振動型圧縮機の電源装置
【課題】振動型圧縮機を駆動しているインバータの入力側直流電源を、バッテリ入力とＡＣ／ＤＣ入力の二系統の電源から供給する際、その電流路にダイオードＯＲ接続、及びＤＣ／ＤＣコンバータの構成を介さずに優先的な自動切換昨日を有する振動型圧縮機の電源装置を得る。
【解決手段】バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御し、ＡＣ／ＤＣ入力の電源は制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御するよう構成される。バッテリ入力の電源はインバータに直接供給可能とし、ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合には、バッテリ入力の電源に優先してインバータに供給されるよう前記第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させる。更にバッテリ入力の電源からの供給とバッテリ入力の電源への充電を第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止する。
【解決手段】バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御し、ＡＣ／ＤＣ入力の電源は制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御するよう構成される。バッテリ入力の電源はインバータに直接供給可能とし、ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合には、バッテリ入力の電源に優先してインバータに供給されるよう前記第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させる。更にバッテリ入力の電源からの供給とバッテリ入力の電源への充電を第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータにより電力を供給する構成の振動型圧縮機の電源装置に関し、特に、商用交流電源、１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、及び２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリに対応し、自動切り換え可能な振動型圧縮機の電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載又は、携帯用の冷蔵庫等の冷媒を圧縮する圧縮機として振動型圧縮機が知られており、当該振動型圧縮機の電源装置として、図７に示されるような電源装置がある（特開２００１−１７８１４９号公報参照）。直流電源として、車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源と、ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により直流電圧に変換した電源とをダイオードＯＲ接続（ダイオード１０５，１０６）して構成し、インバータ１０８により振動型圧縮機１０７を駆動している。
【０００３】
上記ＡＣ／ＤＣコンバータ１０４からの電源がＡＣ商用電源１０３の接続により電圧を検出した際には、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部を介して上記車両等のバッテリ１０１からの電源出力を停止させる手段を備えている。
【０００４】
しかしながら、上記車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源から電圧供給される時にはダイオード１０６を介してインバータ１０８に電流が流れ、上記ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により直流電圧に変換した電源から電圧供給される時にはダイオード１０５を介してインバータ１０８に電流が流れるので、常に電流路にダイオード（１０５又は１０６）が存在し、そのダイオードによる順方向電圧降下が損失（例えば電流が４アンペアの時には約２ワットの損失）となって、電源装置としての効率向上を阻んでいる。この損失はダイオード（１０５又は１０６）に熱となって発生するため、その放熱のためヒートシンクが必要な場合もあった。
【０００５】
また、上記車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源は、バッテリ１０１の電圧を所望な電圧に昇圧するための比較的大きなＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が必要で、その周辺回路も含めて電源装置の小型軽量化が望まれている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１７８１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するため、交流商用電源を直流変換した電源入力系と、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系を両立させ、その電流路にダイオードＯＲ接続、及びＤＣ／ＤＣコンバータの構成を介さずに振動型圧縮機を駆動できる電源装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、電流路の電源スイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴを採用し、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系にはＭＯＳ−ＦＥＴを相互にソース端子を接続した直列のＭＯＳ−ＦＥＴ回路を有する構成を最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の振動型圧縮機の電源装置は、ＭＯＳ−ＦＥＴがオンの状態における低いオン抵抗を利用して損失を低減するため、ダイオードＯＲ接続、及びＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できるので、電源装置の消費電力の効率化、及び小型軽量化に寄与できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図２】図２は本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の切換制御のフローチャートである。
【図３】図３は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機の制御方法を示した説明図（タイミングチャート）である。
【図４】図４は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機を制御する方法を示した説明図である。
【図５】図５は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機を制御する方法のフローチャートである。
【図６】図６は本発明の電源装置により駆動される振動型圧縮機の構造の一例を示す説明図である。
【図７】図７は従来技術の振動型圧縮機の電源装置の概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
振動型圧縮機を駆動する電源装置は、バッテリ入力の電源とＡＣ／ＤＣ入力の電源とを有し、バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御され、ＡＣ／ＤＣ入力の電源は制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御される。バッテリ入力の電源は振動型圧縮機を駆動するインバータの入力側直流電源として直接供給されるようにし、ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合にはバッテリ入力の電源に優先してインバータに供給されるよう第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させる。加えてバッテリ入力の電源の供給と、バッテリ入力の電源への充電を第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止することにより、電流路におけるダイオードＯＲ接続の構成と、ＤＣ／ＤＣコンバータを介することなく振動型圧縮機の電源装置を実現した。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。当該振動型圧縮機の構造については後述するが、１は振動型圧縮機の電磁コイル、２ａ及び２ｂは電磁コイルと実質的に一体化されたピストン３４を機械的振動系として振動可能に支持する一対のバネである。３は電磁コイル１を駆動する制御回路部、４は１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ入力、５は１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源であるところのＡＣ／ＤＣ入力である。
