無線通信機及び校正パラメータ値算出方法
【課題】直交復調器の校正を精度良く行う。
【解決手段】通信機は、直交復調部と直交復調部の出力を補償する校正部と校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部とを有する。設定部が、直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
により、校正パラメータの値を算出する。
【解決手段】通信機は、直交復調部と直交復調部の出力を補償する校正部と校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部とを有する。設定部が、直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
により、校正パラメータの値を算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の無線通信は通信容量を増大させるため、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）をベースとした多値変調やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調が用いられる。これら変調方式は送信側では直交変調器、受信側では直交復調器を使用して振幅と位相を伝達することにより実現されている。しかし、この直交変調器及び直交復調器はアナログ回路であるため、作り込みによる誤差、動作電圧や周波数による特性変動、温度特性、経年変化など様々な要因により、性能が変動してしまう。大容量通信を目指すほど、直交変調器及び直交復調器に求める伝達性能の正確さは高くなるため、正しく校正する技術が求められる。
【０００３】
例えば特開平８−３０７４６５号公報には、受信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器を備えた受信装置に対し、上記受信信号として試験信号を入力し、上記試験信号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差のデータをメモリに保存する校正ステップと、通信信号を受信したときに上記メモリから誤差データを読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記通信信号のＩ信号及びＱ信号を補償する補償ステップとを含む、受信装置の補償方法が開示されている。
【０００４】
また、特開２００２−７７２８４号公報には、電力増幅器の非線形歪みを補償するための帰還路及び直交復調器を備えた送信機において、無線部の影響を受けず、かつ外部へ妨害波を放射せずに、直交復調器の校正を行う技術が開示されている。具体的には、少なくとも、入力ベースバンド信号により直交変調された変調信号を増幅する電力増幅器と、当該電力増幅器の出力信号を帰還させる帰還回路と、当該帰還回路によって帰還された帰還信号を直交復調する直交復調器と、当該直交復調器によって直交復調された復調信号に基づいて電力増幅器の非線形歪みを補償する送信機において、直交復調器を校正する時に、トレーニング信号を送信機に与え、直交復調器によって直交復調された復調信号と入力トレーニング信号とを比較して直交復調器の校正を行なうための制御信号を生成する制御手段と、直交変調された変調信号を直接直交復調器に与える切替え手段とを設け、直交復調器を校正する時には、直交変調された変調信号を直接直交復調器に与え、直交復調器を校正する。
【０００５】
さらに、特開２００６−３１１０５６号公報には、高い変調精度を維持するための直交変調装置の校正方法が開示されている。具体的には、直交変調装置は、（Ａ）所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器と、（Ｂ）アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、第１ローカル信号とともに受け、当該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器と、（Ｃ）直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部と、同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段と、（Ｄ）基準信号源に基づいて第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器と、（Ｅ）直交変調器の出力信号を受けて第２ローカル信号により所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器と、（Ｆ）中間周波数帯に変換された信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、（Ｇ）Ａ／Ｄ変換器で変換されたディジタル信号に対してディジタル直交復調処理を行い、ディジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器と、（Ｈ）直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部と、（Ｉ）算出された利得誤差および位相誤差を補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段と、（Ｊ）利得の補正値および位相の補正値を記憶するためのメモリと、（Ｋ）校正用信号を直交変調器に入力させ、キャリア周波数を順次変更するとともに、当該キャリア周波数毎に補正値算出手段によって得られた利得の補正値および位相の補正値を該キャリア周波数に対応づけてメモリに記憶する制御部とを有する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−３０７４６５号公報
【特許文献２】特開２００２−７７２８４号公報
【特許文献３】特開２００６−３１１０５６号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】J. K. Cavers, "New Methods for Adaptation of Quadrature Modulators and Demodulators in Amplifier Linearization Circuits," IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. 46, No. 3, pp. 707-716, August 1997
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
直交変調器の校正では、直交変調器で信号が歪むことを想定して予め逆に歪ませた信号を直交変調器に入力し、結果として正しい出力を得るという方法が採られる。一方、復調器側では、直交復調器出力に対して補正をかけて正しい出力を得る方式を採用する。
【０００９】
一般的に、直交復調器の位相誤差及びゲインアンバランス自体は小さいものの、ランダムな位相回転と信号減衰が加わるため、正しく位相誤差、ゲインアンバランス及びＤＣオフセットなどを推定するためには、位相回転量及び信号の減衰率の影響を除去しなければ、直交復調器の校正を精度良く行うことができない。
【００１０】
従って、本発明の目的は、直交復調器の校正を精度良く行うための技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る無線通信機は、（Ａ）直交復調部と、（Ｂ）直交復調部の出力を補償する校正部と、（Ｃ）校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部とを有する。そして、設定部が、（ｃ１）直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数１】
により、第１の位相回転角ψp1を算出し、（ｃ２）当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正し、（ｃ３）当該第２の位相回転角ψp2を用いて校正パラメータの値を算出する。
【００１２】
このような処理を実施することで、直交復調器による正しい位相回転角を算出できるので、これに基づき校正パラメータの値を正確に算出できるようになる。
【００１３】
また、上で述べた設定部が、（ｃ４）第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出し、（ｃ５）当該減衰率をさらに用いて校正パラメータの値を算出するようにしてもよい。これにより、より精度良く校正パラメータの値を算出することができるようになる。
【００１４】
さらに、上で述べた校正部に対する校正値を算出する処理において、（ｃ５−１）第２の位相回転角ψp2と減衰率と上で述べた出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出し、（ｃ５−２）当該エラーベクトルからエラー量（例えば、校正入力信号に対する応答の非線形部分を評価する評価関数によるエラー量）を算出し、（ｃ５−３）当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、校正部に対する同相成分増幅度補正度、校正部に対する直交成分増幅度補正度、校正部に対する位相補正量、校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出するようにしてもよい。このような処理をエラー量が閾値以下になるまで繰り返せば、正しい校正パラメータの値が得られ、精度良く復調を行うことができるようになる。
【００１５】
なお、上で述べたような処理をハードウエアに実施させるためのプログラムを作成することができ、当該プログラムは、例えばフレキシブル・ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、光磁気ディスク、半導体メモリ、ハードディスク等のコンピュータ読み取り可能な記憶媒体又は記憶装置に格納される。なお、処理途中のデータについては、コンピュータのメモリ等の記憶装置に一時保管される。
【発明の効果】
【００１６】
