疑似導波管型伝送線路及びそれを用いたアンテナ
【課題】 ミリ波でも有効な平面構造の左手系伝送線路を簡単な構造で実現する。
【解決手段】 本発明の伝送線路１は、主誘電体層３の両面に主接地導体層４，５が積層されてなる主誘電体基板２を備えている。主誘電体基板２には、主誘電体層３を貫通し、両面の主接地導体層４，５の間を接続する主接地導体ポスト７が複数列設されてなる主接地導体ポスト列６が２列配置されている。上側の主接地導体層４における２列の主接地導体ポスト列６の間には、該主接地導体ポスト列６の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリット８が該主接地導体ポスト列６の列長方向へ複数列設されている。このスリット付き主接地導体層４における各スリット８には、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されている。この伝送線路１は、両面の主接地導体層４及び２列の主接地導体ポスト列６で囲まれた部分を主導波路１０として構成している。
【解決手段】 本発明の伝送線路１は、主誘電体層３の両面に主接地導体層４，５が積層されてなる主誘電体基板２を備えている。主誘電体基板２には、主誘電体層３を貫通し、両面の主接地導体層４，５の間を接続する主接地導体ポスト７が複数列設されてなる主接地導体ポスト列６が２列配置されている。上側の主接地導体層４における２列の主接地導体ポスト列６の間には、該主接地導体ポスト列６の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリット８が該主接地導体ポスト列６の列長方向へ複数列設されている。このスリット付き主接地導体層４における各スリット８には、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されている。この伝送線路１は、両面の主接地導体層４及び２列の主接地導体ポスト列６で囲まれた部分を主導波路１０として構成している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、密に並べた金属ポスト列で壁面を形成した導波路であるＳＩＷ(Substrate Integrated Waveguide)構造に基づく、左手系伝送線路として機能させることができる疑似導波管型伝送線路及びそれを用いたアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
右手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に正となる右手系媒質による伝送線路である。これに対し、左手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に負となる左手系媒質による伝送線路である。
【０００３】
ＳＩＷ線路は、上下面をグランドとする誘電体基板に金属ポストを連続的に配置した擬似導波管構造となっており（非特許文献１）、低コスト性、低損失性、高集積性などの特徴を備えている。
【０００４】
ＳＩＷ構造ではないが、導波管構造に関し、遮断領域導波管が実効的に負の誘電率となることを利用し、直列に装荷した短絡スタブ導波管と組み合わせることで左手系導波管を構成した例が報告されている（非特許文献２，３）。
【０００５】
また、ＳＩＷ構造ではなく、導波管構造でもないが、下面をグランドとする誘電体基板の上面に導体からなるストリップ線路を形成した構造を有するマイクロストリップ線路に関し、信号伝送路としてのストリップ線路に断線部を設け、その断線部の間隙下に浮遊導体を配置することで直列容量を形成し、これにより右手／左手系複合伝送線路を構成した例が報告されている（非特許文献４）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】J. Hirokawa, and M. Ando, "Single-layer feed waveguide consisting of posts for plane TEM wave excitation in parallel plates", IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol.46, No.5, pp.625-630, May 1998
【非特許文献２】多恵馬，真田，久保、「遮断領域導波管と短絡スタブによる左手系導波管の伝送特性」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１０７頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【非特許文献３】岩崎，鴨田，T.Derham，九鬼、「６０ＧＨｚ帯周波数走査アンテナ用傾斜溝付き右手／左手系導波管」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１１３頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【非特許文献４】廣田，田原，米田、「右手／左手系複合線路を用いたフォワードカプラの基礎検討」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１１１頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述したように、左手系伝送線路については、従来、例えば、非特許文献２，３のように導波管構造に関する構成例が存在していたが、ＳＩＷ構造に基づく疑似導波管型の左手系伝送線路の構成例はなかった。仮にＳＩＷ構造に対し非特許文献２，３に開示された短絡スタブ構造を採用することも考えられるが、そうすると、大型化し、ＳＩＷ線路の高集積性という特徴が失われてしまうという課題がある。
【０００８】
また、信号を伝送するための導体の線路を有しない疑似導波管構造からなるＳＩＷ線路は、ストリップ線路に対応する構成を有していないため、非特許文献４の構成をそのままＳＩＷ線路に採用することはできない。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、第１の発明の疑似導波管型伝送線路は、
主誘電体層の両面に主接地導体層が積層されてなる主誘電体基板を備え、
該主誘電体基板には、前記主誘電体層を貫通し、両面の前記主接地導体層間を接続する主接地導体ポストが複数列設されてなる主接地導体ポスト列が２列配置されており、
少なくとも一方の前記主接地導体層における前記２列の主接地導体ポスト列の間には、該主接地導体ポスト列の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリットが該主接地導体ポスト列の列長方向へ複数列設されており（以下、前記スリットが列設された前記主接地導体層を「スリット付き主接地導体層」という。）、
前記両面の主接地導体層及び前記２列の主接地導体ポスト列で囲まれた部分が、主導波路として構成されている。
【００１０】
前記スリットは、前記疑似導波管型伝送線路が左手系で機能するために必要な直列容量を前記主導波路に付与するように、該スリットの短辺側の幅が狭く形成されたり、蛇行状に形成されたりした態様を例示する。
【００１１】
この構成によれば、前記複数のスリットで該主導波路に直列容量を付与することにより、主導波路が実効的に負の透磁率になるようにすることができる。そして、遮断領域における導波管が実効的に負の誘電率になることを利用し、左手系伝送線路を実現するようにしている。
【００１２】
第２の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明において、
前記スリット付き主接地導体層は、その各前記スリットに、該スリット付き主接地導体層に対して電気的に浮遊した浮遊導体がそれぞれ配設された態様を例示する。
【００１３】
この構成によれば、前記複数のスリット及び前記複数の浮遊導体により、前記主導波路に付与する直列容量をさらに増大させることができる。また、前記直列容量は、前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を調節することにより調節できるので、伝送線路の設計が容易になる。