【００１３】
制御回路部３の内部構成を説明すると、６はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）、７〜１０はスイッチング素子で、これらをＨ形のフルブリッジタイプに配置してインバータ３ａを構成し、電磁コイル１を電気的に駆動する。なお、スイッチング素子７〜１０は、望ましくはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いるが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用してもよい。１１はインバータ３ａの入力直流電圧を保持するコンデンサである。
【００１４】
１２及び１３は第１の電源であるバッテリ入力４の導通制御をする第１及び第２の電源スイッチング素子（１２Ｄ及び１３Ｄは素子内部のダイオード）としてのエンハンスメント形のＭＯＳ−ＦＥＴである。第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２と第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３は相互にソース端子が接続され、ゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲート抵抗１４と第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のゲート抵抗１５は、抵抗１６及びツェナーダイオード１７のゲート電圧生成直列定電圧回路の接続点に接続されている。
【００１５】
１８ａ及び１８ｂは、１８ａの発光ダイオード部と１８ｂの受光トランジスタ部が一体となって一つのフォトカプラを構成する公知のものである。また、１９ａ及び１９ｂも同様な一つのフォトカプラである。２０はフォトカプラ１８ａと１９ａの入力信号用の電流制限抵抗、２１はフォトカプラの受光トランジスタ部１９ｂの負荷抵抗、２２はコンデンサである。
【００１６】
２３は振動型圧縮機の電磁コイル１に誘起される電圧検出用のコンパレータ、２４はコンパレータ２３の出力とマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）とを入力として、論理アンド出力をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｓ）に出力するアンド回路である。
【００１７】
２５は第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の導通制御をする第３のスイッチング素子（２５Ｄは素子内部のダイオード）としてのエンハンスメント形のＭＯＳ−ＦＥＴである。２６は第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート抵抗、２７及び２８はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートＧからの信号を受けて第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンオフさせるためのゲート分圧抵抗である。
【００１８】
スイッチング素子７〜１０をＨ形に配置してフルブリッジタイプに構成したインバータ３ａの入力側はコンデンサ１１の両端に蓄えられる直流電圧である。この直流電圧値、即ちコンデンサ１１の両端の電圧値はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｒ）から取り込まれて直流電圧値として検出される。
【００１９】
２９は温度検出素子であり、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｑ）に接続される。なお、温度検出素子２９について具体的にはサーミスタ、熱電対等の温度によりその抵抗値、電圧等の物理量が変化するものが用いられる。
【００２０】
第１の電源であるバッテリ入力４と第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の自動切換動作について説明する。バッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５を選択的に使用するため、バッテリ入力４は第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３を抵抗１６とツェナーダイオード１７及びゲート抵抗１４、１５で作動させフォトカプラ（１８ａ，１８ｂ）で制御する。ＡＣ／ＤＣ入力５は、抵抗２０とフォトカプラ（１９ａ，１９ｂ）の信号を受けて抵抗２１とコンデンサ２２に接続されるマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＰに伝達され、後述するフローチャートに従って判断された結果を、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートＧの信号を受けて、ゲート抵抗２６、ゲート分圧抵抗２７及び２８で制御する。
【００２１】
はじめに、バッテリ入力４に１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリが接続され、かつ、ＡＣ／ＤＣ入力５に電圧が発生していない（つまり、１００Ｖ又は２００Ｖの商用交流を直流に変換した電源が接続されいてないときを意味する）場合について動作を説明する。バッテリ入力４の電圧が抵抗１６とツェナーダイオード１７の直列回路に印加され、ツェナーダイオード１７の両端に発生する定電圧は、ゲート抵抗１４を介して第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲート・ソース間にゲート電圧となって印加されて第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２をオンにし、同様にゲート抵抗１５を介して第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のゲート・ソース間にゲート電圧となって印加されて第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３をオンにする。
【００２２】
バッテリ入力４の＋端子からの電流は、コンデンサ１１を充電しつつ、第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のドレイン・ソース間、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のソース・ドレイン間を流れ、バッテリ入力４の−端子に至る。コンデンサ１１に充電された電圧は、インバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動する。オン状態の第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のソース・ドレイン間、及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のドレイン・ソース間の抵抗（オン抵抗）は、数ミリオームから数十ミリオームで、オン抵抗と流れる電流による電力損失は、一般のダイオード順方向電圧降下による電力損失に比べて桁違いに遥かに小さい。
【００２３】
次に、ＡＣ／ＤＣ入力５に直流電圧が発生し（つまり、１００Ｖ又は２００Ｖの商用交流を変換した直流電源が接続されたときを意味する）、かつ、バッテリ入力４に電圧が発生していない（つまり、バッテリが接続されていないときを意味する）場合について動作を説明する。ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧が抵抗２０とフォトカプラの発光ダイオード部（１８ａ，１９ａ）の直列回路に印加されると、フォトカプラ１９ｂの受光トランジスタ部がオンし、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＰをローレベルにする。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６は、後述する切換制御のフローチャートに従い出力ポートＧをハイレベルにする。このハイレベルの電圧はゲート分圧抵抗２７及び２８で所望の電圧値に調整し、ゲート抵抗２６を介して第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンにする。
【００２４】
ＡＣ／ＤＣ入力５の＋端子からの電流は、コンデンサ１１を充電しつつ、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のソース・ドレイン間を流れ、ＡＣ／ＤＣ入力５の−端子に至る。コンデンサ１１に充電された電圧は、インバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動する。オン状態の第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のソース・ドレイン間の抵抗（オン抵抗）は、前述の第１、及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ（１２，１３）と同様であり、その電力損失は小さい。