直交復調器の校正を精度良く行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、本発明の実施の形態に係る無線通信機の機能ブロック図である。
【図２】図２は、ＱＤＭの構成例を示す図である。
【図３】図３は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図４】図４は、ＱＤＭの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図５】図５は、ＱＤＭＣの構成例を示す図である。
【図６】図６は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図７】図７は、ＱＤＭＣの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図８】図８は、本実施の形態に係る処理フローを示す図である。
【図９】図９は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図１０】図１０は、ＱＤＭＣの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図１１】図１１は、１回目の校正処理の結果を表すＩＱ平面の図である。
【図１２】図１２は、２回目の校正処理の結果を表すＩＱ平面の図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の実施の形態に係る無線通信機の機能ブロック図を図１に示す。本実施の形態に係る無線通信機は、第１スイッチＳＷ１と、直交変調器校正器ＱＭＣ（Quadrature Modulation Compensator）１１と、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣ（Digital-Analog Converter）１２ａ及び１２ｂと、直交変調器ＱＭ（Quadrature Modulator）１３と、第２スイッチＳＷ２と、送信用電力増幅器ＰＡ（Power Amplifier）１４と、送信用アンテナ２１と、受信用アンテナ２２と、受信用低雑音増幅器ＬＮＡ（Low-Noise Amplifier）１５と、第３スイッチＳＷ３と、直交復調器ＱＤＭ（Quadrature DeModulator）１６と、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）１７ａ及び１７ｂと、直交復調器校正器ＱＤＭＣ（Quadrature DeModulation Compensator）１８と、第４スイッチＳＷ４と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１９とを有する。ＤＳＰ１９にはメモリが含まれているか又は外部にメモリが接続されているものとする。
【００１９】
第１スイッチＳＷ１は、ベースバンドモジュール１０からの出力（ベースバンド信号Ｉ及びＱ）とＤＳＰ１９からの出力ｖq1及びｖq2とのいずれかを、ＱＭＣ１１に出力する。ＱＭＣ１１は、第１スイッチＳＷ１からの出力に対して補償を実施する。ＱＭＣ１１で補償された信号Ｉは、ＤＡＣ１２ａでアナログ信号に変換され、ＱＭＣ１１で補償された信号Ｑは、ＤＡＣ１２ｂでアナログ信号に変換され、ＱＭ１３に出力される。ＱＭ１３は、入力された信号Ｉ及び信号Ｑに対して直交変調を行って、第２スイッチＳＷ２に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３からの出力を、ＰＡ１４又は第３スイッチＳＷ３に出力する。ＰＡ１４は、第２スイッチＳＷ２からの出力を増幅してアンテナ２１から送信する。
【００２０】
一方、アンテナ２２で受信した信号は、ＬＮＡ１５で増幅され、第３スイッチＳＷ３に出力される。第３スイッチＳＷ３は、第２スイッチＳＷ２からの出力と、ＬＮＡ１５の出力とのいずれかをＱＤＭ１６に出力する。第３スイッチＳＷ３の出力はｖqhと表すものとする。ＱＤＭ１６は、第３スイッチＳＷ３からの出力に対して直交復調を行って、復調ｉ信号と復調ｑ信号とを出力する。この復調ｉ信号は、ＡＤＣ１７ａでディジタル信号ｖc1に変換され、復調ｑ信号は、ＡＤＣ１７ｂでディジタル信号ｖc2に変換される。ＱＤＭＣ１８は、ＤＳＰ１９によって設定された校正パラメータ（以下で説明するαc、βc、φc、ｃc1及びｃc2）に基づき、入力信号に対して補償を実施して、出力信号ｖd1及びｖd2を第４スイッチＳＷ４に出力する。第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８からの出力を、ＤＳＰ１９又はベースバンドモジュール１０に出力する。
【００２１】
校正時には、第１スイッチＳＷ１は、ＤＳＰ１９からの出力をＱＭＣ１１に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３からの出力を第３スイッチＳＷ３に出力する。第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８の出力をＤＳＰ１９に出力する。一方、通信時には、第１スイッチＳＷ１は、ベースバンドモジュール１０からの出力をＱＭＣ１１に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３の出力をＰＡ１４に出力する。さらに、第３スイッチＳＷ３は、ＬＮＡ１５からの出力を、ＱＤＭ１６に出力する。また、第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８の出力をベースバンドモジュール１０に出力する。
【００２２】
図２に、本実施の形態に係るＱＤＭ１６の構成例を示す。ＱＤＭ１６は、入力ｖqhに対する増幅器１６１と、局部発振器１６３と、局部発振器１６３からの出力信号の位相を９０度遅延させる移相器１６４と、増幅器１６１の出力と局部発振器１６３の出力信号とを混合するミキサ１６２ａと、局部発振器１６３からの出力信号の移相を９０度遅らせた信号と増幅器１６１の出力とを混合するミキサ１６２ｂと、ミキサ１６２ａの出力信号に対するローパスフィルタＬＰＦ１６５ａと、ミキサ１６２ｂの出力信号に対するローパスフィルタＬＰＦ１６５ｂとを有する。ローパスフィルタＬＰＦ１６５ａの出力はＡＤＣ１７ａに入力され、ローパスフィルタＬＰＦ１６５ｂの出力はＡＤＣ１７ｂに入力される。なお、ＡＤＣ１７ａの出力はｖc1であり、ＡＤＣ１７ｂの出力は、ｖc2である。
【００２３】
なお、増幅器１６１は、ゲイン（減衰率とも呼ぶ）ｇpを有し、発振器１６３は、搬送波角周波数ωcの信号を発振するものとする。なお、復調経路において位相角回転量ψpが生ずるものとする。また、移相器１６４では、位相ずれφpを生じるものとする。さらに、ミキサ１６２ａでは、同相成分についての増幅度αp及び同相成分についてのＤＣオフセットｃp1を生じ、ミキサ１６２ｂでは、直交成分についての増幅度βp及び直交成分についてのＤＣオフセットｃp2を生ずるものとする。
【００２４】
そして、ＤＳＰ１９は、（１）式のような校正信号を第１スイッチＳＷ１に出力する。
【数２】
【００２５】
校正時には、上で述べたように各スイッチが動作するので、第１スイッチＳＷ１、ＱＭＣ１１、ＤＡＣ１２ａ及び１２ｂ、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３を通過する過程で高周波信号に変調され、第３スイッチＳＷ３の出力ｖqhとなる。このｖqhは、（２）式のように示される。
【数３】
【００２６】
ｇ0は、変調経路の減衰係数であり、ψ0の変調経路の位相回転量である。なお、ＱＭ１３の歪みはＱＭＣ１１で校正されるため、第２スイッチＳＷ２の出力に歪みは生じていないものとする。また、各スイッチは、スイッチング対象の信号を通過させるのに十分なダイナミックレンジと帯域を有しており、スイッチで生ずる歪みはないものとする。
【００２７】
そしてＱＤＭ１６内の減衰率ｇpを考慮すると、信号ｖqhは、（３）式に表すように、信号ｖpに変換される。なお、ψ0はψ1に回転する。
【数４】
【００２８】
信号ｖpは、ミキサ１６２ａ、ＬＰＦ１６５ａ及びＡＤＣ１７ａにより同相成分について復調され、ミキサ１６２ｂ、ＬＤＰ１６５ｂ及びＡＤＣ１７ｂにより直交成分について復調される。そうすると、ベースバンド帯域の同相成分信号ｖc1及び直交成分信号ｖc2が、以下のように得られる。なお、同じ装置であれば同じ搬送波角周波数ωcを使用できるので、周波数ずれはない。但し、位相回転量は、ψ1はψ2へと変化する。
【数５】
【数６】
なお、上記の式では２ωcｔが入った高調波分は、ＬＰＦ１６５ａおよびＬＰＦ１６５ｂでカットされる。
【００２９】
また、このようなｖc1及びｖc2を整理すると、以下のようになる。
【数７】
【００３０】
ここで、減衰率及び位相回転量を、以下のようにまとめる。なお、これらの変数の発生経緯は様々であるが、１カ所で全体量が発生したと仮定しても同じことである。
【数８】
【００３１】
さらに、以下のようにパラメータを定義する。
【数９】
【００３２】
そうすると上で述べたｖｃ（ベクトル量）の式は、以下の（４）式のように表される。
【数１０】
【００３３】
例えば校正入力信号ｖq（ベクトル量）が、ＩＱ平面上で図３に示すような点で表されるものとする。そして、ｇp＝０．９９４（−０．０５ｄＢ）、ψp＝１１０°、αp＝１．０４６、βp＝０．９５１、φp＝８°、ｃp1＝０．０６０、ｃp2＝−０．０３０の場合には、図４に示すような出力信号ｖc（ベクトル量）として測定されることになる。すなわち、Ｉ軸に対応する直線は左下方向にφp／２だけ傾き、Ｑ軸に対応する直線は右上方向にφp／２だけ傾き、中心点は、（ｃp1，ｃp2）に移動するように歪みが発生している。なお、このような歪んだ曲線上、出力信号ｖc（ベクトル量）は任意のψpで回転する。
【００３４】
また、ＱＤＭＣ１８は、図５に示すような構成を有する。ＱＤＭＣ１８は、ＱＤＭ１６からの同相成分信号ｖc1についてのＤＣオフセットを補正するミキサ１８１ａと、ＱＤＭ１６からの直交成分信号ｖc2についてのＤＣオフセットを補正するミキサ１８１ｂと、ミキサ１８１ａで補正された同相成分信号ｖc1に対して同相成分増幅度の補正を行うミキサ１８２ａと、ミキサ１８１ｂで補正された直交成分信号ｖc2に対して直交成分増幅度の補正を行うミキサ１８２ｂと、位相補正を行う位相補正部１８３とを有する。