【００１４】
第３の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明又は第２の発明において、
前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層と遮蔽用接地導体層とが順に積層されてなる遮蔽層部が設けられ、
該遮蔽層部には、前記遮蔽用誘電体層を貫通し、前記スリット付き主接地導体層及び前記遮蔽用接地導体層間を接続する遮蔽用接地導体ポストが複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列が２列配置されており、
２列の該遮蔽用接地導体ポスト列の間には、前記スリット付き主接地導体層における全ての前記スリットが位置しており、
前記スリット付き主接地導体層、前記遮蔽用接地導体層、及び前記２列の遮蔽用接地導体ポスト列で囲まれた部分が、前記主導波路から前記スリットを介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路として構成された態様を例示する。
【００１５】
ここで、「前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側」とは、前記スリット付き主接地導体層における主誘電体層側でない側を意味しており、前記スリット付き主接地導体層が前記浮遊導体を備えている場合（前記第２の発明の場合）、該浮遊導体を備えたスリット付き主接地導体層の反主誘電体側を意味している。
【００１６】
この構成によれば、前記主導波路からのエネルギーの漏れを防止することができる。
【００１７】
第４の発明のアンテナは、
前記第１の発明又は第２の発明の疑似導波管型伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、前記スリットからのエネルギーの放射方向を制御するようにしている。
【００１８】
この構成によれば、前記スリットや前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を適宜設計することによりエネルギーの放射量を制御することができ、前記入力信号の周波数を制御することによりエネルギーの放射方向を制御することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る疑似導波管型伝送線路によれば、ミリ波でも有効な平面構造の左手系伝送線路を簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。
また、本発明に係る疑似導波管型伝送線路を用いたアンテナによれば、疑似導波管型伝送線路の特徴である低コスト性、低損失性、高集積性を備えるとともに、ミリ波でも有効な平面構造のアンテナを簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明を具体化した第一実施形態に係る伝送線路の概略斜視図である。
【図２】同伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図３】導波管型伝送線路の等価回路を示す図である。
【図４】同伝送線路の概略構成を示す側断面図である。
【図５】同伝送線路の分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図６】同伝送線路の散乱パラメータ（数値解析結果）を示すグラフである。
【図７】同実験用伝送線路の入力部を示す平面図である。
【図８】実験用伝送線路を示す画像である。
【図９】同実験用伝送線路の散乱パラメータ（測定結果）を示すグラフである。
【図１０】本発明を具体化した第二実施形態に係る伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１１】同伝送線路におけるスリットの形態例を示す図であり、（ａ）はスリットを直線状に形成した例、（ｂ）はスリットを蛇行状に形成した例を示す図である。
【図１２】本発明を具体化した第三実施形態に係る伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１３】同伝送線路の分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１４】同伝送線路の散乱パラメータ（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１５】本発明を具体化した第四実施形態に係るアンテナの単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１６】同アンテナの分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１７】同アンテナのｘ−ｚ面内の放射特性（数値解析結果）を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１〜図９は本発明を具体化した第一実施形態の伝送線路１を示している。この伝送線路１は、図１及び図２に示すように、主誘電体層３の両面に主接地導体層４，５が積層されてなる主誘電体基板２を備えている。主誘電体基板２には、主誘電体層３を貫通し、両面の主接地導体層４，５の間を接続する主接地導体ポスト７が複数列設されてなる主接地導体ポスト列６が２列配置されている。上側の主接地導体層４における２列の主接地導体ポスト列６の間には、該主接地導体ポスト列６の略列幅方向（ｙ方向）へ延びる略長孔状のスリット８が該主接地導体ポスト列６の列長方向（ｚ方向）へ複数列設されている。このスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されている。この伝送線路１は、上下両面の主接地導体層４，５及び２列の主接地導体ポスト列６で囲まれた部分が主導波路１０として構成されている。
【００２２】
主誘電体層３は、比誘電率εr1の誘電体からなり、厚さｄ1に形成されている。主接地導体ポスト７は、半径ｒの接地された金属ポストからなっており、間隔ｓで配置され、主接地導体ポスト列６をなしている。２列の主接地導体ポスト列６は、間隔ａfをおいて平行に配置されている。主誘電体基板２の両面の主接地導体層４，５は、接地された金属膜からなっており、上面の主接地導体層４のスリット８は、幅ｌg，長さａeに形成されており、周期ｓで配置されている。上面の主接地導体層４の上部には、比誘電率εr2の誘電体からなり、厚さｄ2に形成された誘電体フィルム１１が積層されており、該誘電体フィルム１１の上部であって、各スリット８の真上には、幅ｌp，長さａeの金属膜からなる浮遊導体９がそれぞれ配設されている。主接地導体ポスト７の周期は必ずしもスリット８の周期に一致させる必要は無いが、ここではこれらを一致させることにより、伝送線路１が周期ｓの単位セル１ａにより構成されるようにしている。スリット８及び浮遊導体９と主接地導体ポスト７とは、互いに半周期ずらして配置されている。
【００２３】
本発明の伝送線路１が左手系伝送線路として機能する理由を説明する。ＳＩＷは、接地導体ポストの径と配置間隔を調節することで、ある等価幅を持つ擬似Ｈ面導波管として機能する。この導波管を伝わる電磁波の基本モードであるＴＥ10モードは図３(a)の等価回路で表せる。ここで、ＬR＝μ［Ｈ／ｍ］、ＣR＝ε［Ｆ／ｍ］、ＬL＝μ（ａ／π）2［Ｈ／ｍ］、μは導波管内の媒質の透磁率、εは導波管内の媒質の誘電率、ａは導波管の幅である。
【００２４】
並列アドミタンス（あるいは線間アドミタンス）Ｙ＝ｊ（ωε−（π／ａ）2／（ωμ））はＣRとＬLの並列共振周波数ωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2以上で容量性(正のサセプタンス)、以下で誘導性(負のサセプタンス)となる。
【００２５】
直列インピーダンスＺ＝ｊωＬRは(常に）誘導性(正のリアクタンス)なので、この線路に波が伝搬しうるためにはＹは容量性(正のサセプタンス)でなければならない。
【００２６】
ωc以下ではＹは誘導性(負のサセプタンス)となり線路には波は伝搬しないので、ωcは遮断周波数と呼ばれる。