【００２５】
更に、バッテリ入力４かつＡＣ／ＤＣ入力５の両方に電圧が発生している場合について動作を説明する。この場合には、ＡＣ／ＤＣ入力５（１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源）を、バッテリ入力４（図示しないバッテリの電源）に優先して選択する特徴を有する。このため、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧が第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンにし、コンデンサ１１を充電することによりインバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動することは前述のとおりである。但し、バッテリ入力４に接続されている図示しないバッテリへの充電、及びバッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５の電圧の衝突を避けるよう以下の動作を行う。ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧がフォトカプラの発光ダイオード部１８ａに印加されるとフォトカプラの受光トランジスタ部１８ｂはオンし、ツェナーダイオード１７の両端に発生する定電圧を第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３がオフするゲート電圧値まで下げる。従って、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３の両方が同時にオフする。このことにより、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧は第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２がバッテリ入力４に接続されているバッテリへの充電を阻止する。また、バッテリ入力４の電圧がＡＣ／ＤＣ入力５の電圧より高いときは第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３が電流路を阻んで電圧の衝突を防止する。
【００２６】
また、バッテリ入力４に図示しないバッテリが逆に接続されて＋−が逆転した電圧が出現しても、ツェナーダイオード１７の両端に発生する電圧は順方向の低い電圧であり、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３がオンすることはなく、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２により逆流回路は遮断される。このため、本発明の電源装置が自動車等に搭載される冷蔵庫に用いられたときに、自動車のバッテリの極性を＋−逆転して本電源装置に接続された場合でも、本電源装置及びバッテリの両者とも故障やダメージを負うことなく、正しい極性に接続し直せば動作が可能となる。
【００２７】
図２の切換制御のフローチャートを参照して、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の動作を説明する。動作がスタートすると（ステップ１）、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧有無を検出するため、入力ポートＰのレベルを取り込む（ステップ２）、入力ポートＰのレベルがローレベル"Ｌ"であればＡＣ／ＤＣ入力５からの電圧が有ると判断してステップ４に飛ぶ判断を行い（ステップ３）、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート信号をオンするために出力ポートＧをハイレベル"Ｈ"にする（ステップ４）、又は入力ポートＰのレベルがハイレベル"Ｈ"であれば電圧が無いと判断してステップ５に飛ぶ判断を行い（ステップ３）、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート信号をオフするために出力ポートＧをローレベル"Ｌ"にする（ステップ５）、ステップ４，５のいずれも次はスタートに戻るリターン処理を行う（ステップ６）。
【００２８】
次に、振動型圧縮機の制御について説明する。図１を参照してマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６には、出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄを有しており、図示しないドライブユニットを介して、スイッチング素子７、８、９、１０の各々ゲート端子ａ、ｂ、ｃ、ｄに接続されている。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄは、Ｈ（ハイレベル）又はＬ（ローレベル）が出力され、その信号に応じてスイッチング素子７、８、９、１０がオン又はオフするようにされている。
【００２９】
図３を併せて参照して、振動型圧縮機の電磁コイル１に印加される電圧Ｖは、繰り返し周期Ｔとした交番電圧であり、繰り返し周期Ｔは正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４の和である。ＰＷＭとはパルス幅変調のことであり、Ｔ１の通電期間内では、繰り返し周期Ｔを例えば２５６個に分割した周期で正方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ１の中央を境に、Ｔ１の初期から徐々に増加し、中央からＴ２に向かい徐々に減少する。
【００３０】
同様に、Ｔ３の通電期間内では、繰り返し周期ＴをＴ１と同じ２５６個に分割した周期で負方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ３の中央を境に、Ｔ３の初期から徐々に増加し、中央からＴ４に向かい徐々に減少する。Ｔ２の期間は、スイッチング素子７、８、９をオフ、スイッチング素子１０のみオンに制御される。また、Ｔ４の期間は、スイッチング素子７、９、１０はオフ、スイッチング素子８のみオンに制御される。上記Ｔ２とＴ４の期間内で、後述するように電磁コイル１には誘起電圧が発生するため、誘起電圧を検出するコンパレータ２３が電磁コイル１の両端に接続されている。コンパレータ２３は電磁コイル１の誘起電圧が正から負に切り換るゼロクロスポイントをとらえて、Ｌ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移するように設定され、アンド回路２４の一方の入力端子に信号が伝達される。
【００３１】
前記のＰＷＭ通電期間であるＴ１及びＴ３の期間内において、コンパレータ２３が電圧Ｖのオンオフの影響を受けても制御に影響を与えないよう、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）から、Ｔ２及びＴ４の期間内のみＨ（ハイレベル）を出力して（図３のＭの遷移状態参照）、アンド回路２４の他方の入力端子に信号を与える。アンド回路２４は上記の一方及び他方の入力レベルを判定して、その論理出力結果をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＳに伝達する（図３のＳの遷移状態参照）。
【００３２】
図３及び図４を参照しつつ、電磁コイル１に誘起電圧が発生するメカニズムを説明する。
【００３３】
初めにＴ１の期間では、スイッチング素子７及び１０をオフ、スイッチング素子８をオンし、スイッチング素子９を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせる。電流は図４のｉ１の向きに流れ、電磁力により電磁コイル１はＦ１の方向に移動する。電磁コイル１の移動に伴ってバネ２ａは圧縮され、同時にバネ２ｂは伸展して力が貯えられ、それによりＦ２の方向に力が作用されつつスイッチング素子９のＰＷＭ信号の正方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ１とＦ２が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００３４】
次にＴ２の期間では、スイッチング素子７、８、９はオフに制御され、スイッチング素子１０のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ２方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を正とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ２方向にスイッチング素子１０及びスイッチング素子８の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は正から負の電圧に切り換る。
【００３５】