【００３５】
位相補正部１８３の同相成分出力はｖd1と表し、直交成分出力はｖd2と表す。また、同相成分信号に対するＤＣオフセットの補正量はｃc1であり、直交成分信号に対するＤＣオフセットの補正量はｃc2である。さらに、同相成分増幅度の補正度はαcであり、直交成分増幅度の補正度はβcである。位相補正部１８３の位相補正量は、φcである。
【００３６】
ここで、以下のように行列を定義する。
【数１１】
【００３７】
そうすると、ＱＤＭＣ１８の入力ｖc（ベクトル量）に対する出力ｖd（ベクトル量）の関係は以下の（５）式のように表される。
【数１２】
【００３８】
そうすると、（４）式及び（５）式から、ＤＳＰ１９から入力ｖq（ベクトル量）とＱＤＭＣ１８の出力ｖd（ベクトル量）との入出力応答式が、（６）式のように表される。
【数１３】
【００３９】
以下、（６）式で表される入出力応答式の簡略化を行う。
【００４０】
そこで、以下の関係を満たすパラメータεp及びεcを導入する。
【数１４】
【００４１】
本来、αp及びβpにはほとんど差はないはずなので、εpは非常に小さくなり、以下のように近似できる。さらに、αp及びβpの補正値であるαc及びβcもほとんど差がないので、εcも非常に小さくなり、同様に近似ができる。
【数１５】
【００４２】
さらに、φp及びφcも非常に小さいはずなので、以下のような近似が可能である。
【数１６】
【００４３】
そうすると、（６）式で用いられる行列Ｇp、Ｇc、Φp及びΦcは以下のように表される。
【数１７】
【００４４】
さらに、以下のようにパラメータを定義し直す。
【数１８】
【００４５】
さらに、以下のように近似できる。
【数１９】
【００４６】
そうすると、（６）式は、以下のように簡略化される。
【数２０】
【００４７】
（１）式と（８）式とからＤＳＰ１９からの入力ｖq（ベクトル量）に対して得られるｖd（ベクトル量）の大きさＶd（振幅とも呼ぶ）は以下のように計算される。
【数２１】
【００４８】
（９）式の両辺の平方根を計算すると以下のように表される。
【数２２】
【００４９】
さらに、以下のように定義を行う。
【数２３】
【数２４】
【００５０】
そうすると、ｖd（ベクトル量）の大きさＶdは、以下のように表される。
【数２５】
【００５１】
（１２）式からすると、ＤＳＰ１９からの入力ｖq（ベクトル量）に対して応答ｖd（ベクトル量）が線形になるには、ｇpＶqｒが最小になるように、ε、φ、ｃ1及びｃ2を決定すべきである。そのためには、ｇp及びψpを精度良く推定することが好ましい。
【００５２】
ここで、ＤＳＰ１９からの入力信号ｖq(k,n)（ベクトル量）が、大きさＶqkで角度θnを有するとすると、以下のように表される。なお、ｋ毎に、ｎが１乃至Ｎで変動し、さらにＶqkもｋ毎に変化する場合がある。
【数２６】
【００５３】
これに対応するｒ(k,n)は、（１１）式からすると、以下のように表される。
【数２７】
【００５４】
ここで（１４）式を（１２）式に代入すると、（１５）式が得られる。
【数２８】
【００５５】
さらに、１≦ｎ≦Ｎであるｎに対するθnについて拡張すると、Ｎ列の応答ベクトルＶdkが得られる。
【数２９】
【００５６】
さらに、以下のように行列を定義する。
【数３０】
【数３１】
ここでｑｅをエラーベクトルと呼ぶ。
【００５７】
そうすると、（１６）式は、以下のように表される。
【数３２】
【００５８】
以下のような入力ｖq（θ）（ベクトル量）に対する応答ｖd（θ）（ベクトル量）は、（８）式から以下のように表される。
【数３３】
【数３４】
【００５９】
さらに、ｖda（ベクトル量）及びｖdb（ベクトル量）を（１８）式のように定義すると、以下のように整理される。
【数３５】
【数３６】
【００６０】
ＩＱ平面におけるｖda（ベクトル量）及びｖdb（ベクトル量）のそれぞれの角度[ｖd（θ＋π）（ベクトル量）からｖd（θ）（ベクトル量）までのベクトルがＩ軸となす角度、ｖd（−θ＋π）（ベクトル量）からｖd（−θ）（ベクトル量）までのベクトルがＩ軸となす角度]をζa及びζbとすると、正接値ｔａｎζa及びｔａｎζbは以下のように表される。
【数３７】
【００６１】
さらに、以下のような関係が得られる。
【数３８】
【００６２】
ここで、θ＝π／４として、微小項を無視すると、以下の（１９）式が得られる。
【数３９】
【００６３】
よって、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）から、ψpが算出できる。但し、（１８）式からθ＝π／４、３π／４、５π／４及び７π／４に対する応答の値を用いることになる。
【００６４】
なお、上で述べたような算出方法を用いる場合には、実際のψpとは異なり、２ψpは−π／２からπ／２までの値が算出される。すなわち、ψpは−π／４からπ／４までの値となるので、補正を行う。具体的には、以下で述べる。
【００６５】
なお、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）を直接計算しても以下のようにψpは求められるが精度が悪い。
【数４０】
【００６６】
例えば図６に示すように、θ＝π／４、３π／４、５π／４（＝−３π／４）及び７π／４（＝−π／４）におけるｖq（θ）（ベクトル量）が入力されるものとする。そして、ＱＤＭ１６とＱＤＭＣ１８を通過すると、図７に示すような出力値ｖd（π／４）（ベクトル量）、ｖd（３π／４）（ベクトル量）、ｖd（−３π／４）（ベクトル量）及びｖd（−π／４）（ベクトル量）が測定される。上で述べたように、ｖda（ベクトル量）は、ｖd（−３π／４）（ベクトル量）からｖd（π／４）（ベクトル量）へのベクトルであり、ｖdb（ベクトル量）は、ｖd（３π／４）（ベクトル量）からｖd（−π／４）（ベクトル量）へのベクトルである。この時、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）の方向Ａの、軸Ｉからの角度が、ψpである。なお、上で述べたように２ψ'pが（１９）式から得られ、ψ'pも得られるが、このようにｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）の方向Ａが第２象限にあるので、ψ'pにπ／２を加算することで、正しい位相回転角ψpが得られる。なお、方向Ａが第３象限にあればπを加算し、方向Ａが第４象限にあれば３π／２を加算し、方向Ａが第１象限にあれば０を加算する。
【００６７】
次に、減衰率ｇpの計算方法について説明する。（１３）式を（９）式に代入すると、以下のような式が得られる。
【数４１】
【００６８】
ここで、Ｎを８の倍数とする。さらに、１以上Ｎ以下のｎについて、以下が成り立つようにする。
θn＝２（ｎ−１）π／Ｎ＋π／４
すなわち、θnに、π／４、３π／４、５π／４及び７π／４が含まれるようにする。
【００６９】
そうすると、以下のような関係が得られる。
【数４２】
【００７０】
次に、図８を用いて、校正時の処理について説明する。まず、ＤＳＰ１９又は他の制御部は、第１スイッチＳＷ１乃至第４スイッチＳＷ４の各スイッチを制御して、校正モードのスイッチ状態に切り替えさせる（ステップＳ１）。
【００７１】
そして、ＤＳＰ１９は、校正パラメータαc＝１、βc＝１、φc＝０、ｃc1＝０及びｃc2＝０を、ＱＤＭＣ１８に設定する（ステップ３）。さらに、ＤＳＰ１９は、直前のエラーベクトルｑe＝０を設定する（ステップＳ５）。
【００７２】
そして、ＤＳＰ１９は、校正入力信号ｖq(k,n)（ベクトル量）を第１スイッチＳＷ１を介してＱＭＣ１１に出力して、ＱＤＭＣ１８からの出力ｖm(k,n)（ベクトル量）を、メモリなどに記録する（ステップＳ７）。例えば、ｖq(k,n)（ベクトル量）に対する測定結果ｖm(k,n)（ベクトル量）は、以下のように表される。
【数４３】
【００７３】
なお、ｋ毎に、Ｖqkが変化するので、ｋ毎に、大きさのベクトルｍkは、以下のように表される。このベクトルｍkも、メモリなどに記録される。
【数４４】
【００７４】
なお、ｋは１以上Ｋ以下の整数であり、上で述べたようにＮは８の倍数とする。さらに、１以上Ｎ以下のｎについて、以下が成り立つようにする。
θn＝２（ｎ−１）π／Ｎ＋π／４
【００７５】
その後、ＤＳＰ１９は、ｖq(k,n)（ベクトル量）及びｖm(k,n)（ベクトル量）から位相回転量ψpを算出する（ステップＳ９）。具体的には、以下のような演算を実施する。但し、Ｎ１乃至Ｎ４については、以下のような関係があるものとする。
【００７６】
すなわち、θN1＝π／４、θN2＝３π／４、θN3＝５π／４、θN4＝７π／４であるとすると、Ｎ１乃至Ｎ４は、以下のように表される。
【数４５】
【００７７】
そして、ｖma（ベクトル量）及びｖmb（ベクトル量）を（１８）式に従って以下のように定義して算出する。
【数４６】
【００７８】
なお、図７で示したように、ζaとζbと定義すると、以下のような正接値を算出する。
【数４７】
【００７９】
そして、（１９）式に従って、以下のような演算を実施する。
【数４８】
【００８０】
なお、上でも述べたように、この（２１）式では、π／４から−π／４の値しか得られないので、以下の演算を実施して、ψ'pを補正する。
【数４９】
【数５０】
【００８１】
このように、１行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第１象限に出現するので、ψ'pをそのままｋについての位相回転量として採用する。２行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第２象限に出現するので、ψ'pにπ／２を加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。３行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第３象限に出現するので、ψ'pにπを加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。４行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第４象限に出現するので、ψ'pに３π／２を加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。