【００２７】
Ｙをωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2を用いて書き直すと、Ｙ＝ｊωε0εr（ω2−ωc2）／ω2＝ｊωε0εeffとなる。ここで、εeff＝εr（ω2−ωc2）／ω2は実効比誘電率でありω＜ωcでは負となる（εrは導波管内の媒質の比誘電率）。
【００２８】
このＳＩＷに対して、図３（ｂ）のように直列容量ＣLを装荷すると直列インピーダンスはＺ＝ｊ（ωＬR−１／（ωＣL））となり、ωse＝１／（ＬRＣL）1/2以下で容量性(負のリアクタンス)となる。ＣLを挿入することで、Ｚは容量性(負のリアクタンス)かつＹは誘導性(負のサセプタンス)、すなわち等価的にμ＜０かつε＜０の帯域が出現しこの帯域内において左手系の伝搬が可能となる。
【００２９】
そこで、本発明では、図４に示すように、主接地導体層４に列設したスリット８と、該スリット８の真上に配置された浮遊導体９とにより、ＳＩＷに直列にキャパシタンスＣLを装荷するようにした。このとき、ｄ1が大きく、ｄ2が小さい程キャパシタンスを大きくできると考えられる。
【００３０】
本発明の伝送線路１における図２の単位セル１ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳ（High Frequency Structure Simulator、アンソフト社製）を用いて数値解析した。右手系（以下、「ＲＨ」という。）モードと左手系（以下、「ＬＨ」という。）モードの間の遮断帯域が無くなるように、スリット８および浮遊導体９の寸法を調整し図５に示す分散曲線を得た。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１として、それぞれεr1＝２．２，ｄ1＝０．５０８ｍｍ（ＤｉＣｌａｄ８８０）とεr2＝１０．２，ｄ2＝０．０６１ｍｍ（ＡＤ１０）の誘電体部材を想定した。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝０．８ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６ｍｍ，０．２ｍｍである。主導波路１０の遮断周波数ｆcである１６ＧＨｚを境にして、低周波数側では、周波数の増加に従い位相定数βが減少する左手系線路の特性が現れ、高周波数側では、通常のＳＩＷの分散特性が見られる。このように伝送線路１の遷移周波数ｆ0は１６ＧＨｚになっている。次に、この単位セル１ａを１２セル接続して構成した右手／左手系複合伝送線路（以下、「ＣＲＬＨ−ＴＬ」という。）の散乱パラメータ（Ｓパラメータ）として、反射係数Ｓ11及び透過係数Ｓ21の周波数特性を数値解析した結果を図６に示す。解析においては実験で用いる測定系を考慮して入出力端子にはマイクロストリップ線路１５を用いＣＲＬＨ−ＴＬとは図７に示すテーパ１６を介して接続している。このテーパ１６は、マイクロストリップ線路１５の幅ｗsを特性インピーダンスが５０Ωとなるように１．５３ｍｍとするとともに、１３ＧＨｚでの反射が少なくなるように、ｌy＝１ｍｍ，ｌz＝３．５ｍｍと設計した。
【００３１】
図８に試作したＳＩＷと浮遊導体９によるＣＲＬＨ−ＴＬを示す。端子には２．４ｍｍのコネクタを用いており、全長は約５０ｍｍである。構造パラメータは数値解析で示したものと同じである。散乱パラメータの測定結果を図９に示す。１１．２ＧＨｚから１５ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られる。しかしながら、測定結果のＬＨモードは数値解析結果に比べ中心周波数が１．１ＧＨｚ高く、帯域幅は４８％に狭くなっている。また、１８ＧＨｚ付近に遮断帯域が現われている。これらは回路作成上、主誘電体基板２と浮遊導体９を装荷した誘電体フィルム１１の間の密着が不完全であり、直列容量が設計値に満たなかったためであると考える。
【００３２】
以上のように、本発明の伝送線路１は左手系伝送線路として使用でき、平面基板で実現できるため構造が簡単である。
【００３３】
次に、図１０〜図１１は本発明を具体化した第二実施形態を示している。この伝送線路２０は、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。従って、同実施形態と共通する部分については、同一符号を付することにより重複説明を省く（以下、他の実施形態についても同様とする。）。
【００３４】
第一実施形態のスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されているが、図１０に示すように、本例の伝送線路２０は、浮遊導体９が設けられていない点が相違している。各スリット８の真上に、誘電体フィルム１１を介して浮遊導体９を設けた方が伝送線路２０に装荷する直列容量が増大し、設計が容易であるが、本例のように浮遊導体９を省いても左手系伝送線路の実現は可能である。但し、伝送線路２０に十分な直列容量が装荷されるように、スリット８の幅を小さくしたり、スリット８の実効的な長さを大きくしたり（図１１（ｂ）参照）、スリット８内を誘電体で満たしたり、スリット８上に第一実施形態と同様に誘電体フィルム１１（ＡＤ１０）を積層したりすることが好ましい。
【００３５】
本例の伝送線路２０における単位セル２０ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて解析した。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、スリット８の横幅をａeに選んだ。ｌgは、０．２ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。なお、表１及び表２の解析結果中、「ＬＨ伝搬が見られた」とは、周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られたことを意味している。
【００３６】
図１０及び図１１（ａ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表１に示す。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層した場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。
【００３７】
【表１】
【００３８】
また、図１１（ｂ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表２に示す。このときｓ＝０．８ｍｍとした。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層したり、スリット８の幅等（図１１（ｂ）におけるａ〜ｃ）を小さく設定したりした場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。
【００３９】
【表２】
【００４０】
次に、図１２〜図１４は本発明を具体化した第三実施形態を示している。第一実施形態の構造では浮遊導体９が露出しているため外部への放射が起こるが、本例の伝送線路３０は、浮遊導体９の上部を遮蔽した構造としており、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。
【００４１】
本例の伝送線路３０は、第一実施形態の伝送線路１に、次の構成が付加されている。すなわち、図１２に示すように、スリット付き主接地導体層４の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層３２と遮蔽用接地導体層３３とが順に積層されてなる遮蔽層部３１が設けられている。該遮蔽層部３１には、遮蔽用誘電体層３２を貫通し、スリット付き主接地導体層４及び遮蔽用接地導体層３３の間を接続する遮蔽用接地導体ポスト３５が複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列３４が２列配置されており、２列の該遮蔽用接地導体ポスト列３４の間には、スリット付き主接地導体層４における全てのスリット８が位置している。この伝送線路３０は、スリット付き主接地導体層４、遮蔽用接地導体層３３、及び２列の遮蔽用接地導体ポスト列３４で囲まれた部分が、主導波路１０からスリット８を介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路（以下、「遮蔽用導波路」という。）３６として構成されている。
