びローパスフィルタによって構成される請求項３記載の増幅回路。
【請求項５】
前記イコライザ要素は、通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタによって構成される請求項３記載の増幅回路。
【請求項６】
増幅回路を搭載した無線通信装置であって、当該増幅回路は、
入力信号の電力を増幅する増幅器と、
前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、
前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、
前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路と
を備えたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項１】
入力信号の電力を増幅する増幅器と、
前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、
前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、
前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路と
を備えたことを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
前記利得調整回路は、前記電源電圧に対応してキャパシタンスを変えるバリキャップによって構成されるイコライザを含む請求項１記載の増幅回路。
【請求項３】
前記利得調整回路は、利得が低下する周波数域が相互にずれている複数のイコライザ要素から、前記電源電圧に対応して特定のイコライザ要素を選択する構成である請求項１記載の増幅回路。
【請求項４】
前記イコライザ要素は、通過特性が減衰域で交わるハイパスフィルタ及びローパスフィルタによって構成される請求項３記載の増幅回路。
【請求項５】
前記イコライザ要素は、通過帯域が互いにずれた２つのバンドパスフィルタによって構成される請求項３記載の増幅回路。
【請求項６】
増幅回路を搭載した無線通信装置であって、当該増幅回路は、
入力信号の電力を増幅する増幅器と、
前記入力信号に基づいて変調された電源電圧を前記増幅器に付与する電源変調回路と、
前記増幅器に対して前置され、前記増幅器の歪特性を打ち消す逆歪特性を生成して前記入力信号に付加する歪補償回路と、
前記歪補償回路と前記増幅器との間に設けられ、前記電源電圧に関わらず前記増幅器の周波数特性の形を揃える逆特性を自己の周波数特性とする利得調整回路と
を備えたことを特徴とする無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−２１１５３３（Ｐ２０１１−２１１５３３Ａ）
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７７９２１（Ｐ２０１０−７７９２１）
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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