【００８２】
そして、最後に複数のｋについての平均を以下のように算出することで、今回の位相回転量ψ^p（「^」は、推定量を表す上付きハットを表す。）が得られる。
【数５１】
【００８３】
次に、ＤＳＰ１９は、ｖq(k,n)（ベクトル量）、ｖd(k,n)（ベクトル量）及びｖm(k,n)（ベクトル量）から得られるｍk（ベクトル量）を用いて、減衰率ｇpを算出する（ステップＳ１１）。
【００８４】
具体的には、以下の式で算出する。
【数５２】
【００８５】
この式におけるルート部分はｖm(k,n)（ベクトル量）の大きさ（又は振幅）の平均値に相当し、この値を、その際の校正入力信号の振幅Ｖqkで除した上で異なるｋについて平均をさらに算出すると、減衰率ｇpが得られる。
【００８６】
その後、ＤＳＰ１９は、ｖm(k,n)（ベクトル量）、ψp及びｇpを用いてエラーベクトルｑｅ^（「^」は推定量を表す上付きハットを表す）を算出する（ステップＳ１３）。
【００８７】
（１７）式より、最小二乗法によりエラーベクトルｑｅを推定する。具体的には、以下の式を定義する。
【数５３】
【００８８】
ｑｅでＥを偏微分すると、以下のように表される。
【数５４】
【００８９】
なお、（２２）式に表すような関係があるので、今回のエラーベクトルｑｅ^は、以下のように算出される。
【数５５】
【数５６】
【００９０】
但し、以下に示すような関係を用いている。なお、Ｉは単位行列をあらわす。
【数５７】
【００９１】
そして、ＤＳＰ１９は、エラー量ｆ（ｑｅ^）を算出する（ステップＳ１５）。エラー量ｆ（ｑｅ^）は、以下のように算出される。
【００９２】
（１２）式でも説明したが、ｇpＶqｒが十分に小さくなれば、入力ｖq（ベクトル量）に対して応答ｖd（ベクトル量）が線形になる。そこで、エラー量ｆ（ｑｅ^）を以下のように定義する。
【数５８】
【００９３】
このエラー量ｆ（ｑｅ^）は、校正入力信号ｖd（ベクトル量）に対する応答の非線形部分ｇpＶqkｒを評価する評価関数である。
【００９４】
そして、ＤＳＰ１９は、エラー量ｆ（ｑｅ^）は、予め設定されている閾値Ａ未満であるか判断する（ステップＳ１７）。ｆ（ｑｅ^）＜Ａであれば、ＱＤＭＣ１８への校正パラメータの設定状態は適切であるので、ＤＳＰ１９又は制御部は、第１スイッチＳＷ１乃至第４スイッチＳＷ４の各々を通常モードのスイッチング状態に変更させる（ステップＳ１９）。そして処理は終了する。
【００９５】
一方、ｆ（ｑｅ^）≧Ａである場合には、ＤＳＰ１９は、校正パラメータの値を算出する（ステップＳ２１）。
【００９６】
具体的には、直前のエラーベクトルｑｅと今回算出されたエラーベクトルｑｅ^との差から、各エラーベクトルの要素値を算出する。
【数５９】
【００９７】
そして、（７）式などから、以下のように各校正パラメータの値を算出する。
【数６０】
【００９８】
また、ＤＳＰ１９は、直前のエラーベクトルｑｅに、今回算出されたエラーベクトルｑｅ^を設定する（ステップＳ２３）。さらに、ＤＳＰ１９は、算出された校正パラメータの値を、ＱＤＭＣ１８へ設定する（ステップＳ２５）。そして、ステップＳ７に戻る。
【００９９】
このような処理を実施すると、徐々に適切な校正パラメータの値がＱＤＭＣ１８へ設定されるようになるので、信号の歪みが除去されて適切な信号が復調されるようになる。
【０１００】
例えば、図９に示すような校正入力信号をＤＳＰ１９が出力したものとする。すなわちｋ＝１ではＶq1＝０．５であり、ｋ＝２ではＶq2＝１．０である。また、Ｋ＝２であり、Ｎ＝８である。
【０１０１】
これに対して、ＱＤＭ１６の出力が図１０に示すようなものであるとする。すなわち、ｇp＝０．９９４、ψp＝１１０°、αp＝１．０４６、βp＝０．９５１、φp＝８°、ｃp1＝０．０６０。ｃp2＝−０．０３０であるものとする。
【０１０２】
ここでステップＳ３で校正パラメータに対して初期値を設定した場合には、ＱＤＭＣ１８では校正を行わないということであるので、図１１で示すように、図１０と同じ結果が得られる。なお、位相回転量ψp^＝１０９．９１６８２９°、減衰率ｇp^＝０．９９９８９６、エラーベクトルｑｅ^及びエラー量ｆ（ｑｅ^）については以下のような値が算出されたものとする。
【数６１】
【０１０３】
そうすると、位相回転量ψp^、減衰率ｇp^、エラーベクトルｑe^を用いて、校正パラメータの値を算出すると、以下のような値が得られる。すなわち、αc＝０．９５０６６５、βc＝１．０４７０１３、φc＝−８．０８０８１５°、ｃc1＝−０．０６０２３１、ｃc2＝０．０２６９７６である。そうすると、図１２に示すように、位相回転量ψp^は回転したままであるが、歪みが解消していることが分かる。エラー量ｆ（ｑｅ^）についても基準値Ａ＝１０-5よりも小さい０．０００００６となっているので、図８の処理は完了する。
【０１０４】
以上本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、第３スイッチＳＷ３の位置は、ＬＮＡ１５よりアンテナ寄りの場合もある。さらに、図８の処理フローについても、処理結果が変わらない限り処理順番を入れ替えたり、並列実行しても良い。例えば、ステップＳ９とステップＳ１１の順番は入れ替えても良いし、並列実行しても良い。
【符号の説明】
【０１０５】
１０ ベースバンドモジュール
１１ ＱＭＣ：直交変調器校正器
１２ａ，１２ｂ ＤＡＣ：Ｄ／Ａ変換器
１３ ＱＭ：直交変調器
１４ ＰＡ：送信用電力増幅器
１５ ＬＮＡ：受信用低雑音増幅器
１６ ＱＤＭ：直交復調器
１７ａ，１７ｂ ＡＤＣ：Ａ／Ｄ変換器
１８ ＱＤＭＣ：直交復調器校正器
１９ ＤＳＰ：Digital Signal Processor
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の無線通信は通信容量を増大させるため、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）をベースとした多値変調やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調が用いられる。これら変調方式は送信側では直交変調器、受信側では直交復調器を使用して振幅と位相を伝達することにより実現されている。しかし、この直交変調器及び直交復調器はアナログ回路であるため、作り込みによる誤差、動作電圧や周波数による特性変動、温度特性、経年変化など様々な要因により、性能が変動してしまう。大容量通信を目指すほど、直交変調器及び直交復調器に求める伝達性能の正確さは高くなるため、正しく校正する技術が求められる。
【０００３】
例えば特開平８−３０７４６５号公報には、受信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器を備えた受信装置に対し、上記受信信号として試験信号を入力し、上記試験信号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差のデータをメモリに保存する校正ステップと、通信信号を受信したときに上記メモリから誤差データを読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記通信信号のＩ信号及びＱ信号を補償する補償ステップとを含む、受信装置の補償方法が開示されている。
【０００４】
また、特開２００２−７７２８４号公報には、電力増幅器の非線形歪みを補償するための帰還路及び直交復調器を備えた送信機において、無線部の影響を受けず、かつ外部へ妨害波を放射せずに、直交復調器の校正を行う技術が開示されている。具体的には、少なくとも、入力ベースバンド信号により直交変調された変調信号を増幅する電力増幅器と、当該電力増幅器の出力信号を帰還させる帰還回路と、当該帰還回路によって帰還された帰還信号を直交復調する直交復調器と、当該直交復調器によって直交復調された復調信号に基づいて電力増幅器の非線形歪みを補償する送信機において、直交復調器を校正する時に、トレーニング信号を送信機に与え、直交復調器によって直交復調された復調信号と入力トレーニング信号とを比較して直交復調器の校正を行なうための制御信号を生成する制御手段と、直交変調された変調信号を直接直交復調器に与える切替え手段とを設け、直交復調器を校正する時には、直交変調された変調信号を直接直交復調器に与え、直交復調器を校正する。
【０００５】
さらに、特開２００６−３１１０５６号公報には、高い変調精度を維持するための直交変調装置の校正方法が開示されている。具体的には、直交変調装置は、（Ａ）所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器と、（Ｂ）アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、第１ローカル信号とともに受け、当該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器と、（Ｃ）直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部と、同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段と、（Ｄ）基準信号源に基づいて第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器と、（Ｅ）直交変調器の出力信号を受けて第２ローカル信号により所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器と、（Ｆ）中間周波数帯に変換された信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、（Ｇ）Ａ／Ｄ変換器で変換されたディジタル信号に対してディジタル直交復調処理を行い、ディジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器と、（Ｈ）直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部と、（Ｉ）算出された利得誤差および位相誤差を補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段と、（Ｊ）利得の補正値および位相の補正値を記憶するためのメモリと、（Ｋ）校正用信号を直交変調器に入力させ、キャリア周波数を順次変更するとともに、当該キャリア周波数毎に補正値算出手段によって得られた利得の補正値および位相の補正値を該キャリア周波数に対応づけてメモリに記憶する制御部とを有する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−３０７４６５号公報