更に、Ｔ３の期間では、スイッチング素子８及び９をオフ、スイッチング素子１０をオンし、スイッチング素子７を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせると、Ｔ１の期間とは反対のＦ２の方向に電磁コイル１が移動し始める。バネ２ａは圧縮から伸展へ、同時にバネ２ｂは伸展から圧縮され力が貯えられていく。それによりＦ１の方向に力が作用されつつＰＷＭ信号を負方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ２とＦ１が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００３６】
最後にＴ４の期間では、スイッチング素子７、９、１０はオフに制御され、スイッチング素子８のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ１方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を負とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ１方向にスイッチング素子８及びスイッチング素子１０の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は負から正の電圧に切り換る。連続したＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の期間をひとつの繰り返し周期Ｔとなって、次の繰り返し周期Ｔに移行していく。
【００３７】
次に、図５のフローチャートを参照して、振動型圧縮機の制御方法について説明する。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の内部には、種々のソフトウェアが組み込まれているが、ここでは振動型圧縮機の制御方法のみのフローを示す。
【００３８】
この制御が開始されたら、記憶装置（ソフトウェア内部の記憶領域を含む）に予め設定されているマップから基準タイミングＫを読み込む。基準タイミングＫの要素としては、図３に示される繰り返し周期Ｔ、正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４、ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅であり、基本周波数を発生する（ステップＳ０，基本波形発生ステップ）。
【００３９】
上記ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅を、入力端子（Ｒ）から読み込まれたインバータ３ａ入力側の直流電圧値と、及び入力端子（Ｑ）から読み込まれた温度検出素子２９で検出された周囲温度との二つの条件に基づいて演算し、パラメータとして基準タイミングＫを内部メモリにセットする（ステップＳ１，ＰＷＭパルス幅演算ステップ）。インバータ３ａ入力側の直流電圧については、直流電圧値が低い時にはパルス幅が広げられ、高い時には狭められるよう演算され、また、周囲温度については温度が高い時ほどパルス幅を広げるよう演算される。これは振動型圧縮機が冷蔵庫に搭載された場合に、外気温が高い時ほど振動型圧縮機に電力を加えて冷蔵庫の庫内温度を早く所望の温度にするよう制御したいためである。
【００４０】
電磁コイル１がバネ２ａ，２ｂ、及び圧縮機としての吸入・吐出条件と相まった共振周波数に追従するよう、Ｔ２の期間内で電磁コイル１に誘起される電圧が正から負になるゼロクロスポイントを検出する。これは図３に示すり返し周期Ｔの開始点から入力ポートＳがＬ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移した点までの期間をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６のクロック信号を利用して読み込み、このパラメータを検出信号タイミングＡとして内部メモリにセットする（ステップＳ２，ゼロクロスポイント検出ステップ）。
【００４１】
検出信号タイミングＡの内部メモリ値と基準タイミングＫの内部メモリ値を比較して値の大小を判定する（ステップＳ３，タイミング判定ステップ）。
【００４２】
Ａ＜Ｋの場合は、繰り返し周期Ｔの値を減少させ、次のサイクルで繰り返し周期Ｔを短くする。また、Ａ＜Ｋの関係が成立しない場合には、繰り返し周期Ｔの値を増加させ、次の周期を長くする（ステップＳ４，周波数補正ステップ）。
【００４３】
これで制御ループの一サイクルは完了しするので「Ｚ」に戻る（リターン）。このサイクルを繰り返すことにより振動型圧縮機の電磁コイル１に供給する交番電圧の大きさと周波数を制御する。従って、インバータ３ａの入力側コンデンサ１１の直流電圧値が、第１の電源であるバッテリ入力４と第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５に切換わって変化があっても、振動型圧縮機の電磁コイル１を所望の状態で制御できる。
【００４４】
図６を参照して振動型圧縮機の構造を説明する。密閉容器３０の中に有底円筒状の外部鉄心３１、外部鉄心３１と共に磁路を構成する内部鉄心３２（コアポール）、その磁路の内部鉄心３２に配設された永久磁石３３、及び永久磁石３３と外部鉄心３１とで形成される環状の間隙に配置され機械的振動系に振動可能に支えられた電磁コイル１、電磁コイル１に連結されたピストン３４、およびピストン３４を収納するシリンダ・ブロック３５を備え、電磁コイル１に交番電流を供給して前記電磁コイル１に連結されたピストン３４を振動させ、密閉容器３０内に低圧の冷媒を流入し圧縮された高圧の冷媒を吐出するもので、自動車や携帯形などに搭載されている冷蔵庫に応用されるものである。
【００４５】
以上説明したように、このような振動型圧縮機の電源装置の構成、特に第１、第２、及び第３の電源スイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴを採用したので、ＭＯＳ−ＦＥＴがオンの状態における低いオン抵抗を利用して、従来のダイオードによる損失を低減した振動型圧縮機の電源装置を実現できる。また、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを使用せずに、直接インバータに第１の電源であるバッテリ入力４又は第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の電圧入力して振動型圧縮機を駆動できる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
振動型圧縮機の電源装置として、商用交流電源、１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、及び２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリに対応した自動切り換え可能であり、さらに電力の高効率化と小型・軽量化として有用であるので車載又は携帯用冷蔵庫に搭載できる。
【符号の説明】
【００４７】
１ 電磁コイル
２ａ，２ｂ バネ
３ 制御回路部
３ａ インバータ
４ バッテリ入力
５ ＡＣ／ＤＣ入力
６ マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）
７〜１０ スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ 第１の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
１３ 第２の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
１４，１５ ゲート抵抗
１６ 抵抗
１７ ツェナーダイオード
１８ａ，１８ｂ 第１のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
１９ａ，１９ｂ 第２のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
２０ 抵抗
２１ 負荷抵抗
２２ コンデンサ
２３ コンパレータ
２４ アンド回路
２５ 第３の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
２６ ゲート抵抗
２７，２８ ゲート分圧抵抗
２９ 温度検出素子
３０ 密閉容器
３１ 外部鉄心
３２ 内部鉄心
３３ 永久磁石
３４ ピストン
３５ シリンダ・ブロック
Ｓ０ 基本波形発生ステップ
Ｓ１ ＰＷＭパルス幅演算ステップ
Ｓ２ ゼロクロスポイント検出ステップ
Ｓ３ タイミング判定ステップ
Ｓ４ 周波数補正ステップ
１０１ バッテリ
１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０３ ＡＣ商用電源
１０４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０５，１０６ ダイオード
１０７ 振動型圧縮機
１０８ インバータ
１０９ 第１のトランジスタ
１１０ 第２のトランジスタ
１１１ インバータ制御部
１１２ 周波数追従回路
１１３ 発振回路
１１４ 駆動制御回路
１１５ コンデンサ