【００４２】
具体的には、同図に示すように第一実施形態の構造の上部に比誘電率εr3，厚さｄ3の遮蔽用誘電体層３２を置き、その上部に遮蔽用接地導体層３３を置いている。さらに、下層の主接地導体ポスト７を延長し、この延長部分を遮蔽用接地導体ポスト３５とし、最上部の遮蔽用接地導体層３３と接続している。
【００４３】
第一実施形態の構造と比較するために主導波路１０である下層のＳＩＷのパラメータは不変として、上層の遮蔽用誘電体層３２の厚さｄ3、スリット８および浮遊導体９の寸法ａe，ｌgを調整しＨＦＳＳを用いた数値計算設計によってパラメータを決定した。すなわち、εr3＝２．２，ｄ3＝１．０ｍｍ，ａe＝５．２ｍｍ，ｌg＝０．１ｍｍとした。このときの分散曲線を図１３に示す。同図よりＬＨモードの帯域は１０ＧＨｚから１６ＧＨｚであり、第一実施形態よりもＬＨモードの遮断周波数が２ＧＨｚ高域に移動している。これは、主接地導体ポスト７及び遮蔽用接地導体ポスト３５に干渉しないように浮遊導体９の長さａeを短縮し、直列容量が減少したためである。次に、この単位セル３０ａを１２セル接続して構成したＣＲＬＨ−ＴＬの散乱パラメータの数値解析結果を図１４に示す。入出力回路は第一実施形態のものと同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を用いているので整合は良くないが、同図から１０ＧＨｚから１６ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなる図１３のＬＨモードの分散特性を良く反映した伝送特性がみられる。数値計算は無損失を仮定しているが、第一実施形態（図６）の場合、｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＜１となっており、外部への放射が無視できないことを示している。一方、図１４の場合｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＝１となっており、外部への放射が抑制されていることがわかる。
【００４４】
なお、本例ではｄ1≠ｄ3の場合について数値解析を行ったが、構造が簡単になるように、ｄ1＝ｄ3＝０．５０８ｍｍとした場合の数値解析でも同様の結果が得られている。また、本例の計算では、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔は、簡単のために主接地導体ポスト７の間隔と同じに選んでいるが、この場合、主導波路１０の遮断周波数ｆc以上の周波数では遮蔽用導波路３６も遮断領域とはならず、電磁波を伝搬してしまい不要な共振の原因となる。このため、主導波路１０で使用する周波数帯域全体に渡って、遮蔽用導波路３６が遮断領域となるように、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔を主接地導体ポスト７の間隔よりも狭くする等の最適化が必要である。
【００４５】
本例の伝送線路では、第一実施形態の線路に対し、放射を抑制するために浮遊導体９の上部に遮蔽のための層を設けたが、この場合も平面基板を積層して構成できる。
【００４６】
次に、図１５〜図１７は本発明を具体化した第四実施形態を示している。このアンテナ４０は、第一実施形態と同様に構成された伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、スリット８からのエネルギーの放射方向を制御するようにしたものである。
【００４７】
本例のアンテナ４０における図１５の単位セル４０ａについて、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて数値解析を行った。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝１．０ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６３７ｍｍ，０．３６３ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。本解析によって求めた分散曲線を図１６に示す。主導波路１０の遮断周波数ｆcを境に高域に右手系（ＲＨ）、低域に左手系（ＬＨ）のモードをもつＣＲＬＨ−ＴＬの分散特性が見られる。図１７は２０個の単位セル４０ａで構成された線路からのｘ−ｚ面内の放射特性（それぞれの最大値で正規化）を示している。同図より漏洩波領域内（β2＜ω2μ0ε0）のＬＨモード（ｆL＝１３．５ＧＨｚ）の場合は後方へ、遷移周波数（β＝０）付近（ｆT＝１５．７ＧＨｚ）では垂直に、ＲＨモード（ｆR＝２０．５ＧＨｚ）の場合は前方に放射していることがわかる。
【００４８】
本例では、主導波管に設けられたスリット８を塞ぐように浮遊導体９が配置されているが、これらの配置形状を最適化したり、これらを省いた構成としたりすることで放射特性の向上が期待できる。
【００４９】
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。
（１）各実施形態において、上下を逆に構成すること。
（２）各実施形態において、主接地導体層５にもスリット８や誘電体フィルム１１及び浮遊導体９を設けること。
（３）第二実施形態の伝送線路を、第四実施形態と同様にアンテナとして使用すること。
【符号の説明】
【００５０】
１ 伝送線路
２ 主誘電体基板
３ 主誘電体層
４ スリット付き主接地導体層
５ 主接地導体層
６ 主接地導体ポスト列
７ 主接地導体ポスト
８ スリット
９ 浮遊導体
１０ 主導波路
１１ 誘電体フィルム
１５ マイクロストリップ線路
１６ テーパ
２０ 伝送線路
３０ 伝送線路
３１ 遮蔽層部
３２ 遮蔽用誘電体層
３３ 遮蔽用接地導体層
３４ 遮蔽用接地導体ポスト列
３５ 遮蔽用接地導体ポスト
３６ 遮蔽用遮断領域導波路
４０ アンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、密に並べた金属ポスト列で壁面を形成した導波路であるＳＩＷ(Substrate Integrated Waveguide)構造に基づく、左手系伝送線路として機能させることができる疑似導波管型伝送線路及びそれを用いたアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
右手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に正となる右手系媒質による伝送線路である。これに対し、左手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に負となる左手系媒質による伝送線路である。
【０００３】
ＳＩＷ線路は、上下面をグランドとする誘電体基板に金属ポストを連続的に配置した擬似導波管構造となっており（非特許文献１）、低コスト性、低損失性、高集積性などの特徴を備えている。
【０００４】
ＳＩＷ構造ではないが、導波管構造に関し、遮断領域導波管が実効的に負の誘電率となることを利用し、直列に装荷した短絡スタブ導波管と組み合わせることで左手系導波管を構成した例が報告されている（非特許文献２，３）。
【０００５】
また、ＳＩＷ構造ではなく、導波管構造でもないが、下面をグランドとする誘電体基板の上面に導体からなるストリップ線路を形成した構造を有するマイクロストリップ線路に関し、信号伝送路としてのストリップ線路に断線部を設け、その断線部の間隙下に浮遊導体を配置することで直列容量を形成し、これにより右手／左手系複合伝送線路を構成した例が報告されている（非特許文献４）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】J. Hirokawa, and M. Ando, "Single-layer feed waveguide consisting of posts for plane TEM wave excitation in parallel plates", IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol.46, No.5, pp.625-630, May 1998