【特許文献２】特開２００２−７７２８４号公報
【特許文献３】特開２００６−３１１０５６号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】J. K. Cavers, "New Methods for Adaptation of Quadrature Modulators and Demodulators in Amplifier Linearization Circuits," IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. 46, No. 3, pp. 707-716, August 1997
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
直交変調器の校正では、直交変調器で信号が歪むことを想定して予め逆に歪ませた信号を直交変調器に入力し、結果として正しい出力を得るという方法が採られる。一方、復調器側では、直交復調器出力に対して補正をかけて正しい出力を得る方式を採用する。
【０００９】
一般的に、直交復調器の位相誤差及びゲインアンバランス自体は小さいものの、ランダムな位相回転と信号減衰が加わるため、正しく位相誤差、ゲインアンバランス及びＤＣオフセットなどを推定するためには、位相回転量及び信号の減衰率の影響を除去しなければ、直交復調器の校正を精度良く行うことができない。
【００１０】
従って、本発明の目的は、直交復調器の校正を精度良く行うための技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る無線通信機は、（Ａ）直交復調部と、（Ｂ）直交復調部の出力を補償する校正部と、（Ｃ）校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部とを有する。そして、設定部が、（ｃ１）直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数１】
により、第１の位相回転角ψp1を算出し、（ｃ２）当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正し、（ｃ３）当該第２の位相回転角ψp2を用いて校正パラメータの値を算出する。
【００１２】
このような処理を実施することで、直交復調器による正しい位相回転角を算出できるので、これに基づき校正パラメータの値を正確に算出できるようになる。
【００１３】
また、上で述べた設定部が、（ｃ４）第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出し、（ｃ５）当該減衰率をさらに用いて校正パラメータの値を算出するようにしてもよい。これにより、より精度良く校正パラメータの値を算出することができるようになる。
【００１４】
さらに、上で述べた校正部に対する校正値を算出する処理において、（ｃ５−１）第２の位相回転角ψp2と減衰率と上で述べた出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出し、（ｃ５−２）当該エラーベクトルからエラー量（例えば、校正入力信号に対する応答の非線形部分を評価する評価関数によるエラー量）を算出し、（ｃ５−３）当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、校正部に対する同相成分増幅度補正度、校正部に対する直交成分増幅度補正度、校正部に対する位相補正量、校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出するようにしてもよい。このような処理をエラー量が閾値以下になるまで繰り返せば、正しい校正パラメータの値が得られ、精度良く復調を行うことができるようになる。
【００１５】
なお、上で述べたような処理をハードウエアに実施させるためのプログラムを作成することができ、当該プログラムは、例えばフレキシブル・ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、光磁気ディスク、半導体メモリ、ハードディスク等のコンピュータ読み取り可能な記憶媒体又は記憶装置に格納される。なお、処理途中のデータについては、コンピュータのメモリ等の記憶装置に一時保管される。
【発明の効果】
【００１６】
直交復調器の校正を精度良く行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、本発明の実施の形態に係る無線通信機の機能ブロック図である。
【図２】図２は、ＱＤＭの構成例を示す図である。
【図３】図３は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図４】図４は、ＱＤＭの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図５】図５は、ＱＤＭＣの構成例を示す図である。
【図６】図６は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図７】図７は、ＱＤＭＣの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図８】図８は、本実施の形態に係る処理フローを示す図である。
【図９】図９は、校正入力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図１０】図１０は、ＱＤＭＣの出力信号を表すＩＱ平面の図である。
【図１１】図１１は、１回目の校正処理の結果を表すＩＱ平面の図である。
【図１２】図１２は、２回目の校正処理の結果を表すＩＱ平面の図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の実施の形態に係る無線通信機の機能ブロック図を図１に示す。本実施の形態に係る無線通信機は、第１スイッチＳＷ１と、直交変調器校正器ＱＭＣ（Quadrature Modulation Compensator）１１と、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣ（Digital-Analog Converter）１２ａ及び１２ｂと、直交変調器ＱＭ（Quadrature Modulator）１３と、第２スイッチＳＷ２と、送信用電力増幅器ＰＡ（Power Amplifier）１４と、送信用アンテナ２１と、受信用アンテナ２２と、受信用低雑音増幅器ＬＮＡ（Low-Noise Amplifier）１５と、第３スイッチＳＷ３と、直交復調器ＱＤＭ（Quadrature DeModulator）１６と、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）１７ａ及び１７ｂと、直交復調器校正器ＱＤＭＣ（Quadrature DeModulation Compensator）１８と、第４スイッチＳＷ４と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１９とを有する。ＤＳＰ１９にはメモリが含まれているか又は外部にメモリが接続されているものとする。
【００１９】
第１スイッチＳＷ１は、ベースバンドモジュール１０からの出力（ベースバンド信号Ｉ及びＱ）とＤＳＰ１９からの出力ｖq1及びｖq2とのいずれかを、ＱＭＣ１１に出力する。ＱＭＣ１１は、第１スイッチＳＷ１からの出力に対して補償を実施する。ＱＭＣ１１で補償された信号Ｉは、ＤＡＣ１２ａでアナログ信号に変換され、ＱＭＣ１１で補償された信号Ｑは、ＤＡＣ１２ｂでアナログ信号に変換され、ＱＭ１３に出力される。ＱＭ１３は、入力された信号Ｉ及び信号Ｑに対して直交変調を行って、第２スイッチＳＷ２に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３からの出力を、ＰＡ１４又は第３スイッチＳＷ３に出力する。ＰＡ１４は、第２スイッチＳＷ２からの出力を増幅してアンテナ２１から送信する。
【００２０】
一方、アンテナ２２で受信した信号は、ＬＮＡ１５で増幅され、第３スイッチＳＷ３に出力される。第３スイッチＳＷ３は、第２スイッチＳＷ２からの出力と、ＬＮＡ１５の出力とのいずれかをＱＤＭ１６に出力する。第３スイッチＳＷ３の出力はｖqhと表すものとする。ＱＤＭ１６は、第３スイッチＳＷ３からの出力に対して直交復調を行って、復調ｉ信号と復調ｑ信号とを出力する。この復調ｉ信号は、ＡＤＣ１７ａでディジタル信号ｖc1に変換され、復調ｑ信号は、ＡＤＣ１７ｂでディジタル信号ｖc2に変換される。ＱＤＭＣ１８は、ＤＳＰ１９によって設定された校正パラメータ（以下で説明するαc、βc、φc、ｃc1及びｃc2）に基づき、入力信号に対して補償を実施して、出力信号ｖd1及びｖd2を第４スイッチＳＷ４に出力する。第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８からの出力を、ＤＳＰ１９又はベースバンドモジュール１０に出力する。
【００２１】
校正時には、第１スイッチＳＷ１は、ＤＳＰ１９からの出力をＱＭＣ１１に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３からの出力を第３スイッチＳＷ３に出力する。第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８の出力をＤＳＰ１９に出力する。一方、通信時には、第１スイッチＳＷ１は、ベースバンドモジュール１０からの出力をＱＭＣ１１に出力する。第２スイッチＳＷ２は、ＱＭ１３の出力をＰＡ１４に出力する。さらに、第３スイッチＳＷ３は、ＬＮＡ１５からの出力を、ＱＤＭ１６に出力する。また、第４スイッチＳＷ４は、ＱＤＭＣ１８の出力をベースバンドモジュール１０に出力する。