１１６ 直流ファンモータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータにより電力を供給する構成の振動型圧縮機の電源装置に関し、特に、商用交流電源、１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、及び２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリに対応し、自動切り換え可能な振動型圧縮機の電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載又は、携帯用の冷蔵庫等の冷媒を圧縮する圧縮機として振動型圧縮機が知られており、当該振動型圧縮機の電源装置として、図７に示されるような電源装置がある（特開２００１−１７８１４９号公報参照）。直流電源として、車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源と、ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により直流電圧に変換した電源とをダイオードＯＲ接続（ダイオード１０５，１０６）して構成し、インバータ１０８により振動型圧縮機１０７を駆動している。
【０００３】
上記ＡＣ／ＤＣコンバータ１０４からの電源がＡＣ商用電源１０３の接続により電圧を検出した際には、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部を介して上記車両等のバッテリ１０１からの電源出力を停止させる手段を備えている。
【０００４】
しかしながら、上記車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源から電圧供給される時にはダイオード１０６を介してインバータ１０８に電流が流れ、上記ＡＣ商用電源１０３をＡＣ／ＤＣコンバータ１０４により直流電圧に変換した電源から電圧供給される時にはダイオード１０５を介してインバータ１０８に電流が流れるので、常に電流路にダイオード（１０５又は１０６）が存在し、そのダイオードによる順方向電圧降下が損失（例えば電流が４アンペアの時には約２ワットの損失）となって、電源装置としての効率向上を阻んでいる。この損失はダイオード（１０５又は１０６）に熱となって発生するため、その放熱のためヒートシンクが必要な場合もあった。
【０００５】
また、上記車両等のバッテリ１０１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０２により昇圧した電源は、バッテリ１０１の電圧を所望な電圧に昇圧するための比較的大きなＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が必要で、その周辺回路も含めて電源装置の小型軽量化が望まれている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１７８１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するため、交流商用電源を直流変換した電源入力系と、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系を両立させ、その電流路にダイオードＯＲ接続、及びＤＣ／ＤＣコンバータの構成を介さずに振動型圧縮機を駆動できる電源装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、電流路の電源スイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴを採用し、異なる電圧（１２Ｖと２４Ｖ）のバッテリが接続可能な直流電源入力系にはＭＯＳ−ＦＥＴを相互にソース端子を接続した直列のＭＯＳ−ＦＥＴ回路を有する構成を最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の振動型圧縮機の電源装置は、ＭＯＳ−ＦＥＴがオンの状態における低いオン抵抗を利用して損失を低減するため、ダイオードＯＲ接続、及びＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに振動型圧縮機を駆動できるので、電源装置の消費電力の効率化、及び小型軽量化に寄与できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。
【図２】図２は本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の切換制御のフローチャートである。
【図３】図３は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機の制御方法を示した説明図（タイミングチャート）である。
【図４】図４は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機を制御する方法を示した説明図である。
【図５】図５は本発明の電源装置を用いた振動型圧縮機を制御する方法のフローチャートである。
【図６】図６は本発明の電源装置により駆動される振動型圧縮機の構造の一例を示す説明図である。
【図７】図７は従来技術の振動型圧縮機の電源装置の概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
振動型圧縮機を駆動する電源装置は、バッテリ入力の電源とＡＣ／ＤＣ入力の電源とを有し、バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御され、ＡＣ／ＤＣ入力の電源は制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御される。バッテリ入力の電源は振動型圧縮機を駆動するインバータの入力側直流電源として直接供給されるようにし、ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合にはバッテリ入力の電源に優先してインバータに供給されるよう第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させる。加えてバッテリ入力の電源の供給と、バッテリ入力の電源への充電を第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止することにより、電流路におけるダイオードＯＲ接続の構成と、ＤＣ／ＤＣコンバータを介することなく振動型圧縮機の電源装置を実現した。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明を適用する振動型圧縮機の電源装置の一例を示す概略ブロック図である。当該振動型圧縮機の構造については後述するが、１は振動型圧縮機の電磁コイル、２ａ及び２ｂは電磁コイルと実質的に一体化されたピストン３４を機械的振動系として振動可能に支持する一対のバネである。３は電磁コイル１を駆動する制御回路部、４は１２Ｖ系（主に普通乗用車）又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）のバッテリ入力、５は１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源であるところのＡＣ／ＤＣ入力である。
【００１３】
制御回路部３の内部構成を説明すると、６はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）、７〜１０はスイッチング素子で、これらをＨ形のフルブリッジタイプに配置してインバータ３ａを構成し、電磁コイル１を電気的に駆動する。なお、スイッチング素子７〜１０は、望ましくはエンハンスメント形ＭＯＳ−ＦＥＴを用いるが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用してもよい。１１はインバータ３ａの入力直流電圧を保持するコンデンサである。
【００１４】
１２及び１３は第１の電源であるバッテリ入力４の導通制御をする第１及び第２の電源スイッチング素子（１２Ｄ及び１３Ｄは素子内部のダイオード）としてのエンハンスメント形のＭＯＳ−ＦＥＴである。第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２と第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３は相互にソース端子が接続され、ゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲート抵抗１４と第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のゲート抵抗１５は、抵抗１６及びツェナーダイオード１７のゲート電圧生成直列定電圧回路の接続点に接続されている。
【００１５】
１８ａ及び１８ｂは、１８ａの発光ダイオード部と１８ｂの受光トランジスタ部が一体となって一つのフォトカプラを構成する公知のものである。また、１９ａ及び１９ｂも同様な一つのフォトカプラである。２０はフォトカプラ１８ａと１９ａの入力信号用の電流制限抵抗、２１はフォトカプラの受光トランジスタ部１９ｂの負荷抵抗、２２はコンデンサである。
【００１６】