【非特許文献２】多恵馬，真田，久保、「遮断領域導波管と短絡スタブによる左手系導波管の伝送特性」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１０７頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【非特許文献３】岩崎，鴨田，T.Derham，九鬼、「６０ＧＨｚ帯周波数走査アンテナ用傾斜溝付き右手／左手系導波管」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１１３頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【非特許文献４】廣田，田原，米田、「右手／左手系複合線路を用いたフォワードカプラの基礎検討」、２００８年電子情報通信学会総合大会エレクトロニクス講演論文集１、１１１頁、Ｍａｒｃｈ ２００８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前述したように、左手系伝送線路については、従来、例えば、非特許文献２，３のように導波管構造に関する構成例が存在していたが、ＳＩＷ構造に基づく疑似導波管型の左手系伝送線路の構成例はなかった。仮にＳＩＷ構造に対し非特許文献２，３に開示された短絡スタブ構造を採用することも考えられるが、そうすると、大型化し、ＳＩＷ線路の高集積性という特徴が失われてしまうという課題がある。
【０００８】
また、信号を伝送するための導体の線路を有しない疑似導波管構造からなるＳＩＷ線路は、ストリップ線路に対応する構成を有していないため、非特許文献４の構成をそのままＳＩＷ線路に採用することはできない。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、第１の発明の疑似導波管型伝送線路は、
主誘電体層の両面に主接地導体層が積層されてなる主誘電体基板を備え、
該主誘電体基板には、前記主誘電体層を貫通し、両面の前記主接地導体層間を接続する主接地導体ポストが複数列設されてなる主接地導体ポスト列が２列配置されており、
少なくとも一方の前記主接地導体層における前記２列の主接地導体ポスト列の間には、該主接地導体ポスト列の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリットが該主接地導体ポスト列の列長方向へ複数列設されており（以下、前記スリットが列設された前記主接地導体層を「スリット付き主接地導体層」という。）、
前記両面の主接地導体層及び前記２列の主接地導体ポスト列で囲まれた部分が、主導波路として構成されている。
【００１０】
前記スリットは、前記疑似導波管型伝送線路が左手系で機能するために必要な直列容量を前記主導波路に付与するように、該スリットの短辺側の幅が狭く形成されたり、蛇行状に形成されたりした態様を例示する。
【００１１】
この構成によれば、前記複数のスリットで該主導波路に直列容量を付与することにより、主導波路が実効的に負の透磁率になるようにすることができる。そして、遮断領域における導波管が実効的に負の誘電率になることを利用し、左手系伝送線路を実現するようにしている。
【００１２】
第２の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明において、
前記スリット付き主接地導体層は、その各前記スリットに、該スリット付き主接地導体層に対して電気的に浮遊した浮遊導体がそれぞれ配設された態様を例示する。
【００１３】
この構成によれば、前記複数のスリット及び前記複数の浮遊導体により、前記主導波路に付与する直列容量をさらに増大させることができる。また、前記直列容量は、前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を調節することにより調節できるので、伝送線路の設計が容易になる。
【００１４】
第３の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明又は第２の発明において、
前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層と遮蔽用接地導体層とが順に積層されてなる遮蔽層部が設けられ、
該遮蔽層部には、前記遮蔽用誘電体層を貫通し、前記スリット付き主接地導体層及び前記遮蔽用接地導体層間を接続する遮蔽用接地導体ポストが複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列が２列配置されており、
２列の該遮蔽用接地導体ポスト列の間には、前記スリット付き主接地導体層における全ての前記スリットが位置しており、
前記スリット付き主接地導体層、前記遮蔽用接地導体層、及び前記２列の遮蔽用接地導体ポスト列で囲まれた部分が、前記主導波路から前記スリットを介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路として構成された態様を例示する。
【００１５】
ここで、「前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側」とは、前記スリット付き主接地導体層における主誘電体層側でない側を意味しており、前記スリット付き主接地導体層が前記浮遊導体を備えている場合（前記第２の発明の場合）、該浮遊導体を備えたスリット付き主接地導体層の反主誘電体側を意味している。
【００１６】
この構成によれば、前記主導波路からのエネルギーの漏れを防止することができる。
【００１７】
第４の発明のアンテナは、
前記第１の発明又は第２の発明の疑似導波管型伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、前記スリットからのエネルギーの放射方向を制御するようにしている。
【００１８】
この構成によれば、前記スリットや前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を適宜設計することによりエネルギーの放射量を制御することができ、前記入力信号の周波数を制御することによりエネルギーの放射方向を制御することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る疑似導波管型伝送線路によれば、ミリ波でも有効な平面構造の左手系伝送線路を簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。
また、本発明に係る疑似導波管型伝送線路を用いたアンテナによれば、疑似導波管型伝送線路の特徴である低コスト性、低損失性、高集積性を備えるとともに、ミリ波でも有効な平面構造のアンテナを簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明を具体化した第一実施形態に係る伝送線路の概略斜視図である。
【図２】同伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図３】導波管型伝送線路の等価回路を示す図である。
【図４】同伝送線路の概略構成を示す側断面図である。
【図５】同伝送線路の分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図６】同伝送線路の散乱パラメータ（数値解析結果）を示すグラフである。
【図７】同実験用伝送線路の入力部を示す平面図である。
【図８】実験用伝送線路を示す画像である。
【図９】同実験用伝送線路の散乱パラメータ（測定結果）を示すグラフである。
【図１０】本発明を具体化した第二実施形態に係る伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１１】同伝送線路におけるスリットの形態例を示す図であり、（ａ）はスリットを直線状に形成した例、（ｂ）はスリットを蛇行状に形成した例を示す図である。