【００２２】
図２に、本実施の形態に係るＱＤＭ１６の構成例を示す。ＱＤＭ１６は、入力ｖqhに対する増幅器１６１と、局部発振器１６３と、局部発振器１６３からの出力信号の位相を９０度遅延させる移相器１６４と、増幅器１６１の出力と局部発振器１６３の出力信号とを混合するミキサ１６２ａと、局部発振器１６３からの出力信号の移相を９０度遅らせた信号と増幅器１６１の出力とを混合するミキサ１６２ｂと、ミキサ１６２ａの出力信号に対するローパスフィルタＬＰＦ１６５ａと、ミキサ１６２ｂの出力信号に対するローパスフィルタＬＰＦ１６５ｂとを有する。ローパスフィルタＬＰＦ１６５ａの出力はＡＤＣ１７ａに入力され、ローパスフィルタＬＰＦ１６５ｂの出力はＡＤＣ１７ｂに入力される。なお、ＡＤＣ１７ａの出力はｖc1であり、ＡＤＣ１７ｂの出力は、ｖc2である。
【００２３】
なお、増幅器１６１は、ゲイン（減衰率とも呼ぶ）ｇpを有し、発振器１６３は、搬送波角周波数ωcの信号を発振するものとする。なお、復調経路において位相角回転量ψpが生ずるものとする。また、移相器１６４では、位相ずれφpを生じるものとする。さらに、ミキサ１６２ａでは、同相成分についての増幅度αp及び同相成分についてのＤＣオフセットｃp1を生じ、ミキサ１６２ｂでは、直交成分についての増幅度βp及び直交成分についてのＤＣオフセットｃp2を生ずるものとする。
【００２４】
そして、ＤＳＰ１９は、（１）式のような校正信号を第１スイッチＳＷ１に出力する。
【数２】
【００２５】
校正時には、上で述べたように各スイッチが動作するので、第１スイッチＳＷ１、ＱＭＣ１１、ＤＡＣ１２ａ及び１２ｂ、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３を通過する過程で高周波信号に変調され、第３スイッチＳＷ３の出力ｖqhとなる。このｖqhは、（２）式のように示される。
【数３】
【００２６】
ｇ0は、変調経路の減衰係数であり、ψ0の変調経路の位相回転量である。なお、ＱＭ１３の歪みはＱＭＣ１１で校正されるため、第２スイッチＳＷ２の出力に歪みは生じていないものとする。また、各スイッチは、スイッチング対象の信号を通過させるのに十分なダイナミックレンジと帯域を有しており、スイッチで生ずる歪みはないものとする。
【００２７】
そしてＱＤＭ１６内の減衰率ｇpを考慮すると、信号ｖqhは、（３）式に表すように、信号ｖpに変換される。なお、ψ0はψ1に回転する。
【数４】
【００２８】
信号ｖpは、ミキサ１６２ａ、ＬＰＦ１６５ａ及びＡＤＣ１７ａにより同相成分について復調され、ミキサ１６２ｂ、ＬＤＰ１６５ｂ及びＡＤＣ１７ｂにより直交成分について復調される。そうすると、ベースバンド帯域の同相成分信号ｖc1及び直交成分信号ｖc2が、以下のように得られる。なお、同じ装置であれば同じ搬送波角周波数ωcを使用できるので、周波数ずれはない。但し、位相回転量は、ψ1はψ2へと変化する。
【数５】
【数６】
なお、上記の式では２ωcｔが入った高調波分は、ＬＰＦ１６５ａおよびＬＰＦ１６５ｂでカットされる。
【００２９】
また、このようなｖc1及びｖc2を整理すると、以下のようになる。
【数７】
【００３０】
ここで、減衰率及び位相回転量を、以下のようにまとめる。なお、これらの変数の発生経緯は様々であるが、１カ所で全体量が発生したと仮定しても同じことである。
【数８】
【００３１】
さらに、以下のようにパラメータを定義する。
【数９】
【００３２】
そうすると上で述べたｖｃ（ベクトル量）の式は、以下の（４）式のように表される。
【数１０】
【００３３】
例えば校正入力信号ｖq（ベクトル量）が、ＩＱ平面上で図３に示すような点で表されるものとする。そして、ｇp＝０．９９４（−０．０５ｄＢ）、ψp＝１１０°、αp＝１．０４６、βp＝０．９５１、φp＝８°、ｃp1＝０．０６０、ｃp2＝−０．０３０の場合には、図４に示すような出力信号ｖc（ベクトル量）として測定されることになる。すなわち、Ｉ軸に対応する直線は左下方向にφp／２だけ傾き、Ｑ軸に対応する直線は右上方向にφp／２だけ傾き、中心点は、（ｃp1，ｃp2）に移動するように歪みが発生している。なお、このような歪んだ曲線上、出力信号ｖc（ベクトル量）は任意のψpで回転する。
【００３４】
また、ＱＤＭＣ１８は、図５に示すような構成を有する。ＱＤＭＣ１８は、ＱＤＭ１６からの同相成分信号ｖc1についてのＤＣオフセットを補正するミキサ１８１ａと、ＱＤＭ１６からの直交成分信号ｖc2についてのＤＣオフセットを補正するミキサ１８１ｂと、ミキサ１８１ａで補正された同相成分信号ｖc1に対して同相成分増幅度の補正を行うミキサ１８２ａと、ミキサ１８１ｂで補正された直交成分信号ｖc2に対して直交成分増幅度の補正を行うミキサ１８２ｂと、位相補正を行う位相補正部１８３とを有する。
【００３５】
位相補正部１８３の同相成分出力はｖd1と表し、直交成分出力はｖd2と表す。また、同相成分信号に対するＤＣオフセットの補正量はｃc1であり、直交成分信号に対するＤＣオフセットの補正量はｃc2である。さらに、同相成分増幅度の補正度はαcであり、直交成分増幅度の補正度はβcである。位相補正部１８３の位相補正量は、φcである。
【００３６】
ここで、以下のように行列を定義する。
【数１１】
【００３７】
そうすると、ＱＤＭＣ１８の入力ｖc（ベクトル量）に対する出力ｖd（ベクトル量）の関係は以下の（５）式のように表される。
【数１２】
【００３８】
そうすると、（４）式及び（５）式から、ＤＳＰ１９から入力ｖq（ベクトル量）とＱＤＭＣ１８の出力ｖd（ベクトル量）との入出力応答式が、（６）式のように表される。
【数１３】
【００３９】
以下、（６）式で表される入出力応答式の簡略化を行う。
【００４０】
そこで、以下の関係を満たすパラメータεp及びεcを導入する。
【数１４】
【００４１】
本来、αp及びβpにはほとんど差はないはずなので、εpは非常に小さくなり、以下のように近似できる。さらに、αp及びβpの補正値であるαc及びβcもほとんど差がないので、εcも非常に小さくなり、同様に近似ができる。
【数１５】
【００４２】
さらに、φp及びφcも非常に小さいはずなので、以下のような近似が可能である。
【数１６】
【００４３】
そうすると、（６）式で用いられる行列Ｇp、Ｇc、Φp及びΦcは以下のように表される。
【数１７】
【００４４】
さらに、以下のようにパラメータを定義し直す。
【数１８】
【００４５】
さらに、以下のように近似できる。
【数１９】
【００４６】
そうすると、（６）式は、以下のように簡略化される。
【数２０】
【００４７】
（１）式と（８）式とからＤＳＰ１９からの入力ｖq（ベクトル量）に対して得られるｖd（ベクトル量）の大きさＶd（振幅とも呼ぶ）は以下のように計算される。
【数２１】
【００４８】
（９）式の両辺の平方根を計算すると以下のように表される。
【数２２】
【００４９】
さらに、以下のように定義を行う。
【数２３】
【数２４】
【００５０】
そうすると、ｖd（ベクトル量）の大きさＶdは、以下のように表される。
【数２５】
【００５１】
（１２）式からすると、ＤＳＰ１９からの入力ｖq（ベクトル量）に対して応答ｖd（ベクトル量）が線形になるには、ｇpＶqｒが最小になるように、ε、φ、ｃ1及びｃ2を決定すべきである。そのためには、ｇp及びψpを精度良く推定することが好ましい。
【００５２】
ここで、ＤＳＰ１９からの入力信号ｖq(k,n)（ベクトル量）が、大きさＶqkで角度θnを有するとすると、以下のように表される。なお、ｋ毎に、ｎが１乃至Ｎで変動し、さらにＶqkもｋ毎に変化する場合がある。
【数２６】
【００５３】
これに対応するｒ(k,n)は、（１１）式からすると、以下のように表される。
【数２７】
【００５４】
ここで（１４）式を（１２）式に代入すると、（１５）式が得られる。
【数２８】
【００５５】
さらに、１≦ｎ≦Ｎであるｎに対するθnについて拡張すると、Ｎ列の応答ベクトルＶdkが得られる。
【数２９】
【００５６】
さらに、以下のように行列を定義する。
【数３０】
【数３１】
ここでｑｅをエラーベクトルと呼ぶ。
【００５７】
そうすると、（１６）式は、以下のように表される。
【数３２】
【００５８】
以下のような入力ｖq（θ）（ベクトル量）に対する応答ｖd（θ）（ベクトル量）は、（８）式から以下のように表される。
【数３３】
【数３４】
【００５９】
さらに、ｖda（ベクトル量）及びｖdb（ベクトル量）を（１８）式のように定義すると、以下のように整理される。
【数３５】
【数３６】
【００６０】
ＩＱ平面におけるｖda（ベクトル量）及びｖdb（ベクトル量）のそれぞれの角度[ｖd（θ＋π）（ベクトル量）からｖd（θ）（ベクトル量）までのベクトルがＩ軸となす角度、ｖd（−θ＋π）（ベクトル量）からｖd（−θ）（ベクトル量）までのベクトルがＩ軸となす角度]をζa及びζbとすると、正接値ｔａｎζa及びｔａｎζbは以下のように表される。
【数３７】
【００６１】
さらに、以下のような関係が得られる。
【数３８】
【００６２】
ここで、θ＝π／４として、微小項を無視すると、以下の（１９）式が得られる。
【数３９】
【００６３】
よって、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）から、ψpが算出できる。但し、（１８）式からθ＝π／４、３π／４、５π／４及び７π／４に対する応答の値を用いることになる。
【００６４】
なお、上で述べたような算出方法を用いる場合には、実際のψpとは異なり、２ψpは−π／２からπ／２までの値が算出される。すなわち、ψpは−π／４からπ／４までの値となるので、補正を行う。具体的には、以下で述べる。
【００６５】
なお、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）を直接計算しても以下のようにψpは求められるが精度が悪い。
【数４０】
【００６６】