２３は振動型圧縮機の電磁コイル１に誘起される電圧検出用のコンパレータ、２４はコンパレータ２３の出力とマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）とを入力として、論理アンド出力をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｓ）に出力するアンド回路である。
【００１７】
２５は第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の導通制御をする第３のスイッチング素子（２５Ｄは素子内部のダイオード）としてのエンハンスメント形のＭＯＳ−ＦＥＴである。２６は第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート抵抗、２７及び２８はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートＧからの信号を受けて第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンオフさせるためのゲート分圧抵抗である。
【００１８】
スイッチング素子７〜１０をＨ形に配置してフルブリッジタイプに構成したインバータ３ａの入力側はコンデンサ１１の両端に蓄えられる直流電圧である。この直流電圧値、即ちコンデンサ１１の両端の電圧値はマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｒ）から取り込まれて直流電圧値として検出される。
【００１９】
２９は温度検出素子であり、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力端子（Ｑ）に接続される。なお、温度検出素子２９について具体的にはサーミスタ、熱電対等の温度によりその抵抗値、電圧等の物理量が変化するものが用いられる。
【００２０】
第１の電源であるバッテリ入力４と第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の自動切換動作について説明する。バッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５を選択的に使用するため、バッテリ入力４は第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３を抵抗１６とツェナーダイオード１７及びゲート抵抗１４、１５で作動させフォトカプラ（１８ａ，１８ｂ）で制御する。ＡＣ／ＤＣ入力５は、抵抗２０とフォトカプラ（１９ａ，１９ｂ）の信号を受けて抵抗２１とコンデンサ２２に接続されるマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＰに伝達され、後述するフローチャートに従って判断された結果を、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートＧの信号を受けて、ゲート抵抗２６、ゲート分圧抵抗２７及び２８で制御する。
【００２１】
はじめに、バッテリ入力４に１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、又は２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリが接続され、かつ、ＡＣ／ＤＣ入力５に電圧が発生していない（つまり、１００Ｖ又は２００Ｖの商用交流を直流に変換した電源が接続されいてないときを意味する）場合について動作を説明する。バッテリ入力４の電圧が抵抗１６とツェナーダイオード１７の直列回路に印加され、ツェナーダイオード１７の両端に発生する定電圧は、ゲート抵抗１４を介して第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲート・ソース間にゲート電圧となって印加されて第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２をオンにし、同様にゲート抵抗１５を介して第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のゲート・ソース間にゲート電圧となって印加されて第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３をオンにする。
【００２２】
バッテリ入力４の＋端子からの電流は、コンデンサ１１を充電しつつ、第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のドレイン・ソース間、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のソース・ドレイン間を流れ、バッテリ入力４の−端子に至る。コンデンサ１１に充電された電圧は、インバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動する。オン状態の第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２のソース・ドレイン間、及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３のドレイン・ソース間の抵抗（オン抵抗）は、数ミリオームから数十ミリオームで、オン抵抗と流れる電流による電力損失は、一般のダイオード順方向電圧降下による電力損失に比べて桁違いに遥かに小さい。
【００２３】
次に、ＡＣ／ＤＣ入力５に直流電圧が発生し（つまり、１００Ｖ又は２００Ｖの商用交流を変換した直流電源が接続されたときを意味する）、かつ、バッテリ入力４に電圧が発生していない（つまり、バッテリが接続されていないときを意味する）場合について動作を説明する。ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧が抵抗２０とフォトカプラの発光ダイオード部（１８ａ，１９ａ）の直列回路に印加されると、フォトカプラ１９ｂの受光トランジスタ部がオンし、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＰをローレベルにする。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６は、後述する切換制御のフローチャートに従い出力ポートＧをハイレベルにする。このハイレベルの電圧はゲート分圧抵抗２７及び２８で所望の電圧値に調整し、ゲート抵抗２６を介して第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンにする。
【００２４】
ＡＣ／ＤＣ入力５の＋端子からの電流は、コンデンサ１１を充電しつつ、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のソース・ドレイン間を流れ、ＡＣ／ＤＣ入力５の−端子に至る。コンデンサ１１に充電された電圧は、インバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動する。オン状態の第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のソース・ドレイン間の抵抗（オン抵抗）は、前述の第１、及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ（１２，１３）と同様であり、その電力損失は小さい。
【００２５】
更に、バッテリ入力４かつＡＣ／ＤＣ入力５の両方に電圧が発生している場合について動作を説明する。この場合には、ＡＣ／ＤＣ入力５（１００Ｖ又は２００Ｖの交流商用電源を直流変換した電源）を、バッテリ入力４（図示しないバッテリの電源）に優先して選択する特徴を有する。このため、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧が第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５をオンにし、コンデンサ１１を充電することによりインバータ３ａの直流電圧源となって振動型圧縮機の電磁コイル１を電気的に駆動することは前述のとおりである。但し、バッテリ入力４に接続されている図示しないバッテリへの充電、及びバッテリ入力４とＡＣ／ＤＣ入力５の電圧の衝突を避けるよう以下の動作を行う。ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧がフォトカプラの発光ダイオード部１８ａに印加されるとフォトカプラの受光トランジスタ部１８ｂはオンし、ツェナーダイオード１７の両端に発生する定電圧を第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３がオフするゲート電圧値まで下げる。従って、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３の両方が同時にオフする。このことにより、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧は第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２がバッテリ入力４に接続されているバッテリへの充電を阻止する。また、バッテリ入力４の電圧がＡＣ／ＤＣ入力５の電圧より高いときは第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３が電流路を阻んで電圧の衝突を防止する。