【図１２】本発明を具体化した第三実施形態に係る伝送線路の単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１３】同伝送線路の分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１４】同伝送線路の散乱パラメータ（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１５】本発明を具体化した第四実施形態に係るアンテナの単位セルの構成を示す分解斜視図である。
【図１６】同アンテナの分散曲線（数値解析結果）を示すグラフである。
【図１７】同アンテナのｘ−ｚ面内の放射特性（数値解析結果）を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１〜図９は本発明を具体化した第一実施形態の伝送線路１を示している。この伝送線路１は、図１及び図２に示すように、主誘電体層３の両面に主接地導体層４，５が積層されてなる主誘電体基板２を備えている。主誘電体基板２には、主誘電体層３を貫通し、両面の主接地導体層４，５の間を接続する主接地導体ポスト７が複数列設されてなる主接地導体ポスト列６が２列配置されている。上側の主接地導体層４における２列の主接地導体ポスト列６の間には、該主接地導体ポスト列６の略列幅方向（ｙ方向）へ延びる略長孔状のスリット８が該主接地導体ポスト列６の列長方向（ｚ方向）へ複数列設されている。このスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されている。この伝送線路１は、上下両面の主接地導体層４，５及び２列の主接地導体ポスト列６で囲まれた部分が主導波路１０として構成されている。
【００２２】
主誘電体層３は、比誘電率εr1の誘電体からなり、厚さｄ1に形成されている。主接地導体ポスト７は、半径ｒの接地された金属ポストからなっており、間隔ｓで配置され、主接地導体ポスト列６をなしている。２列の主接地導体ポスト列６は、間隔ａfをおいて平行に配置されている。主誘電体基板２の両面の主接地導体層４，５は、接地された金属膜からなっており、上面の主接地導体層４のスリット８は、幅ｌg，長さａeに形成されており、周期ｓで配置されている。上面の主接地導体層４の上部には、比誘電率εr2の誘電体からなり、厚さｄ2に形成された誘電体フィルム１１が積層されており、該誘電体フィルム１１の上部であって、各スリット８の真上には、幅ｌp，長さａeの金属膜からなる浮遊導体９がそれぞれ配設されている。主接地導体ポスト７の周期は必ずしもスリット８の周期に一致させる必要は無いが、ここではこれらを一致させることにより、伝送線路１が周期ｓの単位セル１ａにより構成されるようにしている。スリット８及び浮遊導体９と主接地導体ポスト７とは、互いに半周期ずらして配置されている。
【００２３】
本発明の伝送線路１が左手系伝送線路として機能する理由を説明する。ＳＩＷは、接地導体ポストの径と配置間隔を調節することで、ある等価幅を持つ擬似Ｈ面導波管として機能する。この導波管を伝わる電磁波の基本モードであるＴＥ10モードは図３(a)の等価回路で表せる。ここで、ＬR＝μ［Ｈ／ｍ］、ＣR＝ε［Ｆ／ｍ］、ＬL＝μ（ａ／π）2［Ｈ／ｍ］、μは導波管内の媒質の透磁率、εは導波管内の媒質の誘電率、ａは導波管の幅である。
【００２４】
並列アドミタンス（あるいは線間アドミタンス）Ｙ＝ｊ（ωε−（π／ａ）2／（ωμ））はＣRとＬLの並列共振周波数ωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2以上で容量性(正のサセプタンス)、以下で誘導性(負のサセプタンス)となる。
【００２５】
直列インピーダンスＺ＝ｊωＬRは(常に）誘導性(正のリアクタンス)なので、この線路に波が伝搬しうるためにはＹは容量性(正のサセプタンス)でなければならない。
【００２６】
ωc以下ではＹは誘導性(負のサセプタンス)となり線路には波は伝搬しないので、ωcは遮断周波数と呼ばれる。
【００２７】
Ｙをωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2を用いて書き直すと、Ｙ＝ｊωε0εr（ω2−ωc2）／ω2＝ｊωε0εeffとなる。ここで、εeff＝εr（ω2−ωc2）／ω2は実効比誘電率でありω＜ωcでは負となる（εrは導波管内の媒質の比誘電率）。
【００２８】
このＳＩＷに対して、図３（ｂ）のように直列容量ＣLを装荷すると直列インピーダンスはＺ＝ｊ（ωＬR−１／（ωＣL））となり、ωse＝１／（ＬRＣL）1/2以下で容量性(負のリアクタンス)となる。ＣLを挿入することで、Ｚは容量性(負のリアクタンス)かつＹは誘導性(負のサセプタンス)、すなわち等価的にμ＜０かつε＜０の帯域が出現しこの帯域内において左手系の伝搬が可能となる。
【００２９】
そこで、本発明では、図４に示すように、主接地導体層４に列設したスリット８と、該スリット８の真上に配置された浮遊導体９とにより、ＳＩＷに直列にキャパシタンスＣLを装荷するようにした。このとき、ｄ1が大きく、ｄ2が小さい程キャパシタンスを大きくできると考えられる。
【００３０】
本発明の伝送線路１における図２の単位セル１ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳ（High Frequency Structure Simulator、アンソフト社製）を用いて数値解析した。右手系（以下、「ＲＨ」という。）モードと左手系（以下、「ＬＨ」という。）モードの間の遮断帯域が無くなるように、スリット８および浮遊導体９の寸法を調整し図５に示す分散曲線を得た。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１として、それぞれεr1＝２．２，ｄ1＝０．５０８ｍｍ（ＤｉＣｌａｄ８８０）とεr2＝１０．２，ｄ2＝０．０６１ｍｍ（ＡＤ１０）の誘電体部材を想定した。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝０．８ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６ｍｍ，０．２ｍｍである。主導波路１０の遮断周波数ｆcである１６ＧＨｚを境にして、低周波数側では、周波数の増加に従い位相定数βが減少する左手系線路の特性が現れ、高周波数側では、通常のＳＩＷの分散特性が見られる。このように伝送線路１の遷移周波数ｆ0は１６ＧＨｚになっている。次に、この単位セル１ａを１２セル接続して構成した右手／左手系複合伝送線路（以下、「ＣＲＬＨ−ＴＬ」という。）の散乱パラメータ（Ｓパラメータ）として、反射係数Ｓ11及び透過係数Ｓ21の周波数特性を数値解析した結果を図６に示す。解析においては実験で用いる測定系を考慮して入出力端子にはマイクロストリップ線路１５を用いＣＲＬＨ−ＴＬとは図７に示すテーパ１６を介して接続している。このテーパ１６は、マイクロストリップ線路１５の幅ｗsを特性インピーダンスが５０Ωとなるように１．５３ｍｍとするとともに、１３ＧＨｚでの反射が少なくなるように、ｌy＝１ｍｍ，ｌz＝３．５ｍｍと設計した。
【００３１】
図８に試作したＳＩＷと浮遊導体９によるＣＲＬＨ−ＴＬを示す。端子には２．４ｍｍのコネクタを用いており、全長は約５０ｍｍである。構造パラメータは数値解析で示したものと同じである。散乱パラメータの測定結果を図９に示す。１１．２ＧＨｚから１５ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られる。しかしながら、測定結果のＬＨモードは数値解析結果に比べ中心周波数が１．１ＧＨｚ高く、帯域幅は４８％に狭くなっている。また、１８ＧＨｚ付近に遮断帯域が現われている。これらは回路作成上、主誘電体基板２と浮遊導体９を装荷した誘電体フィルム１１の間の密着が不完全であり、直列容量が設計値に満たなかったためであると考える。
【００３２】
以上のように、本発明の伝送線路１は左手系伝送線路として使用でき、平面基板で実現できるため構造が簡単である。
【００３３】