例えば図６に示すように、θ＝π／４、３π／４、５π／４（＝−３π／４）及び７π／４（＝−π／４）におけるｖq（θ）（ベクトル量）が入力されるものとする。そして、ＱＤＭ１６とＱＤＭＣ１８を通過すると、図７に示すような出力値ｖd（π／４）（ベクトル量）、ｖd（３π／４）（ベクトル量）、ｖd（−３π／４）（ベクトル量）及びｖd（−π／４）（ベクトル量）が測定される。上で述べたように、ｖda（ベクトル量）は、ｖd（−３π／４）（ベクトル量）からｖd（π／４）（ベクトル量）へのベクトルであり、ｖdb（ベクトル量）は、ｖd（３π／４）（ベクトル量）からｖd（−π／４）（ベクトル量）へのベクトルである。この時、ｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）の方向Ａの、軸Ｉからの角度が、ψpである。なお、上で述べたように２ψ'pが（１９）式から得られ、ψ'pも得られるが、このようにｖda（ベクトル量）＋ｖdb（ベクトル量）の方向Ａが第２象限にあるので、ψ'pにπ／２を加算することで、正しい位相回転角ψpが得られる。なお、方向Ａが第３象限にあればπを加算し、方向Ａが第４象限にあれば３π／２を加算し、方向Ａが第１象限にあれば０を加算する。
【００６７】
次に、減衰率ｇpの計算方法について説明する。（１３）式を（９）式に代入すると、以下のような式が得られる。
【数４１】
【００６８】
ここで、Ｎを８の倍数とする。さらに、１以上Ｎ以下のｎについて、以下が成り立つようにする。
θn＝２（ｎ−１）π／Ｎ＋π／４
すなわち、θnに、π／４、３π／４、５π／４及び７π／４が含まれるようにする。
【００６９】
そうすると、以下のような関係が得られる。
【数４２】
【００７０】
次に、図８を用いて、校正時の処理について説明する。まず、ＤＳＰ１９又は他の制御部は、第１スイッチＳＷ１乃至第４スイッチＳＷ４の各スイッチを制御して、校正モードのスイッチ状態に切り替えさせる（ステップＳ１）。
【００７１】
そして、ＤＳＰ１９は、校正パラメータαc＝１、βc＝１、φc＝０、ｃc1＝０及びｃc2＝０を、ＱＤＭＣ１８に設定する（ステップ３）。さらに、ＤＳＰ１９は、直前のエラーベクトルｑe＝０を設定する（ステップＳ５）。
【００７２】
そして、ＤＳＰ１９は、校正入力信号ｖq(k,n)（ベクトル量）を第１スイッチＳＷ１を介してＱＭＣ１１に出力して、ＱＤＭＣ１８からの出力ｖm(k,n)（ベクトル量）を、メモリなどに記録する（ステップＳ７）。例えば、ｖq(k,n)（ベクトル量）に対する測定結果ｖm(k,n)（ベクトル量）は、以下のように表される。
【数４３】
【００７３】
なお、ｋ毎に、Ｖqkが変化するので、ｋ毎に、大きさのベクトルｍkは、以下のように表される。このベクトルｍkも、メモリなどに記録される。
【数４４】
【００７４】
なお、ｋは１以上Ｋ以下の整数であり、上で述べたようにＮは８の倍数とする。さらに、１以上Ｎ以下のｎについて、以下が成り立つようにする。
θn＝２（ｎ−１）π／Ｎ＋π／４
【００７５】
その後、ＤＳＰ１９は、ｖq(k,n)（ベクトル量）及びｖm(k,n)（ベクトル量）から位相回転量ψpを算出する（ステップＳ９）。具体的には、以下のような演算を実施する。但し、Ｎ１乃至Ｎ４については、以下のような関係があるものとする。
【００７６】
すなわち、θN1＝π／４、θN2＝３π／４、θN3＝５π／４、θN4＝７π／４であるとすると、Ｎ１乃至Ｎ４は、以下のように表される。
【数４５】
【００７７】
そして、ｖma（ベクトル量）及びｖmb（ベクトル量）を（１８）式に従って以下のように定義して算出する。
【数４６】
【００７８】
なお、図７で示したように、ζaとζbと定義すると、以下のような正接値を算出する。
【数４７】
【００７９】
そして、（１９）式に従って、以下のような演算を実施する。
【数４８】
【００８０】
なお、上でも述べたように、この（２１）式では、π／４から−π／４の値しか得られないので、以下の演算を実施して、ψ'pを補正する。
【数４９】
【数５０】
【００８１】
このように、１行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第１象限に出現するので、ψ'pをそのままｋについての位相回転量として採用する。２行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第２象限に出現するので、ψ'pにπ／２を加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。３行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第３象限に出現するので、ψ'pにπを加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。４行目の条件を満たす場合には、ｖma（ベクトル量）＋ｖmb（ベクトル量）が第４象限に出現するので、ψ'pに３π／２を加算した結果をｋについての位相回転量として採用する。
【００８２】
そして、最後に複数のｋについての平均を以下のように算出することで、今回の位相回転量ψ^p（「^」は、推定量を表す上付きハットを表す。）が得られる。
【数５１】
【００８３】
次に、ＤＳＰ１９は、ｖq(k,n)（ベクトル量）、ｖd(k,n)（ベクトル量）及びｖm(k,n)（ベクトル量）から得られるｍk（ベクトル量）を用いて、減衰率ｇpを算出する（ステップＳ１１）。
【００８４】
具体的には、以下の式で算出する。
【数５２】
【００８５】
この式におけるルート部分はｖm(k,n)（ベクトル量）の大きさ（又は振幅）の平均値に相当し、この値を、その際の校正入力信号の振幅Ｖqkで除した上で異なるｋについて平均をさらに算出すると、減衰率ｇpが得られる。
【００８６】
その後、ＤＳＰ１９は、ｖm(k,n)（ベクトル量）、ψp及びｇpを用いてエラーベクトルｑｅ^（「^」は推定量を表す上付きハットを表す）を算出する（ステップＳ１３）。
【００８７】
（１７）式より、最小二乗法によりエラーベクトルｑｅを推定する。具体的には、以下の式を定義する。
【数５３】
【００８８】
ｑｅでＥを偏微分すると、以下のように表される。
【数５４】
【００８９】
なお、（２２）式に表すような関係があるので、今回のエラーベクトルｑｅ^は、以下のように算出される。
【数５５】
【数５６】
【００９０】
但し、以下に示すような関係を用いている。なお、Ｉは単位行列をあらわす。
【数５７】
【００９１】
そして、ＤＳＰ１９は、エラー量ｆ（ｑｅ^）を算出する（ステップＳ１５）。エラー量ｆ（ｑｅ^）は、以下のように算出される。
【００９２】
（１２）式でも説明したが、ｇpＶqｒが十分に小さくなれば、入力ｖq（ベクトル量）に対して応答ｖd（ベクトル量）が線形になる。そこで、エラー量ｆ（ｑｅ^）を以下のように定義する。
【数５８】
【００９３】
このエラー量ｆ（ｑｅ^）は、校正入力信号ｖd（ベクトル量）に対する応答の非線形部分ｇpＶqkｒを評価する評価関数である。
【００９４】
そして、ＤＳＰ１９は、エラー量ｆ（ｑｅ^）は、予め設定されている閾値Ａ未満であるか判断する（ステップＳ１７）。ｆ（ｑｅ^）＜Ａであれば、ＱＤＭＣ１８への校正パラメータの設定状態は適切であるので、ＤＳＰ１９又は制御部は、第１スイッチＳＷ１乃至第４スイッチＳＷ４の各々を通常モードのスイッチング状態に変更させる（ステップＳ１９）。そして処理は終了する。
【００９５】
一方、ｆ（ｑｅ^）≧Ａである場合には、ＤＳＰ１９は、校正パラメータの値を算出する（ステップＳ２１）。
【００９６】
具体的には、直前のエラーベクトルｑｅと今回算出されたエラーベクトルｑｅ^との差から、各エラーベクトルの要素値を算出する。
【数５９】
【００９７】
そして、（７）式などから、以下のように各校正パラメータの値を算出する。
【数６０】
【００９８】
また、ＤＳＰ１９は、直前のエラーベクトルｑｅに、今回算出されたエラーベクトルｑｅ^を設定する（ステップＳ２３）。さらに、ＤＳＰ１９は、算出された校正パラメータの値を、ＱＤＭＣ１８へ設定する（ステップＳ２５）。そして、ステップＳ７に戻る。
【００９９】
このような処理を実施すると、徐々に適切な校正パラメータの値がＱＤＭＣ１８へ設定されるようになるので、信号の歪みが除去されて適切な信号が復調されるようになる。
【０１００】
例えば、図９に示すような校正入力信号をＤＳＰ１９が出力したものとする。すなわちｋ＝１ではＶq1＝０．５であり、ｋ＝２ではＶq2＝１．０である。また、Ｋ＝２であり、Ｎ＝８である。
【０１０１】
これに対して、ＱＤＭ１６の出力が図１０に示すようなものであるとする。すなわち、ｇp＝０．９９４、ψp＝１１０°、αp＝１．０４６、βp＝０．９５１、φp＝８°、ｃp1＝０．０６０。ｃp2＝−０．０３０であるものとする。
【０１０２】
ここでステップＳ３で校正パラメータに対して初期値を設定した場合には、ＱＤＭＣ１８では校正を行わないということであるので、図１１で示すように、図１０と同じ結果が得られる。なお、位相回転量ψp^＝１０９．９１６８２９°、減衰率ｇp^＝０．９９９８９６、エラーベクトルｑｅ^及びエラー量ｆ（ｑｅ^）については以下のような値が算出されたものとする。
【数６１】
【０１０３】
そうすると、位相回転量ψp^、減衰率ｇp^、エラーベクトルｑe^を用いて、校正パラメータの値を算出すると、以下のような値が得られる。すなわち、αc＝０．９５０６６５、βc＝１．０４７０１３、φc＝−８．０８０８１５°、ｃc1＝−０．０６０２３１、ｃc2＝０．０２６９７６である。そうすると、図１２に示すように、位相回転量ψp^は回転したままであるが、歪みが解消していることが分かる。エラー量ｆ（ｑｅ^）についても基準値Ａ＝１０-5よりも小さい０．０００００６となっているので、図８の処理は完了する。
【０１０４】
以上本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、第３スイッチＳＷ３の位置は、ＬＮＡ１５よりアンテナ寄りの場合もある。さらに、図８の処理フローについても、処理結果が変わらない限り処理順番を入れ替えたり、並列実行しても良い。例えば、ステップＳ９とステップＳ１１の順番は入れ替えても良いし、並列実行しても良い。
【符号の説明】
【０１０５】
１０ ベースバンドモジュール
１１ ＱＭＣ：直交変調器校正器
１２ａ，１２ｂ ＤＡＣ：Ｄ／Ａ変換器
１３ ＱＭ：直交変調器
１４ ＰＡ：送信用電力増幅器
１５ ＬＮＡ：受信用低雑音増幅器
１６ ＱＤＭ：直交復調器
１７ａ，１７ｂ ＡＤＣ：Ａ／Ｄ変換器
１８ ＱＤＭＣ：直交復調器校正器
１９ ＤＳＰ：Digital Signal Processor