【００２６】
また、バッテリ入力４に図示しないバッテリが逆に接続されて＋−が逆転した電圧が出現しても、ツェナーダイオード１７の両端に発生する電圧は順方向の低い電圧であり、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴ１３がオンすることはなく、第１のＭＯＳ−ＦＥＴ１２により逆流回路は遮断される。このため、本発明の電源装置が自動車等に搭載される冷蔵庫に用いられたときに、自動車のバッテリの極性を＋−逆転して本電源装置に接続された場合でも、本電源装置及びバッテリの両者とも故障やダメージを負うことなく、正しい極性に接続し直せば動作が可能となる。
【００２７】
図２の切換制御のフローチャートを参照して、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の動作を説明する。動作がスタートすると（ステップ１）、ＡＣ／ＤＣ入力５の電圧有無を検出するため、入力ポートＰのレベルを取り込む（ステップ２）、入力ポートＰのレベルがローレベル"Ｌ"であればＡＣ／ＤＣ入力５からの電圧が有ると判断してステップ４に飛ぶ判断を行い（ステップ３）、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート信号をオンするために出力ポートＧをハイレベル"Ｈ"にする（ステップ４）、又は入力ポートＰのレベルがハイレベル"Ｈ"であれば電圧が無いと判断してステップ５に飛ぶ判断を行い（ステップ３）、第３のＭＯＳ−ＦＥＴ２５のゲート信号をオフするために出力ポートＧをローレベル"Ｌ"にする（ステップ５）、ステップ４，５のいずれも次はスタートに戻るリターン処理を行う（ステップ６）。
【００２８】
次に、振動型圧縮機の制御について説明する。図１を参照してマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６には、出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄを有しており、図示しないドライブユニットを介して、スイッチング素子７、８、９、１０の各々ゲート端子ａ、ｂ、ｃ、ｄに接続されている。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力ポートａ、ｂ、ｃ、ｄは、Ｈ（ハイレベル）又はＬ（ローレベル）が出力され、その信号に応じてスイッチング素子７、８、９、１０がオン又はオフするようにされている。
【００２９】
図３を併せて参照して、振動型圧縮機の電磁コイル１に印加される電圧Ｖは、繰り返し周期Ｔとした交番電圧であり、繰り返し周期Ｔは正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４の和である。ＰＷＭとはパルス幅変調のことであり、Ｔ１の通電期間内では、繰り返し周期Ｔを例えば２５６個に分割した周期で正方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ１の中央を境に、Ｔ１の初期から徐々に増加し、中央からＴ２に向かい徐々に減少する。
【００３０】
同様に、Ｔ３の通電期間内では、繰り返し周期ＴをＴ１と同じ２５６個に分割した周期で負方向でオンオフされており、そのオンの幅はＴ３の中央を境に、Ｔ３の初期から徐々に増加し、中央からＴ４に向かい徐々に減少する。Ｔ２の期間は、スイッチング素子７、８、９をオフ、スイッチング素子１０のみオンに制御される。また、Ｔ４の期間は、スイッチング素子７、９、１０はオフ、スイッチング素子８のみオンに制御される。上記Ｔ２とＴ４の期間内で、後述するように電磁コイル１には誘起電圧が発生するため、誘起電圧を検出するコンパレータ２３が電磁コイル１の両端に接続されている。コンパレータ２３は電磁コイル１の誘起電圧が正から負に切り換るゼロクロスポイントをとらえて、Ｌ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移するように設定され、アンド回路２４の一方の入力端子に信号が伝達される。
【００３１】
前記のＰＷＭ通電期間であるＴ１及びＴ３の期間内において、コンパレータ２３が電圧Ｖのオンオフの影響を受けても制御に影響を与えないよう、マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の出力端子（Ｍ）から、Ｔ２及びＴ４の期間内のみＨ（ハイレベル）を出力して（図３のＭの遷移状態参照）、アンド回路２４の他方の入力端子に信号を与える。アンド回路２４は上記の一方及び他方の入力レベルを判定して、その論理出力結果をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の入力ポートＳに伝達する（図３のＳの遷移状態参照）。
【００３２】
図３及び図４を参照しつつ、電磁コイル１に誘起電圧が発生するメカニズムを説明する。
【００３３】
初めにＴ１の期間では、スイッチング素子７及び１０をオフ、スイッチング素子８をオンし、スイッチング素子９を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせる。電流は図４のｉ１の向きに流れ、電磁力により電磁コイル１はＦ１の方向に移動する。電磁コイル１の移動に伴ってバネ２ａは圧縮され、同時にバネ２ｂは伸展して力が貯えられ、それによりＦ２の方向に力が作用されつつスイッチング素子９のＰＷＭ信号の正方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ１とＦ２が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００３４】
次にＴ２の期間では、スイッチング素子７、８、９はオフに制御され、スイッチング素子１０のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ２方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を正とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ２方向にスイッチング素子１０及びスイッチング素子８の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は正から負の電圧に切り換る。
【００３５】
更に、Ｔ３の期間では、スイッチング素子８及び９をオフ、スイッチング素子１０をオンし、スイッチング素子７を前述のＰＷＭ信号でオンオフさせると、Ｔ１の期間とは反対のＦ２の方向に電磁コイル１が移動し始める。バネ２ａは圧縮から伸展へ、同時にバネ２ｂは伸展から圧縮され力が貯えられていく。それによりＦ１の方向に力が作用されつつＰＷＭ信号を負方向の電圧幅を徐々に減らしていくと、やがてＦ２とＦ１が平衡して電磁コイル１の移動が停止する。
【００３６】
最後にＴ４の期間では、スイッチング素子７、９、１０はオフに制御され、スイッチング素子８のみオンに制御される。インバータ３ａから電流を遮断され、電磁力を失った電磁コイル１は、バネ２ａ及びバネ２ｂに蓄えられたエネルギーによりＦ１方向に移動する。その結果、磁束密度により電磁コイル１にはＶ０の矢印側を負とする誘起電圧が発生し、発生した電圧により電流はｉ１方向にスイッチング素子８及びスイッチング素子１０の内部に存在する図示しない逆方向ダイオードを介して流れるため、Ｖ０で示す電圧の方向は負から正の電圧に切り換る。連続したＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の期間をひとつの繰り返し周期Ｔとなって、次の繰り返し周期Ｔに移行していく。
【００３７】
次に、図５のフローチャートを参照して、振動型圧縮機の制御方法について説明する。マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６の内部には、種々のソフトウェアが組み込まれているが、ここでは振動型圧縮機の制御方法のみのフローを示す。
【００３８】
この制御が開始されたら、記憶装置（ソフトウェア内部の記憶領域を含む）に予め設定されているマップから基準タイミングＫを読み込む。基準タイミングＫの要素としては、図３に示される繰り返し周期Ｔ、正のＰＷＭ通電期間Ｔ１、正から負への休止期間Ｔ２、負のＰＷＭ通電期間Ｔ３、負から正への休止期間Ｔ４、ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅であり、基本周波数を発生する（ステップＳ０，基本波形発生ステップ）。
【００３９】
上記ＰＷＭ通電期間内での各パルス幅を、入力端子（Ｒ）から読み込まれたインバータ３ａ入力側の直流電圧値と、及び入力端子（Ｑ）から読み込まれた温度検出素子２９で検出された周囲温度との二つの条件に基づいて演算し、パラメータとして基準タイミングＫを内部メモリにセットする（ステップＳ１，ＰＷＭパルス幅演算ステップ）。インバータ３ａ入力側の直流電圧については、直流電圧値が低い時にはパルス幅が広げられ、高い時には狭められるよう演算され、また、周囲温度については温度が高い時ほどパルス幅を広げるよう演算される。これは振動型圧縮機が冷蔵庫に搭載された場合に、外気温が高い時ほど振動型圧縮機に電力を加えて冷蔵庫の庫内温度を早く所望の温度にするよう制御したいためである。