次に、図１０〜図１１は本発明を具体化した第二実施形態を示している。この伝送線路２０は、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。従って、同実施形態と共通する部分については、同一符号を付することにより重複説明を省く（以下、他の実施形態についても同様とする。）。
【００３４】
第一実施形態のスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されているが、図１０に示すように、本例の伝送線路２０は、浮遊導体９が設けられていない点が相違している。各スリット８の真上に、誘電体フィルム１１を介して浮遊導体９を設けた方が伝送線路２０に装荷する直列容量が増大し、設計が容易であるが、本例のように浮遊導体９を省いても左手系伝送線路の実現は可能である。但し、伝送線路２０に十分な直列容量が装荷されるように、スリット８の幅を小さくしたり、スリット８の実効的な長さを大きくしたり（図１１（ｂ）参照）、スリット８内を誘電体で満たしたり、スリット８上に第一実施形態と同様に誘電体フィルム１１（ＡＤ１０）を積層したりすることが好ましい。
【００３５】
本例の伝送線路２０における単位セル２０ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて解析した。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、スリット８の横幅をａeに選んだ。ｌgは、０．２ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。なお、表１及び表２の解析結果中、「ＬＨ伝搬が見られた」とは、周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られたことを意味している。
【００３６】
図１０及び図１１（ａ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表１に示す。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層した場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。
【００３７】
【表１】
【００３８】
また、図１１（ｂ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表２に示す。このときｓ＝０．８ｍｍとした。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層したり、スリット８の幅等（図１１（ｂ）におけるａ〜ｃ）を小さく設定したりした場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。
【００３９】
【表２】
【００４０】
次に、図１２〜図１４は本発明を具体化した第三実施形態を示している。第一実施形態の構造では浮遊導体９が露出しているため外部への放射が起こるが、本例の伝送線路３０は、浮遊導体９の上部を遮蔽した構造としており、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。
【００４１】
本例の伝送線路３０は、第一実施形態の伝送線路１に、次の構成が付加されている。すなわち、図１２に示すように、スリット付き主接地導体層４の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層３２と遮蔽用接地導体層３３とが順に積層されてなる遮蔽層部３１が設けられている。該遮蔽層部３１には、遮蔽用誘電体層３２を貫通し、スリット付き主接地導体層４及び遮蔽用接地導体層３３の間を接続する遮蔽用接地導体ポスト３５が複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列３４が２列配置されており、２列の該遮蔽用接地導体ポスト列３４の間には、スリット付き主接地導体層４における全てのスリット８が位置している。この伝送線路３０は、スリット付き主接地導体層４、遮蔽用接地導体層３３、及び２列の遮蔽用接地導体ポスト列３４で囲まれた部分が、主導波路１０からスリット８を介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路（以下、「遮蔽用導波路」という。）３６として構成されている。
【００４２】
具体的には、同図に示すように第一実施形態の構造の上部に比誘電率εr3，厚さｄ3の遮蔽用誘電体層３２を置き、その上部に遮蔽用接地導体層３３を置いている。さらに、下層の主接地導体ポスト７を延長し、この延長部分を遮蔽用接地導体ポスト３５とし、最上部の遮蔽用接地導体層３３と接続している。
【００４３】
第一実施形態の構造と比較するために主導波路１０である下層のＳＩＷのパラメータは不変として、上層の遮蔽用誘電体層３２の厚さｄ3、スリット８および浮遊導体９の寸法ａe，ｌgを調整しＨＦＳＳを用いた数値計算設計によってパラメータを決定した。すなわち、εr3＝２．２，ｄ3＝１．０ｍｍ，ａe＝５．２ｍｍ，ｌg＝０．１ｍｍとした。このときの分散曲線を図１３に示す。同図よりＬＨモードの帯域は１０ＧＨｚから１６ＧＨｚであり、第一実施形態よりもＬＨモードの遮断周波数が２ＧＨｚ高域に移動している。これは、主接地導体ポスト７及び遮蔽用接地導体ポスト３５に干渉しないように浮遊導体９の長さａeを短縮し、直列容量が減少したためである。次に、この単位セル３０ａを１２セル接続して構成したＣＲＬＨ−ＴＬの散乱パラメータの数値解析結果を図１４に示す。入出力回路は第一実施形態のものと同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を用いているので整合は良くないが、同図から１０ＧＨｚから１６ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなる図１３のＬＨモードの分散特性を良く反映した伝送特性がみられる。数値計算は無損失を仮定しているが、第一実施形態（図６）の場合、｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＜１となっており、外部への放射が無視できないことを示している。一方、図１４の場合｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＝１となっており、外部への放射が抑制されていることがわかる。
【００４４】
なお、本例ではｄ1≠ｄ3の場合について数値解析を行ったが、構造が簡単になるように、ｄ1＝ｄ3＝０．５０８ｍｍとした場合の数値解析でも同様の結果が得られている。また、本例の計算では、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔は、簡単のために主接地導体ポスト７の間隔と同じに選んでいるが、この場合、主導波路１０の遮断周波数ｆc以上の周波数では遮蔽用導波路３６も遮断領域とはならず、電磁波を伝搬してしまい不要な共振の原因となる。このため、主導波路１０で使用する周波数帯域全体に渡って、遮蔽用導波路３６が遮断領域となるように、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔を主接地導体ポスト７の間隔よりも狭くする等の最適化が必要である。
【００４５】
本例の伝送線路では、第一実施形態の線路に対し、放射を抑制するために浮遊導体９の上部に遮蔽のための層を設けたが、この場合も平面基板を積層して構成できる。
【００４６】
次に、図１５〜図１７は本発明を具体化した第四実施形態を示している。このアンテナ４０は、第一実施形態と同様に構成された伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、スリット８からのエネルギーの放射方向を制御するようにしたものである。
【００４７】