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交復調部と、
前記直交復調部の出力を補償する校正部と、
前記校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部と、
を有し、
前記設定部が、
前記直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する前記校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する前記校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する前記校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する前記校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数１】
により、第１の位相回転角ψp1を算出し、
当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正し、
当該第２の位相回転角ψp2を用いて前記校正パラメータの値を算出する
無線通信機。
【請求項２】
前記設定部が、
前記第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を前記第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出し、
当該減衰率をさらに用いて前記校正パラメータの値を算出する
請求項１記載の無線通信機。
【請求項３】
前記校正パラメータの値を算出する処理において、
前記第２の位相回転角ψp2と前記減衰率と前記出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出し、
当該エラーベクトルからエラー量を算出し、
当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、前記校正部に対する同相成分増幅度補正度、前記校正部に対する直交成分増幅度補正度、前記校正部に対する位相補正量、前記校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び前記校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出する
請求項２記載の無線通信機。
【請求項４】
無線通信機における直交復調部の出力を補償する校正パラメータの値を算出する方法であって、
前記直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する前記校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する前記校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する前記校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する前記校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数２】
により、第１の位相回転角ψp1を算出するステップと、
当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正するステップと、
当該第２の位相回転角ψp2を用いて前記校正パラメータの値を算出する校正パラメータ値算出ステップと、
を含む、校正パラメータ値算出方法。
【請求項５】
前記第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を前記第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出するステップ
をさらに含み、
前記校正パラメータ値算出ステップにおいて、当該減衰率をさらに用いて前記校正パラメータの値を算出する
請求項４記載の校正パラメータ値算出方法。
【請求項６】
前記校正パラメータ値算出ステップが、
前記第２の位相回転角ψp2と前記減衰率と前記出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出するステップと、
当該エラーベクトルからエラー量を算出するステップと、
当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、前記校正部に対する同相成分増幅度補正度、前記校正部に対する直交成分増幅度補正度、前記校正部に対する位相補正量、前記校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び前記校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出するステップと、
を含む請求項５記載の校正パラメータ値算出方法。
【請求項１】
直交復調部と、
前記直交復調部の出力を補償する校正部と、
前記校正部に対して校正パラメータの値を設定する設定部と、
を有し、
前記設定部が、
前記直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する前記校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する前記校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する前記校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する前記校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数１】
により、第１の位相回転角ψp1を算出し、
当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正し、
当該第２の位相回転角ψp2を用いて前記校正パラメータの値を算出する
無線通信機。
【請求項２】
前記設定部が、
前記第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を前記第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出し、
当該減衰率をさらに用いて前記校正パラメータの値を算出する
請求項１記載の無線通信機。
【請求項３】
前記校正パラメータの値を算出する処理において、
前記第２の位相回転角ψp2と前記減衰率と前記出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出し、
当該エラーベクトルからエラー量を算出し、
当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、前記校正部に対する同相成分増幅度補正度、前記校正部に対する直交成分増幅度補正度、前記校正部に対する位相補正量、前記校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び前記校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出する
請求項２記載の無線通信機。
【請求項４】
無線通信機における直交復調部の出力を補償する校正パラメータの値を算出する方法であって、
前記直交復調部に対する位相角π／４の第１の校正入力信号に対する前記校正部の第１の出力値（Ｉ1，Ｑ1）と位相角５π／４の第２の校正入力信号に対する前記校正部の第２の出力値（Ｉ2，Ｑ2）とでなす角度についての正接値ａと、位相角３π／４の第３の校正入力信号に対する前記校正部の第３の出力値（Ｉ3，Ｑ3）と位相角７π／４の第４の校正入力信号に対する前記校正部の第４の出力値（Ｉ4，Ｑ4）とでなす角度についての正接値ｂとから、
【数２】
により、第１の位相回転角ψp1を算出するステップと、
当該第１の位相回転角ψp1を、前記第１乃至第４の出力値に基づき第２の位相回転角ψp2に補正するステップと、
当該第２の位相回転角ψp2を用いて前記校正パラメータの値を算出する校正パラメータ値算出ステップと、
を含む、校正パラメータ値算出方法。
【請求項５】
前記第１乃至第４の出力値を含む出力値の大きさの平均を前記第１乃至第４の校正入力信号を含む校正入力信号の振幅で除することで減衰率を算出するステップ
をさらに含み、
前記校正パラメータ値算出ステップにおいて、当該減衰率をさらに用いて前記校正パラメータの値を算出する
請求項４記載の校正パラメータ値算出方法。
【請求項６】
前記校正パラメータ値算出ステップが、
前記第２の位相回転角ψp2と前記減衰率と前記出力値とを用いて、同相成分増幅度補正度、直交成分増幅度補正度、位相補正量、ＤＣオフセットの同相成分補正量及びＤＣオフセットの直交成分補正量についてのエラーベクトルを算出するステップと、
当該エラーベクトルからエラー量を算出するステップと、
当該エラー量が閾値を超える場合には、直前のエラーベクトルと当該エラーベクトルとの差から、前記校正部に対する同相成分増幅度補正度、前記校正部に対する直交成分増幅度補正度、前記校正部に対する位相補正量、前記校正部に対するＤＣオフセットの同相成分補正量及び前記校正部に対するＤＣオフセットの直交成分補正量を算出するステップと、
を含む請求項５記載の校正パラメータ値算出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−５１５３９（Ｐ２０１３−５１５３９Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８８１２８（Ｐ２０１１−１８８１２８）
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００２０４２８４）太陽誘電株式会社 (964)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３１日（２０１１．８．３１）
【出願人】（０００２０４２８４）太陽誘電株式会社 (964)
【Ｆターム（参考）】
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