【００４０】
電磁コイル１がバネ２ａ，２ｂ、及び圧縮機としての吸入・吐出条件と相まった共振周波数に追従するよう、Ｔ２の期間内で電磁コイル１に誘起される電圧が正から負になるゼロクロスポイントを検出する。これは図３に示すり返し周期Ｔの開始点から入力ポートＳがＬ（ローレベル）からＨ（ハイレベル）に状態遷移した点までの期間をマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）６のクロック信号を利用して読み込み、このパラメータを検出信号タイミングＡとして内部メモリにセットする（ステップＳ２，ゼロクロスポイント検出ステップ）。
【００４１】
検出信号タイミングＡの内部メモリ値と基準タイミングＫの内部メモリ値を比較して値の大小を判定する（ステップＳ３，タイミング判定ステップ）。
【００４２】
Ａ＜Ｋの場合は、繰り返し周期Ｔの値を減少させ、次のサイクルで繰り返し周期Ｔを短くする。また、Ａ＜Ｋの関係が成立しない場合には、繰り返し周期Ｔの値を増加させ、次の周期を長くする（ステップＳ４，周波数補正ステップ）。
【００４３】
これで制御ループの一サイクルは完了しするので「Ｚ」に戻る（リターン）。このサイクルを繰り返すことにより振動型圧縮機の電磁コイル１に供給する交番電圧の大きさと周波数を制御する。従って、インバータ３ａの入力側コンデンサ１１の直流電圧値が、第１の電源であるバッテリ入力４と第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５に切換わって変化があっても、振動型圧縮機の電磁コイル１を所望の状態で制御できる。
【００４４】
図６を参照して振動型圧縮機の構造を説明する。密閉容器３０の中に有底円筒状の外部鉄心３１、外部鉄心３１と共に磁路を構成する内部鉄心３２（コアポール）、その磁路の内部鉄心３２に配設された永久磁石３３、及び永久磁石３３と外部鉄心３１とで形成される環状の間隙に配置され機械的振動系に振動可能に支えられた電磁コイル１、電磁コイル１に連結されたピストン３４、およびピストン３４を収納するシリンダ・ブロック３５を備え、電磁コイル１に交番電流を供給して前記電磁コイル１に連結されたピストン３４を振動させ、密閉容器３０内に低圧の冷媒を流入し圧縮された高圧の冷媒を吐出するもので、自動車や携帯形などに搭載されている冷蔵庫に応用されるものである。
【００４５】
以上説明したように、このような振動型圧縮機の電源装置の構成、特に第１、第２、及び第３の電源スイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴを採用したので、ＭＯＳ−ＦＥＴがオンの状態における低いオン抵抗を利用して、従来のダイオードによる損失を低減した振動型圧縮機の電源装置を実現できる。また、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを使用せずに、直接インバータに第１の電源であるバッテリ入力４又は第２の電源であるＡＣ／ＤＣ入力５の電圧入力して振動型圧縮機を駆動できる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
振動型圧縮機の電源装置として、商用交流電源、１２Ｖ系（主に普通乗用車）バッテリ、及び２４Ｖ系（主にバス、トラック等の大型車）バッテリに対応した自動切り換え可能であり、さらに電力の高効率化と小型・軽量化として有用であるので車載又は携帯用冷蔵庫に搭載できる。
【符号の説明】
【００４７】
１ 電磁コイル
２ａ，２ｂ バネ
３ 制御回路部
３ａ インバータ
４ バッテリ入力
５ ＡＣ／ＤＣ入力
６ マイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）
７〜１０ スイッチング素子
１１ コンデンサ
１２ 第１の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
１３ 第２の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
１４，１５ ゲート抵抗
１６ 抵抗
１７ ツェナーダイオード
１８ａ，１８ｂ 第１のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
１９ａ，１９ｂ 第２のフォトカプラの発光ダイオード部，受光トランジスタ部
２０ 抵抗
２１ 負荷抵抗
２２ コンデンサ
２３ コンパレータ
２４ アンド回路
２５ 第３の電源スイッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ
２６ ゲート抵抗
２７，２８ ゲート分圧抵抗
２９ 温度検出素子
３０ 密閉容器
３１ 外部鉄心
３２ 内部鉄心
３３ 永久磁石
３４ ピストン
３５ シリンダ・ブロック
Ｓ０ 基本波形発生ステップ
Ｓ１ ＰＷＭパルス幅演算ステップ
Ｓ２ ゼロクロスポイント検出ステップ
Ｓ３ タイミング判定ステップ
Ｓ４ 周波数補正ステップ
１０１ バッテリ
１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０３ ＡＣ商用電源
１０４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０５，１０６ ダイオード
１０７ 振動型圧縮機
１０８ インバータ
１０９ 第１のトランジスタ
１１０ 第２のトランジスタ
１１１ インバータ制御部
１１２ 周波数追従回路
１１３ 発振回路
１１４ 駆動制御回路
１１５ コンデンサ
１１６ 直流ファンモータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルとを有する振動型圧縮機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御部と、該インバータの入力側直流電源部とを備える振動型圧縮機の電源装置において、前記入力側直流電源部はバッテリ入力の電源とＡＣ／ＤＣ入力の電源とを有し、前記バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御されると共に、前記ＡＣ／ＤＣ入力の電源は前記制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御されるよう構成され、前記バッテリ入力の電源が前記入力側直流電源部として供給可能とし、前記ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合には前記バッテリ入力の電源に優先して前記インバータに供給されるよう前記第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させ、前記バッテリ入力の電源からの供給と前記バッテリ入力の電源への充電を前記第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止することを特徴とする振動型圧縮機の電源装置。
【請求項１】
冷媒を収容する密閉容器と、該密閉容器内を往復動して該冷媒を圧縮するピストンと、該ピストンを駆動する電磁コイルとを有する振動型圧縮機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御部と、該インバータの入力側直流電源部とを備える振動型圧縮機の電源装置において、前記入力側直流電源部はバッテリ入力の電源とＡＣ／ＤＣ入力の電源とを有し、前記バッテリ入力の電源は相互にソース端子が接続されゲート端子は共通のゲート電圧によって駆動されるよう直列接続された第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御されると共に、前記ＡＣ／ＤＣ入力の電源は前記制御部で第３のＭＯＳ−ＦＥＴで電流路を導通制御されるよう構成され、前記バッテリ入力の電源が前記入力側直流電源部として供給可能とし、前記ＡＣ／ＤＣ入力の電源が接続された場合には前記バッテリ入力の電源に優先して前記インバータに供給されるよう前記第３のＭＯＳ−ＦＥＴを導通させ、前記バッテリ入力の電源からの供給と前記バッテリ入力の電源への充電を前記第１及び第２のＭＯＳ−ＦＥＴで阻止することを特徴とする振動型圧縮機の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−２０００４４（Ｐ２０１１−２０００４４Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６５２９４（Ｐ２０１０−６５２９４）
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００２５３０７５）澤藤電機株式会社 (31)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１９日（２０１０．３．１９）
【出願人】（０００２５３０７５）澤藤電機株式会社 (31)
【Ｆターム（参考）】
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