本例のアンテナ４０における図１５の単位セル４０ａについて、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて数値解析を行った。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝１．０ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６３７ｍｍ，０．３６３ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。本解析によって求めた分散曲線を図１６に示す。主導波路１０の遮断周波数ｆcを境に高域に右手系（ＲＨ）、低域に左手系（ＬＨ）のモードをもつＣＲＬＨ−ＴＬの分散特性が見られる。図１７は２０個の単位セル４０ａで構成された線路からのｘ−ｚ面内の放射特性（それぞれの最大値で正規化）を示している。同図より漏洩波領域内（β2＜ω2μ0ε0）のＬＨモード（ｆL＝１３．５ＧＨｚ）の場合は後方へ、遷移周波数（β＝０）付近（ｆT＝１５．７ＧＨｚ）では垂直に、ＲＨモード（ｆR＝２０．５ＧＨｚ）の場合は前方に放射していることがわかる。
【００４８】
本例では、主導波管に設けられたスリット８を塞ぐように浮遊導体９が配置されているが、これらの配置形状を最適化したり、これらを省いた構成としたりすることで放射特性の向上が期待できる。
【００４９】
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。
（１）各実施形態において、上下を逆に構成すること。
（２）各実施形態において、主接地導体層５にもスリット８や誘電体フィルム１１及び浮遊導体９を設けること。
（３）第二実施形態の伝送線路を、第四実施形態と同様にアンテナとして使用すること。
【符号の説明】
【００５０】
１ 伝送線路
２ 主誘電体基板
３ 主誘電体層
４ スリット付き主接地導体層
５ 主接地導体層
６ 主接地導体ポスト列
７ 主接地導体ポスト
８ スリット
９ 浮遊導体
１０ 主導波路
１１ 誘電体フィルム
１５ マイクロストリップ線路
１６ テーパ
２０ 伝送線路
３０ 伝送線路
３１ 遮蔽層部
３２ 遮蔽用誘電体層
３３ 遮蔽用接地導体層
３４ 遮蔽用接地導体ポスト列
３５ 遮蔽用接地導体ポスト
３６ 遮蔽用遮断領域導波路
４０ アンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主誘電体層の両面に主接地導体層が積層されてなる主誘電体基板を備え、
該主誘電体基板には、前記主誘電体層を貫通し、両面の前記主接地導体層間を接続する主接地導体ポストが複数列設されてなる主接地導体ポスト列が２列配置されており、
少なくとも一方の前記主接地導体層における前記２列の主接地導体ポスト列の間には、該主接地導体ポスト列の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリットが該主接地導体ポスト列の列長方向へ複数列設されており（以下、前記スリットが列設された前記主接地導体層を「スリット付き主接地導体層」という。）、
前記両面の主接地導体層及び前記２列の主接地導体ポスト列で囲まれた部分が、主導波路として構成された疑似導波管型伝送線路。
【請求項２】
前記スリット付き主接地導体層は、その各前記スリットに、該スリット付き主接地導体層に対して電気的に浮遊した浮遊導体がそれぞれ配設された請求項１記載の疑似導波管型伝送線路。
【請求項３】
前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層と遮蔽用接地導体層とが順に積層されてなる遮蔽層部が設けられ、
該遮蔽層部には、前記遮蔽用誘電体層を貫通し、前記スリット付き主接地導体層及び前記遮蔽用接地導体層間を接続する遮蔽用接地導体ポストが複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列が２列配置されており、
２列の該遮蔽用接地導体ポスト列の間には、前記スリット付き主接地導体層における全ての前記スリットが位置しており、
前記スリット付き主接地導体層、前記遮蔽用接地導体層、及び前記２列の遮蔽用接地導体ポスト列で囲まれた部分が、前記主導波路から前記スリットを介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路として構成された請求項１又は２記載の疑似導波管型伝送線路。
【請求項４】
請求項１又は２記載の疑似導波管型伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、前記スリットからのエネルギーの放射方向を制御するようにしたアンテナ。
【請求項１】
主誘電体層の両面に主接地導体層が積層されてなる主誘電体基板を備え、
該主誘電体基板には、前記主誘電体層を貫通し、両面の前記主接地導体層間を接続する主接地導体ポストが複数列設されてなる主接地導体ポスト列が２列配置されており、
少なくとも一方の前記主接地導体層における前記２列の主接地導体ポスト列の間には、該主接地導体ポスト列の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリットが該主接地導体ポスト列の列長方向へ複数列設されており（以下、前記スリットが列設された前記主接地導体層を「スリット付き主接地導体層」という。）、
前記両面の主接地導体層及び前記２列の主接地導体ポスト列で囲まれた部分が、主導波路として構成された疑似導波管型伝送線路。
【請求項２】
前記スリット付き主接地導体層は、その各前記スリットに、該スリット付き主接地導体層に対して電気的に浮遊した浮遊導体がそれぞれ配設された請求項１記載の疑似導波管型伝送線路。
【請求項３】
前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層と遮蔽用接地導体層とが順に積層されてなる遮蔽層部が設けられ、
該遮蔽層部には、前記遮蔽用誘電体層を貫通し、前記スリット付き主接地導体層及び前記遮蔽用接地導体層間を接続する遮蔽用接地導体ポストが複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列が２列配置されており、
２列の該遮蔽用接地導体ポスト列の間には、前記スリット付き主接地導体層における全ての前記スリットが位置しており、
前記スリット付き主接地導体層、前記遮蔽用接地導体層、及び前記２列の遮蔽用接地導体ポスト列で囲まれた部分が、前記主導波路から前記スリットを介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路として構成された請求項１又は２記載の疑似導波管型伝送線路。
【請求項４】
請求項１又は２記載の疑似導波管型伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、前記スリットからのエネルギーの放射方向を制御するようにしたアンテナ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−１８７１４１（Ｐ２０１０−１８７１４１Ａ）
【公開日】平成２２年８月２６日（２０１０．８．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２９１７６（Ｐ２００９−２９１７６）
【出願日】平成２１年２月１０日（２００９．２．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２０年９月２日 社団法人電子情報通信学会発行の「ＥｉＣ 電子情報通信学会 ２００８年ソサイエティ大会講演論文集」（ＤＶＤ）に発表
【出願人】（８０６００００１１）財団法人岡山県産業振興財団 (12)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月２６日（２０１０．８．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月１０日（２００９．２．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２０年９月２日 社団法人電子情報通信学会発行の「ＥｉＣ 電子情報通信学会 ２００８年ソサイエティ大会講演論文集」（ＤＶＤ）に発表
【出願人】（８０６００００１１）財団法人岡山県産業振興財団 (12)
【Ｆターム（参考）】
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